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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf eine Ladungspumpenschaltung, die eine Spannung, die von
einer externen Vorrichtung (beispielsweise einer Stromquelle) bereitgestellt
wird, aufaddiert und eine aufgeladene Spannung herstellt.
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19 zeigt
eine Anordnung einer herkömmlichen
Ladungspumpenschaltung.
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Eine Stromquelle 1 ist über eine
Diode 2 mit einem positiven Anschluss eines ersten Kondensators 3 verbunden.
Ein Verbindungspunkt zwischen der Diode 2 und dem positiven
Anschluss des Kondensators 3 ist über eine Diode 4 mit
einem positiven Anschluss eines zweiten Kondensators 5 verbunden. Ein
negativer Anschluss des Kondensators 3 ist über einen
Inverter 8 mit einem Ausgangsanschluss eines Oszillators 7 verbunden.
Ein negativer Anschluss des Kondensators 5 ist über serielle
Inverter 9 und 10 mit dem Ausgangsanschluss des
Oszillators 7 verbunden. Der Oszillator 7 stellt
ein Schwingungssignal (d. h. Zeitgebungssignal) bereit, das eine
konstante Frequenz aufweist. Ein Ausgangsanschluss 6, der
mit einem Verbindungspunkt zwischen der Diode 4 und dem
positiven Anschluss des Kondensators 5 verbunden ist, erzeugt
eine aufgeladene Spannung. Die Inverter 8 bis 10 weisen
CMOS-Schaltunganordnungen auf.
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wenn der Oszillator 7 in Übereinstimmung mit
der vorstehend beschriebenen herkömmlichen Schaltungsanordnung
ein Ausgangssignal hohen Pegels erzeugt, erzeugt der Inverter 8 ein
Ausgangssignal niedrigen Pegels. Daher wird der Kondensator 3 durch
seinen positiven Anschluss, der über
die Diode 2 mit der Stromquelle 1 verbunden ist
bis auf einen Spannungspegel der Stromquelle aufgeladen.
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Wenn der Oszillator 7 ein
Ausgangssignal niedrigen Pegels erzeugt, generiert der Inverter 8 ein Ausgangssignal
hohen Pegels. Daher weist der negative Anschluss des Kondensators 3 ein
elektrisches Potential auf, das gleich der Spannung der Stromquelle
ist. Der positive Anschluss des Kondensators 3 wird bis
zu einer vorab bestimmten Spannung aufgeladen, die dem Doppelten
der Spannung der Stromquelle minus einem Spannungsabfall VF an der Diode 2 entspricht.
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Weiterhin generiert der Inverter 10 ein
Ausgangssignal niedrigen Pegels, wenn der Oszillator 7 ein
Ausgangssignal niedrigen Pegels erzeugt. Der positive Anschluss
des Kondensators 5 kann ein elektrisches Potential aufweisen,
das niedriger als ein vorab bestimmter Wert ist, der gleich dem
elektrischen Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 3 abzüglich des
Spannungsabfalls VF an der Diode 4 ist.
In diesem Fall können
aufgrund der Gleichrichtungsfunktion der Diode 4 elektrische
Ladungen vom positiven Anschluss des Kondensators 3 an
den positiven Anschluss des Kondensators 5 fließen. Daher
wird der positive Anschluss des Kondensators 5 bis auf
eine vorab bestimmte Spannung aufgeladen, die gleich dem Doppelten
der Stromquellenspannung abzüglich
eines Spannungsabfalls 2 × VF an den Dioden 2 und 4 ist.
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Als Nächstes generiert der Inverter 10 ein Ausgangssignal
hohen Pegels, wenn der Oszillator 7 ein Ausgangssignal
niedrigen Pegels erzeugt. Der negative Anschluss des Kondensators 5 weist
ein elektrisches Potential auf, das gleich der Stromquellenspannung
ist. Der positive Anschluss des Kondensators 5 wird auf
eine vorab bestimmte Spannung aufgeladen, die gleich dem Dreifachen
der Strom quellenspannung abzüglich
des Spannungsabfalls von 2 × VF an den Dioden 2 und 4 ist.
Die aufgeladene Spannung wird über
den Ausgangsanschluss 6 einer elektrischen Last bereitgestellt,
die mit diesem Ausgangsanschluss 6 verbunden ist.
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Die vorstehend beschriebene herkömmliche Schaltungsanordnung
ist jedoch dahingehend nachteilig, dass man keine stabile und wünschenswerte aufgeladene
Spannung erhält,
weil der Oszillator 7 als eine externe Komponente vorgesehen
ist. Beispielsweise können
die Kondensatoren 3 und 5 den Lade- und Entladevorgängen nicht
folgen, wenn der Oszillator 7 eine höhere Schwingungsfrequenz aufweist.
Die aufgeladene Spannung kann einen gewünschten Spannungswert nicht
erreichen. Selbst wenn der Oszillator 7 eine konstante
Schwingungsfrequenz aufweist, verändern möglicherweise Streuungen der
Kapazität
und der Lade-/Entladeströme der
Kondensatoren 3 und 5 sowie ihre Temperaturabhängigkeiten
die elektrischen Potentiale der positiven Anschlüsse der Kondensatoren 3 und 5.
Daher wird die aufgeladene Spannung in unerwünschter Weise variiert.
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ERLÄUTERUNG
DER ERFINDUNG
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In Anbetracht der vorstehend erläuterten Probleme,
die sich aus dem Stand der Technik ergeben, stellt sich der vorliegenden
Erfindung die Aufgabe, eine stabile und wünschenswerte aufgeladene Spannung
zu erhalten.
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Um die vorstehend beschriebene und
andere verbundene Aufgaben zu lösen,
schafft die vorliegende Erfindung eine Ladungspumpenschaltung, die eine
Vielzahl von Kondensatoren (3, 5; 12a~12e)
aufweist, um eine aufgeladene Spannung zu erzeugen, Oszillationseinrichtungen
(130, 100), um eine Schwingung zu verursachen,
welche diese Auflade kondensatoren abwechselnd lädt, und eine Überwachungseinrichtung
(110, 120; 1315), um ein elektrisches
Potential der Kondensatoren so zu erfassen, dass ein Schwingungszustand
der Schwingungseinrichtung auf der Grundlage des elektrischen Potentials
der Kondensatoren, das von der Überwachungseinrichtung
erfasst wird, gesteuert wird.
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Genauer gesagt schafft ein Aspekt
der vorliegenden Erfindung eine erste Vergleichseinrichtung (110),
um eine Spannung des anderen Anschlusses des ersten Kondensators
(3) mit einer ersten Referenzspannung zu vergleichen, eine
zweite Vergleichseinrichtung (120), um eine Spannung des
anderen Anschlusses des zweiten Kondensators (5) mit einer zweiten
Referenzspannung zu vergleichen, und eine Lade-/Entladesteuereinrichtung
(8–10, 130, 180, 190, 200, 210, 24–27),
um abwechselnd die ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) über die
anderen Anschlüsse
der ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) zu
laden und entladen.
