DE68925255T2

DE68925255T2 - Temperaturschwellenwertschaltung

Info

Publication number: DE68925255T2
Application number: DE68925255T
Authority: DE
Inventors: John Barry Hughes; Kenneth William Moulding
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-09-19
Filing date: 1989-09-13
Publication date: 1996-07-25
Anticipated expiration: 2009-09-14
Also published as: DE68925255D1; EP0360333B1; KR900005699A; EP0360333A2; GB2222884A; EP0360333A3; JP2760594B2; US5063342A; KR0147368B1; GB8821910D0; JPH02115733A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Temperaturschwellenwertschaltung, die einen ersten und einen zweiten Bipolartransistor enthält, die zusammen einen Teil einer integrierten Schaltung darstellen und unter eine solche Vorspannung gesetzt sind, daß die Dichte des durch den ersten Transistor fließenden Stroms um einen ersten bekannten Faktor größer ist als diejenige des durch den zweiten Transistor fließenden Stroms. Die Erfindung kann in einer Schaltung wie eingangs erwähnt eingesetzt werden, die für die Integration mit einem Leistungs-Halbleiterbauelement geeignet ist, um dieses vor Überhitzung zu schützen. Eine derartige Kombination kann einen Teil einer sogenannten integrierten "Smart-Power"-Schaltung (Chip) darstellen.
Eine Temperaturschwellenwertschaltung wie eingangs erwähnt ist aus der US-Patentschrift Nr.4.733.162 bekannt. Die bekannte Schaltung erzielt eine hohe Genauigkeit, weil sie auf der genau definierten Abhängigkeit der Spannung VBE an einem Halbleiterübergang von der Durchlaßstromdichte und der absoluten Temperatur des Übergangs basiert. Die Schaltung erfaßt das Passieren einer Schwellentemperatur, die durch das Verhältnis zweier integrierter Widerstände zueinander definiert wird.
Diese und auch andere z.B. aus den US-Patentschriften 4.021.722 und 3.809.929 bekannte Schaltungen bergen jedoch ein Problem, welches darin besteht, daß sie nicht für die Integration in bestimmte Arten von Leistungs-Chips geeignet sind, da die Anzahl der Verfahrensschritte während der Herstellung begrenzt ist. So ist es z.B. bei Verfahren zur Herstellung von Niederspannungs-CMOS-Schaltungen in "High-Side"- Leistungsschaltchips, wie sie in der europäischen Patentanmeldung EP-A2-0 294 882 beschrieben sind, nur möglich, NPN-Bipolartransistoren zu schaffen (es sei denn, es werden zusätzliche Verfahrensschritte hinzugefügt). Außerdem können diese NPN-Transistoren nur vertikale Bauelemente in einer Kollektorschaltung sein, da das N-leitende Substrat, das die Drain-Elektrode eines N-Kanal-Leistungs-MOSFET darstellt (oder den Kollektor eines vertikalen NPN-Leistungs-Bipolartransistors), ständig mit der positiven Spannungsversorgungsschiene verbunden ist.
Ein weiteres Problem stellt die große Anzahl aufeinander abgestimmter Bipolartransistoren dar, die für die Temperaturmessung in der bekannten Schaltung eingesetzt werden müssen und alle die gleiche Temperatur haben müssen. In "Smart-Power"-Anwendungen, bei denen sich die Wärmequelle auf dem Chip selbst befindet, können sehr große Temperaturgradienten auf dem Chip vorhanden sein, und es wird schwierig, alle Temperaturmeßtransistoren nahe genug an der Wärmequelle zu positionieren, um eine schnelle und genaue Reaktion auf Transienten zu gewährleisten.
In dem IBM Technical Disclosure Bulletin, Vol. 28, Nr.1, vom Juni 1985 wird auf den Seiten 404 - 406 als bekannte Anordnung eine Schaltung dargelegt, in der ein erster und ein zweiter als Diode geschalteter Transistor mit entsprechenden Stromquellen verbunden sind, so daß die Dichte des durch den ersten Transistor fließenden Stroms größer als diejenige des Stroms durch den zweiten Transistor. Die Emitterspannungen Vbe2 und Vbe1 der beiden Transistoren werden den entsprechenden Eingängen eines Gleichstromverstärkers zugeführt, der eine Ausgangsspannung Vbe1 - Vbe2 liefert, welche proportional zur Temperatur ist. Diese Abhandlung beschäftigt sich jedoch in erster Linie mit einer Anordnung, bei der ein einzelner als Diode geschalteter Transistor zur Temperaturmessung eingesetzt werden kann, indem eine Schaltanordnung verwendet wird, bei der dem Transistor abwechselnd ein Strom I und ein Strom I&sub2; zugeführt wird, so daß dieser dann einen solchen Ausgangsstrom an einem Wechselstromverstärker liefert, daß der Wechselstrom proportional zu der Absoluttemperatur ist. In jedem Fall sind tatsächlich nur die Temperaturmeßtransistoren auf dem Chip integriert, dessen Temperatur gemessen werden soll.
