DE69822376T2

DE69822376T2 - Ausgangsschaltung mit niedrigem Signalhub

Info

Publication number: DE69822376T2
Application number: DE69822376T
Authority: DE
Inventors: Seiichi Minato-ku Watarai
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 1997-06-17
Filing date: 1998-06-16
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2018-06-17
Also published as: EP0893885A3; CN1204886A; JP3366222B2; DE69822376D1; EP0893885A2; EP0893885B1; CN1085440C; US6078206A; JPH118542A

Description

(a) Umfeld der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Kleinsignal-Ausgangskreis und, insbesondere einen Kleinsignal-Ausgangskreis, welcher Logiksignale mittels Übertragungsleitungen zwischen integrierten Schaltungen überträgt.
(b) Stand der Technik
Ausgangskreise werden mitunter als Signalübertragungsmittel zur Signalübertragung zwischen zwei oder mehreren integrierten Schaltungen über Übertragungsleitungen, zum Beispiel Busleitungen, eingesetzt. Wenn ein Logiksignal von einem Ausgangskreis übertragen werden soll, nimmt es entweder den Logikwert H oder den Logikwert L an. Entsprechend weist der Ausgangskreis einer integrierten Schaltung einen Anschluß zum Empfang interner Logiksignale von der internen Schaltung der integrierten Schaltung und einen Ausgangsanschluß für die Übergabe der internen Logiksignale an eine andere integrierte Schaltung auf.
Obwohl die meisten herkömmlichen Übertragungssignale eine Amplitude in der Nähe der Stromversorgungsspannung der integrierten Schaltung aufweisen, wurde die Signalamplitude für Übertragungsleitungen in den letzten Jahren herabgesetzt. Zum Beispiel, für eine CMOS-Schnittstelle für ein herkömmliches Übertragungssignal war die Signalamplitude im wesentlichen der Stromversorgungsspannung von etwa 5 V oder etwa 3 V gleich. Andererseits, die Signalamplitude beträgt neuerdings nur etwa 0.3 V für Übertragungssignale kleiner Amplitude, wie sie in Kleinspannungs-Differentialsignalschnittstellen (LVDS) vorkommen. Der Grund für die Herabsetzung der Signalamplitude ist, daß diese Herabsetzung große Vorteile bringt hinsichtlich erhöhter Übertragungsgeschwindigkeit, niedrigerer Verlustleistung und kleinerem Störpegel während der Signalübertragung. Entsprechend wird verlangt, daß integrierte Schaltungen für höhere Übertragungsgeschwindigkeit und/oder niedrige Verlustleistung der Stromversorgung eine Ausgangsschaltung aufweisen, die Signale mit kleinerer Amplitude ausgeben kann. Verschiedene Vorschläge wurden gemacht als Mittel zur Ausgabe von Signalen niedriger Amplitude, und Folgendes ist ein Beispiel dafür.
Die 1 zeigt einen Schaltplan einer pseudoemittergekoppelten Logikschnittstelle (PECL-Schnittstelle) als einen ersten herkömmlichen Ausgangskreis, der ein typisches Beispiel für eine Kleinamplituden-Schnittstelle ist, wobei der Ausgangskreis folgendes aufweist: einen PMOS-Transistor M11 mit einer Source, der an die positive Stromersorgungsleitung VDD angeschlossen ist, einem Drain, der mit dem Ausgangsanschluß OUT1 verbunden ist, der ein Kleinamplitudesignal ausgibt, und ein Gate, das mit dem Eingangsanschluß IN1 verbunden ist; einen NMOS-Transistor M12 mit einem Drain, der mit dem Drain des Transistors M11 verbunden ist, ein Gate, das mit dem Gate des Transistors M11 verbunden ist, und eine Source, die mit der auf Massepotential liegenden Stromversorgungsleitung VSS verbunden ist; und einen Abschlußwiderstand RTT1, von welchem das erste Ende mit dem Ausgangsanschluß OUT1 und das zweite Ende mit einem Abschlußpotential VTT verbunden ist.
Allgemein wird ein positives Potential von außerhalb der integrierten Schaltung an die Stromversorgungsleitung VDD angelegt, und die Stromversorgungsleitung VSS wird geerdet. In anderen Fällen wird die Stromversorgungsleitung VDD geerdet und ein negatives Potential an die Stromversorgungsleitung VSS angelegt.
Die Werte für den Abschlußwiderstand RTT1 und für das Abschlußpotential VTT werden allgemein in einem Standard vorgegeben, wobei der erste Wert etwa 50 Ohm beträgt und der zweite Wert gegeben wird, indem etwa 2 V vom Stromversorgungspotential VDD abgezogen werden.
Im Betrieb, wenn H-Potential in der Nähe des Potentials VDD der Stromversorgungsleitung VDD am Eingangsanschluß IN1 angelegt ist, ist der Transistor M11 ausgeschaltet und der Transistor M12 eingeschaltet. Somit ist ein Stromweg gebildet vom Abschlußpotential VTT zur Stromversorgungsleitung VSS über den Abschlußwiderstand RTT1 und den Transistor M12. L-Potential VOL des Ausgangsanschlusses OUT1 an dieser Stufe ist mit VOL = VTT – {(VTT –VSS) × RTT}/(RTT + RONN) (1)gegeben, wobei VTT, VSS, RTT und RONN respektive das Abschlußpotential VTT, das Potential der Stromversorgungsleitung VSS, der Widerstandswert des Widerstands RTT1 und der Widerstandswert des NMOS-Transistors M12 im eingeschalteten Zustand sind.
Wenn L-Potential in der Nähe des Potential VSS der Stromversorgungsleitung VSS an den Eingangsanschluß IN angelegt wird, ist der Transistor M11 eingeschaltet und der Transistor M12 ausgeschaltet. Somit ist ein Stromweg gebildet von der Stromversorgungsleitung VDD zum Abschlußpotential VTT über den Transistor M11 und den Abschlußwiderstand RTT1. Das Potential VON vom H-Pegel des Ausgangsanschlusses OUT1 an dieser Stufe ist mit VOH = VTT + {(VDD – VTT) × RTT}/(RTT + RONP) (2)gegeben, wobei RONP für den Widerstand des PMOS-Transistors M11 in eingeschaltetem Zustand steht.
Um praktische Werte für das H-Potential VOH und das L-Potential VOL am Ausgang OUT1 und für die relative Ausgangssignal-Amplitude (VOH – VOL) zu berechnen, werden den respektiven Variablen in den Ausdrücken bzw, Formeln (1) und (2) folgende Werte zugewiesen: VDD = 3V, VSS = 0 V, VTT = 1,5 V, RTT = 50 Ohm, RONN = 200 Ohm, RONP = 200 Ohm.
