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Diese Erfindung bezieht sich auf eine
Temperaturkompensationsschaltung, die beispielsweise in eine
Schaltungsanordnung zum Erzeugen programmierbarer Zeitverzögerungen
eingebaut werden kann.
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In heutigen Rechner-Regelanlagen ist es häufig notwendig, ein
digitales Signal (welches im Rechner intern benutzt wird) in
eine Vielzahl analoger Signale umzuwandeln, die zum direkten
Regeln oder Messen der Umgebung benutzt werden. Zwei
Umsetzvorrichtungen, die in Fertigungsanlagen häufig verwendet
werden, sind Digital-Analog-Umsetzer (DAU) und Analog-Digital-
Umsetzer (ADU). Diese Einheiten führen eine Umwandlung
zwischen von der Umgebung erzeugten Analogsignalen und den vom
Rechner benutzten Digitalsignalen durch.
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Eine andere, vielleicht weniger weitgehend benutzte
Umwandlungsvorrichtung ist ein Digital-Zeit-Umsetzer. Diese Einheit
verarbeitet ein digitales Signal und erzeugt eine
proportionale Zeitverzögerung Die Verzögerung tritt gewöhnlich auf
als Zeitdifferenz zwischen zwei Impulsen am Ausgang der
Vorrichtung oder zwischen einem Triggerimpuls und einem am
Ausgang der Vorrichtung auftretenden Impuls. Derartige
programmierbare Zeitverzögerungsschaltungen werden häufig in
automatischen Testvorrichtungen verwendet und zum Verzögern von
digitalen Signalen benutzt.
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Digital-Zeit-Umsetzer sind herkömmlicherweise aus diskreten
Halbleiter-Bauteilen hergestellt worden. Bei solchen
Vorrichtungen wird die Umsetzung häufig durch Vergleichen einer
linear ansteigenden Spannung oder eines Stromrampensignals mit
einer Schwellenspannung oder einem Schwellenstrom ausgeführt.
Bei einer herkömmlichen Form eines Digital-Zeit-Umsetzers
wird eine feste Schwellenspannung durch eine
Präzisions-Referenzspannungsquelle eingestellt, und die Zeitverzögerung wird
durch Vergleichen der Schwellenspannung mit einem Sägezahn
von veränderbarer Steilheit generiert. Die Steilheit des
Sägezahns wird durch den Wert des digitalen Wortes eingestellt,
wodurch die Vorrichtung programmiert wird. Bei einer anderen
herkömmlichen Form des Umsetzers wird ein Sägezahn mit einer
festen Steilheit generiert, und die Zeitverzögerung wird
erzielt durch Vergleichen der Sägezahnspannung mit einem
veränderbaren Schwellenwert, dessen Pegel entsprechend dem
eingegeben digitalen Wort eingestellt wird.
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Bei beiden der vorstehend genannten Varianten wird ein
Impulssignal generiert, wenn der Wert der Sägezahnspannung mit
dem Wert der Schwellenspannung gleich wird. Wenn ein
Impulssignal am Beginn des Sägezahnsignals erzeugt wird, stellt die
Zeitspanne zwischen den beiden Impulssignalen eine
Verzögerung dar, welche vom Wert des digitalen Eingabewortes
abhängig ist. Der Startpuls kann auch der Auslöseimpuls sein, der
zum Auslösen der Sägezahngenerierung benutzt wird.
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Es wäre zweckdienlich, eine Digital-Zeit-Umsetzer-Schaltung
als monolithische integrierte Schaltung herzustellen. Eine
solche Vorrichtung hätte viele offensichtliche Vorteile
gegenüber einer Implementation derselben Schaltung mit
diskreten Bauteilen. Beispielsweise wäre die integrierte Schaltung
kleiner, betriebssicherer, leistungsfähiger, sparsamer im
Stromverbrauch und kostengünstiger. Mit der Implementierung
einer Digital-Zeit-Vorrichtung als monolithische integrierte
Schaltung sind jedoch praktische Schwierigkeiten verbunden.
Eine dieser Schwierigkeiten ergibt sich aus der
Notwendigkeit, eine Vorrichtung zu schaffen, die gegenüber
Temperaturänderungen und Spannungsschwankungen in der Stromversorgung
stabil ist - eine Schwierigkeit, die integrierten Schaltungen
gemeinsam ist. Die Lösung von Problemen bei der Kompensation
von Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen erfordert im
allgemeinen die Verwendung von Präzisions-Referenzguellen.
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Die erste Aufgabe besteht darin, ein vorhersagbares Sägezahn
signal zu erzielen. In einem mit diskreten Bauteilen
ausgelegten Digital-Zeit-Umsetzer wird das interne Sägezahnsignal
auf herkömmliche Weise durch Laden eines Kondensators mit
einem stabilen Strom erzeugt, der durch Anlegen einer
Präzisions-Referenzspannungsquelle an einen Präzisionswiderstand
erzeugt wird. Eine solche Präzisions-Spannungsquelle weist im
allgemeinen eine Referenzspannungsguelle auf, einen
Widerstand und einen in normaler Rückkopplungskonfiguration
angeschlossenen Steuerverstärker. Sobald ein stabiler Ladestrom
erreicht ist, liefert die Spannung am Kondensator einen
stabilen Sägezahnausgang.
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Das zweite Problem besteht darin, einen stabilen
Schwellenwert zu erzielen. Bei vielen herkömmlichen Schaltungen wird
die Schwellenspannung durch einen Digital-Analog-Umsetzer
(DAU) erzeugt. Um eine vorhersagbare Arbeitsweise zu
gewährleisten, muß die DAU-Spannung ebenfalls auf einen
Referenzwert bezogen und so gesteuert werden, daß durch
Temperaturänderungen und Schwankungen bei der Stromversorgung
hervorgerufene Spannungsänderungen den durch Temperatur und
Stromversorgung induzierten Änderungen der Sägezahnspannung
folgen. Bei einer üblichen herkömmlichen Ausbildung wird die zur
Generierung des Sägezahnsignals benutzte
Referenzspannungsquelle zum Ansteuern eines zusätzlichen Steuerverstärkers
oder einer Stromspiegelschaltung in der Weise benutzt, daß
der Rampenstrom gemessen und in den DAU reflektiert wird, so
daß änderungen der Schwellenspannung Änderungen der
Sägezahnspannung folgen.
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Diese herkömmliche Lösung erfordert, daß auf der integrierten
Schaltung eine Referenzspannungsquelle und ein
Steuerverstärker oder ein Stromspiegel (der zwei verschiedene bipolare
Transistor-Typen erfordert) ausgebildet werden. In beiden
Fällen wird die Schaltung teuer und schwieriger herzustellen.
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Das Problem wird zusätzlich noch komplizierter dadurch, daß
der Widerstand und der Kondensator für die Generierung der
Sägezahnspannung üblicherweise außerhalb der integrierten
Schaltung angeordnet sind, damit der Benutzer die Sägezahn
steilheit und so die in der Schaltung geltenden
Zeitkonstanten einfach verändern kann. Jedoch wird die Schwellenspannung
im allgemeinen durch die Werte interner Bauelemente der
integrierten Schaltung bestimmt, die den Temperatur- und
Versorgungsschwankungen in den außerhalb angeordneten
Sägezahn-Bauteilen möglicherweise nicht folgen.
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Eine übliche, vorbekannte, programmierbare, eine
Taktimpulsflanke aufweisende Verzögerungsschaltung, bei der eine
Sägezahnspannung mit einer Bezugsspannung verglichen wird, ist in
US-A-3,906,247 gezeigt. In diesem Dokument sind die Erzeugung
der Sägezahnspannung und der Bezugsspannung voneinander
unabhängig und nicht temperaturkompensiert.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen eine
Temperaturkompensationsschaltung mit einer monolithischen
integrierten Schaltung mit mindestens einem integrierten Widerstand,
der einen ersten Temperaturkoeffizienten hat, und einer
integrierten Vorspannungsschaltung, die ein Paar kreuzweise
gekoppelte Transistoren enthält, wobei die
Temperaturkompensationsschaltung über einen außerhalb der integrierten
Schaltung angeordneten Widerstand mit einem zweiten von dem ersten
verschiedenen Temperaturkoeffizienten einen
Kompensationsstrom erzeugt, dessen Wert gegen temperaturinduzierte
Änderungendes Wertes des mindestens eines integrierten
Widerstands kompensiert ist, dadurch gekennzeichnet, daß die
Temperaturkompensationsschaltung eine Schaltung enthält, um
einen temperaturabhängigen Strom durch den integrierten
Widerstand zum Erzeugen einer ersten Spannung zu schicken, und
die Vorspannungsschaltung mit dem integrierten Widerstand und
dem externen Widerstand verbunden ist, so daß eine zweite
Spannung über den externen Widerstand aufgeprägt wird, wobei
die zweite Spannung proportional zur ersten Spannung ist und
den Kompensationsstrom durch den externen Widerstand erzeugt.