Die vorliegende Erfindung hat zur Aufgabe, die Schaffung einer genauen Temperaturschwellenwert-Detektorschaltung zu ermöglichen, die besser für die Integration in eine integrierte "Smart-Power"-Schaltung geeignet ist als die z.B. in der US-Patentschrift 4.733.162 beschriebenen Schaltungen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Temperaturschwellenwertschaltung geschaffen, die folgendes enthält: einen ersten und einen zweiten Bipolartransistor, die zusammen einen Teil einer integrierten Schaltung bilden und unter eine solche Vorspannung gesetzt sind, daß die Dichte des durch den ersten Transistor fließenden Stroms um einen ersten bekannten Faktor größer ist als diejenige des durch den zweiten Transistor fließenden Stroms, wobei die Kollektor-Elektroden des genannten ersten und des genannten zweiten Transistors mit einer ersten Vorspannungsquelle, die Basis-Elektroden der Transistoren mit einer zweiten Vorspannungsquelle und die Emitter-Elektroden der Transistoren mit einer ersten bzw. einer zweiten Stromquelle verbunden sind, um einen ersten und einen zweiten Vorstrom mit einem bekannten relativen Verhältnis durch den ersten bzw. den zweiten Transistor zu leiten, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung außerdem einen Spannungsteiler zur Erzielung eines ersten vorbestimmten Bruchteus der Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors und einen Spannungskomparator enthält, der den ersten vorbestimmten Bruchteil der Basis- Emitter-Spannung des ersten Transistors mit einem zweiten vorbestimmten Bruchteil der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors vergleicht, wobei der zweite vorbestimmte Bruchteil größer ist als der erste vorbestimmte Bruchteil, so daß ein Ausgang des Komparators einen ersten Zustand annimmt, wenn die Temperatur des ersten und des zweiten Bipolartransistors über einer bekannten Schwellentemperatur liegt, und einen zweiten Zustand annimmt, wenn die Temperatur der beiden Bauelemente unter der bekannten Schwellentemperatur liegt.
Eine derartige Schaltung funktioniert in der Weise, daß sie den Übergang von zwei nichtlinearen temperaturabhängigen Spannungen erkennt, der bei einer genau definierten Schwellentemperatur stattfindet. Bei dieser Schaltungsanordnung brauchen sich nur zwei Transistoren nahe der Wärmequelle zu befinden, und diese Transistoren können in Kollektorschaltung vorgesehen sein, wodurch sie mit einem großen Spektrum von "Smart-Power"-Verfahren kompatibel sind. Für die restliche Schaltung kann z.B. CMOS- oder eine andere Schaltungstechnik eingesetzt werden, für die das Verfahren am besten geeignet ist.
Es ist festzuhalten, daß in der US-Patentschrift 4.287.439 eine MOS- Bandlücken-Bezugsschaltung dargelegt wird, in der Bipolartransistoren in Kollektorschaltung verwendet werden, jedoch unterscheidet sich die Schaltungsanordnung in anderen Gesichtspunkten von derjenigen der Erfindung. Die Schaltung nach der US- Patentschrift 4.287.439 bietet keine Temperaturschwellenwerterfassung. Es ist zwar im Prinzip bekannt, daß eine derartige Schaltung dahingehend erweitert werden kann, daß eine Temperaturschwellenwerterfassung möglich ist, die erfindungsgemaße Schaltung bietet jedoch eine bessere Immunität gegen Offsetfehler als eine Bandlückenschaltung, die entsprechend den bekannten Verfahren erweitert wird.
Der zweite Transistor kann eine wirksame Emitterfläche aufweisen, die um einen zweiten bekannten Faktor größer ist als diejenige des ersten Transistors. Der erste Vorstrom kann um einen dritten bekannten Faktor größer sein als der zweite Vorstrom. Eine dieser Eigenschaften oder beide gemeinsam können dazu verwendet werden, den ersten bekannten Faktor (d.h. das Verhältnis der beiden Stromdichten) als ein Produkt des zweiten und des dritten bekannten Faktor genau zu definieren. Bei der Verwendung einer Kombination der beiden Eigenschaften kann ein großes Verhältnis der Stromdichten in einer relativ kompakten Schaltung erzielt werden.
Die erste und die zweite Vorspannungsquelle können die gleiche sein, so daß sich der erste und der zweite Transistor wie einfache Dioden verhalten, oder die Basis-Elektroden können auf einer Spannung gehalten werden, die gegenüber deijenigen einer Hauptspannungsversorgung versetzt ist, mit der die Kollektor-Elektroden verbunden sind. Die letztere Maßnahme kann vorteilhaft sein, da die Eingangsspannungen des Komparators sonst zu dicht an der Versorgungsspannung liegen können, um einen einwandfreien Betrieb zu erlauben.
Es ist unvermeidbar, daß der Spannungsteiler einen Teil des ersten Vorstroms von dem ersten Transistor wegleitet. Ist der Widerstand des Spannungsteilers sehr groß, kann der abgeleitete Strom unbedeutend sein. Ansonsten können Maßnahmen zum Ausgleich ergriffen werden.
Bei einer Ausführungsform enthält die Schaltung außerdem einen Widerstand, der zwischen die Basis-Elektrode und die Emitter-Elektrode des zweiten Transistors geschaltet ist, wobei das Verhältnis des Gesamtwiderstandes des Spannungsteilers zu demjenigen des Widerstandselements dem Verhältnis der Basis-Emitter-Spannungen des ersten bzw. zweiten Transistors bei der Schwellentemperatur geteilt durch das Verhältnis des ersten bzw. zweiten Vorstroms entspricht.
Der Widerstand kann einen weiteren Spannungsteiler zum Erhalten eines zweiten vorbestimmten Bruchteils des Spannungsabfalls an dem zweiten Transistor enthalten. Im allgemeinen wird jedoch die größte Empfindlichkeit erzielt, wenn der zweite vorbestimmte Bruchteil gleich Eins ist, d.h. wenn der erste vorbestimmte Bruchteil der Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors mit der gesamten Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors verglichen wird.
