DE69125356T2

DE69125356T2 - Verfahren zum Nachführen einer Trägerfrequenz.

Info

Publication number: DE69125356T2
Application number: DE69125356T
Authority: DE
Inventors: Kevin M Mcnab; Iradj Shahriary
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: DirecTV Group Inc
Priority date: 1990-12-26
Filing date: 1991-12-23
Publication date: 1997-07-03
Anticipated expiration: 2011-12-24
Also published as: DE69125356D1; AU9001591A; EP0492588A3; JPH04309014A; AU634680B2; EP0492588A2; CA2050771A1; CA2050771C; US5130671A; EP0492588B1

Description

Diese Erfindung betrifft allgemein eine phasenstarre Trägerfrequenz-Nachführschleife und insbesondere ein Trägerfrequenz- Nachführverfahren zur Verwendung in einem Breitband-Trägernachführ- und Taktregenerierungssystem.
Phasenstarre Schleifen sind auf dem Gebiet der Trägerfrequenz- Nachführsysteme bekannt, wie bei Satelliten-Verfolgungssystemen zum Schaffen von Demodulationsfunktionen, welche eine Regeneration von kohärenten Trägern und Taktsignalen erfordern. Die phasenstarren Schleifen ergeben ein wirksames Mittel, auf ein Trägersignal nachzuführen und darauf zu verrasten, das eine sich in hohem Maße mit der Zeit verändernde Frequenz besitzt. Bei einem Nachführ- und Demodulationsverfahren regeneriert die phasenstarre Schleife eine sich in ihrer Frequenz ändernde Trägerwelle durch Verrasten mit der Trägerwelle und Erzeugen einer stabilen und praktisch rauschfreien Nachbildung derselben.
Bei bekannten phasenstarren Schleifen ist allgemein ein spannungsgesteuerter Oszillator zur Wiedergabe des Trägersignals erforderlich. Ein typischer spannungsgesteuerter Oszillator (voltage controlled oscillator VCO) besitzt eine maximale wirksame Bandbreite von annähernd einer Oktave infolge der Notwendigkeit, den VCO auf den gewünschten Frequenzbereich abzustimmen oder auszurichten. Wenn ein einzelner VCO zum Überdecken einer größeren Bandbreite als einer Oktave benutzt wird, geht infolge der Anwesenheit starker Harmonischer und der wesentlichen Einbuße an Rauschverhalten Spektralreinheit verloren. Zusätzlich ist zum genauen Abstimmen eines einzigen VCO über eine Oktave hinaus die Fähigkeit erforderlich, vom VCO gezeigte außerordentliche Veränderungen der Abstiminlinearität auszugleichen. Deshalb waren bei Nachführsystemen mit phasenstarren Schleifen nach dem Stand der Technik mehrere VCOs erforderlich, um das erforderiche Nachführen über einen breiten Frequenzbereich zu erreichen.
Fig. 1 zeigt eine bekannte phasenstarre Schleife, die mehrere VCOs enthält. In dieser Figur stellt das Signal an der Eingangsleitung 12 einen Breitband-Eingang mit einer sich zeitlich ändernden Frequenz dar. Die Eingangsleitung 12 wird an einen Phasendetektor 14 angelegt, zusammen mit einer Rückführleitung 16, die ein Rückkoppelsignal schafft. Eine Ausgangsleitung 18 vom Phasendetektor 14 wird als Eingang an ein Spannungsintegrator-Tiefpaßschleifenfilter 20 angelegt. Eine Ausgangsleitung 22 vom Tiefpaßfilter 20 wird als Eingang an eine Gewinn-(Verstärkungsfaktor-) Kompensationsschaltung 24 angelegt. Ein Ausgangssignal der Gewinn-Kompensationsschaltung 24 wird über Leitung 26 an einen ersten Schalter 28 angelegt. Der Schalter 28 besitzt eine Vielzahl von Ausgängen, die an eine Vielzahl von VCOs 30 angeschlossen sind. Jeweils ein Ausgang jedes VCO 30 ist an einen zweiten Schalter 32 angelegt, der einen einzelnen Ausgang "fout" an Leitung 34 besitzt. Das Rückkoppelsignal an Leitung 16 wird von der Ausgangsleitung 34 abgenommen und an den Phasendetektor 14 angelegt, um die phasenstarre Schleife zu bilden.