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In einer beispielhaften Ausführungsfrom ist die Erfindung auf
einen bzw. bei einem Digital-Zeit-Umsetzer angewendet, der
von einer Sägezahngeneratorschaltung und einer DAU-Schaltung
gebildet ist. Der Eingang zur Sägezahngeneratorschaltung und
der Eingang zur DAU-Schaltung sind mit einer
Spannungs-Kopplungsschaltung verbunden, was gewährleistet, daß die
Änderungen der Sägezahnspannung, die durch Schwankungen bei
Temperatur und Stromversorgung hervorgerufen werden, Änderungen
der vom DAU erzeugten Schwellenspannung nach sich ziehen.
Somit treten Änderungen in den Ausgängen, die durch
Temperatur- und Stromversorgungsänderungen hervorgerufen werden, als
gleichartiges Signal sowohl in der Sägezahn- als auch in der
Schwellenspannung auf. Die Spannungen werden von einem
Differentialvergleicher verglichen, der das gleichartige Signal
zurückweist und zum Generieren des Ausgangsimpulses die
Differenzen verstärkt. Präzisions-Referenzspannungsquellen,
Steuerverstärker und Stromspiegelschaltungen werden dadurch
überflüssig.
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Insbesondere wird das Sägezahnsignal durch Laden eines
Kondensators mit einem durch einen Präzisionswiderstand
gesteuerten
Strom erzeugt. Beide Bauteile sind außerhalb der
integrierten Schaltung angeordnet, so daß die Steilheit der
Sägezahnspannung einfach eingestellt werden kann.
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Der DAU funktioniert wie eine Vielzahl geschalteter, parallel
angeschlossener, binär gewichteter Stromquellen. Die Quellen
können entweder mit dem DAU-Ausgang verbunden oder zur
Stromversorgung parallelgeschaltet sein, je nach dem digitalen
Eingangswort. Der durch den DAU-Ausgang fließende Strom kann
durch einen Widerstand geleitet und dazu benutzt werden, eine
Schwellenspannung zu erzeugen, deren Wert vom Wert des
digitalen Wortes abhängt. Jedoch ist der gesamte durch den DAU
fließende Strom vom Wert des digitalen Wortes unabhängig und
hängt statt dessen von einem Schaltungsnetzwerk ab, das über
einen Referenzwiderstand verläuft. Die am Referenzwiderstand
auftretende Spannung ist repräsentativ für die durch
Temperatur induzierten Änderungen und Stromversorgungsschwankungen
im DAU-Strom und folglich für die entsprechenden durch
Temperatur, und Stromversorgung induzierten Änderungen der
Schwellenspannung, die aus dem DAU-Strom abgeleitet wird.
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Die Spannung, die an dem zur Generierung der Sägezahnspannung
benutzten Widerstand anliegt, wird durch die
Spannungs-Kopplungsschaltung gezwungen, der am Referenzwiderstand
auftretenden Spannung zu folgen. Weil der Kondensator-Ladestrom
durch die am Rampenwiderstand auftretende Spannung bestimmt
ist, verursachen Änderungen im DAU-Strom, die auf
Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen zurückgehen, eine
entsprechende Änderung des Ladestroms. Folglich erscheinen die durch
Temperatur und Stromversorgung induzierten Änderungen als
gleichartiges, d.h. Gleichtaktsignal am
Differential-Ausgangsverstärker und werden zurückgewiesen. Auf diese Weise
sind Auswirkungen von Temperatur und Stromversorgung auf die
Arbeitsweise der Schaltungsanordnung so gering wie möglich
gehalten.
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Außerdem werden die zum Einstellen des Stroms im DAU
benutzten Schaltungswerte so gewählt, daß der DAU-Strom der
absoluten Temperatur proportional (DATP) ist. Mit dieser Wertewahl
wird die interne Vorspannung des DAU in hohem Maße
vereinfacht, wodurch der sonst übliche Steuerverstärker entfälllt.
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Ein weiteres Merkmal der Schaltungsanordnung betrifft die
Eingangs-Schaltungsanordnung. Diese Schaltungsanordnung ist
auf eine Verringerung der Rückstellzeit ausgelegt, wodurch
eine höhere Arbeitsgeschwindigkeit der
Digital-Zeit-Schaltungsanordnung ermöglicht wird.
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Somit kann der Digital-Zeit-Umsetzer gemäß der Erfindung in
einfacher Weise als monolithische integrierte Schaltung
hergestellt werden; er erfordert nicht die Verwendung einer
internen Referenzspannungsquelle und von Steuerverstärkern; er
läßt sich vollständig aus Transistoren nur eines bipolaren
Typs anfertigen; er ist hinsichtlich Temperatur- und
Stromversorgungsschwankunden kompensiert und erzeugt einen
stabilen Ausgang trotz Temperatur- und
Stromversorgungsschwankungen; und er läßt sich billig herstellen.
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Eine Ausführungsform der Erfindung wird nunmehr unter
Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen
zeigt:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Digital-Zeit-Umsetzer-
Schaltung, die die Erfindung verwirklicht,
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Fig. 2 einen detaillierten elektrischen Schaltplan der
Trigger/Rücksetz-Flipflop-Schaltungsanordnung,
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Fig. 3 einen elektrischen Schaltplan der
Sägezahn-Generator- und Stromkopplungs-Schaltungsanordnung,
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Fig. 4 einen vereinfachten elektrischen Schaltplan der
Stromkopplungs-Schaltung,
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Fig. 5 einen elektrischen Schaltplan der
Ausgangs-Vergleicher,
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Fig. 6 einen detaillierten elektrischen Schaltplan des
Eingangsteils des Digital-Analog-Umsetzers,
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Fig. 7 einen elektrischen Schaltplan des Umsetzerteils des
Digital-Analog-Umsetzers,
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Fig. 8 einen detaillierten elektrischen Schaltplan des
Eingangsrastteils des Digital-Analog-Umsetzers,
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Fig. 9 einen Teil der Verdrahtung für den Digital-Analog-
Umsetzer,
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Fig. 10 die Anordnung der Fig. 2, 3 und 5 bis 9 zur Bildung
der vollständigen Schaltungsanordnung,
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Fig. 11 den Ersatzschaltplan einer in der
Schaltungsanordnung benutzten Pegelumsetzeinrichtung.
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Der Digital-Zeit-Umsetzer hat einen TRIGGER-Eingang, einen
RÜCKSETZ-Eingang, einen Ausgang der Mindestverzögerung und
einen Ausgang der programmierten Verzögerung. Der TRIGGER-
Eingang spricht zur Triggerung der Schaltung auf eine
positive Signalflanke an. Eine interne Schaltungsanordnung
verhindert eine fehlerhafte Wiedertriggerung bis zur Beendigung
der Schaltungsfunktion. Nach dem Triggern der Schaltung und
nach einer Laufzeit- bzw. Schaltverzögerung, erscheint am
Ausgang der Mindestverzögerung ein Impuls. Dieser Impuls wird
in gleicher Weise wie eine Analogmasse in einem
Digital-Analog-Umsetzer als Referenz für den Null-Zustand
(Zeitverzögerung Null bei der gezeigten Schaltung) benutzt. Nach einer
programmierten Zeitverzögerung, die von den Werten des
digitalen Eingangswortes (auf den Leitungen B1 bis B8) abhängig
ist, erscheint dann ein zweiter Impuls am Ausgang der
programmierten Verzögerung. Die zwischen den beiden Impulsen
ablaufende Zeit stellt die von der Vorrichtung erzeugte
Zeitverzögerung dar. Der RÜCKSETZ-Eingang dominiert den TRIGGER-
Eingang. Bei Vorliegen eines RÜCKSETZ-Einganges kann die
Vorrichtung nicht angesteuert werden, und wenn sie bereits
angesteuert ist, wird sie zurückgesetzt.