Wenn diese Werte für die Variablen in den Ausdrücken (1) und (2) eingesetzt werden, ergeben sich folgende Werte für das N-Potential VON bzw. für das L-Potential VOL von OUT:
VOH = 1,8 V (3)
VOL = 1,2 V (4)
Dies ergibt den folgenden Wert für die Ausgangssignalamplitude:
VOH – VOL = 0,6 V (5)
Der herkömmliche Ausgangskreis hat ein Merkmal, welches ihn befähigt, gewünschte Kleinsignalamplituden durch entsprechende Wahl der Widerstände RONP und RONN im eingeschalteten Zustand zu liefern, indem Einstellungen an Hand der Größe der Transistorelementen in den integrierten Schaltungen gemacht werden, in Abhängigkeit von den Stromversorgungspotentialen VDD, VSS, VTT und vom Widerstand RTT, die vorgegeben werden.
Da der erste herkömmliche Ausgangskreis einen einzigen Ausgangsanschluß für die Übertragung eines einzigen Signals aufweist, nennt man ihn allgemein ein Einphasen-Übertragungssystem.
Ein anderes Übertragungssystem mit Kleinsignalamplitude-Schnittstelle, das sogenannte Differential-Übertragungssystem, wird ebenfalls eingesetzt und liefert am Ausgang zwei Übertragungssignale an respektiven Anschlüssen. Die zwei Übertragungssignale im Differential-Übertragungssystem haben das Merkmal, daß die zwei Signale gegenseitig entgegengesetze Phasen und gleiche Potentiale für die Logikpegel H und L aufweisen. Die entgegengesetzten Phasen im Difterential-Übertragungssystem haben einen doppelten dynamischen Bereich verglichen mit dem Einphasen-Übertragungssystem. Ein zusätzlicher Vorteil dabei ist, daß der Einfluß von Störsignalen auf den Stromversorgungsleitungen und durch elektromagnetische Induktion reduziert ist. Aufgrund von diesem Vorteil wird das Differential-Übertragungssystem für Übertragungen mit hoher Geschwindigkeit und hoher Zuverlässigkeit verwendet. Es sind einige Vorschläge erfolgt für den Ausgangskreis, der Differentialsignale im Differential-Übertragungssystem liefert, und Folgendes ist ein Beispiel dafür.
Die 2 zeigt einen zweiten herkömmliche Ausgangskreis für die LVDS-Schnittstelle als ein typisches Differential-Übertragungssystem, wobei ähnliche Bestandteile mit ähnlichen Referenzsymbolen bezeichnet sind, wie diejenigen, die in der 1 verwendet werden. Der Ausgangskreis weist folgendes auf: einen ersten Ausgangsschaltungsabschnitt 11 mit Transistoren M11 und M12, Abschlußwiderstand RTT1, Eingangsanschluß IN1 und Ausgangsanschluß OUT1, die dem ersten herkömmlichen Ausgangskreis gemeinsam sind; und einen zweiten Ausgangsschaltungsabschnitt 12, der ähnliche Bestandteile wie diejenigen des ersten Ausgangsabschnitts 11 aufweist. Insbesondere weist der zweite Ausgangsschaltungsabschnitt 12 folgendes auf: einen PMOS-Transistor M21 mit einer Source, die mit einer positiven Stromversorgungsleitung VDD verbunden ist, einen mit dem Ausgangsanschluß OUT2 vebundenen Drain und ein mit dem Eingangsanschluß IN2 verbundenes Gate, einen NMOS-Transistor M22 mit einem Drain, der mit dem Drain des Transistors M21 verbunden ist, mit einem Gate, welches mit dem Gate des Transistors M21 verbunden ist und einer Source, die mit der geerdeten Stromversorgungsleitung VSS verbunden ist; einen Abschlußwiderstand RTT2 von welchem ein erstes Ende mit dem Ausgang OUT2 verbunden ist und ein zweites Ende mit dem Abschlußpotential VTT verbunden ist.
Die Werte für die Abschlußwiderstände RTT1 und RTT2 und für das Abschlußpotential VTT werden allgemein in einem Standard vorgegeben, in welchem RTT1 und RTT2 auf etwa 45 bis 65 Ohm und VTT auf etwa 1,1 bis 1,4 V eingestellt sind.
Im Betrieb, wenn H-Potential in der Nähe des Potentials VDD der Stromversorgungsleitung VDD am Eingangsanschluß IN1 angelegt ist, und zur gleichen Zeit L-Potential in der Nähe des Potentials VSS der Stromversogungsleitung VSS am Eingangsanschluß IN2 angelegt ist, sind die Transistoren M12 und M21 eingeschaltet und die Transistoren M11 und M22 ausgeschaltet. Somit ist ein Stromweg gebildet von der Stromversorgungsleitung VDD zum Abschlußpotential VTT über den Transistor M21 und den Abschlußwiderstand RTT2, und ein weiterer Stromweg ist gebildet vom Abschlußpotential VTT zur Stromversorgungsleitung VSS über den Abschlußwiderstand RTT1 und den Transistor M12. Entsprechend liefert der Ausgangsanschluß OUT1 ein Signal mit L-Pegel und der Ausgangsanschluß OUT2 ein Signal mit H-Pegel. H-Signalpegel VOH und L-Signalpegel VOL werden mit den Ausdrücken (1) und (2) wie oben angegeben berechnet.
Wenn L-Potential in der Nähe des Potentials VSS der Stromversorgungsleitung VSS am Anschluß IN1 angelegt ist, und zur gleichen Zeit N-Potential in der Nähe des Potentials VDD der Stromversorgungsleitung VDD am Anschluß IN2 angelegt ist, sind die Transistoren M11 und M22 eingeschaltet und die Transistoren M12 und M21 ausgeschaltet. Damit ist ein Stromweg gebildet von der Stromversorgungsleitung VDD zum Abschlußpotential VTT über den Transistor M11 und den Abschlußwiderstand RTT1, und es ist ein weiterer Stromweg gebildet vom Abschlußpotential VTT zur Stromversorgungsleitung VSS über den Abschlußwiderstand RTT2 und den Transistor M22. Entsprechend erscheint H-Signalpegel am Ausgangsanschluß OUT1 und L-Signalpegel am Ausgangsanschluß OUT2.
Wie bereits oben erwähnt wurde, die Technik zum Erzeugen von H-Pegel und L-Pegel für den Ausgangssignalpegel im zweiten herkömmlichen Ausgangskreis des Systems mit Differentialausgang ist der Technik des ersten herkömmlichen Ausgangskreises des einphasigen Systems ähnlich. Deshalb, wenn die Variablen in den Ausdrücken (1) und (2) für beide Kreise gleich sind, sind das H-Pegelsignal VOH und das L-Pegelsignal VOL den oben angegebenen numerischen Werten (3), (4) und (5) gleich. Es ist möglich, gewünschte Kleinamplitudesignale im zweiten herkömmlichen Ausgangskreis in ähnlicher Weise wie für den ersten herkömmlichen Ausgangskreis zu bekommen, indem man die Widerstände RONP der PMOS-Transistoren M11 und M21 im eingeschalteten Zustand bzw. RONN der NMOS-Transistoren M12 und M22 entsprechend einstellt auf der Grundlage der Größe der Transistorelemente in der integrierten Schaltung, in Abhängigkeit von den Stromversorgungspotentialen VDD, VSS und VTT sowie von den vorgegebenen Abschlußwiderständen RTT1 und RTT2.
