DE69702998T2

DE69702998T2 - Vorschaltgerät mit höher Wirksamkeit für elektrodenlose Floureszenzlampe

Info

Publication number: DE69702998T2
Application number: DE69702998T
Authority: DE
Inventors: Kwang H Liu
Original assignee: O2Micro Inc
Current assignee: O2Micro Inc
Priority date: 1996-04-16
Filing date: 1997-04-07
Publication date: 2001-04-12
Anticipated expiration: 2017-04-08
Also published as: DE69702998D1; EP0802702A3; EP0802702B1; EP0802702A2; JPH1050489A; CA2200932A1; JP3533405B2; US5619402A; TW331067B

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft allgemein Energieversorgungen für eine Kaltkathoden-Leuchtstofflampe ("CCFL"; cold-cathode fluorescent lamp), die zur Hintergrundbeleuchtung einer Anzeige bei einem tragbaren Gerät verwendet werden kann, insbesondere betrifft sie eine im Schaltbetrieb arbeitende Wechselrichterschaltung, die einen Kondensator verwendet, um einen Transformatorkern zurückzusetzen, und dessen Magnetisierungsinduktivität dazu nutzt, während negativer Halbzyklen Energie zu speichern und zu übertragen.

Beschreibung des Standes der Technik

Ähnlich wie konventionelle Heißkathoden-Leuchtstofflampen ("FL"; fluorescent lamp), die zur Beleuchtung in Büros und Wohnungen verwendet werden, sind CCFLs hocheffiziente, langlebige Lichtquellen. Zum Vergleich: Glühlampen haben einen Wirkungsgrad im Bereich von 15 bis 25 Lumen pro Watt, während sowohl FLs als auch CCFLs einen Wirkungsgrad im Bereich von 40 bis 60 Lumen pro Watt aufweisen. Darüber hinaus beträgt die durchschnittliche Lebensdauer einer Glühlampe nur etwa 1000 Stunden. Hingegen weisen FLs und CCFLs im Durchschnitt eine Lebens- dauer von mindestens 10.000 Stunden oder darüber auf.
Der Hauptunterschied zwischen einer Heißkathoden-Leuchtstofflampe und einer Kaltkathoden-Leuchtstofflampe (CCFL) besteht darin, daß die CCFL auf die in einer FL enthaltenen Filamente verzichtet. Aufgrund ihres einfa cheren mechanischen Aufbaus und ihres hohen Wirkungsgrads werden Miniatur-CCFL im allgemeinen als Quelle für die Hintergrundbeleuchtung von Flüssigkristallanzeigen ("LCDs") verwendet. LCDs, sowohl farbige als auch monochrome, werden in großem Umfang als Anzeigeeinrichtungen in tragbaren Rechnern und Fernsehgeräten verwendet, außerdem in Armaturenbrettern von Flugzeugen und Kraftfahrzeugen.
Allerdings benötigen das Starten und Betreiben einer CCFL eine hohe Wechselspannung. Eine typische Startspannung beträgt etwa 1000 Volt Wechselspannung (Vac), die typische Betriebsspannung liegt bei etwa 600 Vac. Um eine so hohe Wechselspannung mit Hilfe einer Gleichstromquelle, beispielsweise einer aufladbaren Batterie, erzeugen zu können, enthalten tragbare Rechner und Fernsehgeräte sowie Armaturenbretter einen Wechselrichter, der einen Aufwärtstransformator enthält.
Derzeit beruhen die meisten CCFL-Wechselrichterschaltungen auf einer allgemein als stromgespeiste Royer-Schaltung bezeichneten Schaltung. Eine Royer-Schaltung, in Fig. 1 allgemein durch das Bezugszeichen 10 bezeichnet, kann zwei NPN-Bipolartransistoren 12 und 14 aufweisen, gemeinsam mit einem Transformator 16 mit sättigbarem Kern. Kollektoren jedes der Transistoren 12 und 14 sind an die einander abgewandten Enden einer Primärwicklung 22 des Transformators 16 angeschlossen. Ein Mittelanzapfpunkt 24 des Transformators 16 ist an einen positiven Anschluß 26 einer Batterie 28 angeschlossen. Emitter 32 der Transistoren 12 und 14 sind parallel an die Schaltungsmasse der Royer-Schaltung 10 angeschlossen, an die außerdem ein negativer Anschluß 34 der Batterie 28 gekoppelt ist. Eine Rückkopplungs-Sekundärwicklung 36 des Transformators 16 ist zwischen die Basen der Transistoren 12 und 14 gekoppelt. Ein Vorspannwiderstand 42 liegt zwischen der Basis 38 des Transistors 12 und dem positiven Anschluß 26 der Batterie 28. Eine CCFL 44 und ein Entkopplungskondensator 46 liegen in Reihe zu einer Leistungsabgabe- Sekundärwicklung 48 des Transformators 16. Die nicht-lineare Stromverstärkungskennlinie der Bipolartransistoren 12 und 14 bewirkt im Verein mit der nicht-linearen Permeabilität des einen sättigbaren Kern aufwei- senden Transformators 16, daß die Royer-Schaltung 10 selbst-oszillierend ist. Folglich verzichtet die Royer-Schaltung 10 auf einen externen Takt oder eine Treiberschaltung für die Transistoren 12 und 14.
Die Royer-Schaltung 10 ist im Grunde genommen ein Wechselrichter für eine festgelegte Spannung. Das heißt: die Royer-Schaltung 10 transformiert eine Spannung in einem konstanten Verhältnis hoch, welches proportional ist zu der Anzahl von Windungen der Sekundärwicklung, dividiert durch die Anzahl von Windungen der Primärwicklung. Demzufolge kann die Royer-Schaltung dann keine konstante Ausgangsspannung halten, wenn die Eingangsspannung oder der Laststrom schwankt. Deshalb wird im allgemeinen eine Reglerschaltung eingesetzt, um die Royer-Schaltung mit elektrischer Leistung zu versorgen. Die Reglerschaltung, üblicherweise ein im Schaltbetrieb arbeitender Abwärtswandler, liefert eine konstante Eingangsleistung an die Royer-Schaltung, so daß die Ausgangslast, beispielsweise eine CCFL, eine konstante elektrische Leistung erhält.
Fig. 2 veranschaulicht eine typische stromgespeiste Royer-Schaltung, die mit einer Reglerschaltung kombiniert ist. Die in Fig. 2 dargestellten Elemente, die auch in der in Fig. 1 gezeigten Royer-Schaltung vorhanden sind, tragen gleiche, jedoch gestrichene (') Bezugszeichen. Die in Fig. 2 gezeigte Reglerschaltung enthält einen PNP-Leistungs-Steuertransistor 52, eine Freilaufdiode 54, eine Induktivität 56, einen Stromfühlwiderstand 58 und einen Schaltregler 62. Ein Emitter 64 des Leistungs-Steuertransistors 52 ist an den positiven Anschluß 26' der Batterie 28' angeschlossen. Ein Kollektor des Leistungs-Steuertransistors 52 liegt in Serie zu der Induktivität 56 und dem Mittelanzapfpunkt 24' der Primärwicklung 22' des Transformators 16', außerdem zu einer Kathode 58 der Freilaufdiode 54. Eine Anode 72 der Freilaufdiode 54 ist auf Schaltungsmasse gelegt. Der Stromfühlwiderstand 58 liegt in Reihe zwischen den Emittern 32' der Transistoren 12 und 14 und Schaltungsmasse. Ein Stromfiihl-Eingangsanschluß 74 des Schaltreglers 62, bei dem es sich um einen Kontrast-Dual-Schaltregler- IC vom Typ LT1182 oder LT1183 CCFL/LCD der Firma Linear Technology of Milpitas, Californien, handeln kann, ist an einen Verbindungs punkt zwischen den Emittern 32' und dem Stromfühlwiderstand 58 angeschlossen. Ein Leistungs-Eingangsanschluß 76 des Schaltreglers 62 ist an den positiven Anschluß 26' der Batterie 28' angeschlossen. Ein Ausgangsanschluß 78 des Schaltreglers 62 ist an die Basis 82 des Leistungs- Steuertransistors 52 angeschlossen, um abwechselnd zunächst den Leistungs-Steuertransistor 52 einzuschalten und anschließend auszuschalten.