Das definierte Verhältnis zwischen den Werten des Spannungsteilers und dem Widerstand (oder eines weiteren Spannungsteilers) gewährleistet, daß bei der Schwellentemperatur die erforderliche Proportionalität der Stromdichten in den beiden Transistoren erhalten bleibt, während der (oder die) Spannungsteiler ermöglicht (ermöglichen), daß der erste und der zweite vorbestimmte Bruchteil der entsprechenden Basis-Emitter-Spannungen verglichen werden.
Bei einer alternativen Ausführungsform können der erste und der zweite Strom von einer ersten und einer zweiten Vorstromquelle erzeugt werden, die entsprechend der bekannten relativen Verhältnisse ausgelegt, jedoch so verändert sind, daß Strom durch den Spannungsteiler fließen kann. Die Auswirkungen von Schwankungen der Widerstandswerte werden zwar nicht so gut ausgeglichen wie bei der der vorigen Ausführungsform, jedoch bietet die alternative Ausführungsform eine verbesserte Empfindlichkeit. In Abhängigkeit von dem angewendeten speziellen Herstellungsverfahren kann dies zu einer besseren Gesamtleistung der Temperaturschwellenwertschaltung führen.
Die Erfindung schafft weiterhin eine integrierte Schaltung, die eine Temperaturschwellenwertschaltung gemäß der Erfindung wie eingangs erwähnt enthält, wobei der erste und der zweite Bipolartransistor in ein Leistungs-Halbleiterbauelements integriert sind oder sich in nächster Nähe des Leistungs-Halbleiterbauelementes befinden, dessen Betriebstemperatur gemessen werden soll.
Bei einer Ausführungsform, die z.B. für den Einsatz in einem "High- Side"-Leistungsschalter in der Automobiltechnik geeignet ist, ist das Leistungsbauelement ein vertikaler N-Kanal-Leistungs-MOSFET, und der erste und der zweite Bipolartransistor sind vertikale NPN-Transistoren, deren Kollektorbereiche an einen Drain- Bereich des Leistungs-MOSFET anschließen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 ein Schaltbild zur Erläuterung der theoretischen Grundlagen der Erfindung;
Figur 2 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemaßen Temperaturschwellenwertschaltung;
Figur 3 ein detaillierteres Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemaßen Schaltung ähnlich deijenigen aus Figur 2.
Figur 1 zeigt ein erstes und ein zweites Bauelement mit Halbleiterübergang Q1 bzw. Q2, die erfindungsgemäß aus zwei Bipolartransistoren bestehen. Die Transistoren Q1 und Q2 sind nahe beieinander auf demselben Substrat integriert, können jedoch unterschiedlich dimensioniert sein, so daß die effektive Emitterfläche des Transistors Q2 um einen Faktor 3 größer ist als diejenige des Transistors Q1.
Die Kollektor- und Basis-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 sind mit einer Spannungsversorgung 10 (VCC) verbunden. Es wird sich später zeigen, daß die Basis-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 alternativ an eine Quelle einer Spannung VBB angeschlossen werden können, die sich von der Kollektorspannung VCC unterscheidet, die Funktionsweise ist jedoch in beiden Fällen gleich.
Die Emitter-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 sind mit einer ersten bzw. einer zweiten Stromquelle 12 bzw. 14 verbunden. Die Stromquellen 12 und 14 ziehen einen ersten und einen zweiten Bezugsstrom 11 und 12 durch die Halbleiterbauelemente Q1 bzw. Q2. Die Ströme 11 und 12 werden auf einem gleichen Wert gehalten oder mit einem bekannten Skalierfaktor K zueinander in Beziehung gesetzt, so daß I&sub1; = K I&sub2;. Die Skalierfaktoren J und K bewirken, daß die Stromdichte in dem ersten Halbleiterbauelement Q1 um einen Faktor JK größer ist als diejenige in dem zweiten Halbleiterbauelement Q2. Sind die Ströme I&sub1; und I&sub2; gleich, dann wird aus dem Faktor JK einfach J.
Es ist bekannt, daß sich die Spannungsdifferenz ΔV zwischen den Spannungsabfällen V&sub1; und V&sub2; an den Halbleiterbauelementen Q1 bzw. Q2 aus der unten aufgeführten Gleichung (1) ergibt, in der k die Boltzmannkonstante (1,38 x 10&supmin;²³ Joule Kelvin&supmin;¹), T die Absoluttemperatur in Kelvin der Bauelemente Q1 und Q2, q die elektrische Ladung (1,602 x 10&supmin;¹&sup9; Coulomb) und 1n (JK) der natürliche Logarithmus des Verhältnisses der Stromdichte in Bauelement Q1 zu derjenigen in Bauelement Q2 darstellen. Die wichtigsten Eigenschaften, die es zu beachten gilt, sind diejenigen, daß ΔV direkt proportional zu der Absoluttemperatur T und unabhängig von den Absolutwerten der Ströme I&sub1; und I&sub2; ist.