Obwohl beide herkömmliche Ausgangskreise die oben beschriebenen Vorteile aufweisen, gibt es ein Problem, indem die Variation der Ausgangsspannung sehr groß ist.
Zusätzlich verursachen die folgenden drei Faktoren Variationen in den Widerstanden RONP und RONN im eingeschalteten Zustand, in Abhängigkeit davon, welches N-Pegelpotential VOH und L-Pegelpotential VOL des Ausgangssignals des ersten herkömmlichen Ausgangskreises eingestellt werden.
Der erste Faktor ist der Einfluß von Streuungen bei der Herstellung der MOS-Transistoren. Das Herstellungsverfahren weist Variationsfaktoren auf, welche die Gestaltvariationen der Transistorelemente, die den Ausgangskreis darstellen, beeinflussen. Zum Beispiel liegen die Variationen des Widerstands des MOS-Transistors im eingeschalteten Zustand im Bereich von etwa ±10% bis 20%, in Abhängigkeit von der Form des Transistors.
Der zweite Faktor ist der Einfluß der Umgebungstemperaturen des elektronischen Gerätes in welchem die integrierte Schaltung in unterschiedlichen Umgebungen eingesetzt wird. Der Widerstand des MOS-Transistors im eingeschalteten Zustand verändert sich, besonders mit der Veränderung der Umgebungstemperatur: zum Beispiel liegen die Variationen im allgemeinen im Bereich von etwa ±8% bis ±16% für einen Temperaturbereich von 100°C.
Der dritte Faktor ist der Einfluß von Schwankungen der Stromversorgungsspannung. Die von außerhalb der integrierten Schaltung stammende Stromversorgungsspannung verändert sich durch Spannungsabfall auf der Versorgungsleitung zusätzlich zu den Spannungsschwankungen der externen Stromquelle selbst. Der Widerstand des MOS-Transistors im eingeschalteten Zustand verändert sich mit der Änderung der Eingangsspannung: zum Beispiel liegen die Variationen im allgemeinen im Bereich von etwa ±10% bis ±15% für eine Spannungsveränderung der Stromquelle um ±10%.
Somit liegen die Variationen des Widerstands des MOS-Transistors im eingeschalteten Zustand allgemein im Bereich von etwa ±28% bis ±51%, wenn alle drei oben erwähnten Faktoren berücksichtigt werden. Die von den drei Faktoren verursachten Variationen des H-Pegels VOH, des L-Pegels VOL und der Signalamplitude sind wie folgt:
VOH = 1,713 V bis 2,007 V (6)
VOL = 0,993 V bis 1,287 V (7)
VOH – VOL = 0,426 V bis 1,014 V (8)
Die Variationen der Signalamplitude VOH-VOL sind 1,7fach größer als im Fall, in welchem die Signalamplitude vom Widerstand des MOS-Transistors im eingeschalteten Zustand ohne Berücksichtigung der drei Faktoren berechnet wird, nämlich 0,6 V wie aus dem Ausdruck (3) hervorgeht. Variationen in der Ausgangssignalamplitude, besonders im Fall der Variationen nach oben, reduzieren und heben die oben beschriebenen Vorteile der Übertragung mit kleiner Amplitude auf.
Zusammenfassend, die herkömmlichen Ausgangskreise erster und zweiter Art weisen das zu lösende Problem großer Variationen der Signalamplitude auf, die zu einer Verminderung der Übertragungsgeschwindigkeit, einer Erhöhung der Verlustleistung und einer Zunahme des Störpegels während der Signalübertragung führen.
Ferner wird ein Kleinamplitudesignal-Ausgangskreis gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 in den PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, Band 015, Nr. 438 (E-1130). 8. November 1991 & JP 03 184419 A (FUJITSU LTD), 12. August 1991 offenbart. Insbesondere, um die Schwankungen einer Schwellenspannung zu unterdrücken, weist der Ausgangskreis einen MOS-Transistor vom p-Typ und einen MOS-Transistor vom n-Typ in Reihe geschaltet zwischen einer Stromversorgungsleitung und Massepotential auf, um ein erstes Logiksignal zu empfangen, um ein erstes Logiksignal über einen Knoten auszugeben, welcher den MOS-Transistor vom p-Typ und den MOS-Transistor vom n-Typ verbindet. Mit einem weiteren MOS-Transistor vom n-Typ, der zwischen der Stromversorgungsleitung und dem oben erwähnten MOS-Transistor vom p-Typ angeschlossen ist, ist es möglich, die Fluktuationen der Schwellenspannung des Kreises zu unterdrücken.
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Band 011, Nr. 081 (E-488), 12. März 1987 & JP 61 234622 A (NEC CORP), 18. Oktober 1986, offenbart einen Spannungsregler-Schaltungsabschnitt, der mit einer Stromversorgungsleitung verbunden ist, um die logische Schwellenspannung einer integrierten Halbleiterschaltung konstant zu halten, d. h. indem ein weiterer MOS-Transistor eingefügt wird, dessen Gate und Drain auf der negativen Stromversorgungsseite eines CMOS-Inverters zusammengeschaltet sind.
US-A-5 467 044 offenbart eine CMOS-Inverterschaltung mit Spannungsregler-Schaltungsabschnitt, um die Fluktuationen der Stromversorgungsspannung zu kompensieren. Insbesondere werden zwei alternative Schaltung vorgeschlagen, nämlich ein als Diode angeschlossener MOSFET und ein als Diode angeschlossener bipolarer Transistor.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Realisierung eines Kleinamplitudesignal-Ausgangskreises, welcher die Signalamplituden-Eigenschaften verbessert.
Entsprechend bringt die vorliegende Erfindung einen Kleinamplitudensignal-Ausgangskreis, welcher folgendes aufweist: einen ersten Ausgangsschaltungsabschnitt mit einem ersten Transistor einer ersten Leitungsart und einem zweiten Transistor einer zweiten Leitungsart, die in Reihe zwischen einer ersten Stromversorgungsleitung und einer zweiten Stromversorgungsleitung angeschlossen sind, um ein erstes Logiksignal zu empfangen über einen Knoten, der den ersten Transistor mit dem zweiten Transistor verbindet, wobei ein Spannungsregler-Schaltungsabschnitt zwischen der ersten Stromversorgungsleitung und den ersten Transistor angeschlossen ist, um die Versorgungsspannung für den Abschnitt zu reduzieren, wobei der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt einen dritten Transistor und eine erste Diode umfaßt, die in Reihe zwischen der ersten Stromversorgungsleitung und dem ersten oder zweiten Transistor geschaltet ist, und wenigstens eine zweite Diode, die zwischen der ersten Diode und der zweiten Stromversorgungsleitung auf einem zweiten Weg in Reihe geschaltet sind, und wobei ein Knoten, der wenigsten eine zweite Diode und den Widerstand verbindet, an einer Steuerelektrode des dritten Transistors angeschlossen ist.
