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Hintergrund der Erfindung
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1. Technisches
Feld der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Übermittlung
elektrischer Signale von einem Ort an einen anderen. Insbesondere
betrifft die vorliegende Erfindung Ausgangstreiber, die vorgesehen sind,
um eine zeitige Übertragung
derartiger Signale bei gewünschten
Potentialen und mit ausreichendem Strom für die Kommunikation zwischen
gekoppelten Einrichtungen bereitzustellen. Detaillierter betrifft
die vorliegende Erfindung eine Schaltung für die Steuerung des Übergangs
von logischen Signalen zwischen "High-" and "Low-" Werten, inklusive
solcher Signale, die mit komplementären Metall-Oxid-Silikon (CMOS) transistorbasierten
Ausgangstreibern assoziiert sind.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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Ausgangstreiber
werden verwendet, um elektrische Signale gewünschter Amplitude und Stärke zu transferieren.
Der Signaltransfer findet statt über
Busse bzw. Schnittstellen, die aktive Einrichtungen verbinden, die
entweder ein Chip auf der gleichen Halbleiterbasis oder unterschiedliche
Chips sind. Die Einrichtungen können
nahe zueinander angeordnet sein oder sie können in einer gewissen Distanz
voneinander angeordnet sein. Ein Beispiel einer nahen Einrichtungsschnittstelle,
die eine oder mehrere Busverbindungen erfordert, ist die Verbindung
einer Platine an eine andere innerhalb eines Computersystems, wie
z.B. über
eine Busleiterplatte. Ein Beispiel einer entfernten Apparateschnittstelle,
die eine oder mehrere Busverbindungen erfordert, ist die Ankopplung
eines Computersystems an ein anderes, wie z.B. über eine Telefonleitung, d.h.
effektiv eine Sprach-/Datenleitung.
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Ein
beständiges
Ziel bei allen Computern und Kommunikationssystemen ist die Fähigkeit
elektrische Signale akkurat und so schnell wie möglich zu transferieren. Um
dieses Ziel zu erreichen, ist es wichtig, dass diese Signale mit
relativ gleichförmigen Raten,
Amplitu den und Stärken übertragen
werden. Dies ist am einfachsten zu bewerkstelligen innerhalb eines
einzigen Computersystems, jedoch weniger, wenn die Verbindung einer
Vielzahl nicht gleichförmiger
Computersysteme betroffen ist. Protokolle sind entwickelt worden,
um Übertragungsrate,
Amplitude und Stärken-Gleichförmigkeit
bereitzustellen, um so eine Kompatibilität zwischen Systemen und zwischen
Subsystemen zu entwickeln.
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Weil
unterschiedliche aktive Einrichtungen bei unterschiedlichen Raten
betrieben werden, wie z.B. Drucker im Gegensatz zu Speichereinrichtungen,
und unterschiedliche Lastdrains haben als Funktion internen Betriebs,
benötigt
jede Einrichtung einen oder mehrere Ausgangstreiber um die Erfordernisse
an die Übertragungsstandards
zu erfüllen. Ausgangstreiber
werden benötigt,
um die Signalverstärkung
vor der Ausgabe an einen Bus zu erhöhen; sie werden benötigt, um
die Übertragungsrate
des zu liefernden Signals zu verlangsamen oder zu beschleunigen
oder eine Kombination von beiden. Es soll klargestellt werden, dass
diese Ausgangstreiber auch tätig
sind, um Übertragungen
von dem Bus zu empfangen, um diese zu der aktiven Einrichtung für eine Interpretation
oder Aktion zurückzuliefern,
falls dies vorgesehen ist. Unter der Annahme dieser dualen Betriebsfähigkeit
werden diese vereinheitlichenden oder signalstandardisierenden Treiber
generell als Transceiver (Sende-Empfänger) bezeichnet.
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Es
ist bekannt, dass in digitalen Systemen Signale, die zwischen den
Einrichtungen übermittelt werden,
entweder als logisch High (oder "1" oder "ON") und logisch Low
(oder "0" oder "OFF") kategorisiert werden.
