JP4733675B2 - 可変共振器、帯域幅可変フィルタ、電気回路装置 - Google Patents

Description

本発明は、可変共振器、帯域幅可変フィルタ及びそれを使った電気回路装置に関する。

高周波を用いた無線通信の分野においては、数多い信号の中から特定の周波数の信号を取り出すことで、必要な信号と不必要な信号とを分別している。この機能を果たす回路はフィルタと呼ばれ、多くの無線通信装置に搭載されている。

一般的に、フィルタは、その設計パラメータである帯域幅などは不変なものとなっている。このようなフィルタを用いた無線通信装置で様々な周波数帯域幅を用いる場合は、使用する帯域幅のフィルタを複数個用意し、スイッチなどで切り替える方法が容易に考えられる。この方法では、必要な帯域幅の数だけフィルタが必要であり、回路規模が大きくなるため装置が大型化してしまう。また、予め用意した各フィルタが有する周波数特性以外の周波数では動作させることは出来ない。

この問題を解決するため、特許文献１では、フィルタを構成する共振器に圧電素子を用いて、この圧電素子に外部からバイアス電圧をかけることで圧電素子の周波数特性を変更し、帯域幅を変更させている。
特開２００４−７３５２号公報

しかしながら、上記特許文献１に開示される可変フィルタは、梯子型フィルタとして帯域幅を持たせているものの、圧電素子の特性による制限から中心周波数の変化幅が１％弱と小さいため、帯域幅の変化量も同程度のものとなっており、大幅な帯域幅の変更が可能ではない。

このような実情に鑑みて、本発明は、帯域幅を大きく変更することが可能な可変共振器、帯域幅可変フィルタ、電気回路装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の観点による可変共振器は、次のような構成とされる。即ち、誘電体基板上に設けられた、共振周波数における１波長もしくはその整数倍である周長の環状導体線路と、２つ以上の第１の回路開閉器とを備えており、各上記第１の回路開閉器は、その一端が上記環状導体線路にそれぞれ異なる部位で電気的に接続され、その他端が誘電体基板上に形成された接地導体に電気的に接続され、当該接地導体と上記環状導体線路との電気的接続／非接続を切り替え可能とされている。

この構成では、電気的に接続する回路開閉器を変更することで、共振周波数を挟む帯域幅を大きく変更することができるものとなっている。

また、上記接地導体と、上記接地導体に電気的に接続された上記回路開閉器の他端とを、受動素子を介して電気的に接続したものとしてもよい。

受動素子としては、例えば抵抗器、可変抵抗器、コンデンサ、可変コンデンサ、インダクタ、可変インダクタなどが挙げられる。

この可変共振器では、その共振周波数における信号の損失は、主に可変共振器を構成する導体線路によって支配され、回路開閉器などによる挿入損失の影響が小さい。このため、受動素子を備えた構成が可能である。

このような受動素子を備える場合では、上記接地導体と、上記環状導体線路との電気的接続を、受動素子を介して行うか、直接行うかのいずれかに切り替え可能な切替器を備える構成とすることもできる。

この発明の第２の観点による可変共振器は、誘電体基板上に設けられた、共振周波数における１波長もしくはその整数倍である周長の環状導体線路と、２つ以上の第１の回路開閉器とを備え、各上記第１の回路開閉器は、その一端が上記環状導体線路にそれぞれ異なる部位で電気的に接続され、その他端が誘電体基板上に形成された伝送線路に電気的に接続され、上記環状導体線路との電気的接続／非接続を切り替え可能とされている。

この第１または第２の観点による可変共振器を、例えば所望の周波数の信号を通過させることを主目的とした帯域幅可変フィルタに用いる場合などでは、上記環状導体線路において、伝送線路との結合部位および当該結合部位を起点として共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置には上記回路開閉器を設けない構成とする。このような位置で回路開閉器を電気的に接続しても、信号が伝搬しないからであり、その理由は後述する。

上記環状導体線路は、線路幅の異なる複数の導体線路を結合して閉路とされたものでもよい。また、１つの第１導体線路と、複数の異なる特性の第２導体線路と、上記第１導体線路と選択された上記第２導体線路の１つとを電気的に接続して閉路を形成する第２の回路開閉器とを設けることにより、異なる特性が選択可能な上記環状導体線路を形成してもよい。

また、上記第１または第２の観点による第１の可変共振器と上記第１または第２の観点による第２の可変共振器とが第２の回路開閉器により電気的に接続され、上記第１の可変共振器の環状導体線路の内側に、上記第２の可変共振器を配置した構成とすることでもよい。

ここで、上記第１の可変共振器と上記第２の可変共振器とは、２つの上記第２の回路開閉器により２つの異なる位置で接続され、一方の上記第２の回路開閉器の接続位置に対し、他方の第２の回路開閉器の位置は、上記第１の可変共振器の環状導体線路において、上記第１の可変共振器の共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置であり、かつ、上記第２の可変共振器の環状導体線路において、上記第２の可変共振器の共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置である。

上記課題を解決するために、本発明の第３の観点による帯域幅可変フィルタは、次のような構成とされる。即ち、上記第１の観点による少なくとも１つの可変共振器と、入出力線路とを備えており、上記可変共振器と上記入出力線路とは電気的に接続されている帯域幅可変フィルタとされる。

上記の可変共振器を用いることで、通過帯域幅を大幅に変更可能なものとなっている。

また、１つ以上の上記可変共振器それぞれについて、各可変共振器を、その１箇所の結合部位で上記入出力線路に対して並列接続してもよい。また、２つ以上の上記可変共振器それぞれについて、各可変共振器を、その１箇所の結合部位で上記入出力線路に対して並列接続し、上記各結合部位に、上記入出力線路と上記可変共振器との電気的接続／非接続を切り替え可能な第２の回路開閉器をそれぞれ設け、上記各第２の回路開閉器を選択して、各可変共振器の全部または一部と上記入出力線路とを電気的に接続にする構成でもよい。

あるいは、１つ以上の上記可変共振器それぞれについて、各可変共振器を、その２箇所の結合部位で上記入出力線路に対して直列接続し、２箇所の上記結合部位は、各可変共振器の環状導体線路において、各可変共振器の共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置であり、当該結合部位には回路開閉器を接続しない構成とすることもできる。

上記課題を解決するために、本発明の第４の観点による電気回路装置は、次のような構成とされる。即ち、上記第１または第２の観点による１つの可変共振器と、第１の入出力線路および第２の入出力線路とを備えて、上記第１の入出力線路の端部と上記可変共振器の環状導体線路との結合部位にて、上記第２の入出力線路の端部が結合し、上記第１の入出力線路と、上記第２の入出力線路と、上記環状導体線路とが電気的に接続されており、上記結合部位にて、上記第１の入出力線路の端部と、上記第２の入出力線路の端部とが、異なる平面上に配置されている。

あるいは、上記第１または第２の観点による１つの可変共振器と、屈曲部を有する入出力線路とを備えて、上記入出力線路の屈曲部と上記可変共振器の環状導体線路とが電気的に接続されている電気回路装置としてもよい。

また、上記入出力線路の屈曲部と上記可変共振器の環状導体線路とが電気的に接続された部位およびその近傍における上記可変共振器の環状導体線路は、上記入出力線路と角度を成して結合してもよい。

本発明によれば、複数の回路開閉器の中から任意の回路開閉器を１つ選択してオン状態〔電気的に接続した状態〕とすることで、共振周波数を一定に保ったまま帯域幅を大幅に変化させることが可能である。

また、本発明の可変共振器では、その共振周波数における信号の損失は、主に可変共振器を構成する導体線路によって支配され、回路開閉器などによる挿入損失の影響が小さい。このため、損失の大きい回路開閉器などを可変共振器に用いてフィルタを構成しても、信号の通過帯域の損失を抑えることが可能である。

また、本発明の電気回路装置では、本発明の可変共振器を用いることで、共振周波数を挟む帯域幅を大きく変更することができるものとなっていることに加え、可変共振器を結合したことによる挿入損失を抑えることができる。

図１Ａおよび１Ｂに、２つのパターンの環状マイクロストリップ線路構造として構成した場合の本発明の可変共振器２０を示す。図１Ｃは図１Ａ又は１Ｂにおける可変共振器２０の環を１つのスイッチ３の位置で切断した断面の例を示す。図１Ａ及び１Ｂの可変共振器２０はそれぞれ、環状導体線路２（以下、単に環状線路ともいう）および２つ以上の回路開閉器であるスイッチ３から成る。ここで「環状」とは、後述のように円である必要はなく、閉じたループを形成するものであればよい。環状線路２は、図１Ｃに断面で示すように、誘電体基板５の一方の面上に金属で形成される。誘電体基板５は、環状線路２が設けられる面とは反対側の面（裏面と云うことにする）に接地導体４が金属で形成される。各々のスイッチ３は、スイッチ３の一端３１は環状線路２に電気的に接続され、他端３２は、誘電体基板５裏面の接地導体４に、導体３３およびビアホール(via hole)６を介して電気的に接続されている。なお、導体３３の形状などには一切の限定はないから、図１Ａおよび図１Ｂでは導体３３の図示を省略している。各スイッチ３の配置は、それぞれ等間隔とすることに限定されず、所望の帯域幅を得るべく任意に設計できる。また、本明細書においてスイッチと云えば、接点型のスイッチに限定するものではなく、例えばダイオード、トランジスタ、ＭＯＳ素子などを用いた、回路網に接点を設けないで回路の開閉機能を有するいわゆるスイッチング素子(switching element)とすることもできる。具体例としては、スイッチングダイオードなどが挙げられる。

環状線路２は、所望の共振周波数において２π即ち３６０°位相変化する長さ、つまり共振周波数における１波長もしくはその整数倍である長さの環状線路である。図１Ａおよび図１Ｂに示す可変共振器２０では、円形の環状線路として例示している。

ここで「長さ」は、環状線路の周長のことである。

ここで「所望の共振周波数」は、一般的に共振器に要求される性能の一要素であり、任意の設計事項である。なお、本発明の可変共振回路は、交流回路において用いることができ、対象とする共振周波数に格別の限定は無いが、例えば共振周波数を１００ｋＨｚ以上の高周波数とする場合に有用である。

図１Ａの可変共振器２０と図１Ｂの可変共振器２０との差異は、スイッチ３の他端３２が、環状線路２の内側に設けられたか外側に設けられたかにある。図１Ａの可変共振器２０は、スイッチ３の他端３２が環状線路２の外側に設けられ、図１Ｂの可変共振器２０は、スイッチ３の他端３２が環状線路２の内側に設けられている。

このような２種類の実施形態の特徴は、例えば後述の図８、図１１、図２７に示す構成の場合にも適用できる。

この可変共振器２０の特性を、図２Ａと２Ｂに示す回路１０の電磁界シミュレーションによって示す。

図２Ａおよび２Ｂに示す回路１０は、図１Ａおよび１Ｂに示す可変共振器２０を、伝送線路であるポートP1−P2間に示す入出力線路７に並列接続したものであり、帯域幅可変フィルタとして作用する。電磁界シミュレーションでは、誘電体基板５の比誘電率ε_ｒを９.６、厚さを０.６３５ｍｍとし、環状線路２の外径を４ｍｍ、内径を３．４ｍｍとした。環状線路２を構成する導体、ビアホール６を形成する導体、接地導体４の抵抗は何れも０とした。また、入出力線路７のポートインピーダンスを５０Ωとした。なお、簡便のためスイッチ３の表示は省略し、その代わりにビアホール６の位置を変えてシミュレーションした。