Figur 2 zeigt eine erste Ausführungsform einer Temperaturschwellenwertschaltung gemaß der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung enthält die Halbleiterbauelemente Q1 (x1) und Q2 (xJ) und die Stromquellen 12 (I&sub1;) und 14 (I&sub2;), die wie in Figur 1 mit der Spannungsversorgung 10 (VCC) verbunden sind. Zusätzlich ist zu dem ersten Halbleiterbauelement Q1 ein Spannungsteiler parallelgeschaltet, der einen Widerstand 20, der zwischen die Spannungsversorgung 10 (VCC) und einen Punkt 25 geschaltet ist, und einen Widerstand 22 enthält, der zwischen den Punkt 25 und die erste Stromquelle 12 geschaltet ist. Ein weiterer Widerstand 24 ist zwischen der Spannungsversorgung 10 (VCC) und der zweiten Stromquelle 14 zu dem zweiten Halbleiterbauelement Q2 parallelgeschaltet.
Die Schaltung enthält außerdem einen Spannungskomparator 26, der einen nicht-invertierenden, mit dem Punkt 25 verbundenen Eingang (+) und einen invertieren den, mit der Stromquelle 14 (Emitter des Transistors Q2) verbundenen Eingang (-) aufweist. Der Komparator besitzt einen Logik-Ausgang 28, der ein logisches Signal OT = '1' ausgibt, wenn die Spannung V&sub3; zwischen dem Punkt 25 und der Spannungsversorgung 10 (VCC) kleiner als V&sub2; ist, und der ein logisches Signal OT = '0' ausgibt, wenn V&sub3; größer ist als V&sub2;.
Der Widerstand 20 hat einen Wert R&sub2;&sub0;, der R entspricht, während der Widerstand 22 einen Wert R&sub2;&sub2; hat, der r entspricht. Wenn der Faktor K = 1, dann hat der Widerstand 24 den Wert R&sub2;&sub4;, der ebenfalls R entspricht; wenn K jedoch nicht gleich Eins ist, dann ist R&sub2;&sub4;=K R&sub2;&sub0;=K R. Da V&sub1; größer als V&sub2; ist (da die Stromdichte in Bauelement Q1 größer ist als diejenige in Bauelement Q2), können die Werte R und r so gewählt werden, daß das Verhältnis (R&sub2;&sub0;+R&sub2;&sub2;)/R&sub2;&sub4; = (R+r)/(K R) dem Verhältnis V&sub1;/V&sub2; der Spannungsabfälle an den beiden Halbleiterbauelementen Q1 und Q2 bei der gewünschten Schwellentemperatur Tc entspricht. Dies bedeutet wiederum, daß V&sub3; bei der gewünschten Schwellentemperatur Tc V&sub2; entspricht. Bei V&sub3; = V&sub2; werden die Ströme durch die von dem Spannungsteiler 20, 22 und dem Widerstand 24 gebildeten Pfade wie die Ströme Ii und 12 mit dem Faktor K zueinander in Beziehung gesetzt. Die Ströme IQ1 und IQ2 in den Halbleiterbauelementen Q1 und Q2 sind dann um die durch die Widerstände fließenden Werte kleiner als I&sub1; und I&sub2;, sie stehen jedoch immer noch in dem Verhältnis IQ1 = K IQ2. Daher gelten bei der kritischen Temperatur Tc die gleichen Bedingungen wie in Figur 1, und die Gleichung (1) gilt weiterhin.
Es ist daher eine sinnvolle Annäherung, daß bei Temperaturen T nahe Tc folgendes gilt:
Es ist bekannt, daß PN-Übergänge wie der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q2 einen negativen Temperaturkoeffizienten der Spannung von ca. 2 mV pro Grad Celsius aufweisen, so daß
wobei VBEC der Basis-Emitter-Spannungsabfall in Durchlaßrichtung des Transistors Q2 bei der Schwellentemperatur Tc ist. Aus den Gleichungen (3) und (4) ergibt sich, daß die Spannungsdifferenz am Eingang des Komparators 26 folgendermaßen aussieht:
Da -(V&sub3;-V&sub2;) = 0 benötigt wird, wenn T = Tc ist, ergibt sich
was bedeutet, daß das erforderliche Verhältnis der Widerstände r und R zueinander folgendes ist:
Zur Bestimmung der Empfindlichkeit der Schaltung bei der Schwellentemperatur kann man einfach die Gleichung (5) ableiten und findet heraus, daß
wobei das Ergebnis in Volt pro Grad Celsius ausgedrückt wird.
Die Gleichung (6) zeigt, daß die Absolutwerte R und r der Widerstände keinen Einfluß auf die Temperatur Tc haben, bei der der Ausgang des Komparators 26 von logisch '0' auflogisch '1' umschaltet. Da nur die relativen Werte der Widerstände von Bedeutung sind, können sie genau genug als Teil einer integrierten Schaltung ausgelegt werden, da, wie dem Fachkundigen bekannt ist, Widerstandswerte dazu tendieren, bei Integration auf demselben Substrat einander zu folgen, insbesondere dann, wenn sie dicht beieinander liegen. Desgleichen können auch die Faktoren J und K genau definiert werden. Das größere zweite Halbleiterbauelement Q2 kann z.B. J Teilelemente enthalten, die mit dem ersten Bauelement Q1 identisch sind. Die Ströme I&sub1; und I&sub2; können mittels dem wohlbekannten Stromspiegelprinzip im Verhältnis K:1 erzeugt werden, wie in der Schaltung in Figur 3 zu sehen ist, die nachfolgend beschrieben wird.
