DE10203955A1 - Hochfrequenz-MOS-Schalter - Google Patents
Hochfrequenz-MOS-SchalterInfo
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- DE10203955A1 DE10203955A1 DE2002103955 DE10203955A DE10203955A1 DE 10203955 A1 DE10203955 A1 DE 10203955A1 DE 2002103955 DE2002103955 DE 2002103955 DE 10203955 A DE10203955 A DE 10203955A DE 10203955 A1 DE10203955 A1 DE 10203955A1
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Abstract
Eine Hochfrequenzschalterschaltung hat ein MOS-Durchlassgatter bzw. einen MOS-Übertragungstransistor. Die erfindungsgemäße Schalterschaltung umfasst ein erstes Impedanzelement, das mit dem Gate des Übertragungstransistors verbunden ist und vorzugsweise ein zusätzliches zweites Impedanzelement, das mit der Körpermasse des Übertragungstransistors verbunden ist. Eines der Impedanzelemente oder beide stören die parasitäre Nebenschlusskapazität, die in dem Übertragungstransistor auftritt, und die für die Signalabschwächung beim Hochfrequenzbetrieb verantwortlich ist. Das Impedanzelement ist in Serie mit dieser parasitären Kapazität verbunden, sodass die Impedanz dieses Pfads wesentlich erhöht wird, wodurch die Durchlassbandbreite wesentlich erhöht wird. Das Impedanzelement kann ein einfacher Widerstand sein. Die Schalterschaltung ist zur Verwendung in einem Bereich von Anwendungen geeignet, der eine Signalfortpflanzung in Rechensystemen, Routern und flachbildschirmanzeigen einschließt.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft elektronische Schalter.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung Halbleiter
schalter, darunter diejenigen, die aus einem oder mehreren
Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET, metal
oxide-semiconductor field effect transistors) gebildet sind.
Genauer betrifft die vorliegende Erfindung Halbleiterschal
ter, die bei relativ hohen Frequenzen, darunter auch bei Fre
quenzen in der Größenordnung von einem Gigahertz, schalten
können.
Die Entwicklung in der Halbleitertechnologie hat zur Fähig
keit geführt, dass man kostengünstig hoch zuverlässige Schal
ter produzieren kann, die praktisch Implementierungen (Umset
zungen) von mechanischen Relais sind. Sie haben sich als be
sonders nützlich erwiesen, wenn sie als Relais vom Typ Ein
zelpol ein, Einzelwechsel (single pole, single throw) imple
mentiert werden, sind jedoch nicht darauf beschränkt. Halb
leiterschalter werden immer mehr als Ersatz für die vorher
verwendeten mechanischen Relais verwendet, wegen der hohen
zur Verfügung stehenden Schaltgeschwindigkeit und ihrer Fä
higkeit, relativ hohe Ströme fehlerfrei zu übertragen. Diese
Schalter werden oft als Übertragungsgatter oder Durchlass
transistoren bezeichnet, weil sie die Eigenschaften von Tran
sistoren - üblicherweise MOS-Transistoren - einsetzen, um den
Durchlass eines Signals entweder zu ermöglichen oder zu ver
hindern.
Es ist wohlbekannt, dass Schalter in vielen Bereichen weit
verbreitet sind. Sie werden in der gesamten Vielzahl von grö
ßeren und kleineren Verbraucherprodukten eingesetzt, darun
ter, aber nicht nur, in Automobilen und elektronischen Haus
haltsgeräten. Sie können verwendet werden und werden verwen
det als analoge Wegleiter, Gatter, und als Relais. Sie werden
außerdem auch als digitale Multiplexer, Wegleiter und Gatter
eingesetzt.
Ein herkömmlicher P-Typ-MOS-Transistor-Schalter ist in Fig.
1 gezeigt. Der Schalter besteht im wesentlichen aus einem
PMOS-Transistor M1, dessen Source mit dem Knoten A verbunden
ist, und dessen Drain mit dem Knoten B verbunden ist, um die
Signalübermittlung bzw. -übertragung zwischen den Knoten A und
B steuern. Das Steuergate des Schalters M1 wird über eine
Verbindung mit dem Freigabesignal-Eingangsknoten EN mittels
äußerer Steuerschaltkreise freigegeben. EN ist mit dem Gate
von M1 üblicherweise über eine Inverterkette mit einem oder
mehreren Paaren von Invertern wie etwa den Invertern IV1 und
IV2 verbunden. Die Inverter IV1 und IV2 werden durch eine
Hochpotential-Spannungsschiene, die mit Vcc bezeichnet ist,
und eine Niedrigpotential-Spannungsschiene, die mit GND
(ground, Masse) bezeichnet ist, gespeist. Die Körpermasse
(bulk) des Schalttransistors ist mit der Hochpotential-
Spannungsschiene verbunden. Beim Betrieb pflanzt sich ein lo
gisch niedriges Signal LOW, das am Knoten EN zugeführt wird,
durch die Inverterkette fort, sodass M1 eingeschaltet wird,
wodurch es ermöglicht wird, dass ein Signal zwischen den Kno
ten A und B durchlaufen kann, sei es von A nach B oder von B
nach A. Ein logisch hohes Signal HIGH am Knoten EN schaltet
M1 aus, wodurch eine Signalfortpflanzung zwischen den Knoten
A und B unterdrückt wird.
Zu Zwecken der Veranschaulichung, um die Besprechung der vor
liegenden Erfindung zu befördern, sind Widerstände R1 und R2
gezeigt, wie auch parasitäre Kapazitäten C1, C2 und C3. Die
Widerstände R1 und R2 repräsentieren die Impedanzen, die den
Schaltkreisen zuzuordnen sind, die mit der Transistor
schalterschaltung verbunden sind. Diese Impedanz kann einen
erwartungsgemäßen Wert haben; beispielsweise sind die Wider
stände R1 und R2 bei bestimmten Anwendungen allgemein von der
Größenordnung von etwa 50 Ohm. Es ist jedoch wichtig, dass
hier darauf hingewiesen wird, dass die vorliegende Erfindung
nicht auf irgendwelche bestimmten Lastimpedanzen begrenzt
ist, die mit äußeren Schaltkreisen im Zusammenhang stehen.
Fig. 1: Die Kapazität C1 repräsentiert die Impedanz, die
der Gate-Source-Übergangsstelle bzw. - Übergangsfläche der
Transistorstruktur zuzuordnen ist, die Kapazität C2 repräsen
tiert die Impedanz, die der Drain-Gate-Übergangsstelle bzw. -
Übergangsfläche der Transistorstruktur zuzuordnen ist, und
die Kapazität C3 repräsentiert die Impedanz, die der Gate-
Körpermassen-Übergangsfläche (typischerweise einer Gateoxid
schicht) der Transistorstruktur zuzuordnen ist. Es sei darauf
hingewiesen, dass auch ein N-Typ-MOS-Transistor verwendet
werden kann, um eine komplementär gleiche Schaltfunktion wie
die von dem PMOS-Transistor M1 bereitgestellte auszuüben, nur
mit geeigneten Abwandlungen in der Inverterkette, und wobei
die Körpermasse des Transistors mit GND anstelle mit Vcc ver
bunden ist, und wobei bestimmte, dem Fachmann geläufige Un
terschiede zwischen NMOS- und PMOS-Transistoren berücksich
tigt werden.