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Diese Eigenschaften realisieren eine
Ladungspumpenschaltung vom Selbstschwingungstyp, welche die Spannungen
der anderen Anschlüsse
der ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) überwacht und
abwechselnd die ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) über die
anderen Anschlüsse
der ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) lädt und entlädt. Daher
wird es möglich,
eine Schwingungsfrequenz festzulegen, die geeignet ist, um eine
wünschenswerte
aufgeladene Spannung zu erhalten. Weiterhin ermöglicht es das Überwachen
der Spannungen der anderen Anschlüsse der ersten und zweiten
Kondensatoren (3, 5), eine stabile aufgeladene
Spannung zu erhalten, ohne von den Schwankungen der Kapazität und der
Lade-/Entladeströme
der Kondensatoren beeinflusst zu werden.
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Bevorzugt weist die Lade-/Entladesteuereinrichtung
eine Flip-Flop-Schaltungseinrichtung (130), eine erste Schalteinrichtung
(8, 190), die auf eine Ausgabe dieser Flip-Flop-Schaltungseinrichtung (130)
zum Durchführen
des Ladens und Entladens des ersten Kondensators (3) über den
anderen Anschluss des ersten Kondensators (3) anspricht,
und eine zweite Schalteinrichtung (9, 10, 210),
die auf die Ausgabe der Flip-Flop-Schaltungseinrichtung (130) zum
Durchführen
des Ladens und Entladens des zweiten Kondensators (5) über den
anderen Anschluss des zweiten Kondensators (5) anspricht.
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Bevorzugt weist die Lade-/Entladesteuereinrichtung
eine Konstantstromladeeinrichtung (180, 200) auf,
die mit dem anderen Anschluss der ersten und zweiten Kondensatoren
(3, 5) verbunden ist, um einen konstanten Strom
bereitzustellen, um diese ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5)
zu laden. Mit dieser Anordnung kann die Ladespannungswellenform
der anderen Anschlüsse
der ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) in
einer Trapezoidform geformt sein. Daher kann Radiorauschen, das
von den Ladespannungswellenformen stammt, eliminiert werden.
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Bevorzugt weist die Konstantstromladeeinrichtung
(180, 200) eine Stromspiegelschaltung (300~302)
auf, die mit einer Stromquelle (1) verbunden ist und den
Konstantstrom bereitstellt.
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In diesem Fall ist es zu bevorzugen,
eine Einrichtung (22, 23) vorzusehen, um einen
Pfad zu bilden, der es dem Konstantstrom erlaubt, von der Stromspiegelschaltung
(300~302) weg zu fließen, nachdem der Konstantstromladevorgang
durchgeführt
wird. Mit dieser Anordnung wird es möglich, jegliche Bedingung abgeschalteter
Stromsteuerung zu eliminieren, nachdem der Konstantstromladevorgang beendet
ist. Es wird möglich,
zu verhindern, dass Radiorauschen auf Grund von Stromfluktuationen,
die in der Stromquelle auftreten, erzeugt wird.
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Bevorzugt wird eine Widerstandseinrichtung (24, 25)
in Serie mit dem anderen Anschluss der ersten und zweiten Kondensatoren
(3, 5) verbunden, um eine Entladespannungswellenform
in eine Trapezoidform zu formen. Mit dieser Anordnung kann das Radiorauschen,
das von der Entladespannungswellenform stammt, eliminiert werden.
Weiterhin ist es zu bevorzugen, dass Konstantstromentladevorrichtungen
(26, 27) mit den anderen Anschlüssen der
ersten und zweiten Kondensatoren (3, 5) verbunden
sind, um Konstantstrom aus den ersten und zweiten Kondensatoren
(3, 5) zu entladen.
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Weiterhin schafft ein zweiter Aspekt
der vorliegenden Erfindung eine Eigenschwingeinrichtung (8~10, 130, 180, 190, 200, 210, 24~27),
um eine Spannung des anderen Anschlusses des ersten Kondensators
(3) und eine Spannung des anderen Anschlusses des zweiten
Kondensators (5) zu überwachen,
und um eine Eigenschwingung so durchzuführen, dass abwechselnd das
Laden und Entladen zu und von den anderen Anschlüssen der ersten und zweiten
Kondensatoren (3, 5) durchgeführt wird. Mit dieser Anordnung
wird es möglich,
dieselben Effekte wie die des ersten Aspekts der vorliegenden Erfindung
zu erhalten.
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In diesem Fall ist es zu bevorzugen,
eine Einrichtung (160) zum Stoppen der Eigenschwingung
zu schaffen. Dies macht es möglich,
den Ladungspumpvorgang zu jeder Zeit gewaltsam zu stoppen.
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Weiterhin schafft ein dritter Aspekt
der vorliegenden Erfindung eine Ladungspumpenschaltung, die erste
und zweite Kondensatoren (12a, 12b) und erste
und zweite Gleichrichteinrichtungen (11a, 11b) aufweist,
wobei das Laden des ersten Kondensators (12a) über den
einen Anschluss des ersten Kondensators und das Laden des zweiten Kondensators (12b) über den
einen Anschluss des zweiten Kondensators abwechselnd durchgeführt werden,
um eine aufgeladene Spannung von dem einen Anschluss des zweiten
Kondensators (12b) zu erzeugen. Die Ladungspumpenschaltung
weist weiterhin eine Ringschwingschaltung (100) auf, die
eine Vielzahl von Signalinverterschaltungen bzw. Signalumkehrschaltungen
(13~15) aufweist, welche in Serie verbunden und
in einer Ringform angeordnet sind, um eine Schwingung zu erzeugen,
wobei Ausgangssignale von verschiedenen Signalumkehrschaltungen
(13~15) jeweils anderen Anschlüssen des ersten Kondensators
(12a) und des zweiten Kondensators (12b) zugeführt werden.
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Da die Ausgangssignale von verschiedenen Signalumkehrschaltungen
aus der Vielzahl von Signalumkehrschaltungen (13~15)
in diesem Fall mit den anderen Anschlüssen des ersten Kondensators (12a)
und des zweiten Kondensators (12b) verbunden sind, führt die
Ringschwingschaltung (100) ihren Schwingvorgang in Übereinstimmung
mit der Ladung und Entladung der ersten und zweiten Kondensatoren
(12a, 12b) durch. Daher erhält man eine stabile und wünschenswerte
aufgeladene Spannung.
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In diesem Fall ist es zu bevorzugen,
dass die Ringschwingschaltung (100) ihren Schwingvorgang mit
einer Signalübertragung
von der ersten Signalumkehrschaltung (13) zur zweiten Signalumkehrschaltung
(14) durchführt.
Ein Ausgangssignal der ersten Signalumkehrschaltung (13)
wird dem anderen Anschluss des ersten Kondensators (12a)
bereitgestellt, während
ein Ausgangssignal der zweiten Signalumkehrschaltung (14)
dem anderen Anschluss des zweiten Kondensators (12b) bereitgestellt
wird.
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Alternativ ist es zu bevorzugen,
dass die Ringschwingschaltung (100) ihren Schwingvorgang mit
einer Signalübertragung
von der ersten Signalumkehrschaltung (14) zur zweiten Signalumkehrschaltung
(15) durchführt.