図３Ａ，３Ｂに、回路１０による伝達係数の周波数特性のシミュレーション結果を示す。

図３Ａは、図２Ａに示すように環状線路２の中心を通り、線Ｌに関してπ／２即ち９０°で交差する線と環状線路２との交差位置の１つである位置Ｘを直径０.３ｍｍのビアホール６を介して接地した場合の周波数特性を示している。位置Ｘは、入出力線路７との結合部位Ｃから、反時計回りに環状線路２の長さの３／４の位置（時計回りでは１／４の位置）であり、この位置Ｘにて接地されているとする。なお、ここで「時計回り」「反時計回り」とは、図の紙面の上から見た場合の周回方向を云うものとする（以下同様）。なお、入出力線路７と結合部位Ｃとを結ぶ線は、シミュレーション対象の回路１０において入出力線路７と環状線路２とが電気的に接続されていることを表している。

図３Ｂは、図２Ｂに示すようにビアホール６の位置を位置Ｙに設定したときの周波数特性を示している。位置Ｙは、入出力線路７との結合部位Ｃから、反時計回りに環状線路２の長さの７／１２の位置（時計周りでは５／１２の位置）であり、この位置Ｙにて接地されているとする。

図３Ａおよび図３Ｂに示される周波数特性から明らかなように、この可変共振器２０においては、ビアホール６の位置を変えることで、つまり、オン状態（電気的に接続した状態）にするスイッチ３の位置を変化させることで、信号が通過する周波数αを変化させず、信号を遮断する周波数（伝達係数が極小となる周波数）βを大幅に変化させることが可能である。換言すれば、伝搬する信号の帯域幅を、オン状態にするスイッチ３の位置で大幅に変更可能である。なお、一般に伝達係数の周波数特性に現れる極小点を零点と呼ぶ。

これらの作用を、無損失の伝送線路モデルを用いて、以下に説明する。

図４Ａに、図２Ａ，２Ｂに示した回路１０の共振器の部分の無損失伝送線路モデルを示す。このモデルの入力インピーダンスＺ_ｉｎを求めることで、回路１０の作用を説明する。共振周波数ｆ_ｒ＝α（図３Ａ，３Ｂ）において、伝送線路２_１は電気長πで特性インピーダンスＺ_１の線路、伝送線路２_２は電気長ｘ（ラジアン）で特性インピーダンスＺ_２の線路、伝送線路２_３は電気長(π−ｘ)、特性インピーダンスＺ_３の線路とする。このモデルから明らかなように各伝送線路２_１，２_２，２_３の電気長を全て加えると２π、即ち３６０°となる。

伝送線路２_１および伝送線路２_２からなる経路Ｐ_Ａは、図２Ａ，２Ｂにおいて結合部位Ｃからビアホール６の位置、つまり図２Ａ，２Ｂではそれぞれ符号Ｘ、Ｙで示す位置までの反時計回りの経路を示し、伝送線路２_３からなる経路Ｐ_Ｂは、図２において結合部位Ｃからビアホール６の位置、つまり図２Ａ，２Ｂでは符号Ｘ、Ｙで示す位置までの時計回りの経路を示している。Ｚ_Ｌは、ビアホール６の位置における、接地までのインピーダンスを表している。

このとき入力インピーダンスＺ_ｉｎは、式（１）で与えられる。ｊは虚数単位である。

Ｙ_２＝Ｙ_３とした場合であって、ｘ＝ｎπ(n=0, 1, 2, 3, …)の場合を除く全ての場合において、どのようなＺ_Ｌに対してもＺ_ｉｎは無限大となり、ＬＣ並列共振と同様の特性を示す。このため図２Ａ，２Ｂにおいて入力ポートから入力された信号は出力ポートへと伝搬する。Ｙ_２＝Ｙ_３とした場合であって、ｘ＝ｎπの場合は、Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_Ｌとなるため、仮にＺ_Ｌが０の場合、この周波数において図２Ａ，２Ｂに示した可変共振器２０と入出力線路７との結合部位Ｃは短絡となり、信号は伝搬しない。

従って、後で述べる帯域幅可変フィルタの構成において、可変共振器と伝送線路とを並列に接続する構成をとる場合、可変共振器の導体線路長を波長とする周波数において信号を通過させたい場合には、オン状態にするスイッチの位置が、伝送線路と可変共振器との結合部位から電気長にしてπの整数倍にならないようにする必要がある。逆に、可変共振器の導体線路長を波長とする周波数において信号を通過させない揚合には、オン状態にするスイッチの位置を、伝送線路と可変共振器との結合部位から電気長にしてπの整数倍にすればよい。

ここでは式（１）による解析的見地からＹ_２＝Ｙ_３とした場合で説明した。しかし、本発明の効果は、厳格にＹ_２＝Ｙ_３とした場合でのみ享受されえるというものではない。例えば、Ｙ_２≠Ｙ_３だがＹ_２とＹ_３とが大きく異ならない場合、つまりＹ_２≒Ｙ_３の場合、可変共振器の共振周波数に少しのぶれが生じて一定とならないが（要するに、所望の共振周波数を維持できない）、スイッチ３をオン状態とする位置によっては広い帯域幅が得られるから、所望の共振周波数における帯域幅と共振周波数が少しずれた状態での帯域幅とでほとんど差異がなくなり、実用上何ら影響が無い。

換言すれば、ある程度広い帯域幅でこれを可変とするならば、実用上の観点から厳格にＹ_２＝Ｙ_３とする設計条件は要求されない。このことから、ある程度広い帯域幅で可変とするならば、環状線路２の周長も共振周波数における１波長もしくはその整数倍に厳格に設計されなければならないわけではない。

従って、既述した、環状線路２の周長を共振周波数における１波長もしくはその整数倍とすることは、上述の意味をも含んだ技術事項と理解されるべきと云える。

信号遮断としてではなく、所望の周波数の信号を通過させることを主目的として帯域幅可変フィルタを構成するならば、そもそも電気長にしてπの整数倍の位置にスイッチ３を設けておく必要がない。そこで、図４Ｂに示すように、電気長にしてπの整数倍の位置以外にスイッチ３を設ける構成とする。つまり、図４Ｂに示した可変共振器において、入力インピーダンスＺ_ｉｎで示した部分が伝送線路との結合部位に相当し、この結合部位と、そこから電気長にしてπとなる位置の２箇所にスイッチを設けない構成である。

また、図４Ａの無損失伝送線路モデルで明らかなように、環状線路２の、入出力線路７との接続点から電気長πの位置で時計回りの経路と反時計回りの経路が対称となるから（図２Ａ，２Ｂに示すような円環線路の場合には、線Ｌについて左右対称である）、対称部分の一方の側においてスイッチ３を設けない構成とすることもできる。

図４Ｂに示す可変共振器２０の例で説明すれば、紙面を正面に見て線Ｈ（図２Ａ，２Ｂにおける線Ｌに相当する）の下側あるいは上側のいずれか一方の側のスイッチ３全てを設けない構成とすることができる。

次に、図３Ａ，３Ｂに示す符号βで示した周波数における特性について説明する。これらの周波数で信号が伝搬しないのは、入出力線路７と可変共振器２０との結合部位において入力インピーダンスＺ_ｉｎが０となっている為である。

図４Ａにおいて、ｘが可変共振器２０の共振周波数ｆ_ｒに関してπ／２即ち９０°の時、この無損失伝送線路モデルは図２Ａに示す回路に相当して図３Ａに示す特性を示し、経路Ｐ_Ａの電気長は共振周波数ｆ_ｒに関して、３π／２即ち２７０°の電気長となる。この電気長は、共振周波数ｆ_ｒの２／３倍の周波数では、π即ち１８０°の電気長となり、丁度先端短絡の２分の１波長のスタブとみなせるため、入出力線路７と可変共振器２０との接点の入力インピーダンスＺ_ｉｎは０となる。また、共振周波数ｆ_ｒの４／３倍（つまり、２／３の２倍）の周波数に関しては、経路Ｐ_Ａは先端短絡の１波長のスタブとなるから同様の特性となる。もう一方の経路Ｐ_Ｂについては、共振周波数ｆ_ｒにおいて電気長がπ／２即ち９０°であるから、共振周波数ｆ_ｒの２倍の周波数において先端短絡の２分の１波長のスタブとみなせるため、可変共振器２０と入出力線路７との接点の入力インピーダンスＺ_ｉｎが０となる。ただし、この場合は図３Ａに示す周波数軸（横軸）の範囲外となり、図３Ａに表れていない。

図４Ａにおいて、ｘが可変共振器２０の共振周波数ｆ_ｒに関してπ／６即ち３０°の時、この無損失伝送線路モデルは図２Ｂに示す回路に相当して図３Ｂに示す特性を示す。経路Ｐ_Ａの電気長は共振周波数ｆ_ｒに関して、７π／６即ち２１０°の電気長となる。この電気長は、共振周波数ｆ_ｒの６／７倍の周波数では、π即ち１８０°の電気長となり、丁度先端短絡の２分の１波長のスタブとみなせるため、入出力線路７と可変共振器２０との接点の入力インピーダンスＺ_ｉｎは０となる。また、共振周波数ｆ_ｒの１２／７倍（つまり、６／７の２倍）の周波数に関しては、経路Ｐ_Ａは先端短絡の１波長のスタブとなるから同様の特性となる。もう一方の経路Ｐ_Ｂについては、共振周波数ｆ_ｒにおいて電気長が５π／６即ち１５０°であるから、共振周波数ｆ_ｒの６／５倍の周波数において先端短絡の２分の１波長のスタブとみなせるため、可変共振器２０と入出力線路７との接点の入力インピーダンスＺ_ｉｎが０となる。

以上が、図３Ａ，３Ｂの符号βで示した周波数において、信号が伝搬しないことの説明である。

次に、図５Ａ，５Ｂに、本発明である可変共振器２０を２つ用いて構成した帯域幅可変フィルタ１０を示す。帯域幅可変フィルタ１０は、２つの可変共振器２０を伝送線路に対して電気的に並列接続したものである。図６Ａ，６Ｂは、帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性の線形回路シミュレーション結果を示したものである。なお、簡便のためスイッチ３の表示は省略し、ビアホール６の位置を変えてシミュレーションした。また、線形回路シミュレーションにおいて、可変共振器２０の共振周波数を５ＧＨｚとした。

また、線形回路シミュレーションにおいて、図５Ａ，５Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０は、２つの可変共振器２０間を可変共振器の共振周波数である５ＧＨｚにおける４分の１波長（９０°の位相変化に相当する）の線路で結んだものとした。