Im Betrieb vergleicht der Phasendetektor 14 die Phase des Eingangssignals an Leitung 12 mit dem Rückkoppelsignal an Leitung 16. Das Ausgangssignal an Leitung 18 des Phasendetektors 14 ist ein Gleichspannungssignal, dessen Größe für diese Phasendifferenz repräsentativ ist. Das Tiefpaßfilter 20 entfernt aktiv etwaige restliche Wechselspannungskomponenten entsprechend ihren Frequenzen aus diesem Gleichstrom-Größensignal. Die Gewinn- Kompensationsschaltung 24 nimmt das reine Gleichstromsignal an Leitung 22 von dem Tiefpaßschleifenfilter 20 auf und schafft einen Gewinnausgleich, um den Schleifengewinn auf einen konstanten Wert zu modifizieren, ohne Rücksicht auf die unterschiedlichen Schleifengewinne und Abstimmparameter der unterschiedlichen VCOs oder Eingangssignale. Das Ausgangssignal an Leitung 26 der Gewinn-Kompensationsschaltung 24 wird an den ersten Schalter 28 angelegt, der den entsprechenden VCO in Abhängigkeit von dem interessierenden Frequenzbereich auswählt. Jeder VCO 30 nimmt das Gleichspannungssignal auf und wandelt es in eine reine Repräsentative des Eingangssignals an Leitung 12. Das wiederaufgebaute Eingangssignal wird dann einem zweiten Schalter 32 angelegt, der ein einzelnes Ausgangssignal erzeugt. Der Ausgang des Schalters 32 besitzt eine Rückführleitung 16, die, wie vorher beschrieben, an den Phasendetektor 14 angelegt wird.
Wenn sich die Frequenz des Eingangssignals an Leitung 12 ändert, modifizieren die Phasenänderung des Eingangssignals an Leitung 12 und das verrastete Signal an Leitung 16 das Gleichstromsignal an Leitung 18, um diese Phasenänderung wiederzugeben. Das ändert wiederum das Ausgangssignal vom VCO 30 oder wählt einen anderen VCO 30 in Abhängigkeit von der Phasenänderung 50, daß das Frequenzsignal an der Rückführleitung 16 an die Frequenz des Eingangssignals 12 angepaßt wird. Dadurch kann das Eingangssignal an Leitung 12 so auf eine bestimmte Eingangsfrequenz verrastet werden, daß eine reine Repräsentative dieses Signais durch das System verwendet werden kann, wie eine Integrier- und (Speicher-)Ausgabeschaltung, ein Taktsystem usw., in der die phasenstarre Schleife enthalten ist. Deswegen kann Rauschen, Schwund usw. in hohem Maße beseitigt und die Trägerfrequenz wirksam nachgeführt werden.
Fig. 2 zeigt ein anderes Nachführsystem 40 mit phasenstarrer Schleife nach dem Stand der Technik, in welchem ein Eingangssignal an Leitung 42 mit einer sich mit der Zeit ändernden Frequenz an einen ersten Schalter 44 angelegt wird. Der Schalter 44 legt dieses Eingangsfrequenzsignal in Abhängigkeit von seiner Frequenz an eine von einer Vielzahl von unterschiedlichen phasenstarren Schleifen 46 an. Jede phasenstarre Schleife 46 stellt die gesamte Schaltung der Fig. 1 mit einem einzigen VCO dar. Das Ausgangssignal jeder phasenstarren Schleife 46 wird an einen zweiten Schalter 47 angelegt, um ein einziges Ausgangssignal zu bilden. Dieses System ist sehr kostenaufwendig, da es mehrfachredundante Hardware erfordert. Zusätzlich muß jede Schleife 46 getrennt abgestimmt, ausgerichtet und auf richtige Erfassung, Nachführung, Stabilität und Rauschverhalten überwacht werden.
Die phasenstarre Schleife 10 nach Fig. 1 erfordert weniger Hardware als die des Systems 40 der Fig. 2, erfordert jedoch immer noch die Redundanz von mehreren VCOs. Jeder VCO erfordert seinen eigenen Satz von Abstimmcharakteristiken und die Hinzufügung von komplizierter Gewinn-Kompensationsschaltung, um richtiges Schleifenverhalten aufrecht zu erhalten.
Ein anderes bekanntes Nachführsystem, ähnlich dem der Fig. 1, ist eine einzelne phasenstarre Schleife mit einem Einzel-VCO mit mehreren Varaktordioden-Abstimmkreisen. Dieses dritte System erfordert auch große Mengen von Abstimmcharakteristiken mit Gewinn-Kompensationsschaltungen, die sich mit der Zeit, Temperatur und Strahlung ändern.