Da die in Fig. 2 dargestellte Royer-Schaltung 10' zwei Spannungswandlerstufen verwendet, nämlich den in Reihe mit der stromgespeisten Royer- Schaltung nach Fig. 1 liegenden Regler, ist ihr elektrischer Wirkungsgrad vergleichsweise gering, das heißt er beträgt etwa 70-80%. Da eine LCD- Hintergrundbeleuchtung einen signifikanten Anteil der elektrischen Leistung tragbarer Computer und Fernsehgeräte verbraucht, nämlich etwa 20 bis 30%, reduziert ein übermäßiger Leistungsverbrauch durch die Royer- Schaltung die Dauer der Betriebszeit, die durch eine vollständig aufgeladene Batterie ermöglicht wird. Darüber hinaus erfordert der Transförmator oder 16' vier Wicklungen, von denen zwei in Reihe geschaltet sind, um den Mittelanzapfpunkt 24 oder 24' der Primärwicklung 22 bzw. 22' zu bilden. Aufgrund der vier Wicklungen aufweisenden Struktur und aufgrund der an der Leistungsabgabe-Sekundärwicklung 48 oder 48' erzeugten hohen Spannung ist der Transformator 16 oder 16' vergleichsweise schwierig herzustellen und ist anfällig für Lichtbogen-Störungen.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Ein Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer verbesserten Energieversorgung für CCFLs.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer elektrisch effizienteren Energieversorgung für CCFLs.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer einfacheren Energieversorgung für CCFLs.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Energieversorgung für CCFLs, die nur eine einzige Stufe für die elektrische Leistungsumwandlung besitzt.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer eine höhere Zuverlässigkeit aufweisenden, kosteneffektiven Energieversorgung für CCFLs. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Energieversorgung für CCFLs mit weniger Bauteilen.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer billigeren Energieversorgung für CCFLs.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht in der Reduzierung der Menge elektrischer Leistung, die in einer LCD-Hintergrundbeleuchtung verbraucht wird.
Kurz gesagt, besteht die Erfindung aus einer Schaltstromversorgung zum Speisen einer Kaltkathoden-Leuchtstofflampe ("CCFL"). Die Schaltstromversorgung wandelt eine vergleichsweise niedrige Gleich- Eingangsspannung in eine hohe Ausgangs-Wechselspannung um, die einer CCFL zuführbar ist. Die Schaltspannungsversorgung enthält einen ersten Halbleiterschalter mit einem Source-Anschluß, der auch als erster Hauptanschluß bezeichnet werden kann, und der die Schaltspannungsversorgung mit Schaltungsmasse verbindet. Ein Drain-Anschluß, der auch als zweiter Hauptanschluß des ersten Halbleiterschalters bezeichnet werden kann, ist an eine Primärwicklung eines Aufwärtstransformators angeschlossen. Die Primärwicklung und eine Sekundärwicklung des Transformators befinden sich vorzugsweise auf einem Kern mit linearer magnetischer Permeabilität. Die Sekundärwicklung besitzt eine Reihe von Windungen, die mindestens zehnmal größer, vorzugsweise fünfzig- bis hundertmal größer ist als die Anzahl der Windungen der Primärwicklung. Die Primärwicklung besitzt ein zweites Ende, welches mit einem Stromversorgungsanschluß für die Schaltspannungsversorgung gekoppelt ist.
Ein auch als erster Hauptanschluß zu bezeichnender Source Anschluß eines zweiten Halbleiterschalters ist vorzugsweise sowohl an den Spannungsversorgungsanschluß und an das zweite Ende der Primärwicklung des Transformators angeschlossen. Ein ebenfalls in der Schaltspannungsversorgung enthaltener Kondensator ist mit einem ersten Anschluß an einen auch als zweiter Hauptanschluß zu bezeichnenden Drain-Anschluß des zweiten Halbleiterschalters angeschlossen. Ein zweiter Belag des Kondensators ist vorzugsweise an den Drain-Anschluß des ersten Halbleiterschalters und an das erste Ende der Primärwicklung des Transformators angeschlossen. Auf diese Weise liegt die Serienschaltung aus dem zweiten Halbleiterschalter und dem Kondensator parallel zu der Primärwicklung des Transformators.
Eine in der Schaltspannungsversorgung enthaltene Steuerschaltung überträgt Steuersignale an den ersten und den zweiten Halbleiterschalter, um die Schalter abwechselnd ein- und auszuschalten. Während der zweite Halbleiterschalter ausgeschaltet und der erste Halbleiterschalter eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch die Primärwicklung des Transformators und durch den ersten Halbleiterschalter. Während der erste Halbleiter ausgeschaltet und der zweite Halbleiterschalter eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch die Primärwicklung und durch die Reihenschaltung aus dem zweiten Halbleiterschalter und dem Kondensator. Die Steuerschaltung schaltet den ersten und den zweiten Halbleiterschalter mit einer Frequenz ein und aus, die höher ist als die Resonanzfrequenz eines Parallelschwingkreises, der durch die Primärinduktivität des Transformators und die Kapazität des Kondensators gebildet wird.
Ein in der Schaltspannungsversorgung enthaltener Entkopplungskondensator liegt in Reihe bezüglich des ersten Endes der Sekundärwicklung des Transformators. Ein zweiter Anschluß des Entkopplungskondensators und ein zweites Ende der Sekundärwicklung bilden Wechselspannungs- Ausgangsanschlüsse für die Schaltspannungsversorgung parallel zu welcher eine CCFL geschaltet werden kann.