Einige der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen aufgeführt.
Die oben aufgeführten und andere Objekte, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden sich an Hand der folgenden Beschreibung, mit Bezugnahme auf die begleitenden Figuren, klarer herausstellen.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
1 ist ein Schaltplan des ersten herkömmlichen Ausgangskreises;
2 ist ein Schaltplan eines zweiten herkömmlichen Ausgangskreises;
3 ist ein Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß eines ersten Beispiels;
4 ist ein Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß eines zweiten Beispiels;
5 ist ein Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß eines dritten Beispiels;
6 ist ein Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 ist ein Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
8 ist ein Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung wird nun genauer beschrieben mit Bezugnahme auf die begleitenden Figuren, wobei ähnliche Bestandteile mit den gleichen oder ähnlichen Bezugszahlen in allen Figuren bezeichnet werden.
3 zeigt den Schaltplan eines Ausgangskreises gemäß eines ersten Beispiels, der zum Verständnis der vorliegenden Erfindung nützlich ist, aber kein Teil des beanspruchten Inhalts der Erfindung ist. Der Ausgangskreis weist folgendes auf: einen Ausgangsschaltungsabschnitt 11, welcher den pMOS-Transistor M11 und den nMOS-Transistor M12 aufweist, einen Abschlußwiderstand RTT1, einen Eingangsanschluß IN1 und einen Ausgangsanschluß OUT1, die denjenigen im ersten herkömmlichen Ausgangskreis ähnlich sind. Zusätzlich enthält der Ausgangskreis einen Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 13, der zwischen einer Stromversorgungsleitung VDD und der Source des Transistors M11 angeschlossen ist, um den Spannungspegel des Transistors M11 zu regeln.
Der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 13 umfaßt einen nMOS-Transistor M31 mit einem Gate und einem Drain, die miteinander und mit der Stromversorgungsleitung VDD verbunden sind, und eine Source, die mit der Source des Transistors M11 des Ausgangskreises 11 verbunden ist und dabei eine Diodenstruktur bildet.
Im Betrieb, wenn L-Signalpegel in der Nähe des Potentials der Stromversorgungsspannung VSS am Eingangsanschluß IN1 angelegt und der Transistor M11 des Ausgangskreises 11 eingeschaltet ist, ist der Transistor M12 ausgeschaltet, während der Transistor M31 des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 13 immer eingeschaltet ist. Somit ist ein Stromweg gebildet von der Spannungsversorgungsleitung VDD über den Transistor M31, den Transistor M11 und den Abschlußwiderstand RTT1 zur Abschlußpotential-Leitung VTT. Der H-Spannungspegel VOH des Ausgangsanschlusses an dieser Stufe ergibt sich gemäß dem Ausdruck: VOH = VTT + {(VDD – VTN31 – VTT) × RTT}/(RTT + RONP) (9)wobei VTN31 für die Gate-Source-Spannung des NMOS-Transistors M31 steht. In dieser Konfiguration ist der Ausgangs-H-Pegel VOH um VTN31 × RTT/(RTT + RONP) vermindert. Der Widerstand des Transistors M31 im eingeschalteten Zustand wird dabei vernachlässigt, weil er wesentlich kleiner als der Widerstand des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand, RONP, ist.
Die Konfiguration der kleineren Ausgangsspannung VON im Ausgangskreis des vorliegenden Beispiels ermöglicht die Konfiguration eines kleineren Absolutwertes für den Widerstand RONP des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand, verglichen mit dem Widerstand im eingeschalteten Zustand in der herkömmlichen Schaltung, um damit die Variation des H-Pegels VON der Ausgangssignale zu unterdrücken. Der Widerstand des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand variiert allgemein unter dem Einfluß der drei zuvor erwähnten Faktoren, d. h. Herstellungsvorgang, Umgebungstemperatur und/oder Schwankungen der Stromversorgungsspannung.
Wie an Hand des Ausdrucks (2) ersichtlich ist, der den H-Pegel des Ausgangssignals im ersten herkömmlichen Ausgangskreises definiert, erhöht die Verminderung des Widerstands RONP des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand den Ausgangs-H-Pegel VOH, und dies wird unterdrückt mit dem Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 13, der eine Potentialdifferenz liefert, wie oben erwähnt wurde und unten detailliert beschrieben wird.
Das Ausgangspotential des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 13, d. h. das Potential an der Source des Transistors M11, ergibt sich, indem man die Gate-Source-Spannung VTN31 des Transistors M31 von der Stromversorgungsspannung VDD abzieht. Wenn sich die Stromversorgungsspannung VDD verändert, erscheint die Spannungsänderung als wäre sie im Ausgangspotential des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 13 enthalten.
Wenn die Variablen im Ausdruck (9) so eingestellt sind, daß VDD = 3 V, VSS = 0 V, VTT = 1,5 V, RTT = 50 Ohm, VTN31 = 1,0 V und RONP = 33 Ohm, errechnet sich der H-Pegel VOH des Ausgangssignals des vorliegenden Beispiels als:
VOH = 1,8V (10)
Dieser Wert ist dem Ausdruck (3) in der herkömmlichen Technik ähnlich.
Es wird angenommen, daß sich der Widerstand RONP des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand in Richtung zu einem höheren Wert unter dem Einfluß der drei Faktoren verändert, und daß der N-Pegel VON des Ausgangssignals im Bereich des Maximums von ±51 % variiert, wie im Zusammenhang mit der herkömmlichen Technik erläutert wurde. Der Ausdruck (9), in welchem die Variationsfaktoren berücksichtigt sind, ergibt folgenden H-Pegel VOHC des Ausgangssignals:
VOHC = 1,750 V bis 1,878 V (11)
Somit variiert der H-Pegel VHOC um –2,8% bis +4,8% gegenüber einer normalen Spannung von 1,8 Volt im vorliegenden Beispiel, und diese Tatsache entspricht einer signifikanten Verbesserung gegenüber dem Variationsbereich von – 4,8 bis +11,5% in der herkömmlichen Technik.
Im oben besprochenen Beispiel ist die Variation im Ausgangspotential kleiner, auch wenn der Widerstand RONP des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand um einen größeren Prozentsatz variiert, weil die absoluten Variationen des Widerstands des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand kleiner sind verglichen mit der herkömmlichen Schaltung, was mit der Konfiguration erreicht wird, in welcher der Absolutwert des Widerstands des Transistors M11 im eingeschalteten Zustand auf einen kleineren Wert eingestellt ist, in Abhängigkeit vom Gate-Source-Spannungsabfall des Transistors M31. Dies bedeutet, daß es möglich ist, die Variation des Ausgangs-H-Pegels VOH zu unterdrücken.