Aus EP-A-224 828 ist eine Schaltung mit phasenstarrer Schleife mit Benutzung eines Phasendetektors bekannt, bei der der Ausgang der Schaltung zu dem Phasendetektor zurückgeschleift wird, um die Phase des Ausgangssignals und des Eingangssignals miteinander zu vergleichen und ein auf diesen Vergleich begründetes Phasenerfassungssignal zu erzeugen. Die Schaltung umfaßt weiter einen variablen Frequenzteiler, der ein Signal von einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator erhält, um die Oszillationsfrequenz mit einem dem Vergleichsergebnis entsprechenden Teilverhältnis zu unterteilen.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist das Schaffen eines Verfahrens zum Nachführen einer Trägerfrequenz in einer phasenstarren Schleife, das exzellente Abstimmcharakteristiken und hohe Hochfrequenzauflösung ergibt.
Dieses Ziel wird erreicht mit einem Verfahren mit den in Anspruch 1 bestimmten Schritten.
Bevorzugte Ausführungen liegen den verschiedenen abhängigen Ansprüchen zu Grunde.
Die vorliegende Erfindung wird aus der nachfolgenden Beschreibung der anstehenden Ansprüche ersichtlich, wenn sie in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife mit mehreren VCOs nach dem Stand der Technik;
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer Nachführschaltung nach dem Stand der Technik, die mehrere phasenstarre Schleifen enthält;
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife nach einer ersten Ausführung der Erfindung;
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild des digitalen Direktsynthesizers der Fig. 3;
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer phasenstarren Schleife mit einer Abwandlung der Ausführung nach Fig. 3;
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild der Ausführung nach Fig. 3 mit einer Gewinn- Kompensationsschaltung.
Fig. 3 zeigt eine zu der PLL 10 in Fig. 1 gleichartige phasenstarre Schleife (PLL) 50, die jedoch einen einzigen schmalbandigen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 68 und einen digitalen Direktsynthesizer (DDS) 72 besitzt, wie nachfolgend beschrieben wird. Die PLL 50 enthält einen Phasendetektor 54, der ein Rückkoppelsignal an Leitung 56 annimmt und ein Eingangssignal an Leitung 52, dessen Frequenz sich mit der Zeit ändert. Ein Ausgangssignal des Phasendetektors 54 an Leitung 58 ist ein Gleichstromgrößen-Signal, das für die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal an Leitung 52 und dem Rückkoppelsignal an Leitung 56 repräsentativ ist. Das Gleichstromgrößen- Signal an Leitung 58 wird in ein Spannungsintegrator-Tiefpaßschleifenfilter 60 eingegeben. Ein Ausgang des Schleifenfilters 60 an Leitung 62 wird an ein Gewinn-Kompensationsnetz 64 angelegt, um den Gewinn der PLL-Schaltung 50 zu modifizieren. Das gewinn-kompensierte Signal von dem Gewinn-Kompensationsnetz 64 an Leitung 66 wird an einen schmalbandigen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 68 angelegt. Der VCO 68 erzeugt an Leitung 70 ein Wechselstromsignal, das an einen digitalen Direktsynthesizer 72 angelegt wird. Der digitale Direktsynthesizer 72 nimmt ein digitales N-Bit Frequenzbefehlswort an Leitung 76 von der digitalen Grobabstimmschaltung 74 auf, welches die Frequenz des Eingangssignals an Leitung 52 abschätzt. Das Wechselstromsignal an Leitung 70 vom VCO 68 wirkt als Taktimpuls für den DDS 72. Ein Ausgangssignal vom DDS 72 an Leitung 78 ist eine saubere Repräsentative des Eingangssignals an Leitung 52, die auf die Frequenz des Eingangssignals verrastet ist. Das Signal an Leitung 78 wird dann an die anderen Empfängerkomponenten des Nachführsystems angelegt. Leitung 56 wird ebenfalls von der Ausgangsleitung 78 abgenommen, um das Rückkoppelsignal in der vorstehend beschriebenen Weise an den Phasendetektor 54 anzulegen.