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Insbesondere wie in Fig. 1 dargestellt, verarbeitet die
Vorrichtung ein differentielles oder einpoliges ECL-Signal (ECL
= emittergekoppelte Logik), das an den TRIGGER-Eingang 100
angelegt ist. Das TRIGGER-Signal auf der Leitung 100 wird
einer Eingangs- und Sägezahn-Startschaltung 106 zugeführt.
Bei Feststellung einer ansteigenden Flanke steuert die
Sägezahn-Startschaltung das Laden eines Kondensators 120, der
gemäß der nachstehenden Beschreibung die Sägezahnspannung
erzeugt, die zum Erzeugen des programmierten Zeitintervalls
benutzt wird.
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Die Schaltungsanordnung 106 spricht auch auf Signale auf den
RÜCKSETZ-Leitungen 108 an, aber die Schaltung 106 ist im
Gegensatz zur Arbeitsweise des TRIGGER-Teils der Schaltung so
ausgelegt, daß sie auf den Pegel statt auf die Signalflanken
des RÜCKSETZ-Signals anspricht. Wenn auf den
RÜCKSETZ-Leitungen 108 ein RÜCKSETZ-Signal im H-Zustand ("high") anliegt,
ist das Laden des Kondensators 120 beendet und die Schaltung
wird rückgesetzt, unabhängig vom Zustand der TRIGGER-Eingänge
oder vom Zustand der Schaltung.
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Wenn die Sägezahn-Start-Schaltungsanordnung aktiviert ist,
beseitigt sie das Basis-Ansteuersignal auf der Leitung 114,
das normalerweise einem Transistor 116 zugeführt wird (im
Ruhezustand ist der Transistor 116 normalerweise auf
"Durchlaß" geschaltet und schließt den Zeitsteuerungs-Kondensator
120 kurz). Wenn die Sägezahn-Start-Schaltungsanordnung
aktiviert ist, leitet sie jedoch ein Signal im L-Zustand ("low")
an die Basis des Transistors 116, das den Transistor
"sperrt". Der Kondensator 120 beginnt sich dann aus VCC, 118,
über eine Spannungs-Kopplungsschaltung 122 und einen
Widerstand 124 aufzuläden.
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Wie nachfolgend näher beschrieben wird, ist die Schaltung 106
so ausgelegt, daß sie das Leitendschalten des Transistors 116
beschleunigt, wenn ein Rücksetzsignal festgestellt wird, so
daß die Rücksetzzeit der Schaltung so gering wie möglich
gehalten ist. Weil die Rücksetzzeit einen bedeutenden Teil der
Gesamtzykluszeit ausmacht, wird ein rasches Arbeiten
ermöglicht.
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Die Spannung am Kondensator 120 wird durch einen Vergleicher
138 mit einer Mindestverzögerungs-Spannung verglichen, um den
Ausgang der Mindestverzögerung zu erzeugen. Die
Mindestverzögerungs-Spannung wird an einem Widerstand 117 erzeugt. Die
am Widerstand 117 auftretende Spannung wird durch die
Spannungs-Kopplungsschaltung 122 bestimmt, die nachfolgend näher
beschrieben wird. Im Ruhezustand der Schaltung erzeugt eine
Stromquelle 127 einen "Offset", der den Ausgangs-Vergleicher
138 im "Aus"-Zustand hält, um am Ausgang einen unbestimmten
Zustand zu vermeiden. Beim Laden des Kondensators 120
übersteigt jedoch die Spannung an ihm rasch die Offsetspannung,
und der Vergleicher 138 schaltet auf ein MVA-Signal im
H-Zustand um, das eine minimale Laufzeit- bzw.
Ausbreitungsverzögerung in der Vorrichtung anzeigt. Wie weiter oben
angegeben, kann das MVA-Signal im H-Zustand als
Nullzeitpunkt-Referenz in ähnlicher Weise benutzt werden, wie eine Analogmasse
als Nullspannungs-Referenz bei einem herkömmlichen Digital-
Analog-Umsetzer benutzt wird.
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Mit der Ladung des Kondensators 120 steigt die Spannung an
ihm an und erzeugt schließlich ein Signal des programmierten
Verzögerungsausganges (PVA). Das PVA-Signal auf Leitungen 134
wird von einem Vergleicher 132 erzeugt, der Eingänge 135
aufweist, welche ihrerseits mit dem Zeitgeber-Kondensator 120
und mit einer Schwellenschaltung verbunden sind, die einen
DAU 128, einen Widerstand 119 und die Stromquelle 127
aufweist.
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Wie nachstehend näher beschrieben, verarbeitet der DAU 128 an
seinen Eingängen 130 TTL-Signale, die ein digitales Wort
darstellen. Dieses digitale Wort wird im Umsetzer 128 mittels
eines auf einer Leitung 131 auftretenden pegelempfindlichen
Rastsignals gespeichert. Der DAU erscheint effektiv als eine
Vielzahl von parallelgeschalteten, binär gewichteten
Stromquellen 129. In Antwort auf das digitale Wort verbindet der
Umsetzer 128 diese Stromquellen entweder mit der
Versorgungsspannung 118 oder mit dem Widerstand 119. Der durch jede der
parallelen Quellen fließende Strom wird durch Bauelemente im
DAU und in der Spannungs-Kopplungsschaltung 122 bestimmt, so
daß der gesamte DAU-Strom vom digitalen Wort unabhängig ist.
Der durch den Widerstand 119 fließende Stromanteil wird durch
den Wert des digitalen Wortes bestimmt und ist auch dem
gesamten DAU-Strom proportional, weil er sich aus dem Strom
zusammensetzt, der durch ausgewählte der parallelgeschalteten
Quellen fließt. Der durch den Widerstand 119 fließende Strom
verursacht die Entstehung einer Schwellenspannung an einer
Stelle 125, deren Wert von der Kombination der an den
Widerstan, 119 angeschlossenen Stromquellen abhängig ist,
Kombination, welche ihrerseits vom Wert des digitalen Wortes und vom
gesamten DAU-Strom abhängt.
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Der gesamte durch den DAU fließende Strom wird durch interne
DAU-Bauelemente bestimmt, durch Bauelemente in der Spannungs-
Kopplungsschaltung 122 und durch einen Widerstand 126.
Insbesondere fließt der DAU-Strom durch den Referenz-Widerstand
126, derart, daß eine Referenzspannung VA erzeugt wird, und
folglich ist die Spannung VA für die Änderungen
repräsentativ, die im DAU-Strom durch Temperatur- und
Versorgungsschwankungen hervorgerufen werden. Weil der durch den
Widerstand 119 fließende Strom dem gesamten DAU-Strom proportional
ist, ist die am Widerstand 119 auftretende Schwellenspannung
der Referenzspannung VA proportional, und Änderungen der
Schwellenspannung, die durch Temperatur- und
Versorgungsschwankungen hervorgerufen werden, werden durch Änderungen
der Referenzspannung VA dargestellt.
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Gemäß der Erfindung ist die Spannungs-Kopplungsschaltung 122
so ausgelegt, daß sie eine am Rampen-Widerstand 124
abfallende Spannung VB zwingt, der Referenzspannung VA zu gleichen.
Somit sind der Ladestrom des die Sägezahnspannung
generierenden Kondensators 120 und die daraus sich ergebende Sägezahn
spannung von der Spannung VB abhängig, die der
Referenzspannung VA äquivalent ist. Somit erscheinen Änderungen der
internen Schwellenspannung, die am Widerstand 119 abfällt, als
entsprechende Änderungen der Sägezahnspannung. Weil sowohl
die an der Stelle 125 auftretende Schwellenspannung als auch
die an einer Stelle 123 auftretende Sägezahnspannung an den
Differential-Vergleicher 132 angelegt werden, treten
Änderungen in den Spannungen aufgrund von Temperaturänderungen,
Stromversorgungsschwankungen oder durch Bauteile bedingte
Änderungen als Gleichtaktsignal bzw. gleiches Signal am
Differential-Vergleicher 132 auf und werden zurückgewiesen.