Diese sowie weitere Merkmale, Ziele und Vorteile ergeben sich dem Fachmann deutlicher durch die nachfolgende detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform, die in den verschiedenen Zeichnungsfiguren dargestellt ist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm einer Royer-Schaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm einer stromgespeisten Royer- Schaltung mit einer Eingangsleistungs-Reglerschaltung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm, welches eine CCFL- Energieversorgung gemäß der Erfindung zeigt; und
Fig. 4 ist ein Diagramm, das verschiedene elektrische Wellenformen zeigt, die beim Betrieb der in Fig. 3 gezeigten CCFL- Versorgungsschaltung auftreten.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Fig. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform einer Schaltspannungsversorgung für eine CCFL gemäß der Erfindung, hier allgemein mit dem Bezugszeichen 100 bezeichnet. Die CCFL-Spannungsversorgung 100 enthält einen Leistungs-N-Kanal-Metalloxid-Silicium-Feldeffekttransistor ("MOSFET") mit gesteuertem Gate als ersten Halbleiterschalter 102. Der erste Halbleiterschalter 102 enthält einen Drain-Anschluß 104, der an ein erstes Ende 106 einer Primärwicklung 108 eines Aufwärtstransformators 112 angeschlossen ist. Ein zweites Ende 114 der Primärwicklung 108 ist an einen positiven Spannungsquellenanschluß 116 angeschlossen, über den eine Spannung VN, üblicherweise zwischen fünf (5) und vierundzwanzig (24) Volt Gleichspannung, an eine CCFL-Spannungsversorgung 100 gegeben wird. Ein Source-Anschluß 122 eines P-Kanal-MOSFETs mit gesteuertem Gate als zweiter Halbleiterschalter 124 ist ebenfalls an den Spannungsversorgungsanschluß 116 angeschlossen. Ein Kondensator 126 verbindet einen Drain-Anschluß 128 des zweiten Halbleiterschalters 124 sowohl mit dem Drain-Anschluß 104 des ersten Halbleiterschalters 102 als auch mit der Primärwicklung 108 des Aufwärtstransformators 112. Der Kondensator 126 ist derart orientiert, daß sein Anschluß mit positiver Polarität an dem Drain-Anschluß 104 des ersten Halbleiterschalters 102 liegt. Sowohl der erste Halbleiterschalter 102 als auch der zweite Halbleiterschalter 124 enthält eine integrierte Rückwärtsdiode. Der erste Halbleiterschalter 102 und der zweite Halbleiterschalter 124 bestehen vorzugsweise aus einem Bauelement des Modells SI9939DY MOSFETs, vertrieben von Siliconix, Inc., in Santa Clara, Californien.
Ähnlich der Royer-Schaltung 10 liegt eine Sekundärwicklung 132 des Aufwärtstransformators 112 in Reihe mit einem Entkopplungskondensator 134. Ein CCFL 136 liegt in Reihe zu einem Anschluß des Entkopplungskondensators 134 und einem Ende der Sekundärwicklung 132, die Leistungsausgangsanschlüsse für die CCFL-Spannungsversorgung 100 bilden. Im Gegensatz zu der nicht-linearen Permeabilität des sättigbaren Kernmaterials, welches für den Transformator 16 in der bekannten Royer- Schaltung 10 zu verwenden ist, bringt ein Ferrit-Material mit linearer Permeabilität im Normalbetrieb der CCFL-Spannungsversorgung 10 als Kern des Aufwärtstransformators 112 keinen Sättigungszustand. Der Aufwärtstransformator 112 besitzt ein Windungsverhältnis der Windungszahl der Sekundärwicklung 132, N&sub2;, und der Anzahl von Windungen in der Primärwicklung 108, N&sub1;, welches mindestens 10 : 1 beträgt und im allgemeinen zwischen 50 : 1 bis 100 : 1 liegt.
Die CCFL-Spannungsversorgung 100 macht vorzugsweise Gebrauch von einem Pulsbreitenmodulations-Regler-IC 142, um ein N-Kanal-MOSFET- Treibersignal von einem N-Kanal-Treiberausgangspin 144 an einen Gate- Anschluß 146 des ersten Halbleiterschalters 102 zu leiten (der auch als Steueranschluß des ersten Halbleiterschalters 102 bezeichnet werden kann), weiterhin ein P-Kanal-MOSFET-Treibersignal von einem P-Kanal- Treiberausgangspin 148 an einen Gate-Anschluß 152 des Halbleiterschalters 124 leitet (der auch als Steueranschluß des zweiten Halbleiterschalters 124 bezeichnet werden kann). Zusätzlich zur Bereitstellung von Treibersignalen für den ersten Halbleiterschalter 102 und den zweiten Halbleiterschalter 124 übernimmt, wie weiter unten näher erläutert wird, das Regler- IC 142 auch weitere Funktionen, so zum Beispiel das Strom-Fühlen, eine Rückkopplungskompensation, eine Dimm-Steuerung, eine Tastverhältnis- Beschränkung und einen Taktoszillator, wie es für den Betrieb der CCFL- Spannungsversorgung 100 notwendig ist.
Das Regler-IC 142 enthält einen Massestift 158, der das Regler-IC 142 elektrisch mit Schaltungsmasse verbindet, außerdem einen Spannungseingangsstift, der das Regler-IC 142 mit dem Versorgungsspannungsanschluß 116 verbindet. Innerhalb des Regler-ICs 142 ist der Spannungseirigängsstift 162 mit einem Source-Anschluß 164 eines Feldeffekttransistors ("FET") 166 verbunden, außerdem mit einer Unterspannungs- Sperrschaltung 168. Ein Ausgangsanschluß 172 der Unterspannungs- Sperrschaltung 168 ist mit einem Gate-Anschluß 174 des FET 166 verbunden. Während die dem Spannungseingangsstift 162 des Regler-ICs 142 zugeführte Spannung einen durch die Unterspannungs-Sperrschaltung 168 geschaffenen Schwellenwert überschreitet, hält ein von dem Ausgangsanschluß 172 an den Gate-Anschluß 174 geliefertes Signal den FET 166 eingeschaltet. Wenn allerdings die an den Spannungseingangsstift 162 des Regler-ICs 142 gelieferte Spannung unter den voreingestellten Schwellenwert fällt, welcher niedriger als VIN liegt, schaltet das von dem Ausgangsanschluß 172 an den Gate-Anschluß 174 gelieferte Signal den FET 166 aus und hält damit den Betrieb des Regler-ICs 142 an.
Das Regler-IC 142 enthält außerdem einen Freigabestift 176, der innerhalb des Regler-ICs 142 mit der Unterspannungs-Sperrschaltung 168 verbunden ist. Das Anlegen einer spezifizierten Spannung an den Freigabestift 176 veranlaßt die Unterspannungs-Sperrschaltung 168 zum Ausschalten des FET 166 selbst dann, wenn die an den Spannungseingangsstift 162 gegebene Spannung den von der Unterspannungs-Sperrschaltung 168 eingerichteten Schwellenwert übersteigt. Der Freigabestift 176 ermöglicht einem Verwaltungs-Computerprogramm für elektrische Leistung, ausgeführt von einer zentralen Verarbeitungseinheit (CPU) in einem tragbaren Computer, in angemessener Weise den elektrischen Stromverbrauch des Computers dadurch zu verwalten, daß die LCD-Hintergrundbeleuchtung elekfrisch aus- und eingeschaltet wird.