Fig. 4 zeigt die Haupt-Schaltkomponenten des DDS 72 in Blockschaltbildform. Das Herz des DDS 72 ist ein Akkumulator 80, der den Taktimpuls an Leitung 70 vom VCO 68 und das digitale N-Bit- Frequenzbefehlswort an Leitungen 76 von der Grobabstimmschaltung 74 annimmt. Ein Ausgangssignal an Leitungen 82 ist ein M- Bit Ausgangssignal des Akkumulators 80, das durch den Taktimpuls an Leitung 70 aufgezählt wird. Die Signale an den Leitungen 82 werden an einen Sinus-Nachschau-Festwertspeicher (ROM) 84 angelegt. Der Sinus-Nachschau-ROM 84 nimmt die M-Bit Phasendarstellung vom Akkumulator 80 auf und wandelt sie in ein P-Bit Amplitudensignal an Leitungen 86, das für die Phasenbits repräsentativ ist. Die P Bits an Leitungen 86 werden an einen Digital/Analog-Wandler 88 angelegt. Der Digital/Analog-Wandler 88 wandelt das P-Bit Repräsentativsignal an Leitungen 86 in ein analoges Ausgangssignal an Leitung 78, das eine saubere Repräsentative des Eingangssignals an Leitung 52 der Fig. 3 ist.
Im Betrieb vergleicht der Phasendetektor 54 die Phase des Eingangssignals an Leitung 52, das eine sich mit der Zeit ändernde Frequenz besitzt, mit dem Rücksignal an Leitung 56. Der Phasendetektor 54 gibt dann ein Gleichstromgrößen-Signal an Leitung 58 aus, das für die Phasendifferenz zwischen diesen beiden Signalen repräsentativ ist. Wenn das Eingangssignal an Leitung 52 die Frequenz nicht ändert, ist das Signal an Leitung 56 bereits auf diese Frequenz verrastet, und so ändert sich das Gleichstromsignal nicht. Dieses Gleichstromsignal an Leitung 58 wird an das Schleifenfilter 60 angelegt, um aktiv alle restlichen Wechselstromkomponenten mit einer relativ hohen Frequenz zu entfernen. Das verbleibende reine Gleichstromsignal an Leitung 62 wird an ein Gewinn-Kompensationsnetz 64 angelegt, um den Schleifengewinn der PLL 50 konstant zu halten, da das Verhältnis der Frequenzen an den Leitungen 70 und 78 sich ändert, wenn die Schleife auf unterschiedliche Frequenzen abgestimmt wird. Deswegen verändert sich das Gleichstromsignal an Leitung 66 linear mit einer Frequenzänderung an der Eingangsleitung 52. Der VCO 68 wandelt das repräsentative Gleichstromsignal an Leitung 66 wieder in ein Wechselstromsignal an Leitung 70 mit einem schmalen Frequenzbereich.
Das Wechselstromsignal an Leitung 70 wirkt als Taktimpuls für den Akkumulator 804 Bevor das Signal an Leitung 70 an den Akkumulator 80 angelegt wird, wird sein Pegel durch eine (nicht gezeigte) Pegelschiebeschaltung verschoben, um das Signal an Leitung 70 in ein für Taktsignale typisches Rechteckwellen- Impulssignal zu wandeln. Ebenfalls liegt an Leitungen 76 ein digitales N-Bit Signal von der Grobabstimmschaltung 74 an dem Akkumulator 80 an. Dieses N-Bit Signal ist eine digitale Darstellung der geschätzten Frequenz des Eingangssignals an Leitung 52. Jedesmal, wenn der Akkumulator 80 einen Taktimpuls an Leitung 70 empfängt, wird das N-Bit Wort an Leitungen 76 zu dem vorherigen Inhalt des Akkumulators 80 hinzugefügt. Die Übertragrate des Akkumulators 80 bestimmt die Ausgangsfrequenz an Leitung 78 des DDS 72 und ist eine Funktion des N-Bit Wortes an Leitungen 76, der Taktfrequenz an Leitung 70 und der Anzahl der Auflösungsbits im Akkumulator 80. Mit anderen Worten, wie immer die Folge von 0- oder 1-Bits sein mag, die von dem Grobabstimmnetz 74 in das Akkumulatorregister geladen werden, sie werden an den Leitungen 82 mit einer Rate ausgegeben, die durch die Taktfrequenz von dem Schmalband-VCO 68 diktiert wird. Deshalb stimmt der VCO 68 automatisch den DDS 72 auf die korrekte Eingangsfrequenz ab, unabhängig von der Frequenzauflösung des DDS 72. Das Ausgangssignal an Leitungen 82 ist allgemein eine Sägezahnwelle, welche für die Phaseninformation des durch die Feinabstimm-Taktimpulse vom VCO 68 nachgestellten Digitalfrequenz-Befehlswortes repräsentativ ist. Dieses M-Bit Signal wird an den Sinus-Nachschau-ROM 84 angelegt, um die Phaseninformation in Sinus-Bits mit einer Amplitudendarstellung zu wandeln. Dieses amplituden-repräsentative Signal wird von dem ROM 84 an den P-Bit-Ausgangsleitungen 76 ausgegeben und an den Digital/Analog-Wandler 88 angelegt. Der Digital/Analog- Wandler 88 wandelt das Digitalsignal in ein Analogsignal an Leitung 78 zurück. Dieses Analogsignal besitzt eine Frequenz, die mit der Frequenz des Eingangssignals an Leitung 52 verrastet ist.