Das bestimmte Signalpotential, das definiert, ob ein logisches High
oder logisches Low übertragen
wird, hängt
ab von den Halbleiterkomponenten, die die Schaltung bilden, die
mit der Übertragung
assoziiert ist. Die am meisten gängigen
Schaltungskonfigurationen, die zur Erzeugung digitaler Signale verwendet
werden, umfassen unter anderem CMOS, Transistor-Transistor Logik
(TTL), und insbesondere Emitter-gekoppelte Logik (ECL) – positive ECL
(PECL). Jede dieser logischen Konfigurationen arbeitet unterschiedlich
als eine Funktion des Hin- und Herbewegens zwischen dem, was ein
logisches High-Signal und dem, was ein logisches Low-Signal bedeutet.
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Für eine CMOS-Logik,
die in erster Linie auf der Verwendung von MOS-Transistoren basiert,
wird ein logisches Low-Signal in dem Bereich von 0,6 Volt (V) über einer
Niederpotentialstromschiene GND entwickelt, die beim 0,0 V liegt.
Ein logisch High-Signal wird in der Regel entwickelt im Bereich
von Vcc bis Vcc –0,6
V, wobei Vcc zwischen 4,5 und 5,5 V für eine nominelle 5 V-Versorgung
liegen kann oder zwischen 3,0 V und 3,6 V für eine nominelle 3,3 V-Versorgung.
Für eine
5 V-Versorgung muss dann die Potentialdifferenz zwischen Low and
High wenigstens 3,9 V betragen um sicherzustellen, dass ein gewünschtes
Umschalten zwischen einem logisch Low und einem logisch High stattfindet.
TTL- und ECL-Logikkonfigurationen basieren andererseits primär auf der
Verwendung von bipolaren Transistoren. Die Umschaltdifferenz für ein Umschalten
zwischen einem logisch Low und einem logisch High ist signifikant
weniger als es für
eine CMOS-Tätigkeit
ist, sie kann einen so geringeb Wert wie z.B. 1,0 V annehmen. Für PECL-Systeme z.B. sind
die Umschaltungen noch näher
beieinander. In einer PECL-Schaltung, die Vcc abhängig ist,
entspricht ein logisch High einem Potential von ungefähr Vcc –0,9 V und
ein logisch Low ist äquivalent
einem Potential von ungefähr
Vcc –1,7 V.
Somit ist bei CMOS- und nicht CMOS-Übertragungspaarungen offensichtlich,
dass unterschiedliche Potentialstufen nicht automatisch das Triggern einer
gewünschten
Umschaltung von einem logischen Level auf den anderen sicherstellen.
Darüber hinaus
können
geringere Potentialumschaltungen in CMOS-Signalen keine logischen
Zustandsänderungen
irgendeiner Art dort bewirken. Jedoch können sie signifikant genug
sein, um eine unerwartete Änderung
in einem TTL- oder einem ECL-Logikwert hervorzurufen, wenn dieser
einem TTL- oder ECL- basierenden System übertragen wird.
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Selbstverständlich sind
unerwartete Änderungen
in Logikwerten unerwünscht.
Sie können
signifikante Betriebsfehler hervorrufen. Daher ist es wichtig, einen
Transceiver-Treiber zu schaffen, der keine Signalpotentialumschaltungen
generiert, außer denen,
die zur Erzeugung einer Logikwertumschaltung spezifiziert erwünscht sind.
Dieses Problem kann umso eher auftreten, als die Übertragungsraten erhöht werden.
Die Erhöhung
der Übertragungsraten erlaubt
den Transfer von mehr Daten in einer kürzeren Zeitperiode und ist
daher in vieler Hinsicht wünschenswert.
Jedoch ist der Zuwachs der erhöhten Übertragungsrate
oft untergraben durch einen Zuwachs an Störsignalen, bzw. Signalrauschen.
Das bedeutet, dass ein schneller Wechsel im Signalpegel eine Schwingung
um den stationären
Wert entsprechend einem plötzlichen
Ein- oder Ausschalten eines Transistors erzeugt. Das Ausmaß der Oszillation
ist abhängig
von dem bestimmten Transistorsystem als auch von der Last auf der
Busleiterplatte.
