DE69332343T2

DE69332343T2 - Zweifachmodus-Streifenfilter in welchem eine Resonanzbreite einer Mikrowelle eingestellt ist und mehrstufiges Zweifachmodusfilter in dem die Zweifachmodus-Streifenfilter seriell angeordnet sind

Info

Publication number: DE69332343T2
Application number: DE69332343T
Authority: DE
Inventors: Munenori Fujimura; Mitsuo Makimoto; Kazuaki Takahashi; Hiroyuki Yabuki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-06-12
Filing date: 1993-06-09
Publication date: 2003-06-05
Anticipated expiration: 2013-06-10
Also published as: EP0741430A1; US5659274A; US5479142A; EP0573985A1; US5400002A; EP0741430B1; DE69322997D1; EP0573985B1; US5541559A; DE69332343D1; US5614876A; DE69322997T2

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK

1. GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein Zweifachmodus-Streifenfilter, das zur Filterung von Mikrowellen in Frequenzbändern verwendet wird, die vom UHF-Bereich zu einem extrem hohen Frequenzband (SHF-Band) reichen, und insbesondere ein Zweifachmodus-Streifenfilter, bei dem ein Durchlaßbereich für Mikrowellen passend eingestellt ist. Ebenfalls betrifft die vorliegende Erfindung ein mehrstufiges Zweifachmodus- Streifenfilter, bei dem Zweifachmodus-Streifenfilter eine Reihenschaltung bilden.

2. BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK

Im allgemeinen ist ein Resonanzfilter des leerlaufenden Typs mit halber Wellenlänge des Streifenrings als Filter für vom UHF- Band bis zum SHF-Band reichenden Mikrowellen verwendet worden. Auch Streifenring-Resonanzfilter eines Einwellenlängentyps sind bekannt geworden. Im Streifenring-Resonanzfilter des Einwellenlängentyps ist kein leerlaufendes Ende zur Reflexion der Mikrowellen erforderlich, weil die Leitungslänge des Streifenring-Resonanzfilters äquivalent zu einer Wellenlänge der Mikrowellen ist. Folglich werden Mikrowellen in effizienter Weise gefiltert, weil die Energie der Mikrowellen nicht am leerlaufenden Ende verlorengeht.
Jedoch gibt es einige Nachteile beim Streifenring- Resonanzfilter des Einwellenlängentyps. Das heißt, es ist schwierig, einen Streifenring-Resonanzfilter mit geringen Abmessungen herzustellen, weil ein Mittenabschnitt vom Streifenring-Resonanzfilter umgeben ist und einen toten Raum bildet.
Folglich ist kürzlich ein Zweifachmodusfilter vorgeschlagen worden, bei dem Mikrowellen in zwei orthogonalen Moden erregt und gefiltert werden. Das Zweifachmodusfilter hat jedoch noch keine praktische Anwendung gefunden.

2-1 VORANGEGANGENE VORGESCHLAGENE TECHNIK

Ein erstes herkömmliches Zweifachmodus-Streifenfilter wird beschrieben.
Fig. 2A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter, das als zweistufiges Filter arbeitet.
Wie in Fig. 2A gezeigt, ist ein herkömmlicherweise verwendetes Zweifachmodus-Streifenfilter mit einer Mikrowellen übertragenden Eingangsstreifenleitung 12 versehen, einem kapazitiv an die Eingangsstreifenleitung gekoppelten Streifenringresonator 13 des Einwellenlängentyps und einer kapazitiv an die Streifenringresonator 13 gekoppelten Ausgangsstreifenleitung 14.
Die Eingangsstreifenleitung 12 ist mit dem Streifenringresonator 13 über einen Luftspaltkondensator 15 gekoppelt, und die Ausgangsstreifenleitung 14 ist mit dem Streifenringresonator 13 über einen Luftspaltkondensator 16 gekoppelt. Auch ist die Ausgangsstreifenleitung 40 um 90º (oder ein Viertel der Wellenlänge der Mikrowellen) in der elektrischen Länge von der Eingangsstreifenleitung 12 entfernt.
Der Streifenringresonator 13 hat eine Leerlaufblindleitung 17, in der Mikrowellen reflektiert werden. Die Leerlaufblindleitung 17 ist um 135º in der elektrischen Länge von den Eingangs- und Ausgangsstreifenleitungen 12, 14 entfernt.
Die Arbeitsweise des Zweifachmodus-Streifenfilters 11 mit dem obigen Aufbau ist qualitativ in einem Konzept von Wanderwellen beschrieben.
Beim Senden eine Wanderwelle in eine Eingangsstreifenleitung 12 wird ein elektrisches Feld im Luftspaltkondensator 15 erzeugt. Folglich ist die Eingangsstreifenleitung 12 mit dem Streifenringresonator 13 kapazitiv gekoppelt, so daß ein starkes elektrisches Feld zu einem Koppelpunkt P1 des der Eingangsstreifenleitung 12 benachbarten Streifenringresonators 13 induziert wird. Das starke induzierte elektrische Feld verteilt sich im Streifenringresonator 13 in Form von Wanderwellen. Das heißt, eine der Wanderwellen wird im Uhrzeigersinn übertragen und die andere Wanderwelle wird im Gegenuhrzeigersinn übertragen.
Die Arbeitsweise der im Gegenuhrzeigersinn übertragenen Wanderwelle wird zunächst beschrieben.
Wenn die Wanderwelle den Koppelpunkt P2 des Streifenringresonators 13 erreicht, der der Ausgangsleitung 14 benachbart ist, wird die Phase der Wanderwelle um 90º verschoben. Folglich ist die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt P2 minimiert. Demnach ist die Ausgangsstreifenleitung 40 mit dem Streifenringresonator 13 nicht kapazitiv gekoppelt.
Wenn danach die Wanderwelle die leerlaufende Blindleitung 17 erreicht, wird die Phase der Wanderwelle weitere 135º verschoben, verglichen mit der Phase der Wanderwelle, die den Koppelpunkt P2 erreicht. Weil die leerlaufende Blindleitung 17 äquivalent zu einem diskontinuierlichen Abschnitt des Streifenringresonators 13 ist, wird ein Teil der Wanderwelle an der leerlaufenden Blindleitung 17 reflektiert und erzeugt eine reflektierte Welle, und ein Restteil der Wanderwelle wird nicht an der leerlaufenden Blindleitung 17 reflektiert, um eine nicht reflektierte Welle zu erzeugen.
Die nichtreflektierte Welle wird auf den Koppelpunkt P1 übertragen. Da in diesem Falle die Phase der zum Koppelpunkt P1 übertragenen nicht reflektierten Wanderwelle vollständig um 360º gegenüber der Phase der von der Eingangsstreifenleitung zum Koppelpunkt P1 übertragenen Wanderwelle verschoben ist, wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt P1 maximal. Folglich ist die Eingangsstreifenleitung 12 mit dem Streifenringresonator so gekoppelt, daß ein Teil der nicht reflektierten Welle zur Eingangsstreifenleitung 12 zurückkehrt. Ein Restteil der nicht reflektierten Welle wird erneut im Uhrzeigersinn gedreht, so daß die zum Streifenringresonator 13 übertragenen Mikrowellen in Resonanz sind.
Im Gegensatz dazu wird die reflektierte Welle zum Koppelpunkt P2 zurückkehren. In diesem Falle wird die Phase der reflektierten Welle am Koppelpunkt P2 weiter um 135º gegenüber derjenigen der reflektierten Wellenlänge an der leerlaufenden Blindleitung 17 verschoben. Das heißt, die Phase der reflektierten Welle am Koppelpunkt P2 ist insgesamt um 360º gegenüber derjenigen der Wanderwelle verschoben, die von der Eingangsstreifenleitung 12 auf den Koppelpunkt P1 übertragen wird. Folglich ist die Intensität des elektrischen Feldes am Koppelpunkt P2 maximiert, so daß die Ausgangsstreifenleitung 12 mit dem Streifenringresonator 13 gekoppelt ist. Im Ergebnis wird ein Teil der reflektierten Welle zur Eingangsstreifenleitung 12 übertragen. Ein Restteil der reflektierten Welle wird erneut im Uhrzeigersinn gedreht, so daß die zum Streifenringresonator übertragenen Mikrowellen in Resonanz sind.
Als nächstes wird die Wanderwelle beschrieben, die im Uhrzeigersinn übertragen wird.
Ein Teil der Wanderwelle wird an der leerlaufenden Blindleitung 17 reflektiert, um eine reflektierte Welle zu erzeugen, wenn die Phase der Wanderwelle um 135º verschoben ist. Eine nicht reflektierte Welle, gebildet aus einem Restteil der Wanderwelle, erreicht den Koppelpunkt P2. Die Phase der nicht reflektierten Welle ist insgesamt um 270º verschoben, so daß die Stärke des durch die nicht reflektierte Welle induzierten elektrischen Feldes minimiert ist. Folglich wird die nicht reflektierte Welle zur Ausgangsstreifenleitung 14 übertragen. Das heißt, ein Teil der nicht reflektierten Welle wird zur Eingangsstreifenleitung 12 in gleicher Weise übertragen, und ein Restteil der nicht reflektierten Welle wird erneut im Uhrzeigersinn so gedreht, daß zum Streifenringresonator 13 übertragene Mikrowellen in Resonanz sind.
Im Gegensatz dazu kehrt die reflektierte Welle zum Koppelpunkt P1 zurück. Da in diesem Falle die Phase der reflektierten Welle am Koppelpunkt P1 insgesamt um 270º verschoben ist, wird eine Stärke des durch die reflektierte Welle induzierten elektrischen Feldes minimiert, so daß die reflektierte Welle nicht auf die Eingangsstreifenleitung 12 übertragen wird. Danach erreicht die reflektierte Welle den Koppelpunkt P2. Da in diesem Falle die Phase der reflektierten Welle am Koppelpunkt P2 insgesamt um 360º verschoben ist, wird eine Stärke des durch die reflektierte Welle induzierten elektrischen Feldes maximiert. Folglich wird ein Teil der reflektierten Welle zur Ausgangsstreifenleitung 14 übertragen, und ein Restteil der reflektierten Welle wird erneut im Gegenuhrzeigersinn so gedreht, daß die zum Streifenringresonator 13 übertragenen Mikrowellen in Resonanz sind.
Da die Mikrowellen folglich mit dem Streifenringresonator 13 unter der Bedingung in Resonanz treten können, daß eine Wellenlänge der Mikrowellen gleich der Streifenleitungslänge des Streifenringresonators 13 ist, arbeitet das Zweifachmodus- Streifenfilter 11 als Resonator und als Filter.
Die von der Eingangsstreifenleitung 12 übertragenen Mikrowellen werden auch anfänglich in den Streifenringresonator 13 als nicht reflektierte Wellen übertragen, und die Mikrowellen werden erneut in den Streifenringresonator 13 als reflektierte Wellen übertragen, die um 90º gegenüber den nicht reflektierten Wellen verschoben sind. Mit anderen Worten, zwei aus der nicht reflektierten Welle und der reflektierten Welle gebildete orthogonale Moden bestehen unabhängig miteinander im Streifenringresonator 13. Folglich arbeitet das Zweifachmodus- Streifenfilter 11 als Zweimodenfilter. Das heißt, die Arbeitsweise des Zweifachmodus-Streifenfilters 11 ist äquivalent zu einem Paar in Serie geschalteter Einzelmodenfilter.
Darüber hinaus wird ein Verhältnis der Intensität der reflektierten Welle zur nicht reflektierten Welle proportional zur Länge der leerlaufenden Blindleitung 17 geändert, projiziert in radialer Richtung des Streifenringresonators 13. Folglich kann die Intensität der zur Ausgangsstreifenleitung 14 übertragenen reflektierten Mikrowellen durch Abgleich der leerlaufenden Blindleitung 17 eingestellt werden.
Das Zweifachmodus-Streifenfilter 11 ist vorgeschlagen worden von J. A. Curtis "International Microwave Symposium Digest", IEEE, Seiten 443 bis 446, (N-1), 1991.

2-2 ANDERER VORHERIGER VORGESCHLAGENER STAND DER TECHNIK

Als nächstes wird ein herkömmliches mehrstufiges Filter beschrieben.
Fig. 2A ist eine Aufsicht auf ein herkömmliches mehrstufiges Filter, bei dem zwei Zweifachmodus-Streifenfilter 11 in Serie geschaltet sind.
Wie in Fig. 2A gezeigt, besteht ein herkömmliches mehrstufiges Filter 21 aus dem Zweifachmodus-Streifenfilter 11a in einer ersten Stufe, dem Zweifachmodus-Streifenfilter 11b in einer zweiten Stufe, einer Streifenleitung 22 einer Zwischenstufe, von der ein Ende verbunden ist mit einem Koppelpunkt P3, der um 90 Grad beabstandet ist vom Koppelpunkt P1 des Zweifachmodus-Streifenfilters 11a, und dessen anderes Ende verbunden ist mit einem Koppelpunkt P4, der um 90 Grad vom ersten Koppelpunkt P2 des Zweifachmodus-Streifenfilters 11b beabstandet ist, und einer sekundären Zwischenstufenstreifenleitung 23, von der ein Ende verbunden ist mit einem Koppelpunkt PS, der um 180 Grad beabstandet ist vom Koppelpunkt P1 des Zweifachmodus-Streifenfilters 11a, und dessen anderes Ende verbunden ist mit dem Koppelpunkt P6, der um 180 Grad beabstandet ist vom Koppelpunkt P2 des Zweifachmodus- Streifenfilters 11b.
Wenn bei diesem Aufbau Mikrowellen zum Koppelpunkt P1 der Zweifachmodus-Streifenfilters 11a übertragen werden, wird ein großer Teil der Mikrowellen reflektiert an der leerlaufenden Blindleitung 17 des Zweifachmodus-Streifenfilters 11a, um reflektierte Mikrowellen zu erzeugen. Ein restlicher Teil der Mikrowellen wird auch nicht reflektiert, um nichtreflektierte Mikrowellen zu erzeugen. Danach wird die Stärke des elektrischen Feldes, das durch die reflektierten Mikrowellen induziert wird, beim Koppelpunkt P3 des Zweifachmodusstreifenfilters 11a maximiert. Die reflektierten Mikrowellen werden folglich in das Zweifachmodus-Streifenfilter 11b durch die Zwischenstufenstreifenleitung 22 übertragen. Danach werden die reflektierten Mikrowellen erneut reflektiert an der leerlaufenden Blindleitung 17 des Zweifachmodus-Streifenfilters 11b, so daß die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt P2 maximal wird. Die reflektierten Wellen werden folglich zur Ausgangsstreifenleitung 14 übertragen.
Auch die nichtreflektierten Mikrowellen werden kreisförmig geleitet im Zweifachmodusstreifenfilter 11a, und die Stärke des elektrischen Feldes, das durch die nichtreflektierten Mikrowellen induziert wird, wird am Koppelpunkt PS maximiert. Die nichtreflektierten Mikrowellen werden folglich übertragen zum Koppelpunkt P6 des Zweifachmodus-Streifenfilters 11b durch die sekundäre Zwischenstufenstreifenleitung 23. Danach werden die nichtreflektierten Mikrowellen im Zweifachmodus- Streifenfilter 11b ringförmig verschoben, und die Stärke des elektrischen Feldes, das durch nichtreflektierte Mikrowellen induziert wird, ist maximal am Koppelpunkt P2. Die nichtreflektierten Mikrowellen werden folglich zur Ausgangsstreifenleitung 14 übertragen.
In diesem Falle arbeiten die Zweifachmodus-Streifenfilter 11a, 11b als Resonator und Filter im Zweifachmodus für die reflektierten Mikrowellen. Eine Resonanzbreite der reflektierten Mikrowellen, gewonnen in der Ausgangsstreifenleitung 14, ist folglich eng. Im Gegensatz dazu arbeiten die Zweifachmodus- Streifenfilter 11, 11b als Resonator und als Filter in einem Einzelmodus für die nichtreflektierten Mikrowellen. Eine Resonanzbreite der nichtreflektierten Mikrowellen ist in der Ausgangsstreifenleitung 14 folglich breit.
Die Phase der reflektierten Mikrowellen verschiebt sich um 90 Grad ebenfalls im Zweifachmodus-Streifenfilter 11a, verglichen mit derjenigen der nichtreflektierten Mikrowellen, und die Phase der reflektierten Mikrowellen verschiebt sich darüber hinaus um 90 Grad in Zweifachmodus-Streifenfilter 11b, verglichen mit derjenigen der nichtreflektierten Mikrowellen. Die Phase der reflektierten Mikrowellen verschiebt sich folglich insgesamt um 180 Grad, verglichen mit derjenigen der nichtreflektierten Mikrowellen.
Die Stärke der reflektierten Mikrowellenwellen ist darüber hinaus größer als diejenige der nichtreflektierten Mikrowellen.
Wie in Fig. 2B gezeigt, werden Frequenzkennlinien der reflektierten Mikrowellen und der nichtreflektierten Mikrowellen gewonnen. Im Ergebnis interferieren die reflektierten Mikrowellen mit den nichtreflektierten Mikrowellen untereinander in der Ausgangsstreifenleitung 14, um interferierende Mikrowellen zu erzeugen. In diesem Falle, wie er in Fig. 2C gezeigt ist, werden zwei Einkerbungen (oder zwei Pole) auf beiden Seiten der Resonanzfrequenz ω&sub0; (oder einer Mittenfrequenz) der interferierenden Mikrowellen erzeugt.
Wenn eine Grundschwingung der Mikrowellen in Resonanz tritt und gefiltert wird in einem mehrstufigen Filter, wird eine Resonanzbrite 2Δω der Grundschwingung weitestgehend schmal, wie allgemein bekannt. Wenn jedoch eine harmonische Komponente mit N Grad der Mikrowellen in Resonanz tritt und gefiltert wird im mehrstufigen Filter 21, wird eine Resonanzbreite 2NΔω der harmonischen Komponente mit N Grad proportional breit, da die Zahl N anwächst.
Die Grundschwingung der Mikrowellen und einige harmonische Komponenten niedrigen grades der Mikrowellen können in tiefe Resonanz treten und im mehrstufigen Filter 21 gefiltert werden. Das mehrstufige Filter 21 kann folglich als elliptisches Filter arbeiten, bei dem die Einkerbungen tief auf beiden Seiten der Resonanzfrequenz auftreten.