Der einzige Wert (außer den physikalischen Konstanten k und q), der als Absolutwert ermittelt werden muß, ist die Basis-Emitter-Spannung VBEc des Transistors Q2 bei der Schwellentemperatur Tc. Der Wert von VBE ist im allgemeinen in einem gegebenen Verfahren genau definiert und allerdings temperaturabhängig, jedoch ist die Temperaturabhängigkeit ebenfalls genau definiert. Die Erfindung birgt Vorteile gegenüber den bekannten Bandlückenschaltungen, da bei der vorliegenden Erfindung nicht der Versuch unternommen wird, die Temperaturabhängigkeit von VBE auszugleichen.
Figur 3 stellt ein detailliertes Schaltbild einer Schaltung dar, in der die vorliegende Erfindung ausgeführt wird. Die verwendeten Bezugszeichen entsprechen soweit wie möglich den in Figur 2 verwendeten, so daß der Teil der Schaltung, der um die Halbleiterbauelemente Q1 und Q2 herum angeordnet ist, in der Mitte der Figur zu finden ist. Linkerhand des Mittelteils ist ein Bezugsstromgenerator 30 angeordnet und rechterhand des Mittelteils der Spannungskomparator 26. Der Fachkundige wird erkennen, daß, obwohl besondere Ausführungsformen dieser Schaltungsfunktionen gezeigt und beschrieben werden, die Funktionen an sich wohlbekannt sind und die genaue Anordnung dem Designer überlassen bleibt. Bei den Ausführungsformen wird z.B. CMOS-Technik eingesetzt, da sie eine kompakte Anordnung mit niedrigem Stromverbrauch möglich macht und für die Integration z.B. in einen Leistungs-MOSFET geeignet ist. In anderen Anwendungsbereichen kann eine andere Schaltungstechnik vorteilhafter sein.
In gleicher Weise können die Ieitfahigkeitsarten der Bauteile so gewählt werden, daß sie der Anwendung gerecht werden. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden z.B. NPN-Transistoren für die Halbleiterbauelemente Q1 und Q2 verwendet, da diese unmittelbar neben oder sogar in der Mitte eines vertikalen N-Kanal-Leistungs- MOSFET ohne Isolierung integriert werden können, wenn die Drain-Elektrode des Leistungs-MOSFET mit der Spannungsversorgung 10 (VCC) verbunden ist. In anderen Anordnungen könnten PNP-Transistoren bevorzugt werden.
Der Bezugsstromgenerator 30 enthält einen Spannungsreferenzgenerator 32, eine einfache CMOS-Operationsverstärkerschaltung 34 und einen Widerstand 36. Der genaue Aufbau des Spannungsreferenzgenerators 32 ist aus Platzgründen nicht dargestellt, und es kann jeglicher geeignete Aufbau verwendet werden. Eine einfache aber genaue Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung ist z.B. in der gleichzeitig anhängigen britischen Patentanmeldung Nr.8820836.8 (PHB 33483) dargelegt. In alternativen Anordnungen könnte der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung an einem oder mehreren PN-Übergängen benutzt werden oder es könnten Zener-Dioden verwendet werden.
Der Operationsverstärker 34 enthält zwei P-Kanal-Transistoren P1 und P2 als emittergekoppelte Gegentaktstufe mit einem N-Kanal-Stromspiegel N1, N2 als aktive Last und einer Stromquelle 38 zur Zuführung des Vorstroms. Der Spannungsreferenzgenerator 32 besitzt einen ersten Ausgangsanscmuß 40, der mit der Gate-Elektrode des Transistors P1 verbunden ist, die den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 bildet, und einen zweiten Ausgangsanschluß 42, der über einen Widerstand 36 mit der Gate-Eiektrode des Transistors P2 verbunden ist, die den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 darstellt. Der Übergang der Drain-Elektroden der Transistoren N1 und P1 ist mit den Gate-Elektroden von drei N-Kanal-Ausgangs-Transistoren N3, N4 und N5 des Operationsverstärkers 34 verbunden. Die Drain- Elektrode des ersten Ausgangstransistors N3 ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 34 (Gate-Elektrode des Transistors P2) verbunden. Die Drain- Elektroden des zweiten und des dritten Ausgangstransistors N4 und N5 sind mit den Emitter-Elektroden der NPN-Bauelemente Q1 bzw. Q2 verbunden, so daß diese Ausgangstransistoren N4 und N5, wie in Figur 2 gezeigt, jeweils die erste und die zweiten Stromquelle 12 und 14 bilden.
Im Betrieb erzeugt der Spannungsreferenzgenerator 32 eine stabile Spannung Vref an seinen Ausgangsanschlüssen 40, 42, und aufgrund der negativen Rückkopplungsverbindung mit der Gate-Elektrode des Transistors P2 hält der erste Ausgangstransistor N3 des Operationsverstärkers 34 einen Bezugsstrom Iref in dem Widerstand 36 aufrecht, der Vref/R&sub3;&sub6; entspricht, wobei R&sub3;&sub6; den Wert des Widerstandes 36 darstellt.
Der Bezugsstrom Iref wird in dem zweiten und dem dritten Ausgangstransistor N4 und N5 gespiegelt, um die von den Stromquellen 12 bzw. 14 gelieferten Ströme I&sub1; und I&sub2; zu definieren (vergleiche Figur 2). Das Verhältnis Iref:I&sub1;:I&sub2; kann gemaß der wohlbekannten Stromspiegelmethode definiert werden, indem die Breiten/Ungenverhältnisse W/L (Kanalbreite W geteilt durch Kanallänge L) der Transistoren N3, N4, N5 im gleichen Verhältnis skaliert werden. Das Verhältnis I&sub1;:I&sub2; ist natürlich der Faktor K, der oben bereits definiert wurde und in den Gleichungen (6) und (7) vorkommt.