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Weil
Transistoren zunehmend kleiner werden, um die gewünschten
höheren Übertragungsraten
zu realisieren, werden die korrespondierenden Differenzialunterschiede,
die mit ihren logischen Ausgängen
assoziiert sind, reduziert. Wenn die weiter umschaltenden CMOS-Logiksysteme
mit geringer umschaltenden bipolar-Transistor-basierten Logiksystemen
verbunden sind, kann das mit der CMOS-Tätigkeit verbundene Geräusch eine
Differenz erzeugen, die hoch genug ist, ein unerwünschtes
Umschalten eines Transistors hervorzurufen. Der Signalsprung, der
mit dem häufigen
Schalten stattfindet, erzeugt häufig
Reflektionen in dem Übertragungsmedium,
wie z.B. in Telefonübertragungsleitungen,
wo die Reflektionen Signalfehler hervorrufen. Es ist daher wichtig,
ein sanftes Umschalten der Treibertransistoren zu ermöglichen,
so dass das Signalrauschen reduziert wird, wenn die logischen Pegel
geändert
werden.
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Ein
Mittel zur Erreichung eines gewissen Erfolgs beim Glätten von
Signalübergängen in
einem Transceiver-Treiber ist im US-Patent 5,557,223 beschrieben,
das an Kuo erteilt worden ist. Wie in 1 dargestellt
ist, enthält
ein CMOS-basierter Signalausgangstreiber 10 eine Einrichtung,
die dazu konzipiert ist, sanftes Schalten der Signalübertragung
zu herbeizuführen.
Der Kuo-Treiber enthält
eine erste Invertiererstufe 20, die aus einem ersten Invertierer
I1 gebildet ist, um ein zu übertragendes
Eingangssignal INPUT zu empfangen, und einen zweiten. Invertierer I2.
Diese Komponenten zusammen mit einer dritten Invertiererstufe I3,
Strom spiegelnden Transistoren M199 und M197 und Ausgangstransistor
M202 sind relativ standardisierte Komponenten eines Ausgangstreibers,
um ein Ausgangssignal OUTPUT zu erzeugen. Die Transistoren M197
und M199 sind immer eingeschaltet, wie aus ihrer Kopplung und der
Verwendung der Temperaturkompensationsgattertreiber TCD1 und TCD2
jeweils gesehen werden kann. Die Kuo-Schaltung enthält weiterhin
eine Entladeschaltung 30, die mit dem Gatter des Transistors
M202 gekoppelt ist, um das Schalten. dieses Ausgangstransistors
zu verlangsamen, so dass das Signalhüpfen und Rückstrahlung minimiert werden
können.
Die Entladungsschaltung 30 enthält einen ersten Entladetransistor
M440, einen zweiten Entladetransistor M441 und einen Invertierer
I4.
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Die
Kuo-Schaltung 10 ist konzipiert, um eine eingebaute Verzögerung in
der Entladung des Transistors M202 zu bewirken. Ein Eingangssignal
an dem Knoten INPUT, das ein logisch High an dem Gatter des Transistors
M202 hervorruft, produziert ebenfalls ein logisches High an dem
Gatter des Transistors M440. Er führt ebenfalls zu einem logisch
Low an dem Gatter des Transistors M441. Das Ergebnis ist, dass die
Transistoren M202 und M440 eingeschaltet sind, wohingegen der Transistor
M441 ausgeschaltet ist, wobei der Stromfluss durch diesen Zweig
der Schaltung 30 enthaltend M440 und M441 verhindert wird.
Diese Situation resultiert in einem logisch Low-Signal an OUTPUT.
Wenn das der Schaltung 10 zugeführte Eingangssignal zur Erzeugung
eines logisch Low an dem Gatter von M202 und eines logisch High
an den Eingängen
der Inverter I4 und des Transistors M441 umschaltet, wird der Transistor M441
eingeschaltet. Wegen der Gatterverzögerung, die durch den Invertierer
I4 hervorgerufen wird, bleibt der Transistor M440 eingeschaltet.
Dies resultiert in einer Ableitung des Stroms von dem Gatter des
Transistors M202, bis I4 agiert, um den Transistor M440 abzuschalten,
womit die komplette Abschaltung von M202 ermöglicht wird.
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Der
Kuo-Ausgangstreiber aus 1 ist nützlich, um das Schalten des
Ausgangstransistors M202 zu glätten.
Jedoch sind mit der Entladungsschaltung 30 mehrere Nachteile
verknüpft.