2-3 AUFGABEN, DIE DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSEN SIND

Jedoch gibt es viele Nachteile beim Zweifachmodus- Streifenfilter 11. Das heißt, da ein Durchlaßbereich (oder eine Bandbreite bei halbiertem Maximum) nur durch Abgleich der Länge der leerlaufenden Blindleitung 17 eingestellt wird, kann der Durchlaßbereich nicht vergrößert werden. Mit anderen Worten, wenn die Breite der leerlaufenden Blindleitung 17 in Umfangsrichtung aufgeweitet wird, um den Durchlaßbereich zu vergrößern, wird die Phase der reflektierten Welle, die die Ausgangsstreifenleitung 14 erreicht, in unerwünschter Weise verschoben. Im Ergebnis wird die Stärke der Mikrowellen herabgesetzt, die durch die Ausgangsstreifenleitung 14 bei der mittleren Wellenlänge (oder der Resonanzfrequenz) der Mikrowellen in Resonanz übertragen werden.
Wenn eine Vielzahl von Zweifachmodus-Streifenfiltern 11 in Serie geschaltet werden, um ein mehrstufiges Filter zu schaffen, wird darüber hinaus der Durchlaßbereich des mehrstufigen Filters weiter eingeengt. Folglich ist das mehrstufige Filter für die Praxis ohne Nutzen.
Es gibt auch viele Nachteile beim mehrstufigen Filter 21. Das heißt, weil reflektierte Mikrowellen erzeugt werden lediglich durch die leerlaufenden Blindleitungen 17, kann der Wellenwiderstand des mehrstufigen Filters 21 nicht in passender Weise eingestellt werden. Eine Resonanzbreite im Filter 21 ist auch eingeengt, so daß das mehrstufige Filter 21 für die praktische Verwendung nicht nützlich ist.
In "Miniature dual mode microstrip filters" von J. A. Curtis et al., IEEE MTT-S INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM-DIGEST, Band 2, 10. bis 14. Juni 1991, ist ein Zweifachmodus- Streifenfilter gemäß dem Oberbegriff der Patentansprüche 1, 5, 7 und 19 offenbart. Gemäß dem Stand der Technik wird einem Einfachmodusringresonator eine Störung hinzugefügt an einem Punkt, der 45 Grad vom Abgriff der Kopplung des Resonators liegt. Die Störung der Symmetrie vom Resonator beim 45-Grad- Versatzort erleichtert die Kopplung zwischen den beiden Orthogonalmodi innerhalb des Resonators. Die Störung stört insbesondere die Resonanzfelder und erregt einen zweiten Resonanzmodus in jedem Resonator. Ein präzises Layout ist erforderlich, um somit die gewünschte Resonanzbreite zu erhalten.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter zu schaffen, bei dem die Resonanzbreite in geeigneter Weise einstellbar ist.
Die Aufgabe wird gelost durch ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter, wie es im Anspruch 1, 5, 7 und 19 angegeben ist.
Beim obigen Aufbau wird eine Mikrowelle übertragen zum ersten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung im Resonanz- und Filtermittel durch die Wirkung des Eingangskoppelmittels. Die Stärke des elektromagnetischen Feldes im ersten Punkt wird folglich angehoben. Danach wird die Mikrowelle ringförmig in der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung verschoben, während das elektromagnetische Feld induziert wird. Die Mikrowelle tritt folglich in Resonanz und wird gefiltert in der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, weil die elektrische Länge der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der Wellenlänge der Mikrowelle äquivalent ist.
Weil der Wellenwiderstand in diesem Falle von der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung verändert ist, wird auch die Stärke des elektromagnetischen Feldes an einem dritten und vierten Koppelpunkt erhöht, obwohl der dritte und der vierte Koppelpunkt voneinander um eine Viertelwellenlänge der Mikrowelle vom ersten Koppelpunkt beabstandet sind. Die Mikrowelle wird folglich aus dem vierten Koppelpunkt durch die Wirkung des Ausgangskoppelmittels abgegeben.
Eine Resonanzbreite der Mikrowelle, die in Resonanz tritt, kann folglich passend eingestellt werden durch Ändern des Wellenwiderstands der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung mit dem Wellenwiderstandsänderungsmittel.
Vorzugsweise wird der Wellenwiderstand geändert durch eine Phasenschiebeschaltung, wie sie im Patentanspruch 1 angegeben ist.
Wenn im obigen Aufbau der Eingangsanschluß von der Mikrowelle erregt ist, wird ein elektrisches Feld im Eingangskoppelkondensator induziert, so daß das elektrische Feld auch im ersten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung induziert wird. Das heißt, die Mikrowelle wird übertragen aus dem Eingangsanschluß zur Streifenleitung. Danach wird die Mikrowelle ringförmige in der Streifenleitung verschoben, und die Intensität des elektrischen Feldes, induziert durch die Mikrowelle, wird maximal am zweiten Koppelpunkt, weil der zweite Koppelpunkt um die halbe Wellenlänge der Mikrowelle beabstandet ist vom ersten Koppelpunkt. Die Phasenschiebeschaltung ist folglich mit der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung am zweiten Koppelpunkt verbunden. Danach wird die Mikrowelle von der schleifenförmigen Streifenleitung zur Phasenschiebeschaltung durch den zweiten Koppelpunkt übertragen.
In der Phasenschiebeschaltung verschiebt sich die Phase der Mikrowelle um ein Vielfaches der Halbwellenlänge von der Mikrowelle, um eine phasenverschobene Mikrowelle zu erzeugen. Die Stärke des elektrischen Feldes am dritten Koppelpunkt der schleifenförmigen Streifenleitung wird folglich maximiert durch die phasenverschobene Mikrowelle. Danach wird die phasenverschobene Mikrowelle ringförmig in der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung verschoben, um in Resonanz zu treten und gefiltert zu werden. In diesem Falle ist die Stärke des elektrischen Feldes am vierten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung maximal durch die phasenverschobene Mikrowelle, weil der vierte Koppelpunkt um eine Halbwellenlänge der Mikrowelle beabstandet ist vom dritten Koppelpunkt. Das elektrische Feld wird auch folglich im Ausgangskoppelkondensator induziert, so daß der Ausgangsanschluß mit der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung gekoppelt ist. Danach wird die phasenverschobene Mikrowelle vom vierten Koppelpunkt an den Ausgangsanschluß durch die Wirkung des Ausgangskoppelkondensators abgegeben.
Da der Wellenwiderstand der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung durch die Phasenschiebeschaltung geändert ist, bestehen folglich die Mikrowelle und die phasenverschobene Mikrowelle, deren Phase orthogonal zu der der Mikrowelle ist, in der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung. Die phasenverschobene Mikrowelle kann folglich vom vierten Koppelpunkt abgegeben werden, obwohl der vierte Koppelpunkt um eine Viertelwellenlänge der Mikrowelle vom ersten Koppelpunkt beabstandet ist.
Im obigen Aufbau, wie er im Patentanspruch 5 festgelegt ist, wird eine Mikrowelle geteilt in eine erste und in eine zweite Teilmikrowelle, die beide orthogonal zueinander im Eingangshybridring stehen. Die erste Teilmikrowelle tritt danach in Resonanz gemäß einem ersten Resonanzmodus in jedem der Streifenresonatoren, und die zweite Teilmikrowelle tritt in Resonanz gemäß einem zweiten Resonanzmodus in jedem der Streifenresonatoren. Der erste Resonanzmodus und der zweite Resonanzmodus bestehen gemeinsam unabhängig in den Streifenresonatoren. Der zweite Resonanzmodus ist auch orthogonal zum ersten Resonanzmodus. Das heißt, die erste Teilmikrowelle wird aufgenommen am zweiten Koppelpunkt und wird abgegeben vom ersten Koppelpunkt bei jedem der Streifenresonatoren. Im Gegensatz dazu wird die zweite Teilmikrowelle am vierten Koppelpunkt aufgenommen und vom dritten Koppelpunkt in jedem der Streifenresonatoren abgegeben.
Nachdem die erste und die zweite Teilmikrowelle im Streifenresonator in der letzten Stufe in Resonanz getreten ist, wird die erste Teilmikrowelle zum dritten Hybridanschluß des Ausgangshybridringkopplers übertragen, und die zweite Teilmikrowelle wird zum vierten Hybridanschluß des Ausgangshybridringkopplers übertragen. Danach werden die Phasen der ersten und der zweiten Teilmikrowellen auf dieselbe eingestellt, und die erste und die zweite Teilmikrowelle werden im Ausgangshybridringkoppler zusammengesetzt, um eine zusammengesetzte Mikrowelle zu bilden. Danach wird die zusammengesetzte Mikrowelle vom Ausgangsanschluß des Ausgangshybridringkopplers abgegeben.
Da die Mikrowelle in einem Falle in Resonanz tritt, bei dem die Wellenlänge der Mikrowelle der elektrischen Länge einer jeden der Streifenleitungen äquivalent ist, und da der erste und der zweite Resonanzmodus unabhängig miteinander in jedem der Streifenresonatoren bestehen, kann das mehrstufige Zweifachmodusfilter als ein Filter in zwei Modi arbeiten.
Weil auch die elektrische Leistung der Mikrowelle im Eingangshybridringkoppler durch zwei geteilt wird, ist die elektrische Leistung einer jeden der Teilmikrowellen halb so groß wie die der Mikrowelle. Obwohl die elektrische Leistung der Mikrowelle groß ist, kann folglich die Mikrowelle in Resonanz treten und gefiltert werden in den Streifenresonatoren, ohne die Streifenresonatoren zu überhitzen.
Eine Resonanzbreite der Mikrowelle kann darüber hinaus in geeigneter Weise eingestellt werden durch Ändern von Funktionen der ersten und zweiten Phasenschiebeschaltung.
Im zweiten Aufbau, wie er im Patentanspruch 7 festgelegt ist, wird die Mikrowelle anfänglich vom ersten Eingangsanschluß zur ringförmigen Streifenleitung in der ersten Stufe übertragen. Danach wird die erste Mikrowelle zu den ringförmigen Streifenleitungen in den unteren Stufen stufenweise übertragen. Nachdem die ersten Mikrowellen in die ringförmige Streifenleitung in der letzten Stufe übertragen worden sind, wird die erste Mikrowelle zum ersten Ausgangsanschluß abgegeben. Nachdem die erste Mikrowelle in diesem Falle zum ersten Anschluß einer jeden der ringförmigen Streifenleitungen übertragen worden ist, tritt die erste Mikrowelle in Resonanz gemäß dem ersten Wellenwiderstand, der geändert wurde vom ersten Resonanzkondensator, obwohl die erste Wellenlänge der ersten Mikrowelle nicht zu der elektrischen Länge der ringförmigen Streifenleitung paßt. Danach wird die erste Mikrowelle vom ersten Anschluß der ringförmigen Streifenleitung in die obere Stufe zum ersten Anschluß der ringförmigen Streifenleitung in der unteren Stufe durch den ersten Zwischenstufenkondensator übertragen.
Im Gegensatz dazu wird die zweite Mikrowelle anfänglich vom zweiten Eingangsanschluß zur ringförmigen Streifenleitung in der ersten Stufe übertragen. Danach wird die zweite Mikrowelle in die ringförmigen Streifenleitungen in den unteren Stufen stufenweise übertragen. Nachdem die zweiten Mikrowellen in die ringförmige Streifenleitung der letzten Stufe übertragen worden sind, wird die zweite Mikrowelle am zweiten Ausgangsanschluß abgegeben. Nachdem in diesem Falle die zweite Mikrowelle zum zweiten Anschluß einer jeden der ringförmigen Streifenleitungen übertragen worden ist, tritt die zweite Mikrowelle gemäß dem zweiten Wellenwiderstand in Resonanz, bestimmt durch die Leitungsimpedanz einer jeden der ringförmigen Streifenleitungen. Die zweite Mikrowelle tritt folglich unter dem Umstand in Resonanz, daß eine zweite Wellenlänge der zweiten Mikrowelle mit der elektrischen Länge der ringförmigen Streifenleitungen übereinstimmt. Danach wird die zweite Mikrowelle vom vierten Anschluß des ringförmigen Streifenleiters in der oberen Stufe an den zweiten Anschluß der ringförmigen Streifenleitung in der unteren Stufe durch den zweiten Zwischenstufenkondensator abgegeben.
Da die erste Mikrowelle und die zweite Mikrowelle folglich unabhängig gemeinsam in den ringförmigen Streifenleitungen vorhanden sind, können die erste und die zweite Mikrowelle gleichzeitig in zwei Modi in Resonanz treten. Weil eine erste Resonanzwellenlänge der ersten Mikrowellen auch bestimmt ist durch die elektrische Länge der ringförmigen Streifenleitungen und der ersten Resonanzkondensatoren, und weil eine zweite Resonanzwellenlänge der zweiten Mikrowelle bestimmt ist durch die elektrische Länge der ringförmigen Streifenleitungen, kann jeder der Ringresonatoren als Filter für die erste und für die zweite Mikrowelle arbeiten.
Auch eine erste Resonanzbreite der ersten Mikrowelle kann passend eingestellt werden durch Ändern von Kapazitäten des ersten Resonanzkondensators.
Vorzugsweise enthält das mehrstufige Zweimodenfilter zusätzlich eine Vielzahl zweiter Resonanzkondensatoren, die jeweils mit dem zweiten und dem vierten Anschluß der ringförmigen Streifenleitung verbunden sind, um den zweiten Wellenwiderstand einer jeden der ringförmigen Streifenleitungen einzustellen, wobei eine Phase der zweiten Mikrowelle von den zweiten Resonanzkondensatoren verändert wird.
Im obigen Aufbau tritt die zweite Mikrowelle gemäß dem zweiten Wellenwiderstand in Resonanz, geändert durch die zweiten Resonanzkondensatoren, obwohl eine zweite Wellenlänge der zweiten Mikrowelle nicht mit der elektrischen Länge der ringförmigen Streifenleitung übereinstimmt.
Eine zweite Resonanzbreite der zweiten Mikrowelle kann folglich passend eingestellt werden durch Ändern von Kapazitäten der zweiten Resonanzkondensatoren.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Die Aufgaben Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachstehenden Beschreibung in Verbindung mit der beiliegenden Zeichnung deutlich.
Fig. 1 ist eine Aufsicht auf ein herkömmliches Zweifachmodus-Streifenfilter, das als Zweistufenfilter arbeitet;
Fig. 2A ist eine Aufsicht eines herkömmlichen Mehrstufenfilters, bei dem zwei Zweifachmodus-Streifenfilter, die in Fig. 1 gezeigt sind, in Serie geschaltet sind;
Fig. 2B zeigt graphisch die Frequenzgänge von reflektierten Mikrowellen und nichtreflektierten Mikrowellen, gewonnen im in Fig. 2A gezeigten herkömmlichen Mehrstufenfilter;
Fig. 2C zeigt graphisch die Frequenzgänge interferierender Mikrowellen, gewonnen im in Fig. 2A gezeigten herkömmlichen Mehrstufenfilter;
Fig. 3 ist ein Aufsicht eines Zweifachmodus-Streifenfilters nach einem ersten Konzept;
Fig. 4A ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie IV-IV von Fig. 2;
Fig. 4B ist eine weitere Querschnittsansicht entlang der Linie IV-IV von Fig. 2 gemäß einer weiteren Abwandlung des ersten Konzepts;
Fig. 5 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts, das in den Fig. 3, 4A gezeigt ist;
Fig. 6 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem zweiten Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts, das in den Fig. 3, 4A gezeigt ist;
Fig. 7 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem dritten Ausführungsbeispiel des ersten in den Fig. 3, 4A gezeigten Konzepts;
Fig. 8 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem vierten Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts, das in den Fig. 3, 4A gezeigt ist;
Fig. 9 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem fünften Ausführungsbeispiel des ersten in den Fig. 3, 4A gezeigten Konzepts, wobei das Zweifachmodus-Streifenfilter gebildet ist aus einer Reihe dreier in Fig. 3 gezeigten Zweifachmodus-Streifenfilter;
Fig. 10 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel des ersten in den Fig. 3, 4A gezeigten Konzepts;
Fig. 11 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel eines zweiten Konzepts;
Fig. 12 zeigt die Bedämpfung von Mikrowellen in einem Zweifachmodus-Streifenfilter in tabellarischer Form;
Fig. 13 ist eine Aufsicht eines Zweifachmodus- Streifenfilters nach einer weiteren Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im zweiten Konzept;
Fig. 14 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem zweiten Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts;
Fig. 15 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer weiteren Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels im zweiten Konzept;
Fig. 16 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel eines dritten Konzepts;
Fig. 17 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer weiteren Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im dritten Konzept;
Fig. 18 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem zweiten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts;
Fig. 19 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer weiteren Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels im dritten Konzept;
Fig. 20A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem dritten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts;
Fig. 20B zeigt eine Reihe von Kondensatoren, die im wesentlichen mit einem Paar von Massekondensatoren übereinstimmen, gezeigt in Fig. 20A;
Fig. 20C zeigt ein elektrisches Ersatzschaltbild für die in Fig. 20B gezeigten Kondensatoren;
Fig. 21 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer weiteren Abwandlung des dritten Ausführungsbeispiels im dritten Konzept;
Fig. 22A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem vierten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts;
Fig. 22B zeigt ein Paar Streifenleitungen, die miteinander gekoppelt sind, wobei die Streifenleitungen im wesentlichen der in Fig. 22A gezeigten leerlaufenden Streifenleitung äquivalent sind;
Fig. 23A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem fünften Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts;
Fig. 23B zeigt eine Reihe von Kondensatoren, die im wesentlichen mit einem Paar von in Fig. 23A gezeigten Massekondensatoren übereinstimmen;
Fig. 23C zeigt ein elektrisches Ersatzschaltbild für die in Fig. 23B gezeigten Kondensatoren;
Fig. 24 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer weiteren Abwandlung des fünften Ausführungsbeispiel im dritten Konzept;
Fig. 25A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem sechsten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts;
Fig. 25B zeigt ein Paar miteinander gekoppelter Streifenleitungen, wobei die Streifenleitungen im wesentlichen den in Fig. 22A gezeigten leerlaufenden Streifenleitungen äquivalent sind;
Fig. 26A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter, das aus einer Serie dreier Zweifachmodus- Streifenfilter gebildet ist, die in Fig. 18 gezeigt sind, nach einem siebenten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts;
Fig. 26B ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter, das gebildet ist aus einer Serie dreier in Fig. 16 gezeigten Zweifachmodus-Streifenfilter gemäß einer weiteren Abwandlung vom siebenten Ausführungsbeispiel im dritten Konzept;
Fig. 27 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter, bei dem eine Antenne und eine Phasenschiebeschaltung zu dem in Fig. 26A gezeigten mehrstufigen Zweifachmodusfilter hinzugekommen sind;
Fig. 28 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel eines vierten Konzepts;
Fig. 29 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach einer ersten Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept;
Fig. 30 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer zweiten Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept;
Fig. 31 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer dritten Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept;
Fig. 32 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem zweiten Ausführungsbeispiel vom vierten Konzept; und
Fig. 33 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einer ersten Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Bevorzugte Ausführungsbeispiele eines Zweifachmodus- Streifenfilters nach der vorliegenden Erfindung werden anhand der Zeichnung beschrieben.
Zuerst wird in erstes Ausführungsbeispiel eines ersten Konzepts nach der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 3 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus-Steifenfilter nach einem ersten Konzept. Fig. 4A ist eine Querschnittsansicht, die allgemein entlang der Linie IV-IV von Fig. 3 verläuft. Fig. 4B ist eine weitere Querschnittsansicht entlang der Linie IV-IV von Fig. 3 nach einer weiteren Abwandlung des ersten Konzepts.
Wie in Fig. 3 gezeigt, enthält ein Zweifachmodus- Streifenfilter 31 nach einem ersten Konzept einen Eingangsanschluß 32, der von Mikrowellen erregt wird, einen Streifenleitungs-Ringresonator 33, in dem Mikrowellen in Resonanz sind, und einen Eingangskoppelkondensator 34, der den Eingangsanschluß 32 mit einem Koppelpunkt A des Ringsresonators 33 verbindet, um den von Mikrowellen erregten Eingangsanschluß 32 kapazitiv an den Ringresonator 33 zu koppeln, einen Ausgangsanschluß 35, der von Mikrowellen im Ringresonator 33 in Resonanz erregt ist, einen Ausgangskoppelkondensator 36, der den Ausgangsanschluß 35 mit einem Koppelpunkt B im Ringresonator 33 verbindet, um den Ausgangsanschluß 35 mit dem Ringresonator kapazitiv zu koppeln, eine Phasenschiebeschaltung 37, die mit einem Koppelpunkt C und einem Koppelpunkt D des Ringresonators 33 verbunden ist, einen ersten Koppelkondensator 38 zur Kopplung eines Verbindungsanschlusses 40 der Phasenschiebeschaltung 37 mit dem Koppelpunkt C in kapazitiver Kopplung, und einen zweiten Koppelkondensator 39 zur kapazitiven Kopplung eines weiteren Verbindunganschlusses 41 der Phasenschiebeschaltung 37 mit dem Koppelpunkt D.
Der Ringresonator 33 hat eine einheitliche Leitungsimpedanz und eine elektrische Länge, die einer Resonanzwellenlänge λ&sub0; äquivalent ist. In dieser Beschreibung wird die elektrische Länge einer Streifenleitung in Form einer geschlossenen Schleife, wie dem Ringresonator 33, in einer Winkeleinheit ausgedrückt. Beispielsweise wird die elektrische Länge des Ringresonators 33, die der Resonanzwellenlänge λ&sub0; äquivalent ist, 360º genannt.
Die Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 34, 36 und erste und zweite Koppelkondensatoren 38, 38 sind jeweils als Plattenkondensator gebildet.
Der Koppelpunkt B ist um 90º der elektrischen Länge (oder eine Viertellänge der Mikrowellen) vom Koppelpunkt A beabstandet. Der Koppelpunkt B ist um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A beabstandet (oder eine halbe Wellenlänge der Mikrowellen). Der Koppelpunkt D ist um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt B entfernt.
Die Phasenschiebeschaltung 37 besteht aus einem oder mehreren passiven oder aktiven Elementen, wie beispielsweise einem Kondensator, einer Induktivität, einer Streifenleitung, einem Verstärker, einer Zusammensetzeinheit für jene Elemente oder dergleichen. Die Phase zur Phasenschiebeschaltung 37 übertragener Mikrowellen verschiebt sich um ein Vielfaches einer halben Wellenlänge der Mikrowellen, um phasenverschobene Mikrowellen zu erzeugen.
Wie in Fig. 4A gezeigt, beinhaltet der Ringresonator 33 eine Streifenleiterplatte 42, ein dielektrisches Substrat 43, das die Streifenleiterplatte 42 verbindet, und ein Leitsubstrat 44, das die elektrische Substrat 43 aufbaut. Das heißt, der Ringresonator 33 ist aus einer Mikrostreifenleitung gebildet. Die Wellenlänge der Mikrowelle hängt ab von der relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r des dielektrischen Substrats 43, so daß die elektrische Länge des Ringresonators von der relativen Dielektrizitätskonstante &epsi;r abhängt.
Das erste Konzept ist nicht auf die Mikrostreifenleitung beschränkt. Das heißt, es ist möglich, daß der Ringresonator 33 aus einer in Fig. 4B gezeigten symmetrischen Streifenleitung besteht. Wie in Fig. 4B gezeigt, enthält der Ringresonator 33 eine Streifenleiterplatte 42 m, ein dielektrisches Substrat 43 m, das die Streifenleiterplatte 42 m umgibt, und ein Paar von Leitsubstraten 44 m, die das dielektrische Substrat 43 m einschließen.
Wenn im obigen Aufbau der Eingangsanschluß 32 durch Mikrowellen mit verschiedenen Längen um die Resonanzwellenlänge λ&sub0; herum erregt wird, bildet sich ein elektrisches Feld um den Eingangskoppelkondensator herum, so daß die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt A des Ringresonators 33 auf einen maximalen Wert erhöht wird. Der Ausgangsanschluß 32 ist folglich mit dem Ringresonator 33 kapazitiv gekoppelt, und die Mikrowellen werden vom Eingangsanschluß 32 zum Koppelpunkt A des Ringresonators 33 übertragen. Danach werden die Mikrowellen im Ringresonator im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn umlaufen. In diesem Falle werden die Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; gemäß einem ersten Resonanzmodus selektiv schwingen.
Die Stärke des durch die Mikrowellen in Resonanz induzierten elektrischen Feldes wird am Koppelpunkt B minimiert, der um 90º der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, weil die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt A auf den Maximalwert erhöht ist. Folglich werden die Mikrowellen nicht zum Ausgangsanschluß 35 übertragen. Auch ist die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt D minimiert, der um 90º in der elektrischen Wellenlänge vom Koppelpunkt A entfernt ist, so daß die Mikrowellen nicht vom Koppelpunkt D zur Phasenschiebeschaltung 37 übertragen werden. Weil der Koppelpunkt C um 180º der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, ist im Gegensatz dazu die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt C maximal, und der Verbindungsanschluß 40 wird von Mikrowellen erregt, die im Ringresonator 33 umlaufen.