MOS-Transistoren sind erwünscht, weil sie beim Betrieb sehr
wenig Leistung verbrauchen. Mit dem Fortschritt der Herstel
lungstechniken wurden die Zufuhrpotentiale und die Schaltge
schwindigkeiten, bei denen derartige Strukturen wirksam be
trieben werden können, verbessert. Dennoch hat man festge
stellt, dass die meisten in der in Fig. 1 gezeigten Art auf
gebauten Silicium-MOS-Transistorschalter bedeutende Schwie
rigkeiten haben, Signale zwischen A und B zu übermitteln,
wenn diese Signale Übertragungsfrequenzen von der Größenord
nung von 400 MHz überschreiten. Es könnte möglich erscheinen,
diese Eigenschaft zu verbessern, indem die Größe von M1 ver
ringert wird; dies ist jedoch mit einem unerwünschten Nach
teil verbunden, der eine Erhöhung des Ein-Widerstands des
Transistors umfasst. Abgesehen von einem allgemeinem Interes
se, den Widerstand von eingeschalteten Transistoren niedrig
zu halten, ist das Nettoresultat bei Auswertung der Übertra
gungsfunktion der Struktur möglicherweise dann auch nur ein
geringer oder gar kein Gewinn in der Frequenzleistungsfähig
keit.
Eine Untersuchung der Impedanzen des in Fig. 1 gezeigten
Schalttransistors führt zu einem Verständnis der Begrenzung
der Ausbreitungsfrequenz, die mit dieser Vorrichtung verbun
den ist. Wenn insbesondere die Übertragungssignal-
Ausbreitungsfrequenz beispielsweise 300 MHz überschreitet,
beginnen die mit den Eigenschaften des Systems verbundenen
Impedanzen, die einfach durch die Widerstände R1 und R2 und
die mit dem Gate verbundenen Kapazitäten C1, C2 und C3 be
zeichnet sind, die Übertragungsfunktion zu beherrschen. Im
Ergebnis wird bei einer derartigen Frequenz oder einer noch
höheren Frequenz ein Nebenschlusswiderstand oder ein Kurz
schluss zwischen der mit Vcc verbundenen Körpermasse des
Transistors und der Masse GND (über den Inverter IV2, der M1
freigibt) hergestellt. Die bei derartigen Frequenzen beherr
schende Impedanz bewirkt eine nicht zu akzeptierende Abschwä
chung des durchzuführenden Signals. Wie bereits oben festge
stellt, kann dieses Problem nicht gelöst werden, indem die
Gategröße von M1 verringert wird, weil dies den Ein-
Widerstand in unerwünschter Weise hochtreibt.
Für die meisten Rechenanwendungen sind die Frequenzbeschrän
kungen von MOS-Transistorschaltern wenig bedeutend. Da die
Nachfrage nach erhöhten Betriebsbandbreitenmöglichkeiten
steigt, wie beispielsweise im Bildübertragungsbereich, be
steht ein größerer Bedarf nach MOS-Transistorschaltern, die
die zu übertragenden Signale relativ hoher Frequenz mit mini
malen Verlusten durchlassen können. Es wird daher eine Halb
leiterschaltung benötigt, die als Schalter für digitale und
analoge Operationen wirkt. Außerdem wird eine Halbleiter
schalterschaltung benötigt, die über einen Bereich von erwar
teten Zufuhrpotentialen als Übertragungsgatter oder als
Durchlassgatter betrieben werden kann. Ferner wird eine
Schalterschaltung auf der Grundlage von MOSFETs benötigt, die
Signale relativ hoher Frequenz mit minimaler Abschwächung ü
bertragen kann. Weiterhin wird eine derartige Schalterschal
tung benötigt, die hochfrequente Signale mit minimaler Wir
kung auf den Ein-Widerstand, der mit dem Transistorschalt
kreis verbunden ist, überträgt.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Halbleiter
schaltkreis bereitzustellen, der als Schalter für digitale
und analoge Operationen dient. Es ist außerdem Teil der Auf
gabe der vorliegenden Erfindung, einen Halbleiterschaltkreis
bereitzustellen, der ein Übertragungsgatter oder ein Durch
lassgatter ist, das in einem breiten Bereich von Zufuhrpoten
tialen betrieben werden kann. Es ist weiterhin Teil der Auf
gabe der vorliegenden Erfindung, eine Schalterschaltung auf
der Grundlage von MOSFETs bereitzustellen, die Signale rela
tiv hoher Frequenz mit minimaler Abschwächung übertragen
kann. Weiterhin gehört es zur Aufgabe der vorliegenden Erfin
dung, eine derartige Schalterschaltung bereitzustellen, die
hochfrequente Signale mit minimaler Wirkung auf den Ein-
Widerstand, der mit der Durchlassgatterstruktur auf der
Grundlage von MOSFETs verbunden ist, überträgt.
All dies (wie auch weitere Ziele) wird bei der vorliegenden
Erfindung dadurch erreicht, dass die Impedanz des Neben
schlusspfads erhöht wird, der mit der vorhandenen MOSFET-
Struktur verbunden ist, die verwendet wird, um das Durchlass
gatter herzustellen. Insbesondere wird zwischen dem Gate des
Durchlassgattertransistors und einer Zufuhrschiene ein Impe
danzelement wie etwa eine Widerstandsvorrichtung, eine Kon
densatorvorrichtung oder eine Kombination von beiden einge
baut. Das Impedanzelement dient dazu, das Gate des Durchlass
gattertransistors von der Zufuhrschiene zu trennen, die das
Gatepotential bestimmt. Zusätzlich kann ein derartiges Impe
danzelement zwischen der Körpermasse ("bulk") des Durchlass
gattertransistors und der Zufuhrschiene, mit der die Körper
masse verbunden ist, eingebaut werden, um auch hier diesen
Teil des Durchlassgattertransistors von dieser bestimmten Zu
fuhrschiene abzutrennen bzw. abzukoppeln. Bei einem PMOS-
Transistor ist die Körpermasse gewöhnlich direkt mit der
Hochpotentialschiene verbunden, und bei einem NMOS-Transistor
ist die Körpermasse gewöhnlich mit der Niedrigpotentialschie
ne verbunden. Es wurde ermittelt, dass bei einer als Durch
lassgattertransistor verwendeten herkömmlichen MOS-
Transistorstruktur eine Impedanz vorzuziehen ist, die größer
ist als die Impedanz des Systems, um die im wesentlichen
nicht abgeschwächte Signalfrequenz, die sich durch die Schal
tung der vorliegenden Erfindung fortpflanzen kann, zumindest
zu verdoppeln. Natürlich kann die betreffende verwendete Im
pedanz als Funktion unter anderem der bestimmten Eigenschaf
ten des Durchlassgatters, der interessierenden Betriebsfre
quenzen und der möglichen Last auf die Schaltung ausgewählt
werden. Außerdem sei erwähnt, dass jede zusätzliche von Null
verschiedene Impedanz die Antwortleistung des Schalters ver
bessert.
Das Impedanzelement der vorliegenden Erfindung ist in Serie
mit den Pfaden der parasitären Kapazität des Durchlassgatter
transistors verbunden, um so die Gesamtimpedanz dieser Pfade
zu erhöhen. Im Ergebnis wird der vorige Nebenschluss, den
diese Kapazitätspfade darstellten, im wesentlichen umgangen,
insbesondere unter den Bedingungen, bei denen die Übertragung
von höheren Frequenzen von Interesse ist. In jeglicher ande
rer Hinsicht erlaubt der erfindungsgemäße Durchlassgatter
transistor eine Signalübertragung, wie sie für herkömmliche
CMOS (complementary MOS, Komplementärsymmetrisches MOS)-
Schaltervorrichtungen zu erwarten sind.