Ein Ausgangssignal der zweiten Signalumkehrschaltung (15)
wird dem anderen Anschluss des ersten Kondensators (12a)
bereitgestellt, während
ein Ausgangssignal der ersten Signalumkehrschaltung (14)
dem anderen Anschluss des zweiten Kondensators (12b) bereitgestellt
wird.
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In dieser Anordnung ist das Ausgangssignal der
zweiten Signalumkehrschaltung (15) ein Umkehrsignal des
Ausgangssignals der ersten Signalumkehrschaltung (14).
Dies ermöglicht
es, zu verhindern, dass elektrische Ladungen aus dem zweiten Kondensator
(12b) durch den Effekt des parasitären Kondensators der zweiten
Gleichrichteinrichtung (11b) in den ersten Kondensator
(12a) extrahiert werden, wenn die zweite Signalumkehrschaltung
(15) ein Ausgangssignal niedrigen Pegels herstellt. Die Effizienz
der Ladungspumpenschaltung kann verbessert werden.
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Bevorzugt weist jede der Signalumkehrschaltungen
(13, 14, 15), welche die Ringschwingschaltung
(100) bilden, einen Inverter (131, 141, 151) und
einen Puffer (132, 142, 152) auf. In
diesem Fall kann der Inverter (131, 141, 151)
einen NPN-Transistor (131b, 141b, 151b)
aufweisen. Ein Widerstand (131d, 141d, 151d)
wird zwischen Emitter- und Basisanschlüsse des NPN-Transistors (131b, 141b, 151b)
geschaltet. Diese Anordnung macht es möglich, die elektrischen Ladungen
aus dem Basisanschluss des NPN-Transistors (131b, 141b, 151b)
zu extrahieren, wenn der NPN-Transistor (131b, 141b, 151b)
von EIN zu AUS geändert
wird. Die Schaltgeschwindigkeit des NPN-Transistors (131b, 141b, 151b)
kann erhöht
werden. Ein Hochgeschwindigkeitsvorgang ist möglich.
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Weiterhin ist es zu bevorzugen, dass
der Puffer (132, 142, 152) einen NPN-Transistor
(132a, 142a, 152a) und einen PNP-Transistor
(132b, 142b, 152b) aufweist, die zu sammen
ein Emitter-Folger-Ausgangssignal erzeugen. Diese Anordnung ist dadurch
vorteilhaft, dass die Verzögerung
am Puffer (132, 142, 152) verringert
werden kann. Auch in diesem Fall ist der Hochgeschwindigkeitsvorgang
möglich.
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Die in der vorstehenden Beschreibung
hinzugefügten
Bezugszeichen in Klammern zeigen die Übereinstimmung zu den Komponenten,
die in nachstehend beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung offenbart sind. Daher werden diese Bezugszeichen
lediglich dazu genutzt, das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu
verbessern, und nicht dazu genutzt, um den Gegenstand der Erfindung
eng auszulegen.
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KURZE ERLÄUTERUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die vorstehenden und andere Aufgaben,
Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus
der folgenden genauen Beschreibung deutlicher, die in Zusammenhang
mit den begleitenden Zeichnungen zu lesen ist, in welchen:
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1 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Abänderung der Ladungspumpenschaltung,
die in 1 gezeigt ist,
zeigt;
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3 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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4 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine detaillierte Schaltungsanordnung
einer Konstantstromschaltung zeigt, die in 3 gezeigt ist;
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5A und 5B Zeitschaubilder sind,
die Schwingungswellenformen zeigen, die an den Punkten A und B der 3 auftreten;
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6 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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7A und 7B Zeitschaubilder sind,
die Schwingungswellenformen zeigen, die an den Punkten A und B der 3 auftreten;
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8 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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9 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer fünften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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10A, 10B und 10C Zeitschaubilder sind, die Signalwellenformen
an verschiedenen Abschnitten eines Ringoszillators zeigen, der in 9 gezeigt ist;
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11 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer sechsten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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12 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine detaillierte Anordnung eines Ringoszillators
zeigt, der in den fünften
und sechsten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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13 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine detailliertere Anordnung der 12 zeigt;
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14 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine andere detaillierte Anordnung
des Ringoszillators zeigt, der in den fünften und sechsten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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15 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine noch andere detaillierte Anordnung
des Ringoszillators zeigt, der in den fünften und sechsten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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16 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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17 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine detailliertere Anordnung der 16 zeigt;
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18 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung
in Übereinstimmung
mit einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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19 ein
Schaltungsschaubild ist, das eine Anordnung einer herkömmlichen
Ladungspumpenschaltung zeigt.
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ERLÄUTERUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung werden im Folgenden mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
erläutert.
Gleiche Teile werden in allen Zeichnungen mit denselben Bezugszeichen
bezeichnet.
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Erste Ausführungsform
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1 zeigt
eine Schaltungsanordnung einer Ladungspumpenschaltung in Übereinstimmung
mit einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Die erste Ausführungsform unterscheidet sich
dadurch von der vorstehend beschriebenen herkömmlichen Ladungspumpenschaltung,
die in 19 gezeigt ist,
dass Komparatoren 110 und 120 und eine Flip-Flop-Schaltungseinrichtung 130 vorgesehen
sind, um die Spannungen der negativen Anschlüsse der Kondensatoren 3 und 5 zu überwachen, wodurch
eine Eigenschwinganordnung realisiert wird, die eine Eigenschwingung
verursacht.
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Im Folgenden wird ein Betrieb der
in 1 gezeigten Ladungspumpenschaltung
erläutert.
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Es wird angenommen, dass die Flip-Flop-Schaltungseinrichtung 130 zurückgesetzt ist
und ein Signal hohen Pegels von ihrem Q-Strich-Anschluss ausgegeben
wird. Unter dieser Bedingung gibt der Inverter 8 ein Signal
niedrigen Pegels aus. Daher wird das elektrische Potential des negativen
Anschlusses des Kondensators 3 verringert. Der Kondensator 3 wird
durch seinen positiven Anschluss, der über die Diode 2 mit
der Stromquelle 1 verbunden ist, durch elektrischen Strom
geladen. Inzwischen gibt der Inverter 10 ein Signal hohen
Pegels aus. Daher wird das elektrische Potential des negativen Anschlusses
des Kon densators 5 auf den Pegel der Versorgungsspannungs
erhöht.
Wenn das elektrische Potential des negativen Anschlusses des Kondensators 3 niedriger
als eine vorab bestimmte Referenzspannung (d. h. eine erste Referenzspannung)
einer Referenzstromquelle 140 ist, gibt der Komparator 110 ein
Signal hohen Pegels aus, das einem S-Anschluss der Flip-Flop-Schaltung 130 bereitgestellt
wird, wodurch die Flip-Flop-Schaltung 130 gesetzt wird.
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Wenn die Flip-Flop-Schaltung 130 gesetzt ist,
erzeugt ihr Q-Strich-Anschluss ein Signal niedrigen Pegels. In diesem
Zustand gibt der Inverter 8 ein Signal hohen Pegels aus.