Der in 4 gezeigte Ausgangskreis gemäß eines zweiten Beispiels, welches kein Bestandteil des beanspruchten Erfindungsinhalts ist, ist dem ersten Beispiel ähnlich, mit dem Unterschied, daß der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 14 zwischen der Stromversorgungsleitung VSS und der Source des nMOS-Transistors M12 angeschlossen ist, um die Sourcespannung des Transistors M12 zu regeln.
Der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 14 umfaßt einen nMOS-Transistor M41 mit einem Drain und einem Gate, die zusammen mit dem Source des Transistors M12 verbunden sind, und einer Source, die mit der Stromversorgungsleitung VSS verbunden ist und dabei eine Diodenstruktur bildet.
Der Ausgangskreis ist eingerichtet für die Unterdrückung der Variationen des L-Pegels VOL der Ausgangssignale. Insbesondere, ähnlich wie im ersten Beispiel, wird der Widerstand RONN des Transistors M12 des Ausgangskreises 11 im eingeschalteten Zustand auf einen kleineren Absolutwert eingestellt, der zu kleineren Variationen im Absolutwert des Widerstands RONP im eingeschalteten Zustand führt, die von den drei Faktoren verursacht sind, um damit die Variation des H-Pegels VOH der Ausgangssignale zu unterdrücken.
Im Betrieb, wenn ein Signalpotential mit H-Pegel in der Nähe des Potentials der Stromversorgungsspannung VDD am Eingangsanschluß IN angelegt wird, sind die Transistoren M12 und M11 des Ausgangskreises 11 respektive EIN- und ausgeschaltet, während der Transistor M41 des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 14 immer eingeschaltet ist. Somit ist ein Stromweg gebildet von der Abschlußpotential-Leitung VTT über den Abschlußwiderstand RTT1, den Transistor M12 und den Transistor M41 zur Spannungsversorgungsleitung VSS. Der L-Pegel VOL am Ausgangsanschluß dieser Stufe ist gegeben mit dem Ausdruck: VOL = VTT + {(VTT – VTN41 – VSS) × RTT}/(RTT + RONN) (12) wobei VTN41 für die Gate-Source-Spannung des NMOS-Transistors M41 steht. Der Widerstand des Transistors M41 im eingeschalteten Zustand wird nicht beachtet, weil er klein ist.
Wie an Hand des Ausdrucks (1), der den Ausgangs-L-Pegel VOL des ersten herkömmlichen Ausgangskreises definiert, ersichtlich ist, wird der L-Pegel VOL kleiner, wenn der Widerstand RONN des Transistors M12 im eingeschalteten Zustand durch den Einfluß der drei Faktoren zu einem kleineren Wert sinkt. Der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 14 liefert die Potentialdifferenz, um die Verminderung zu kompensieren.
Der Transistor M41 wirkt als Spannungsregler im vorliegenden Beispiel, und das Ausgangspotential des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 14 ergibt sich als Summe der Gate-Source-Spannung VTN41 des Transistors M41 und der Stromversorgungsspannung VSS. Das Ausgangspotential des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 14 weist die gleiche Veränderung auf, wenn sich die Stromversorgungsspannung VSS verändert.
Wenn die respektiven Variablen im Ausdruck (12) so eingestellt sind, daß VDD = 3 V, VSS = 0 V, VTT = 1,5 V, RTT = 50 Ohm, VTN31 = 1,0 V und RONN = 33 Ohm, errechnet sich der L-Pegel VOL des Ausgangssignals des vorliegenden Beispiels als:
VOL = 1,2 V (13)
Dieser Wert ist dem des Ausdrucks (4) in der herkömmlichen Schaltungstechnik ähnlich.
Es wird angenommen, daß der Widerstand RONN des Transistors M12 im eingeschalteten Zustand sich in Richtung zu einem größeren Wert durch den Einfluß der drei Faktoren verändert, und daß der L-Pegel VOL des Ausgangssignals innerhalb des Bereichs von maximal ±51% variiert, wie im Zusammenhang mit der herkömmlichen Technik erläutert wurde. Der Ausdruck (12) mit Berücksichtigung der Variationsfaktoren ergibt den folgenden L-Pegel VOLC des Ausgangssignals:
VOLC = 1,222 V bis 1,250 V (14).
Somit variiert der L-Pegel VOLC um –6,5% bis +4,2% relativ zu einer normalen Spannung von 1,2 Volt im vorliegenden Beispiel. Diese Tatsache entspricht einer signifikanten Verbesserung gegenüber dem Variationsbereich von –17,3% bis +7,3% mit der herkömmlichen Schaltungstechnik.
Im oben besprochenen Beispiel ist die absolute Variation des Ausgangspotential kleiner, auch wenn der Widerstand RONP des Transistors M12 im eingeschalteten Zustand um einen großen Prozentsatz variiert, weil der Absolutwert des Widerstands des Transistors M12 im eingeschalteten Zustand kleiner ist verglichen mit der herkömmlichen Schaltungstechnik, was erzielt wird mit der Konfigurierung, mit welcher der Absolutwert des Widerstands des Transistors M12 im eingeschalteten Zustand auf einen kleineren Wert, basierend auf dem Gate-Source-Spannungsabfall des Transistors M41, eingestellt werden kann. Somit ist es möglich, die Variation des Ausgangs-H-Pegels VOL in dieser Ausführungsform zu kompensieren.
Die 5 zeigt einen Ausgangskreis gemäß eines dritten Beispiels, welches ebenfalls kein Bestandteil des beanspruchten Erfindungsinhalts ist, welcher die Bestandteile des ersten und des Zweiten Beispiels aufweist. Insbesondere umfaßt der Ausgangskreis dieses Beispiels einen Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 13 mit einem Ausgangsschaltungsabschnitt 11, der folgendes Umfaßt: die in Reihe geschalteten pMOS-Transistoren M11 und M12, einen Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 13 mit einem nMOS-Transistor M31, der zwischen der Stromversorgungsleitung VDD und dem Ausgangsschaltungsabschnitt 11 angeschlossen ist, und einen Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 14, in welchem ein nMOS-Transistor M41 zwischen der Stromversorgungsleitung VSS und dem Ausgangsschaltungsabschnitt 11 angeschlossen ist.