Wenn der FET 166 eingeschaltet wird, liefert ein Drain-Anschluß 178 des FET 166 elektrische Leistung an einen Oszillator 182, an ein Setz- Rücksetz-Flip-Flop 184, einen N-Kanal-Stromverstärker 186 und an einen invertierenden P-Kanal-Stromverstärker 188. Ein Widerstandsanschluß 192 des Oszillators 182 ist an einen Widerstandsanschluß 194 des Regler- ICs 142 angeschlossen. Ein Kondensatoranschluß 196 des Oszillators 182 ist an einen Kondensatorstift 198 des Regler-ICs 142 angeschlossen. Ein Zeitsteuer-Widerstand 202 sowie ein Zeitsteuer-Kondensator 204 sind zwischen den Widerstands-Stift 194 bzw. den Kondensator-Stift 198 und Schaltungsmasse gelegt. Der Widerstandswert des Zeitsteuer-Widerstands 202 und die Kapazität des Zeitsteuer-Kondensators 204 sind derart ausgewählt, daß der Oszillator 182 mit einer Frequenz von etwa 100 bis 150 Kilohertz ("KHz") schwingt.
Der Oszillator 182 liefert ein Signal mit dieser Frequenz von 100 bis 150 KHz über einen Ausgangsanschluß 206 an einen Setzeingang 208, um das Setz-Rücksetz-Flip-Flop 184 zu setzen. Der Kondensatoranschluß 196 des Oszillators 182 und der Kondensatorstift 198 des Regler-ICs 142 sind außerdem an einen nicht-invertierenden Eingang 212 eines Vergleichers 214 angeschlossen. Wenn aufgrund des Normalbetriebs des Oszillators 182 eine an dem Kondensatorstift 198 des Regler-ICs 142 anstehende Sägezahn-Wellenform eine an einem invertierenden Eingang 216 des Vergleichers 214 anliegende Spannung übersteigt, sendet der Vergleicher 214 ein Ausgangssignal an einen Rücksetzeingang 218, was das Setz-Rücksetz- Flip-Flop 184 zurücksetzt. Auf diese Weise setzen und rücksetzen der Os zillator 182 und der Vergleicher 214 abwechselnd das Setz-Rücksetz-Flip- Flop 184 bei der Betriebsfrequenz des Oszillators 182.
Das Setz-Rücksetz-Flip-Flop 184 liefert ein Ausgangssignal an einen Eingang einer Öffnen-Vor-Schließen-Schaltung 222. Die Öffnen-Vor- Schließen-Schaltung 222 liefert getrennte Ausgangssignale an Eingänge des N-Kanal-Stromverstärkers 186 bzw. des P-Kanal-Stromverstärkers 188. Ausgangssignale von dem N-Kanal-Stromverstärker 186 und des P- Kanal-Stromverstärkers 188 werden auf den N-Kanal-Treiberausgangsstift 144 bzw. den P-Kanal-Treiberausgangsstift 148 gelegt, um Treibersignale an die Gate-Anschlüsse 146 und 152 der gate-gesteuerten Halbleiterschalter 102 und 124 zu geben.
Angesteuert durch Signale von dem Regler-IC 142 arbeiten der erste Halbleiterschalter 102 und der zweite Halbleiterschalter 124 in einem komplementären Tastverhältnis-Modus. Demzufolge bewirken die an die Gate- Anschlüsse 146 und 152 der gate-gesteuerten Halbleiterschalter 102 bzw. 124 von dem Regler-IC 142 gelieferten Treibersignale ein abwechselndes Einschalten des einen Schalters 102 oder 124, während der andere Schalter 102 oder 124 ausgeschaltet wird. Die Öffnen-Vor-Schließen-Schaltung 222 in dem Regler-IC 142 garantiert, daß die beiden gate-gesteuerten Halbleiterschalter 102 und 124 nicht gleichzeitig eingeschaltet sind.
Ein Stromfiihlwiderstand 232 koppelt einen Source-Anschluß 234 des ersten Halbleiterschalters 102 auf Schaltungsmasse. Die an dem Stromfiihlwiderstand 232 anstehende Spannung gelangt über einen Rückkopplungswiderstand 236 an einen Rückkopplungsspannungs-Eingangsstift 238 des Regler-ICs 142. Innerhalb des Regler-ICs 142 wird diese Rückkopplungsspannung an einen invertierenden Eingangsanschluß 242 eines Fehlerverstärkers 244 gegeben. Ein Ausgangsanschluß 246 des Fehlerverstärkers 244 ist innerhalb des Regler-ICs 142 an einen Rückkopplungskondensatorstift 248 des Regler-ICs 142 angeschlossen. Zwischen dem Rückkopplungskondensatorstift 248 und dem Rückkopplungsspannungs- Eingangsstift 238 liegt ein Rückkopplungskondensator 252. In dieser Wie se konfiguriert, arbeitet der Fehlerverstärker 244 als Integrator für die Rückkopplungsspannung, die an den Rückkopplungswiderstand 236 gegeben wird. Zusätzlich zu der Gegenkopplung aufgrund des Rückkopplungskondensators 252 gemäß Fig. 3 enthält der Fehlerverstärker 244 außerdem eine interne Widerstands-Rückkopplung, die in Fig. 3 nicht dargestellt ist, und die die Verstärker-Ausgangsgleichspannung stabilisiert und die maximale Gleichstromverstärkung des Fehlerverstärkers 244 beschränkt. Demzufolge spricht das Ausgangssignal von dem Fehlerverstärker 244 relativ langsam, beispielsweise in Millisekunden, auf vergleichsweise langzeitige Änderungen in der durchschnittlichen Spannung an, die an dem Stromfiihlwiderstand 232 auftreten.
Das Regler-IC 142 enthält außerdem eine Spannungsreferenz 262. Die Spannungsreferenz 262 legt eine konstante Spannung an einen ersten Anschluß eines ersten Spannungsteilerwiderstands 264 an, dessen zweiter Anschluß an einen nicht-invertierenden Eingang 266 des Fehlerverstärkers 244 angeschlossen ist. Innerhalb des Regler-ICs 142 ist zwischen dem nicht-invertierenden Eingang 266 und Schaltungsmasse ein zweiter Spannungsteilerwiderstand 268 vorhanden. Ein Dimmsteuerungs-Eingangsstift 272 des Regler-ICs 142 legt den Widerstand 268 parallel zu sowohl einer variablen LCD-Dimmsteuerwiderstand 274 als auch zu einem Filterkondensator 276. Die parallel geschalteten Widerstände 268 und 274 liegen in Reihe zu dem Widerstand 264, um die von der Spannungsreferenz 262 gelieferte konstante Spannung zu teilen. Der Fehlerverstärker 244 vergleicht die von diesem Spannungsteiler an den nicht-invertierenden Eingang 266 gelieferte Spannung mit der Rückkopplungsspannung, die der invertierende Eingang 242 von dem Stromfühlwiderstand 232 empfängt. Das Ausgangssignal von dem Ausgangsanschluß 246 des Fehlerverstärkers 244, das proportional ist zu der Differenz zwischen den Spannungen, die an den invertierenden Eingang 242 und den nicht-invertierenden Eingang 266 gelegt werden, wird als Referenzspannung an den invertierenden Eingang 216 des Vergleichers 214 gelegt. Damit steuert die Spannung des von dem Fehlerverstärker 244 erzeugten Signals die Stelle entlang der Sägezahn-Wellenform am nicht-invertierenden Eingang 212, an der das Aus gangssignal von dem Vergleicher 214 das Setz-Rücksetz-Flip-Flop 184 zurücksetzt.