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Der Vergleicher 132 erzeugt einen Ausgang, wenn die
Sägezahnspannung an der Stelle 123 die Schwellenspannung an der
Stelle 125 erreicht. Zu diesem Zeitpunkt erscheint ein Signal im
H-Zustand auf den Leitungen 134, das die programmierte
Zeitverzögerung ab dem Auftreten des MVA-Signals (oder des
Triggersignals) anzeigt.
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Wie bei der Schaltung, die das MVA-Signal erzeugt, ist an die
Stelle 125 eine offsetstromquelle 136 angeschlossen. Die
Stromquelle 136 hält den Vergleicher 132 in seinem
"Aus"-Zustand, wenn Signale vom Kondensator 120 und Umsetzer 128
fehlen.
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Fig. 2 zeigt einen detaillierten elektrischen Schaltplan für
die TRIGGER/RÜCKSETZ-Flipflop-Schaltung und die
Eingangssignal-Vergleicherschaltung. Wie weiter oben angegeben, ist die
TRIGGER/RÜCKSETZ-Flipflop-Schaltung so ausgelegt, daß der
TRIGGER-Eingang auf eine ansteigende Flanke anspricht und der
RÜCKSETZ-Eingang pegelempfindlich ist und über den TRIGGER-
Eingang dominiert. Die Schaltungsanordnung ist so
ausgebildet, daß entweder einpolige oder differentielle Eingänge
benutzt werden können. Bei einem Einpol-Eingang wird der nicht
benutzte Eingang durch interne Widerstände auf das Potential
der ECL-Mittelpunktspannung (VBB) gesetzt. Z.B. wird bei
Einpolbetrieb des SETZ-Einganges der SETZ*-Eingang durch einen
Widerstand R148 auf die Mittelpunktspannung VBB gesetzt.
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Die Mittelpunktspannung VBB wird durch einen Transistor Q249
gebildet. Genauer gesagt, die Basis des Transistors Q249 ist
auf einem Potential zwischen Masse und der negativen
Speisequelle VEE mittels eines Spannungsteilers gehalten, der aus
einem Widerstand R138, Dioden Q250 und Q251 und einem
Widerstand R139 besteht. Der Emitter des Transistors Q249 bildet
somit die ECL-Mittelpunktspannung mittels des durch einen
Widerstand R140 fließenden Stromes. Es sei darauf
hingewiesen, daß einige Transistoren neben dem Transistorsymbol die
Bezeichnung "A" tragen. Diese Bezeichnung bezieht sich auf
die relative Emitterfläche Somit hat ein Transistor mit der
Bezeichnung 2A die doppelte Emitterfläche wie ein Transistor
mit der Bezeichnung "A". Das Fehlen einer Bezeichnung sagt,
daß ein Transistor eine Fläche hat, die einem Transistor mit
einer Bezeichnung "A" äquivalent ist.
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Ein an den SETZ-Eingang angelegtes Signal im H-Zustand
steuert die Vorrichtung an. Dieses Signal im H-Zustand wird an
die Basis eines Transistors Q409 geleitet. Die Transistoren
Q409 und Q410 sind in einer bekannten emittergekgppelten
Differentialschaltung miteinander verbunden. In dieser Schaltung
sind die Emitter beider Transistoren an eine Stromquelle
angeschlossen, die eine vorbestimmte Strommenge leitet. Genauer
gesagt, die Stromquelle besteht aus einem Transistor Q424.
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Die Basis des Transistors Q424 ist mit einer Spannungsquelle
verbunden, deren Ausgang von einem (in Fig. 4 dargestellten)
Transistor Q203 als Treiber gebildet wird. Folglich ist der
Emitter des Transistors Q424 auf ein vorbestimmtes Potential
fixiert, und ein vorbestimmter, konstanter Strom wird durch
einen Widerstand R420 zur negativen Versorgungsspannung VEE
gezogen.
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Zurückkommend auf das emittergekoppelte Differential-Paar
Q409 und Q410: Bei herkömmlicher Betriebsweise läßt der
Transistor Q409, wenn er auf "Durchlaß" schaltet, den gesamten
Strom durch, der von der Stromquelle entnommen wird. Somit
ist Transistor Q410 "gesperrt".
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Bei "gesperrtem" Transistor Q410, bringt ein Widerstand R407
die Basis eines Transistors Q411 in H-Zustand, was den
Transistor Q411 auf "Durchlaß" schaltet. Der leitende Transistor
Q411 legt ein Signal im H-Zustand an die Basis eines
Transistors Q416 an, das ihn seinerseits auf "Durchlaß" schaltet.
Transistoren Q412, Q413, Q415 und Q416 sind in einer
Flipflop-Konfiguration verbunden, und wenn der Transistor
Q416 auf "Durchlaß" schaltet, bringt er die Basis des
Transistors Q413 in L-Zustand, was seinerseits die Basis des
Transistors Q415 in L-Zustand bringt und ihn dabei "sperrt".
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Wenn der Transistior Q415 "sperrt", ermöglicht er es einem
Widerstand R408, die Basis des Transistors Q412 in H-Zustand
zu bringen und den Transistor Q412 auf "Durchlaß" zu
schalten; dieser Transistor hält den Transistor Q416 in
"leitendem" Zustand.
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Die Basis eines Transistors Q157 ist ebenfalls mit der Basis
des Transistors Q416 so verbunden, daß, wenn das Flipflop
Q412 bis Q416 gesetzt wird, der Transistor Q157 ebenfalls auf
"Durchlaß" geschaltet wird. Wie nachfolgend beschrieben, ist
der Kollektor des Transistors Q157 mit der
Sägezahn-Generatorschaltungsanordnung so verbunden, daß die
Sägezahngenerierung beginnt, wenn der Transistor Q157 auf "Durchlaß"
geschaltet wird.
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Zum Zeitpunkt des "Setzens" des Flipflop Q412 bis Q416 sind
der Transistor Q415 und ein (mit dem Transistor Q415
parallelgeschalteter) Transistor Q156 "gesperrt". Wenn der
Transistor Q156 "gesperrt" wird, ermöglicht er es einem Widerstand
R401, die Basis des Transistors Q401 in H-Zustand zu bringen.
Diese Aktion setzt ein aus Transistoren Q402, Q403, Q406 und
Q407 bestehendes Flipflop. Wenn das Flipflop Q402 bis Q407
gesetzt wird, schaltet es Q408 auf "Durchlaß", was die Basis
des Transistors Q411 in L-Zustand bringt. Der Transistor Q411
ist somit gesperrt und verhindert ein nicht zweckdienliches
Wiederansteuern des TRIGGER-Einganges.
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Wie weiter oben angegeben, macht ein an den RÜCKSETZ-Eingang
angelegtes RÜCKSETZ-Signal die an den TRIGGER-Eingängen
anliegenden Signale unwirksam. Wenn somit ein RÜCKSETZ-Signal
im H-Zustand an die RÜCKSETZ-Eingänge angelegt wird, kann die
Umsetzerschaltung nicht getriggert werden, und wenn die
Umsetzerschaltung bereits angesteuert worden ist, wird sie
rückgesetzt.
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Gemäß einem Merkmal der Erfindung ist die
Rücksetz-Schaltungsanordnung so ausgelegt, daß sie den Transistor Q157
rasch sperrt, womit sie die Schaltung rücksetzt. Diese rasche
Sperrung wird durchgeführt durch sofortigen Entzug des
Kollektorstroms vom Transistor Q157 bei Auftreten eines RÜCK-
SETZ-Signals. Danach werden die Ansteuer-Flipflop
rückgesetzt, um die Schaltung in einem rückgesetzten Zustand zu
halten. Genauer gesagt, ein an den RÜCKSETZ-Eingang
angelegtes Signal im H-Zustand wird an die Basis des Transistors
Q429 geleitet, der dadurch auf "Durchlaß" geschaltet wird.