Im Betrieb unterdrückt der Ausgangskreis dieses Beispiels Variationen sowohl in der H-Pegelspannung VOH wie auch in der L-Pegelspannung VOL des Ausgangssignals. Insbesondere, wenn ein Signalpotential mit L-Pegel in der Nähe des Potentials der Stromversorgungsleitung VSS am Eingangsanschluß IN angelegt wird, ähnlich wie im ersten Beispiel, wird die Variation des H-Pegels VOH des Ausgangssignals unterdrückt. Zusätzlich, wenn ein Signalpotential mit H-Pegel in der Nähe des Potentials der Stromversorgungsleitung VDD am Eingangsanschluß IN angelegt wird, ähnlich wie im ersten Beispiel, wird die Variation des L-Pegels VOL des Ausgangssignals unterdrückt.
Die Variation des Ausgangssignals in diesem Beispiel wird mit der Variation des Ausgangssignals des ersten herkömmlichen Ausgangskreises verglichen. Die Variation des H-Pegels VOH dieses Beispiels, die von den drei Faktoren verursacht wird, ist derjenigen im ersten Beispiel ähnlich, und die Variation des L-Pegels VOL ist derjenigen im zweiten Beispiel ähnlich. Die Signalamplitude VOHC-VOLC wird mit Berücksichtigung der Variationsfaktoren wie folgt berechnet:
VOHC-VOLC = 0,500 V bis 0,765 V (15)
Somit liegt die Variation der Signalamplitude VOH-VOL in diesem Beispiel im Bereich vom –16,7% bis +26,0%, relativ zu einer normalen Spannung von 0,6 V, wenn die drei Faktoren nicht berücksichtigt werden, und dies entspricht einer signifikanten Verbesserung gegenüber dem Variationsbereich der herkömmlichen Schaltungstechnik, der sich von –29,0% bis +69,0% erstreckt.
In den oben beschriebenen Beispielen ist der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt mit einer Diode implementiert, die gebildet wird, indem das Gate und der Drain eines NMOS/PMOS-Transistors miteinander verbunden werden. Es ist auch möglich, den Spannungsregler-Schaltungsabschnitt mit einer Diode zu implementieren, die durch Zusammenschaltung der Basis und des Kollektors eines NPN/PNP-Bipolartransistors gebildet wird.
Weiter kann der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt ersetzt werden mit einer Stromquellen-Schaltung, die allgemein innerhalb oder außerhalb der integrierten Schaltung eingesetzt wird, um ein genaueres und stabileres Potential zu liefern.
In den oben beschriebenen Beispielen wird die Gate-Source-Spannung eines nMOS/pMOS-Transistors zur Bildung einer Diodenstruktur oder Diodenverbindung im Spannungsregler-Schaltungsabschnitt eingesetzt. Die Basis-Emitter-Spannung eines eine Diodenverbindung bildenden nMOS/pMOS-Transistors kann auch statt dessen verwendet werden. Die Gate-Source-Spannung oder die Basis-Emitter-Spannung variiert jedoch mit der Temperatur. Allgemein bewirkt eine höhere Temperatur eine kleinere Gate-Source-Spannung oder eine kleinere Basis-Kollektor-Spannung. Dies bedeutet, daß der L-Pegel VOH und der H-Pegel VOL der Ausgangssignale wie mit den Ausdrücken (9) und (12) angegeben variieren. Eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die unten beschrieben wird, kann eingesetzt werden, um die von einer Temperaturschwankung verursache Spannungsänderung zu unterdrücken.
Mit Bezugnahme auf die 6 ist der Ausgangskreis gemäß der ersten Ausführungsform dem des ersten Beispiels ähnlich, mit dem Unterschied, daß ein Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 15 in der vorliegenden Ausführungsform statt des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts (13) des ersten Beispiels vorgesehen ist.
Der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 15 umfaßt folgendes: einen PNP-Transistor M51 mit einem Kollektor und einer Basis, die zusammen mit der Source des Transistors M11 im Ausgangskreis 11 verbunden sind; einen PMOS-Transistor M52 mit einem Drain, der mit dem Emitter des Transistors M51 verbunden ist, und einer Source, die mit der Stromversorgungsleitung VDD verbunden ist; ein PNP-Transistor M53 mit einem Emitter, der mit dem Kollektor des Transistors M51 verbunden ist, und einem Kollektor und einer Basis, die miteinander verbunden sind; ein PNP-Transistor M54 mit einem Emitter, der mit dem Kollektor des Transistors M53 verbunden ist und einem Kollektor und einer Basis, die miteinander verbunden sind; und ein Widerstand R51, von welchem ein Ende mit dem Kollektor des Transistors M54 und das andere Ende mit der Stromversorgungsleitung VSS verbunden ist.
Im Betrieb bewirkt der Ausgangskreis 15 die Unterdrückung der Variation des H-Pegels VOH der Ausgangssignale, ähnlich wie im ersten Beispiel. Insbesondere, der kleinere Widerstand RONN des Transistors M11 des Ausgangskreises 11 im eingeschalteten Zustand vermindert die absoluten Variationen des Widerstands RONN im eingeschalteten Zustand, die von den drei Faktoren verursacht werden, wobei die Variationen des H-Pegels VOH der Ausgangssignale unterdrückt werden.
Wenn ein Signalpotential mit L-Pegel in der Nähe des Potentials der Stromversorgungsspannung VSS am Eingangsanschluß IN angelegt ist, sind die Transistoren M11 und M12 des Ausgangskreises 11 respektive EIN- und ausgeschaltet, während die Transistoren M51 und M52 des Spannungsregler-Schaltungsabschnitts 15 immer eingeschaltet sind. Somit ist ein Stromweg gebildet von der Stromversorgungsleitung VDD über die Transistoren M51 und M52, den Transistor M11 und den Abschlußwiderstand RTT1 zum Abschlußpotential VTT. H-Pegel am Ausgangsanschluß dieser Stufe ist mit dem folgenden Ausdruck gegeben: VOH = VTT + {(VDD – VBP51 – VTT) × RTT}/(RTT + RONP11 + RONP52) = VTT + VRTTP (16).
Entsprechend wird der Spannungsabfall VRTTP am Abschlußwiderstand RTT mit dem folgenden Ausdruck gegeben: VRTTP = {(VDD – VBP51 – VTT) × RTT}/(RTT + RONP11 + RONP52) (17),wobei VBP51 für die Basis-Emitter-Spannung des PNP-Transistors M51 steht, und RONP11 sowie RONP52 die Gate-Source-Spannungen der respektiven PMOS-Transistoren M11 und M52 sind.
Der Widerstand des Transistors M51 im eingeschalteten Zustand wird nicht berücksichtigt, da er wesentlich kleiner als die anderen Widerstände ist.
Es ist möglich, den Temperaturdrift des H-Pegels VON des Ausgangssignals im Ausdruck (16) zu eliminieren, indem der Ausdruck (16) nach der Temperatur "T" differenziert und dann die Gleichung dVOH/dT = 0 gelöst wird.