Insbesondere ist es gut bekannt, dass mit der Herstellung von Halbleitereinrichtungen
Unabwägbarkeiten
verknüpft
sind. Insbesondere für
aktive Einrichtungen können
die Charakteristiken sogar um 30% auf dem Chip variieren und zusätzlich von
Chip zu Chip. Unter Berücksichtigung
der unterschiedlichen Schritte und der Komplexität, die z.B. mit der Herstellung
eines Transistors verbunden ist, ist dies nicht überraschend. Unglücklicherweise
führen
Fabrikationsabweichungen zu unerwünschten Wirkungsabweichungen,
die umso bedeutender werden, wie die Komponenten kleiner werden
und akzeptierbare Arbeitsbereiche schmaler. Angesichts der Einführung der
Transistoren M440 und M441 als auch der Kombination der Transistoren und
anderer Elemente, die üblicherweise
benutzt werden, um den Invertierer I4 herzustellen, ist es offensichtlich,
dass die Kuo-Entladungsschaltung
diese Problematik nicht berücksichtigt.
Kuo schlägt
vor, dass I4 aus mehreren Invertierungsabschnitten gebildet werden
kann, was das Problem noch vergrößern würde. Abweichungen
bei den Betriebsbedingungen, umfassend Änderungen in der Temperatur
und den Versorgungsspannungen, werden auch Änderungen in der Betriebsleistung
der Kuo-Transistoren bewirken.
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Unbekannte
Abweichungen im Betriebsverhalten sind aus dem Standpunkt des Ingenieurs
unerwünscht.
Stattdessen fordert der Gestalter eines Übertragungssystems Konsistenz
und Gleichförmigkeit,
die durch die Kuo-Schaltung nicht leicht erzielbar ist. Weiterhin
begrenzt die Anfälligkeit
gegenüber Fabrikations-
und Umweltunabwägbarkeiten
die Fähigkeit
des Gestalters, akkurat die Schaltrate des Ausgangstransistors zu
programmieren. Daher wird ein Transceiver-Treiber benötigt, der
ein Ausgangssignal erzeugt, welches im Wesentlichen unabhängig von
den Bedingungen der der Herstellung, der Temperatur und der Versorgungsspannungen
ist. Darüber
hinaus wird ein Transceiver-Treiber benötigt, der zuverlässig programmierbar
ist.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Transceiver-Treiberschaltung
zu schaffen, die ein Ausgangssignal erzeugt, welches im Wesentlichen
unabhängig
von Bedingungen der Herstellung, Temperatur und Versorgungsspannung
ist. Es ist ebenfalls ein Ziel der vorliegenden Erfindung eine derartige
Schaltung zu schaffen, die programmierbar ist.
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Diese
und andere Ziele werden durch die vorliegende Erfindung über die
Modifikation der Kuo-Schaltung erzielt, um die Entladungsschaltung, die
in 1 gezeigt ist, zu eliminieren und ein erstes Entladungselement
für Aufwärtsbedingungen
hinzuzufügen
und ein zweites Entladungselement für Abwärtsbedingungen. Die primären Komponenten
des allgemeinen Ausgangstreibers, wie er in 1 gezeigt
ist, verbleiben im Wesentlichen die Gleichen. Jedoch enthält der Treiber
der vorliegenden Erfindung die genannten Entladeelemente gekoppelt
zu der Invertiererstufe, die als Invertierer I3 bezeichnet ist.
Insbesondere ist das erste Entladungselement vorzugsweise angeschlossen
ist zwischen der Hochpotentialversorgungsschiene Vcc und der Source des
Transistors M201, während
das zweite Entladungselement angeschlossen ist zwischen der Niederpotentialversorgungsschiene
GND und der Source des Transistors M198. Das bedeutet, statt das Gatter
des Ausgangstransistors M202 direkt zu manipulieren, modifiziert
die vorliegende Erfindung das Einschalten und Ausschalten von M202
indem der Strom reguliert wird, der dessen Gatter zugeführt wird.
Die Verwendung eines kapazitiven Elements anstelle eines Satzes
von Entladungstransistoren sichert ein schrittweises Ein- und Ausschalten
der Ausgangstransistoren, weil keine Schwellwertspannung für eine anfängliche
Tätigkeit
eines Entladungstransistors überschritten
werden muss. Dies kann ebenfalls etwas Rauschen erzeugen, obwohl
in einem geringeren Ausmaß.