Das Regler-IC 142 enthält außerdem einer Zenerdiode 282, die zwischen dem invertierenden Eingang 216 des Vergleichers 214 und Schaltungsmasse liegt. Die Durchbruchspannung der Zenerdiode 282 ist so gewählt, daß die maximale an dem invertierenden Eingang 216 des Vergleichers 214 liegende Spannung das Tastverhältnis des ersten Halbleiterschalters 102 auf weniger als ein vorab eingerichtetes Maximum von 67% beschränkt. Das heißt: die Zenerdiode 282 beschränkt die an den invertierenden Eingang 216 des Vergleichers 214 gelegte Spannung auf einen Maximalwert, was zur Folge hat, daß das Einschalt-Intervall des ersten Halbleiterschalters 102 nicht mehr beträgt als das Zweifache des Einschaltintervalls des zweiten Halbleiterschalters 124.
Nunmehr auf Fig. 4 bezugnehmend, markiert ein Zeitpunkt t&sub1; einer Gate- Wellenform 302 für den zweiten Schalter, die eine Spannung zwischen dem Gate-Anschluß 152 und dem Drain-Anschluß 128 des zweiten Halbleiterschalters 124 darstellt, den Beginn eines positiven Halbzyklus der Treibersignale, die an die Gate-Anschlüsse 146 und 152 der gategesteuerten Halbleiterschalter 102 und 124 gelegt werden. Zum Zeitpunkt t&sub1; wird der zweite Halbleiterschalter 124 abgeschaltet von dem Signal, das von dem P-Kanal-Treiberausgangsstift 148 des zweiten Halbleiterschalters 124 zugeführt wird. Kurz danach, zum Zeitpunkt t&sub2; einer Gate-Wellenform 304 für den ersten Schalter, die eine Spannung zwischen dem Gate- Anschluß 146 und dem Source-Anschluß 236 des ersten Halbleiterschalters 102 darstellt, schaltet das von dem N-Kanal-Treiberausgangsstift 144 des Regler-ICs 142 gesendete Signal den ersten Halbleiterschalter 102 an. Wie durch eine Primärwicklungs-Spannungswellenform 306 veranschaulicht ist, legt das Einschalten des ersten Halbleiterschalters 102 zum Zeitpunkt t&sub2; eine positive Spannung an die Primärwicklung 108 von dem ersten Ende 106 zu dem zweiten Ende 114. Das Anlegen dieser Spannung an die Primärwicklung 108 veranlaßt einen Stromfluß durch die Primärwick lung 108 und den ersten Halbleiterschalter 102, wie in Fig. 3 durch einen Pfeil IP angedeutet ist, und wie in Fig. 4 durch die Drain-Source- Stromwellenform 308, IDg dargestellt ist.
Das Anlegen einer Spannung an und ein Stromfluß durch die Primärwicklung 108 induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung 132 des Aufwärtstransformators 112. Die Spannung an der Sekundärwicklung 132 wird an die Reihenschaltung aus dem Entkopplungskondensator 134 und der CCFL 136 gelegt. Die Spannung an der Sekundärwicklung 132 veranlaßt einen Stromfluß durch die Reihenschaltung aus dem Entkopplungskondensator 134 und der CCFL 136, wie in Fig. 3 durch einen Pfeil IS und in Fig. 4 durch eine Sekundärwicklungs-Stromwellenform 312 dargestellt ist. Der Strom IS bleibt am Fließen durch die Sekundärwicklung 132 des Aufwärtstransformators 112 zwischen der Zeit t&sub2; bis zu einer Zeit t&sub3; der Gate-Wellenform 304 des ersten Schalters gemäß Fig. 4.
Ein Bruchteil des Stromflusses durch den ersten Halbleiterschalter 102 stellt einen Magnetisierungsstrom IM für den Kern des Aufwärtstransformators 112 dar. Beginnend zum Zeitpunkt t&sub2; steigt der Magnetisierungsstrom IM, in Fig. 4 durch eine Magnetisierungsstrom-Wellenform 314 dargestellt, mit einer Geschwindigkeit VN/Lp an, wobei Lp die Induktivität der Primärwicklung 108 des Aufwärtstransformators 112 ist. Während der positiven Halbwelle gleicht der Stromfluß durch den ersten Halbleiterschalter 102, Ip, dargestellt durch die Drain-Source-Stromwellenform 308 des ersten Schalters, der Summe aus dem Magnetisierungsstrom IM zuzüglich des reflektierten Stromflusses durch die CCFL 136, das heißt Ip = IM + IS x (N&sub2;/N&sub1;), wobei NW und N&sub1; die Windungszahl der Primärwicklung 108 bzw. der Sekundärwicklung 132 des Aufwärtstransformators 112 sind.
Zum Zeitpunkt t&sub3; der Gate-Wellenform 304 des ersten Schalters schaltet der erste Halbleiterschalter 102 aus, was den Beginn einer negativen Halbwelle der Spannung an der Primärwicklung 108 markiert. Unmittelbar zum Zeitpunkt t&sub3; kehren sich die Spannungen an der Primärwicklung 108 und der Sekundärwicklung 132 um, wie durch die Primärwicklungs- Spannungswellenform 306 in Fig. 4 veranschaulicht ist. Die Spannungsumkehr an der Primärwicklung 108 bewirkt einen Stromfluß in einer Schleife durch die Serienschaltung aus dem Kondensator 126 und dem zweiten Halbleiterschalter 124, zunächst durch die in den zweiten Halbleiterschalter 124 integrierte Rückwärtsdiode. Im Zeitpunkt t&sub3; beginnt der Magnetisierungsstrom IM abzunehmen, wie durch die Magnetisierungs- Stromwellenform 314 angedeutet ist. Kurz nach t&sub3; schaltet zur Zeit t&sub4; der Gate-Wellenform 302 des zweiten Schalters der zweite Halbleiterschalter 124 ein. Wenn der zweite Halbleiterschalter 124 einschaltet, fließt der größte Teil des Stromflusses durch die Primärwicklung 108 des Aufwärtstransformators 112 anschließend von dem Drain-Anschluß 128 zu dem Soruce-Anschluß 122 des zweiten Halbleiterschalters 124, anstatt durch die Rückwärtsdiode, die in den zweiten Halbleiterschalter 124 integriert ist.
Während der gesamten negativen Halbwelle zwischen t&sub3; und t&sub4; fließt ein Teil des Magnetisierungsstrom IM von der Primärwicklung 108 durch die Serienschaltung aus dem Kondensator 126 und dem zweiten Halbleiterschalter 124. Während des stationären Betriebs der CCFL- Energieversorgung 100 wird die Spannung an dem Kondensator 126 nahezu ein konstanter Gleichstromwert. Unter diesen Umständen läßt sich die stationäre Spannung berechnen zu -VIN*D/(1-D), wobei D die Tastverhältnis-Impulsdauer des ersten Halbleiterschalters 102 ist. Während der negativen Halbwelle wird nahezu der gesamte Stromfluß durch die CCFL 136 von dem Magnetisierungsstrom IM des Aufwärtstransformators 112 gebildet.
Der Zeitpunkt t&sub5; der Gate-Wellenform 302 für den zweiten Schalter markiert das Ende der negativen Halbwelle der Spannung an der Primärwicklung 108 und kennzeichnet den Zeitpunkt, zu dem der zweite Halbleiterschalter 124 ausgeschaltet wird. Das Ausschalten des zweiten Halbleiterschalters 124 stellt den Betriebszustand der CCFL-Energieversorgung 100, wie er zur Zeit t&sub1; vorlag, wieder her.