Es ist höchst erwünscht, die Anzahl der an den Akkumulator 80 angelegten N Bits an Leitungen 76 gleich der Anzahl der dem ROM 84 an Leitungen 82 angelegten M Bits zu machen. Und weiter die Anzahl von P Bits, die dem Digital/Analog-Wandler 88 eingegeben werden, ebenfalls N Bits sein zu lassen. Das Aufrechterhalten der höchstmöglichen Bitzahl erhöht offensichtlich die Bitinformation und damit die Frequenzauflösung. In der Praxis erzwingen jedoch die Begrenzungen der Hardwareausführung des ROM 84 und des Digital/Analog-Wandlers 88, daß die nutzbare Bitzahl des ROM 84 und des Digital/Analog-Wandlers 88 kleiner ist als die des Akkumulators 80. Da die am wenigsten bedeutsamen Bits durch den ROM 84 und den DAW 88 gekappt werden, ist es immer noch erwünscht, die Zahl der Akkumulatorbits so hoch wie möglich zu halten, wenn auch die Bitzahl im ROM 84 und DAW 88 geringer ist.
Durch diese Ausgestaltung mit VCO 68 und DDS 72 kann die PLL 50 eine sehr breitbandige Nachführung mit hoher Spektralreinheit und minimaler Hardware erreichen. Der DDS 72 ergibt das Mittel zum Nachführen über eine sehr großen Bandbreite und der VCO 68 ist nur zur Feinabstimmung (< 1% Frequenzänderung) der Schleife 50 erforderlich, um irgendwelche Frequenzauflösungsbegrenzungen des DDS 72 zu überwinden. Wenn der DDS 72 auch zu sehr feiner Frequenzauflösung fähig ist, löst er doch immer die Frequenz in diskreten Schritten auf. Der VCO 68 schafft das Mittel, die Frequenz zwischen diesen Schritten zu aufzulösen.
Die Auflösung "fres" des DDS 72 wird gegeben durch:
fres = fcl/sN, (1)
wobei
fcl = Akkumulator-Taktfrequenz an Leitung 70, und
N = Bitlänge des Akkumulators ist.
Die Ausgangsfrequenz "fout" an Leitung 78 des DDS 72 ist gegeben durch:
wobei
an = Logikzustand des n-ten bedeutendsten Bits (most significant bit MSB) des Akkumulators (0 oder 1).
Es ergibt sich aus Gleichung (2), daß die Frequenz an Ausgangsleitung 78 geändert werden kann entweder durch Einstellen des digitalen Befehlsworts an an Leitung 76 oder durch Einstellen der Taktfrequenz fcl an Leitung 70. Das digitale Steuerwort an wird von der Grobabstimmschaltung 74 an den Akkumulator 80 des DDS 72 angelegt. Die Grobabschätzung der Eingangsfrequenz an Leitung 52 kann erreicht werden durch digitales Überstreichen oder digitales Vorabstimmen der korrekten Rastfrequenz von der Eingangsleitung 52. Ein (nicht gezeigtes) digitales Überstreichsystem wie ein Digitalzähler wird benutzt, wenn die Eingangsfrequenz vollständig unbekannt ist. Das Überstreichsystem überstreicht digital einen Frequenzbereich durch Bitdarstellung, bis die PLL 50 eine Rastung an der Eingangsfrequenz erreicht. Das Überstreichsystem wird dann abgeschaltet, bis die PLL 50 entrastet wird. Ein (nicht dargestelltes) digitales Vorabstimmsystem wird benutzt, wenn ein Näherungswert der Eingangsfrequenz bekannt ist.
Sobald die Grobabstimmung der PLL 50 durch eines dieser Verfahren erreicht ist und die N-Bits an Leitungen 76 angelegt sind, kann die Ausgangsfrequenz an Leitung 78 durch den schmalen Bereich des VCO 68 feinabgestimmt werden, der die Taktfrequenz an den Akkumulator 80 anlegt. Weil der VCO 68 nur in einem sehr engen Abstimmbereich arbeiten muß, da er nur als Feinabstimmgerät wirkt, können bestimmte sehr stabile Geräte wie Kristalle, SAW-Resonatoren oder dielektrische Resonatoren eingesetzt werden, um eine ausgezeichnete Spektralreinheit zu erzielen. Die Bestimmung, welcher VCO am besten geeignet ist, hängt von der gewünschten Taktfrequenz ab. Deswegen kann jede Frequenzauflösungs-Begrenzung des DDS 72 durch den VCO 68 korrigiert werden.