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Die
ersten und zweiten Entladungselemente der vorliegenden Erfindung
sind vorzugsweise als Kapazitäten
bzw. Kondensatoren ausgebildet. Derzeitige Herstellungsverfahren
erlauben die Herstellung von genau definierten kapazitiven Elementen, die
wesentlich weniger anfällig
sind gegen Variationen der Herstellung, Temperatur und sicherlich
auch der Versorgungsspannung, als sie die Transistorsysteme des
von Kuo gezeigten Typs sind. Darüber
hinaus ist es mit der Verfügbarkeit
von zunehmend kleineren Halbleitereinrichtungen möglich, kapazitive Elemente
in dem Fabrikationsprozess bereitzustellen, ohne zuviel Platz auf
dem Chip in Anspruch zu nehmen. Die derzeitigen Herstellungsverfahren
ermöglichen
ebenfalls die Herstellung von genau definierten kapazitiven Elementen,
welche es wiederum dem Designer erlauben, die Tätigkeit des Transceiver-Treibers
mit vergleichsweise engeren Toleranzen zu programmieren. Es muss
angemerkt werden, dass mit im Wesentlichen einem einzigen kapazitiven Element
Variationen in dem Herstellungsverfahren auf dem Chip und von Chip
zu Chip einen wesentlich geringeren Einfluss auf Betriebscharakteristik
haben als diejenigen, die in dem Kuo-Design festgestellt wurden.
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Daher
erlaubt die vorliegende Erfindung, wie sie in den beigefügten Ansprüchen beansprucht
ist, die Herstellung eines Treibers mit einer sehr gut programmierbaren
Kantenratensteuerung, welcher Treiberbetrieb im Wesentlichen unabhängig ist
von Abweichungen bei der Herstellung, der Versorgungsspannung und
der Temperatur. Diese und andere Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden ersichtlich beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung,
der beigefügten
Zeichnungen und der beigefügten
Ansprüche.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm, das einen bekannten Ausgangstreiber
zeigt, wie er von Kuo beschrieben wurde.
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2 ist
ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm, das den programmierbaren Teil
bei der vorliegenden Erfindung zeigt.
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3 ist
ein Wellenformdiagramm, das die Auswirkungen variierender Verfahrensbedingungen auf
den Betrieb des bekannten Kuo-Treibers zeigt.
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4 ist
ein Wellenformdiagramm, das die Auswirkung von abweichenden Verfahrensbedingungen
auf den Betrieb des Treibers der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Beschreibung des bevorzugten
Ausführungsbeispiels
der Erfindung
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Ein
Transceiver-Logiktreiber 100 der vorliegenden Erfindung
ist in 2 gezeigt. Diejenigen Komponenten des Treibers 100,
die die gleichen sind wie die Komponenten des bekannten Treibers
der 1, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Somit sind die Invertierer I1, I2 und I3 gleich, wie auch die unabhängig gesteuerten,
immer eingeschalteten Transistoren M197 und M199. Der Ausgangstransistor
M202 ist ebenfalls der gleiche, jedoch ist sein Betrieb modifiziert
durch die Entladelemente der vorliegenden Erfindung. Ein erstes
die Abwärtsflanke modifzierendes
kapazitives Element C412 und ein zweites die Aufwärtsflanke
modifizierendes kapazitives Element C240 komplettieren den Treiber 100 der vorliegenden
Erfindung, der mit irgendeiner Schaltung gekoppelt sein kann, die
eine Verstärkung
benötigt
und/oder eine Wellenbearbeitung für den Transfer von einem Ort
zu einem anderen. Die Entladelemente können beide in dem Design des
Treibers 100 integriert sein. Es ist jedoch möglich, nur
das eine oder das andere zu verwenden, wenn nur die Bearbeitung
entweder der Abwärtsflanke
oder der Aufwärtsflanke
des Betriebssignals des Transistors M202 interessiert.
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Der
Treiber 100 umfasst die Ankopplung des Invertierers I1
an den Eingangsknoten INPUT wodurch ein logisches Signal in der
Form einer elektrischen Ladung von einem Signal generierenden System
erhalten wird. Der Inverter I1 ist mit dem Inverter I2 gekoppelt.