Während die Kollektor-Elektroden der NPN-Bauelemente Q1 und Q2 mit der Spannungsversorgung 10 (VCC) wie in Figur 2 gezeigt verbunden sind, sind ihre Basis-Elektroden mit einer getrennten Vorspannungsversorgung 44 mit einer Spannung VBB verbunden, die mittels eines als Diode geschalteten P-Kanal-Transistors P3 ein paar Volt unter VCC gehalten wird. Dies geschieht lediglich, um die Pegel der an den Eingängen des Komparators 26 anliegenden Signale auf Werte zu bringen, die weit genug unterhalb von VCC liegen, damit die Transistoren des Komparators unter die richtige Vorspannung gesetzt werden können. Diese Pegelverschiebung verändert die Funktionsweise der Schaltung gegenüber der obenbeschriebenen nicht, vorausgesetzt, daß sich alle Spannungsabfälle auf VBB anstatt auf VCC beziehen, da die Funktionsweise von den Eigenschaften der Basis-Emitter-Spannung der NPN-Bauelemente Q1 und Q2 abhängt. Daher sind der Spannungsteiler 20, 22 und der Widerstand 24 mit der Spannungsversorgung 44 (VBB) anstatt mit der Spannungsversorgung 10 (VCC) verbunden.
Der Komparator 26 hat eine gewöhnliche CMOS-Struktur und enthält eine differentielle Eingangsstufe, die aus vier Transistoren P4, PS, N6 und N7 besteht, ähnlich deijenigen des Operationsverstärkers 34, die aus den Transistoren P1, P2, N1 und N2 besteht, und eine Ausgangsstufe, die einen N-Kanal-Transistor N8 und eine Gleichstromquelle 46 umfaßt. Diese Ausgangsstufe steuert den Eingang 48 einer Schwellenwert-Detektorschaltung 50 an, die aus vier Transistoren P6, N9, N10 und N11 in einer gewöhnlichen invertierenden CMOS-Schmitt-Trigger-Anordnung besteht.
Im Betrieb durchläuft die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen des Komparators 26 (Gate-Elektroden der Transistoren P4 und P5) den Wert Null, wenn die Temperatur T der Bauelemente Q1 und Q2 die Schwellentemperatur Tc passiert. Unterhalb der Temperatur Tc wird die Gate-Elektrode des Transistors P4 auf einer niedrigeren Spannung gehalten als diejenige des Transistors P5, und der Transistor N8 schaltet ab, wodurch der Eingang 48 der Schwellenwert-Detektorschaltung 50 auf 'Hoch' gehalten wird. Der Ausgang der Schwellenwert-Detektorschaltung 50, der den Ausgang 28 des Komparators bildet, ist somit niedrig, und das Ausgangssignal OT ist logisch '0'.
Oberhalb von Tc geht die Gate-Elektrode des Transistors P5 auf einen Wert, der niedriger als derjenige des Transistors P4 ist, und der Ausgang 28 der Temperaturschwellenwertschaltung wird auf 'Hoch' gesetzt, d.h. OT = '1'. Die Schwellenwert-Detektorschaltung 50 schafft einen Hysterese-Effekt, der ein positives, rauschfreies Umschalten sichert, wie es in der Technik wohlbekannt ist.
In einem ersten Beispiel einer Schaltung, wie sie in Figur 3 dargestellt ist, sind die Transistoren N3, N4 und N5 alle aufeinander abgestimmt, so daß I&sub2; = I&sub1; = Iref = Vref/R&sub3;&sub6; und der Faktor K = 1 ist. Der Faktor 3 in dem genannten ersten Beispiel hat den Wert 10, was bedeutet, daß die effektive Emitterfläche des ersten NPN- Halbleiterbauelements Q1 ein Zehntel deijenigen des zweiten Bauelements Q2 beträgt. Daher hat der natürliche Logarithmus 1n(JK) den Wert 1n(10) oder ca. 2,3 in dem vorliegenden Beispiel.
Zur Schaffung eines Anwendungsbeispiels kann die in Figur 3 gezeigte Schaltung in ein Leistungs-Halbleiterbauelement integriert werden, um einen Hinweis in Form des Signais OT = '1' zu erzeugen, wenn das Leistungsbauelement überhitzt. Eine derartige Anwendung ist im Detail z.B. in der obengenannten Patentanmeldung EP-A2-0 294 882 beschrieben, die durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet wird. Es kann festgehalten werden, daß in einer derartigen Anwendung stabile Bezugsströme bereits zur Verfügung stehen können, so daß der Bezugsstromgenerator 30 nicht vorgesehen zu werden braucht, nur für die Temperaturschwellenwertschaltung. Wenn die gewünschte nominelle Schwellentemperatur 150 Grad Celsius beträgt, werden Tc = 150 + 273 = 423 Kelvin in absoluter Temperatur benötigt. Wenn z.B. VBEc = 0,35 Volt, ergibt sich für die Gleichung (6)
Daher erhält man den gewünschte Wert von Tc durch einfache Skalierung der Widerstände 20, 22, 24, so daß r = 0,24 R.