Die vorliegende Erfindung ist geeignet zur Verwendung in ei
nem weiten Feld von Anwendungen, bei denen ein Schalten mit
hoher Frequenz von Interesse ist. Auf dem grundlegendsten Ni
veau führen Durchlassgatter- bzw. Gateschaltungen die Fort
pflanzung einzelner Signale von einem Ort zu einem anderen
aus. Zusammengefügt können sie so arbeiten, dass sie riesige
Sätze von Signalen fortpflanzen, um Datenübertragungssysteme
zu erzeugen, die Ergebnisse zunehmender Komplexität erzeugen.
Auf einem Basisniveau können Durchlassgatterschaltungen ver
wendet werden, um Busse und Rückwandplatinen zu bilden, die
Verbindungsvorrichtungen sind, die dafür ausgelegt sind, die
Fortpflanzung von Signalen zwischen einzelnen Vorrichtungen
zu ermöglichen. Lokale oder interne Busse schaffen Signalwege
zur Fortpflanzung innerhalb einer einzelnen Vorrichtung wie
z. B. eines Mikroprozessors. Typen lokaler Busse, die in Mik
roprozessorsystemen enthalten sind, schließen ISA, EISA, Mic
ro Channel, VL-Bus und PCI-Bus ein. Beispiele von Bussen, um
Peripheriesysteme wie z. B. Drucker, Tastaturen und derglei
chen zu verbinden bzw. anzuschließen, umfassen einen NuBus,
TURBOchannel, VME-Bus, MULTIBUS und STD-Bus. Jeder derartige
Typ eines Signalübertragungssystems kann nur so effektiv wie
die Komponenten arbeiten, die verwendet werden, um es zu er
zeugen. Verbesserte Durchlassgatterschaltungen wie z. B. die
der vorliegenden Erfindung können in jedem solchen Bus sowie
Rückwandplatinenstrukturen verwendet werden, die genutzt wer
den, um Leiterplatten miteinander zu verbinden, um Fortpflan
zungsraten zu erhöhen. Für Video- und Graphiksignalübertra
gungen einschließlich insbesondere für Flachbildschirme sind
Schnittstellen wie z. B. Differentielle Signalisierung mit
niedriger Spannung (LVDS), Übertragungsminimierte differen
tielle Signalisierung (TMDS), Asynchronübermittlungsverfahren
(ATM) und Digitale Visuelle Schnittstelle bzw. Graphische Be
nutzeroberfläche (DVI) dafür ausgelegt, solche Übertragungen
zu ermöglichen. Die vorliegende Erfindung stellt den für sol
che Schnittstellenstandards erforderlichen Übertragungsband
breitentyp ein.
Erhöhte Fortpflanzungsraten sind von besonderem Interesse für
die schnelle Übertragung vollständiger Datenpakete. Verbes
serte Router, die verwendet werden, um Datenpakete von einem
Ort zu einem anderen zu weiterzuleiten, sind zunehmend auf
eine Schalterschaltung angewiesen, um eine Datenübertragung
über Lokal- und Weitbereichsnetzwerke zu steigern. Dies ist
insbesondere der Fall für Video-, Graphik-, Daten- und
Sprachübertragungen hoher Qualität, die über Draht-, optische
und drahtlose Verbindungen geleitet werden. Die Router werden
verwendet, um den Fluß eines Signalverkehrs zwischen Vorrich
tungen zu steuern, und sind abhängig von einer Erkennung ei
ner Vielzahl von Signalübertragungsprotokollen. Solche Proto
kolle schließen, sind aber nicht darauf beschränkt, IP, IPX,
AppleTalk, DECnet ein. Eine verbesserte Schalterschaltung wie
z. B. die Schaltung der vorliegenden Erfindung erleichtert und
verbessert den Betrieb solcher Signal-Router. Natürlich ist
die vorliegende Erfindung zur Verwendung in einem beliebigen
Rechensystem wie z. B. Personal Computern, Digitalgeräten am
Arbeitsplatz, Telekommunikationsvorrichtungen und anderen
elektronischen Systemen geeignet, die eine schnelle Signal
fortpflanzung mit hoher Qualität erfordern.
Diese und weitere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung der Aus
führungsform der Erfindung und der angehängten Ansprüche so
wie beim Betrachten der begleitenden Zeichnungen besser er
sichtlich.
Fig. 1 ist ein vereinfachtes Schemadiagramm eines Übertra
gungsgatters des Stands der Technik mit einem einzi
gen NMOS-Transistor vom Anreicherungstyp (Unipolar
transistor) als Übertragungsvorrichtung.
Fig. 2 ist ein vereinfachtes schematisches Blockschaubild
der erfindungsgemäßen Hochfrequenzschalterschaltung,
das einen PMOS-Durchlassgattertransistor zeigt, der
mit einem Paar von Impedanzelementen verbunden ist,
die alle mit einer ausgedehnteren Schaltung verbunden
werden können.
Fig. 3 ist ein vereinfachtes schematisches Blockschaubild
der erfindungsgemäßen Hochfrequenzschalterschaltung,
das einen NMOS-Durchlassgattertransistor zeigt, der
mit einem Paar von Impedanzelementen verbunden ist,
die alle mit einer ausgedehnteren Schaltung verbunden
werden können.
Fig. 4 ist ein vereinfachtes Schaltungsschaubild einer ers
ten Ausführungsform der Hochfrequenzschalterschaltung
aus Fig. 2, das die Impedanzelemente als Wider
standselemente mit Steuernebenschlüssen zeigt.
Fig. 5 ist ein vereinfachtes Schaltungsschaubild einer zwei
ten Ausführungsform der Hochfrequenzschalterschaltung
aus Fig. 2, das die Impedanzelemente als diodenver
drahtete MOS-Strukturen mit Steuernebenschlüssen
zeigt.
Fig. 6 ist ein Bodediagramm, das die Frequenzantwort der er
findungsgemäßen Hochfrequenzschalterschaltung im Ver
gleich zur Frequenzantwort der Übertragungsschaltung
des Standes der Technik aus Fig. 1 zeigt.
Fig. 7 ist eine vereinfachte Blockdarstellung der Schalter
schaltung der vorliegenden Erfindung, die einen Teil
eines Computersystems bildet, einschließlich als Teil
eines Busses und als Teil einer Rückwandplatine.
Fig. 8 ist eine vereinfachte Blockdarstellung der Schalter
schaltung der vorliegenden Erfindung, die einen Teil
eines Routers bildet.
Fig. 9 ist eine vereinfachte Blockdarstellung der Schalter
schaltung der vorliegenden Erfindung, die einen Teil
eines Anzeigesystems mit einem Flachbildschirm bil
det.