Folglich werden Mikrowellen vom Koppelpunkt C zur Phasenschiebschaltung 37 durch den ersten Koppelkondensator 38 übertragen.
In der Phasenschiebeschaltung 37 verschiebt sich die Phase der Mikrowellen, um die phasenverschobenen Mikrowellen zu erzeugen. Die Phase der Mikrowellen verschiebt sich beispielsweise um deren halbe Wellenlänge. Danach wird der Verbindungsanschluß 41 durch die phasenverschobenen Mikrowellen erregt, und die phasenverschobenen Mikrowellen werden zum Koppelpunkt D über den zweiten Koppelkondensator 39 übertragen. Die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt D steigt folglich auf den Maximalwert an. Danach laufen die phasenverschobenen Mikrowellen im Ringresonator im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn herum, so daß die phasenverschobenen Mikrowellen einen zweiten Resonanzmodus haben. In diesem Falle ist der Durchlaßbereich (oder gesamte Breite beim halben Maximum) der phasenverschobenen Mikrowellen gemäß dem Wellenwiderstand des Ringresonators 33 bestimmt. Der Wellenwiderstand des Ringresonators 33 hängt von der einheitlichen Leitungsimpedanz des Ringresonators 33 und dem Wellenwiderstand der Phasenschiebeschaltung 37 ab.
Weil danach der Koppelpunkt B um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt D entfernt ist, wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt B erhöht. Folglich wird ein elektrisches Feld um den Ausgangskoppelkondensator 36 induziert, so daß der Ausgangsanschluß 35 mit dem Koppelpunkt B kapazitiv gekoppelt ist. Danach werden die phasenverschobenen Mikrowellen vom Koppelpunkt B zum Ausgangsanschluß 35 übertragen. Weil die Koppelpunkte A, C jeweils um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt D entfernt sind, wird die Stärke des elektrischen durch die phasenverschobenen Mikrowellen induzierten Feldes folglich an den Koppelpunkten A, C minimiert. Also werden phasenverschobenen Mikrowellen weder auf den Eingangsanschluß 32 noch auf den Verbindungsanschluß 40 übertragen.
Folglich treten die Mikrowellen mit der Resonanzwelle λ&sub0; in selektiver Weise mit dem Ringresonator 33 in Resonanz und werden zum Ausgangsanschluß 35 übertragen. Das Zweifachmodus- Streifenfilter 31 arbeitet demnach als Resonator und als Filter.
Die vom Eingangsanschluß 32 übertragenen Mikrowellen werden zunächst im Ringresonator 33 entsprechend dem ersten Resonanzmodus in Resonanz treten, und die phasenverschobenen Mikrowellen werden erneut im Ringresonator 33 gemäß dem zweiten Resonanzmodus schwingen. Auch die Phase der phasenverschobenen Mikrowellen verschiebt sich um 90º gegenüber den Mikrowellen. Folglich existieren im Ringresonator 33 zwei orthogonale Moden unabhängig miteinander, die aus dem ersten Resonanzmodus und dem zweiten Resonanzmodus gebildet sind. Folglich arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 31 als Zweimodenfilter.
Weil auch der Durchlaßbereich der phasenverschobenen Mikrowellen vom Wellenwiderstand der Phasenschiebeschaltung 37 abhängt, kann der Durchlaßbereich der phasenverschobenen Mikrowellen in passender Weise aufgeweitet werden durch Ändern des Wellenwiderstands der Phasenschiebeschaltung 37.
Auch aktive Elemente können in der Phasenschiebeschaltung 37 vorgesehen sein, um ein abstimmbares Filter mit einer Verstärkungsfunktion oder einem elektrischen Leistungsverstärker zu schaffen.
Als nächstes wird ein erstes Ausführungsbeispiel des ersten Konzeptes beschrieben, durch das eine Phasenschiebeschaltung 37 verkörpert wird.
Fig. 5 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel des in den Fig. 3, 4A gezeigten Konzepts.
Wie in Fig. 5 gezeigt, beinhaltet das Zweifachmodus- Streifenfilter 51 den Eingangsanschluß 32, den Streifenleitungsringresonator 33, den Eingangskoppelkondensator 34, den Ausgangsanschluß 35, den Ausgangskoppelkondensator 36, den ersten Koppelkondensator 38, den zweiten Koppelkondensator 39 und eine Streifenleitung 52, die mit den Verbindungsanschlüssen 40, 41 verbunden ist.
Im obigen Aufbau ist die Streifenleitung 52 im Zweifachmodus-Streifenfilter 51 als Phasenschiebeschaltung 37 eingerichtet. Die Phase der zur Streifenleitung 52 übertragenen Mikrowellen verschiebt sich proportional zur Länge der Streifenleitung 52, während dies abhängig von der Breite der Streifenleitung 52 ist. Wenn beispielsweise die Breite der Streifenleitung 52 größer wird, arbeitet die Streifenleitung 52 hauptsächlich als Kondensator, und ein Kondensator der Kapazität verändert sich proportional zur Länge der Streifenleitung 52. Auch wenn die Breite der Streifenleitung verringert wird, dominiert die Streifenleitung 52 als Induktivität, und eine Induktivität verändert sich proportional zur Länge der Streifenleitung 52.
Folglich arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 51 als Resonator und Filter in einen Zweifachmodus in gleicher Weise wie das Zweifachmodus-Streifenfilter 31.
Auch kann die Durchlaßbreite passend eingestellt werden durch Ändern der Länge und Breite der Streifenfilter 52.
Im ersten Ausführungsbeispiel befindet sich die Streifenleitung 52 außerhalb des Zweifachmodus-Streifenfilters 33. Jedoch ist es vorzuziehen, daß sich die Streifenleitung 52 in einem zentralen hohlen Bereich des Streifenleitungs- Ringresonators 33 befindet, um die Abmessungen des Zweifach- Streifenfliters 51 klein zu halten.
Als nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts beschrieben, mit dem eine in Fig. 3 gezeigte Phaseschiebeschaltung 37 verkörpert wird.
Fig. 6 ist eine Aufsicht eines Zweifachmodus-Streifenleiters nach einem zweiten Ausführungsbeispiel des ersten in den Fig. 3, 4A gezeigten Konzepts.
Wie in Fig. 6 gezeigt, beinhaltet ein Zweifachmodus- Streifenfilter 61 den Eingangsanschluß 32, den Streifenleitungs- Ringresonator 33, den Eingangskoppelkondensator 34, den Ausgangsanschluß 35, den Ausgangskoppelkondensator 36, den ersten Koppelkondensator 38, den zweiten Koppelkondensator 39 und eine parallelgeschaltete Induktivität 62, die einerseits mit den Verbindunganschlüssen 40, 41 und anderseits mit Masse verbunden ist.
Ein Hochpaßfilter des T-Typs ist generell bei einem Paar in Serie geschalteter Kondensatoren und einer parallelgeschalteten Induktivität vorgesehen. Im zweiten Ausführungsbeispiel sind der erste Koppelkondensator 38 und der zweite Koppelkondensator 39 durch in Serie geschaltete Kondensatoren ersetzt. Folglich arbeitet eine Kombinationseinheit aus dem ersten und zweiten Koppelkondensator 38, 39 und der parallelgeschalteten Induktivität 62 als Hochpaßfilter.
Die parallelgeschaltete Induktivität 62 ist in der Mitte des Hohlraums des Steifenleitungs-Ringsresonators 33 gebildet.
Beim obigen Aufbau werden Mikrowellen mit vergleichsweise hoher Frequenz aus dem Koppelpunkt C zum Koppelpunkt D über den ersten Koppelkondensator 38 und über den zweiten Koppelkondensator 39 übertragen. Im Gegensatz dazu werden Mikrowellen mit vergleichsweise niederiger Frequenz wegen der Wirkung der parallelgeschalteten Induktivität 62 im Zweifachmodus-Streifenfilter 61 nicht in Resonanz treten.
Da die Mikrowellen mit vergleichsweise hoher Frequenz selektiv in Resonanz treten und gefiltert werden, ist das Zweifachmodus-Streifenfilter 61 nützlich zur Filterung der Mikrowellen mit einer vergleichsweise hohen Frequenz.
Auch weil der erste und zweite Koppelkondensator 38, 39 und die parallelgeschaltete Induktivität sich in einem zentralen Hohlraum des Ring 33 befinden, können die Abmessungen des Zweifachmodus-Streifenfilters 61 minimiert werden.
Auch kann der Durchlaßbereich in geeigneter Weise durch Ändern der Induktivität der parallelgeschalteten Induktivität 62 verändert werden.
Als nächstes wird ein drittes Ausführungsbeispiel des ersten Konzeptes beschrieben, nach dem eine in Fig. 3 gezeigte Phasenschiebeschaltung 37 verkörpert wird.
Fig. 7 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem dritten Ausführungsbeispiel des ersten in den Fig. 3, 4A gezeigten Konzepts.
Wie in Fig. 7 gezeigt, umfaßt ein Zweifachmodus- Streifenfilter 71 den Eingangsanschluß 32, den Streifenleitungs- Ringresonator 33, den Eingangskoppelkondensator 34, den Ausgangsanschluß 35, den Ausgangskoppelkondensator 36, den ersten Koppelkondensator 38, den zweiten Koppelkondensator 39, eine in Serie geschaltete Induktivität 72, deren beide Enden mit den Verbindungsanschlüssen 40, 41 verbunden sind, einen ersten parallelgeschalteten Kondensator 73, dessen eines Ende mit dem Koppelkondensator 38 und dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist, und einen zweiten parallelgeschalteten Kondensator 74, dessen eines Ende mit dem Koppelkondensator 39 und dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist.
Ein Tiefpaßfilter mit π-Glied ist aus der Serie geschalteten Induktivität 72 und dem ersten und zweiten Kondensator 73, 74 gebildet. Die Phaseschiebeschaltung 37 arbeitet als Tiefpaßfilter des π-Gliedes im dritten Ausführungsbeispiel. Auch das Tiefpaßfilter vom π-Typ befindet sich im mittleren Hohlraum des Streifenleiter-Ringresonators 33.
Bei dem obigen Aufbau werden Mikrowellen mit vergleichsweise niedriger Frequenz vom Koppelpunkt C zum Koppelpunkt D über die in Serie geschaltete Induktivität 72 übertragen. Im Gegensatz dazu werden Mikrowellen mit vergleichsweise hoher Frequenz wegen der ersten und zweiten parallelgeschalteten Kondensatoren 73, 74 nicht in Resonanz treten.
Da die Mikrowellen mit vergleichsweise niedriger Frequenz in selektriver Weise in Resonanz treten und gefiltert werden, ist folglich das Zweifachmodus-Streifenfilter 71 nützlich zum Filtern der Mikrowellen mit vergleichsweise niedriger Frequenz.
Da auch die in Serie geschaltete Induktivität 72 und der erste und zweite parallelgeschaltete Kondensator 73, 74 im Mittelraum des Ringresonators 33 angeordnet sind, kann das Zweifachmodus-Streifenfilter 71 klein gebaut werden.
Der Durchlaßbereich kann auch in geeigneter Weise durch Ändern der Induktivität der in Serie geschalteten Induktivität 72 und der Kapazitäten des ersten und zweiten parallelgeschalteten Kondensators 73, 74 geändert werden.
Als nächstes wird ein viertes Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts beschrieben, wodurch die in Fig. 3 gezeigte Phasenschiebeschaltung 37 verwirklicht wird.
Fig. 8 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem vierten Ausführungsbeispiel des in den Fig. 2, 3A gezeigten ersten Konzepts.
Wie in Fig. 8 gezeigt, verfügt das Zweifachmodus- Streifenfilter 81 über den Eingangsanschluß 32, den Streifenleitungs-Ringresonator 33, den Eingangskoppelkondensator 34, den Ausgangsanschluß 35, den Ausgangskoppelkondensator 36, den ersten Koppelkondensator 38, den zweiten Koppelkondensator 39, einen Verstärker 82 zum Verstärken der Mikrowellen, die vom Koppelpunkt C übertragen werden, und eine Phasenkorrekturstreifenleitung 83 zum Korrigieren der Phase der im Verstärker 82 verstärkten Mikrowellen.
Der Verstärker 82 und die Phasenkorrektur-Streifenleitung 83 arbeiten als die Phaseschiebeschaltung 37, in der der Verstärker 82 als ein aktives Element vorgesehen ist.
Beim obigen Aufbau werden die Mikrowellen im Ringresonator 33 gemäß einem ersten Resonanzmodus umlaufen, bei dem ein elektrisches Feld an den Koppelpunkten A, C maximal wird. Danach werden die Mikrowellen vom Koppelpunkt C zum Verstärker 82 übertragen, so daß die Mikrowellen verstärkt werden. Danach wird die Phase der Mikrowellen in der Phasenkorrektur-Streifenleitung 83 korrigiert, um den Verbindungsanschluß 41 mit dem Mikrowellen zu erregen, an dem die Intensität des elektrischen Feldes auf einen maximalen Wert erhöht ist. Folglich wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt D maximiert. Danach werden die phasenverschobenen Mikrowellen in der Streifenleitung 83 im Ringresonator 33 gemäß einem zweiten Resonanzmodus umlaufen, in dem das elektrische Feld am Koppelpunkten B, D maximal ist. Da in diesem Falle eine rückwärts gerichtete Übertragungseigenschaft des Verstärkers 82 extrem gering ist, werden die phasenverschobenen Mikrowellen nicht vom Koppelpunkt D zum Koppelpunkt C zum Verstärker 82 übertragen. Die Mikrowellen gemäß dem ersten Resonanzmodus und die phasenverschobenen Mikrowellen gemäß dem zweiten Resonanzmodus sind folglich nicht direkt nicht miteinander gekoppelt.
Danach werden die im Verstärker 82 verstärkten phasenverschobenen Mikrowellen am Ausgangsanschluß 35 abgegeben.
Das Zweifachmodus-Streifenfilter 81 arbeitet folglich als ein zweistufiger Abstimmverstärker, weil das Filter 81 sowohl als Zweistufenfilter als auch als Verstärker arbeitet.
Auch in Fällen, in denen das Zweifachmodus-Streifenfilter 81 als Breitbandpaßfilter für Mikrowellen gemäß dem ersten Resonanzmodus arbeitet und das Filter 81 als Schmalbandpaßfilter für die phasenverschobenen Mikrowellen gemäß dem zweiten Resonanzmodus arbeitet, kann ein Rauschmaß (NF) des zweistufigen Abstimmverstärkers verbessert werden. Folglich kann das Zweifachmodus-Streifenfilter 81 für einen Sende-Empfangsgerät verwendet werden.
Da das erste Konzept im ersten bis vierten Ausführungsbeispiel verkörpert ist, wird die Phasenschiebeschaltung 37 in geeigneter Weise dem Ringresonator 33 als externe Schaltung hinzugefügt, so daß die Beziehung zwischen dem ersten Resonanzmodus der Mikrowellen und dem zweiten Resonanzmodus der phasenverschobenen Mikrowellen willkürlich gesteuert werden kann.
Im ersten bis vierten Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts sind vier Arten elektrischer Schaltungen 52, 62, 72, 73, 74, 82 und 83 als Phasenschiebeschaltung 37 gezeigt. Jedoch ist es vorzuziehen, daß die elektrischen Schaltungen kombiniert werden, um die Phasenschiebeschaltung 37 zu bilden.
Als nächstes wird ein fünftes Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts beschrieben.
Fig. 9 ist eine Aufsicht eines mehrstufigen Zweifachmodusfilters, bei dem drei in den Fig. 3, 4A gezeigte Zweifachmodus-Streifenfilter in Serie geschaltet sind.
Wie in Fig. 9 gezeigt, enthält das mehrstufige Zweifachmodusfilter 91 den Ringresonator 33a, der in einer ersten Stufe vorgesehen ist, den Eingangsanschluß 32a, der mit dem Ringresonator 33a über den Eingangskoppelkondensator 34a verbunden ist, den Ausgangsanschluß 35a, der mit dem Ringresonator 33a durch den Ausgangskoppelkondensator 36a verbunden ist, den Ringresonator 33b, der in einer zweiten Stufe vorgesehen ist, den Ringresonator 33c, der in einer dritten Stufe angeordnet ist, eine Phasenschiebeschaltung 92, deren eines Ende mit dem Koppelpunkt B der ersten Stufe des Ringresonators 33a über einen Koppelkondensator verbunden ist, und dessen anderes Ende mit dem Koppelpunkt D der zweiten Stufe des Ringresonators 33b über einen Koppelkondensator verbunden ist, eine Phasenschiebeschaltung 93, deren eines Ende mit dem Koppelpunkt B der zweiten Stufe des Ringresonators 33b durch einen Koppelkondensator verbunden ist, und dessen anderes Ende mit dem Koppelpunkt D der dritten Stufe des Ringresonators 33c über einen Koppelkondensator verbunden ist, und eine Phasenschiebeschaltung 94, deren eines Ende mit dem Koppelpunkt C der dritten Stufe des Ringresonators 33c durch einen Koppelkondensator verbunden ist, und dessen anderes Ende mit dem Koppelpunkt B der dritten Stufe des Ringresonators 33c durch einen Koppelkondensator verbunden ist.
Der Koppelpunkt C der ersten Stufe des Ringresonators 33a ist mit dem Koppelpunkt A der zweiten Stufe des Ringresonators 33b durch einen Zwischenstufenkoppelkondensator 95 verbunden, und der Koppelpunkt C der zweiten Stufe des Ringresonators 33b ist mit dem Koppelpunkt A der dritten Stufe des Ringresonators 33c durch einen Zwischenstufenkoppelkondensator 96 verbunden.
Die Mikrowellen, die durch die Phasenschiebeschaltung 92 übertragen werden, verschieben sich um einen spezifischen Winkel 3, die Mikrowellen, die durch die Phasenschiebeschaltung 93 übertragen werden, verschieben sich um einen spezifischen Winkel 2, und die Mikrowellen, die durch die Phasenschiebeschaltung 94 übertragen werden, verschieben sich um einen spezifischen Winkel 1. Die spezifischen Winkel 1, 2 und 3 sind jeweils gleich einem Vielfachen von 180 Grad in der elektrischen Länge (eine Halbwellenlänge der Mikrowellen). Jede der Phasenschiebeschaltungen 92, 93 und 94 ist gebildet aus einer Streifenleitung 52, der parallelgeschalteten Spule 62, einer Zusammensetzeinheit einer in Serie geschalteten Spule 72 und den parallelgeschalteten Kondensatoren 83, 74, einer Zusammensetzeinheit vom Verstärker 82 und der Streifenleitung 83 oder einem hieraus zusammengesetzten Element.
Im obigen Aufbau werden Mikrowellen, übertragen vom Eingangsanschluß 32a zum Koppelpunkt A der ersten Stufe des Ringresonators 33a, ringförmige verschoben und treten in der ersten Stufe des Ringresonators 33a in Resonanz. Danach wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt C der ersten Stufe des Ringresonators 33a auf einen Maximalwert erhöht. Die Mikrowellen werden folglich zum Koppelpunkt A der zweiten Stufe des Ringresonators 33b durch den Zwischenschichtkoppelkondensator 95 übertragen. Danach werden die Mikrowellen erneut ringförmig verschoben und treten in Resonanz in der zweiten Stufe des Ringresonators 33b. Danach wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt C der zweiten Stufe des Ringresonators 33b auf einen Maximalwert erhöht. Die Mikrowellen werden folglich übertragen zum Koppelpunkt A der dritten Stufe des Ringresonators 33c durch den Zwischenschichtkoppelkondensator 96. Danach werden die Mikrowellen erneut ringförmige verschoben und treten in Resonanz in der dritten Stufe des Ringresonators 33c. Danach wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt C der zweiten Stufe des Ringresonators 33b auf einen Maximalwert erhöht. Danach werden die Mikrowellen durch die Phasenschiebeschaltung 94 zum Koppelpunkt B übertragen.
Danach werden die Mikrowellen erneut ringförmig verschoben und treten in Resonanz in der dritten Stufe des Ringresonators 33c und werden vom Koppelpunkt D der dritten Stufe des Ringresonators 33c zum Koppelpunkt B der zweiten Stufe des Ringresonators 33b durch die Phasenschiebeschaltung 93 übertragen. Danach werden die Mikrowellen erneut ringförmig verschoben und treten in Resonanz in der zweiten Stufe des Ringresonators 33b und werden übertragen vom Koppelpunkt D der zweiten Stufe des Ringresonators 33b zum Koppelpunkt B der ersten Stufe des Ringresonators 33a durch die Phasenschiebeschaltung 92. Danach werden die Mikrowellen erneut ringförmig verschoben und treten in Resonanz in der ersten Stufe des Ringresonators 33a und werden ausgegeben vom Koppelpunkt D der ersten Stufe des Ringresonators 33a an den Ausgangsanschluß 35a durch den Ausgangskoppelkondensator 36a.
Da jeder der Ringresonatoren 33a, 33b und 33c als ein Resonator und als ein Filter im Zweifachmodus arbeitet, kann folglich das mehrstufige Filter 91 als sechsstufiges Filter arbeiten.
Der Frequenzgang der Mikrowellen, in dem die Stärke der Mikrowellen stark ansteigt bei der Resonanzfrequenz ω&sub0; bezüglich der Resonanzwellenlänge λ&sub0;, kann folglich erzielt werden, weil das mehrstufige Filter 91 als das Sechsstufenfilter arbeitet. Mit anderen Worten, das mehrstufige Filter 91 arbeitet als ein elliptisches Filter, dessen Frequenzgang folglich als eine elliptische Funktion dargestellt werden kann.
Eine Resonanzbreite der Mikrowellen kann auch passend eingestellt werden mit den Phasenschiebeschaltungen 92, 93, 94.
Im fünften Ausführungsbeispiel beträgt die Anzahl der in Serie geschalteten Ringresonatoren 33 drei. Jedoch ist die Anzahl der in Serie geschalteten Resonatoren 33 nicht auf drei beschränkt.
Als nächstes beschrieben ist ein sechstes Ausführungsbeispiel vom ersten Konzept.
Fig. 10 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter zu einem sechsten Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts.
Wie in Fig. 10 gezeigt, verfügt ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 101 über einen 90-Grad-Hybridringkoppler 102 zum Teilen der Mikrowellen in zwei Teilmikrowellen, deren Phasendifferenz jeweils 90 Grad beträgt, den Ringresonator 33a in einer ersten Stufe, bei der die Koppelpunkt A, B verbunden sind mit dem Hybridringkoppler 102 über Koppelkondensatoren, den Ringresonator 33b in einer zweiten Stufe, eine Phasenschiebeschaltung 103, deren eines Ende verbunden ist mit dem Koppelpunkt C der ersten Stufe des Ringresonators 33a durch einen Koppelkondensator, und das andere Ende ist verbunden mit dem Koppelpunkt A der zweiten Stufe des Ringresonators 33b über einen Koppelkondensator, eine Phasenschiebeschaltung 104, deren eines Ende mit dem Koppelpunkt D der ersten Stufe des Ringresonators 33a durch einen Koppelkondensator verbunden ist, und dessen anderes Ende mit dem Koppelpunkt B der zweiten Stufe des Ringresonators 33b über einen Koppelkondensator verbunden ist, und einen 90-Grad-Hybridringkoppler 105 zum Anpassen der Phasen der Teilmikrowellen miteinander und zum Zusammensetzen der Teilmikrowellen in zusammengesetzte Mikrowellen.
Der Hybridringkoppler 102 ist versehen mit einem Eingangsanschluß 106, der die Mikrowellen aufnimmt, einem mit Masse verbundenen Widerstand Ra, einem ersten Hybridanschluß 107a, der mit dem Koppelpunkt A von der ersten Stufe des Ringresonators 33a verbunden ist, und mit einem zweiten Hybridanschluß 107b, der mit dem Koppelpunkt B der ersten Stufe des Ringresonators 33a verbunden ist. Der erste Hybridanschluß 107a ist um 90 Grad in der elektrischen Länge vom zweiten Hybridanschluß 107b beabstandet.
Der Hybridringkoppler 105 ist versehen mit einem ersten Hybridanschluß 108a, der mit dem Koppelpunkt C der zweiten Stufe des Ringresonators 33b verbunden ist, und einem zweiten Hybridanschluß 108b, der mit dem Koppelpunkt D der zweiten Stufe des Ringresonators 33b verbunden ist, einem mit Masse verbundenen Widerstand Rb und einem Ausgangsanschluß 109 zur Abgabe der zusammengesetzten Mikrowellen. Der erste Hybridanschluß 108a ist um 90 Grad in der elektrischen Länge vom zweiten Hybridanschluß 108b beabstandet.
Wenn im ersten Aufbau der Eingangsanschluß 106 von Mikrowellen erregt wird, werden die Mikrowellen im Hybridringkoppler 102 im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn ringförmig verschoben. Weil die Phase der Mikrowellen, die in diesem Falle im Uhrzeigersinn um 180 Grad am mit Masse verbunden Widerstand Ra verschoben sind, verglichen mit der Phase der Mikrowellen, die im Gegenuhrzeigersinn zirkulieren, werden die Mikrowellen, die im Uhrzeiger und im Gegenuhrzeigersinn ringförmig verschoben werden, elektromagnetisch interferieren und nicht auf den mit Masse verbundenen Widerstand Ra übertragen.
Im Gegensatz dazu stimmt die Phase der im Uhrzeigersinn ringförmig verschobenen Mikrowellen mit der Phase der Mikrowellen überein, die im Gegenuhrzeigersinn ringförmig am ersten und am zweiten Hybridanschluß 107a, 107b verschoben sind. Die Mikrowellen werden folglich geteilt in eine erste und in einer zweite Teilmikrowelle. Die erste Teilmikrowelle wird vom Hybridanschluß 107a zur ersten Stufe des Ringresonators 33a übertragen, und die zweite Teilmikrowelle wird vom Hybridanschluß 107b zur ersten Stufe des Ringresonators 33a übertragen. In diesem Falle wird die Stärke des elektrischen Feldes, induziert durch die ersten Teilmikrowellen, am ersten Hybridanschluß 107a maximal, und die Stärke des elektrischen Feldes, induziert durch die zweite Mikrowelle, wird am zweiten Hybridanschluß 107b maximal, weil die Phase der ersten Teilmikrowelle sich um 90 Grad verschiebt, verglichen mit derjenigen der zweiten Teilmikrowelle. Die ersten und die zweiten Mikrowellen werden folglich in orthogonalen Modi ringförmig verschoben in der ersten Stufe des Ringresonators 33a, um die ersten und zweiten Mikrowellen in Resonanz treten zu lassen und zu filtern. Eine Stärke der ersten Teilmikrowellen stimmt darüber hinaus mit der anderen Stärke der zweiten Teilmikrowelle überein. Eine elektrische Leistungsdichte von den ersten und den zweiten Teilmikrowellen, die in der ersten Stufe des Ringresonators 33a zirkulieren, ist halb so groß wie die der Mikrowellen am Eingangsanschluß 106.
Danach werden die ersten Teilmikrowellen übertragen zum Koppelpunkt A der zweiten Stufe des Ringresonators 33b durch die Phasenschiebeschaltung 103. Die zweiten Teilmikrowellen werden zum Koppelpunkt B der zweiten Stufe des Ringresonators 33b über die Phasenschiebeschaltung 104 übertragen. Die ersten und zweiten Teilmikrowellen in orthogonalen Modi werden erneut ringförmig verschoben in der zweiten Stufe des Ringresonators 33b, um die ersten und zweiten Teilmikrowellen in Resonanz treten und filtern zu lassen.