線形回路シミュレーションでは、図５Ａ，５Ｂに示す２つの場合のビアホール位置設定について、帯域幅可変フィルタ１０のシミュレーションを行った。

図５Ａに示す帯域幅可変フィルタ１０では、２つの可変共振器２０のビアホール６の位置をそれぞれ異なるものとし、具体的には、図５Ａの左側の可変共振器２０のビアホール６の位置を、結合部位Ｄから反時計回りに環状線路２の長さの５／１２の位置とし、図５Ａの右側の可変共振器２０のビアホール６の位置を、結合部位Ｅから反時計回りに環状線路２の長さの４／９の位置とした。

図５Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０では、２つの可変共振器２０のビアホール６の位置をそれぞれ図５Ａの場合と異なるものとし、具体的には、図５Ｂの左側の可変共振器２０のビアホール６の位置を、結合部位Ｄから反時計回りに環状線路２の長さの４／９の位置とし、図５Ｂの右側の可変共振器２０のビアホール６の位置を、結合部位Ｅから反時計回りに環状線路２の長さの１７／３６の位置とした。

図６Ａ，６Ｂに示すとおり、図５Ａに示す帯域幅可変フィルタ１０の帯域幅（この場合では５ＧＨｚを挟んで−３ｄＢの帯域幅）は約３２０ＭＨｚとなり、図５Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０の帯域幅は約１００ＭＨｚとなった。

このことから明らかなように、本発明の帯域幅可変フィルタ１０によれば、ビアホール６の位置、つまりスイッチ３の位置を変化させることで、中心周波数（この場合では５ＧＨｚ）を一定にしながら帯域幅を大幅に変化させることが可能である。

図５Ａ，５Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０では可変共振器２０を２つ用いているが、特に２つに限定する趣旨ではなく、１つ以上の可変共振器２０を用いて帯域幅可変フィルタ１０を構成できる。１つの可変共振器２０を用いて帯域幅可変フィルタ１０を構成する場合は図２に例示したとおりとなる。

また、可変共振器２０間は、可変共振器２０の共振周波数における４分の１波長の線路で結合させることが望ましいが、これに限ったものではない。

本発明による帯域幅可変フィルタ１０は、可変共振器２０の共振周波数を中心とする通過帯域における挿入損失が小さいという特徴も有する。挿入損失を惹起する、可変共振器に用いられるスイッチの影響を次のとおり検討した。

図５Ａに示した帯域幅可変フィルタ１０のスイッチ３の抵抗を、０Ωの場合および２Ωの場合として帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性をシミュレーションした。このシミュレーション結果を図７Ａ，７Ｃに示す。図７Ａは、図５Ａに示すようにスイッチ３の抵抗が０Ωの場合、図７Ｃは図７Ｂに示すようにスイッチ３の抵抗が２Ωの場合である。図７Ａと７Ｃとの比較において明らかなように、スイッチ３の抵抗を大きくしても、中心周波数（この場合では５ＧＨｚ）付近の通過帯域の挿入損失がほとんど変化していないことがわかる。これは、図４Ａを用いて説明した可変共振器２０の作用において、共振周波数ｆ_ｒにおける入力インピーダンスＺ_ｉｎはインピーダンスＺ_Ｌによらず∞となる、ということに基づく。このことから、本発明である帯域幅可変フィルタ１０においては、多少抵抗の大きいスイッチを用いても低挿入損失な特性が得られることがわかる。

また、逆に抵抗を積極的に活用した構成も採用できる。例えば図７Ｄに示すように、低抵抗の切替器であるスイッチ３５を用いて、接地導体４に直接的に接続する場合と、スイッチ３５の抵抗よりも高い数Ω〜数十Ωの抵抗器９を介して接地導体４に接続する場合を切り替えるというように、積極的に抵抗を利用する場合が考えられる。この揚合、数Ω〜数十Ωの抵抗器９を介することによって、この抵抗によって影響を受ける帯域において信号の伝搬を抑制する場合と、できるだけ低抵抗にして抵抗によって影響を受ける帯域付近の信号も伝搬する場合を選択することが可能となる。

ここでは、抵抗器を用いる場合を示したが、抵抗器に限定されず、例えば可変抵抗器、インダクタ、可変インダクタ、キャパシタ、可変キャパシタ、圧電素子などを例示できる受動素子を用いることができる。もちろん、図１Ａ，１Ｂやその他の実施例においても、環状導体線路２のそれぞれのスイッチ３をこのような受動素子を介して接地可能にしてもよいし、スイッチ３５により受動素子を介して接地するか、直接接地するか選択可能にしてもよい。

図５Ａ，５Ｂに示すように可変共振器２０を伝送線路に結合して帯域幅可変フィルタ１０を構成するほかに、図８に示すように可変共振器２０と電気的に接続する入出力線路７同士を可変キャパシタ１１によって結合して帯域幅可変フィルタ１０を構成するとしてもよい。なお、バリアブルコンデンサに限定する趣旨ではなく、その他の例えば、コンデンサ、インダクタ、可変インダクタ、トランジスタなどの回路素子を用いることができる。

また、入出力線路７との結合を電界結合あるいは磁界結合に拠ることで帯域幅可変フィルタを構成することも可能である。図９が、電界結合によって帯域幅可変フィルタ１０を構成した場合を例示し、図１０が、磁界結合によって帯域幅可変フィルタ１０を構成した場合を例示している。図９の電界結合では、同一直線上に延長した２つの入出力線路７ａ，７ｂ間に２つの可変共振器２０が間隔を置いて配置されている。図１０の磁界結合では、図９における同一直線上の入出力線路７ａ，７ｂの対向端から同じ側に直角に延長された線路７ｃ、７ｄが互いに平行にそれぞれ形成され、それら線路７ａ，７ｂの間に２つの可変共振器２０が間隔を置いて配置されている。

図１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃに、本発明である帯域幅可変フィルタの種々の実施形態を示す。図１１Ａに示す帯域幅可変フィルタ１０は、大きさの異なる２つの可変共振器２０ａ，２０ｂと各可変共振器と伝送線路である入出力線路７との間に設けた回路開閉器であるスイッチ３ａ，３ｂによって構成される。帯域幅可変フィルタ１０は、線路長が異なることで共振周波数の異なる２つの可変共振器２０ａ，２０ｂを用いることで中心周波数も可変なものとなっている。

各可変共振器２０ａ，２０ｂの共振周波数においては、可変共振器２０ａ，２０ｂとスイッチ３ａ，３ｂとの各結合部位のインピーダンスが高いため、各可変共振器２０ａ，２０ｂと入出力線路７との間のスイッチ３ａ，３ｂの抵抗による通過帯域の挿入損失への影響は小さい。このため、先ほど述べた可変共振器と接地導体との間のスイッチによる抵抗が与える共振周波数での挿入損失への影響が小さいという本発明による可変共振器の特徴と併せて、図１１Ａに示す帯域幅可変フィルタは、中心周波数と帯域幅を変更可能で、用いるスイッチ３ａ，３ｂの抵抗によらず低損失な通過帯域特性が得られる、という特徴も有する。

図１１Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０は、同じ共振周波数の２つの可変共振器２０ａ，２０ｂと各可変共振器と伝送線路である入出力線路７との間に設けた回路開閉器であるスイッチ３ａ，３ｂによって構成される。図１１Ｃに示す帯域幅可変フィルタ１０も、図１１Ｂの帯域幅可変フィルタ１０と同様の構成である。但し、図１１Ｂの帯域幅可変フィルタ１０では同じ特性インピーダンスの２つの可変共振器２０ａ，２０ｂが用いられ、図１１Ｃの帯域幅可変フィルタ１０では異なる特性インピーダンスの２つの可変共振器２０ａ，２０ｂが用いられている点が異なる。

図１１Ｂの帯域幅可変フィルタ１０の場合、スイッチ３ａ，３ｂによって一方の可変共振器のみ接続する場合と、両方の可変共振器２０ａ，２０ｂを接続する場合の２状態が選択可能であるが、それぞれの状態において共振周波数は同じであるものの周波数特性が異なるものとなっている。両方の可変共振器を接続した場合、一方の可変共振器を接続した場合と比較して等価的に可変共振器の特性インピーダンスが半分になるため、共振周波数から離れた周波数での信号の減衰量が大きくなる。

図１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃは、可変共振器と入出力線路７との特性インピーダンスの関係ごとに、帯域幅可変フィルタの周波数特性を示したものである。図１２Ａは、可変共振器の特性インピーダンスが入出力線路７の特性インピーダンスの２倍である場合の帯域幅可変フィルタの周波数特性である。図１２Ｂは、可変共振器の特性インピーダンスが入出力線路７の特性インピーダンスと同じである場合の帯域幅可変フィルタの周波数特性である。図１２Ｃは、可変共振器の特性インピーダンスが入出力線路７の特性インピーダンスの１／２である場合の帯域幅可変フィルタの周波数特性である。

図１２Ａ〜１２Ｃの各周波数特性から、入出力線路７の特性インピーダンスと比較して可変共振器の特性インピーダンスが低いほうが、共振周波数から離れていくにしたがって信号の減衰量が大きい、つまり帯域幅が狭くなることがわかる。

これを図１１Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０に対応して説明すると、例えば可変共振器２０ａ，２０ｂの各特性インピーダンスを入出力線路７の特性インピーダンスの２倍になるように設計すれば、図１２Ａに示す周波数特性は、図１１Ｂのスイッチ３ａあるいは３ｂのいずれか一方をオン状態にした場合の帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性に相当し、図１２Ｂに示す周波数特性は、スイッチ３ａ，３ｂの双方をオン状態にした場合の帯域幅可変フィルタ（５５）の周波数特性に相当する。

また、図１１Ｃに示す帯域幅可変フィルタ１０に対応して説明すると、例えば可変共振器２０ａの特性インピーダンスを入出力線路７の特性インピーダンスの２倍に、可変共振器２０ｂの特性インピーダンスを入出力線路７の特性インピーダンスの１／２倍になるように設計すれば、図１２Ａに示す周波数特性は、スイッチ３ａをオン状態かつスイッチ３ｂをオフ状態にした場合の帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性に相当し、図１２Ｃに示す周波数特性は、スイッチ３ａをオフ状態かつスイッチ３ｂをオン状態にした場合の帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性に相当する。

このことから、図１１Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０では、各スイッチ３ａ，３ｂのオン−オフ状態を変更することで、入出力線路７に対する可変共振器の特性インピーダンスを切り替えることとなり、帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性を２状態に対応して変化させることが可能である。

図１１Ｃの帯域幅可変フィルタ１０の場合、スイッチ３ａ，３ｂによって一方の可変共振器のみ接続する場合と、両方の可変共振器を接続する場合の３状態が選択可能であり、それぞれの状態において共振周波数は同じであるものの周波数特性が異なるものとなっている。

図１１Ｂの帯域幅可変フィルタ１０の場合と同様に、図１１Ｃに示す帯域幅可変フィルタ１０では、各スイッチ３ａ，３ｂのオン−オフ状態を変更することで、可変共振器の特性インピーダンスを切り替えることとなり、帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性を３状態に対応して変化させることが可能である。