Eine erfindungsgemäße Hochfrequenzschalterschaltung 10 ist in
Fig. 2 gezeigt. Die Schaltung 10 umfasst eine Inverterstufe
20, die vorzugsweise aus Invertern IV1 und IV2 gebildet ist,
und einen PMOS-Durchlassgatter-Transistor M1, in ähnlicher
Weise wie bei dem in Fig. 1 gezeigten Schalter des Standes
der Technik. Natürlich kann die Inverterstufe 20 aus einer
Mehrzahl von Paaren von Invertern gebildet sein, oder es kann
eine alternative Form eines Freigabesignal-Übertragungs
mechanismus vorgesehen sein. Die Schaltung 10 umfasst außer
dem ein erstes Impedanzelement 30 und ein zweites Impedanz
element 40, wobei das Element 30 zwischen dem Ausgang der In
verterstufe 20 und dem Gate von M1 eingebaut bzw. vorgesehen
ist, und das Element 40 ist zwischen der Körpermasse (bulk)
von M1 und der Hochpotential-Spannungsschiene Vcc eingebaut
bzw. vorgesehen. Ein von einem (nicht gezeigten) Steuer
schaltkreis über den Ausgangsfreigabeknoten EN kommendes
Freigabesignal wird vorzugsweise als Eingang in die Inverter
stufe 20 eingespeist, um die Steuerung des Betriebs des Tran
sistors M1 über sein Gate wesentlich zu bestimmen. Die Inver
ter IV1 und IV2 werden typischerweise durch die Hochpotenti
alschiene Vcc und die Niedrigpotentialschiene GND (Masse) ge
speist. Es sei bemerkt, dass das erste Impedanzelement 30 mit
dem Gate von M1 in alternativer Weise verbunden werden kann,
vorausgesetzt es wirkt noch so, dass es dieses Gate von der
Zufuhrschiene abtrennt bzw. entkoppelt. Dasselbe gilt auch
hinsichtlich des Einbaus des zweiten Impedanzelements 40.
Der Transistor M1 ist die Hauptsteuerung für die Übertragung
eines Signals zwischen den Knoten A und B. Jeder der Knoten A
und B kann ein Eingangsknoten oder ein Ausgangsknoten sein,
abhängig von der Richtung des Signals, das zwischen äußeren
Schaltkreisen läuft, die mit diesen beiden Knoten verbunden
sind. Die Elemente 30 und 40 sind so gestaltet, dass sie eine
Serienimpedanz zwischen dem Gate von M1 und dem Ausgang der
Stufe 20 bzw. zwischen der Körpermasse von M1 und Vcc bereit
stellen. Daraus resultiert ein Pfad relativ hoher Impedanz,
der zuvor durch die parasitären Kapazitäten des Transistors
M1 bestimmt war, die das Verhalten der Schalterschaltung bei
relativ hohen Frequenzen von 350 MHz oder mehr sonst bestim
men würden.
Eine äquivalente Hochfrequenzschalterschaltung 100 ist in
Fig. 3 gezeigt, mit einem NMOS-Durchlassgatter-Transistor M2.
Die Schaltung 100 umfasst eine Inverterstufe 120, die vor
zugsweise aus einem Inverter IV1 gebildet ist, und den NMOS-
Durchlassgattertransistor M2. Natürlich kann die Inverterstu
fe 120 aus einer Mehrzahl von Invertern in ungeradzahliger
Anzahl gebildet sein, oder aus einer alternativen Form eines
Freigabesignal-Übertragungsmechanismus. Zusätzlich umfasst
die Schaltung 100 ein erstes Impedanzelement 130 und ein
zweites Impedanzelement 140, wobei das Element 130 zwischen
dem Ausgang der Inverterstufe 120 und dem Gate von M2 einge
baut ist und das Element 140 zwischen der Körpermasse von M1
und der Masse GND eingebaut ist. Ein von einem (nicht gezeig
ten) Steuerschaltkreis über den Ausgangs-Freigabeknoten EN
kommendes Freigabesignal wird vorzugsweise als Eingang in die
Inverterstufe 120 eingespeist, um die Steuerung des Betriebs
des Transistors M2 über sein Gate wesentlich zu bestimmen.
Der Inverter IV1 wird typischerweise über Vcc und GND ge
speist. Der Transistor M2 ist die Hauptsteuerung für die Ü
bertragung eines Signals zwischen den Knoten A und B. Jeder
der Knoten A und B kann ein Eingangsknoten oder ein Ausgangs
knoten sein, abhängig von der Richtung des Signals, das zwi
schen äußeren Schaltkreisen läuft, die mit diesen beiden Kno
ten verbunden sind. Die Elemente 130 und 140 sind so gestal
tet, dass sie eine Serienimpedanz zwischen dem Gate von M2
und dem Ausgang der Stufe 120 bzw. der Körpermasse von M2 und
der Masse GND bereitstellen. Daraus resultiert ein Pfad rela
tiv hoher Impedanz, der zuvor durch die parasitären Kapazitä
ten des Transistors M2 bestimmt war, die das Verhalten der
Schalterschaltung bei relativ hohen Frequenzen von 350 MHz
oder mehr sonst bestimmen würden.
Fig. 4 stellt eine bevorzugte Ausführungsform der in Fig. 2
gezeigten Hochfrequenzschalterschaltung auf der Grundlage ei
nes PMOS-Transistors dar. Die Schaltung 10' umfasst eine In
verterstufe 20, ein erstes Impedanzelement 30, ein zweites
Impedanzelement 40, und einen Durchlassgattertransistor M1
Das Impedanzelement 30 umfasst einen Widerstand R3, der einen
Hochpotentialknoten, der mit dem Ausgang von IV2 verbunden
ist, und einen Niedrigpotentialknoten, der mit dem Gate von
M1 verbunden ist, aufweist. Das Element 30 umfasst ferner ei
nen PMOS-Nebenschluss-Steuertransistor M3, dessen Gate mit
dem Ausgang des Inverters IV1 verbunden ist, dessen Source
mit Vcc verbunden ist, und dessen Drain ebenfalls mit dem Ga
te von M1 verbunden ist. Das Impedanzelement 40 umfasst einen
Widerstand R4, der einen Hochpotentialknoten, der mit Vcc
verbunden ist, und einen Niedrigpotentialknoten, der mit der
Körpermasse von M1 verbunden ist, aufweist. Das Element 40
umfasst ferner einen PMOS-Nebenschluss-Steuertransistor M4,
dessen Gate mit dem Ausgang des Inverters IV1 verbunden ist,
dessen Source mit Vcc verbunden ist, und dessen Drain mit der
Körpermasse von M1 verbunden ist. Die Widerstände R3 und R4
haben vorzugsweise einen Widerstandswert von jeweils etwa ei
nem Kiloohm.
Beim Betrieb stellt die Schaltung 10' aus Fig. 4 Pfade rela
tiv hoher Impedanz am Gate und an der Körpermasse von M1 be
reit, die es zuvor nicht gab. Die dargestellte Anordung be
wirkt eine bedeutende Veränderung in der Frequenzantwort der
Schaltung 10' im Vergleich zu der der Schaltung des Standes
der Technik aus Fig. 1. Insbesondere wenn ein logisch nied
riges Signal LOW an EN zugeführt wird, wird durch den Ausgang
von IV1 den Gates der Transistoren M3 und M4 ein logisch ho
hes Signal HIGH zugeführt, wodurch diese Transistoren ausge
schaltet werden und der Signalpfad auf das Gate und die Kör
permasse von M1 gelegt wird. Das Signal LOW bei EN führt über
die Widerstände R3 und R4 zu einer Verbindung von Gate und
Körpermasse von M1 auf die Masse GND, sodass der Durchlass
gattertransistor eingeschaltet ist. Die Widerstandswerte von
R3 und R4 sind vorzugsweise so gewählt, dass gewährleistet
ist, dass der Unterschied in den Potentialen von Gate und
Körpermasse ausreichend ist, um M1 eingeschaltet zu lassen,
um die Übertragung eines Signals zwischen den Knoten A und B
zu ermöglichen, ohne dass gleichzeitig ein parasitärer Impe
danznebenschlusspfad im Transistor M1 zur Masse GND entwi
ckelt wird, die der Bezugspunkt für den Potentialabfall über
R3 oder R4 ist.