Danach werden die ersten Teilmikrowellen übertragen zum Hybridringkoppler 105 durch den ersten Hybridanschluß 108a, und die zweiten Teilmikrowellen werden übertragen zum Hybridringkoppler 105 durch den zweiten Hybridanschluß 108b. Danach stimmt die Phase der ersten Teilmikrowellen mit derjenige der zweiten Teilmikrowellen im Hybridringkoppler 105 überein, und die ersten und zweiten Teilmikrowellen werden kombiniert in zusammengesetzte Mikrowellen am Ausgangsanschluß 109.
Da die ersten und zweiten Mikrowellen, deren elektrische Leistungsdichten jeweils um die Hälfte reduziert werden, folglich eine ringförmige Verschiebung in den Ringresonatoren 33a, 33b erfahren, und da die ersten und zweiten Teilmikrowellen unabhängig gemeinsam in den Ringresonatoren 33a, 33b existieren, können die Mikrowellen mit großer elektrischer Leistung im Mehrstufenfilter 101 gefiltert werden.
Auch im Falle, bei dem die Phasenschiebeschaltungen 103, 104 aus einem elektrischen Leistungsverstärker bestehen, wie eine Kombination der Verstärker 82 und der Streifenleitung 83, kann das mehrstufige Filter 101 als Filter hoher elektrische Leistungsverstärkung im Parallelbetrieb arbeiten.
Im ersten bis sechsten Ausführungsbeispiel des ersten Konzepts ist der Ringresonator 33 in einer einzelnen Plattenstruktur. Jedoch ist es vorzuziehen, daß der Ringresonator 33 in einer Mehrplattenstruktur, beispielsweise in einer Dreiplattenstruktur, gebildet wird.
Der Ringresonator 33 ist auch aus einer in Fig. 4 gezeigten abgeglichenen Streifenleitung gebildet. Jedoch ist es vorzuziehen, daß der Ringresonator 33 aus einem Mikrostreifen besteht.
Nachstehend beschrieben anhand der Fig. 11 bis 13 ist ein erstes Ausführungsbeispiel eines zweiten Konzepts.
Fig. 11 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel eines zweiten Konzepts.
Wie in Fig. 11 gezeigt, verfügt ein Zweifachmodus- Streifenfilter 111 über einen Eingangsanschluß 112, der durch Mikrowellen erregt wird, einen Streifenleitungs-Ringresonator 113, in dem Mikrowellen in Resonanz treten, eine Eingangskoppelinduktiviät 114, die mit dem Eingangsanschluß 112 und einem Koppelpunkt A des Ringresonators 113 verbunden ist, um den Eingangsanschluß 112, der von den Mikrowellen erregt wird, mit dem Ringresonator 113 induktiv zu koppeln, einen Ausgangsanschluß 115, der von den Mikrowellen erregt wird, die im Ringresonator 113 in Resonanz treten, eine Ausgangskoppel- Induktionsspule 116, die den Ausgangsanschluß 115 mit einem Koppelpunkt B des Ringresonators 113 verbindet, um den Ausgangsanschluß 115 im Ringresonator 113 induktiv zu koppeln, eine Rückkoppelschaltung 117, die mit einem Verbindungspunkt C und einem Verbindungspunkt D des Ringresonators 113 verbunden ist.
Der Ringresonator 113 hat eine einheitliche Leitungsimpedanz. Auch der Ringresonator 113 hat eine elektrische Länge, die einer Resonanzwellenlänge λ&sub0; äquivalent ist.
Der Koppelpunkt B ist um 90º in der elektrischen Länge (oder eine Viertelwellenlänge der Mikrowellen) vom Koppelpunkt A entfernt. Der Verbindungspunkt C ist um 180º (oder eine halbe Wellenlänge der Mikrowellen) vom Koppelpunkt A entfernt. Der Verbindungspunkt D ist um 180º vom Koppelpunkt B entfernt.
Die Rückkoppelschaltung 117 ist in einem mittleren Hohlraum des Ringresonators 113 angeordnet und besteht aus passiven oder aktiven Elementen, wie einem Kondensator, einer Induktionsspule, einer Streifenleitung, einem Verstärker, einer Zusammensetzeinheit dieser Elemente oder dergleichen. Beispielsweise ist die Rückkopplungsschaltung 117 aus einer in Fig. 5 gezeigten Streifenleitung gebildet, wobei die in Fig. 6 gezeigt parallelgeschaltete Induktionsspule 62 eine Zusammensetzeinheit der in Serie geschalteten Induktionsspule 72 mit den parallelgeschalteten Kondensatoren 73, 77 ist, gezeigt in Fig. 7, oder eine Zusammensetzeinheit des Verstärkers 82 und der Phasenkorrektur-Streifenleitung 83, die in Fig. 8 gezeigt ist. Darüber hinaus ist eine Einlaßinduktionsspule (nicht dargestellt) an einem Einlaß der Rückkoppelschaltung 117 vorgesehen, um die Schaltung 117 durch induktive Kopplung an den Punkt C zu koppeln, und eine Auslaßkoppel-Induktionsspule (nicht dargestellt) ist am Auslaß der Rückkoppelschaltung 117 vorgesehen, um die Schaltung 117 induktiv mit dem Koppelpunkt D zu koppeln. Folglich verschiebt sich die Phase der Mikrowellen, die vom Koppelpunkt C zur Rückkoppelschaltung 17 gekoppelt werden, um ein Vielfaches der halben Länge der Mikrowellen, bevor die Mikrowellen zum Verbindungspunkt D übertragen werden.
Wenn im obigen Aufbau der Eingangsanschluß 112 von Mikrowellen mit verschiedenen Wellenlängen um die Resonanzwellenlänge λ&sub0; erregt wird, bildet sich ein Magnetfeld um die Eingangskoppel-Induktionsspule 114, so daß die Stärke des Magnetfeldes am Koppelpunkt A des Ringresonators 113 auf einen maximalen Wert ansteigt. Folglich ist der Eingangsanschluß 112 mit dem Ringresonator 113 induktiv gekoppelt, und die Mikrowellen werden vom Eingangsanschluß 112 zum Koppelpunkt A des Ringresonators 113 übertragen. Danach laufen die Mikrowellen im Ringresonator 113 im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn um. In diesem Falle treten die Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; selektiv in Resonanz.
Die Stärke des Magnetfeldes, das von den in Resonanz getretenen Mikrowellen induziert wird, wird am Koppelpunkt B minimiert, weil der Koppelpunkt B um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist. Folglich werden die Mikrowellen nicht zum Ausgangsanschluß 113 übertragen. Auch ist die Stärke des Magnetfeldes am Verbindungspunkt D minimiert, der um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, so daß die Mikrowellen nicht vom Koppelpunkt D zur Rückkoppelschaltung 117 übertragen werden. Da im Gegensatz dazu der Verbindungspunkt C um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, wird die Stärke des Magnetfeldes am Verbindungspunkt C maximiert. Folglich werden die im Ringresonator 113 umlaufenden Mikrowellen vom Verbindungspunkt C zur Rückkoppelschaltung 117 übertragen.
In der Rückkoppelschaltung 117 verschiebt sich die Phase der Mikrowellen um ein Vielfaches einer halben Wellenlänge der Mikrowellen, um phasenverschobene Mikrowellen zu erzeugen. Danach werden die phasenverschobenen Mikrowellen zum Verbindungspunkt D übertragen. Folglich ist die Stärke des Magnetfeldes am Koppelpunkt D auf einen maximalen Wert erhöht. Danach werden die phasenverschobenen Mikrowellen im Ringresonator 113 im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn umlaufen, damit die phasenverschobenen Mikrowellen gemäß einem Wellenwiderstand des Zweifachmodus-Streifenfilters 111 in Resonanz zu treten. Der Wellenwiderstand hängt von der Leitungsimpedanz des Ringresonators 113 und einem Wellenwiderstand der Rückkoppelschaltung 117 ab. Da der Koppelpunkt B danach um 180º in der elektrischen Länge vom Verbindungspunkt D entfernt ist, wird die Stärke des Magnetfeldes am Koppelpunkt B ansteigen. Folglich wird ein Magnetfeld um die Ausgangskoppel-Induktionsspule 116 induziert, so daß der Ausgangsanschluß 115 mit dem Verbindungspunkt P induktiv gekoppelt ist. Danach werden die phasenverschobenen Mikrowellen vom Verbindungspunkt B zum Ausgangsanschluß 115 übertragen.
Da die Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; folglich selektiv im Ringresonator 113 in Resonanz treten und zum Ausgangsanschluß 115 übertragen werden, arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 111 sowohl als Resonator als auch als Filter.
Die vom Eingangsanschluß 112 übertragenen Mikrowellen werden anfänglich im Ringresonator 113 umlaufen, und die phasenverschobenen Mikrowellen werden erneut im Ringresonator 113 umlaufen. Eine Phasendifferenz zwischen den phasenverschobenen Mikrowellen und den Mikrowellen beträgt auch 90º. Folglich treten zwei orthogonale Moden in Resonanz, bei denen die Mikrowellen und die phasenverschobenen Mikrowellen unabhängig im Ringresonator 113 miteinander existieren. Folglich arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 111 als Zweimodenfilter.
Weil die Länge der phasenverschobenen Mikrowellen, die zum Ausgangsanschluß 115 übertragen werden, durch Ändern des Wellenwiderstands der Rückkoppelschaltung 117 geändert werden kann, und weil die Rückkoppelschaltung 117 aus verschiedenen Typen passiver und aktiver Elemente auswählbar ist, wie in den Fig. 5 bis 8 gezeigt, kann der Wellenwiderstand des Zweifachmodus-Steifenfilter 111 in passender Weise eingestellt werden.
Da auch ein Durchlaßbereich der Mikrowellen, die im Ringresonator 113 in Resonanz treten, hauptsächlich vom Wellenwiderstand der Rückkoppelschaltung 117 abhängt, kann der Durchlaßbereich in geeigneter Weise durch Ändern des Wellenwiderstands der Rückkoppelschaltung 117 abgeglichen werden.
Auch in Fällen, bei denen die Rückkoppelschaltung 117 aus einem oder mehreren aktiven Elementen gebildet ist, kann ein Abstimmfilter mit einer Verstärkungsfunktion oder einem elektrischen Leistungsverstärker hergestellt werden.
Als nächstes ist die Bedämpfung harmonischer Komponenten der Mikrowellen, wie die zweite harmonische Komponente 2F&sub0;, eine dritte harmonische Komponente 3F&sub0;, eine vierte harmonische Komponente 4F&sub0; und eine fünfte harmonische Komponente 5F&sub0;, in Fig. 12 gezeigt, um Funktionen als Beispiel mit den Eingangs- und Ausgangskoppel-Induktionsspulen 114, 116 zu beschrieben. Eine Frequenz der zweiten harmonischen Komponente 2F&sub0; ist die doppelte derjenigen der Grundkomponente der Mikrowellen, eine Frequenz der dritten harmonischen Komponente 3F&sub0; ist die dreifache derjenigen der Grundkomponente, eine Frequenz der vierten harmonischen Komponente 4F&sub0; ist die vierfache derjenigen der Grundkomponente und eine Frequenz der fünften harmonischen Komponente 5F&sub0; ist die fünffache derjenigen der Grundkomponente.
Zur Erzielung der Abschwächung der harmonischen Komponenten der Mikrowellen nach dem ersten Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts wird die Rückkoppelschaltung 117 aus einer Streifenleitung mit einer Länge von 0,1 mm gebildet, einer Induktivität einer jeden der Eingangs- und Ausgangskoppel- Induktionsspulen 114, 116 wird auf 11,1 nH gebracht, und eine Kapazität von Kondensatoren, die auf den Einlaß- und Auslaßseiten der Rückkoppelschaltung 117 vorgesehen sind, werden auf 0,25 pF gebracht. In diesem Falle sind die Kondensatoren auf der Einlaß- und Auslaßseite der Rückkoppelschaltung 117 angeordnet, um mit einem herkömmlichen Filter verglichen zu werden. Auch hat der Ringresonator 113 eine relative Dielektrizitätskonstante &epsi;r = 10 und eine Stärke H = 1,25 mm. Im Gegensatz dazu sind zur Abschwächung der harmonischen Komponenten der Mikrowellen im herkömmlichen Filter die Eingangs- und Ausgangskoppel-Induktionsspulen 114, 116 mit den Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren ausgetauscht, die jeweils eine Kapazität von 0,46 pF haben.
Wie in Fig. 12A gezeigt, werden die harmonischen Komponenten der Mikrowellen nach dem ersten Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts beträchtlich abgeschwächt, verglichen mit jenen im herkömmlichen Filter.
Weil die Eingangs- und Ausgangskoppel-Induktionsspulen 114, 116 im Zweifachmodus-Streifenfilter 111 verwendet werden, können die harmonischen Komponenten der Mikrowellen daran gehindert werden, im Ringresonator 113 in Resonanz zu treten, verglichen mit dem Zweifachmodus-Streifenfilter 31, bei dem der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensator 34, 36 verwendet wird. Mit anderen Worten, die Grundkomponente der Mikrowellen kann in dominanter Weise durch die Eingangs- und Ausgangskoppel-Induktionsspulen 114, 116 übertragen werden.
Im ersten Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts hat jede der Induktionsspulen 114, 116 eine konzentrierte Induktivität. Wie in Fig. 13 gezeigt, ist es jedoch vorzuziehen, daß Streifenkoppelleitungen 131, 132 jeweils mit einer engen Bandbreite anstelle der Induktivitäten 114, 116 verwendet werden. Zur Erzielung eines breiteren Durchlaßbereichs für Mikrowellen ist es auch vorzuziehen, daß ein Streifenleitungs- Ringresonator 133 mit eingeengter Breite anstelle des Ringresonators 113 verwendet wird. In diesem Falle werden Streifenleitungen 134, 135 anstelle der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse 112, 115 verwendet. Auch sind die Größen der Streifenleitungen 131, 132 festgelegt, um eine Impedanzanpassung zwischen Streifenleitungen 131, 132 und dem Ringresonator 133 zu erzielen.
Als nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts anhand der Fig. 14, 15 beschrieben.
Fig. 14 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem zweiten Ausführungsbeispiel eines zweiten Konzepts.
Wie in Fig. 14 gezeigt, ist ein Zweifachmodus-Streifenfilter 141 ausgestattet mit dem Eingangsanschluß 112, der Eingangskoppel-Induktionsspule 114, einem Streifenleitungs- Schleifenresonator 142 mit einem Paar gerader Streifenleitungen 142a, 142b, die parallel angordnet sind, wobei Mikrowellen in Resonanz treten, dem Ausgangsanschluß 115, und mit der Ausgangskoppel-Induktionsspule 116.
Der Schleifenresonator 142 hat eine einheitliche Leitungsimpedanz und eine elektrische Länge, die einer Resonanzwellenlänge λ&sub0; äquivalent ist. Auch sind die geraden Streifenleitungen 142a, 142b miteinander elektromagnetisch gekoppelt, weil die geraden Streifenleitungen 142a, 142e eng aneinander liegen. Folglich hängt ein Wellenwiderstand des Zweifachmodus-Streifenfilters 141 sowohl von der Leitungsimpedanz des Schleifenresonators 142 als auch von der elektromagnetischen Kopplungen zwischen den geraden Streifenleitungen 142a, 142b ab. Im Ergebnis funktioniert die elektromagnetische Kopplung in gleicher Weise wie bei der Rückkoppelschaltung 117, die in Fig. 8 gezeigt ist.
Ein Koppelpunkt A, an dem der Schleifenresonator 142 und die Eingangskoppel-Induktionsspule 114 verbunden ist, ist um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt B entfernt, bei dem der Schleifenresonator 142 und die Ausgangskoppel-Induktionsspule 116 verbunden ist. Auch sind die Koppelpunkte A, B symmetrisch in Hinsicht auf die Mittellinie M angeordnet, die sich zwischen den geraden Streifenleitungen 142a, 142b befindet.
Beim obigen Aufbau werden, nachdem die Mikrowellen verschiedene Wellenlängen um die Resonanzwellenlänge λ&sub0; haben, zum Koppelpunkt A des Schleifenresonators 142 übertragen, die Mikrowellen laufen im Schleifenresonator 142 im Uhrzeigersin und im Gegenuhrzeigersinn gemäß dem Wellenwiderstand des Schleifenresonators 142 um. In diesem Falle treten die Mikrowellen mit der Resonanzwelle λ&sub0; in einem ersten Resonanzmodus in Resonanz, ohne von den geraden Streifenleitungen 142a, 142b reflektiert zu werden. Die Stärke des magnetischen Feldes, das von Mikrowellen induziert wird, die in Resonanz treten, wird am Koppelpunkt A und an einem Punkt C maximal, der um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist.
Da die geraden Streifenleitungen 142a, 142b miteinander gekoppelt sind, verschiebt sich danach die Phase der Mikrowellen um 90º in den geraden Streifenleitungen 142a, 142b. Danach werden die Mikrowellen wieder umlaufen und im Schleifenresonator 142 in einem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist. In diesem Falle wird die Stärke des Magnetfeldes, das von den Mikrowellen gemäß dem zweiten Resonanzmodus induziert wird, am Koppelpunkt B und einem zweiten Punkt D maximal, der um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt B entfernt ist. Danach werden die Mikrowellen vom Koppelpunkt B zum Ausgangsanschluß 115 durch die Wirkung der Ausgangskoppel-Induktionsspule 116 übertragen.
Da die orthogonalen Modi der ersten und zweiten Resonanzmodi unabhängig im Schleifenresonator 142 miteinander existieren, werden die Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; in selektiver Weise zweimal im Schleifenresonator 142 in Resonanz treten. Folglich arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 141 als Doppelmodenfilter.
Da auch die Stärke der Mikrowellen, die zum Ausgangsanschluß 115 übertragen werden, durch Ändern der Stärke der elektromagnetischen Kopplung zwischen den geraden Streifenleitungen 142a, 142b einstellbar ist, kann der Wellenwiderstand des Zweifachmodus-Streifenfilters 141 in passender Weise eingestellt werden. Die Stärke der elektromagnetischen Kopplung hängt von den Längen der geraden Streifenleitungen 142a, 142b, den Breiten der Streifenleitungen 142a, 142b und dem Abstand zwischen den geraden Streifenleitungen 142a, 142b ab.
Da auch der Durchlaßbereich der in Resonanz getretenen Mikrowellen im Schleifenresonator 142 hauptsächlich von der Stärke der elektromagnetischen Kopplung abhängt, kann der Durchlaßbereich durch Ändern der Stärke der elektromagnetischen Kopplung verändert werden.
Da darüber hinaus die Eingangs- und Ausgangskoppel- Induktionsspule 114, 116 im Zweifachmodus-Streifenfilter 141 verwendet werden, können die harmonischen Komponenten der Mikrowellen daran gehindert werden, im Schleifenresonator 142 in Resonanz zu treten, in gleicher Weise wie im in Fig. 11 gezeigten Zweifachmodus-Streifenfilter 111.
Im zweiten Ausführungsbeispiel des zweiten Konzeptes hat jede der Induktionsspulen 114, 116 eine konzentrierte Induktivität. Wie jedoch aus Fig. 12 ersichtlich, ist es vorzuziehen, daß die Streifenkoppelleitungen 131, 132 jeweils eine schmale Breite haben, die anstelle der Induktionsspulen 114, 116 verwendet werden, und die Streifenleitung 134, 135 anstelle der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse 112, 115 verwendet werden. Zur Erzielung eines breiteren Durchlaßbereiches für die Mikrowellen ist es auch vorzuziehen, daß anstelle des Schleifenresonators 142 ein Streifenleitungs-Schleifenresonator 151 mit einer eingeengten Breite verwendet wird. In diesem Falle sind gerade Streifenleitungen 151a, 151b des Schleifenresonators 151 hauptsächlich induktiv untereinander gekoppelt.
Im ersten und zweiten Ausführungsbeispiel des zweiten Konzepts haben die Ringresonatoren 113, 133 und die Schleifenresonatoren 142, 151 eine Einzelplattenstruktur. Jedoch ist es vorzuziehen, daß die Ring- und Schleifenresonatoren in einer Mehrplattenstruktur, beispielsweise in einer Dreiplattenstruktur aufgebaut werden.
Auch die Ring- und Schleifenresonatoren 113, 133, 142, 151 sind aus einer abgeglichenen Streifenleitung gebildet. Jedoch ist es vorzuziehen, daß der Ring- und Schleifenresonator aus einem Mikrostreifen gebildet ist.
Als nächstes wird ein erstes Ausführungsbeispiel eines dritten Konzepts anhand der Fig. 16, 17 beschrieben.
Fig. 16 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem ersten Ausführungsbeispiel eines dritten Konzepts.
Wie in Fig. 16 gezeigt, ist ein Zweifachmodus-Streifenfilter 160 ausgestattet mit einem Streifenleitungs-Ringresonator 162 mit einer Leitungslänge L1 für in Resonanz tretende Mikrowellen mit verschiedenen Frequenzen um eine erste Frequenz F1 und zweite Mikrowellen mit verschiedenen Frequenzen um eine zweite Frequenz F2, einem Eingangsanschluß 163, der von den ersten Mikrowellen erregt wird, einem zweiten Eingangskoppelkondensator 164 zum Koppeln des ersten Eingangsanschlusses 163 mit einem Koppelpunkt A des Ringresonators 162 in kapazitiver Weise, einem ersten Resonanzkondensator 165 zum Koppeln des Koppelpunktes A mit einem Koppelpunkt B, der eine Halbleitungslänge L1/2 vom Koppelpunkt A entfernt ist, um einen ersten Wellenwiderstand des Ringresonators 162 zu ändern, einem ersten Ausgangsanschluß 166, der von den ersten Mikrowellen erregt wird, die im Ringresonator 162 in Resonanz treten, einem ersten Ausgangskoppelkondensator 167, der den ersten Ausgangsanschluß 166 mit dem Koppelpunkt B in kapazitiver Weise koppelt, einem zweiten Eingangsanschluß 168, der von den zweiten Mikrowellen erregt wird, einem zweiten Eingangskoppelkondensator 169, der den zweiten Eingangsanschluß 168 mit einem Koppelpunkt C des Ringresonators 162 koppelt, der um eine Viertelleitungslänge L1/4 vom Koppelpunkt A entfernt ist, in kapazitiver Kopplung, einem zweiten Ausgangsanschluß 170, der von den zweiten Mikrowellen erregt wird, die im Ringresonator 162 in Resonanz treten gemäß einem zweiten Wellenwiderstand des Ringresonators 162, und mit einem zweiten Ausgangskoppelkondensator 171, der den zweiten Ausgangsanschluß 170 mit einem Koppelpunkt D des Ringresonators 162 koppelt, der um die halbe Leitungslänge L1/2 vom Koppelpunkt C entfernt kapazitiv koppelt.
Der Ringresonator 162 hat eine einheitliche Leitungsimpedanz, und der erste Wellenwiderstand des Ringresonators 162 hängt von der einheitlichen Leitungsimpedanz des Ringresonators 162 und einer ersten Kapazität C des ersten Resonanzkondensators 165 ab. Im Gegensatz dazu hängt der zweite Wellenwiderstand des Ringresonators 162 von der einheitlichen Leitungsimpedanz des Ringresonators 162 ab.
Die Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 164, 167, 169 und 171 des ersten Koppelkondensators 165 sind jeweils aus einem Plattenkondensator oder einem Chipkondensator mit konzentrierter Kapazität gebildet.
Im obigen Aufbau wird die erste Kapazität C&sub1; des ersten Resonanzkondensators 165 im voraus bestimmt, um die ersten Mikrowellen bei einer ersten Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub1; in Schwingung treten zu lassen in Übereinstimmung mit der ersten Frequenz F1 im Ringresonator 162 gemäß dem ersten Wellenwiderstand des Ringresonators 162.
Danach werden erste Mikrowellen zum Koppelpunkt A des Ringresonators 162 übertragen, wenn der erste Eingangsanschluß 163 von den ersten Mikrowellen erregt wird. Danach laufen die ersten Mikrowellen im Ringresonator 162 gemäß dem ersten Wellenwiderstand um. In diesem Falle wird ein Teil der ersten Mikrowelle durch den ersten Resonanzkondensator 165 übertragen. Obwohl die elektrische Länge des Ringresonators 162 nicht mit einer ersten Wellenlänge übereinstimmt, die sich auf die erste Frequenz F1 der ersten Mikrowellen bezieht, werden die ersten Mikrowellen bei der ersten Frequenz F1 im Ringresonator 162 gemäß einem ersten Resonanzmodus in Resonanz treten, und die Stärke des elektrischen Feldes, das von den ersten Mikrowellen induziert wird, ist am Koppelpunkt B maximal. Danach werden die ersten in Resonanz getretenen Mikrowellen zum ersten Ausgangsanschluß 166 durch den ersten Ausgangskoppelkondensator 167 übertragen. Im Ergebnis werden die ersten Mikrowellen in Resonanz treten und im Zweifachmodus-Streifenfilter 161 gefiltert, um eine erste Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub1; zu haben, die mit der ersten Frequenz F1 der ersten Mikrowellen übereinstimmt.
Auch die zweiten Mikrowellen werden zum Koppelpunkt C des Ringresonators 162 übertragen, wenn der zweite Eingangsanschluß 168 von den zweiten Mikrowellen erregt wird. In diesem Falle ist die Übertragung der zweiten Mikrowellen unabhängig von den ersten Mikrowellen. Danach werden die zweiten Mikrowellen der zweiten Frequenz F2 im Ringresonator 162 gemäß dem zweiten Wellenwiderstand umlaufen. Wenn in diesem Falle eine Wellenlänge der zweiten Mikrowellen bezüglich der zweiten Frequenz F2 mit einer elektrischen Länge des Ringresonators 162 übereinstimmt, werden die zweiten Mikrowellen im Ringresonator 162 gemäß einem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist, und die Stärke des elektrischen Feldes, das von den zweiten Mikrowellen induziert wird, ist am Koppelpunkt D maximal. Danach werden die zweiten in Resonanz getretenen Mikrowellen zum zweiten Ausgangsanschluß 170 durch den zweiten Ausgangskoppelkondensator 171 übertragen. Im Ergebnis werden die zweiten Mikrowellen in Resonanz treten und vom Zweifachmodus-Streifenfilter 161 gefiltert, um eine zweite Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub2; zu haben, die mit der zweiten Frequenz F2 der zweiten Mikrowellen übereinstimmt.
Da folglich der erste und zweite Resonanzmodus orthogonal zueinander steht und unabhängig im Ringresonator 162 nebeneinander besteht, können die ersten Mikrowellen der ersten Frequenz F1 und die zweiten Mikrowellen der zweiten Frequenz F2 gleichzeitig in Resonanz treten und im Zweifachmodus- Streifenfilter 161 gefiltert werden.