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Transistoren Q428 und Q429 sind zu einem emittergekoppelten
Differential-Paar verbunden, und somit "sperrt" Transistor
Q428, wenn Transistor Q429 auf "Durchlaß" schaltet. Wenn der
Transistor Q428 "sperrt", entzieht er dem Transistor Q157
Kollektorstrom (weil der Strom für die Transistoren Q156 und
Q157 durch den Transistor Q428 fließt), und der Transistor
Q157 wird sofort "gesperrt", dabei die Sägezahn-Generier-
Schaltungsanordnung rücksetz end.
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Ferner wird das RÜCKSETZ-Signal im H-Zustand an die Basis
eines Transistors Q419 angelegt, der auf "Durchlaß"
geschaltet wird. Transistoren Q418 und Q419 sind ebenfalls zu einem
emittergekoppelten Differential-Paar verbunden, und somit
wird der Transistor Q418 "gesperrt". Die zuletzt beschriebene
Aktion ermöglicht es einem Widerstand R412, die Basis des
Transistors Q430 in H-Zustand zu bringen, dabei das Flipflop
Q412 bis Q416 rückzusetzen und die Schaltung im rückgesetzten
Zustand zu halten. Wenn das Flipflop Q412 bis Q416
rückgesetzt wird, wird Q408 ebenfalls auf "Durchlaß" geschaltet,
welche Aktion die Basis von Q411 in L-Zustand bringt, was
seinerseits Triggerimpulse daran hindert, das System erneut
zu triggern.
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Der Sägezahn-Generator und die erfindungsgemäße Spannungs-
Kopplungsschaltung sind in Einzelheiten in Fig. 3
dargestellt. Die Sägezahn-Generator-Schaltung besteht aus einem
Zeitgeber-Kondensator Cs und einem Zeitgeber-Widerstand Rs.
Die Spannungs-Kopplungsschaltung besteht aus Transistoren
Q174 bis Q180. Die Sägezahn-Generierung beginnt, wenn, wie
zuvor beschrieben, das TRIGGER/RÜCKSETZ-Flipflop "gesetzt"
wird. Genauer gesagt, wenn der Transistor Q157 (Fig. 2) auf
"Durchlaß" schaltet, wird die Basis des Transistors Q158 in
L-Zustand gebracht, somit den letztgenannten Transistor
"sperrend". Der Transistor Q158 schließt normalerweise den
Zeitgeber-Kondensator Cs kurz. Wenn der Transistor Q158
"gesperrt"
wird, kann sich daher der Kondensator Cs aus VCC über
die Transistoren Q164, Q168, den Widerstand R141, Q174, Q178
und den Zeitgeber-Widerstand Rs auf die Versorgungsspannung
VEE aufzuladen.
-
Die Transistoren Q164 und Q168 wirken als Teil eines
Stromteilers, jedoch, wie weiter unten beschrieben, wirken die
Transistoren Q174 und Q178 in der Weise, daß sie
gewährleisten, daß der Ladestrom des Zeitgeber-Kondensators Änderungen
im DAU-Strom folgt, die durch Temperatur- und
Versorgungsschwankungen hervorgerufen sind, und folglich, daß die
Sägezahnspannung der Schwellenspannung folgt.
-
Mit der Basis des Transistors Q158 ist ein Kondensator C1
verbunden, der den Anstieg der Basisspannung des Transistors
Q158 während der Rücksetzung des Sägezahn-Generators
verzögert, wenn der Steuer-Transistor Q157 (Fig. 2) "gesperrt"
wird. Die vom Kondensator C1 erzeugte kleine Verzögerung ist
notwendig, um den Transistor Q158 daran zu hindern, beim
Laden des Kondensators Cs während des Rücksetzens in Sättigung
zu gehen. Somit wird der Sägezahn-Rücksetz-Zyklus durch den
Kondensator C1 beschleunigt.
-
Die am Kondensator Cs entstehende Sägezahnspannung wird der
Basis des Transistors Q159 zugeführt, der als Emitterfolger
wirkt. Vom Emitter des Transistors Q159 wird das
Sägezahnsignal über eine Diode Q265 einer Stelle A zugeleitet. Das
Signal an der Stelle A ist eines der Signale, die dem Ausgangs-
Vergleicher zugeführt werden. Um die Sägezahnspannung in eine
Zeitverzögerung umzuwandeln, wird die Sägezahnspannung mit
einer Schwellenspannung verglichen, die von einem DAU erzeugt
wird. Wie nachfolgend beschrieben, erscheint die
Schwellenspannung an der Basis eines Transistors Q161 und wird über
den Transistor Q161 (der als Emitterfolger wirkt) und über
Dioden Q160 und Q266 an eine Stelle B geleitet. Das Signal an
der Stelle B wird durch den Ausgangs-Vergleicher mit dem
Signal an der Stelle A verglichen. Weil die Sägezahnsteilheit,
die anfängliche Sägezahn-Startspannung und die
Schwellenspannung bekannt sind, kann eine vorhersagbare Verzögerung
erzeugt werden.
-
Genauer gesagt, die Schwellenspannung wird von einem Strom
erzeugt, der über einen Widerstand R76 vom DAU entnommen
wird. Wie weiter unten näher beschrieben, wandelt der DAU den
Wert eines digitalen Wortes in einen vorbestimmten Stromfluß
durch den Widerstand R76 durch selektives Verbinden interner
Stromquellen entweder mit dem Widerstand R76 oder mit der
Stromversorgung um. Die internen DAU-Stromquellen werden
gewichtet als binäre Subvielfache des DAU-Gesamtstroms, der vom
Wert des digitalen Wortes unabhängig ist. Wenngleich der Wert
der Schwellenspannung von der exakten Kombination der an den
Widerstand R76 angeschlossenen Stromquellen abhängig ist,
wird er folglich stets dem DAU-Gesamtstrom proportional sein.
Der DAU-Gesamtstrom fließt vom DAU über den Weg der
Spannungs-Kopplungsschaltung, welche aus den Transistoren Q175
und Q179 und dem Referenz-Widerstand R84 besteht, zur
Versorgungsspannung VEE. Folglich ist die Spannung am
Referenz-Widerstand R84 der Schwellenspannung proportional.
-
Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung gewährleistet die
Spannungs-Kopplungsschaltung, welche aus den Transistoren
Q174 bis Q179 besteht, daß die Spannung am Sägezahn
genenerenden Widerstand Rs der am Referenz-Widerstand R84
auftretenden Spannung gleich ist. Somit folgt die Spannung am
Sägezahn generierenden Widerstand Rs Änderungen in der Spannung
am Referenz-Widerstand R84.
-
Die Arbeitsweise der Spannungs-Kopplungsschaltung ergibt sich
aus Fig. 4, die einen vereinfachten Schaltplan der Schaltung
zeigt. In Fig. 4 kann eine einfache Gleichung geschrieben
werden für die Spannungen, die in der Schaltungsschleife
bestehen, beginnend bei der Stelle 400 und weiter in der
Schleife in Richtung der Pfeile 402.