Um die Beschreibung der Betriebsweise der Schaltung 10' aus
Fig. 4 zu beenden: Wenn an EN ein logisch hohes Signal HIGH
zugeführt wird, wird durch den Ausgang von IV1 den Gates der
Transistoren M3 und M4 ein logisch niedriges Signal LOW zuge
führt, wodurch diese Transistoren eingeschaltet werden, und
wodurch der Signalpfad auf das Gate und die Körpermasse von
M1 auf das Potential von Vcc gelegt wird. Das hohe Signal
HIGH bei EN führt über die Transistoren M3 bzw. M4 zu einer
Verbindung des Gates und der Körpermasse von M1 mit Vcc, so
dass dieser Durchlassgattertransistor ausgeschaltet ist. Sind
die Transistoren M3 und M4 eingeschaltet, so bleibt der Tran
sistor M1 ausgeschaltet, da dies der Pfad mit der niedrigeren
Impedanz ist.
Eine zweite bevorzugte Ausführungsform der in Fig. 2 gezeig
ten erfindungsgemäßen Hochfrequenzschalterschaltung ist als
Schaltkreis 10" in Fig. 5 gezeigt. Der Schaltkreis 10" um
fasst eine Inverterstufe 20, ein erstes Impedanzelement 30,
ein zweites Impedenzelement 40, und einen Durchlassgatter
transistor M1, wie zuvor gezeigt. Das Impedanzelement 30 um
fasst einen PMOS-Nebenschluss-Steuertransistor M3, der in der
oben unter Bezug auf die Schaltung 10' aus Fig. 4 beschrie
benen Weise eingebaut ist, und außerdem einen Transistor M5.
Das Gate des NMOS-Transistors M5 ist mit dem Ausgang des In
verters IV1 verbunden, seine Source ist mit dem Gate von M1
verbunden, und sein Drain und seine Körpermasse ist mit GND
verbunden. Das Impedanzelement 40 umfasst einen PMOS-
Nebenschluss-Steuertransistor M4, der in der Weise, wie sie
oben unter Bezug auf die Schaltung 10' aus Fig. 4 beschrie
ben wurde, eingebaut ist, und außerdem einen Transistor M6.
Das Gate des PMOS-Transistors M6 ist mit dem Ausgang des In
verters IV2 verbunden, sein Drain ist mit der Körpermasse von
M1 verbunden, und seine Source und seine Körpermasse sind mit
Vcc verbunden.
Beim Betrieb stellt die Schaltung 10" aus Fig. 5 Pfade rela
tiv hoher Impedanz an dem Gate und der Körpermasse M1 bereit,
die es zuvor noch nicht gab. Die dargestellte Anordnung be
wirkt eine bedeutende Veränderung in der Frequenzantwort der
Schaltung 10", im Vergleich zu der der Schaltung des Standes
der Technik aus Fig. 1. Insbesondere wenn ein logisch nied
riges Signal LOW dem Knoten EN zugeführt wird, wird den Gates
der Transistoren M3, M4 und M5 über den Ausgang von lvi ein
logisch hohes Signal HIGH zugeführt, wodurch die Transistoren
M3 und M4 ausgeschaltet werden und der Transistor M5 einge
schaltet wird. Das Signal LOW bei EN führt über den Transis
tor M5 zu einer Verbindung des Gates von M1 mit GND. Außerdem
schaltet das Signal LOW am Ausgang des Inverters IV2 den
Transistor M6 ein, sodass die Körpermasse von M1 mit Vcc ver
bunden ist, wodurch gewährleistet wird, dass der Durchlass
gattertransistor M1 eingeschaltet ist. Die mit den Transisto
ren M5 und M6 verbundenen Kapazitäten stellen eine ausrei
chende Impedanz bereit, um zu gewährleisten, dass der Unter
schied in den Potentialen des Gitters und der Körpermasse
ausreichend ist, um M1 eingeschaltet zu lassen, um es zu er
möglichen, dass ein Signal zwischen den Knoten A und B über
tragen wird, ohne dass gleichzeitig ein parasitärer Impedanz-
Nebenschlusspfad entwickelt wird.
Um die Beschreibung der Betriebsweise der Schaltung 10" aus
Fig. 5 zu beenden: Wenn an EN ein logisch hohes Signal HIGH
zugeführt wird, wird den Gates der Transistoren M3, M4 und M5
über den Ausgang von IV1 ein logisch niedriges Signal LOW zu
geführt, wodurch die Transistoren M3 und M4 eingeschaltet
werden und der Transistor M5 ausgeschaltet wird. Das Signal
HIGH bei bei EN führt über den Transistor M3 zu einer Verbin
dung des Gates von M1 mit Vcc, sodass dieser Durchlassgatter
transistor ausgeschaltet ist. Außerdem schaltet das Signal
HIGH am Ausgang des Inverters IV2 den Transistor M6 aus, so
das die Körpermasse von M1 mit Vcc verbunden ist, wodurch ge
währleistet wird, dass der Durchlassgattertransistor M1 aus
geschaltet ist. Sind die Transistoren M3 und M4 eingeschal
tet, bleibt der Transistor M1 ausgeschaltet, da dies der Pfad
mit der niedrigeren Impedanz ist.
Der Vorteil, der mit der Einführung der Impedanzelemente 30
und 40 aus Fig. 2 verbunden ist, kann deutlich an den in
Fig. 6 gezeigten Wellenformen gesehen werden. Fig. 6 ist ein
Bodediagramm, das den logarithmischen Abfall des Potentials
eines Signals, das durch eine Durchlassgatterschaltung über
tragen wird, bei Änderung der Frequenz zeigt. Die Wellenform
200 stellt die Frequenzantwort dar, die mit der Schalter
schaltung des Stands der Technik aus Fig. 1 verbunden ist,
während die Wellenform 300 die Frequenzantwort darstellt, die
mit der Hochfrequenzschalterschaltung 10 " aus Fig. 5 ver
bunden ist. Die Figur zeigt den -3dB-Abfallpegel. Dieser Ab
fallpegel stellt eine herkömmlicherweise verwendete Kennzahl
dar, die verwendet wird, um das verwendbare Durchlassband ei
nes Systems zu beschreiben. Bei der Schaltung des Stands der
Technik, die durch die Wellenform 200 dargestellt wird, be
trägt die zugehörige -3dB-Frequenz etwa 350 MHz. Bei der er
findungsgemäßen Schalterschaltung 10 " beträgt die -3dB-
Frequenz geringfügig mehr als etwa 900 MHz, dies ist eine
Verbesserung von näherungsweise mehr als dem 2,5-fachen. Es
ist ersichtlich, dass die erfindungsgemäße Schalterschaltung
als herkömmliche Durchlassgattervorrichtung verwendet werden
kann, mit einer Durchlassfrequenzbandbreite, die bedeutend
größer ist als die, die mit zuvor erhältlichen Durchlassgat
tervorrichtungen auf MOS-Basis zur Verfügung standen. Sie er
laubt es, dass sich die Potentiale an Gate und Körpermasse
des Transistors M1 mit dem Eingangssignal am Knoten A oder B
ändern, anstatt dass sie über einen Niedrigimpedanzpfad mit
Vcc oder GND verbunden werden. Es versteht sich, dass die
Schalterschaltung 10 zur Verwendung bei 900 MHz übersteigen
den Frequenzen, einschließlich deutlich über 1 GHz, geeignet
ist und nicht auf das in Fig. 6 präsentierte repräsentative
Beispielergebnis begrenzt sein soll.