Typische DDS haben ein Akkumulatorregister mit 24-Bits. Deshalb kann bei der Taktfrequenz eine Vorabstimmgenauigkeit in der Größenordnung von 1 zu 224 erreicht werden. Das ermöglicht sehr kleine Schleifenbandbreiten, während gleichzeitig sichergestellt ist, daß die PLL 50 eine zeitliche Verrastung besitzt. In der Praxis kann ein typischer DDS einen extrem breiten Abstimmbereich besitzen, der annähernd von Gleichstrom bis etwa 40% der Taktfrequenz reicht, 0 < fout < 0,4 fcl. Die Begrenzungen der Frequenz hängen in erster Linie von der Filterausgestaltung des DDS ab.
In Fig. 5 ist bei 150 allgemein eine Modifizierung der PLL 50 gezeigt. Bei dieser Figur sind gleiche Komponenten wie in Fig. 3 mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Hier ist der DDS 72 ersetzt durch nur einen Akkumulator 180 mit einem Akkumulatorübertrag des Bits höchster Mächtigkeit (MSB) des Akkumulators 180 an Leitung 178. Diese Vereinfachung der PLL 50 kann in Takt-Wiedergewinnanwendungen benutzt werden, wo der Nebengehalt an Harmonischen nicht kritisch ist. Das Ausgangssignal an Leitung 178 ist ein Übertrag des Bit-Überfließens der Bits höchster Mächtigkeit (MSB) vom Akkumulator 180, und wird ebenfalls durch Gleichung (2) dargestellt. Das digitale Ausgangssignal an Leitung 178 kann in ein Analogsignal gewandelt werden, oder der Phasendetektor 54 kann in manchen Fällen ein Digitalsignal annehmen. Die Ausgangsrate dieses Bits wird durch den Taktimpuls an Leitung 70 geändert. Da handelsübliche Akkumulatoren bei einigen GHz arbeiten können, wird durch die Gestaltung nach Fig. 5 ein bedeutsamer Geschwindigkeitsvorteil gewonnen.
Da der VCO 68 in einem engen Bereich arbeitet, bleibt seine Modulationsansprechempfindlichkeit und Linearität im wesentlichen konstant, auch wenn der DDS 72 über ein relativ breites Band abstimmt. Die Modulationsansprechempfindlichkeit "KVCO" des VCO 68 wird dargestellt durch:
KVCO = dfout/dvin, (3)
wobei
dfout = Änderung der Ausgangsfrequenz an Leitung 70, und
dVin = Änderung des Gleichspannungs-Eingangssignals an Leitung 66 ist.
Der Gewinn des DDS 72 ändert sich jedoch im wesentlichen linear mit der Frequenz infolge des sich ändernden Verhältnisses der Ausgangsfrequenz des DDS 72 an Leitung 78 mit der Taktfrequenz an Leitung 70, wenn die Schleife folgt und sich auf verschiedene Eingangsfrequenzen an Leitung 52 abstimmt. Der Gewinn "KDDS" des DDS 72 wird dargestellt durch:
KDDS = dfDDS/dfVCO, (4)
wobei
dfDDS = Änderung der Ausgangsfrequenz an Leitung 78, und
dfVCO = Änderung der Ausgangsfrequenz des VCO.
Fig. 6 zeigt eine PLL 250, in der das Gewinn-Kompensationsnetz 64 durch ein Gewinn-Kompensationsnetz 164 ersetzt ist, das einen Mehrfach Digital/Analog-Wandler (DAW) 166 und einen programmierbaren Festwertspeicher (PROM) 168 enthält. Der aktuelle Gewinn "KDAW" des DAW 166 wird gegeben durch:
wobei
dIout = Änderung des Stromes in Leitung 66;
dIin = Änderung des Stromes in Leitung 62;
bn = der Logikzustand des n-ten MSE des DAW 166; und
M = Bitlänge des DAW.
Da sowohl der DDS-Gewinn wie auch der DAW-Gewinn sich linear ändern, kann das N-Bit-Wort, wie es durch das Vorabstimmnetz 74 an den Akkumulator angelegt wird, zum Programmieren des DAW 166 durch den PROM 168 benutzt werden. Das Ausgangssignal des PROM 168 in Reaktion auf das digitale Befehlswort an Leitung 76 wird dann über Leitung 170 an den DAW 166 angelegt. Mit anderen Worten, der den DAW 166 verlassende Strom Iout wird bestimmt durch Multiplizieren des in den DAW 166 eintretenden Stromes Iin mal dem im PROM 168 gespeicherten Digitalwort. Deswegen wird der Gewinn der PLL 250 relativ zu der geschätzten Vorabstimmfrequenz kompensiert.
Die vorstehend beschriebenen Ausführungen offenbaren eine phasenstarre Schleife mit sehr breitbandigen Erfassungs- und Nachführfähigkeiten mit einem hohen Grad spektraler Reinheit und minimaler Hardware. Diese phasenstarre Schleife beseitigt die Notwendigkeit des Umschaltens zwischen mehreren Schleifen, mehreren VCOs oder mehreren Varaktor-Abstimmdioden. Weiter beseitigt diese phasenstarre Schleife die Frequenzauflösungs- Begrenzungen einer rein phasenverrasteten DDS.