Das elektrische Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 3 wird erhöht. Zudem
gibt der Inverter 10 ein Signal niedrigen Pegels aus. Daher
wird das elektrische Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 5 verringert.
Das elektrische Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 5 kann
niedriger als ein vorab bestimmter Wert werden, der gleich dem elektrischen
Potential des positiven Anschlusses des Kondensators abzüglich eines
Spannungsabfalls VF an der Diode 4 ist.
In einem solchen Fall können
auf Grund der Gleichrichtfunktion der Diode 4 elektrische Ladungen
vom positiven Anschluss des Kondensators 3 zum positiven
Anschluss des Kondensators 5 fließen. Daher wird der Kondensator 5 über seinen positiven
Anschluss geladen.
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Wenn das elektrische Potential des
negativen Anschlusses des Kondensators 5 niedriger als eine
vorab bestimmte Referenzspannung (d. h. zweite Referenzspannung)
einer Referenzspannungsquelle 150 ist, gibt der Komparator 120 ein
Signal hohen Pegels aus, das einem R-Anschluss der Flip-Flop-Schaltung 130 bereitgestellt
wird, wodurch er die Flip-Flop-Schaltung 130 zurücksetzt.
Daher erzeugt die Flip-Flop-Schaltung 130 an ihrem Q-Strich-Anschluss
ein Signal hohen Pegels.
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Demgemäß wird durch Wiederholung des vorstehend
beschriebenen Vorgangs eine Eigenschwingung durchgeführt. Das
elektrische Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 5 wird bis
zu einer vorab bestimmten Spannung aufgeladen, die gleich dem Dreifachen
der Stromquellenspannung abzüglich
eines Spannungsabfalls von 2 × VF an den Dioden 2 und 4 ist,
in gleicher weise wie bei der in 19 gezeigten
Schaltung.
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Wenn einem NPN-Transistor 160 ein
Signal hohen Pegels von einem Anschluss 170 bereitgestellt
wird, wird die vorstehend beschriebene Eigenschwingung gestoppt.
Der NPN-Transistor 160 wird nämlich als Antwort auf ein vom
Anschluss 170 bereitgestelltes Signal hohen Pegels durchgeschaltet. Dies
zwingt die Flip-Flop-Schaltung 130 dazu, ein Signal niedrigen
Pegels aus ihrem Q-Strich-Anschluss zu
erzeugen.
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In Übereinstimmung mit einer Schwingungsschleife
der vorstehend beschriebenen Eigenschwingung wird bei einer Betätigung des
Elements eine signifikante Verzögerungszeit
erzeugt. Das bewirkt, dass das Laden der negativen Anschlüsse der
Kondensatoren 3 und 5 ausreichend durchgeführt werden
kann.
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Wie vorstehend beschrieben, überwacht
die erste Ausführungsform
die elektrischen Potentiale der Kondensatoren 3 und 5 und
verursacht eine Eigenschwingung. Daher wird es möglich, eine geeignete Eigenschwingfrequenz
festzulegen, um eine wünschenswerte
aufgeladene Spannung zu erhalten. Zudem ermöglicht es die Überwachung
der Spannungen der Kondensatoren 3 und 5, eine
stabile aufgeladene Spannung zu erhalten, ohne von den Schwankungen der
Kapazität
und der Lade-/Entladeströme
der Kondensatoren 3 und 5 sowie ihren Temperaturabhängigkeiten
beeinflusst zu werden.
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Wenn eine höhere aufgeladene Spannung im
Vergleich mit der vorstehend beschriebenen aufgeladenen Spannung
benötigt
wird, ist es zu bevorzugen, eine mehrstufige Anordnung zu verwenden, die
zusätzlich
eine benötigte
Anzahl von Dioden 2a, 4a, ---- und 3a, 5a,
--- zusammenschließt,
wie in 2 gezeigt.
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Zweite Ausführungsform
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3 zeigt
eine Anordnung einer Ladungspumpenschaltung in Übereinstimmung mit einer zweiten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich
von der ersten Ausführungsform
der 1 darin, dass der
Inverter 8 durch eine Konstantstromschaltung 180 und
einen NPN-Transistor 190 ersetzt ist und der Inverter 110 durch
eine Konstantstromschaltung 200 und einen NPN-Transistor 210 ersetzt
ist.
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In Übereinstimmung mit der Anordnung
der zweiten Ausführungsform
wird der NPN-Transistor 190 eingeschaltet, wenn die Flip-Flop-Schaltung 130 ein
Signal hohen Pegels aus ihrem Q-Strich-Anschluss erzeugt. Das elektrische
Potential des negativen Anschlusses des Kondensators 3 wird
auf Grund der Entladung verringert. Der positive Anschluss des Kondensators 3 ist über die
Diode 2 mit der Stromquelle 1 verbunden. Daher
wird der Kondensator 3 durch die Stromquelle 1 aufgeladen.
Andererseits gibt der Inverter 9 ein Signal niedrigen Pegels
aus. Der NPN-Transistor 210 wird als Antwort auf dieses
Signal niedrigen Pegels gesperrt. Der Kondensator 5 wird
von der Konstantstromschaltung 200 aufgeladen, die dem
negativen Anschluss des Kondensators 5 einen Konstantstrom
bereitstellt.
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Wenn das elektrische Potential des
negativen Anschlusses des Kondensators 3 niedriger als die
Referenzspannung der Referenzstromquelle 140 ist, gibt
der Komparator 110 ein Signal hohen Pegels aus, das dem
S-Anschluss der Flip-Flop-Schaltung 130 bereitgestellt
wird, wodurch die Flip-Flop-Schaltung 130 gesetzt wird.
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Wenn die Flip-Flop-Schaltung 130 gesetzt ist,
erzeugt ihr Q-Strich-Anschluss ein Signal niedrigen Pegels. Der
Transistor 190 ist ausgeschaltet. In diesem Zustand wird
der Kondensator 3 von der Konstantstromschaltung 180 geladen,
welche dem Negativanschluss des Kondensators 3 Konstantstrom zuführt. Inzwischen
gibt der Inverter 9 ein Signal hohen Pegels aus. Der Transistor 210 ist
eingeschaltet. Elektrische Ladungen des Kondensators 5 werden aus
seinem negativen Anschluss entladen. In diesem Fall wird das elektrische
Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 5 verringert.
Daher können
durch die Gleichrichtfunktion der Diode 4 elektrische Ladungen
vom positiven Anschluss des Kondensators 3 zum positiven
Anschluss des Kondensators 5 fließen. Daher wird der Kondensator 5 über seinen
positiven Anschluss geladen.
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Anschließend kann das elektrische Potential des
negativen Anschlusses des Kondensators 5 kleiner als die
Referenzspannung der Referenzstromquelle 150 werden. In
einem solchen Fall gibt der Komparator 120 ein Signal hohen
Pegels aus, das dem R-Anschluss der Flip-Flop-Schaltung 130 bereitgestellt
wird, wodurch die Flip-Flop-Schaltung 130 zurückgesetzt
wird. Daher erzeugt die Flip-Flop-Schaltung 130 ein
Signal hohen Pegels aus ihrem Q-Strich-Anschluss.