Wie vorher erwähnt wurde, kann die Schalterschaltung 10 der
vorliegenden Erfindung in einer Vielzahl von Systemen verwen
det werden, da sie ein effektiver Mechanismus zur Signalfort
pflanzung in vielen Anwendungen einschließlich, nicht aber
darauf beschränkt, einer internen und externen Datenübertra
gung sowie auch einer Videosignalübertragung ist. Wie in
Fig. 7 veranschaulicht bildet ein Rechensystem 100, die eine
zentrale Verarbeitungseinheit 130, eine erste Speicherzelle
101, eine zweite Speicherzelle 102, einen internen Bus 103,
einen ersten Eingabe/Ausgabe-Port 104 und einen zweiten Ein
gabe/Ausgabe-Port 105 einschließt, eine Schnittstelle mit ex
ternen Vorrichtungen wie z. B. einer Tastatur 106 und einer
Anzeige 107. Jede der identifizierten Vorrichtungen kann eine
Busschalterschaltung 10 für jede Signalübertragungsleitung
enthalten, die beispielhaft durch Leitungen 108-112 veran
schaulicht ist, die Vorrichtungen zur Signalübertragung mit
einander verbinden. Es versteht sich, dass diese Leitungen
Draht-, optische und drahtlose Verbindungen repräsentieren
können. Ein Kasten 120 ist eine vereinfachte Darstellung ei
ner oder mehrerer Schalterschaltungen 10 der vorliegenden Er
findung, die für eine solche Signalübertragung verwendet wer
den.
Fig. 8 liefert eine vereinfachte Darstellung eines Signal-
Routers 200, der dafür ausgelegt ist, einen Signalverkehr
zwischen mehreren Netzwerksystemen 210-250 zu analysieren
und zu leiten, die entweder einzelne Rechensysteme oder Netz
werke von Rechensystemen repräsentieren. Die Rate, mit der
eine Signalübertragung stattfindet, und die Qualität dieses
Signals hängen von der verwendeten Schaltungsanordnung zum
Schalten ab. Der Router 200 kann die Schalterschaltung 10 der
vorliegenden Erfindung für jede Signalleitung des Schnitt
stellensystems verwenden, das den Router 200 mit den Netz
werksystemen 210-250 verbindet. Ein Kasten 260 ist eine
vereinfachte Darstellung von einer oder mehreren Schalter
schaltungen 10 der vorliegenden Erfindung, die für eine sol
che Signalübertragung verwendet werden. Sie kann vom Router
200 sowie von irgendeinem anderen der Netzwerksysteme 210-
250 verwendet werden.
Fig. 9 liefert eine vereinfachte Darstellung eines Anzeige
systems 300 mit einem Flachbildschirm, das eine Flachbild
schirmanzeige 301, eine Bildschirmschnittstelle 302, die z. B.
die LVDS-Technologie nutzen kann, einen Bildteiler bzw. -ska
lierer 303, einen Bildwechselfrequenzwandler 304, eine Digi
talschnittstellenvorrichtung 305, die z. B. die TMDS-
Technologie verwenden kann, eine Analogschnittstellenvorrich
tung 306 und einen Videodecodierer 307 einschließt. Alle kön
nen mit einem Computersystem 310 zum Datenaustausch und zur
Datenverarbeitung gekoppelt werden. Die Schalterschaltung 10
der vorliegenden Erfindung ist zur Übertragung von Digital
signalübertragungen mit hoher Frequenz wie z. B. Videosignal
übertragungen besonders geeignet. Sie kann in einer oder meh
reren der Komponenten des Anzeigesystems 300 mit einem Flach
bildschirm und in dem Rechensystem 310 verwendet werden. Ein
Kasten 320 ist eine vereinfachte Darstellung von einer oder
mehreren Schalterschaltungen 10 der vorliegenden Erfindung,
die für eine solche Signalübertragung verwendet wird.
Obgleich die vorliegende Erfindung mit besonderem Verweis auf
bestimmte Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht es
sich, dass alle Abwandlungen, Varianten und Äquivalente in
nerhalb des Umfangs der folgenden beigefügten Ansprüche lie
gen sollen.
Claims (32)
1. Hochfrequenzschalterschaltung, um die Übertragung eines
elektrischen Signals zwischen einem ersten Knoten und einem
zweiten Knoten zu ermöglichen oder zu verhindern, wobei das
elektrische Signal von dem ersten Knoten zu dem zweiten Knoten
oder von dem zweiten Knoten zu dem ersten Knoten übertragen
wird, wenn die Schalterschaltung die Übertragung ermöglicht,
und wobei das elektrische Signal nicht übertragen wird, wenn
die Schalterschaltung die Übertragung verhindert, wobei die
Hochfrequenzschalterschaltung von einer Hochpotential-
Versorgungsschiene und einer Niederpotential-Versorgungsschiene
gespeist wird, welche Schalterschaltung umfasst:
einen Freigabesignalknoten zum Empfangen eines Schalterschal tungs-Aktivierungssignals, wobei das Schalterschaltungs- Aktivierungssignal eine AN-Bedingung und eine AUS-Bedingung eines MOS-Übertragungstransistors definiert,
wobei der MOS-Übertragungstransistor eine mit dem ersten Knoten gekoppelte Source und einen mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain aufweist,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, wobei das erste Impedanzelement so aufgebaut ist, dass es eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, wobei das zweite Impedanzelement so aufgebaut ist, dass es eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert.
einen Freigabesignalknoten zum Empfangen eines Schalterschal tungs-Aktivierungssignals, wobei das Schalterschaltungs- Aktivierungssignal eine AN-Bedingung und eine AUS-Bedingung eines MOS-Übertragungstransistors definiert,
wobei der MOS-Übertragungstransistor eine mit dem ersten Knoten gekoppelte Source und einen mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain aufweist,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, wobei das erste Impedanzelement so aufgebaut ist, dass es eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, wobei das zweite Impedanzelement so aufgebaut ist, dass es eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert.
2. Schalterschaltung nach Anspruch 1, worin der MOS-
Übertragungstransistor ein NMOS-Transistor ist und das zweite
Impedanzelement zwischen die Körpermasse des MOS-Übertra
gungstransistors und die Niederpotential-Versorgungsschiene
gekoppelt ist.
3. Schalterschaltung nach Anspruch 1, worin der MOS-
Übertragungstransistor ein PMOS-Transistor ist und das zweite
Impedanzelement zwischen die Körpermasse des MOS-Übertra
gungstransistors und die Hochpotential-Versorgungsschiene
gekoppelt ist.