Speziell wird der Temperaturdrift des Ausdrucks (16) wie folgt berechnet: dVOH/dT = (dVBP51/dT) × (RONP522 × α × VRTTP – RTT)/(RTT + RONP11 + RONP52) (18)wobei dVBP51/dT der Temperaturdrift einer Basis-Emitter-Spannung VBP51 des Transistors M51 ist, und "α" für die Anzahl Transistoren steht, die je eine Diodenverbindung aufweisen und zwischen dem Drain eines PMOS-Transistors M52 und dem Widerstand R51 angeschlossen sind, d. h. "3" in diesem Fall, nämlich die Transistoren M51, M53 und M54.
Indem man den Ausdruck (18) zu "0" macht, kann die Gleichung gelöst werden: RONP522 × α × VRTTP – RTT = 0 (19)
Wenn die Variablen im Ausdruck (19) so eingestellt werden, daß α = 3, VRTTP = 0,3 V und RTT = 50 Ohm, dann errechnet sich RONP52 als: RONP52 = 7,5 Ohm (20).
Wenn nämlich der Widerstand des PMOS-Transistors M52 im eingeschalteten Zustand dem im Ausdruck (20) definierten Wert gleich oder etwa gleich ist, wird der Temperaturdrift des H-Pegels VOH eliminiert bzw. unterdrückt. Der Widerstand des Transistors M52 im eingeschalteten Zustand kann auf einen gewünschten Wert eingestellt werden, indem die Form des Transistors entsprechend angepaßt wird.
"α" ist zwar im Ausdruck (19) auf " 3" eingestellt, entsprechend den drei Transistoren M51, M53 und M54 in dieser Ausführungsform, jedoch kann der Wert für α beliebig anders sein, durch Wahl der Anzahl Transistoren an der Stromversorgung VDD. Wenn zum Beispiel die Stromversorgungsspannung VDD 3 V beträgt, kann "α" zwischen 1 und 4 eingestellt werden.
Die 7 zeigt einen Ausgangskreis gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die der ersten Ausführungform ähnlich ist, mit dem Unterschied, daß ein Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16 zwischen der Stromversorgungsleitung VSS und der Source des Transistors M12 angeschlossen ist, um die Sourcespannung des Transistors M12 zu regeln, um den Temperaturdrift zu kompensieren.
Der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16 weist folgendes auf: einen NPN-Transistor M61 mit einem Kollektor und einer Basis, die zusammen mit der Source des Transistors M12 im Ausgangskreis 11 verbunden sind; einen NMOS-Transistor M62 mit einem Drain, der mit dem Emitter des Transistors M61 verbunden ist und einer Source, die mit der Stromversorgungsleitung VSS verbunden ist; einen NPN-Transistor M63 mit einem Emitter, der mit dem Kollektor des Transistors M61 verbunden ist sowie einem Kollektor und einer Basis, die miteinander verbunden sind; einen NPN-Transistor M64 mit einem Emitter, der mit dem Kollektor des Transistors M63 verbunden ist und einem Kollektor und einer Basis, die miteinander verbunden sind; und ein Widerstand R61, von welchem ein Ende mit dem Kollektor des Transistors M64 verbunden ist und das andere Ende mit der Stromversorgungsleitung VDD verbunden ist.
Im Betrieb weist der Ausgangskreis eine Funktion auf zum Unterdrücken der Variation des L-Pegels VOL der Ausgangssignale. Insbesondere vermindert ein kleinerer Widerstand RONN des Transistors M12 des Ausgangskreises 11 im eingeschalteten Zustand die absoluten Variationen des Widerstands RONN im eingeschalteten Zustand, die durch den Einfluß der drei Faktoren verursacht werden, um die Variation des L-Pegels VOL der Ausgangssignale zu unterdrücken.
Wenn ein Signalpotential mit H-Pegel in der Nähe des Potentials der Stromversorgungsspannung VDD am Eingangsanschluß IN angelegt ist, sind die Transistoren M12 und M11 des Ausgangskreises 11 respektive EIN- und ausgeschaltet, während die Transistoren M61 und M62 des Spannungsregler- Schaltungsabschnitts 16 immer eingeschaltet sind. Somit ist ein Stromweg gebildet vom Abschlupotential VTT über den Abschlußwiderstand RTT1, den Transistoren M12 und M61 sowie den Transistor M62 zur Stromversorgungsleitung VSS. Der L-Pegel VOL des Ausgangsanschlusses in dieser Stufe ist mit folgendem Ausdruck gegeben: VOL = VTT – {(VTT – VBN61 – VSS) × RTT}/(RTT + RONN12 + RONN62) = VTT + VRTTN (21)
Der Spannungsabfall VRTTN über den Abschlußwiderstand RTT ist gegeben mit: VRTTN = {(VTT – VBP61 – VSS)XRTT}/(RTT + RONN12 + RONN62) (22),wobei VBP61 für die Basis-Emitter-Spannung des NPN-Transistors M61 steht und RONN12 sowie RONN62 die Gate-Source-Spannungen der respektiven NMOS-Transistoren M12 und M62 sind. Der Widerstand des Transistors M61 im eingeschalteten Zustand wird nicht beachtet, weil er klein ist.
Wie im Fall der ersten Ausführungsform wird der Ausdruck (21) nach der Temperatur "T" wie folgt differenziert: dVOL/dT = (dVBN61/dT) × (RONN622 × α × VRTTN – RTT)/ (RTT + RONN12 + RONN62) (23)wobei dVBN61/dT für den Temperaturdrift einer Basis-Emitter-Spannung VBN61 des Transistors M61 steht und "α" die Anzahl der Transistoren ist, die je eine Diodenverbindung aufweisen und zwischen der Drain des NMOS-Transistors M62 und dem Widerstand R61 angeschlossen sind, d. h. hier "3" entsprechend der Anzahl Transistoren M61, M63 und M64 in diesem Fall.
Man setzt dVOL/dT = 0, um den Temperaturdrift des Ausgangs-L-Pegels VOL zu eliminieren: RONN622 × α × VRTTN – RTT = 0 (24)
Wenn die Variablen im Ausdruck (24) so eingestellt werden, daß α = 3, VRTTN = 0,3 V und RTT = 50 Ohm, dann ergibt sich RONN62 wie folgt:
RONN62 = 7,5 Ohm (25)
Wenn nämlich der Widerstand RONN62 des NMOS-Transistors M62 im eingeschalteten Zustand dem mit dem Ausdruck (25) angegebenen Wert entspricht oder ungefähr entspricht, kann der Temperaturdrift des L-Pegels VOL des Ausgangssignals eliminiert oder unterdrückt werden.
Der Widerstand des Transistors M62 im eingeschalteten Zustand kann auf den gewünschten Wert eingestellt werden, indem die Form des Transistors ähnlich wie in der ersten Ausführungsform entsprechend gewählt wird.