Da auch der erste Resonanzkondensator 165 mit der ersten Kapazität C&sub1; im Filter 161 vorgesehen ist, kann eine erste Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub1; bezüglich der ersten Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub1; länger als die elektrische Länge des Ringresonators 162 sein. Wenn beispielsweise die einheitliche Leitungsimpedanz des Ringresonators 162 50 Ω beträgt, und die zweite Frequenz F2 der zweiten Mikrowellen fast 900 MHz ist, werden die Resonanzmikrowellen bei der ersten Frequenz 800 MHz unter der Bedingung in Resonanz zu treten, daß die erste Kapazität C&sub1; des ersten Resonanzkondensators 165 gleich 0,5 pF ist.
Folglich kann die Größe des Filters 161 weitestgehend minimiert werden, unabhängig von der ersten Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub1;, obwohl die Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub1; auf einen größeren Wert als die Wellenlänge der zweiten Mikrowellen eingestellt ist.
Da auch der erste Wellenwiderstand von der Kapazität C des ersten Resonanzkondensators 165 abhängt, kann ein erster Durchlaßbereich der ersten Mikrowellen in geeigneter Weise auf einen vorgesehenen Wert gebracht werden.
Im ersten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts ist die erste Kapazität C des ersten Koppelkondensators 165 eine feste. Beim Zweifachmodus-Streifenfilter 172, wie es in Fig. 14 gezeigt ist, ist jedoch vorzuziehen, daß ein erster variabler Koppelkondensator 173 anstelle des ersten Koppelkondensators 165 verwendet wird. Da in diesem Fall eine Kapazität des ersten variablen Koppelkondensators 173 variabel ist, kann die Kapazität des ersten variablen Koppelkondensators 173 genau justiert werden, nachdem das Filter 172 hergestellt ist, obwohl die Kapazität des ersten variablen Koppelkondensators 173 leicht außerhalb vorgesehener Werte liegt. Eine Produktionsertragsquote des Filters 172 kann folglich erhöht werden, verglichen mit dem Filter 161.
Als nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts anhand der Fig. 18, 19 beschrieben.
Fig. 18 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach dem zweiten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts.
Wie in Fig. 18 gezeigt, ist ein Zweifachmodus-Streifenfilter 181 ausgestattet mit einem Streifenleitungs-Ringresonator 162, in dem die ersten Mikrowellen und die dritten Mikrowellen mit unterschiedlichen Frequenzen um eine dritte Frequenz F3 in Resonanz treten, dem ersten Eingangsanschluß 163, dem ersten Eingangskoppelkondensator 164, dem ersten Resonanzkondensator 165 zur Änderung des ersten Wellenwiderstands des Ringresonators 162, dem ersten Ausgangsanschluß 166, dem ersten Ausgangskoppelkondensator 167, dem zweiten Eingangsanschluß 168, der von den dritten Mikrowellen erregt wird, dem zweiten Eingangskoppelkondensator 169, einem zweiten Resonanzkondensator 182, der den Koppelpunkt C mit dem Koppelpunkt D verbindet, um einen zweiten Wellenwiderstand des Ringresonators 162 zu ändern, dem zweiten Ausgangsanschluß 170 und mit dem zweiten Ausgangskoppelkondensator 171.
Der zweite Wellenwiderstand des Ringresonators 162 hängt von der einheitlichen Leitungsimpedanz des Ringresonators 162 und einer zweiten Kapazität C&sub2; des zweiten Resonanzkondensators 182 ab.
Der zweite Koppelkondensator 182 ist als Plattenkondensator oder Chipkondensator mit konzentrierter Kapazität gebildet.
Im obigen Aufbau wird die zweite Kapazität C&sub2; des zweiten Resonanzkondensators 18C im voraus bestimmt, um die dritte Mikrowelle bei einer dritten Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub3; in Resonanz treten zu lassen, in Übereinstimmung mit der dritten Frequenz F3 im Ringresonator 162 gemäß dem zweiten Wellenwiderstand des Ringresonators 162, in selber Weise wie bei der ersten Kapazität C&sub1; des ersten Resonanzkondensators 165.
Die Mikrowellen werden danach in Resonanz treten und bei der dritten Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub1; im Zweifachmodus-Streifenfilter 181 in derselben Weise wie im Filter 161 gefiltert.
Auch werden die dritten Mikrowellen zum Koppelpunkt C des Ringresonators 162 übertragen, wenn der zweite Eingangsanschluß 168 von den dritten Mikrowellen erregt wird. In diesem Falle ist die Übertragung der dritten Mikrowellen unabhängig von denen der ersten Mikrowellen. Danach werden die dritten Mikrowellen im Ringresonator gemäß einem dritten Wellenwiderstand des Ringresonators 162 in Resonanz treten. In diesem Falle wird ein Teil der dritten Mikrowellen durch den zweiten Resonanzkondensator 182 übertragen. Selbst wenn die elektrische Länge des Ringresonators 162 nicht mit einer dritten Wellenlänge bezüglich der dritten Frequenz F3 der Mikrowellen übereinstimmt, werden die dritten Mikrowellen im Ringresonator 162 gemäß einem dritten Resonanzmodus in Resonanz treten, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist, und die Stärke des elektrischen Feldes, das von den dritten Mikrowellen induziert wird, ist am Koppelpunkt D maximal. Danach werden die dritten in Resonanz getretenen Mikrowellen zum zweiten Ausgangsanschluß 170 durch den zweiten Ausgangskoppelkondensator 171 übertragen. Im Ergebnis werden die dritten Mikrowellen in Resonanz treten und im Zweifachmodus-Streifenfilter 181 gefiltert, um eine dritte Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub3; zu haben.
Da der erste und dritte Resonanzmodus orthogonal zueinander unabhängig im Ringresonator 162 gemeinsam besteht, können die ersten Mikrowellen der ersten Frequenz F1 und die dritten Mikrowellen der dritten Frequenz F3 im Zweifachmodus- Streifenfilter 181 gleichzeitig in Resonanz treten und gefiltert werden.
Da auch der erste Resonanzkondensator 165 mit der ersten Kapazität C&sub1; im Filter 181 vorgesehen ist, kann eine Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub1; bezüglich der ersten Resonanzfrequenz cüoi länger sein als die elektrische Länge des Ringresonators 162. Da in gleicher Weise der zweite Resonanzkondensator 182 mit der zweiten Kapazität C&sub2; im Filter 181 vorgesehen ist, kann eine dritte Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub3; bezüglich der dritten Resonanzfrequenz ω&sub0;&sub3; länger als die elektrische Länge des Ringresonators 162 sein. Folglich kann die Größe des Filters 181 weitestgehend minimiert werden, ungeachtet der ersten Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub1; und der dritten Resonanzwellenlänge λ&sub0;&sub3;.
Da auch der erste Wellenwiderstand und der zweite Wellenwiderstand von der ersten und zweiten Kapazität C&sub1;, C&sub2; des ersten und zweiten Resonanzkondensators 165, 182 abhängen, kann ein erster Durchlaßbereich der ersten Mikrowellen passend auf einen vorgesehenen Wert eingestellt werden, und ein dritter Durchlaßbereich der dritten Mikrowellen kann passend auf einen anderen vorgesehenen Wert eingestellt werden.
Obwohl eine Horizontalleitung, die die Koppelpunkte A und B durch den ersten Koppelkondensator 165 verbindet, eine Vertikalleitung kreuzt, die die Koppelpunkte C, D durch die zweite Koppelkapazität 182 mit einer Kreuzung in Fig. 15 verbindet, ist es zulässig, daß die Horizontalleitung die Vertikalleitung überquert, weil der erste und dritte Resonanzmodus unabhängig voneinander sind. Folglich können die ersten Mikrowellen und die dritten Mikrowellen durch dieselbe Ebene übertragen werden. Mit anderen Worten, eine große Anzahl von Filtern 181 kann leicht hintereinander geschaltet werden.
Im zweiten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts sind die erste und zweite Koppelkondensatoren C&sub1;, C&sub2; erste und zweite Festkondensatoren 165, 182. Beim Zweifachmodus-Streifenfilter gemäß Fig. 16 ist es jedoch vorzuziehen, daß der erste variable Koppelkondensator 173 und der zweite variable Koppelkondensator 192 anstelle der ersten und zweiten Koppelkondensatoren 165, 182 verwendet werden. Da in diesem Falle die Kapazitäten des ersten und zweiten variablen Koppelkondensators 1773, 192 variabel sind, können die Kapazitäten des ersten und zweiten variablen Koppelkondensators 173, 192 genau justiert werden, nachdem das Filter 191 hergestellt ist, obwohl die Kapazitäten des ersten und zweiten variablen Koppelkondensators 173, 192 leicht außerhalb der geplanten Werte liegen. Eine Produktionsertragsquote des Filters 191 kann erhöht werden, verglichen mit dem Filter 181.
Im ersten und zweiten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts haben die Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 164. 167, 169 und 171 und der erste und zweite Koppelkondensator 165. 182 jeweils einen konzentrierten Kapazitätswert. Jedoch ist es vorzuziehen, daß Induktionsspulen jeweils konzentrierte Induktivitäten besitzen und anstelle der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 164, 167, 169 und 171 die ersten und zweiten Koppelkondensatoren 165, 182 verwendet werden. Es ist auch vorzuziehen, daß Abstandskondensatoren jeweils mit einem Kapazitätsbelag anstelle der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 164, 167, 169 und 171 verwendet werden. Auch ist es vorzuziehen, daß die Streifenleitungen jeweils eine eingeengte Breite um den Ringresonator 162 haben, um den Ringresonator 162 durch induktive Kopplung zu koppeln, anstelle der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 164, 167, 169 und 171. Ebenfalls ist es vorzuziehen, daß Streifenleitungen jeweils einen Kapazitäts- oder Induktivitätsbelag anstelle der ersten und zweiten Koppelkondensatoren 165, 182 haben.
Als nächstes wird ein drittes Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts anhand der Fig. 20, 21 beschrieben.
Fig. 20A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem dritten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts.
Wie in Fig. 20A gezeigt, ist ein Zweifachmodus- Streifenfilter 201 ausgestattet mit einem Streifenleitungs- Ringresonator 162, in dem die ersten Mikrowellen und die zweiten Mikrowellen in Resonanz treten, dem ersten Eingangsanschluß 163, dem ersten Eingangskoppelkondensator 164, einem ersten eingangsseitigen Massekondensator 202, dessen eines Ende mit dem Koppelpunkt A und dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist, einem ersten ausgangsseitigen Massekondensator 203, dessen einer Anschluß mit dem Koppelpunkt B und dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist, dem ersten Ausgangsanschluß 166, dem ersten Ausgangskoppelkondensator 167, dem zweiten Eingangsanschluß 168, der von den zweiten Mikrowellen erregt wird, dem zweiten Eingangskoppelkondensator 169, dem zweiten Ausgangsanschluß 170 und dem zweiten Ausgangskoppelkondensator 171.
Der erste eingangsseitige und ausgangsseitige Massekondensator 202, 203 hat jeweils eine Kapazität von 2C&sub1;, die die doppelte gegenüber der Kapazität C&sub1; des ersten Koppelkondensators 165 ist. Wie auch in Fig. 17B gezeigt, sind die eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensatoren 202, 203 im wesentlichen in Serie geschaltet. Folglich ist eine aus dem eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensatoren 202, 203 gebildete elektrische Schaltung äquivalent zum Kondensator 165 mit der Kapazität C&sub1;, wie in Fig. 20C gezeigt.
Das Zweifachmodus-Streifenfilter 201 arbeitet folglich in derselben Weise wie das in Fig. 16 gezeigte Zweifachmodus- Streifenfilter 161.
Im dritten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts sind die Kapazität 2C&sub1; eines jeden der eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensatoren 201, 203 aus Festkondensatoren realisiert. Wie jedoch beim Zweifachmodus- Streifenfilter 211 in Fig. 21 gezeigt, ist es vorzuziehen, daß variable Massekondensatoren 212, 213 anstelle der eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensatoren 202, 203 verwendet werden. Da in diesem Falle die Kapazitäten der variablen Massekondensatoren 212, 213 variabel sind, können die Kapazitäten der variablen Massekondensatoren 212, 213 genau justiert werden, nachdem das Filter hergestellt ist, obwohl die Kapazitäten der variablen Massekondensatoren 212, 213 leicht außerhalb der geplanten Werte liegen. Folglich kann eine Produktionsertragsquote des Filters 211 erhöht werden, verglichen mit dem Filter 201.
Als nächstes wird ein viertes Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts anhand der Fig. 22A, 22B beschrieben.
Fig. 22A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem vierten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts.
Wie in Fig. 22A gezeigt, ist ein Zweifachmodus- Streifenfilter 221 ausgestattet mit dem Streifenleitungs- Ringresonators 162, in dem die ersten Mikrowellen und die zweiten Mikrowellen in Resonanz treten, dem ersten Eingangsanschluß 163, dem ersten Eingangskoppelkondensator 164, einer ersten leerlaufenden Eingabestreifenleitung 222, die mit dem Koppelpunkt A verbunden ist, einer ersten leerlaufenden Streifenleitung 223, die mit dem Koppelpunkt B verbunden ist, dem ersten Ausgangsanschluß 166, dem ersten Ausgangskoppelkondensator 167, dem zweiten Eingangsanschluß 168, der von den zweiten Mikrowellen erregt wird, dem zweiten Eingangskoppelkondensator 169, dem zweiten Ausgangsanschluß 170 und mit dem zweiten Ausgangskoppelkondensator 171.
Die erste und zweite leerlaufende Streifenleitung 222 bzw. 223 haben einen Kapazitätsbelag 2C&sub1;, der doppelt so groß ist wie die Kapazität C&sub1; des ersten Koppelkondensators 165. Wie in Fig. 22B gezeigt, sind die leerlaufenden Streifenleitungen 222, 223 zur Ein- und Ausgabe im wesentlichen durch ein Paar miteinander gekoppelte Streifenleitungen ersetzt. Eine aus den leerlaufenden Streifenleitungen 222, 223 zur Ein- und Ausgabe gebildet elektrische Schaltung ist dem Kondensator 165 mit der Kapazität C&sub1; äquivalent.
Das Zweifachmodus-Streifenfilter 221 arbeitet folglich in derselben Weise wie das Zweifachmodus-Streifenfilter 161, das in Fig. 16 gezeigt ist.
Als nächstes wird ein fünftes Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts anhand der Fig. 23, 24 beschrieben.
Fig. 23A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem fünften Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts.
Wie in Fig. 23A gezeigt, ist ein Zweifachmodus- Streifenfilter 231 ausgestattet mit den Streifenleitungs- Ringresonator 162, in dem die ersten Mikrowellen und die dritten Mikrowellen in Resonanz treten, dem ersten Eingangsanschluß 163, dem ersten Eingangskoppelkondensator 164, dem ersten eingangsseitigen Massekondensator 202, dem ersten ausgangsseitigen Massekondensator 203, dem Ausgangsanschluß 166, dem ersten Ausgangskoppelkondensator 167, dem zweiten Eingangsanschluß 168, der von den ersten Mikrowellen erregt wird, dem zweiten Eingangskoppelkondensator 169, einem zweiten eingangsseitigen Massekondensator 232, dessen einer Anschluß mit dem Koppelpunkt C und dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist, einem zweiten ausgangsseitigen Massekondensator 233, dessen einer Anschluß mit dem Koppelpunkt D und dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist, dem zweiten Ausgangsanschluß 170 und dem zweiten Ausgangskoppelkondensator 171.
Der erste eingangsseitige und ausgangsseitige Massekondensator 232 bzw. 233 hat eine Kapazität 2C&sub2;, die die doppelte der Kapazität C· des zweiten Koppelkondensators 182 ist. Wie auch in Fig. 20B gezeigt, ist der zweite eingangsseitige und ausgangsseitige Massekondensator 232, 233 im wesentlichen in Serie geschaltet. Folglich ist eine elektrische Schaltung, gebildet aus dem zweiten eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensator 232, 233 äquivalent dem Kondensator 182 mit der Kapazität C&sub2;, wie in Fig. 23C gezeigt.
Folglich arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 231 in ebenso wie das Zweifachmodus-Streifenfilter 181 in Fig. 18.
Im fünften Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts sind die Kapazitäten 2C&sub2; eines jeden zweiten eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensators 232, 232 Festkondensatoren.
Wie jedoch im Zweifachmodus-Streifenfilter 241 in Fig. 21 gezeigt, ist es vorzuziehen, daß variable Kondensatoren 242, 243 anstelle der zweiten eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensatoren 232, 233 verwendet werden und die variablen Kondensatoren 211, 212 werden anstelle der ersten eingangsseitigen und ausgangsseitigen Massekondensatoren 202, 203 verwendet. Da in diesem Falle die Kapazitäten der variablen Kondensatoren 242, 243 variabel sind, können die Kapazitäten der variablen Kondensatoren 242, 243 genau eingestellt werden, nachdem das Filter 241 hergestellt ist, obwohl die Kapazitäten der variablen Kondensatoren 242, 243 leicht außerhalb des geplanten Wertes liegen. Folglich kann eine Produktionsertragsquote des Filters 241 erhöht werden, verglichen mit dem Filter 231.
Als nächstes wird ein sechstes Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts anhand der Fig. 25A, 25B beschrieben.
Fig. 25A ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter nach einem sechsten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts.
Wie in Fig. 25A gezeigt, ist ein Zweifachmodus- Streifenfilter 251 ausgestattet mit einem Streifenleitungs- Ringresonator 162, der erste Mikrowellen und dritte Mikrowellen in Resonanz treten läßt, dem ersten Eingangsanschluß 163, dem ersten Eingangskoppelkondensator 164, der ersten leerlaufenden Eingabestreifenleitung 222, der ersten leerlaufenden Ausgabestreifenleitung 223, die mit dem Koppelpunkt B verbunden ist, dem ersten Ausgangsanschluß 166, der mit dem ersten Ausgangskoppelkondensator 167 verbunden ist, dem zweiten Eingangsanschluß 168, der von den dritten Mikrowellen erregt wird, dem zweiten Eingangskoppelkondensator 169, einer zweiten leerlaufenden Eingabestreifenleitung 252, die mit dem Koppelpunkt C verbunden ist, einer zweiten leerlaufenden Ausgabestreifenleitung 253, die mit dem Koppelpunkt D verbunden ist, dem zweiten Ausgangsanschluß 170 und dem zweiten Ausgangskoppelkondensator 171.
Die zweiten leerlaufenden Streifenleitungen 252 und 253 zur Ein- bzw. Ausgabe haben einen Kapazitätsbelag 2C&sub2;, der die doppelte Kapazität C&sub2; des zweiten Koppelkondensators 182 hat. Auch sind die zweiten leerlaufenden Sreifenleitungen 252, 253 zur Ein- und Ausgabe im wesentlichen ersetzt durch ein paar Streifenleitungen, die untereinander in der in Fig. 25B gezeigten Weise gekoppelt sind. Folglich ist eine elektrische Schaltung, die aus den zweiten leerlaufenden Sreifenleitungen 252, 253 zur Ein- und Ausgabe gebildet ist, äquivalent dem Kondensator 182 mit der Kapazität C&sub2;.
Folglich arbeitet das Zweifachmodus-Streifenfilter 251 in derselben Weise wie das in Fig. 18 gezeigte Zweifachmodus- Streifenfilter 181.
Als nächstes anhand der Fig. 26A, 26B beschrieben ist ein siebentes Ausführungsbeispiel vom dritten Konzept.
Fig. 26A ist eine Aufsicht auf ein Mehrstufenfilter, das gebildet ist aus einer Serienschaltung dreier Zweifachmodus- Streifenfilter, die in Fig. 18 gezeigt sind, gemäß einem siebenten Ausführungsbeispiel vom dritten Konzept.
Wie in Fig. 26 gezeigt, enthält ein Mehrstufenfilter 261 das Zweifachmodus-Streifenfilter 181a in einer ersten Stufe, das Zweifachmodus-Streifenfilter 181b in einer zweiten Stufe, das Zweifachmodus-Streifenfilter 181c in einer dritten Stufe, einen ersten Zwischenschichtkoppelkondensator 262, der den Koppelpunkt B des Zweifachmodus-Streifenfilters 181a mit dem Koppelpunkt A des Zweifachmodus-Streifenfilters 181b verbindet, einen zweiten Zwischenschichtkoppelkondensator 263, der den Koppelpunkt B vom Zweifachmodus-Streifenfilter 181b mit dem Koppelpunkt A des Zweifachmodus-Streifenfilters 181c verbindet, einen dritten Zwischenschichtkoppelkondensator 264, der den Koppelpunkt D vom Zweifachmodus-Streifenfilter 181a mit dem Koppelpunkt C des Zweifachmodus-Streifenfilters 181b verbindet, und einen vierten Zwischenschichtkoppelkondensator 263, der den Koppelpunkt D vom Zweifachmodus-Streifenfilter 181b mit dem Koppelpunkt C des Zweifachmodus-Streifenfilters 181c verbindet.
Die ersten Mikrowellen im obigen Aufbau, die vom Eingangsanschluß 163 durch den ersten Eingangskoppelkondensator 164 übertragen werden, treten im Ringresonator 162a vom Filter 181a in Resonanz, und die ersten Mikrowellen werden zum Ringresonator 162b vom Filter 181b durch den ersten Zwischenschichtkoppelkondensator 262 übertragen. Danach treten die ersten Mikrowellen im Ringresonator 162b vom Filter 181b in Resonanz, und die ersten Mikrowellen werden zum Ringresonator 162c vom Filter 181c durch den zweiten Zwischenschichtkoppelkondensator 263 übertragen. Danach treten die ersten Mikrowellen im Ringresonator 162c vom Filter 181c in Resonanz, und die ersten Mikrowellen werden zum ersten Ausgangsanschluß 166 übertragen.
Die vom zweiten Eingangsanschluß 168 durch den Eingangskoppelkondensator 169 übertragenen dritten Mikrowellen treten auch im Ringresonator 162a vom Filter 181a in Resonanz, und die dritten Mikrowellen werden zum Ringresonator 162b vom Filter 181b durch den dritten Zwischenschichtkoppelkondensator 264 übertragen. Danach treten die dritten Mikrowellen im Ringresonator 162b vom Filter 181b in Resonanz, und die dritten Mikrowellen werden zum Ringresonator 162c vom Filter 181c durch den vierten Zwischenschichtkoppelkondensator 265 übertragen. Danach treten die dritten Mikrowellen im Ringresonator 162c vom Filter 181c in Resonanz, und die dritten Mikrowellen werden zum zweiten Ausgangsanschluß 170 übertragen.
Das dreistufige Filter 261 kann folglich hergestellt werden durch Anordnen dreier Zweifachmodus-Streifenfilter 181 in Serie, und zwei Arten von Mikrowellen können gleichzeitig im dreistufigen Filter 261 in Resonanz treten und gefiltert werden.
Im siebenten Ausführungsbeispiel vom dritten Konzept beträgt die Anzahl von Zweifachmodus-Streifenfiltern 162 drei. Jedoch ist eine beliebige Anzahl von Zweifachmodus-Streifenfiltern möglich.
Bevorzugt ist eine Serienschaltung von Zweifachmodus- Streifenfiltern, die ausgewählt sind aus einer Gruppe, die aus dem Zweifachmodus-Streifenfilter 162, dem Zweifachmodus- Streifenfilter 172, dem Zweifachmodus-Streifenfilter 191, dem Zweifachmodus-Streifenfilter 201, dem Zweifachmodus- Streifenfilter 211, dem Zweifachmodus-Streifenfilter 221, dem Zweifachmodus-Streifenfilter 231, dem Zweifachmodus- Streifenfilter 241 und dem Zweifachmodus-Streifenfilter 251 besteht, die anstelle der Zweifachmodus-Streifenfilter 181 verwendet werden können.
Auch ist es vorzuziehen, daß die Spulen jeweils eine konzentrierte oder verteilte Induktivität besitzen, die anstelle der Zwischenstufenkoppelkondensatoren 262 bis 265 verwendet werden können. Es ist auch vorzuziehen, daß die Kondensatoren jeweils eine verteilte Kapazität besitzen anstelle der Zwischenstufenkoppelkondensatoren 262 bis 265.
Wie in Fig. 26B gezeigt, ist es auch vorzuziehen, daß die in Fig. 16 gezeigten Zweifachmodus-Streifenfilter 161 anstelle der Zweifachmodus-Streifenfilter 181a, 182b und 182c verwendet werden
Da ein mehrstufiges Filter 271 in Fig. 27 gezeigt ist, ist es vorzuziehen, daß das mehrstufige Filter 261 zusätzlich über eine in Fig. 3 gezeigte Phasenschiebeschaltung 37 verfügt, die verbunden ist mit dem ersten und zweiten Eingangsanschluß 163, 168, und über eine Antenne 272 zum Senden/Empfangen der ersten Mikrowellen und der dritten Mikrowellen.
In diesem Falle kann das mehrstufige Filter 271 als Verzweigungsfilter arbeiten.
Im ersten bis siebenten Ausführungsbeispiel des dritten Konzepts hat der Ringresonator 162 eine Einzelplattenstruktur. Jedoch ist es vorzuziehen, daß der Ringresonator 162 aus einer Mehrplattenstruktur, beispielsweise einer Dreiplattenstruktur gebildet wird.
Der Ringresonator 162 ist auch gebildet aus einer in Fig. 4 gezeigten abgeglichenen Streifenleitung. Jedoch ist es vorzuziehen, daß der Ringresonator 162 aus einem Mikrostreifen gebildet ist.
Als nächstes anhand Fig. 28 beschrieben ist ein erstes Ausführungsbeispiel vom vierten Konzept.
Fig. 28 ist eine Aufsicht auf ein Zweifachmodus- Streifenfilter gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel eines vierten Konzepts.