4. Schalterschaltung nach Anspruch 1, ferner aufweisend eine
Inverterstufe, die aus einem oder mehreren Invertern gebildet
ist, die zwischen den Freigabesignalknoten und die ersten und
zweiten Impedanzelemente gekoppelt sind.
5. Schalterschaltung nach Anspruch 4, worin die ersten und
zweiten Impedanzelemente einen Widerstand mit einem Hochpoten
tialknoten, der mit einem Ausgang der Inverterstufe gekoppelt
ist, und einen mit dem Gate des PMOS-Übertragungstransistors
gekoppelten Niederpotentialknoten enthalten.
6. Schalterschaltung nach Anspruch 5, worin der Widerstand
der Impedanzelemente einen Widerstandswert von ein Kiloohm oder
mehr aufweist.
7. Schalterschaltung nach Anspruch 5, worin die Inverterstu
fe einen mit einem zweiten Inverter in Reihe gekoppelten ersten
Inverter enthält, die jeweils einen Eingang und einen Ausgang
aufweisen, worin der Freigabesignalknoten mit dem Eingang des
ersten Inverters gekoppelt ist und der Ausgang des zweiten
Inverters mit dem Hochpotentialknoten des Widerstands gekoppelt
ist, wobei das Impedanzelement ferner einen Impedanz-PMOS-
Transistor mit einem mit dem Ausgang des ersten Inverters
gekoppelten Gate, einer mit der Hochpotential-Versorgungs
schiene gekoppelten Source und einem mit dem Gate des PMOS-
Übertragungstransistors gekoppelten Drain aufweist.
8. Schalterschaltung nach Anspruch 5, worin das zweite
Impedanzelement einen zweiten Widerstand mit einem mit der
Hochpotential-Versorgungsschiene gekoppelten Hochpotentialkno
ten und einem mit der Körpermasse des PMOS-Übertragungs
transistors gekoppelten Niederpotentialknoten aufweist.
9. Schalterschaltung nach Anspruch 8, worin der zweite
Widerstand des zweiten Impedanzelements einen Widerstandswert
von ein Kiloohm oder mehr aufweist.
10. Schalterschaltung nach Anspruch 8, worin die Inverter
stufe einen ersten, mit einem zweiten Inverter in Reihe gekop
pelten Inverter aufweist, die jeweils einen Eingang und einen
Ausgang aufweisen, worin der Freigabesignalknoten mit dem
Eingang des ersten Inverters gekoppelt ist und der Ausgang des
zweiten Inverters mit dem Hochpotentialknoten des Widerstands
des Impedanzelements gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanz
element ferner einen PMOS-Transistor mit einem mit dem Ausgang
des ersten Inverters gekoppelten Gate, einer mit der Hochpoten
tial-Versorgungsschiene gekoppelten Source und einem mit der
Körpermasse des PMOS-Übertragungstransistors gekoppelten Drain
aufweist.
11. Schalterschaltung nach Anspruch 4, worin das erste
Impedanzelement einen Impedanz-NMOS-Transistor mit einem mit
einem Ausgang der Inverterstufe gekoppelten Gate, einem mit dem
Gate des PMOS-Übertragungstransistors gekoppelten Drain und
einer Source und einer Körpermasse enthält, die mit der Nieder
potential-Versorgungsschiene gekoppelt sind.
12. Schalterschaltung nach Anspruch 11, worin die Inverter
stufe einen mit einem zweiten Inverter in Reihe gekoppelten
ersten Inverter enthält, die jeweils einen Eingang und einen
Ausgang aufweisen, worin der Freigabesignalknoten mit dem
Eingang des ersten Inverters gekoppelt ist und der Ausgang des
ersten Inverters mit dem Gate des Impedanz-NMOS-Transistors
gekoppelt ist, wobei das Impedanzelement ferner einen Impedanz-
PMOS-Transistor mit einem mit dem Ausgang des ersten Inverters
gekoppelten Gate, einer mit der Hochpotential-Versorgungs
schiene gekoppelten Source und einem mit dem Gate des PMOS-
Übertragungstransistors gekoppelten Drain aufweist.
13. Schalterschaltung nach Anspruch 4, worin das zweite
Impedanzelement einen Impedanz-PMOS-Transistor mit einem mit
einem Ausgang der Inverterstufe gekoppelten Gate, einer Source
und einer Körpermasse, die mit der Hochpotential-Versorgungs
schiene gekoppelt sind, und einer mit der Körpermasse des PMOS-
Übertragungstransistors gekoppelten Drain enthält.
14. Schalterschaltung nach Anspruch 13, worin die Inverter
stufe einen mit einem zweiten Inverter in Reihe gekoppelten
ersten Inverter enthält, die jeweils einen Eingang und einen
Ausgang aufweisen, worin der Freigabesignalknoten mit dem
Eingang des ersten Inverters gekoppelt ist und der Ausgang des
zweiten Inverters mit dem Gate des Impedanz-PMOS-Transistors
des zweiten Impedanzelements gekoppelt ist, wobei das zweite
Impedanzelement ferner einen zweiten Impedanz-PMOS-Transistor
mit einem mit dem Ausgang des ersten Inverters gekoppelten
Gate, einer mit der Hochpotential-Versorgungsschiene gekoppel
ten Source und einem mit der Körpermasse des PMOS-Übertra
gungstransistors gekoppelten Drain aufweist.
15. Hochfrequenzschalterschaltung, um die Übertragung eines
elektrischen Signals zwischen einem ersten Knoten und einem
zweiten Knoten zu ermöglichen oder zu verhindern, wobei das
elektrische Signal von dem ersten Knoten zu dem zweiten Knoten
oder von dem zweiten Knoten zu dem ersten Knoten übertragen
wird, wenn die Schalterschaltung eine AN-Bedingung definiert,
und wobei das elektrische Signal nicht übertragen wird, wenn
die Schalterschaltung eine AUS-Bedingung definiert, wobei die
Hochfrequenzschalterschaltung von einer Hochpotential-
Versorgungsschiene und einer Niederpotential-Versorgungsschiene
gespeist wird, welche Schalterschaltung umfasst:
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hochpotential- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, worin das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz ist und der zweite Zustand eine hohe Impedanz, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hochpotential- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, worin das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz ist und der zweite Zustand eine hohe Impedanz, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
16. Rechensystem, mit Schalterschaltungen, um die Übertra
gung eines elektrischen Signals zwischen einem ersten Signal
übertragungsknoten und einem zweiten Signalübertragungsknoten
zu ermöglichen oder zu verhindern, wobei das elektrische Signal
vom ersten Knoten zum zweiten Knoten
oder vom zweiten Knoten zum ersten Knoten übertragen wird,
wodurch eine AN-Bedingung definiert wird und eine AUS-
Bedingung, wenn nicht übertragen wird, definiert wird, wobei
die Schalterschaltung von einer Hochpotential-Versor
gungsschiene und einer Niederpotential-Versorgungsschiene
gespeist werden kann, welches Computersystem umfasst:
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen an spricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine nied rige Impedanz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen an spricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine nied rige Impedanz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
17. Computersystem nach Anspruch 16, ferner aufweisend ein
zwischen eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors und
eine der Versorgungsschienen gekoppeltes zweites Impedanzele
ment.