Ein Verfahren zum Analysieren des Betriebs der CCFL-Energieversorgung 100 während der negativen Halbwellen, das heißt von der Zeit t&sub3;-t&sub4; zu der Zeit t&sub5;-t&sub1;, berücksichtigt die Induktivität des Aufwärtstransformators 112 sowie die Kapazität des Kondensators 126, die einen Parallelresonanzkreis mit der als Last parallel sowohl zu der Primärwicklung 108 als auch dem Kondensator 126 liegenden CCFL 136 bilden. Auf diese Weise analysiert, muß die Resonanzfrequenz des Aufwärtstransformators 112 und des Kondensators 126 viel geringer sein als die aktuelle Betriebsfrequenz der CCFL-Energieversorgung 100. Vorzugsweise werden die Induktivität des Aufwärtstransformators 112 und die Kapazität des Kondensators 126 so gewählt, daß sich eine Resonanzfrequenz ergibt, gegenüber der die Betriebsfrequenz der CCFL-Energieversorgung 100 vorzugsweise sieben (7) bis zehn (10) mal größer als die Resonanzfrequenz ist. Während der positiven Halbwelle speist etwa die Hälfte des Stromflusses durch die Primärwicklung 108, Ip, die CCFL 136, während die andere Hälfte von Ip die in der Induktivität des Aufwärtstransformators 112 gespeicherte Energie steigert. Während der negativen Halbwelle speist die in der Induktivität des Aufwärtstransformators 112 gespeicherte Energie die CCFL 136. Damit liefert die CCFL-Energieversorgung 100 Leistung an die CCFL 136, das heißt an die Last des Aufwärtstransformators 112, sowohl während jeder positiven als auch während jeder negativen Halbwelle des Betriebs der CCFL-Energieversorgung 100.
Die Menge an Energie, die die CCFL-Energieversorgung 100 an die CCFL 136 liefert, ist proportional zu der Spannung, die zwischen dem Energiequellenanschluß 116 und Schaltungsmasse liegt, multipliziert mit dem durchschnittlichen Strom, der von dem Energiequellenanschluß 116 nach Schaltungsmasse fließt. Die mittlere Spannung, die an den Rückkopplungswiderstand 236 an der Verbindungsstelle des Source-Anschlusses 234 des ersten Halbleiterschalters 102 und des Stromfiihlwiderstands 232 liegt, ist proportional zu dem Stromfluß von dem Energiequellenanschluß 116 in Richtung Schaltungsmasse. Der Betrieb des Regler-ICs 142 justiert die jeweiligen Tastverhältnisse der gate-gesteuerten Halbleiterschalter 102 und 124, um den durchschnittlichen Stromfluß durch den Stromfühlwiderstand 232 zu stabilisieren und dementsprechend den durchschnittlichen Stromfluß zwischen dem Energiequellenanschluß 116 und Schaltungsmasse durch die Primärwicklung 108 des Transformators 112. Die relative Menge an Stromfluß durch den Stromfiihlwiderstand 232 läßt sich dadurch variieren, daß man den Widerstandswert des variablen LCD- Dimmsteuerwiderstands 234 einstellt. Ein Ändern des Widerstandswerts des variablen LCD-Dimmsteuerwiderstands 234 führt entweder zu einer Steigerung oder einer Verringerung des Betrags des rückgekoppelten stabilisierten durchschnittlichen Stromflusses durch den Stromfühlwiderstand 232, das heißt des durchschnittlichen Stromflusses zwischen dem Energiequellenanschluß 116 und Schaltungsmasse durch die Primärwicklung 108 des Aufwärtstransformators 112.
Weil praktisch die gesamte Energie, die an die CCFL-Energieversorgung 100 gelangt, ausgenommen die Energie, die durch ohmschen Wärmeverbrauch der elektronischen Bauteile verbraucht wird, und Energie, die durch verlustbehaftete Verbindungen innerhalb der Komponenten wie zum Beispiel dem Aufwärtstransformator 112 verbraucht wird, direkt an die CCFL 136 gelangt, ist der elektrische Gesamtwirkungsgrad der CCFL- Energieversorgung 100 signifikant höher als der elektrische Wirkungsgrad der stromgespeisten Royer-Schaltung 10' gemäß Fig. 2. Während gemäß obiger Angabe die stromgespeiste Royer-Schaltung 10' einen Wirkungsgrad von etwa 70-80% aufweist, besitzt also eine korrekt aufgebaute CCFL-Energieversorgung 100 gemäß der Erfindung einen Wirkungsgrad von annähernd 90%. Da die LCD-Hintergrundbeleuchtung etwa 20% bis 30% der elektrischen Leistung verbraucht, die zum Betreiben eines tragba ren Rechners benötigt wird, steigert eine 10% bis 20% betragende Abnahme der für die Hintergrundbeleuchtung einer LCD benötigten Energie die Betriebszeit für eine vollständig aufgeladene Batterie um etwa 2% bis 6%.
Obschon die vorliegende Erfindung in Bezug auf die derzeit bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, versteht sich, daß diese Offenbarung rein erläuternden Charakter hat und nicht als beschränkend zu interpretieren ist. Während beispielsweise eine CCFL-Energieversorgung 100 gemäß der Erfindung vorzugsweise MOSFETs als gate-gesteuerte Halbleiterschalter 102 und 124 einsetzt, könnte eine erfindungsgemäße Schaltung auch mit Bipolar-Transistoren ausgelegt werden, die parallel zu diskreten Dioden geschaltet sind. Bei einer derartigen Bipolartransistor- Implementierung der CCFL-Energieversorgung 100 würden die als MOS- FETs ausgebildeten gate-gesteuerten Halbleiterschalter 102 und 124 durch bipolare NPN-Transistoren ersetzt werden. Dementsprechend würde die Source eines MOSFET ausgetauscht werden gegen den Emitter eines Bipolar-Transistors, das Gate eines MOSFETs würde ausgetauscht werden gegen die Basis eines Bipolar-Transistors, und der Drain des MOSFETs würde ausgetauscht werden gegen den Kollektor des Bipolar-Transistors.
Analog könnte die Reihenfolge der Reihenschaltung aus dem zweiten Halbleiterschalter 124 und dem Kondensator 126 gegenüber der oben offenbarten bevorzugten Ausführungsform umgekehrt werden, wenngleich dann ein komplizierteres Regler-IC 142 erforderlich wäre, um das Steuersignal an den Gate-Anschluß 152 des zweiten Halbleiterschalters 124 zu geben. Während der Kern des Aufwärtstransformators 112 vorzugsweise aus einem Ferrit-Material mit linearer Permeabilität gefertigt ist, könnte der Kern auch aus einem Ferrit-Material mit nicht-linearer Permeabilität gefertigt sein, wenngleich die Verwendung eines solchen Materials mit nicht-linearer Permeabilität den Umwandlungswirkungsgrad der CCFL- Energieversorgung 100 verringern würde.