Wie in Fig. 28 gezeigt, enthält ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 281 nach dem ersten Ausführungsbeispiel vom vierten Konzept einen Eingangsanschluß 282, der von Mikrowellen erregt wird, die verschiedene Wellenlängen um eine Resonanzwellenlänge λ&sub0;, eine geschlossene schleifenförmige erste Stufe des Streifenresonators 283, bei dem die vom Eingangsstreifenanschluß 282 übertragenen Mikrowellen in Resonanz treten, einen Eingangskoppelkondensator 284, der den Eingangsanschluß 282 mit dem Koppelpunkt A der geschlossenen schleifenförmigen ersten Stufe des Streifenresonators 283 verbindet, um den Eingangsanschluß 282 an die erste Stufe des Streifenresonators 283 anzukoppeln, eine erste Rückkoppelschaltung 285, die die Koppelpunkte B, C der geschlossenen schleifenförmigen ersten Stufe des Streifenresonators 283 verbindet, eine geschlossene schleifenförmige zweite Stufe des Streifenresonators 286, in der die Mikrowellen, die in der ersten Stufe des Streifenresonators 283 in Resonanz treten, erneut resonieren, eine Hauptkoppelschaltung 287, die einen Koppelpunkt D der ersten Stufe des Streifenresonators 283 mit einem Koppelpunkt E der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 verbindet, eine Zusatzkoppelschaltung 288, die den Koppelpunkt C der ersten Stufe des Streifenresonators 283 mit einem Koppelpunkt F der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 verbindet, eine zweite Rückkoppelschaltung 289, die den Koppelpunkt F mit einem Koppelpunkt G der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 verbindet, einen Ausgangsstreifenanschluß 290, der erregt wird von den Mikrowellen, die in der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 in Resonanz treten, und einen Ausgangskoppelkondensator 291, der den Ausgangsanschluß 290 mit einem Koppelpunkt H der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 verbindet, um den Ausgangsanschluß 290 mit der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 verbindet.
Die erste Stufe des Streifenresonators 283 hat dieselben Abmessungen wie die zweite Stufe des Streifenresonators 286. Genauer gesagt, die Streifenresonatoren 283, 286 haben eine elektrische Länge, die äquivalent der Resonanzwellenlänge λ&sub0; ist, und haben jeweils eine einheitliche Leitungsimpedanz. Die erste Stufe des Streifenresonators 283 hat auch ein Paar gerader Streifenleitungen 283a, 283b, die in Serie geschaltet sind, und die geraden Streifenleitungen 283a, 283b sind untereinander elektromagnetisch gekoppelt. Auf dieselbe Weise hat die zweite Stufe des Streifenresonators 286 ein Paar gerader Streifenleitungen 286a, 286b, die in Serie geschaltet sind, und die geraden Streifenleitungen 286a, 286b sind untereinander elektromagnetisch gekoppelt.
Die Koppelpunkte A, B der ersten Stufe des Streifenresonators 283 befinden sich in der geraden Streifenleitung 283a, und der Koppelpunkt B ist um 90 Grad in elektrischer Länge vom Koppelpunkt A beabstandet. Die Koppelpunkte C, D der ersten Stufe des Streifenresonators 283 befinden sich auch in der geraden Streifenleitung 283b, und der Koppelpunkt C ist in elektrischer Länge vom Koppelpunkt A um 180 Grad beabstandet. Der Koppelpunkt D ist in elektrischer Länge vom Koppelpunkt B um 180 Grad beabstandet.
Die Koppelpunkte E, F der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 befinden sich in derselben Weise in der geraden Streifenleitung 286a, und der Koppelpunkt F ist in elektrischer Länge vom Koppelpunkt E um 90 Grad beabstandet. Die Koppelpunkte G, H des Streifenresonators 286 befinden sich auch in der geraden Streifenleitung 286b, und der Koppelpunkt G ist in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt E um 180 Grad beabstandet. Der Koppelpunkt H ist in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt F um 180 Grad beabstandet.
Bei der obigen Konfiguration werden Mikrowellen mit verschiedenen Wellenlängen um die Resonanzwellenlänge λ&sub0; vom Eingangsanschluß 282 zum Koppelpunkt A der ersten Stufe des Streifenresonators 283 übertragen. Die Stärke des elektrischen Feldes, das die Mikrowellen induzieren, ist folglich angestiegen auf einen Maximalwert am Koppelpunkt A. Danach werden die Mikrowellen in der ersten Stufe des Streifenresonators 283 ringförmig verschoben gemäß dem Wellenwiderstand der ersten Stufe des Streifenresonators 283. Der Wellenwiderstand der ersten Stufe des Streifenresonators 283 hängt ab von der einheitlichen Leitungsimpedanz der ersten Stufe des Streifenresonators 283, der elektromagnetischen Kopplung zwischen den geraden Streifenleitungen 283a, 283b und einer Impedanzkonstante der ersten Rückkoppelschaltung 285. Der Hauptteil der Mikrowellen wird von den geraden Streifenleitungen 283a, 283b reflektiert oder durchläuft die erste Rückkoppelschaltung 285, bevor der Hauptteil der Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; in Resonanz tritt bei der Resonanzwellenlänge λ&sub0; gemäß einem ersten Resonanzmodus, um Mikrowellen zu erzeugen, die um eine Viertelwellenlänge verschoben sind.
Im Gegensatz dazu treten ein restlicher Teil der Mikrowellen gemäß einem zweiten Resonanzmodus in Resonanz, ohne von den geraden Streifenleitungen 283a, 283b reflektiert zu werden oder die erste Rückkoppelschaltung 285 zu durchlaufen, um nichtverschobene Mikrowellen zu erzeugen.
Im Ergebnis erhöht sich die Stärke des elektrischen Feldes, das von den viertelverschobenen Mikrowellen induziert wird, auf einen Maximalwert an den Koppelpunkten B, D. Im Gegensatz dazu wird die elektrische Feldstärke, die die nichtverschobenen Mikrowellen induzieren, am Koppelpunkt C auf einen Maximalwert erhöht, weil der Koppelpunkt C um 180 Grad in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A beabstandet ist. Die Phase der viertelverschobenen Mikrowellen verschiebt sich folglich um 90 Grad, verglichen mit der Phase nicht verschobener Mikrowellen. Die Energie der viertelverschobenen Mikrowellen ist beträchtlich größer als diejenige der nichtverschobenen Mikrowellen bei der Resonanzwellenlänge λ&sub0;, und die Energie der viertelverschobenen Mikrowellen ist fast dieselbe wie diejenige der nichtverschobenen Mikrowellen um die Resonanzwellenlänge λ&sub0;.
Danach werden die viertelverschobenen Mikrowellen übertragen zur zweiten Stufe des Streifenresonators 286 durch die Hauptkoppelschaltung 287, und die nichtverschobenen Mikrowellen werden zur zweiten Stufe des Streifenresonators 286 durch die Zusatzkoppelschaltung 287 übertragen.
In der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 werden die viertelverschobenen Mikrowellen und die nichtverschobenen Mikrowellen ringförmig gemäß dem Wellenwiderstand der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 ringförmig verschoben. Der Wellenwiderstand der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 hängt ab von der einheitlichen Leitungsimpedanz der zweiten Stufe des Streifenresonators 286, der elektromagnetischen Kopplung zwischen den geraden Streifenleitungen 286a, 286, und einer zweiten Impedanzkonstante der zweiten Rückkoppelschaltung 289. Die viertelverschobenen Mikrowellen werden folglich von den geraden Streifenleitungen 286a, 286b reflektiert oder durchlaufen die zweite Rückkoppelschaltung 289, bevor die viertelverschobenen Mikrowellen gemäß einem dritten Resonanzmodus in Resonanz treten, um halbverschobene Mikrowellen zu erzeugen. In diesem Falle erhöht sich die Stärke des elektrischen Feldes, das die halbverschobenen Mikrowellen induzieren, an den Koppelpunkten F, H auf einen Maximalwert. Danach werden die halbverschobenen Mikrowellen vom Koppelpunkt H zum Ausgangsanschluß 290 durch den Ausgangskoppelkondensator 291 übertragen.
Im Gegensatz dazu treten die nichtverschobenen Mikrowellen gemäß einem vierten Resonanzmodus in Resonanz, ohne von den geraden Streifenleitungen 286a, 286b reflektiert zu werden oder die zweite Rückkoppelschaltung 289 zu durchlaufen. In diesem Falle erhöht sich die Stärke des elektrischen Feldes, das die nichtverschobenen Mikrowellen induzieren, am Koppelpunkt H auf einen Maximalwert, weil der Koppelpunkt H in der elektrischen Länge um 180 Grad vom Koppelpunkt F beabstandet ist. Danach werden die nichtverschobenen Mikrowellen vom Koppelpunkt H zum Ausgangsanschluß 290 durch den Ausgangskoppelkondensator 291 übertragen.
Die Phase der halbverschobenen Mikrowellen verschiebt sich zusätzlich um 90 Grad. Die Phase der halbverschobenen Mikrowellen verschiebt sich folglich insgesamt um 180 Grad, verglichen mit der Phase nicht verschobener Mikrowellen. Das heißt, die halbverschobenen Mikrowellen und die nichtverschobenen Mikrowellen interferieren elektromagnetisch untereinander im Ausgangsanschluß 290, um die Stärke der halbverschobenen Mikrowellen zu reduzieren. Im Ergebnis werden interferierende Mikrowellen aus den halbverschobenen Mikrowellen und den nichtverschobenen Mikrowellen gebildet, und ein Paar von Kerben (oder ein Paar von Polen) werden auf beiden Seiten der Resonanzfrequenz ω&sub0; erzeugt bezüglich der Resonanzwellenlänge λ&sub0; im Frequenzgang der interferierenden Mikrowellen in derselben Weise wie beim mehrstufigen Filter 21, das in Fig. 2A gezeigt ist.
Das mehrstufige Zweifachmodusfilter 281 kann folglich als elliptisches Filter arbeiten, bei dem die Kerben erzeugt werden, um einen tiefen Frequenzgang zu erzielen.
Die Stärke der interferierenden Mikrowellen kann auch eingestellt werden durch Ändern der Stärke der halbverschobenen Mikrowellen. Die Stärke der halbverschobenen Mikrowellen wird eingestellt durch elektromagnetische Kopplung zwischen den geraden Streifenleitungen 283a, 283b, der elektromagnetischen Kopplung zwischen den geraden Streifenleitungen 286a, 286b, den Rückkopplungsschaltungen 285, 289 und der Hauptkoppelschaltung 287.
Die Tiefe der Kerben, die sich an beiden Seiten der Resonanzfrequenz ω&sub0; in den Frequenzgängen der interferierenden Mikrowellen befinden, können auch eingestellt werden durch Ändern der Stärke der nichtverschobenen Mikrowellen. Die Stärke der nichtverschobenen Mikrowellen wird mit der Zusatzkoppelschaltung 288 eingestellt.
Die Mikrowellen können demnach in passender Weise in Resonanz treten und werden gefiltert gemäß den vorgesehenen Frequenzgängen.
Als nächstes anhand der Fig. 29 bis 31 ist eine erste bis dritte Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels vom vierten Konzept beschrieben.
Fig. 29 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach einer ersten Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept.
Wie in Fig. 29 gezeigt, ist ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 292 nach einer ersten Abwandlung ausgestattet mit einem ersten Rückkoppelkondensator 293 anstelle der ersten Rückkoppelschaltung 285, einem Hauptkoppelkondensator 294 anstelle der Hauptkoppelschaltung 287, einer Zusatzkoppelspule 295 anstelle der Zusatzkoppelschaltung 288 und mit einem zweiten Rückkoppelkondensator 296 anstelle der zweiten Rückkoppelschaltung 289.
In der obigen Konfiguration treten Mikrowellen in Resonanz und werden in zwei Modi gefiltert. Eine relative Dielektrizitätskonstante &epsi;r eines dielektrischen Substrats, das aufgebaut ist aus den Streifenresonatoren 283, 286, wird beispielsweise auf 10,2 gebracht, eine Hohe des dielektrischen Substrats wird auf 0,635 mm gebracht, die Leitungsimpedanzen der Streifenresonatoren 283, 286 werden jeweils auf 35 Ω gebracht, die Kapazitätswerte der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 284, 291 werden jeweils auf 0,78 pF gebracht, Kapazitätswerte der ersten und zweiten Rückkoppelkondensatoren 293, 296 werden jeweils auf 0,36 pF gebracht, der Kapazitätswert des Hauptkoppelkondensators 294 wird auf 33 pF gebracht und die Induktivität der Zusatzkoppelspule 295 wird auf 73 nH gebracht.
Fig. 30 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach einer zweiten Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept.
Wie in Fig. 30 gezeigt, ist ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 301 nach der zweiten Abwandlung ausgestattet mit einem ersten Rückkoppelkondensator 302 anstelle der ersten Rückkoppelschaltung 285, einem Hauptkoppelkondensator 303 anstelle der Hauptkoppelschaltung 287, einem Zusatzkoppelkondensator 304 anstelle der Zusatzkoppelschaltung 288 und mit einer zweiten Rückkoppelspule 305 anstelle der zweiten Rückkoppelschaltung 289.
Im obigen Aufbau treten die Mikrowellen in Resonanz und werden in zwei Modi gefiltert. Beispielsweise ist eine relative Dielektrizitätskonstante &epsi;r eines dielektrischen Substrats, das die Streifenresonatoren 283, 286 bildet, auf 10,2 gebracht, eine Hohe des dielektrischen Substrats wird auf 0,635 mm gebracht, Leitungsimpedanzen der Streifenresonatoren 283, 286 werden jeweils auf 35 Ω gebracht, Kapazitätswerte der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 284, 301 werden jeweils auf 0,55 pF gebracht, ein Kapazitätswert des ersten Rückkoppelkondensators 302 wird auf 6,7 pF gebracht, ein Kapazitätswert des Hauptkoppelkondensators 303 wird auf 0,41 pF gebracht, ein Kapazitätswert des Zusatzkoppelkondensators 304 wird auf 0,01 pF gebracht, und eine Spule der zweiten Rückkoppelinduktivität 305 wird auf 18 nH gebracht.
Fig. 31 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach einer dritten Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept.
Wie in Fig. 31 gezeigt, ist ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 311 gemäß der dritten Abwandlung ausgestattet mit einer ersten Rückkoppelspule 312 anstelle der ersten Rückkoppelschaltung 285, einer Hauptkoppelinduktivität 313 anstelle der Hauptkoppelschaltung 287, einem Zusatzkoppelkondensator 314 anstelle der Zusatzkoppelschaltung 288 und mit einer zweiten Rückkoppelspule 315 anstelle der zweiten Rückkoppelschaltung 289.
Im obigen Aufbau treten die Mikrowellen in Resonanz und werden in zwei Modi gefiltert. Beispielsweise wird eine relative Dielektrizitätskonstante &epsi;r eines dielektrischen Substrats, das die Streifenresonatoren 283, 286 bildet, auf 10,2 gebracht, eine Höhe des dielektrischen Substrats wird auf 0,635 mm gebracht, Leitungsimpedanzen der Streifenresonatoren 283, 286 werden jeweils auf 35 Ω gebracht, Kapazitätswerte der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 284, 311 werden jeweils auf 3,0 pF gebracht, Induktivitäten der ersten und zweiten Rückkoppelspulen 312, 315 werden jeweils auf 6,0 nH gebracht, die Induktivität der Hauptkoppelspule 313 wird auf 28 nH gebracht und ein Kapazitätswert des Zusatzkoppelkondensators 314 wird auf 0,01 pF gebracht.
Als nächstes anhand der beiliegenden Zeichnung beschrieben ist ein zweites Ausführungsbeispiel des vierten Konzepts.
Fig. 32 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach einem zweiten Ausführungsbeispiel des vierten Konzepts.
Wie in Fig. 32 gezeigt, enthält ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 321 nach dem zweiten Ausführungsbeispiel vom vierten Konzept einen Eingangsanschluß 282, die erste Stufe des Streifenresonators 283, den Eingangskoppelkondensator 284, die ersten Rückkoppelschaltung 285, die zweite Stufe des Streifenresonators 286, die Hauptkoppelschaltung 287, die Zusatzkoppelschaltung 288, die zweite Rückkoppelschaltung 289, eine geschlossene schleifenförmige dritte Stufe des Streifenresonators 322 zum Resonieren der Mikrowellen, die in der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 in Resonanz treten, eine zweite Hauptkoppelschaltung 323, die den Koppelpunkt H von der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 mit dem Koppelpunkt I der dritten Stufe des Streifenkondensators 322 verbindet, eine zweite Zusatzkoppelschaltung 324, die den Koppelpunkt G von der zweiten Stufe des Streifenresonators 286 mit dem Koppelpunkt J der dritten Stufe des Streifenresonators 322 verbindet, eine dritte Rückkoppelschaltung 325, die den Koppelpunkt J mit dem Koppelpunkt K der dritten Stufe des Streifenresonators 322 verbindet, einen Ausgangsstreifenanschluß 326, der erregt wird von den Mikrowellen, die in der dritten Stufe des Streifenresonators 322 in Resonanz treten, und einen Ausgangskoppelkondensator 327, der den Ausgangsanschluß 326 mit einem Koppelpunkt L der dritten Stufe des Streifenresonators 322 verbindet, um den Ausgangsanschluß 326 mit der dritten Stufe des Streifenresonators 322 zu verbinden.
Die dritte Stufe des Streifenresonators 322 hat dieselben Abmessungen wie die Streifenresonatoren 283, 286. Das heißt, die dritte Stufe des Streifenresonators 322 hat eine elektrische Länge, die äquivalent der Resonanzwellenlänge λ&sub0; ist, um eine einheitliche Leitungsimpedanz aufzuweisen. Die dritte Stufe des Streifenresonators 322 hat auch ein Paar gerader Streifenleitungen 322a, 322b, die in Serie geschaltet sind, und die geraden Streifenleitungen 322a, 322b sind untereinander elektromagnetisch gekoppelt.
Die Koppelpunkte I, J der dritten Stufe des Streifenresonators 322 befinden sich in der geraden Streifenleitung 322a, und der Koppelpunkt I ist um 90 Grad in elektrischer Länge vom Koppelpunkt J beabstandet. Die Koppelpunkte K, L der dritten Stufe des Streifenresonators 322 befinden sich auch in der geraden Streifenleitung 322b, und der Koppelpunkt K ist in elektrischer Länge vom Koppelpunkt I um 180 Grad beabstandet. Der Koppelpunkt L ist in elektrischer Länge vom Koppelpunkt J um 180 Grad beabstandet.
Erste Viertelschiebemikrowellen treten im obigen Aufbau gemäß dem ersten Resonanzmodus in der ersten Stufe des Streifenresonators 283 in Resonanz und resonieren erneut gemäß dem dritten Resonanzmodus der zweiten Stufe des Streifenresonators 286, um erste Halbschiebemikrowellen zu erzeugen, in derselben Weise wie im mehrstufigen Zweifachmodusfilter 281. Die ersten Halbschiebemikrowellen werden vom Koppelpunkt H zur zweiten Hauptkoppelschaltung 323 übertragen. Die nichtverschobenen Mikrowellen treten auch gemäß dem zweiten Resonanzmodus in der ersten Stufe des Streifenresonators 283 in Resonanz und resonieren erneut gemäß dem vierten Resonanzmodus in der zweiten Stufe des Streifenresonators 286, in derselben Weise wie im mehrstufigen Zweifachmodusfilter 281. Die nichtverschobenen Mikrowellen werden vom Koppelpunkt H zur zweiten Hauptkoppelschaltung 323 übertragen.
Die ersten Halbschiebemikrowellen und die nichtverschobenen Mikrowellen interferieren folglich elektromagnetisch untereinander in der zweiten Hauptkoppelschaltung 323, um zweite Halbmikrowellen zu erzeugen, in denen die Kerben an beiden Seiten der Resonanzfrequenz ω&sub0; im Frequenzgang von den zweiten Halbmikrowellen liegen. Die zweiten Halbmikrowellen werden danach zum Koppelpunkt I von der dritten Stufe des Streifenresonators 322 übertragen.
Die ersten Viertelschiebemikrowellen resonieren in der ersten Stufe des Streifenresonators 283 und treten erneut in Resonanz, um zweite Viertelmikrowellen gemäß einem fünften Resonanzmodus zu erzeugen, ohne von den Streifenleitungen 286a, 286b reflektiert zu werden, und durchlaufen auch nicht die zweite Rückkoppelschaltung 289. Die Stärke des elektrischen Feldes, das die zweiten Viertelschiebemikrowellen gemäß dem Resonanzmodus erzeugen, ist am Koppelpunkt G auf einen Maximalwert erhöht. Die nichtverschobenen Mikrowellen, die in der ersten Stufe des Streifenresonators 283 in Resonanz treten, werden darüber hinaus von den geraden Streifenleitungen 286a, 286b reflektiert oder durchlaufen die zweite Rückkoppelschaltung 289. Danach treten die nichtverschobenen Mikrowellen erneut in Resonanz gemäß dem fünften Resonanzmodus, um die zweiten Viertelmikrowellen zusammenzusetzen. Die zweiten Viertelmikrowellen werden übertragen zum Koppelpunkt J der dritten Stufe des Streifenresonators 322 durch die zweite Zusatzkoppelschaltung 324.
Die zweiten Halbschiebemikrowellen werden danach von den geraden Streifenleitungen 322a, 322b reflektiert oder durchlaufen die dritte Rückkoppelschaltung 325, so daß die Phase der zweiten Halbschiebemikrowellen zusätzlich um 90 Grad verschoben wird. Die zweiten Halbschiebemikrowellen werden erneut danach gemäß einem sechsten Resonanzmodus in Resonanz treten, um 3/4-Schiebemikrowellen zu erzeugen. Im Ergebnis wird die Stärke des elektrischen Feldes, induziert durch die 3/4- Schiebemikrowellen, am Koppelpunkt H auf den Maximalwert erhöht, und die 3/4-Schiebemikrowellen werden zum Ausgangsanschluß 326 durch den Ausgangskoppelkondensator 327 übertragen.
Im Gegensatz dazu treten die zweiten Viertelschiebemikrowellen erneut gemäß einem siebenten Resonanzmodus in Resonanz, ohne von den geraden Streifenleitungen 322a, 322b reflektiert zu werden oder die dritten Rückkoppelschaltung 325 zu durchlaufen. Die Stärke des elektrischen Feldes, das die zweiten Viertelschiebemikrowellen induzieren, wird folglich am Koppelpunkt H auf den Maximalwert erhöht, und die zweiten Viertelschiebemikrowellen werden übertragen zum Ausgangsanschluß 326 durch den Ausgangskoppelkondensator 327. Die Phase der 3/4- Schiebemikrowellen gemäß dem sechsten Resonanzmodus verschiebt sich in diesem Falle um 180 Grad, verglichen mit der Phase der zweiten Viertelschiebemikrowellen gemäß dem siebenten Resonanzmodus. Die 3/4-Schiebemikrowellen und die zweiten Viertelschiebemikrowellen werden folglich elektromagnetisch miteinander interferieren am Ausgangsanschluß 326, um die Stärke der 3/4-Schiebemikrowellen zu reduzieren. Die Kerben, die sich an beiden Seiten der Resonanzfrequenz ω&sub0; im Frequenzgang der 3/4- Schiebemikrowellen befinden, werden im Ergebnis weiter vertieft.
Die Mikrowellen können tief gefiltert werden im mehrstufigen Zweifachmodusfilter 321, verglichen mit dem mehrstufigen Zweifachmodusfilter 281.
Eine erste Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept ist als nächstes anhand der Zeichnung beschrieben.
Fig. 33 ist eine Aufsicht auf ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach einer ersten Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels im vierten Konzept.
Wie in Fig. 33 gezeigt, ist ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter 331 nach der ersten Abwandlung ausgestattet mit einem ersten Rückkoppelkondensator 332 anstelle der ersten Rückkoppelschaltung 285, einem Hauptkoppelkondensator 333 anstelle der Hauptkoppelschaltung 287, einer Zusatzkoppelspule 334 anstelle der Zusatzkoppelschaltung 288, einem zweiten Rückkoppelkondensator 335 anstelle der zweiten Rückkoppelschaltung 289, einem zweiten Hauptkoppelkondensator 336 anstelle der zweiten Hauptkoppelschaltung 323, einer zweiten Zusatzkoppelspule 337 anstelle der zweiten Zusatzkoppelschaltung 325, und mit einem dritten Rückkoppelkondensator 338 anstelle der dritten Rückkoppelschaltung 325.
Im obigen Aufbau treten die Mikrowellen in Resonanz und werden gefiltert in zwei Modi. Eine relative Dielektrizitätskonstante &epsi;r eines dielektrischen Substrats, das die Streifenresonatoren 283, 286 und 322 bildet, wird folglich auf 10,2 gebracht, eine Höhe des dielektrischen Substrats wird auf 0,635 mm gebracht. Leitungsimpedanzen der Streifenresonatoren 283, 286 und 322 werden jeweils auf 30 Ω gebracht. Kapazitätswerte der Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 284, 327 werden jeweils auf 1,97 pF gebracht. Kapazitätswerte der ersten und dritten Rückkoppelkondensatoren 332, 338 werden jeweils auf 0,3 pF gebracht, Kapazitätswerte der Hauptkoppelkondensatoren 333, 336 werden jeweils auf 0,14 pF gebracht, Induktivitäten der Zusatzkoppelspulen 334, 337 werden jeweils auf 15,5 nH gebracht und ein Kapazitätswert des zweiten Rückkoppelkondensators 335 wird auf 0,137 pF gebracht.
Ein Zweifachmodus-Streifenfilter besteht aus einem Streifenleitungsringresonator mit einer elektrischen Länge, die einer Resonanzwellenlänge λ&sub0; für das Inresonanztreten von Mikrowellen bei der Resonanzwellenlänge λ&sub0; gemäß dem Wellenwiderstand äquivalent ist, einem Eingangskoppelkondensator zum Übertragen der Mikrowellen aus dem Eingangsanschluß zu einem Koppelpunkt A des Ringresonators, einem Ausgangskoppelkondensator zur Abgabe der Mikrowellen, die im Ringresonator in Resonanz treten, von einem Koppelpunkt B des Ringresonators an einen Ausgangsanschluß, und aus einer Phasenschiebeschaltung, die mit einem Koppelpunkt C und mit einem Koppelpunkt D des Ringresonators verbunden ist, um den Wellenwiderstand des Ringresonators durch Verschieben einer Phase der Mikrowelle um ein Vielfaches einer Halbwellenlänge der Mikrowellen zu ändern. Der Koppelpunkt B ist um eine Viertelwellenlänge der Mikrowellen vom Koppelpunkt A beabstandet, der Koppelpunkt C ist um die halbe Wellenlänge der Mikrowellen vom Koppelpunkt A beabstandet, und der Koppelpunkt D ist um die halbe Wellenlänge der Mikrowellen vom Koppelpunkt B beabstandet.
Ein mehrstufiges Zweifachmodusfilter ist ausgestattet mit einer Serie von geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen 33, 283 und 286, die jeweils eine elektrische Länge haben, die einer Wellenlänge eines ersten Mikrowellensignals äquivalent ist, und haben einen ersten Koppelpunkt, einen zweiten Koppelpunkt, einen dritten Koppelpunkt und einen vierten Koppelpunkt, die voneinander um eine Viertelwellenlänge vom ersten Mikrowellensignal in der Reihenfolge zum jeweiligen Inresonanztreten des ersten Mikrowellensignals beabstandet sind, um die Stärke des elektrischen Feldes des ersten Mikrowellensignals am ersten und dritten Koppelpunkt gemäß dem ersten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen und um jeweils ein zweites Mikrowellensignal in Resonanz treten zu lassen, um die Stärke des elektrischen Feldes vom zweiten Mikrowellensignal am zweiten und vierten Koppelpunkt gemäß einem zweiten Resonanzmodus zu maximieren, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist.