18. Computersystem nach Anspruch 16, worin der MOS-
Übertragungstransistor ein NMOS-Transistor ist und das zweite
Impedanzelement zwischen die Körpermasse des MOS-Übertra
gungstransistors und die Niederpotential-Versorgungsschiene
gekoppelt ist.
19. Computersystem nach Anspruch 16, worin der MOS-
Übertragungstransistor ein PMOS-Transistor ist und das zweite
Impedanzelement zwischen die Körpermasse des MOS-Übertra
gungstransistors und die Hochpotential-Versorgungsschiene
gekoppelt ist.
20. Router mit Schalterschaltungen, um die Übertragung eines
elektrischen Signals zwischen einem ersten Signalübertragungs
knoten und einem zweiten Signalübertragungsknoten zu ermögli
chen oder zu verhindern, wobei das elektrische Signal vom
ersten Knoten zum zweiten Knoten oder vom zweiten Knoten zum
ersten Knoten übertragen wird, wodurch eine AN-Bedingung defi
niert wird und eine AUS-Bedingung, wenn nicht übertragen wird,
definiert wird, wobei die Schalterschaltung von einer Hochpo
tential-Versorgungsschiene und einer Niederpotential-
Versorgungsschiene gespeist werden kann, welcher Router um
fasst:
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites lEmpedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen an spricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine nied rige Impedanz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites lEmpedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen an spricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine nied rige Impedanz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
21. Router nach Anspruch 20, ferner aufweisend ein zwischen
eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors und eine der
Versorgungsschienen gekoppeltes zweites Impedanzelement.
22. Router nach Anspruch 20, worin der MOS-Übertragungs
transistor ein NMOS-Transistor ist und das zweite Impedanzele
ment zwischen die Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors
und die Niederpotential-Versorgungsschiene gekoppelt ist.
23. Router nach Anspruch 20, worin der MOS-Übertragungs
transistor ein PMOS-Transistor ist und das zweite Impedanzele
ment zwischen die Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors
und die Hochpotential-Versorgungsschiene gekoppelt ist.
24. Flachbildschirmsystem, mit Schalterschaltungen, um die
Übertragung eines elektrischen Signals zwischen einem ersten
Signalübertragungsknoten und einem zweiten Signalübertragungs
knoten zu ermöglichen oder zu verhindern, wobei das elektrische
Signal vom ersten Knoten zum zweiten Knoten oder vom zweiten
Knoten zum ersten Knoten übertragen wird, wodurch eine AN-
Bedingung definiert wird und eine AUS-Bedingung, wenn nicht
übertragen wird, definiert wird, wobei die Schalterschaltung
von einer Hochpotential-Versorgungsschiene und einer Niederpo
tential-Versorgungsschiene gespeist wird, wobei das Flachbild
schirmsystem umfasst:
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen an spricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine nied rige Impedanz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
einen MOS-Übertragungstransistor mit einer mit dem ersten Knoten gekoppelten Source und einem mit dem zweiten Knoten gekoppelten Drain,
ein erstes Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und ein Gate des MOS- Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das erste Impe danzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen anspricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine niedrige Impe danz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das erste Impedanzelement dazu dient, das Gate von einer der Ver sorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS- Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Neben schlusskapazität im wesentlichen negiert wird, und
ein zweites Impedanzelement, das zwischen die Hoch- und die Niederpotential-Versorgungsschienen und eine Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors gekoppelt ist, wobei das zweite Impedanzelement, das auf die AN- und die AUS-Bedingungen an spricht, zwei Zustände definiert, wobei ein Zustand eine nied rige Impedanz und der zweite Zustand eine hohe Impedanz ist, worin das zweite Impedanzelement dazu dient, die Körpermasse von einer der Versorgungsschienen zu entkoppeln, indem eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederparasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen negiert wird.
25. Flachbildschirmsystem nach Anspruch 24, ferner aufwei
send ein zwischen eine Körpermasse des MOS-Übertragungs
transistors und eine der Versorgungsschienen gekoppeltes
zweites Impedanzelement.
26. Flachbildschirmsystem nach Anspruch 24, worin der MOS-
Übertragungstransistor ein NMOS-Transistor ist und das zweite
Impedanzelement zwischen die Körpermasse des MOS-Übertragungs
transistors und die Niederpotential-Versorgungsschiene gekop
pelt ist.
27. Flachbildschirmsystem nach Anspruch 24, worin der MOS-
Übertragungstransistor ein PMOS-Transistor ist und das zweite
Impedanzelement zwischen die Körpermasse des MOS-Übertragungs
transistors und die Hochpotential-Versorgungsschiene gekoppelt
ist.
28. Prozeß, um die Übertragung eines elektrischen Signals
zwischen einem ersten Signalübertragungsknoten und einem zwei
ten Signalübertragungsknoten zu ermöglichen oder zu verhindern,
wobei das elektrische Signal von dem ersten Knoten zu dem
zweiten oder von dem zweiten Knoten zu dem ersten übertragen
wird, wenn es zugelassen ist, wobei der Prozeß die Schritte
umfasst:
Koppeln eines MOS-Übertragungstransistors zwischen den ersten Knoten und den zweiten Knoten, wobei der MOS-Übertragungs transistor ein Gate und eine Körpermasse aufweist, und Einrichten eines ersten Impedanzweges, der konfiguriert ist, um eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederpara sitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen zu negieren, und Verbinden des ersten Impedanzweges mit dem Gate des MOS- Übertragungstransistors, und
Einrichten eines zweiten Impedanzweges, der konfiguriert ist, um eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederpa rasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen zu negieren, und Verbinden des zweiten Impedanzweges mit der Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors.
Koppeln eines MOS-Übertragungstransistors zwischen den ersten Knoten und den zweiten Knoten, wobei der MOS-Übertragungs transistor ein Gate und eine Körpermasse aufweist, und Einrichten eines ersten Impedanzweges, der konfiguriert ist, um eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederpara sitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen zu negieren, und Verbinden des ersten Impedanzweges mit dem Gate des MOS- Übertragungstransistors, und
Einrichten eines zweiten Impedanzweges, der konfiguriert ist, um eine mit dem MOS-Übertragungstransistor verbundene niederpa rasitäre Nebenschlusskapazität im wesentlichen zu negieren, und Verbinden des zweiten Impedanzweges mit der Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors.
29. Prozeß nach Anspruch 28, ferner mit dem Schritt zum
Einrichten eines zweiten Impedanzweges und Verbinden des zwei
ten Impedanzweges mit der Körpermasse des MOS-Übertragungs
transistors.
30. Prozeß nach Anspruch 28, worin der MOS-Übertragungs
transistors ein NMOS ist und die zweite Impedanz zwischen die
Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors und eine Niederpo
tential-Versorgungsschiene gekoppelt wird.
31. Prozeß nach Anspruch 28, worin der MOS-Übertragungs
transistors ein PMOS ist und die zweite Impedanz zwischen die
Körpermasse des MOS-Übertragungstransistors und eine Hochpoten
tial-Versorgungsschiene gekoppelt ist.
32. Prozeß nach Anspruch 28, worin der erste Impedanzweg und
der zweite Impedanzweg Impedanzen einrichten, die ausreichen,
um den MOS-Übertragungstransistor eingeschaltet zu halten, wenn
er freigegeben ist, ohne einen überbrückenden parasitären
Impedanzweg zwischen dem MOS-Übertragungstransistor und einer
Leistungsversorgungsschiene zu entwickeln bzw. auszubilden.
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