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Demgemäß überwacht die zweite Ausführungsform
die elektrischen Potentiale der negativen Anschlüsse der Kondensatoren 3 und 5 und
führt eine
Eigenschwingung durch, indem der vorstehend beschriebene Vorgang
in gleicher Weise wie in der ersten Ausführungsform wiederholt wird.
Das elektrische Potential des positiven Anschlusses des Kondensators 5 wird
bis zu einer vorab bestimmten Spannung aufgeladen, die gleich dem
Dreifachen der Stromquellenspannung abzüglich einem Spannungsabfall
von 2 × VF an den Dioden 2 und 4 ist.
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4 zeigt
eine detaillierte Anordnung der vorstehend beschriebenen Konstantstromschaltungen 180 und 200.
Jede der Konstantstromschaltungen 180 und 200 weist
eine Stromspiegelschaltung auf, welche ein Paar von PNP-Transistoren 300 und 301 und
einen Widerstand 302 aufweist.
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Dann stellt die in 4 gezeigte Konstantstromschaltung 180 (oder 200)
dem negativen Anschluss des Kondensators 3 (oder 5)
Konstantstrom bereit, um den Kondensator 3 (oder 5)
zu laden. Wenn das Laden abgeschlossen ist, hält der negative Anschluss des
Kondensators 3 (oder 5) die aufgeladene Spannung. In diesem
Zustand kann die Konstantstromschaltung 180 (oder 200)
den Konstantstrom nicht bereitstellen, bis der NPN-Transistor 190 (oder 210)
wieder eingeschaltet wird. Demgemäß kann der PNP-Transistor 300 keinen
Strom an seinen Kollektoranschluss abgeben. Daher fließt der Strom zurück zum Basisanschluss.
Durch den Strom, der zurück
zur Basis fließt,
werden die Ströme,
welche durch die Konstantstromschaltung 180 (oder 200) und
die Stromquellenleitung 1 fließen, variiert. Die Veränderung
des Stroms, der in die Stromquellenleitung 1 fließt, verursacht
möglicherweise
Radiorauschen.
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Um den vorstehend beschriebenen Zustand der
Verhinderung der Stromsteuerung zu eliminieren, weist diese Ausführungsform,
wie in 3 gezeigt, PNP-Transistoren 22 und 23 auf,
die jeweils mit den negativen Anschlüssen der Kondensatoren 3 und 5 verbunden
sind.
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Mit der vorstehend beschriebenen
Anordnung wird der Kondensator 3 (oder 5) durch
seinen negativen Anschluss von der Konstantstromschaltung 180 (oder 200)
aufgeladen. Die aufgeladene Spannung kann einen vorab bestimmten
Wert überschreiten,
der gleich der Referenzspannung der Referenzstromquelle 140 plus
einer Basis-Emitter-Spannung ist. In einem solchen Fall wird der PNP-Transistor 22 (oder 23)
durchgeschaltet, um einen Pfad zu bilden, durch den der Konstantstrom
von der Konstantstromschaltung 180 (oder 200)
fließt. Daher
kann der vorstehend beschriebene Zustand der Verhinderung der Stromsteuerung
eliminiert werden. Das Radiorauschen kann unterdrückt werden.
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Die 5A und 5B zeigen Schwingungswellenformen,
die den Spannungen an den negativen Anschlüssen der Kondensatoren 3 und 5 entsprechen,
d. h. Spannungen an den Punkten A und B in 3. Wie in der Zeichnung gezeigt, beginnt
die eine Spannung anzusteigen, nachdem die andere Spannung den Maximalwert
erreicht hat. In anderen Worten können Lade- und Entladevorgänge der
Kondensatoren 3 und 5 effektiv durchgeführt werden.
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Dritte Ausführungsform
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In der vorstehend beschriebenen zweiten Ausführungsform
wird das Konstantstromladen für die
Kondensatoren 3 und 5 von den Konstantstromschaltungen 180 und 200 durch
die negativen Anschlüsse
der Kondensatoren 3 und 5 durchgeführt. Demgemäß wird die
Wellenform der Anstiegsspan nung, die an den negativen Anschlüssen der
Kondensatoren 3 und 5 auftritt, zu einer Trapezoidform, wie
in den 5A und 5B gezeigt. Der Entladevorgang
wird jedoch auf Grund des Einschaltens der NPN-Transistoren 190 und 200 sehr
schnell durchgeführt.
Daher werden die fallenden Abschnitte der jeweiligen Wellenformen
steil, wie in den 5A und 5B gezeigt. Solche steil
abfallenden Wellenformen verursachen möglicherweise Radiorauschen.
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Daher stellt die dritte Ausführungsform
Widerstände 24 und 25 bereit,
die zwischen die negativen Anschlüssen der Kondensatoren 3 und 5 und
die NPN-Transistoren 190 und 210 geschaltet werden, wie
in 6 gezeigt, um die
abfallende Wellenform an den negativen Anschlüssen der Kondensatoren 3 und 5 in
eine Trapezoidform zu formen.
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Mit dieser Anordnung verringert sich
der Spannungspegel jedes negativen Anschlusses der Kondensatoren 3 und 5 mit
einer Zeitkonstante, die durch die Kombination des Kondensators 3 und
des Widerstands 24 oder die Kombination des Kondensators 5 und
des Widerstands 25 bestimmt wird. Daher kann die abfallende
Wellenform bzw. -flanke in eine Trapezoidwelle geformt werden. Die 7A und 7B zeigen Wellenformen der Spannungen,
die man in Übereinstimmung
mit dieser Ausführungsform
an den Punkten A und B erhält.
Wie in der Zeichnung gezeigt, können
sowohl die ansteigenden als auch die abfallenden Abschnitte der
Wellenformen in eine trapezoidförmige
Welle verformt werden.
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Vierte Ausführungsform
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Die vorstehend beschriebene dritte
Ausführungsform
verwendet die Widerstände 24 und 25,
um eine trapezoidförmige
Wellenformbildung für
die Anstiegsspannung zu realisieren, die an jedem negativen Anschluss
der Kondensatoren 3 und 5 auftritt. 8 zeigt eine andere Anordnung,
um die Wellenform der ansteigenden Spannung in eine trapezoidförmige Welle
zu bilden.
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Die in 8 gezeigte
Schaltungsanordnung ist dadurch charakteristisch, dass jeweils zwischen dem
Q-Strich-Anschluss
der Flip-Flop-Schaltung 130 und den NPN-Transistoren 190 und 210 Konstantstromentladeschaltungen 26 und 27 geschaltet
sind.
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Die Konstantstromentladeschaltung 26 weist eine
Konstantstromschaltung 26a und zwei NPN-Transistoren 26b und 26c auf.
Die Konstantstromentladeschaltung 27 weist eine Konstantstromschaltung 27a und
zwei NPN-Transistoren 27b und 27c auf.
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Da diese zwei Konstantstromentladeschaltungen 26 und 27 im
Aufbau identisch zueinander sind, wird die Konstantstromentladeschaltung 26 mit Bezug
auf ihren Betrieb erläutert.