図１３に、本発明である帯域幅可変フィルタの別の実施形態を示す。

図５Ａ，５Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０と異なり、可変共振器２０が入出力線路７に電気的に直列接続されている。入出力線路７と可変共振器２０が接続される位置は、可変共振器２０上で、可変共振器２０の共振周波数における２分の１波長、つまり電気長でπだけ離れた部位とする。

図４Ａを用いて本発明である可変共振器２０の作用を説明したが、その説明において、ｘ＝０とし、インピーダンスＺ_Ｌの部分を入出力線路７にした場合が、図１３の帯域幅可変フィルタ１０に相当する。先の説明で図４Ａにおいてｘ＝０とした場合、可変共振器２０の共振周波数においてインピーダンスＺ_Ｌが入力インピーダンスＺ_ｉｎと等しくなると説明したが、これはもしインピーダンスＺ_Ｌが短絡ではなく、入出力線路７であったならば、共振周波数において信号が伝搬することを意味し、これは帯域幅可変フィルタとして動作することとなる。

図１４に、図１３に示す帯域幅可変フィルタ１０の周波数特性を回路シミュレーション結果として示す。この例ではθ＝３０°のスイッチ３をオンとした場合である。可変共振器を並列接続した図５Ａ，５Ｂに示す帯域幅可変フィルタ１０と比較し、信号が極端に減衰する周波数が１つのみであり、半分以下となっている。これは、図１３に示す帯域幅可変フィルタ１０の構成では、信号が極端に減衰する周波数が、図４Ａの無損失伝送線路モデルにおける経路Ｐ_Ｂによってもたらされる周波数のみとなるためである。なお図１３に示す帯域幅可変フィルタ１０は、１つの可変共振器を用いた場合を示しているが、図１５に示すように複数の可変共振器２０を直列接続する構成としてもよいし、図１６に示すように複数の可変共振器２０のうち一部を入出力線路７に対して並列接続し、残りの可変共振器を入出力線路７に対して直列接続する構成としてもよい。ただし、各図では可変共振器が２つの場合で例示している。

本発明の可変共振器の利用形態として主に帯域幅可変フィルタを説明したが、別の利用形態としてバイアス回路の一例を図１７に示す。例示するバイアス回路４０では、電界効果トランジスタ４３にバイアス電圧を供給するものとなっている。このバイアス回路４０は、可変共振器２０において、オン状態のスイッチの位置が入出力線路７と可変共振器２０との結合部位からｎπの位置以外であれば入出力線路７と可変共振器２０との結合部位の入力インピーダンスが∞となることを利用することで、可変共振器上の広い領域、つまり結合部位からｎπの位置以外にバイアス供給ポイントＢを設けることが可能になっている。バイアス供給ポイントＢにおいて、キャパシタ４１はオン状態のスイッチ（図示せず）と同等の役割を果たしている。このように、本発明の可変共振器を用いることで、バイアス回路に高い加工精度を要求しなくても、バイアス回路による高周波特性への影響を抑えることが可能である。

なお、バイアス回路では、単なる共振器であればよく、必ずしも可変共振器を用いるまでもないが、ここでは可変共振器の転用事例の１つとして例示した。

この例からも明らかなように、本発明の可変共振器は、その用い方によっては単なる共振器と同等であることに留意しなければならない。つまり、特定の１つのスイッチ３だけを用いるとすれば、単なる共振器であるに過ぎない。さらに云えば、もはやスイッチ３による電気的接続／非接続を切り替える構成ではなく、例えば環状線路２の一箇所にキャパシタ４１を設けてオン状態のみを維持する構成としてもよいのである。この場合、オン状態を維持するのにキャパシタ４１に限定されず適宜の回路素子を用いることができる。

この観点からすれば、帯域幅可変フィルタも同様に単なるフィルタとして構成することも可能である。簡略のため、例えば図５Ａを用いて説明すると、左側の共振器の環状線路２上の所定位置（同図では３０°の位置）にだけスイッチ３を設けるか、キャパシタ４１を設けてオン状態のみを維持するかのいずれかの構成とし、同様に、右側の共振器の環状線路２上の所定位置（同図では２０°の位置）にだけスイッチ３を設けるかキャパシタ４１を設けてオン状態のみを維持するかのいずれかの構成とすることで、決められた帯域幅として動作する単なるフィルタを構成できる。

これまで示した可変共振器と、帯域幅可変フィルタに用いた可変共振器は全て円形であったが、特に円形に限定する趣旨ではない。図４Ａに無損失伝送線路モデルにおける特性インピーダンスＺ_２、特性インピーダンスＺ_３についてＺ_２＝Ｚ_３の条件を満たすのであれば、図１８に示すように楕円形でもよいし、図１９に示すように弓形となってもよい。

図２０Ａ，２０Ｂに、可変共振器を結合したことによる伝送線路の挿入損失の観点から、可変共振器や可変共振器と伝送線路との結合の変形例を例示する。

図２０Ａは、円形の環状線路２を有する可変共振器を入出力線路７に結合した場合を示している。簡便のためスイッチ３の表示は省略し、その代わりにビアホールの位置を接地部位として示している。電磁界シミュレーションをした結果、挿入損失は２．９２ｄＢとなった。この損失は、結合部位で反射が起きていることに起因している。このことを図２５の伝送線路モデルで説明すると、伝送線路と環状線路との間に磁界結合（符号Ｍで示す）が生じた結果、結合部位でのインピーダンスが低下して、入力信号が反射することで損失が生じているのである。

そこで、このような磁界結合を生じにくくする結合とすれば挿入損失の低減が図れることが推定される。

図２０Ｂに示すように、楕円形の環状線路２を有する可変共振器とすれば、これを入出力線路７に結合した場合、挿入損失が０.８１ｄＢに低減した。つまり、環状線路の形状を変更しただけで、挿入損失が低減した。これは、環状線路の形状である楕円の長径を入出力線路７に対して直交するように可変共振器を入出力線路に結合したことで、入出力線路７と環状線路２との磁界結合が低減したことに因る。

なお、挿入損失を同条件で比較するため、図示した接地部位やその他の諸条件は同一とした（以下、同様である）。

また、多層構造が許容されれば、例えば図２１Ａに示す構成としてもよい。図の紙面を正面から見て手前を上層、その奥に向かって順次に下層とすれば、図２１Ｂに示すように、上層にＬ字型の入出力伝送線路７ａが配され、その下層に可変共振器が配され、入出力線路７ａの直角延長部７ｃの端部と可変共振器の環状線路２が領域Ｓでオーバーラップする。また、図２１Ｃに示すように、さらに下層にＬ字型の入出力線路７ｂが配され、入出力線路７ｂの直角延長部７ｄと可変共振器の環状線路２が領域Ｓでオーバーラップする。Ｓで示す領域にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的に接続させる。

この多層構造のいくつかの形態について、図２１Ｃに示す視線方向の断面図を用いて説明を加える。なお、この多層構造の平面図は、図２１Ｃに示すとおりとする。また、各断面図では、紙面の上側に向かって上層とし、紙面の下側に向かって下層とする。断面構成を簡潔に示すため、スイッチ３等は図示していない。

多層構造の第１例は、図２２Ａに示すように、誘電体基板５の下面に最下層の接地導体４が形成され、さらに、誘電体基板５内に入出力線路７ａとが形成された構成である。可変共振器の環状線路２および入出力線路７ｂは、誘電体基板５に埋設固定されている。環状線路２は、入出力線路７ｂよりも上層に配置される。そして、領域Ｓで示す部分にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的接続させている。ビアホール６７は、例えば外部からのスイッチ３（図示せず）の作動用に、誘電体基板５に埋設固定された環状線路２のスイッチ３（図示せず）と誘電体基板外部との電気的接続を確保するものであり、誘電体基板５の上面に形成された最上層の導体３３０と電気的に接続している。このような多層構造は、誘電体基板５を多層構成することにより可能である。なお、図２２Ａでは、図１Ｃで示したビアホール６や導体３３などを図示しておらず、ビアホール６７はビアホール６と同じ目的・機能を有するものではないことに留意しなければならない。

第２例は、図２２Ｂに示すように、誘電体基板５の下面に最下層の接地導体４が形成され、さらに、誘電体基板５の上面に環状線路２が形成された構成とされる。入出力線路７ｂは、誘電体基板５に埋設固定されている。入出力線路７ａは、環状線路２よりも上に配置されており、支持体２００によって支持されている。図２２Ｂでは、支持体２００は、入出力線路７ａと誘電体基板５との間に介在しているが、このような構成に限定する趣旨ではなく、入出力線路７ａを支持する目的を達成できればその他の構成とすることもできる。支持体２００の材質は、支持体２００の配置構成によって適宜に設計でき、図２２Ｂの例では金属でも誘電体でも構わない。そして、領域Ｓで示す部分にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的に接続させている。

第３例は、図２２Ｃに示すように、最下層の接地導体４とその上の誘電体基板５とが接触して配置され、さらに、誘電体基板５とその上の入出力線路７ｂおよび導体３３１とが接触して配置された構成とされる。環状線路２は、入出力線路７ｂおよび導体３３１よりも上に、支持体２００によって支持されている。また、入出力線路７ａは、環状線路２よりも上に、入出力線路７ｂとの間に介在した支持体２０１によって支持されている。図２２Ｃに示す構成では、支持体２０１の材質は、入出力線路７ａと７ｂとの電気的接続を防ぐため誘電体とする。環状線路２と誘電体基板５との間には、スイッチ３の位置に対応して、導体３３１および導体柱６７が介設されている。そして、領域Ｓで示す部分にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的に接続させている。

第４例は、図２２Ｄに示すように、最下層の接地導体４とその上の誘電体基板５とが接触して配置され、さらに、誘電体基板５とその上の入出力線路７ｂとが接触して配置された構成とされる。誘電体基板５には、その上の環状線路２が接触して配置されており、図２２Ｄに示すように誘電体基板５は段差構造を有しているため、入出力線路７ｂおよび環状線路２は共に誘電体基板５に接触して配置されていながら、環状線路２は入出力線路７ｂよりも上に位置する構成となっている。入出力線路７ａは、環状線路２よりも上に、入出力線路７ｂとの間に介在した上記の支持体２０１によって支持されている。そして、領域Ｓで示す部分にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的に接続させている。

第５例は、図２２Ｅに示すように、最下層の接地導体４とその上の誘電体基板５とが接触して配置され、さらに、誘電体基板５とその上の入出力線路７ａおよび環状線路２とが接触して配置された構成とされる。入出力線路７ｂは、誘電体基板５に埋設固定されている。入出力線路７ａおよび環状線路２は、例えば図２０Ａや図２０Ｂなどの構成でもそうであるように、一体形成してもよいし、別々の部材として電気的に接合するとしてもよい。そして、領域Ｓで示す部分にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的に接続させている。

第６例は、図２２Ｆに示すように、最下層の接地導体４とその上の誘電体基板５とが接触して配置され、さらに、誘電体基板５とその上の入出力線路７ｂおよび環状線路２とが接触して配置された構成とされる。入出力線路７ｂおよび環状線路２は、上述のとおり、一体形成してもよいし、別々の部材として電気的に接合するとしてもよい。入出力線路７ａは、環状線路２および入出力線路７ｂよりも上に、入出力線路７ｂとの間に介在した上記の支持体２０１によって支持されている。そして、領域Ｓで示す部分にビアホール６６を設けて、入出力線路７ａと、環状線路２と、入出力線路７ｂとを電気的に接続させている。