-
Genauer gesagt, beginnend an der Stelle 400, erstreckt sich
der Pfad über den Widerstand R84, die Emitter-Basis-Spannung
des Transistors Q179, die Emitter-Basis-Spannung des
Transistors Q177, die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q174,
den Abfall an der Diode Q175, die Basis-Emitter-Spannung des
Transistors Q176, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors
Q178, den Abfall am Widerstand R&sub5;, zur negativen
Versorgungsspannung VEE und zur Stelle 400. Unter der Annahme, daß der
Schwellenstrom It ist (fließend in der Richtung des Pfeils
404) und der Kondensator-Ladestrom Is ist (fließend in der
Richtung des Pfeils 406), läßt sich für diese
Spannungsschleife folgende Gleichung schreiben:
-
Weil die Transistoren Q175 und Q179 in Serie geschaltet sind,
sind die Kollektorströme der Transistoren Q175 und Q179
ungefähr gleich, mit Ausnahme des vom Transistor Q176 gezogenen
Basisstroms. Weil der Transistor Q176 als Emitterfolger
wirkt, und wenn er eine vernünftige Verstärkung hat, ist sein
Basisstrom, bezogen auf die Kollektorströme der Transistoren
Q175 und Q179, klein und kann vernachlässigt werden. In einer
ersten Näherung sind somit die durch die Transistoren Q175
und Q179 fließenden Kollektorströme gleich und folglich sind
die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q175 und Q179
ungefähr gleich. In ähnlicher Weise sind die Basis-Emitter-
Spannungen der Transistoren Q174 und Q178 und ebenso die
Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q176 und Q177
ungefähr gleich. Angesichts dieser Gleichheiten, läßt sich
vorstehende Gleichung (1) folgendermaßen reduzieren:
-
-VB + VA = 0 (2)
-
Folglich:
-
VA = VB (3)
-
Des weiteren, in einer ersten Näherung: Der in der Richtung
des Pfeils 404 durch den Referenz-Widerstand R84 fließende
Strom fließt auch entweder durch den Widerstand R84 oder
direkt von der Stromversorgung durch den DAU. Unter der
Annahme, daß, bestimmt durch die Aktion des DAU und durch den
Wert des digitalen Wortes, ein Anteil K des DAU-Stromes durch
den Widerstand R76 geleitet wird, wird die Schwellenspannung
an der Stelle B (VD) proportional der Referenzspannung VA.
-
VA = It * R84 (4)
-
und
-
VD K * It * R76 (5)
-
somit, nach Streichung von It,
-
VD = K * VA * R76/R84 (6)
-
Es ist somit deutlich, daß die Schwellenspannung, in einer
ersten Näherung, der Referenzspannung proportional ist. Weil
die Proportionalitätskonstante vom Verhältnis von zwei
Widerstandswerten abhängt, und wenn beide Widerstände diffundierte
Widerstände sind und etwa den gleichen
Temperaturkoeffizienten (TC) haben, heben sich die TC der Widerstände auf und
beeinflussen das Verhältnis der Spannungen VD und VA nicht.
-
Der Kondensatorladestrom ist der Spannung VB, dividiert durch
den Wert des Widerstandes Rs, proportional. Weil die Spannung
VB zur Gleichheit mit dem Wert der Referenzspannung VA
gezwungen ist, werden dem Ladestrom des Sägezahngenerators und
folglich der Sägezahnspannung die gleichen Temperatur- und
Stromversorgungsschwankungen aufgedrückt wie der
Schwellenspannung.
-
Sowohl das Sägezahnspannungssignal als auch die
Schwellenspannung werden effektiv an einen Differential-Vergleicher
angelegt, der den programmierten Verzögerungsausgang
generiert. Die in diesen Spannungen durch Temperatur,
Stromversorgung und Basis-Emitter-Spannung induzierten Änderungen
werden vom Ausgangs-Vergleicher als Gleichtaktsignale
angesehen und zurückgewiesen. Somit sind die Temperatur- und
Stromversorgungsschwankungen der programmierten Verzögerung in
einer ersten Näherung nur eine Funktion der
Temperaturkoeffizienten TC der externen Zeitgeber-Bauteile Rs und Cs. In
gleicher Weise erscheinen dem Ausgangs-Vergleicher
Stromversorgungsschwankungen (in VEE) ebenfalls als Gleichtaktsignal
und werden zurückgewiesen.
-
Die Gleichheiten in den Gleichungen (2), (3), (5) und (6)
sind wegen der Wirkung der Basisströme nur erste Näherungen.
Insbesondere entnehmen die Transistoren Q178 und Q179 einen
finiten Basisstrom aus dem gegenüberliegenden Zweig der
Kopplungsschaltung. Bei der gezeigten Schaltung wird die Wirkung
dieser Basisströme durch die Verwendung von Emitterfolgern
Q176 und Q177 gemindert, welche die Basisstromentnahmen auf
einen niedrigen Wert reduzieren.
-
Die Proportionalität der Spannung VD zur Referenzspannung VA
wird des weiteren durch die Hinzufügung eines Widerstandes in
die Basisverbindung des Transistors Q174 kompensiert. Wird
dieser Widerstand nicht eingefügt und ist die Basis des
Transistors Q174 mit dem Kollektor des Transistors Q175 (wie in
Fig. 4 dargestellt) direkt verbunden, dann ist der aus dem
DAU ausfließende Strom nicht völlig aquivalent, weil der
Transistor Q174 zusätzlichen Basisstrom wegzieht. Folglich
wird der DAU-Strom größer sein, als er sein sollte, weil ihm
ein gewisses Maß Strom hinzugefügt worden ist. Zur
Kompensation dieser Wirkung ist ein (in Fig. 3 als Widerstand R81
bezeichneter) Widerstandswert in den Basispfad des
Transistors
Q174 eingefügt. Weil die Basis des Transistors Q174
gegenüber der Referenzspannung VA (mittels Diodenabfällen Vbe
der Transistoren Q179, Q177 und Q174) fest ist, bewirkt
dieser Widerstandswert die Reduzierung der Spannung am Emitter
von Q179 um einen Betrag, der dem Basisstrom multipliziert
mit dem Widerstandswert gleich ist. Hat der
Kompensationswiderstand denselben Wert wie der Referenzwiderstand R84, dann
hebt die Spannungsabnahme die Wirkung des Basisstromes exakt
auf.
-
Eine durch den Ausgangs-Vergleicher kompensierte weitere
Abweichung ist die Änderung der Basis-Emitter-Spannung des
Transistors Q158 infolge von Änderungen des Kollektorstromes
des Transistors Q 158. Diese Änderungen können beispielsweise
durch Änderungen im Rs, der vom Anwender bereitgestellt wird,
hervorgerufen sein. Zur Kompensation dieser Änderungen werden
(gemäß Fig. 3) die Sägezahnspannung und die Schwellenspannung
mit dem Ausgangs-Vergleicher über äquivalente Pfade
verbunden. Diese Pfade bestehen aus Q158, Q159 und Q265 für das
Sägezahnsignal und aus Q161, Q160 und Q266 für das
Schwellensignal. Die Transistoren Q165 und Q166 wirken als
Stromquellen und ziehen gleiche Ströme, die beide dem Wert des
Widerstandes R&sub5; proportional sind. Dementsprechend erscheinen
Anderungen in R&sub5; sowohl im Sägezahnsignal als auch im
Schwellen signal als Gleichtaktsignale und werden durch den
Ausgangs-Vergleicher zurückgewiesen.
-
Um ein Signal des Mindestverzögerungsausganges (MVA) zu
generieren, das nicht vom Wert des digitalen Wortes abhängt, wird
durch den Widerstand R77 an der Basis des Transistors Q163
ein getrennter MVA-Schwellenwert gesetzt. Diese
Schwellenspannung wird über Dioden Q162 und Q267 an einer Stelle C
bereitgestellt, die ein Eingang zum
Mindestverzögerungsausgangs-Vergleicher ist. Der MVA-Vergleicher vergleicht den
Wert der MVA-Schwellenspannung mit dem Wert des
Sägezahnsignals,
in der Weise, daß das MVA-Signal generiert wird.
-
Die Transistoren Q172 und Q173 wirken als offsetstromquellen.
Sie werden benutzt, um zu gewährleisten, daß die Vergleicher
des programmierten und des Mindestverzögerungsausgangs im
Ruhezustand einen vorbestimmten Zustand einhalten. Die
Transistoren Q172 und Q173 entnehmen über den Widerstand R76 bzw.
R77 eine Strommenge, die genügt, um sowohl den
MVA-Vergleicher als auch den Vergleicher des programmierten
Verzögerungsausgangs im Ruhezustand der Schaltung in einen L-Zustand
des Ausgangs zu bringen.
-
Die Ausgangsvergleicher-Schaltungsanordnungen sowohl für das
programmierte Verzögerungsausgangssignal als auch für das
MVA-Signal sind in Fig. 5 dargestellt. Der Vergleicher für
das MVA-Signal und der für den programmierten
Verzögerungsausgang sind identisch, und somit wird nur eine Schaltung in
Einzelheiten beschrieben.