Nach dieser Ausführungsform
arbeiten beide NPN-Transistoren 190 und 210 auf
Grund des vorsehens der Konstantstromentladeschaltungen 26 und 27 umgekehrt
zu denen der zweiten Ausführungsform.
Daher wird die Eigenschwingung durchgeführt, indem ein Ausgangssignal eines
Q-Anschlusses der Flip-Flop-Schaltung 130 genutzt
wird.
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Wenn die Flip-Flop-Schaltung 130 ein
Signal hohen Pegels an ihrem Q-Anschluss erzeugt, ist der NPN-Transistor 26b eingeschaltet.
Daher ist der NPN-Transistor 26c ausgeschaltet, und der NPN-Transistor 29 ist
ausgeschaltet. Demgemäß wird der
Kondensator 3 durch seinen negativen Anschluss von der
Konstantstromschaltung 180, welche den Konstantstrom liefert,
geladen. Anschließend wird
der NPN-Transistor 26b ausgeschaltet, wenn die Flip-Flop-Schaltung 130 ein
Signal niedrigen Pegels an ihrem Q-An schluss erzeugt. Daher werden die
beiden NPN-Transistoren 26c und 190 eingeschaltet.
Die NPN-Transistoren 26c und 190 bilden gemeinsam
eine Stromspiegelschaltung. Demgemäß entlädt sich der Kondensator 3 an
seinem negativen Anschluss mit einem Entladestrom, welcher den gleichen
wert wie der Konstantstrom aufweist, der von der Konstantstromschaltung 26a fließt. Mit diesem
Vorgang der Konstantstromentladung kann die Wellenform der Anstiegsspannung,
die am negativen Anschluss des Kondensators 3 auftritt,
in eine Trapezoidwelle gebildet werden.
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Verschiedene
Abänderungen
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In den zweiten bis vierten Ausführungsformen
ist es zu bevorzugen, eine mehrstufige Anordnung wie in 2 gezeigt zu verwenden,
wenn eine höher
aufgeladene Spannung im Vergleich mit der vorab beschriebenen aufgeladenen
Spannung benötigt
wird.
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Weiterhin ist der Trigger zum Setzen
und Rücksetzen
der Flip-Flop-Schaltung 130 nicht auf die abfallende Spannung
während
der Entladung von jedem negativen Anschluss der Kondensatoren 3 und 5 beschränkt. Die
ansteigende Spannung während des
Ladens durch jeden negativen Anschluss der Kondensatoren 3 und 5 kann
genutzt werden, um die Flip-Flop-Schaltung 130 zu setzen
und zurückzusetzen.
Beispielsweise kann die Schaltung so angeordnet werden, dass die
Flip-Flop-Schaltung 130 gesetzt oder zurückgesetzt
wird, wenn die Anstiegsspannung während des Ladevorgangs durch
jeden negativen Anschluss der Kondensatoren 3 und 5 eine
vorab bestimmte Referenzspannung übertrifft. Weiterhin kann das
Setzen und Zurücksetzen
der Flip-Flop-Schaltung 130 abhängig vom genutzten Signal,
das vom Q-Strich-Anschluss oder vom Q-Anschluss ausgegeben wird,
im Vergleich mit den zuvor beschriebenen Ausführungsformen umgekehrt durchgeführt werden.
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weiterhin verwenden die vorstehend
beschriebenen Ausführungsformen
die Dioden 2 und 4 zum Gleichrichten von Strömen. Diese
Dioden 2 und 4 können durch andere vergleichbare
Einrichtungen wie Bipolartransistoren und MOS-Transistoren ersetzt
werden.
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Fünfte Ausführungsform
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9 zeigt
eine Schaltunganordnung der Ladungspumpenschaltung in Übereinstimmung
mit einer fünften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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In Übereinstimmung mit dieser Anordnung werden
serielle Dioden 11a bis 11d zwischen einem Eingangsanschluss
(d. h. einem Stromquellenanschluss) 20 und einem Ausgangsanschluss
(d. h. einem aufgeladenen Anschluss) 30 verbunden. Ein Verbindungspunkt
zwischen einer ersten Diode 11a und einer zweiten Diode 11b wird
mit einem positiven Anschluss eines ersten Kondensators 12a verbunden.
Ein Verbindungspunkt zwischen der zweiten Diode 11b und
einer dritten Diode 11c wird mit einem positiven Anschluss
eines zweiten Kondensators 12b verbunden. Ein Verbindungspunkt
zwischen der dritten Diode 11c und einer vierten Diode 11d wird
mit einem positiven Anschluss eines dritten Kondensators 12c verbunden.
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weiterhin wird ein Ausgangsanschluss
einer Signalumkehrschaltung 13 mit einem negativen Anschluss
des ersten Kondensators 12a verbunden. Ein Ausgangsanschluss
einer Signalumkehrschaltung 14 wird mit einem negativen
Anschluss des zweiten Kondensators 12b verbunden. Ein Ausgangsanschluss
einer Signalumkehrschaltung 15 wird mit einem negativen
Anschluss des dritten Kondensators 12c verbunden. Die Signalumkehranschlüsse 13, 14 und 15 werden
in Serie verbunden und in einer Ringform angeordnet, um einen Ringoszillator 100 zu
bilden.
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Die Signalumkehrschaltung 13 weist
einen Inverter 131 und einen Puffer 132 auf. Ähnlich weist die
Signalumkehrschaltung 14 einen Inverter 141 und
einen Puffer 142 auf. Die Signalumkehrschaltung 15 weist
einen Inverter 151 und einen Puffer 152 auf.
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Ein Betrieb der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung
wird nachstehend beschrieben.
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Der Ringoszillator 100 führt einen
Schwingvorgang durch, wobei die ungerade Anzahl der Signalumkehrschaltungen 13, 14 und 15 in
einer Ringform angeordnet sind. Die 10A, 10B und 10C zeigen jeweils Signalwellenformen
an einem Knoten 101, welcher zum Verbindungspunkt zwischen
den Signalumkehrschaltungen 13 und 14 gehört, einem Knoten 102,
welcher zum Verbindungspunkt zwischen den Signalumkehrschaltungen 14 und 15 gehört, und
einem Knoten 103, welcher zum Verbindungspunkt zwischen
den Signalumkehrschaltungen 15 und 13 gehört. Die 10A, 10B und 10C zeigen ideale
Signalwellenformen, die keine Störungen
aufweisen.
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Wenn der Knoten 101 ein
Potential niedrigen Pegels aufweist, wird der Kondensator 12a durch elektrischen
Strom geladen, der über
die erste Diode 11a vom Stromquellenanschluss 20 bereitgestellt wird.
Wenn als Nächstes
der Knoten 101 ein Potential hohen Pegels aufweist, weist
der Knoten 102 ein Potential niedrigen Pegels auf. Elektrische
Ladungen fließen
vom Kondensator 12a über
die Diode 11b zum zweiten Kondensator 12b.
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Anschließend wechselt der Knoten 102 von einem
Potential niedrigen Pegels zu einem Potential hohen Pegels. Der
Knoten 103 weist ein Potential niedrigen Pegels auf. Daher
fließen
elektrische Ladungen vom Kondensator 12b über die
Diode 11c zum dritten Kondensator 12c.