なお、図２１Ａに示す構成の場合、電磁界シミュレーションをした結果、挿入損失が０.１２ｄＢに低減した。

また、図２３Ａに示すように、入出力線路７の一部にＶ字状の屈曲部Ｔを設け、この屈曲部Ｔと可変共振器の環状線路２とを結合する構成も可能である。このように、入出力線路７と環状線路２との距離が大きくなることで挿入損失の低減が図れる。この場合、電磁界シミュレーションをした結果、挿入損失が０.５３ｄＢに低減した。

なお、複数の可変共振器を備えた回路構成の便宜などに鑑みて、図２３Ｂに示すような可変共振器と全体がＶ字状の入出力線路との結合構成も可能である。この場合、電磁界シミュレーションをした結果、挿入損失が０.５ｄＢに低減した。

図２３Ａおよび図２３Ｂでは、環状線路２と入出力線路７とを一体形成あるいは別々の部材として同じ層で電気的に接合したものとして例示しているが、図２１Ａの如く多層構造として構成することも可能である。

また、図２３Ａに示す結合構成の変形例として、図２４に示すように、環状線路２の破線で示す円弧部を円弧の両端から接線方向に延長して入出力線路７のＶ字状屈曲部の頂点をＸ字を形成するよう形成し、合体する。環状線路２は涙滴型に変形されている。これにより入出力線路７の屈曲部Ｔを、涙滴型とされた可変共振器の環状線路２の屈曲部Ｕと結合する構成としてもよい。

図２４に示す構成の場合、電磁界シミュレーションをした結果、挿入損失が０.０４ｄＢに低減した。

図２３Ａに示す結合構成の場合と比較して、図２４に示す結合構成の場合に挿入損失の顕著な低減が実現している理由としては、入出力線路７と可変共振器の線路２との位置関係が一層離れていることに加え、入出力線路７と環状線路２との結合部位の近傍において、図２３Ａに示す結合構成の場合では入出力線路７とおよそ平行な線路部分が環状線路２に存在することに対して、図２４に示す結合構成の場合では入出力線路７とおよそ平行な線路部分が環状線路２にほとんど存在しないため、磁界結合がより一層生じにくくなったからと考えられる。この考察から、図２４では涙滴型の環状線路２としたがこのような形状に限定されず、磁界結合を生じにくくする入出力線路７と環状線路２との結合構成であればよいと云える。

また、図２６に示すように、線路幅Ｗａ，Ｗｂが異なる２種類の入出力線路２ａおよび２ｂをループを形成するように結合して可変共振器の環状線路２としてもよい。図２６では、２種類の線路幅の場合を示したが、２種類に限定されず、３種類以上の線路幅の場合でも同様に、それらの線路をループを形成するよう結合して可変共振器の環状線路２とすることができる。このような場合においても、図４Ａのような無損失伝送線路モデルで示したときに、電気長πを基準とした各経路において特性インピーダンスＺ_２および特性インピーダンスＺ_３がＺ_２＝Ｚ_３の条件を満たすものとする。なお、各図ではスイッチ３の表示を省略して図示している。

図２７に示す可変共振器２０は、可変共振器２０ａの内側に線路幅の異なる可変共振器２０ｂを設け、２つの回路開閉器であるスイッチ３ａ，３ｂを介してお互いを電気的に接続している。スイッチ３ｂは、可変共振器２０ａの環状線路２ａにおいて、スイッチ３ａが接続された位置を起点として可変共振器２０ａの共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置に接続され、かつ、可変共振器２０ｂの環状線路２ｂにおいて、スイッチ３ａが接続された位置を起点として可変共振器２０ｂの共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置に接続されている。可変共振器２０は、図１１Ｃに示した特性インピーダンスの異なる２つの可変共振器を用いた帯域幅可変フィルタの変形形態であり、このようにすることで回路の構築に要する面積を小さくすることが出来る。この変形形態においては線路幅の異なる共振器の組合せであるが、同じ線路幅の共振器を組み合わせてもよい。

図２８に示す可変共振器では、可変共振器２０の環状線路の途中に、長さの異なる２つの線路を選択する２つの回路開閉器である分岐スイッチ３９を設けている。各分岐スイッチ３９の連動した切り替えによって、長さの異なる線路部分２ｃおよび線路部分２ｄのいずれかが選択されることで、共通の線路部分２ｅと線路部分２ｃとで閉じた環状線路となる可変共振器と、共通の線路部分２ｅと線路部分２ｄとで閉じた環状線路となる可変共振器という、周長の異なる２種類の可変共振器が実現する。このように、分岐スイッチ３９によって環状線路を選択することで可変共振器の線路長を変化させ、共振周波数を可変としている。図２８に示す可変共振器は、図１１Ａに示した可変共振器と同様の働きを示すが、占有面積を小さくすることが出来る。

なお、共通の線路部分２ｅと線路部分２ｃとで閉じた環状線路および、共通の線路部分２ｅと線路部分２ｄとで閉じた環状線路は、共振周波数における１波長もしくはその整数倍である長さで、それぞれ異なる長さである。

ここでは、２つの線路２ｃ，２ｄで例示したが、異なる周長を有する３つ以上の線路でも同様に構成することができる。

図１Ａ，１Ｂに示す可変共振器２０の２つの実施形態について補足しておく。図１Ａの可変共振器２０であれば、スイッチ３の他端３２が環状線路２の外側に設けられるから、入出力線路７との接触を防ぐ観点から、可変共振器２０と入出力線路７との結合部位の付近にスイッチ３を設けることが制限される。一方、図１Ｂの可変共振器２０であれば、スイッチ３の他端３２が環状線路２の内側に設けられるから、そのような制限がない。ただし、図１Ｂの可変共振器２０を用いる場合、例えばスイッチ３を操作するための配線を可変共振器２０の外側からつなげようとすると、場合によっては環状線路２を跨いで可変共振器２０の内側に延長させねばならず、可変共振器２０を単層基板上で実現困難となる。しかし、複層基板として構成し、例えば下層には可変共振器２０を設け、上層にはスイッチ３を操作するための配線を設けるなどにより、この困難は容易に解消される。この点、図１Ａの可変共振器２０であれば、このような困難がない。

また、これまでの実施形態はマイクロストリップ線路構造を用いて示されてきたが、このような線路構造に限定する趣旨ではなく、コプレーナ導波路等他の線路構造を用いてもよい。

図２９に、コプレーナ導波路による場合を例示する。誘電体基板の同一面上に、接地導体４ａと４ｂとが配置され、これらの間隙に、可変共振器２０が結合した入出力線路７が配置される。また、可変共振器２０の環状線路２の内側に、環状線路２とは非接触に接地導体４ｃが配置される。接地導体４ｂと４ｃとは、電位を等しくするためエアブリッジ９５が架橋されて電気的に接続されている。なお、エアブリッジ９５は、コプレーナ導波路による場合において必須の構成要素ではなく、例えば、接地導体４ａ，４ｂ，４ｃや入出力線路７などが配置された誘電体基板の面とは反対側の面上に背面接地導体（図示しない）を配置し、接地導体４ｃと背面接地導体とをビアホールを介して電気的に接続し、接地導体４ｂと背面接地導体とをビアホールを介して電気的に接続することで、接地導体４ｂと４ｃとの電位を等しくする構成であってもよい。

以上の各種実施例においては、ポートＰ１，Ｐ２のインピーダンスと入出力線路７のインピーダンスが等しいものとして説明したが、実際の設計においてはこれらのインピーダンスが一致しない場合もあり、その場合、オンとするスイッチの位置を替えると、共振周波数がずれてしまう場合がある。

図３０Ａは前述したこの発明による可変共振器２０の１つを入出力線路７に接続した具体例である。可変共振器２０は５０Ωの特性インピーダンスを有する環状線路（長さが５GHzの1波長）２を形成し、環状線路２に複数のスイッチ（図中では３_１，３_２の２つの場合を示す）の一端を接続したもので、各スイッチの他端は接地導体に接続されている。図３０Ａでは電気長が環状線路２の、入出力線路７との接続点から１８０°の位置から１０°と、９０°の角度位置にスイッチ３_１と３_２を設けた場合を示している。入出力ポートＰ１，Ｐ２のインピーダンスＺ_０は５０Ωである。ここでは、入出力線路７の特性インピーダンスＺ_１が入出力ポートＰ１，Ｐ２のインピーダンスＺ_０と異なる場合を、Ｚ_１＝７０Ωの例について説明する。

この発明の特徴は、環状線路２に接続されたスイッチ３_１，３_２のうちオンとするスイッチを１つ選択することで、共振周波数はそのままに帯域幅を変化させることが可能なことである。しかしながら、図３０ＡのようにポートインピーダンスＺ_０と異なる特性インピーダンスＺ_１を持つ入出力線路７に可変共振器２０を接続した場合、図３０Ｂと３０Ｃにスイッチ３_１をオンとした場合と３_２をオンとした場合のそれぞれについて入出力ポート間の伝達係数（実践）と反射係数（破線）の周波数特性を示すように、オンにするスイッチに応じて共振周波数が変化してしまうという問題がある。

またこの問題は図３１に示す回路においても生ずる。図３１は、可変共振器２０に信号を入出力する線路７ａ，７ｂを、立体構造とした場合の例である。図３２は図３１の反射係数の周波数特性を示したもので、オンとされたスイッチの角度位置は図３１の角度位置θに相当し、このθの値を０°、２０°、４０°、６０°、８０°と変化させることでオンにするスイッチを選択することを代替している。ただし、この例では可変共振器の共振周波数を約１０ＧＨｚとして設計した場合である。図３２から明らかなように、角度位置θの値に応じて共振周波数が１０ＧＨｚ付近で変化していることがわかる。これは、図３１中の入出力線路７ａ，７ｂにおいて、線路が上下で対向している部分や、上下の線路を結ぶビアホール６６の部分で生じる電磁界結合の影響により特性インピーダンスＺ_１がポートのインピーダンスＺ_０と一致しないためであり、図３０Ａと類似した現象が起こっているためである。また、入出力線路７の幅が変わっても、特性インピーダンスＺ_１が変わる。

図３３Ａは入出力線路７の、可変共振器２０との接続部近傍における電磁界結合によるインピーダンスの変化が入出力ポートＰ１，Ｐ２間の特性に与える影響をシミュレートするための回路である。シミュレートのためこのような可変共振器の接続部近傍の線路部分を入出力線路７ａと可変共振器２０間を接続する線路７ｃとして示している。２つの線路７ｃ間をクロスして結ぶ線は線路７ｃの入出力端の電磁界結合を表している。

図３３Ｂ，３３Ｃは入出力線路７ｃを近接させた時に入出力線路７の偶モードインピーダンス、奇モードインピーダンスがそれぞれ６６Ω、２６Ωとなった際のポートＰ１，Ｐ２間の伝達係数（実践）と反射係数（破線）の周波数特性を示すもので、図３３Ｂはθが９０°の時の特性、図３３Ｃはθが１０°の時の特性である。この場合も図３１および３２と同様に、θ＝９０°の場合の共振周波数は４.８８GHz、θ＝１０°の場合の共振周波数は５ＧＨｚとなり、オンにするスイッチに応じて共振周波数が変化する。