-
Der Vergleicher des programmierten Verzögerungsausgangs (PVA)
besteht aus einer Differential-Eingangsschaltung als erster
Stufe (aus Transistoren Q181 bis Q186), Pegelumsetzern Q189
und Q190, einem Differential-Verstärker als zweiter Stufe
(Transistoren Q193 und Q194) und Ausgangstreibern Q191 und
Q192. Genauer gesagt, die Basis des Transistors Q186 empfängt
das generierte Sägezahnsignal von der Stelle A in Fig. 3. Die
Basis des Transistors Q185 empfängt das an der Stelle B in
Fig. 3 generierte Schwellensignal. Die Transistoren Q185 und
Q186 (Fig. 5) bilden ein Differential-Paar, das seinerseits
die Transistoren Q181 und Q182 ansteuert. In der
Eingangsstufe wird eine kleine Hysterese verwendet, um die
Ausbreitungsverzögerung des Ausgangs-Vergleichers unter verschiedenen
übersteuerungsbedingungen so klein wie möglich zu halten. Die
Hysterese wird dadurch erzeugt, daß kleine Ströme mittels des
Transistors Q188 über die Emitter der Transistoren Q183 und
Q184 entnommen werden. Die Werte der Ströme sind so, daß die
Verstärkung der zweiten Stufe, multipliziert mit der
Hysterese der ersten Stufe, einer gültigen
Ausgangs-Logikpegeldifferenz gleich ist.
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Die Ausgangssignale an den Emittern der Transistoren Q181 und
Q182 sind durch Einrichtungen Q189 und Q190 und ihre
zugehörigen Widerstände R89 und R92 pegelumgesetzt. Eine
äquivalente Schaltung für diese Einrichtungen ist in Fig. 11
dargestellt. Der Eingang treibt den Ausgangstransistor 1102 über
eine Z-Diode 1104, welche die Pegelumsetzung vornimmt. Zur
Bereitstellung eines Vorspannungsstroms für das Zener-Bauteil
wird ein Widerstand 1106 benutzt.
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Die im Pegel umgesetzten Signale werden der Basis eines
Differential-Verstärkers, bestehend aus Transistoren Q193 und
Q194, zugeleitet, der die Ausgangssignale verstärkt.
Schließlich werden die Ausgangssignale an die Basen von
Ausgangstreibern Q191 bzw. Q192 angelegt, die als Emitter-Folger
wirken und auf die Ausgangssignalleitungen eine Ausgangs-
Stromansteuerung legen.
-
Transistoren Q202 bis Q206 wirken als
Spannungs-Vorspannungsquelle, die zum Ansteuern der in den Differential-Bauteilen
benutzten Stromquellen eine vorbestimmte Spannung zur
Verfügung stellt. In ähnlicher Weise stellen auch Transistoren
Q198 bis Q201 eine Referenzspannungsquelle dar zum Ansteuern
der Stromquellen für den Betrieb verschiedener Differential-
Bauteile.
-
Der in der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung benutzte
DAU ist in Fig. 6 bis 9 dargestellt. Der DAU besteht im
wesentlichen aus einer Vielzahl von acht Eingangsschaltungen
(von denen eine in Fig. 6, die übrigen sieben, 700 bis 712,
in Fig. 7 dargestellt sind), einer Vielzahl
parallelgeschalteter,
in Fig. 7 dargestellter Stromquellen, und einer in
Fig. 8 dargestellten DAU-Eingangsspeicherschaltung. Fig. 9
zeigt zusätzliche Verdrahtungen zum Verbinden von Fig. 7 mit
Fig. 8.
-
Die DAU-Eingangsschaltungen sind gleich und folglich wird zur
Erläuterung nur eine in Einzelheiten beschrieben. Die
Eingangsschaltungen verarbeiten acht Standard-TTL-Logik-Signale
auf mit B1 bis B8 bezeichneten Leitungen. Je ein Bit des
digitalen Eingangswortes wird jeder Eingangsschaltung
zugeführt. Bei der in Fig. 6 dargestellten Schaltung erscheint
das digitale Signal auf der Eingangsleitung B1 und wird
seinerseits der Basis eines Transistors Q3 zugeleitet. Der
Transistor Q3 wirkt als Emitter-Folger und treibt einen
Transistor Q4, dessen Emitter mit dem Emitter eines Transistors Q7
verbunden ist.
-
Unter der Annahme, daß in einem gegebenen Augenblick der
Transistor Q8 auf "Durchlaß" geschaltet ist, wirken die
Transistoren Q4 und Q7 als Differential-Paar. Ein digitales
Eingangssignal im H-Zustand schaltet den Transistor Q4 auf
"Durchlaß". Beim Umschalten des Transistors Q4 auf
"Durchlaß", wird der Transistor Q7 "gesperrt". Die Transistoren Q4
und Q7 steuern Transistoren Q1 und Q2, die ihrerseits einen
aus Transistoren Q14 und QlS bestehenden Stromschalter
steuern. Die Transistoren Q14 und Q15 verbinden entweder die
Stelle D in der Schwellenschaltung (Fig. 3) mit der DAU-
Schaltung (im Falle eines digitalen Eingangsbits im
H-Zustand) oder trennen die Stelle D in der Schwellenschaltung
von der DAU-Schaltung (im Falle eines digitalen Eingangsbits
im L-Zustand).
-
Genauer gesagt, beim Schalten auf "Durchlaß" bringt der
Transistor Q4 die Basis des Transistors Q1 in L-Zustand, dabei
den Transistor Q1 (der als Emitter-Folger wirkt)
veranlassend,
ein Signal im L-Zustand an die Basis des Transistors
Q14 zu legen. In seinem "gesperrten" Zustand ermöglicht der
Transistor Q7, daß der Widerstand R2 die Basis des
Transistors Q2 in H-Zustand bringt, eine Aktion, die ihrerseits ein
Signal im H-Zustand an die Basis des Transistors Q15 leitet.
Somit schaltet der Transistor QiS auf "Durchlaß" und der
Transistor Q14 wird "gesperrt". Beim Umschalten auf
"Durchlaß", verbindet der Transistor Q15 die Basis des Transistors
Q161 mit einer der in Fig. 7 dargestellten DAU-Stromquellen.
Alternativ verbindet der Transistor Q14 im "Durchlaß"-Zustand
VCC mit der in Fig. 7 dargestellten DAU-Stromquelle. Folglich
wird der Widerstand R76 in der Schwellenschaltung durch die
Eingangsschaltungen selektiv mit einer oder mehreren
Stromquellen in der DAU-Schaltung verbunden, je nach der Zahl der
Bits im H-Zustand im digitalen Wort.
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Die Transistoren Q8 und Q9 wirken als stromsteuernder
Schalter, der benutzt wird, um in nachstehend beschriebener Weise
das Eingangssignal zu "speichern". Bei der Eingabe eines
digitalen Signals ist der Transistor Q8 auf "Durchlaß"
geschaltet, wobei er seinerseits die Transistoren Q4 und Q7
freigibt. Wenn jedoch (wie nachstehend beschrieben) ein
DAU-Rastsignal an die Schaltung angelegt wird, schaltet der
Transistor Q9 auf "Durchlaß" und der Transistor Q8 wird "gesperrt".
Beim "Sperren" des Transistors Q8 werden die Transistoren Q4
und Q7 gesperrt. Die Transistoren Q5 und Q6 dagegen werden
auf "Durchlaß" geschaltet.
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Die Transistoren Q5 und Q6 bilden mit den Transistoren Q1 und
Q2 eine Flipflopschaltung, die den Durchlaß-Sperr-Zustand der
Transistoren Q1 und Q2 erhält, der zum Zeitpunkt des
Speicherns der digitalen Eingänge bestand. Wenn somit der
Transistor Q1 im Zeitpunkt des auf "Durchlaß" Schaltens des
Transistors Q9 auf "Durchlaß" geschaltet ist, wird auch der
Transistor Q5 auf "Durchlaß" geschaltet, der seinerseits den
Transistor
Q2 im "gesperrten" Zustand hält. Alternativ, wenn der
Transistor Q1 beim Schalten des Transistors Q9 auf "Durchlaß"
"gesperrt" ist, dann ist auch der Transistor QS "gesperrt",
wobei er es ermöglicht, daß der Widerstand R2 die Basis des
Transistors Q2 in H-Zustand bringt, ihn dabei auf "Durchlaß"
schaltend. Beim Schalten auf "Durchlaß", schaltet der
Transistor Q2 den Transistor Q6 auf "Durchlaß", dabei die Basis des
Transistors Q1 in L-Zustand bringend, um ihn in seinem
"gesperrten" Zustand zu halten. Somit werden die digitalen
Eingangssignale bei Anlegen eines DAU-Speichersignals in den
Eingangsschaltungen festgehalten.