Claims

1. Verfahren zum Verfolgen einer Trägerfrequenz in einer phasenverriegelten Schleife mit folgenden Schritten:

Vergleichen der Phase eines Eingangssignals, welches die Trägerfrequenz besitzt mit der Phase eines Rückkehrsignals;

Erzeugen eines Amplitudensignals, welches kennzeichnend für den Vergleich ist;

Anlegen des Amplitudensignals an einen Eingang eines VCC um ein oszillierendes Signal zu erzeugen, welches eine Frequenz besitzt, die den Vergleich anzeigt;

Erzeugen eines Ausgangssignals mit einer Frequenz, welche das Trägerfrequenzeingangssignal repräsentiert unter Verwendung des oszillierenden Signais;

dadurch gekennzeichnet, daß

das oszillierende Signal als ein Taktfrequenzeingangssignal für einen direkten digitalen Synthesizer verwendet wird, wobei ein digitales Befehiwort, welches im wesentlichen die Trägerfrequenz des Eingangssignals repräsentiert, an einen Befehlsworteingang des direkten digitalen Synthesizers angelegt wird und das Ausgangssignal des direkten digitalen Synthesizers als das Rückkehrsignal verwendet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale eingegebene Befehlswort als ein Grobabstimmungseingangssignal für die Schleife dient und das Taktfrequenzsignal als ein Feinabstimmungseingangssignal für die Schleife dient.

3. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Anlegens des Amplitudensignals an den VCO die Eingabe des Amplitudensignals in einen Tiefpaßfilter umfaßt, um die Hochfrequenzkomponenten des Amplitudensignals zu entfernen.

4. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Anlegens des Amplitudensignals an den VCO weiterhin ds Anlegen des Amplitudensignals an ein Verstärkungskompensationsnetzwerk umfaßt zum Kompensieren der Veränderungen der Schleifenparameter bei verschiedenen Frequenzen.

5. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des direkten digitalen Synthesizers (DDS) durch folgende Schritte erhalten wird:

Anlegen des digitalen Befehlswortes und des oszillierenden Taktsignals an einen Akkumulator in dem DDS,

Anlegen des Ausgangssignals an den Akkumulator an einen Sinus- Verzeichnis-ROM, und

Anlegen des Ausgangssignals des Sinus-Verzeichnis-ROM an einen Digital/Analog-wandler.