この問題を解決するため、以下の実施例では、線路及び／又は共振器に、新たに調整回路素子を追加する。図３４Ａ及び図３６Ａは追加する調整回路素子８の機能を説明する回路図である。ここでは調整回路素子８の1例として先端を開放したスタブを適用した場合につき説明する。可変共振器２０に接続する入出力線路７の特性インピーダンスは７０Ωとし、ポートＰ１，Ｐ２のインピーダンスは５０Ωとする。可変共振器２０はその経路長を５ＧＨｚで1波長とする。入出力線路７の、可変共振器２０が接続されている位置に先端開放スタブ８が接続されている。

まずこのスタブ８を付加しない場合、図３４Ａではスタブの電気長を０°として示しており、図３４ＢのようなＳ２１とＳ１１の周波数特性が得られる。4つの曲線が描かれており、実線はＳ２１（伝達係数），破線はＳ１１（反射係数）で、太線が９０°の位置のスイッチをオンにした時の特性、細線が１０°の位置のスイッチをオンにした時の特性である。オンにするスイッチの位置が１０°のときは５ＧＨｚ、９０°のときは５.１ＧＨｚで共振しており、これまでと同様に共振周波数が変化している。

図３５ＡにポートＰ１の反射係数Ｓ１１をスミスチャート上に示す。太線は図３４Ａの回路全体の特性、細線は図３４Ａの回路から可変共振器２０を除いた、入出力線路７のみの特性である。５ＧＨｚのとき、図３４Ａの可変共振器２０の部分は共振しているため、入出力線路７と可変共振器２０接続点における可変共振器２０側を見たインピーダンスは無限大である。したがって５ＧＨｚにおいて可変共振器２０が無い場合と等価であるため、入出力線路７のみの特性と一致する。Ｓ１１が最小となるのは太線上の、ポートインピーダンス５０Ωの点（図中点O）から最も近い点Ｓで、その点Ｓ上の共振周波数５.１８ＧＨｚが可変共振器２０の共振周波数５ＧＨｚと異なっている。

θ＝１０°の時は、図３５Ｂに示すようにθ＝９０°の場合に比べ可変共振器２０自体のインピーダンスのリアクタンス成分が周波数に関し急激に変化するため、点Sの周波数が5.006ＧＨｚと、５ＧＨｚからあまりずれない。このようにオン状態のスイッチの角度位置θにより回路全体の共振周波数（Ｓ１１最小となる周波数）が変化する。なお図３４Ａのようにポートのインピーダンスと異なる入出力線路７と可変共振器２０を接続した場合でも、環状の可変共振器２０自体の共振周波数はオン状態のスイッチ位置θによらず一定であるため、５ＧＨｚにおけるインピーダンスはオン状態のスイッチの位置θが変わっても動かない。仮に入出力線路７の特性インピーダンスＺ_１がポートインピーダンスＺ_０と同じ５０Ωの場合、細線は、点Oとなり、このような変化はおきない。

次にスタブ８を追加した場合につき説明する。図３６Ａは特性インピーダンス５０Ω、電気長１３°の先端開放スタブ８を可変共振器２０と並列に接続したものである。図３６Ｂに図３４Ｂと対応する特性を示す。図３６Ｂから分かるように、スタブ８を加えることによりオン状態のスイッチの角度位置によらず回路全体の共振周波数が５ＧＨｚで一定となることが分かる。これについて図３７Ａ，３７Ｂを用いて説明する。ここでも破線は、図３４Ａから可変共振器２０を除いた、入出力線路７のみの特性である。９０°の角度位置のスイッチがオン状態である図３７Ａにおいて、点Ｐは図３５Ａにおける５ＧＨｚの反射係数である。これをスタブ８により点Ｓへと移動させる。これにより５ＧＨｚにおけるＳ１１が極小となる。前述したように、５ＧＨｚにおける可変共振器２０のインピーダンスは開放で、これがオン状態のスイッチの位置によらず一定なため、１０°のスイッチがオン状態である図３７Ｂでも５ＧＨｚでの反射係数はＳ点から動かない。したがって全体の共振周波数は、スタブ８を適切に設けることでオン状態のスイッチの位置によらず不変とすることが可能であることが分かる。

図３８は前述のスタブの効果を電磁界シミュレーションで確認するためのモデルで、図３１のモデルにスタブ８が追加されている。その反射係数の周波数特性を図３９に示す。図３２の特性に比べ、Ｓ１１が極小となる周波数が収束していることが分かり、これからこのスタブの効果が確認される。なお、ここでは回路調整素子８として先端開放スタブを用いたが、リアクタンスを調整する素子であれば構わない。また、回路調整素子８を接続する場所についても、共振器と入出力線路との接続点に限ったものではない。

図４０のＡ〜Ｄに回路調整素子８の接続場所の例を示す。図４０のＡは、回路調整素子８を入出力線路７と可変共振器２０の接続点で可変共振器２０と並列に接続した例を示す。Ｂは回路調整素子８を入出力線路７と可変共振器２０の接続点とポートＰ１との間において入出力線路７に可変共振器２０と並列に接続した例を示す。Ｃは回路調整素子８を入出力線路７と直列に挿入した例を示す。Ｄは回路調整素子８を可変共振器２０のＮπの角度位置で環状線路２とグランド間に接続した例を示す。ここではＮは１以上の整数であるが、後述の図４１ＢはＮ＝０の場合である。

図４１は回路調整素子８の更に他の接続例を示し、Ａは回路調整素子８を介して入出力線路７と可変共振器２０を接続する例を示し、Ｂは回路調整素子８を環状線路２の内側に配置し、環状線路２の、入出力線路７との接続位置とグランド間に接続した例を示す。

図４２は回路調整素子８のさまざまな例を示す。Ａは個別素子としてのキャパシタである。Ｂはキャパシタとして作用するよう同一平面内でギャップを形成した線路である。Ｃはキャパシタとして作用するよう高さの異なる線路を誘電体を挟んで対向させた立体線路構造である。Ｄは個別素子としてのインダクタであり、Ｅはインダクタとして作用する平面内の屈曲線路であり、Ｆは線路に形成された渦巻状コイルである。Ｇは直列に挿入される線路であり、Ｈは先端開放スタブとして作用する線路である。

また回路調整素子８を付加しなくてもこの効果が得られる場合がある。それは、ポートインピーダンスＺ_０と異なる特性インピーダンスＺ_１を持つ入出力線路７の位相が図４３のように１８０°、若しくはその整数倍である場合である。この場合、１８０°線路により必ずポートＰ１から見た入力インピーダンスがポートＰ２のインピーダンスとなるためである。

図４４から図４７は回路調整素子が設けられた帯域可変フィルタの構成例で、その特性のシミュレーション結果を合わせて示す。いずれの場合も、ポートＰ１，Ｐ２のインピーダンスは５０Ωとし、入出力線路７のインピーダンスを６０オームとし、２つのスイッチ３_１，３_２が１０°の位置と９０°の位置に設けられている。スイッチ３_１をオンとしたときの特性をＢに、スイッチ３_２をオンとしたときの特性をＣにそれぞれ示す。これらの特性のうち、実線は伝達係数Ｓ２１を、破線は反射係数Ｓ１１を示し、細線で示したものは、回路調整素子８が設けられない場合の特性である。

図４４Ａは入出力線路７と可変共振器の環状線路２との接続点から共振周波数で10/360波長の位置で入出力線路７に先端開放スタブ８を形成した例を示す。スイッチ３_１をオンとした状態からスイッチ３_２をオンとした状態に切り替えても、図４４のＢとＣから分かるように共振周波数は５ＧＨｚのままである。しかしながら、スタブ８を設けない場合は、図４４のＣに細線で示すように、共振周波数が５.１ＧＨｚに変化してしまう。

図４５Ａは回路調整素子８として共振周波数で7/360波長の長さの線路を入出力線路７と環状線路２との間に挿入した例を示す。この例においても、図４５のＢとＣに示すように、スイッチ３_１と３_２の選択を切り替えてオンとしても共振周波数は５ＧＨｚと変化しない。

図４６Ａは回路調整素子８として特性インピーダンスが５７Ωの線路を入出力線路７の入力端に直列に接続した例であり、この場合も図４５のＢとＣから明らかなように、スイッチ３_１と３_２を切り替えても共振周波数は変化しない。

図４７Ａは図４４Ａにおける先端開放スタプ８の代わりに０.０８ｐＦのキャパシタを回路調整素子８として入出力線と７とグランド間に接続した例を示す。この場合も図４７のＢとＣに示すようにスイッチ３_１と３_２の選択切り替えによる共振周波数の変化はない。

このように、いずれの例においても、回路調整素子８の働きにより、オン状態のスイッチの位置によらず共振周波数が不変となっている。

前述の各実施例における可変共振器２０では、環状導体線路２上の異なる位置でスイッチ３を介して直接接地するか、あるいは受動素子を介して接地することができるように構成された場合を示したが、スイッチ３を介して所望の特性の調整伝送線路を接続可能とする構成としてもよい。その構成例を図４８Ａに示す。

図４８Ａは、図１３の帯域幅可変フィルタ１０の変形例であり、図４８Ａと同様に入出力線路７に直列に可変共振器２０が挿入されている。しかし、環状導体線路２を所望の位置でスイッチ３により接地可能にする代わりに、スイッチ３により所望の特性の調整伝送線路２１に接続可能とされている。この例では、各調整伝送線路２１の電気長は使用周波数帯域の中心周波数において７５°とされ、先端は開放とされている。

図４８Ｂは、図４８Ａにおいてθ＝３０°のスイッチ３をオンとした場合の伝達係数の周波数特性を示す。この例では図１３の帯域幅可変フィルタの特性である図１４と異なり、共振周波数５ＧＨｚを中心にほぼ対称な２つの零点が現れている。これらの零点は共振周波数を挟んで現れるので、共振周波数の高域側と低域側の減衰特性をそれぞれ制御することができる。図４８Ａでは各調整伝送線路２１の電気長を同じ７５°とした場合を示したが、必要とされる特性に応じてそれぞれの位置のスイッチ３に対し所望の電気長の調整伝送線路２１を接続してもよい。これは以下の実施例においても同様である。

図４９Ａは、図４８Ａにおいて調整伝送線路２１の電気長を５０°と短くし、その先端をキャパシタ２２を介して接地した例を示す。この構成による伝達係数の周波数特性を図４９Ｂに示す。この場合もθ＝３０°のスイッチ３をオンとした場合であり、各スイッチ３に接続された調整伝送線路２１とその先端に接続されたキャパシタ２２は１つのスイッチ３についてのみ図示し、その他は調整伝送線路２１の中間部から先端とそれに接続されるキャパシタ２２の図示を省略している。図４９Ｂと図４８Ｂを比較すれば、５ＧＨｚを中心とする通過帯域幅は同じであることが分かる。つまり、同じ通過帯域幅を実現するが、調整伝送線路２１の先端をキャパシタ２２で接地することにより等価的に電気長を長くでき、その調整分伝送線路２１の電気長を短くできることを意味している。