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In dieser Weise können sich die elektrischen Ladungen
durch den Schwingvorgang des Ringoszillators 100 vom ersten
Kondensator 12a zum zweiten Kondensator 12b und
anschließend
zum dritten Kondensator 12c verschieben. Mit dieser Verschiebung von
elektrischen Ladungen kann der dritte Kondensator 12c eine
aufgeladene Spannung erzeugen.
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In diesem Fall werden Ausgangsanschlüsse der
Signalumkehrschaltungen 13, 14 und 15 jeweils mit
den negativen Anschlüssen
der ersten, zweiten und dritten Kondensatoren 12a, 12b und 12c verbunden.
Daher sind die Ausgangssignale der Signalumkehrschaltungen 13, 14 und 15 jeweils
gleich den und variieren zusammen mit den elektrischen Potentialen der
negativen Anschlüsse
der ersten, zweiten und dritten Kondensatoren 12a, 12b und 12c.
Demgemäß kann der
Ringoszillator 100 seinen Oszillationsvorgang in Übereinstimmung
mit den Lade- und Entladevorgängen
der ersten, zweiten und dritten Kondensatoren 12a, 12b und 12c durchführen. Es
wird möglich,
eine stabile und wünschenswerte
aufgeladene Spannung zu erhalten.
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Sechste Ausführungsform
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In Übereinstimmung mit der vorstehend
beschriebenen fünften
Ausführungsform
verschieben sich die elektrischen Ladungen vom ersten Kondensator 12a über die
zweite Diode 11b zum zweiten Kondensator 12b,
wenn der Knoten 101 vom Potential niedrigen Pegels zum
Potential hohen Pegels wechselt. Anschließend wechselt der Knoten 101 vom
Potential hohen Pegels zum Potential niedrigen Pegels, bevor der
Knoten 102 ein Potential hohen Pegels aufweist.
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In diesem Fall ist der Knoten 104 mit
dem Knoten 101 kapazitiv gekoppelt. Daher wird das elektrische
Potential des Knotens 104 in Übereinstimmung mit einer Pegeländerung
des Knotens 101 verringert. Weiterhin werden der Knoten 104 und
der Knoten 105 jeweils mit dem parasitären Kondensator gekoppelt,
der an beiden Anschlüssen
der zweiten Diode 11b auftritt. Das elektrische Potential
des Knotens 105 wird in Übereinstimmung mit dem Pegelwechsel
des Knotens 101 verringert.
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In Übereinstimmung damit wird ein
Teil der elektrischen Ladungen, die zuvor vom Kondensator 12a zum
Kondensator 12b verschoben wurden, zum Kondensator 12a zurückkehren.
Die gesamte Ladungsmenge, die in die nächste Stufe übertragen wird,
wird verringert. Ähnlich
werden der Knoten 105 und der Knoten 106 miteinander
mit dem parasitären Kondensator
gekoppelt, der an beiden Anschlüssen der
dritten Diode 11c auftritt. Wenn die elektrischen Ladungen
vom Kondensator 12b zum Kondensator 12c befördert werden,
wird daher die Gesamtmenge der übertragenen
elektrischen Ladungen verringert. Das Übertragen der verringerten
Menge von elektrischen Ladungen wird die Fähigkeit der Ladungspumpenschaltung
im Verhältnis
zu einem Anstieg der Anzahl der Stufen verschlechtern.
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Um daher einen solchen Nachteil zu
eliminieren, schafft diese Ausführungsform
eine Anordnung, die in 11 gezeigt
ist. Die Schaltungsanordnung der 11 unterscheidet
sich von der in 9 darin, dass
ein Signal des Ringoszillators 100 in einer umgekehrten Richtung übertragen
wird. In der Zeichnung ist die Signalübertragungsrichtung zwischen dem
Stromquellenanschluss 20 und dem aufgeladenen Anschluss 30 umgekehrt,
während
die Anordnung des Ringoszillators 100 im vergleich zu 9 nicht geändert ist.
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Ein Betrieb der Ladungspumpenschaltung, die
in 11 gezeigt ist, wird
nachstehend beschrieben.
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wenn der Knoten 103 ein
Potential niedrigen Pegels aufweist, wird der Kondensator 12a durch elektrischen
Strom geladen, der über
die erste Diode 11a vom Stromquellenanschluss 20 bereitgestellt wird.
wenn der Knoten 103 als Nächstes ein Potential hohen
Pegels aufweist, fließen
elektrische Ladungen vom Kondensator 12a über die
Diode 11b zum zweiten Kondensator 12b.
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Das elektrische Potential des Knotens 103 ist ein
elektrisches Potential des Ausgangs der Signalumkehrschaltung 15,
welche das elektrische Potential des Knotens 102 umkehrt.
Auf Grund der Verzögerung
während
der Signalübertragung
erreicht der Knoten 102 eine Verschiebung zu einem Potential hohen
Pegels früher
als der Knoten 103 die Verschiebung zu einem Signal niedrigen
Pegels, wie sich aus den Wellenformen ergibt, die in den 10A, 10B und 10C gezeigt
werden.
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Demgemäß wird es möglich, die Verschiebung von
elektrischen Ladungen vom Kondensator 12b zum Kondensator 12c durchzuführen, bevor
die elektrischen Ladungen vom Kondensator 12b durch den
Effekt des parasitären
Kondensators in der zweiten Diode 11b abgezogen werden.
Dieser Vorgang wird in der nächsten
Stufe in gleicher Weise durchgeführt.
Daher wird es möglich,
eine Ladungspumpenschaltung zu schaffen, die effizienter als die
fünfte Ausführungsform
ist.
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Als Nächstes werden detaillierte
Anordnungen des Ringoszillators 100, der in den vorstehend beschriebenen
fünften
und sechsten Ausführungsformen
verwendet wird, erläutert.
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12 zeigt
ein Beispiel der detaillierten Anordnung des Ringoszillators 100.
Die Signalumkehrschaltung 13 weist ein Impedanzelement 131a wie eine
Konstantstromschaltung oder einen Widerstand, einen NPN-Transistor 131b,
ein Impedanzelement 131c wie einen Widerstand, und einen
Puffer 132 auf. Das Impedanzelement 131a, der
NPN-Transistor 131b und
das Impedanzelement 131c bilden gemeinsam den Inverter 131.
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Ähnlich
weist die Signalumkehrschaltung 14 ein Impedanzelement 141a,
einen NPN-Transistor 141b, ein Impedanzelement 141c und
einen Puffer 142 auf. Die Signalumkehrschaltung 15 weist
ein Impedanzelement 151a, einen NPN-Transistor 151b, ein
Impedanzelement 151c und einen Puffer 152 auf.
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Mit dieser Anordnung wird es möglich, eine Ringschwingung
durchzuführen,
indem abwechselnd die NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b ein-
und ausgeschaltet werden.
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In der Zeichnung geben die Bezugszeichen 40 und 50 jeweils
einen Stromquellenanschluss und einen Erdanschluss des Ringoszillators 100 an.