Es versteht sich, daß die erste und die zweite Ausführungsform kombiniert werden können, um einen Ausgangskreis zu erhalten, der die Funktionen der Kompensation von temperaturbedingten Variationen und der Unterdrückung der Variationen des H-Pegels VON und des L-Pegels VOL der Ausgangssignale aufweist, ähnlich wie im dritten Beispiel.
Die 8 zeigt einen Ausgangskreis gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die als Differential-Übertragungssystem implementiert ist. Dieser Ausgangskreis der vorliegenden Erfindung umfaßt einen ersten Ausgangsschaltungsabschnitt 11 und einen zweiten Ausgangsschaltungsabschnitt 12, die denjenigen im herkömmlichen Ausgangskreis ähnlich sind, und einen Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16A, der demjenigen in der zweiten Ausführungsform ähnlich ist.
Der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16A umfaßt folgendes: einen NPN-Transistor M61 mit einem Kollektor und einer Basis, die zusammen mit einem Knoten verbunden sind, der die Sourceelektroden der Transistoren M12 und M22 in den Ausgangsschaltungsabschnitten 11 und 12 verbindet; einen NMOS-Transistor M62 mit einer Drain, die mit dem Emitter des Transistors M61 verbunden ist, und eine Source, die mit der Stromversorgungsleitung VSS verbunden ist; einen NPN-Transistor M63 mit einem Emitter, der mit dem Kollektor des Transistors M61 verbunden ist sowie einem Kollektor und einer Basis, die miteinander verbunden sind; einen NPN-Transistor M64 mit einem Emitter, der mit dem Kollektor des Transistors M63 verbunden ist sowie einem Kollektor und einer Basis, die miteinander verbunden sind; und einen Widerstand R61, von welchem ein Ende mit dem Kollektor des Transistors M64 verbunden ist und das zweite Ende mit der Stromversorgungsleitung VDD verbunden ist.
Da diese Ausführungsform als Differential-Übertragungssystem vorgesehen ist, weist sie zwei Eingangsanschlüsse IN1 und IN2 sowie zwei Ausgangsanschlüsse OUT1 und OUT2 auf. Es versteht sich jedoch, daß der Ausgangsschaltungsabschnitt 11 und der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16A denjenigen in der zweiten Ausführungsform, die als einphasiges Übertragungssystem vorgesehen ist, ähnlich sind. Dasselbe Gilt für den Ausgangsschaltungsabschnitt 12.
Die Ausgangsschaltungsabschnitte 11 und 12 sowie der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16A dieser Ausführungform funktionieren in ähnlicher Weise wie diejenigen in der zweiten Ausführungsform. Folglich wird die detaillierte Funktionsbeschreibung hier nicht wiederholt.
In dieser Ausführungsform ist ein einziger Spannungsregler-Schaltungsabschnitt 16A für das Paar der Ausgangsschaltungsabschnitte 11 und 12 vorgesehen. Es könnte auch ein Paar der Spannungsregler-Schaltungsabschnitte 16A vorgesehen werden, obwohl dies die Funktionsweise und Vorteile kaum noch verbessern würde verglichen mit nur einem Spannungsregler-Schaltungsabschnitt.
In der oben gebrachten Beschreibung sind das erste bis dritte Beispiel und die erste bis zweite Ausführungsform für einphasige Übertragungssysteme vorgesehen, während die dritte Ausführungsform als Differential-Übertragungssystem vorgesehen ist. Es können jedoch auch das erste bis dritte Beispiel und die erste Ausführungsform für ein Differential-Übertragungssystem vorgesehen werden.
Da die oben aufgeführten Ausführungsformen nur als Beispiele beschrieben sind, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die oben aufgeführten Ausführungsformen beschränkt, und der Fachmann kann ohne Schwierigkeiten diverse Modifikationen und Veränderungen einführen, ohne dabei den Geltungsbereich der im Anhang befindlichen Ansprüche zu verlassen.

Claims

Kleinamplitudesignal-Ausgangskreis, umfassend: einen ersten Ausgangsschaltungsabschnitt (11, 12) mit einem ersten Transistor (M11; M22) eines ersten Leitungstyps und einem zweiten Transistor (M12; M21) eines zweiten Leitungstyps, in Reihe geschaltet zwischen einer ersten Stromversorgungsleitung (VDD; VSS) und einer zweiten Stromversorgungsleitung (VSS; VDD) zum Empfang eines ersten Logiksignals (IN1, IN2) zum Ausgeben eines ersten Ausgangssignals (OUT1, OUT2) über einen den ersten Transistor (M11; M22) und den zweiten Transistor (M12; M21) verbindenden Knoten, einen ersten Spannungsregler-Schaltungsabschnitt (15; 16; 16A), angeschlossen zwischen der ersten Stromversorgungsleitung (VDD; VSS) und dem ersten Transistor (M11; M22) zum Herabsetzen einer Versorgungsspannung für den Ausgangsschaltungsabschnitt (11; 12), dadurch gekennzeichnet, daß: der Spannungsregler-Schaltungsabschnitt (15; 16; 16A) einen dritten Transistor (M52; M62) und eine erste Diode (M51; M61), angeschlossen in Reihe zwischen der ersten Stromversorgungsleitung (VDD; VSS) und dem ersten (M11) oder dem zweiten (M12) Transistor, und wenigstens eine zweite Diode (M53, M54; M63, M64) und einen Widerstand (R51; R62), angeschlossen in Reihe über einen separaten Weg zwischen der ersten Diode (M51; M61) und der zweiten Stromversorgungsleitung (VSS; VDD), aufweist, wobei ein Knoten, welcher die wenigstens eine zweite Diode (M53, M54; M63, M64) und den Widerstand (R51; R62) verbindet, mit einer Steuerelektrode des dritten Transistors (M52; M62) verbunden ist.
Kleinamplitudesignal-Ausgangskreis, wie im Anspruch 1 definiert, wobei jede der ersten (M51; M61) und der zweiten (M53, M54; M63, M64) Dioden mit einem bipolaren Transistor, an welchem eine Basis und ein Kollektor miteinander verbunden sind, verwirklicht ist.
Kleinamplitudesignal-Ausgangskreis, wie im Anspruch 1 definiert, wobei der Knoten über einen Abschlußwiderstand (RTT1) mit einer Abschlußpotential-Leitung (VTT) verbunden ist.
Kleinamplitudesignal-Ausgangskreis, wie im Anspruch 1 definiert, zusätzlich einen zweiten Ausgangsschaltungsabschnitt (11) aufweisend, welcher einen vierten Transistor (M11) und einen fünften Transistor (M12) in Reihe geschaltet zwischen dem Spannungsregler-Schaltungsabschnitt (16A) und der zweiten Stromversorgungsleitung (VDD) aufweist, um ein zweites Logiksignal (IN1) zu empfangen zur Ausgabe eines zweiten Ausgangssignals (OUT1) über einen Knoten, welcher den vierten Transistor (M11) und den fünften Transistor (M12) verbindet.