図５０の実施例は、図４９Ａにおける各キャパシタ２２の代わりに可変容量素子２２’を使用した例を示す。ただし、調整伝送線路２１の電気長は５０°と限るものでない。調整伝送線路２１と可変容量素子２２’の構成により、等価的な電気長の調整可能にしている。つまり、図４９Ｂにおける零点の位置を調整可能である。図４９Ａにおけるそれぞれのスイッチ３に接続された各調整伝送線路２１の電気長及びキャパシタ２２の容量は要求される特性に応じて所望の値に決めてもよい。

図５１の実施例は、図４８Ａの実施例における各調整伝送線路２１に対応する所望の電気長の調整伝送線路２１_１の先端にさらにスイッチ２３を介して所望の電気長の調整伝送線路２１_２が接続されている。スイッチ２３をオン・オフすることにより、スイッチ３に接続された調整伝送線路の電気長を変えることができるので、周波数特性の零点の位置を調整することができる。

図５２の実施例は、図４８Ａにおける各スイッチ３に接続された調整伝送線路２１の長さ方向に先端を含む異なる位置で２つ以上、ここでは３つのスイッチ２３_１，２３_２，２３_３によりそれぞれ接地可能とされている。この構成によっても周波数特性の零点の位置を調整可能である。ただし、調整伝送線路２１の電気長は７５°とは限らない。スイッチ２３_１，２３_２，２３_３の所望の１つをオンとすることにより調整伝送線路２１を所望の電気長で接地する場合と、いずれのスイッチもオフとして接地せずに開放端とする場合を選択できる。

図４９Ａでは調整伝送線路２１の先端をキャパシタ２２を介して接地可能とすることにより、調整伝送線路２１の電気長を短く設計できることを説明したが、図５３に示すように、調整伝送線路２１を接続せず、一端が環状導体線路２に接続された各スイッチ３の他端を直接キャパシタ２２を介して接地可能にしても良い。この場合も図４９Ｂと同様に共振周波数の両側近傍に２つの零点を有する周波数特性を得ることができる。

上記図４８Ａ，４９Ａ，５０，５１，５２，５３において、可変共振器２０は帯域幅可変フィルタ１０を構成するために使用された例を示したが、これら可変共振器２０を前述した図５Ａ，５Ｂ，７Ｂ，７Ｄ，８，９，１０，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１５，１６，１８，１９，２０Ａ，２０Ｂ，２１Ａ、２３Ａ，２３Ｂ，２４，２６〜２９、４０Ａ〜４０Ｄ，４１Ａ，４１Ｂ，４４Ａ，４５Ａ，４６Ａ，４７Ａ中のどの可変共振器に使用してもよい。

図４９〜５３では図１３の実施例と同様に入出力線路に直列に可変共振器を挿入した場合の帯域幅可変フィルタ例を示したが、入出力線路に並列に可変共振器を接続した場合の帯域幅可変フィルタにおいても、可変共振器を構成する環状導体線路の各スイッチ３に調整伝送線路を接続してもよい。

図５４は図１Ａ又は１Ｂの可変共振器２０を入出力線路７に並列に接続した実施例において、環状導体線路２に一端が接続された各スイッチ３の他端を接地する代わりに、先端開放の調整伝送線路２１を接続した例を示す。ここでは、各スイッチ３の環状導体線路２との接続点から調整伝送線路２１の開放先端までの電気長が使用周波数で９０°（λ/４）となるように設計されている。図では１つのスイッチ３に対してのみ調整伝送線路２１を示し、他のスイッチに対する図示は省略している。これにより、スイッチ３がオンのときにスイッチ３の環状導体線路２との接続点が等価的に接地されるので、スイッチ３の構造（例えばスイッチの信号伝達方向の長さ）に由来する位相変化の影響を避けることができる。これに対し、図１Ａ，１Ｂでは、オンとされたスイッチ３の環状導体線路２との接続点から接地点までの構造に由来する信号の位相変化が生じるので、そのような位相変化の影響を避けるには図５４の構成が有効である。

図５５は図５４の変形例であり、各スイッチ３に先端が接地短絡された調整伝送線路２１が接続されている。ここでは、各スイッチ３の環状導体線路との接続点から調整伝送線路２１の先端短絡点までの電気長が使用周波数で１８０°（λ/２）となるように設計されている。この場合も、図５４の場合と同様に、オンとされたスイッチ３の環状導体線路２との接続点は等価的に接地されるので、スイッチ３の構造に由来する信号の位相変化を避けることができる。

図５４，５５の先端開放調整伝送線路２１又は先端短絡調整伝送線路２１は、図１Ａ，１Ｂのみならず、図５Ａ，５Ｂ，８〜１１、１３，１５〜２１、２３，２４，２６〜３１、３８，４０，４１，４３から４７の各実施例にも適用できる。

図１Ａはこの発明による一実施例を示す可変共振器２０の平面図、図１Ｂは他の実施例を示す可変共振器２０の平面図、図１Ｃは可変共振器２０のスイッチ部分の断面図である。 図２Ａは可変共振器２０の特性を示すための電磁界シミュレーションにおける回路図、図２Ｂは可変共振器２０の特性を示すための電磁界シミュレーションにおける回路図である。 図３Ａは図２Ａに示した回路の電磁界シミュレーションによる周波数特性を示すグラフ、図３Ｂは図２Ｂに示した回路の電磁界シミュレーションによる周波数特性を示すグラフである。 図４Ａは図２Ａ，２Ｂに示した回路の無損失伝送線路モデル、図４Ｂは可変共振器２０の平面図である。 図５Ａは２つの可変共振器を用いた帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図、図５Ｂは２つの可変共振器を用いた帯域幅可変フィルタの他の実施例を示す図である。 図６Ａは図５Ａに示した帯域幅可変フィルタの周波数特性を示すグラフ、図６Ｂは図５Ｂに示した帯域幅可変フィルタの周波数特性を示すグラフである。 図７Ａは図５Ａに示した帯域幅可変フィルタの周波数特性を示すグラフ、図７Ｂはスイッチと接地導体との間に抵抗器を介した場合の帯域幅可変フィルタを示す図、図７Ｃは図７Ｂに示した帯域幅可変フィルタの周波数特性を示すグラフである。 図７Ｄは抵抗器を介して接地導体と接続する場合と、抵抗器を介さずに接地導体と接続する場合の切り替えを行う切替器を用いた帯域幅可変フィルタを示す図。 ２つの可変共振器を並列接続して構成した帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図。 電界結合による場合の帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図。 磁界結合による場合の帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図。 図１１Ａは異なる共振周波数で異なる特性インピーダンスの可変共振器を用いた帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図、図１１Ｂは同じ共振周波数で同じ特性インピーダンスの可変共振器を用いた帯域幅可変フィルタの他の実施例を示す図、図１１Ｃは同じ共振周波数で異なる特性インピーダンスの可変共振器を用いた帯域幅可変フィルタの更に他の実施例を示す図である。 図１２Ａは図１１Ｂの帯域幅可変フィルタのスイッチ３ａ，３ｂの一方をオンとした場合の周波数特性を示す図、図１２Ｂは両方をオンとした場合の周波数特性を示す図、図１２Ｃは可変共振器２０ａと２０ｂの特性インピーダンスをそれぞれ入出力線路の特性インピーダンスの２倍と１／２倍とし、スイッチ３ａをオフ、スイッチ３ｂをオンとした場合をそれぞれ示す図である。 可変共振器を入出力線路に直列に挿入して構成した帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図。 図１３に示す帯域幅可変フィルタの周波数特性を示すグラフ。 ２つの可変共振器を入出力線路に直列に挿入して構成した帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図。 入出力線路に１つの可変共振器を直列に、もう１つの可変共振器を並列に接続して構成した帯域幅可変フィルタの一実施例を示す図。 可変共振器を用いたバイアス回路の一例を示す図。 楕円形の環状線路を使用した可変共振器の一実施例を示す図。 弓形の環状線路を使用した可変共振器の一実施例を示す図。 図２０Ａは円形の環状線路を有する可変共振器と伝送線路との結合構造を示す図、図２０Ｂは楕円形の環状線路を有する可変共振器と伝送線路との結合構造を示す図である。 図２１Ａは５層構造の場合の可変共振器と伝送線路との結合構造を示す図、図２１Ｂは５層構造の場合の可変共振器と伝送線路との結合構造における第１層と第２層との関係を説明する図、図２１Ｃは５層構造の場合の可変共振器と伝送線路との結合構造における第２層と第３層との関係を説明する図である。 図２２Ａは図２１Ａに示す結合構造の断面構成の第１例を示す図、図２２Ｂは図２１Ａに示す結合構造の断面構成の第２例を示す図、図２２Ｃは図２１Ａに示す結合構造の断面構成の第３例を示す図、図２２Ｄは図２１Ａに示す結合構造の断面構成の第４例を示す図、図２２Ｅは図２１Ａに示す結合構造の断面構成の第５例を示す図、図２２Ｆは図２１Ａに示す結合構造の断面構成の第６例を示す図である。 図２３Ａは可変共振器と屈曲部を有する伝送線路との結合構造を示す図、図２３Ｂは可変共振器と屈曲部を有する伝送線路との結合構造を示す図である。 可変共振器と屈曲部を有する伝送線路との結合構造を示す図。 磁界結合を説明する伝送線路モデルを示す図。 異なる線路幅の導体線路から成る環状導体線路を使用した可変共振器の一実施例を示す図。 ２つの可変共振器を組み合わせて１つの可変共振器を構成した一実施例を示す図。 ２種類の線路長の導体線路に切り替え可能な可変共振器の一実施例を示す図。 コプレーナ導波路による場合の可変共振器と伝送線路との結合構造を示す図。 図３０Ａはポートインピーダンスと入出力線路が異なる場合の問題を説明するための回路図、図３０Ｂはスイッチ３_１をオンとしたときの周波数特性を示すグラフ、図３０Ｃはスイッチ３_２をオンとしたときの周波数特性を示すグラフである。 インピーダンス不一致の原因となる共振器の立体構造の例を示す図。 図３１の構造による周波数特性の例を示すグラフ。 図３３Ａはシミュレーションのための回路条件を示す図、図３３Ｂはθ＝９０°の場合の周波数特性を示すグラフ、図３３Ｃはθ＝１０°の場合の周波数特性を示すグラフである。 図３４Ａはスタブ長が０の場合のシミュレーションのための回路条件を示す図、図３４Ｂは異なるθでの周波数特性を示すグラフである。 図３５Ａは図３４Ａの回路においてθ＝９０°のときのスミスチャート、図３５Ｂは図３４Ａの回路においてθ＝１０°のときのスミスチャートである。 図３６Ａはスタブ長が１３°の場合のシミュレーションのための回路条件を示す図、図３６Ｂは異なるθでの周波数特性を示すグラフである。 図３７Ａは図３６Ａの回路においてθ＝９０°のときのスミスチャート、図３７Ｂは図３６Ａの回路においてθ＝１０°のときのスミスチャートである。 先端開放スタブを有する立体構成された帯域幅可変フィルタを示す透視斜視図。 先端開放スタブの効果を示すための周波数特性を示すグラフ。 図４０Ａは回路調整素子を入出力線路と環状線路の接続点とグランド間に挿入した例を示す図、図４０Ｂは回路調整素子を入出力線路と環状線路の接続点から離れた位置で入出力線路とグランド間に挿入した例を示す図、図４０Ｃは入出力線路に直列に回路調整素子を挿入した例を示す図、図４０Ｄは回路調整素子を環状線路とグランド間に挿入した例を示す図である。 図４１Ａは回路調整素子を入出力線路と環状線路間に設けた例を示す図、図４１Ｂは回路調整素子を環状線路の内側において環状線路とグランド間に挿入した例を示す図である。 各種の回路調整素子の例を示す図であり、Ａは個別キャパシタ、Ｂはギャップを有する線路、Ｃは誘電体を挟んで上下に対向した線路、Ｄはコイル、Ｅはジグザグ線路、Ｆは渦巻きコイル、Ｇは線路、Ｈは先端開放線路。 回路調整素子を設ける代わりに入出力線の長さを１８０°とした例を示す図。 図４４Ａは先端開放スタブを入出力線路に設けた場合のシミュレーションのための回路条件を示す図、図４４Ｂはθ＝１０°のときの周波数特性を示すグラフ、図４４Ｃはθ＝９０°のときの周波数特性を示すグラフである。 図４５Ａは入出力線路と環状線路間に回路調整素子としての線路を挿入した場合のシミュレーションのための回路条件を示す図、図４５Ｂはθ＝１０°のときの周波数特性を示すグラフ、図４５Ｃはθ＝９０°のときの周波数特性を示すグラフである。 図４６Ａは線幅の異なる線路を回路調整素子として入出力線路に接続した場合のシミュレーションのための回路条件を示す図、図４６Ｂはθ＝１０°のときの周波数特性を示すグラフ、図４６Ｃはθ＝９０°のときの周波数特性を示すグラフである。 図４７Ａは回路調整素子として個別キャパシタを入出力線路とグランド間に挿入した場合のシミュレーションのための回路条件を示す図、図４７Ｂはθ＝１０°のときの周波数特性を示すグラフ、図４７Ｃはθ＝９０°のときの周波数特性を示すグラフである。 図４８Ａは環状導体線路の各異なる位置をスイッチ３を介して伝送線路２１に接続可能にした帯域幅可変フィルタの実施例を示す図、図４８Ｂは図４８Ａの周波数特性を示すグラフである。 図４９Ａは図４８Ａの帯域幅可変フィルタの変形実施例を示す図、図４９Ｂは図４９Ａの周波数特性を示すグラフである。 図４９Ａの帯域幅可変フィルタの変形実施例を示す図。 図４８Ａの帯域幅可変フィルタの他の変形実施例を示す図。 図４８Ａの帯域幅可変フィルタのさらに他の変形実施例を示す図。 図４８Ａの帯域幅可変フィルタのさらに他の変形実施例を示す図。 環状導体線路に接続された各スイッチに先端開放伝送線路を接続した可変共振器の実施例を示す図。 環状導体線路に接続された各スイッチに先端短絡伝送線路を接続した可変共振器の実施例を示す図。