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13 ist
eine detailliertere Anordnung des Ringoszillators 100.
In Übereinstimmung
mit der Schaltungsanordnung der 13 wird
eine Konstantstromschaltung 17 vorgesehen. Die Impedanzelemente 131a, 141a und 151a sind
PNP-Transistoren, die mit einem PNP-Transistor 17a ver bunden sind,
der in die Konstantstromschaltung 17 einbezogen ist, um
eine Stromspiegelschaltung zu bilden, die einen Konstantstrom bereitstellt.
Die Konstantstromschaltung 17 weist den PNP-Transistor 17a,
einen PNP-Transistor 17b und eine Konstantstromquelle 17c aus.
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Die Impedanzelemente 131c, 141c und 151c sind
Widerstände.
Andere widerstände 131d, 141d und 151d sind
jeweils zwischen Basis- und Emitteranschlüssen der NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b angeordnet.
Operationspunkte der NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b können geändert werden,
indem die Widerstandswerte dieser Widerstände 131c~151c und 131d~151d angepasst werden.
Das vorsehen der Widerstände 131d, 141d und 151d ist
dahingehend vorteilhaft, dass elektrische Ladungen von den Basen
der NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b als
Antwort auf jede Änderung
der NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b von
EIN zu AUS abgezogen werden können.
Dies erhöht
die Schaltgeschwindigkeit der NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b.
Daher wird eine Hochgeschwindigkeitsbetätigung möglich.
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Weiterhin weist der Puffer 132 nach
der in 13 gezeigten
Schaltungsanordnung einen NPN-Transistor 132a und einen
PNP-Transistor 132b auf. Ähnlich weist der Puffer 142 einen NPN-Transistor 142a und
einen PNP-Transistor 142b auf.
Der Puffer 152 weist einen NPN-Transistor 152a und einen PNP-Transistor 152b auf.
In anderen Worten wird jeder Puffer durch eine Kombination eines
NPN-Transistors und eines PNP-Transistors gebildet, die gemeinsam
ein Emitter-Folger-Ausgangssignal erzeugen. Daher wird es möglich, die
Verzögerung
zu minimieren, die in jedem Puffer verursacht wird. Wenn es wünschenswert
ist, kann eine Diode oder zwei serielle Dioden zwischen Basen des NPN-Transistors
und des PNP-Transistors, die jeden Puffer bilden, zwischengeschaltet
werden.
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Weiterhin kann die in 13 gezeigte Schaltungsanordnung
durch eine in 14 gezeigte Schaltungsanordnung
ersetzt werden, wobei die PNP-Transistoren 131a, 141a, 151a und
die NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b umgekehrt angeordnet
sind, um die Inverter zu bilden.
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Die herkömmliche Ladungspumpenschaltung
verwendet MOS-Elemente, um eine ausreichende Leistungsfähigkeit
der Ladungspumpenschaltung sicherzustellen. Die Schaltungsanordnungen
der 13 und 14 können jedoch bipolare Elemente
nutzen, welche kleinere Schaltgeschwindigkeiten aufweisen, um einen
Ringoszillator zu bilden, wobei ihre Verzögerungszeiten genutzt werden.
Die Leistungsfähigkeit
der Ladungspumpenschaltung kann ausreichend gesichert sein.
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Weiterhin ist es möglich, den
Ringoszillator zu bilden, indem MOS-Elemente genutzt werden. 15 zeigt ein anderes Beispiel
des Ringoszillators 100, der N-Kanal-MOS-Transistoren 131b', 141b' und 151b' aufweist. In Übereinstimmung
mit der in 15 gezeigten
Schaltungsanordnung sind Zenerdioden 131d', 141d' und 151d' vorgesehen, um die Gates bzw.
Basen der MOS-Transistoren zu schützen. Die Verwendung solcher
MOS-Transistoren 131b', 141b' und 151b' ist wirksam,
um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen. Die Oszillationsfrequenz kann
erhöht
werden. Die Leistungsfähigkeit
der Ladungspumpenschaltung kann verbessert werden.
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Siebte Ausführungsform
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In den fünften und sechsten Ausführungsformen
werden die Inverter 131, 141 und 151 und
die Puffer 132, 142 und 152 in Serie
verbunden. 16 zeigt
eine modifizierte Schaltungsanordnung, bei der die Puffer 132, 142 und 152 zwischen
jeweiligen Ausgangsanschlüssen
des Ringoszillators 100 und den negativen Anschlüssen der
Kondensatoren 12c, 12b und 12a angeordnet
sind. Die Schaltungsanordnung der 16 entspricht
jener der vorstehend beschriebenen sechsten Ausführungsform. Es ist möglich, die Schaltungsanordnung
der 16 so zu verändern, dass
sie der vorstehend beschriebenen fünften Ausführungsform entspricht.
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17 zeigt
eine detaillierte Schaltungsanordnung der 16. In 17 stellen
die NPN-Transistoren 131b, 141b und 151b ihre
Kollektorspannungen an Basen der Transistoren der nächsten Stufe
bereit, um eine Ringschwingung zu verursachen. Die Schaltungsanordnung
der 17 entspricht der in 13 gezeigten, kann jedoch
so verändert
werden, dass sie jener der 14 oder 15 entspricht.
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Verschiedene
Abänderungen
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In den vorstehend beschriebenen fünften bis siebten
Ausführungsformen
weist die Ladungspumpenschaltung drei Stufen auf. Die Anzahl der
Stufen ist jedoch nicht auf drei begrenzt und kann auf einen geeigneten
Wert geändert
werden, der gleich oder größer als
vier ist. Weiterhin kann die Anzahl der Signalumkehrschaltungen
unabhängig
von der Anzahl der Stufen der Ladungspumpenschaltung bestimmt werden. 18 zeigt eine Schaltungsanordnung,
die fünf
Stufen nutzt, um eine vorgegebene Spannung aufzuladen. 18 ist mit 11 in der Anordnung des Ringoszillators 100 identisch,
unterscheidet sich jedoch darin, dass zusätzliche Dioden 11e, 11f und Kondensatoren 12d, 12e vorgesehen
sind, wie in der Zeichnung gezeigt.
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Weiterhin können die Dioden 11a bis 11d,
die als die Gleichrichteinrichtungen dienen, durch irgendwelche
anderen Elemente ersetzt werden, die eine geeignete Gleichrichtfunktion
aufweisen, wie bipolare Transistoren und MOS-Transistoren.
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Weiterhin können die Puffer 132, 142 und 152,
welche den Ringoszillator 100 bilden, weggelassen werden,
wenn die Inverter 131, 141 und 151 ausreichende
Ausgangskapazitäten
aufweisen.
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Noch weiter ist es möglich, das
Ausgangsterminal 30 zu erden, so dass vom Stromquellenanschluss 20 eine
negative Spannung erzeugt wird.
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Falls notwendig, kann die Schwingung
des Ringoszillators 100 gestoppt werden, indem gewaltsam
das Basispotential des NPN-Transistors 131b des Inverters 131 über einen
anderen NPN-Transistor so verringert wird, dass der NPN-Transistor 131b gewaltsam
ausgeschaltet wird.