Die Empfindlichkeit dV/dT der Spannungsdifferenz an den Eingängen des Komparators 26 gegenüber Schwankungen der Temperatur T für das gegebene Beispiel kann aus Gleichung (7) erhalten werden: Miffivolt pro ºC
Die Empfindlichkeit kann, falls notwendig, erhöht werden, indem der Faktor J oder K oder beide erhöht werden. In gleicher Weise wird in einem zweiten Beispiel einer Schaltung entsprechenden deijenigen, die in Figur 3 dargestellt ist, die Größe des Transistors N4 (erste Stromquelle 12) so erhöht, daß er zehnmal größer ist als der Transistor N5 (zweite Stromquelle 14). Der Widerstand R&sub2;&sub4; muß dann das Zehnfache von den Widerständen R&sub2;&sub0; + R&sub2;&sub2; des Spannungsteilers 20, 22 betragen, da der Faktor K zehn und JK einhundert wird. Bei Tc = 423 Kelvin, JK = 100 und VBEc = 0,35 Volt, ergibt die Gleichung (6) für r = 0,48 R. Die Empfindlichkeit dV/dT wird dann (2,68+6,49) x 10&supmin;&sup4; = 0,93 mV pro Grad Celsius, also fast doppelt soviel wie 10 im ersten Beispiel.
Eine Temperaturschwellenwertschaltung wie die beschriebene weist Vorteile gegenüber einer Schaltung auf, die auf einer Bandlücken-Bezugsschaltung basiert. Ein derartiger Vorteil besteht darin, daß bei der vorliegenden Erfindung die Spannungsabfälle an den beiden Halbleiterbauelementen ihren eigenen Pegel finden können, während die Ströme lediglich in einer entsprechenden Beziehung zueinander gehalten werden. In Bandlücken-Temperaturschwellenwertschaltungen wird ein Operationsverstärker dazu verwendet, einen Schwellenwert-Bezugspegel und ein mit der Temperatur variierendes Signal zu erzeugen, während ein Komparator das Passieren des Schwellenwertes erfaßt. Im Gegensatz dazu erfordert die Erfindung lediglich einen Komparator, so daß eine potentielle Quelle von Versatzfehlern ausgeschaltet wird. In der gezeigten Ausführungsform verursacht der Operationsverstärker 34 natürlich einen leichten Versatzfehler, so daß Iref nicht genau Vref/R&sub3;&sub6; entspricht. Der Fehler liegt jedoch sowohl bei I&sub1; als auch bei I&sub2; vor, und da die Schwellentemperatur Tc in erster Linie von den relativen Werten von I&sub1; und I&sub2; abhängt, unterliegt die Temperaturmessung keinem wesentlichen Fehler.
Da der Widerstand 36 keine besonders hohe Impeddnz für den ersten Ausgangstransistor N3 des Operationsverstarkers 34 darstellen kann, kann ein leichter systematischer Versatzfehler in der Schaltung auftreten. Obwohl aus dem vorhergehenden Absatz klar ersichtlich ist, daß dies kein wesentliches Problem darstellt, kann dieser Fehler, wenn gewünscht, durch Anwendung der in der gleichzeitig anhängigen britischen Patentanmeldung Nr.8820836.8 (PHB 33483) dargelegten Erfindung ausgeglichen werden. Die Patentanmeldung beschreibt einen speziellen Aufbau für die Vorstromquelle 38, die aus Platzgründen in Figur 3 nicht dargestellt ist. Der Komparator 26 erfordert nicht die Verwendung der speziellen beschriebenen Stromquelle, da der Eingang 48 der Schwellenwert-Detektorschaltung 50 eine sehr hohe Impedanz darstellt.
Dem Fachkundigen wird ersichtlich sein, daß eine Schaltung des beschriebenen Typs auch so abgewandelt werden könnte, daß der Widerstand 24 an dem zweiten Halbleiterbauelement Q2 durch einen Spannungsteiler ähnlich dem Spannungsteiler 20, 22 an dem zweiten Halbleiterbauelement Q1 ersetzt würde. Dies würde bedeuten, daß ein Bruchteil kleiner Eins des Spannungsabfalls V&sub2; am Eingang des Komparators 26 mit dem Bruchteil V&sub3; des Spannungsabfalls V&sub1; verglichen würde. Es muß jedoch erkannt werden, daß eine derartige Abwandlung allgemein die Empfindlichkeit der Temperaturschwellenwertschaltung reduzieren wird.
Bei einer alternativen Ausführungsform wird der Widerstand 24 weggelassen. Bei dieser alternativen Ausführungsform kann der von der ersten Stromquelle 12 gelieferte Strom I&sub1;, falls erforderlich, erhöht werden, um den durch den Spannungsteiler 20, 22 fließenden Strom auszugleichen. Ein derartiger Ausgleich wird im allgemeinen nicht so genau sein wie deijenige, der von dem Widerstand 24 erzielt wird, der dem Wert des Spannungsteilers 20, 22 folgen würde. Aus diesem Grund kann die Schwellentemperatur Tc nicht so genau definiert werden. Ein Entfernen des Widerstands 24 führt jedoch zu einer höheren Empfindlichkeit. Es wurde herausgefunden, daß bei einigen Herstellungsverfahren ein absoluter Wert für die Widerstände 20 und 22 (bei der Temperatur Tc) mit ausreichender Genauigkeit vorhergesagt werden kann, so daß die erhöhte Empfindlichkeit die geringere Genauigkeit von Tc mehr als ausgleicht und die Leistungsfähigkeit der Schaltung insgesamt verbessert wird. Außerdem variieren in der in Figur 3 dargestellten Schaltung z.B. die Ströme I&sub1; und I&sub2; im Verhältnis zu R&sub3;&sub6;.