Claims

1. Eine schalterbetätigte Stromzuführung zur Energieversorgung einer Kaltkathoden-Leuchtstofflampe, "CCFL", wobei die schalterbetätigte Energiezuführung eine relativ niedrige Gleichstrom-Eingangsspannung in eine hohe Wechselstrom-Ausgangsspannung umwandelt, die einer CCFL zugeführt werden kann, und bei der die schalterbetätigte Energiezuführung folgende Teile aufweist:

einen ersten Halbleiterschalter mit einer ersten Hauptklemme; einer zweiten Hauptklemme und einer Steuerklemme, wobei die erste Hauptklemme mit einem geerdeten Stromkreis der schalterbetätigten Energiezuführung gekoppelt ist;

einen Aufspanner, der eine Primärwicklung mit Primärinduktanz und eine Sekundärwicklung besitzt, wobei die Primärwicklung und die Sekundärwicklung um einen Kern angeordnet sind; die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung mindestens zehnmal höher ist als die der Primärwicklung; ein erstes Ende der erwähnten Primärwicklung mit der zweiten Hauptklemme des erwähnten ersten Halbleiterschalters verbunden ist, derart, daß der erwähnte Transformator und der erwähnte erste Halbleiterschalter in Reihe geschaltet sind, und die Primärwicklung ein zweites Ende hat, das mit einer Netzanschlußklemme für die schalterbetätigte Stromzuführung gekoppelt ist;

einen zweiten Halbleiterschalter mit einer ersten Hauptklemme, einer zweiten Hauptklemme und einer Steuerklemme; sowie einen Kondensator mit einem Kapazitätswiderstand und einer ersten Klemme, die mit einer der Hauptklemmen des erwähnten zweiten Halbleiterschalters verbunden ist, derart, daß der erwähnte zweite Halbleiterschalter und der erwähnte Kondensator in Reihe geschaltet sind; die andere Hauptklemme des erwähnten zweiten Halbleiterschalters und eine zweite Klemme des erwähnten Kondensators jeweils mit der zweiten Hauptklemme des erwähnten ersten Halbleiterschalters und mit dem zweiten Ende der Primärwicklung des erwähnten Transformators verbunden sind, wodurch der erwähnte zweite in Reihe geschaltete Halbleiterschalter und der Kondensator mit der Primärwicklung des erwähnten Transformators parallel geschaltet werden; die Primärinduktion des erwähnten Transformators und die Kapazitanz des erwähnten Kondensators gemeinsam eine Resonanzfrequenz aufweisen;

einen Steuerstromkreis mit einer ersten schalterauslösenden Ausgangsklemme, die mit der Steuerklemme des erwähnten ersten Halbleiterschalters verbunden ist, und mit einer zweiten schalterauslösenden Ausgangsklemme, die mit der Steuerklemme des erwähnten zweiten Halbleiterschalters verbunden ist, wobei der erwähnte Steuerstromkreis Signale an den erwähnten ersten Halbleiterschalter und den erwähnten zweiten Halbleiterschalter sendet, damit der erwähnte erste Halbleiterschalter zuerst ein- und dann ausgeschaltet werden kann, und gleichzeitig der erwähnte zweite Halbleiterschalter zuerst aus- und dann eingeschaltet werden kann, wodurch sowohl für den erwähnten ersten Halbleiterschalter und den erwähnten zweiten Halbleiterschalter die jeweiligen Schaltfolgen bestimmt werden; wodurch periodisch ein Strom durch die Primärwicklung des erwähnten Transformators und durch den erwähnten ersten Halbleiterschalter fließt, während der erwähnte erste Halbleiterschalter eingeschaltet ist und der erwähnte zweite Halbleiterschalter ausgeschaltet ist, und wodurch ein Strom durch die Primärwicklung und durch den erwähnten in Reihe geschalteten zweiten Halbleiterschalter und den Kondensator fließt, während der erwähnte zweite Halbleiterschalter eingeschaltet und der erwähnte erste Halbleiterschalter ausgeschaltet ist;