Claims

1. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter, mit:

a) einer Reihe von Zweifachmodusresonatoren (33) mit einem ersten Koppelpunkt (A), einem zweiten Koppelpunkt (B), einem dritten Koppelpunkt (C) und einem vierten Koppelpunkt (D) zum Inresonanztreten eines ersten beziehungsweise eines zweiten Mikrowellensignals, um die Stärke des elektrischen Feldes vom ersten und zweiten Mikrowellensignal am ersten bis vierten Koppelpunkt in einem ersten Resonanzmodus und einem zweiten Resonanzmodus in Resonanz zu versetzen, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist;

b) einem Eingangskoppelelement (32 und 34) zum Übertragen des ersten Mikrowellensignals zum ersten Koppelpunkt des in der ersten Stufe vorgesehenen Zweifachmodusresonators;

c) einer Vielzahl von Zwischenstufen-Koppelelementen (95, 96) zum jeweiligen Koppeln eines vom zweiten und dritten Koppelpunktes von einem Zweifachmodusresonator, der in einer N-ten Stufe (N ist eine Ganzzahl) mit einem der ersten und vierten Koppelpunkte von einem anderen Zweifachmodusresonator in einer (N + 1)-ten Stufe vorgesehen ist;

d) einer Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (92, 93) zum jeweiligen Koppeln des anderen der zweiten und dritten Koppelpunkte vom Zweifachmodusresonator, der in der N-ten Stufe vorgesehen ist, mit dem anderen des ersten und vierten Koppelpunktes vom Zweifachmodusresonator, der sich in der (N + 1)-ten Stufe befindet; und

e) einem Ausgangskoppelelement (35 und 36) zur Ausgabe des ersten und zweiten Mikrowellensignals, das in jedem der Zweifachmodusresonatoren in Resonanz tritt,

dadurch gekennzeichnet, daß

f) die Zweifachmodusresonatoren geschlossene schleifenförmige Streifenleitungen (33) sind, deren jeweilige elektrische Länge einer Wellenlänge des ersten Mikrowellensignals äquivalent ist, wobei der erste, zweite, dritte und vierte Koppelpunkt (A bis D) um eine Viertelwellenlänge des Mikrowellensignals in der Reihenfolge zum jeweiligen Inresonanztreten des ersten Mikrowellensignals beabstandet ist, um die Stärke des elektrischen Feldes vom Mikrowellensignal am ersten und dritten Koppelpunkt gemäß dem ersten Resonanzmodus zu maximieren und jeweiliges Inresonanztreten des zweiten Mikrowellensignals, um die Stärke des elektrischen Feldes vom zweiten Mikrowellensignal am zweiten und vierten Koppelpunkt gemäß dem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen;

g) die Vielzahl der ersten Zwischenstufen-Koppelelemente (95, 96) zum jeweiligen Koppeln des dritten Koppelpunktes einer in der N-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung mit dem ersten Koppelpunkt der in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehenen anderen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung angeordnet sind, um das erste Mikrowellensignal durch die Reihe von geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen zu übertragen;

h) die Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (92, 93) eingerichtet sind zum jeweiligen Koppeln des zweiten Koppelpunktes der in der N-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung mit dem vierten Koppelpunkt der in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, um das zweite Mikrowellensignal durch die Reihe geschlossener schleifenförmiger Streifenleitungen zu senden;

i) eine Phasenschiebeschaltung (94) vorgesehen ist, die mit dem zweiten Koppelpunkt und mit dem dritten Koppelpunkt der in der letzten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung verbunden ist, um die Phase des ersten Mikrowellensignals zu verschieben, übertragen vom ersten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die sich in der letzten Stufe befindet, gemäß dem ersten Resonanzmodus durch eine Vielzahl von einer Halbwellenlänge des ersten Mikrowellensignals, um das zweite Mikrowellensignal zu erzeugen und das zweite Mikrowellensignal an den zweiten Koppelpunkt der in der letzten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung abzugeben, um das zweite Mikrowellensignal in jeder der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung gemäß dem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen; und daß

j) das Ausgangskoppelelement (35 und 36) eingerichtet ist zur Abgabe des zweiten Mikrowellensignals, das in jeder der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen gemäß dem zweiten Resonanzmodus aus dem vierten Koppelpunkt der in der ersten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung in Resonanz tritt.

2. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 1, dessen Phasenschiebeschaltung über eine Streifenleitung (52) verfügt.

3. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 1, dessen Phasenschiebeschaltung über ein konzentriertes Impedanzelement (72; 73 und 74) verfügt, wie beispielsweise ein Kondensator oder eine Induktivität.

4. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 1, dessen Phasenschiebeschaltung über eine Kombinationsschaltung eines Verstärkers (82) und einer Streifenleitung (83) verfügt.

5. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter, mit:

a) einer Reihe von Zweifachmodusresonatoren (33) mit einem ersten Koppelpunkt (A), einem zweiten Koppelpunkt (D), einem dritten Koppelpunkt (C) und einem vierten Koppelpunkt (B) zum Inresonanztreten eines ersten und eines zweiten Mikrowellensignals, um die Stärke der elektrischen Felder vom ersten beziehungsweise zweiten Mikrowellensignal am ersten bis vierten Koppelpunkt gemäß einem ersten Resonanzmodus zu maximieren beziehungsweise eines zweiten Resonanzmodus, der zum ersten Resonanzmodus orthogonal ist;

b) einer Vielzahl von Zwischenstufen-Koppelelementen (104) zum jeweiligen Koppeln des ersten und dritten Koppelpunktes von einem Zweifachmodusresonator, der sich in der N-ten Stufe (N ist eine Ganzzahl) befindet, mit dem ersten und vierten Koppelpunkt eines anderen Zweifachmodusresonators, der in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehen ist;

c) einer Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (103) zum jeweiligen Koppeln entweder des zweiten oder dritten Koppelpunktes vom Zweifachmodusresonator in der N-ten Stufe mit entweder dem ersten oder vierten Koppelpunktes vom Zweifachmodusresonator in der (N + 1)-ten Stufe; dadurch gekennzeichnet, daß

d) die Zweifachmodusresonatoren geschlossene schleifenförmige Streifenleitungen (33) sind, deren jeweilige elektrische Länge einer Wellenlänge des ersten Mikrowellensignals äquivalent ist, wobei der erste, zweite, dritte und vierte Koppelpunkt um eine Viertelwellenlänge des ersten Mikrowellensignals in dieser Reihenfolge zum jeweiligen Inresonanztreten des ersten Mikrowellensignals beabstandet sind, um die Stärke des elektrischen Feldes vom ersten Mikrowellensignal am ersten und dritten Koppelpunkt gemäß dem ersten Resonanzmodus zu maximieren und das zweite Mikrowellensignal in Resonanz treten zu lassen, um die Stärke des elektrischen Feldes vom zweiten Mikrowellensignal am zweiten beziehungsweise vierten Koppelpunkt gemäß dem zweiten Resonanzmodus zu maximieren, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist;

e) ein Eingangshybridringkoppler (102) vorgesehen ist zum Aufteilen des eingegebenen Mikrowellensignals in das erste Mikrowellensignal und das zweite Mikrowellensignal mit derselben Länge wie dasjenige des ersten Mikrowellensignals, zum Eingeben des ersten Mikrowellensignals in den ersten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung einer ersten Stufe und zum Eingeben des zweiten Mikrowellensignals in den vierten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der ersten Stufe;

f) die Vielzahl der ersten Zwischenstufen-Koppelelemente (104) eingerichtet sind zum jeweiligen Koppeln des zweiten Koppelpunktes einer geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die in der N-ten Stufe vorgesehen ist, mit dem vierten Koppelpunkt der anderen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehen ist, um das erste Mikrowellensignal durch die Reihen von geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen zu übertragen;

g) die Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (103) eingerichtet sind zum jeweiligen Koppeln des dritten Koppelpunktes der in der N-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung mit dem ersten Koppelpunkt der in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, um das zweite Mikrowellensignal durch die Reihe geschlossener schleifenförmiger Streifenleitungen zu übertragen; und daß

h) ein Ausgangshybridringkoppler (105) vorgesehen ist zum Zusammensetzen des ersten Mikrowellensignals aus dem dritten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung von der ersten Stufe mit dem zweiten Mikrowellensignal aus dem zweiten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der letzten Stufe durch das Ausgangskoppelelement, um ein zusammengesetztes Mikrowellensignal zu erzeugen und das zusammengesetzte Mikrowellensignal abzugeben.

6. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 5, bei dem jedes der ersten Zwischenstufen-Koppelelemente über eine ersten Phasenschiebeschaltung (103) verfügt, um die Phase des aus dem dritten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der N-ten Stufe übertragenen ersten Mikrowellensignals um ein Vielfaches der Halbwellenlänge des ersten Mikrowellensignals zu verschieben und das ersten Mikrowellensignal an den ersten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der (N + 1)-ten Stufe abzugeben, und bei der jedes der zweiten Zwischenstufen-Koppelelemente über eine zweite Phasenschiebeschaltung (104) verfügt, um die Phase des vom ersten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der N-ten Stufe übertragenen zweiten Mikrowellensignals um ein Vielfaches einer Halbwellenlänge des zweiten Mikrowellensignals zu verschieben und das zweite Mikrowellensignal an den vierten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der (N + 1)-ten Stufe abzugeben.

7. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter, mit:

a) einer Reihe von Zweifachmodusresonatoren (162) mit einem ersten Koppelpunkt (C), einem zweiten Koppelpunkt (B), einem dritten Koppelpunkt (D) und einem vierten Koppelpunkt (A) zum jeweiligen Inresonanztreten eines ersten und eines zweiten Mikrowellensignals, um die Stärke der elektrischen Felder vom ersten und zweiten Mikrowellensignal am ersten bis vierten Koppelpunkt gemäß einem ersten Resonanzmodus und entsprechend einem zweiten Resonanzmodus zu maximieren, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist;

b) einem ersten Eingangskoppelelement (168; 169) zum Übertragen des ersten Mikrowellensignals zum ersten Koppelpunkt des in der ersten Stufe vorgesehenen Zweifachmodusresonators;

c) einer Moduswechselschaltung (165; 173; 202, 203; 212, 213; und 222, 223) zum elektromagnetischen Beeinflussen, um so das zweite Mikrowellensignal in jedem Zweifachmodusresonator in Resonanz treten zu lassen;

d) einer Vielzahl erster Zwischenstufen-Koppelelemente (264, 265) zum jeweiligen Koppeln eines der zweiten und dritten Koppelpunkte von einem Zweifachmodusresonator, der in einer N-ten Stufe (N ist eine Ganzzahl) mit einem der ersten und vierten Koppelpunkte von einem anderen Zweifachmodusresonator in einer (N + 1)-ten Stufe;

e) einer Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (262, 263) zum jeweiligen Koppeln vom anderen des zweiten und dritten Koppelpunktes vom Zweifachmodusresonator, der in der N ten Stufe vorgesehen ist, mit dem anderen des ersten und vierten Koppelpunktes vom Zweifachmodusresonator, der sich in der (N + 1)-ten Stufe befindet; und mit

f) einem Ausgangskoppelelement (35 und 36) zur Abgabe eines in jedem der Zweifachmodusresonatoren in Resonanz getretenen ersten oder zweiten Mikrowellensignals, dadurch gekennzeichnet, daß

g) die Zweifachmodusresonatoren geschlossene schleifenförmige Streifenleitungen (162) sind, die jeweils eine der Wellenlänge eines ersten Mikrowellensignals äquivalente elektrische Länge haben, wobei der erste, zweite, dritte und vierte Koppelpunkt jeweils um eine Viertelwellenlänge vom ersten Mikrowellensignal in dieser Reihenfolge zum jeweiligen Inresonanztreten des ersten Mikrowellensignals beabstandet ist, um die Stärke des elektrischen Feldes vom ersten Mikrowellensignal am ersten und dritten Koppelpunkt gemäß dem ersten Resonanzmodus zu maximieren;

h) ein zweites Eingangskoppelelement (163 und 164) vorgesehen ist zur Eingabe des zweiten Mikrowellensignals mit einer zweiten Wellenlänge, die sich von derjenigen des ersten Mikrowellensignals unterscheidet, zum vierten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der ersten Stufe in elektromagnetischer Kopplung;

i) die Vielzahl der ersten Zwischenstufen-Koppelelemente (264, 265) angeordnet sind zum jeweiligen Koppeln des ersten Koppelpunktes einer in der N-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung mit dem ersten Koppelpunkt der in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehenen anderen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, um das erste Mikrowellensignal durch die Reihe von geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen zu übertragen;

j) die Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (262, 263) eingerichtet sind zum jeweiligen Koppeln des zweiten Koppelpunktes der in der N-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung mit dem vierten Koppelpunkt der in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, um das zweite Mikrowellensignal durch die Reihe geschlossener schleifenförmiger Streifenleitungen zu übertragen;

k) die Moduswechselschaltung (165; 173; 202, 203; 212, 213; und 222, 223) eine spezifische Impedanz hat und eingerichtet ist zur elektromagnetischen Beeinflussung des zweiten Mikrowellensignals, um das zweite Mikrowellensignal in jeder geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung gemäß dem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen, während die Stärke des elektrischen Feldes vom zweiten Mikrowellensignal am zweiten und vierten Koppelpunkt maximiert ist;

l) das Ausgangskoppelelement (166; 167) eingerichtet ist zur Ausgabe des zweiten Mikrowellensignals, das in jeder der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen in Resonanz tritt gemäß dem zweiten Resonanzmodus aus dem zweiten Koppelpunkt der in der letzten Stufe vorgesehenen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung; und daß

m) ein zweites Ausgangskoppelelement (170 und 171) vorgesehen ist zur Ausgabe des ersten Mikrowellensignals, das in jeder der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen in Resonanz tritt gemäß dem ersten Resonanzmodus aus dem dritten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung der letzten Stufe in elektromagnetischer Kopplung.

8. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 7, dessen Moduswechselschaltung über einen Kondensator (165) verfügt, der mit dem zweiten und vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, wobei der Kondensator eine Festkapazität hat.

9. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 7, dessen Moduswechselschaltung über einen variablen Kondensator (173) verfügt, der mit dem zweiten und vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

10. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 7, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem eingangsseitigen Massekondensator (202), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einem ausgangsseitigen Massekondensator (203), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem zweiten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

11. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 7, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem eingangsseitigen variablen Massekondensator (212), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einem ausgangsseitigen variablen Massekondensator (213), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem zweiten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

12. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 7, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einer leerlaufenden Eingabestreifenleitung (222)-, deren eines Ende freistehend und deren anderes Ende mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einer leerlaufenden Ausgabestreifenleitung (223), deren eines Ende freistehend und deren anderes Ende mit dem zweiten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

13. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 8, das des weiteren ausgestattet ist mit:

einer zweiten Moduswechselschaltung (182, 192, 232 und 233, 242 und 243, 252 und 253) mit einer zweiten spezifischen Impedanz zur elektromagnetischen Beeinflussung des ersten Mikrowellensignals, um das erste Mikrowellensignal in einer jeden geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung gemäß dem ersten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen, während die Stärke des elektrischen Feldes vom ersten Mikrowellensignal am ersten und dritten Koppelpunkt maximiert ist.

14. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 13, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem Filterkondensator (165), der den zweiten mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbindet, wobei der erste Kondensator ein Festkondensator ist,

und wobei die zweite Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem zweiten Kondensator (182), der den ersten mit dem dritten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbindet, wobei der zweite Kondensator ein Festkondensator ist.

15. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 13, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem ersten variablen Kondensator (173), der den zweiten mit dem vierten Kondensator einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbindet, und wobei

die zweite Zweifachmoduswechselschaltung über einen zweiten variablen Kondensator (192) verfügt, der den ersten mit dem dritten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbindet.

16. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 13, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem ersten eingangsseitigen Massekondensator (202), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einem ersten ausgangsseitigen Massekondensator (203), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem zweiten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist,

wobei die zweite Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem zweiten eingangsseitigen Massekondensator (232), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem ersten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist; und mit

einem zweiten ausgangsseitigen Massekondensator (233), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem dritten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

17. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 13, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem ersten eingangsseitigen variablen Massekondensator (212), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einem ersten ausgangsseitigen variablen Massekondensator (213), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem zweiten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist,

und wobei die zweite Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einem zweiten eingangsseitigen variablen Massekondensator (242), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem ersten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einem zweiten ausgangsseitigen variablen Massekondensator (243), dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit dem dritten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

18. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 13, dessen Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einer ersten eingangsseitigen leerlaufenden Streifenleitung (222), deren eines Ende leerläuft und deren anderes Ende mit dem vierten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einer ersten ausgangsseitigen leerlaufenden Streifenleitung (223), deren eines Ende leerläuft und deren anderes Ende mit dem zweiten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und wobei die zweite Moduswechselschaltung ausgestattet ist mit:

einer zweiten eingangsseitigen leerlaufenden Streifenleitung (252), deren eines Ende leerläuft und deren anderes Ende mit dem ersten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist, und mit

einer zweiten ausgangsseitigen leerlaufenden Streifenleitung (253), deren eines Ende leerläuft und deren anderes Ende mit dem dritten Koppelpunkt einer jeden der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen verbunden ist.

19. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter, mit

a) einer Reihe von Zweifachmodusresonatoren (283, 286 und 322) mit einem ersten Koppelpunkt (A, E, I), einem zweiten Koppelpunkt (B, F, J), einem dritten Koppelpunkt (C, G, K) und einem vierten Koppelpunkt (D, H, L) zum Inresonanztreten eines ersten beziehungsweise eines zweiten Mikrowellensignals, um die Stärke der elektrischen Felder vom ersten und zweiten Mikrowellensignal am ersten bis vierten Koppelpunkt gemäß einem ersten Resonanzmodus beziehungsweise einem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist;

b) einem Eingangskoppelelement (282, 284) zum Übertragen des ersten Mikrowellensignals zum ersten Koppelpunkt des Zweifachmodusresonators, der in der ersten Stufe vorgesehen ist;

c) einer Vielzahl erster Zwischenstufen-Koppelelementen (287, 323) zum jeweiligen Koppeln des ersten bis vierten Koppelpunktes von einem Zweifachmodusresonator, der in einer N-ten Stufe (N ist eine Ganzzahl) befindet, beziehungsweise einem der ersten bis vierten Koppelpunkte vom anderen Zweifachmodusresonator, der sich in einer (N + 1)-ten Stufe befindet;

d) einer Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (288, 324) zum jeweiligen Koppeln eines anderen der ersten bis vierten Koppelpunkte vom Zweifachmodusresonator, der in der N-ten Stufe vorgesehen ist, mit einem anderen der ersten und vierten Koppelpunkte des Zweifachmodusresonators, der sich in der (N + 1)-ten Stufe befindet; und

e) einem Ausgangskoppelelement (290, 291; und 326, 327) zur Ausgabe eines der ersten und zweiten Mikrowellensignale, die in jedem der Zweifachmodusresonatoren in Resonanz treten, dadurch gekennzeichnet, daß

f) die Zweifachmodusresonatoren geschlossene schleifenförmige Streifenleitungen (283, 286 und 322) sind, deren jeweilige elektrische Länge einer Wellenlänge des ersten Mikrowellensignals äquivalent ist, wobei der erste, zweite, dritte und vierte Koppelpunkt um eine Viertelwellenlänge des ersten Mikrowellensignals in dieser Reihenfolge beabstandet ist zum jeweiligen Inresonanztreten des ersten Mikrowellensignals, um die Stärke des elektrischen Feldes des ersten Mikrowellensignals am ersten und dritten Koppelpunkt gemäß dem ersten Resonanzmodus zu maximieren und jeweiliges Inresonanztreten des zweiten Mikrowellensignals, um die Stärke des elektrischen Feldes vom zweiten Mikrowellensignal am zweiten und vierten Koppelpunkt gemäß dem zweiten Resonanzmodus zu maximieren;

g) eine Phasenschiebeschaltung (285, 289 und 325) vorgesehen ist zum Verschieben der Phase eines Teiles des ersten Mikrowellensignals um eine Viertelwellenlänge des ersten Mikrowellensignals, um das zweite Mikrowellensignal aus dem Teil des ersten Mikrowellensignals zu erzeugen und die Phase eines Teils des zweiten Mikrowellensignals um eine Viertelwellenlänge des zweiten Mikrowellensignals zu verschieben, um das erste Mikrowellensignal aus dem Teil des zweiten Mikrowellensignals zu erzeugen;

h) die Vielzahl der ersten Zwischenstufen-Koppelelemente (287, 323) angeordnet sind zum jeweiligen Koppeln des vierten Koppelpunktes einer geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die in der N-ten Stufe vorgesehen ist, mit dem ersten Koppelpunkt der anderen geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehen ist, wobei das erste Mikrowellensignal in jeder geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung in Resonanz tritt, die sich in einer gradzahligen Stufe befindet, die in die geschlossene schleifenförmige Streifenleitung übertragen wird, die sich in einer ungradzahligen Stufe befindet, durch ein erstes Zwischenstufenkoppelelement, und das zweite Mikrowellensignal, das in jeder geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung in Resonanz tritt, die sich in einer ungradzahligen Stufe befindet, das in die geschlossene schleifenförmige Streifenleitung übertragen wird, die sich in einer gradzahligen Stufe befindet, durch ein erstes Zwischenstufen-Koppelelement;

i) die Vielzahl zweiter Zwischenstufen-Koppelelemente (288, 324) eingerichtet ist zum jeweiligen Koppeln des dritten Koppelpunktes der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die in der N-ten Stufe vorgesehen ist, mit dem zweiten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die in der (N + 1)-ten Stufe vorgesehen ist, wobei das erste Mikrowellensignal in jeder geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung in Resonanz tritt, die sich in einer ungradzahligen Stufe befindet, das übertragen wird zur geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die sich in einer gradzahligen Stufe befindet, durch ein zweites Zwischenstufen-Koppelelement, und das zweite Mikrowellensignal, das in jeder geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung in Resonanz tritt, die sich in einer gradzahligen Stufe befindet, das übertragen wird zur geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die sich in einer ungradzahligen Stufe befindet, durch ein zweites Zwischenstufen-Koppelelement; und

j) das Ausgangskoppelelement (290, 291, und 326, 327) eingerichtet ist zur Ausgabe des ersten Mikrowellensignals aus dem vierten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitungen, die sich in der letzten Stufe befinden, in Fällen, bei denen die letzte Stufe eine gradzahlige Stufe ist, und Abgeben des zweiten Mikrowellensignals aus dem vierten Koppelpunkt der geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, die sich in der letzten Stufe in Fällen befindet, bei denen die letzte Stufe eine ungradzahlige Stufe ist.

20. Mehrstufiges Zweifachmodusfilter nach Anspruch 19, bei dem jede geschlossene schleifenförmige Streifenleitung einen ersten geraden Streifenleitungsabschnitt besitzt, der den ersten Koppelpunkt mit dem zweiten Koppelpunkt verbindet, und einen zweiten geraden Streifenleitungsabschnitt, der den dritten Koppelpunkt mit dem vierten Koppelpunkt verbindet, und der erste gerade Streifenleitungsabschnitt und der zweite gerade Streifenleitungsabschnitt einer jeden geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung parallel zueinander eingerichtet ist, um den ersten geraden Streifenleitungsabschnitt und den zweiten geraden Streifenleitungsabschnitt miteinander in elektromagnetische Kopplung zu bringen.