Daher wird die Auswirkung von Schwankungen des Widerstandes des Spannungsteilers 20, 22 etwas abgeschwächt, auch wenn der Widerstand 24 nicht vorhanden ist.
Dem Fachkundigen wird ersichtlich sein, daß die in der Temperaturschwellenwertschaltung verwendeten Widerstände jegliche geeignete integrierte Struktur aufweisen können, z.B. als Bereiche von dotierten Halbleiter-Bauelementen, polykristallinen Halbleiter-Bauelementen, Dünnfilm-Bauelementen oder sogar aktiven Bauelementen.
Aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung werden dem Fachkundigen leicht weitere Abwandlungen ersichtlich sein. Bei derartigen Abwandlungen können andere Mittel eingesetzt werden, die von der Konstruktion, von der Herstellung und der Verwendung von Temperaturschwellenwertschaltungen und deren Bestandteilen her bereits bekannt sind, und die anstatt oder zusätzlich zu bereits hier beschriebenen Mitteln eingesetzt werden können.

Claims

1. Temperaturschwellenwertschaltung, die folgendes enthält: einen ersten und einen zweiten Bipolartransistor, die zusammen einen Teil einer integrierten Schaltung bilden und unter eine solche Vorspannung gesetzt sind, daß die Dichte des durch den ersten Transistor fließenden Stroms um einen ersten bekannten Faktor größer ist als diejenige des durch den zweiten Transistor fließenden Stroms, wobei die Kollektor-Elektroden des genannten ersten und des genannten zweiten Transistors mit einer ersten Vorspannungsquelle, die Basis-Elektroden der Transistoren mit einer zweiten Vorspannungsquelle und die Emitter-Elektroden der Transistoren mit einer ersten bzw. einer zweiten Stromquelle verbunden sind, um einen ersten und einen zweiten Vorstrom mit einem bekannten relativen Verhältnis durch den ersten bzw. den zweiten Transistor zu leiten, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Schaltung eine Schwellenwert-Detektorschaltung ist, die außerdem einen Spannungsteiler zur Erzielung eines ersten vorbestimmten Bruchteils der Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors und einen Spannungskomparator enthält, der den ersten vorbestimmten Bruchteil der Basis-Emitter- Spannung des ersten Transistors mit einem zweiten vorbestimmten Bruchteil der Basis- Emitter-Spannung des zweiten Transistors vergleicht, wobei der zweite vorbestimmte Bruchteil größer ist als der erste vorbestimmte Bruchteil, so daß ein Ausgang des Komparators einen ersten Zustand annimmt, wenn die Temperatur des ersten und des zweiten Bipolartransistors über einer bekannten Schwellentemperatur liegt, und einen zweiten Zustand annimmt, wenn die Temperatur der beiden Bauelemente unter der bekannten Schwellentemperatur liegt.

2. Temperaturschwellenwertschaltung nach Anspruch 1, wobei der zweite Transistor eine effektive Emitterfläche aufweist, die um einen zweiten bekannten Faktor größer ist als diejenige des ersten Transistors.

3. Temperaturschwellenwertschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der erste Vorstrom um einen dritten bekannten Faktor größer ist als der zweite Vorstrom.

4. Temperaturschwellenwertschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die erste Vorspannungsquelle auch eine Spannungsversorgung für den Komparator bildet und wobei die zweite Vorspannungsquelle Mittel enthält, um die Basis-Elektroden der Transistoren auf einer Spannung zu halten, die gegenüber derjenigen der ersten Vorspannungsquelle versetzt ist.

5. Temperaturschwellenwertschaltung nach Anspruch 4, wobei die Basis- Vorspannungsquelle einen als Diode geschalteten MOS-Transistor enthält, der zwischen die Vorspannungsquelle in Kollektorschaltung und die Basis-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors geschaltet ist.

6. Temperaturschwellenwertschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem zwischen die Basis- und die Emitter-Elektrode des zweiten Transistors geschalteten Widerstand, wobei das Verhältnis des Gesamtwiderstandes des Spannungsteilers zu demjenigen des Widerstandselements dem Verhältnis der Basis-Emitterspannungen des ersten bzw. des zweiten Halbleiterbauelements bei der Schwellentemperatur entspricht, geteilt durch das Verhältnis des ersten bzw. des zweiten Vorstroms.

7. Temperaturschwellenwertschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste und der zweite Vorstrom von einer ersten und einer zweiten Stromquelle erzeugt werden, die in Übereinstimmung mit den genannten bekannten relativen Verhältnissen ausgelegt, jedoch dahingehend abgewandelt sind, daß ein Strom durch den Spannungsteiler fließen kann.

8. Temperaturschwellenwertschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite vorbestimmte Bruchteil gleich Eins ist.

9. Integrierte Schaltung, die eine Temperaturschwellenwertschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 enthält, wobei der erste und der zweite Bipolartransistor in ein Leistungs-Halbleiterbauelements integriert sind oder sich in nächster Nähe des Leistungs-Halbleiterbauelementes befinden, dessen Betriebstemperatur gemessen werden soll.

10. Integrierte Schaltung nach Anspruch 9, wobei das Leistungsbauelement ein vertikaler N-Kanal-Leistungs-MOSFET ist und der erste und der zweite Bipolartransistor vertikale NPN-Transistoren sind, deren Kollektorbereiche an einen Drain- Bereich des Leistungs-MOSFET anschließen.