wobei der erwähnte Steuerstromkreis den erwähnten ersten und zweiten Halbleiterschalter mit einer Frequenz ein- und ausschaltet, die höher ist als die Resonanzfrequenz der Primärinduktanz des erwähnten Transformators und der Kapazitanz des erwähnten Kondensators gemeinsam; und

einen Entkopplungskondensator mit einer ersten Klemme, die mit einem ersten Ende der Sekundärwicklung des erwähnten Transformators verbunden wird, wodurch der Entkopplungskondensator und die Sekundärwicklung in Reihe geschaltet werden; wobei der erwähnte Entkopplungskondensator eine zweite Klemme und die Sekundärwicklung ein zweites Ende haben, die Drehstromausgangsklemmen für die schalterbetätigte Stromzuführung bilden, an welche eine CCFL angeschlossen werden kann.

2. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der erwähnte erste Halbleiterschalter und der erwähnte zweite Halbleiterschalter auch jeweils eine Diode aufweisen, deren Anode mit der ersten Hauptldemme des erwähnten torstromgesteuerten Halbleiterschalters verbunden ist, und die erwähnte Diode des erwähnten torstromgesteuerten Halbleiterschalters auch eine Kathode hat, die mit der zweiten Hauptklemme des erwähnten torstromgesteuerten Halbleiterschalters verbunden ist.

3. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 2, bei der die Frequenz, mit der der erwähnte Steuerstromkreis den erwähnten ersten Halbleiterschalter und den erwähnten zweiten Halbleiterschalter ein- und ausschaltet, mindestens viermal höher ist als die Resonanzfrequenz der Primärinduktanz des erwähnten Transformators und der Kapazitanz des erwähnten Kondensators zusammen.

4. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 3, bei der die Frequenz, mit der der erwähnte Steuerstromkreis den erwähnten ersten Halbleiterschalter und den erwähnten zweiten Halbleiterschalter ein- und ausschaltet, mindestens siebenmal höher ist als die Resonanzfrequenz der Primärinduktanz des erwähnten Transformators und der Kapazitanz des erwähnten Kondensators zusammen.

5. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, die zusätzlich eine CCFL aufweist, die mit den Ausgangsklemmen der schalterbetätigten Stromzuführung verbunden ist.

6. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der die Anzahl der Windungen in der Sekundärwicklung des erwähnten Transformators mindestens fünfzigmal höher ist als die der Windungen in der Primärwicklung.

7. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 6, bei der die Anzahl der Windungen in der Sekundärwicklung des erwähnten Transformators mindestens achtzigmal höher ist als die der Windungen in der Primärwicklung.

8. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der erwähnte Steuerstromkreis einen Unterspannungs-Sperrkreis enthält, welcher die Funktion des erwähnten Steuerstromkreises anhält, falls eine dem erwähnten Steuerstromkreis zugeführte Spannung einen vorbestimmten Schwellenwert untersteigt.

9. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der erwähnte Steuerstromkreis einen Folgekreis (Öffnen vor Schließen) aufweist, der das gleichzeitige Einschalten des erwähnten ersten Halbleiterschalters und des erwähnten zweiten Halbleiterschalters verhindert.

10. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der in Einschaltstellung des erwähnten ersten Halbleiterschalters ein Strom, der durch die Primärwicklung des erwähnten Transformators fließt, abgetastet und dem erwähnten ersten Steuerstromkreis zugeführt wird, und bei der der erwähnte Steuerstromkreis die jeweiligen Schaltfolgen des erwähnten ersten Halbleiterschalters und des erwähnten zweiten Halbleiterschalters derart reguliert, daß ein durch die Primärwicklung des erwähnten Transformators fließender Durchschnittstrom stabilisiert wird.

11. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 10, bei der ein durch die Primärspule des erwähnten Transformators fließender Strom durch einen Widerstand abgetastet wird, der zwischen dem erwähnten ersten Halbleiterschalter und dem geerdeten Stromkreis gekoppelt ist.

12. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 10, bei der der erwähnte Steuerstromkreis einen Helligkeitsregelungs-Eingangsstift besitzt und die schalterbetätigte Stromzuführung eine Helligkeits regelungsvorichtung zur Leitung eines Signals an den Helligkeitsregelungs-Eingangsstift aufweist, damit ein Durchschnittsstrom, welcher durch die Primärwicklung des erwähnten Transformators fließt, sowohl erhöht als auch erniedrigt werden kann.

13. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 12, bei der die Helligkeitsregelungsvorrichtung einen Regelwiderstand aufweist, der zwischen dem Helligkeitsregelungs-Eingangsstift und der Erdung des Stromkreises gekoppelt ist.

14. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der erwähnte Steuerstromkreis einen Helligkeitsregelungs-Eingangsstift aufweist und die schalterbetätigte Stromzuführung eine Vorrichtung besitzt, die ein Signal an den Helligkeitsregelungs-Eingangsstiftweitergibt, damit ein durch die Primärwicklung des erwähnten Transformators fließender Durchschnittsstrom sowohl erhöht als auch erniedrigt werden kann.

15. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 14, bei der die Helligkeitsregelungsvorrichiung einen Regelwiderstand besitzt, welcher zwischen dem Helligkeitsregelungs-Eingangsstift und der Erdung des Stromkreises gekoppelt ist.

16. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der erwähnte Steuerstromkreis eine Schaltfolge-Begrenzungsvorrichtung aufweist, die die Schaltfolge des erwähnten ersten Halbleiterschalters auf einen Wert beschränkt, der niedriger ist als ein festgesetzter Höchstwert.

17. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 16, bei der der Höchstwert auf den die Schaltfolge-Begrenzungsvorrichtung die Schaltfolge des erwähnten ersten Halbleiterschalters beschränkt, sieben- undsechzig Prozent beträgt.

18. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der erwähnte erste Halbleiterschalter und der erwähnte zweite Halbleiterschalter Metalloxid-Silizium-Feldeffekt-Transistoren ("MOSFETs") sind.

19. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der die erste Hauptklemme des erwähnten zweiten Halbleiterschalters mit dem zweiten Ende des erwähnten Transformators verbunden ist, und die zweite Klemme des erwähnten Kondensators mit der zweiten Hauptklemme des erwähnten ersten Halbleiterschalters verbunden ist.

20. Die schalterbetätigte Stromzuführung gemäß Patentanspruch 1, bei der der Kern des erwähnten Transformators eine lineare magnetische Permeabilität aufweist.