Beide Inverter sind für
ihren Betrieb an Stromversorgungsschienen Vcc und GND gekoppelt. Ein
Ausgang des Inverters I2 ist an den Eingang des Invertierers I3
gekoppelt, der einen PMOS Transistor M201 enthält, dessen Drain an den Drain
des NMOS Transistors M198 gekoppelt ist. Die Source des Transistors
M201 ist mit dem Drain des immer eingeschalteten PMOS Transistors
M199 gekoppelt. Der Transistor M199 wird eingeschaltet gehalten über die Kopplung
seines Gatters an eine unabhängige
Signalquelle, die dem Fachmann an sich bekannt ist, hier als VPMOS
bezeichnet, die ein kontinuierliches Signal auf einem Potential
hinreichend geringer als das Potential von Vcc bereitstellt, welches
mit der Source von M199 gekoppelt ist. Die Source des Transistors
M198 ist mit dem Drain des immer eingeschalteten Transistors M197
gekoppelt. Der Transistor M197 wird über die Kopplung seines Gatters
mit einer zweiten unabhängigen
Signalquelle eingeschaltet gelassen, die vorzugsweise in der gleichen
Art vorgesehen wird, wie die Bildung von VPMOS, nachfolgend als
VNMOS bezeichnet, die ein kontinuierliches Signal auf einem Potential
bereitstellt, das hinreichend größer ist
als das Potential von GND, welche mit der Source von M197 gekoppelt
ist. Es muss angemerkt werden, dass VPMOS und VNMOS durch eine einzige
Bezugsquelle generiert werden können, die
unter Verwendung von Stromspiegelung ausgefächert ist, um mehrfache Signalquellen
bereitzustellen.
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Der
Ausgang des Invertierers I3 ist mit dem Gatter des Ausgangstransistors
M202 gekoppelt, dessen Source mit GND und dessen Drain mit dem Ausgangsknoten
OUTPUT gekoppelt ist. OUTPUT ist über den Widerstand Req ebenfalls
an einen Hochpotentialknoten gekoppelt, der durch Vhieq bezeichnet
wird, um das Potential hinreichend für die Abgabe eines logisch
High-Signals an
OUTPUT bereitzustellen, welches der Punkt ist, an dem der Treiber 100 mit
der Schaltung gekoppelt ist, die dazu konzipiert ist, die Signale
des Treibers zu empfangen. Das an OUTPUT gelieferte Signal hängt ab von der
Tätigkeit
der kapazitiven Elemente C412 und C240. Die beiden Elemente sind
vorzugsweise Kapazitäten
wählbarer
Größe, Kapazität und Dimensionierung.
Die kapazitiven Elemente können
ein oder mehrere parallel geschaltete Kondensatoren enthalten, die
zusätzlich
mit Trimm- oder Einstelleinrichtungen gekoppelt sein können, wie
z.B. einer Sicherung. Auf diese Weise kann ein generischer Herstellungsprozess
verwendet werden, um den Treiber herzustellen, wobei der Designer
später
in die Lage versetzt wird, entweder das erste oder zweite kapazitive Element
mit Hilfe der Einstelleinrichtung fein einzustellen bzw. abzustimmen.
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Während in
der Darstellung das kapazitive Element C240 mit seinem Niederpotentialknoten
an den Hochpotentialknoten des Transistors M201 gekoppelt ist, gibt
es eine alternative Ankopplung. Insbesondere kann der Niederpotentialknoten
von C240 mit einem Hochpotentialknoten eines Start up-Transistors
gekoppelt sein, wobei der Niederpotentialknoten dieses Start-up-Transistors mit dem
Steuerknoten von M202 gekoppelt ist. Der Steuerknoten dieses Start
up-Transistors würde mit
einem oder mehreren Invertern verbunden sein. Diese Konfiguration
ermöglicht
das separate Einschalten des kapazitiven Elements C240, jedoch mit
dem möglichen
Nebeneffekt zusätzlichen
Rauschens unter bestimmten extremen Bedingungen. Eine ähnliche
Anordnung kann entwickelt werden für das Einschalten des kapazitiven
Elements C412.
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Im
Betrieb arbeitet der Treiber 100 wie folgt. In einem stationären Zustand,
in welchem das Gatter des Ausgangstransistors M202 anfänglich an
einem logisch Low-Level liegt, ist der Transistor M201 ausgeschaltet.