Claims (26)

1. 可変共振器であり、
   誘電体基板上に設けられた、共振周波数における１波長もしくはその整数倍である周長の環状導体線路と、
   ２つ以上の第１の回路開閉器と、
   を備え、
   各上記第１の回路開閉器は、その一端が上記環状導体線路にそれぞれ異なる部位で電気的に接続され、その他端が誘電体基板上に形成された接地導体に電気的に接続され、当該接地導体と上記環状導体線路との電気的接続／非接続を切り替え可能とされていることを特徴とする可変共振器。
2. 請求項１記載の可変共振器において、上記接地導体と、各上記第１の回路開閉器の他端とは、受動素子を介して電気的に接続されていることを特徴とする可変共振器。
3. 請求項２記載の可変共振器において、さらに、上記接地導体と、各上記第１の回路開閉器の他端との電気的接続を、上記受動素子を介して行うか、上記受動素子を介さずに行うかのいずれかに切り替え可能な切替器が設けられていることを特徴とする可変共振器。
4. 可変共振器であり、
   誘電体基板上に設けられた、共振周波数における１波長もしくはその整数倍である周長の環状導体線路と、
   ２つ以上の第１の回路開閉器と、
   を備え、
   各上記第１の回路開閉器は、その一端が上記環状導体線路にそれぞれ異なる部位で電気的に接続され、その他端が誘電体基板上に形成された調整伝送線路に電気的に接続され、上記環状導体線路との電気的接続／非接続を切り替え可能とされていることを特徴とする可変共振器。
5. 請求項１乃至４のいずれか記載の可変共振器において、上記環状導体線路に結合された入出力線路が設けられており、各上記第１の回路開閉器の上記一端は上記環状導体線路において、上記入出力線路との結合部位および当該結合部位を起点として共振周波数における半波長もしくはその整数倍でない位置に接続されていることを特徴とする可変共振器。
6. 請求項１乃至４のいずれか記載の可変共振器において、上記環状導体線路は、線路幅の異なる複数の導体線路を結合して閉路とされていることを特徴とする可変共振器。
7. 請求項１乃至４のいずれか記載の可変共振器において、さらに、
   １つの第１導体線路と、複数の第２導体線路と、
   上記第１導体線路の両端と、複数の上記第２導体線路のうち選択された１つの両端とを電気的に接続可能な回路開閉手段と、
   を備え、
   上記環状導体線路は、
   上記第１導体線路と選択された上記第２導体線路の１つとが、上記回路開閉手段によって電気的に接続された閉路によって形成されていることを特徴とする可変共振器。
8. 可変共振器であり、請求項１乃至４のいずれかに記載の第１の可変共振器と、請求項１乃至４のいずれかに記載の第２の可変共振器と、上記第１の可変共振器と上記第２の可変共振器を電気的に接続する回路開閉手段とを含み、
   上記第１の可変共振器の環状導体線路の内側に、上記第２の可変共振器が配置さていることを特徴とする可変共振器。
9. 請求項８記載の可変共振器において、上記回路開閉手段は、上記第１の可変共振器と上記第２の可変共振器とを異なる２つの位置で接続する２つの第２の回路開閉器を有し、
   一方の上記第２の回路開閉器の接続位置に対する他方の第２の回路開閉器の接続位置は、上記第１の可変共振器の環状導体線路において、上記第１の可変共振器の共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置であり、かつ、上記第２の可変共振器の環状導体線路において、上記第２の可変共振器の共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置であることを特徴とする可変共振器。
10. 帯域幅可変フィルタであり、請求項１乃至４のいずれかに記載の、少なくとも１つの可変共振器と、
    入出力線路と、
    を備え、
    上記可変共振器と上記入出力線路とは電気的に接続されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
11. 請求項１０記載の帯域幅可変フィルタにおいて、各上記可変共振器は、１箇所の結合部位で上記入出力線路に対して並列接続されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
12. 請求項１０記載の帯域幅可変フィルタにおいて、
    ２つ以上の上記可変共振器それぞれについて、
    各可変共振器を、その１箇所の結合部位で上記入出力線路に対して並列接続し、
    上記各結合部位に、上記入出力線路と上記可変共振器との電気的接続／非接続を切り替え可能な第２の回路開閉器をそれぞれ備え、
    上記各第２の回路開閉器を選択して、各可変共振器の全部または一部と上記入出力線路とを電気的に接続可能にされていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
13. 請求項１０記載の帯域幅可変フィルタにおいて、
    １つ以上の上記可変共振器それぞれについて、
    各可変共振器を、２箇所の結合部位で上記入出力線路に対して直列接続し、
    ２箇所の上記結合部位は、各可変共振器の環状導体線路において、各可変共振器の共振周波数における半波長もしくはその整数倍の位置であり、当該結合部位と異なる位置に上記第１の回路開閉器が接続されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
14. 請求項１０記載の帯域幅可変フィルタにおいて、上記入出力線路と上記少なくとも１つの可変共振器の上記環状導体線路との少なくとも一方に回路調整素子が接続されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
15. 請求項１４記載の帯域幅可変フィルタにおいて、上記回路調整素子は上記環状導体線路とグランド間に挿入されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
16. 請求項１５記載の帯域幅可変フィルタにおいて、上記回路調整素子は、上記環状導体線路と上記入出力線路との接続位置から電気長Ｎπの位置、Ｎは０以上の整数、で上記環状導体線路とグランド間に挿入されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
17. 請求項１４記載の帯域幅可変フィルタにおいて、上記回路調整素子は上記入出力線路と上記環状導体線路間に挿入されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
18. 請求項１４記載の帯域幅可変フィルタにおいて、上記回路調整素子は上記入出力線路と直列に挿入されていることを特徴とする帯域幅可変フィルタ。
19. 電気回路装置であり、
    請求項１乃至４のいずれかに記載の、１つの可変共振器と、
    第１の入出力線路および第２の入出力線路と
    を備え、
    上記第１の入出力線路の端部と上記可変共振器の環状導体線路との結合部位にて、上記第２の入出力線路の端部が結合し、上記第１の入出力線路と、上記第２の入出力線路と、上記環状導体線路とが電気的に接続されており、
    上記結合部位にて、上記第１の入出力線路の端部と、上記第２の入出力線路の端部とが、異なる平面上に設けられていることを特徴とする電気回路装置。
20. 電気回路装置であり、
    請求項１乃至４のいずれかに記載の、１つの可変共振器と、
    屈曲部を有する入出力線路と、
    を備え、
    上記入出力線路の屈曲部と上記可変共振器の環状導体線路とが電気的に接続されていることを特徴とする電気回路装置。
21. 請求項１９記載の電気回路装置において、上記入出力線路の屈曲部と上記可変共振器の環状導体線路とが電気的に接続された部位およびその近傍における上記可変共振器の環状導体線路は、上記入出力線路と角度を成していることを特徴とする電気回路装置。
22. 請求項１９乃至２１のいずれか記載の電気回路装置において、上記入出力線路と上記少なくとも１つの可変共振器の上記環状導体線路との少なくとも一方に回路調整素子が接続されていることを特徴とする電気回路装置。
23. 請求項２２記載の電気回路装置において、上記回路調整素子は上記環状導体線路とグランド間に挿入されていることを特徴とする電気回路装置。
24. 請求項２３記載の電気回路装置において、上記回路調整素子は、上記入出力線路と上記入出力線路との接続位置から電気長Ｎπの位置、Ｎは０以上の整数、で上記環状導体線路とグランド間に挿入されていることを特徴とする電気回路装置。
25. 請求項２２記載の電気回路装置において、上記回路調整素子は上記入出力線路と上記環状導体線路間に挿入されていることを特徴とする電気回路装置。
26. 請求項２２記載の電気回路装置において、上記回路調整素子は上記入出力線路と直列に挿入されていることを特徴とする電気回路装置。

Images