Zusätzlich
ist der Transistor M198 eingeschaltet und das kapazitive Element
C240 wird mittels des immer eingeschalteten Transistors M199 auf das
Potential der Schiene Vcc aufgeladen. Wenn das Signal am Eingangsknoten
INPUT von einem logisch High auf ein logisch Low schaltet, geht
das Potential am Gatter von M201 auf Low und schaltet diesen Transistor
ein. Dies bewirkt, dass das kapazitive Element C240 das Gatter von
M202 auflädt,
aber vollständig über das
Schwellwertpotential, das benötigt wird,
um diesen Transistor komplett einzuschalten. Der Strom, der nun
an dem Gatter von M202 mittels des Transistors M199 verfügbar ist,
ist dann ausreichend, um das Potential am Gatter von M202 insgesamt
auf Vcc zu ziehen. Somit kann der Spannungsumschwung an dem Gatter
von Transistor M202, der verwendet wird, um den Transistor einzuschalten, sehr
präzise über das
Design und die Auswahl der Kapazität C240 und des Stroms durch
M199 errechnet bzw. programmiert werden. Dies ist die Programmierung,
die verfügbar
ist, um den Übergang
eines Ausgangssignals von logisch High auf logisch Low zuzuschneiden.
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In
gleicher Weise kann das Glätten
und Zuschneiden des Übergangs
des OUTPUT von einem logisch Low auf ein logisch High erzielt werden,
diesmal mittels des kapazitiven Elements C412. Das bedeutet, wenn
das Gatter von M202 sich auf einem stationären Potential entsprechend
einem logisch High-Signal befindet, ist M201 eingeschaltet, M198 ausgeschaltet
und das kapazitive Element C412 wird mittels des immer eingeschalteten
Transistors M197 auf das Potential der Schiene GND entladen. Wenn das
Eingangssignal an INPUT von einem logisch Low auf ein logisch High
schaltet, schaltet das Potential am Gatter von M202 mittels des
Einschaltens des Transistors M198 von High auf Low. Dies wiederum bewirkt
ein Aufladen des Elements C412, was das Potential am Gatter des
Transistors M202 als Resultat des Stroms absenkt, der durch den
Zweig umfassend das Element C412 abgezogen wird. Der Strom durch
den Transistor M197 fließt
dann durch den Transistor M198, um das Potential an dem Gatter des Transistors
M202 im Wesentlichen insgesamt herunter auf das Potential der Schiene
GND zu ziehen. Somit ist der Spannungsumschwung an dem Gatter des Transistors
M202, der verwendet wird, um diesen Transistor auszuschalten, sehr
präzise
bestimmbar bzw. programmierbar über
das Design und die Auswahl der Kapazität von C412 und des Stroms durch M197.
Dies ist die Programmierung, die verfügbar ist, um den Übergang
eines Treiberausgangsignals von logisch Low auf logisch High zuzuschneiden
und zu glätten.
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3 zeigt
eine vereinfachte Darstellung der Änderungsrate des Signals an
dem Knoten OUTPUT von einem High auf ein Low für den Kuo-Treiber 10. Es
kann gesehen werden, dass der Unterschied zwischen einem schnellen
Fabrikationsprozess und einem langsamen Fabrikationsprozess eine
Signalausgangsdifferenz von 5 Nanosekunden oder mehr ergibt. In
diesem Fall involviert ein schneller Fabrikationsprozess irgendeine
Sorte von Anstiegen in Störkonzentrationen,
Löchern
etc., die geringere Kanalwiderstände,
höhere
Werte und dergleichen mit sich bringen. Entsprechend bewirkt ein
langsamer Fabrikationsprozess geringere Störkonzentrationen, flachere
Treiber etc., die in höheren
Widerständen,
geringeren Werten etc. resultieren. Die entsprechenden Abweichungen
bei den Fabrikationsraten für
den Treiber 100 der vorlie genden Erfindung sind wesentlich
geringer, da die kapazitiven Elemente der vorliegenden Erfindung
im Wesentlichen die damit verbundenen Abweichungen auf einen so
geringen Wert wie ungefähr
2 Nanosekunden reduzieren, d.h. eine wesentliche Reduktion unter
die Betriebsbedingungen derzeitiger Halbleiteranordnungen. Es muss
angemerkt werden, dass Variationen in den Ausgangsraten für Änderungen
in den Signalbedingungen noch geringer für den Treiber 100 sind,
wenn Versorgungsspannung und die Betriebstemperaturen geändert werden.