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Die DAU-Stromquellen sind in Fig. 7 dargestellt und bestehen
aus neun Transistoren, deren Basen mit dem gemeinsamen
Signalanschluß parallelgeschaltet sind. Die Transistoren Q123
bis Q128 und ihre zugehörigen Widerstände bilden einen
herkömmlichen Widerstandskettenleiter R-2R. Zusammen mit den
Transistoren Q247 bis Q122 besteht die Wirkung darin, daß
eine Vielzahl von parallelgeschalteten Stromquellen gebildet
ist. Die von den Quellen entnommenen Ströme sind durch binäre
Wichtung miteinander in Beziehung gesetzt. Z.B. beträgt der
vom Transistor Q123 entnommene Strom das Doppelte des vom
Transistor Q124 gezogenen Stroms usw. Die allgemeine
Konfiguration dieser Schaltung und ihre Arbeitsweise sind bekannt.
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Ausgenommen die Transistoren Q247 und Q121, treibt jeder der
neun Transistoren an seinem Kollektor einen Schalter, der von
einer der Rastschaltungen gesteuert wird. Die Transistoren
Q247 und Q121 sind in der Weise parallelgeschaltet, daß der
Wert ihrer effektiven Emitterwiderstände auf einen
zweckdienlichen Wert reduziert wird. Wie weiter oben beschrieben,
werden die Eingangsschaltungen durch das digitale Eingangswort
gesteuert und verbinden die Kollektoren der Transistoren
entweder direkt mit VCC oder über den Widerstand R76 mit VCC.
Dementsprechend ist der gesamte DAU-Strom vom Wert des
digitalen
Wortes unabhängig. Jedoch hängt der durch den
Widerstand R76 fließende Strom von den Einstellwerten der
DAU-Eingangsschalter ab, und somit hängt die am Widerstand R76
erzeugte Schwellenspannung vom Wert des digitalen Wortes ab.
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Bei einem herkömmlichen DAU mit binär gewichtetem Strom, wie
dem in Fig. 7 dargestellten DAU, ist es notwendig, zwischen
den von den Stromquellen entnommenen Strömen eine strenge
Proportionalität zu erhalten. Jedoch wird jeder dieser Ströme
von einem Spannungsabfall an einem Widerstandsnetzwerk
erzeugt, und der Spannungsabfall enthält die Basis-Emitter-
Spannung des mit dieser Stromquelle verbundenen Transistors.
Weil die durch jeden der Transistoren fließenden Ströme
verschieden sind, sind auch die Basis-Emitter-Spannungen
verschieden. Diese letztgenannten Unterschiede bringen die
strenge Proportionalität der von jeder der Quellen
entnommenen Ströme durcheinander. Zur Kompensation dieses
Ungleichgewichts sind mehrere herkömmliche Anordnungen angewandt
worden. Diese Anordnungen umfassen ungleiche Emitterf lächen der
Stromquellen-Transistoren. Durch zweckdienliches Bemessen der
Emitterflächen können die Basis-Emitter-Spannungen so
eingestellt werden, daß der Unterschied in der Stromgröße
kompensiert wird. Leider erfordert die Anwendung dieser Technik auf
DAU-Umsetzer mit mehr als nur wenigen Bit, daß einige der
Transistoren unpraktisch große Flächen besitzen, somit
bekannte Partitionierungstechniken erfordernd. Solche Techniken
sind in unseren US-Patentschriften 3,978,473 und 4,020,486
beschrieben und durch Bezugnahme zum Teil dieser Beschreibung
gemacht. Eine andere herkömmliche Alternative besteht in der
Verwendung von Widerständen zwischen den Basen, welche die
Basenströme so einstellen, daß die Unterschiede zwischen den
Kollektorströmen der Transistoren kompensiert werden. Eine
solche Anordnung ist in unserer US-Patentschrift 3,940,760
dargestellt und wird durch Bezugnahme zum Teil dieser
Beschreibung gemacht.
-
Alternativ ist es möglich, eine Kompensationsschaltung zu
verwenden, die am Ende des Widerstandsnetzwerks R-2R eine
Kompensationsspannung einleitet. Eine solche Anordnung ändert
die Ströme in jeder der Stromquellen in der Weise, daß die
Ströme, wenngleich modifiziert, in binären Verhältnissen
bleiben. Die Arbeitsweise einer solchen
Kompensationsschaltung ist vollständiger in unserer US-Patentschrift Nr.
4,349,811 beschrieben. Die Offenbarung in dieser
letztgenannten Patentschrift wird hiermit durch Bezugnahme zum Teil
dieser Beschreibung gemacht. Gemäß der Beschreibung in dieser
Patentschrift ist mit dem Ende des Kettenleiters R-2R eine
spezielle Kompensationsschaltung verbunden, welche die
richtige Kompensierspannung bereitstellt.
-
Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung wird die spezielle
Kompensationsschaltung jedoch dadurch vereinfacht, daß man
durch die DAU-Schaltung einen Strom fließen läßt, der der
absoluten Temperatur ungefähr proportional (PDAT) ist. Bei
der Mehrzahl der herkömmlichen DAU-Schaltungen ist der
gesamte DAU-Strom auf sorgfältige Weise auf einen genauen Wert
fixiert. Bei der Schaltung gemäß der Erfindung kann jedoch
der gesamte DAU-Strom sich in Abhängigkeit von der Temperatur
aufgrund der Aktion der Spannungs-Kopplungsschaltung
verändem. Weil die Spannungs-Kopplungsschaltung die
Sägezahnspannung veranlaßt, der Schwellenspannung zu folgen, ohne die
tatsächlichen Spannungswerte zu berücksichtigen, ist es
möglich, den exakten Wert des DAU-Stromes sich verändern zu
lassen, und die Schaltung liefert doch eine
Temperaturkompensation, wie sie weiter oben beschrieben wurde.
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Gemäß einem noch anderen Merkmal der Erfindung ist
festgestellt worden, daß, wenn der DAU-Strom PDAT ist, die
einwandfreie Kompensation, wie in der Patentschrift 4,349,811
angegeben, dadurch vorgesehen werden kann, daß an das Ende der
Stromquellenkette ein einzelner Transistor angeordnet wird,
dessen Emitterspannung um eine Differenz von 2kT/q (ln 2)
kleiner ist als die Emitterspannung im
Stromquellen-Transistor des niedrigstwertigen Bit. Weil der
DAU-Vorspannungsstrom PDAT ist, kann der Strom in R57 auf dem doppelten
Betrag des Stroms in R56 über der Temperatur gehalten werden.
Dieser Zustand kann nach bekannten Formeln dadurch erzielt
werden, daß ein Kompensations-Transistor mit einer
Emitterfläche vorgesehen wird, die das Achtfache der Fläche des
Transistors für das niedrigstwertige Bit beträgt. Somit kann
der Transistor Q129, der eine achtmal größere Emitterfläche
als der Transistör Q 128 hat, den richtigen
Kompensationsstrom bereitstellen. In den Kollektorkreis des Transistors
Q129 ist als Diode ein Transistor Q242 angeordnet, um die
Diode zu kompensieren, die durch die Stromsteuerschaltungen
in die Eingangsschaltungen eingeführt wurde (Basis-Emitter
des Transistors Q14 oder Q15 in Fig. 6).
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Wegen der Art und Weise seiner Erzeugung ist der durch die
DAU-Schaltung fließende Gesamtstrom ungefähr PDAT.
Insbesondere ergibt sich der DAU-Strom aus dem Anlegen der
Versorgungsspannung (VEE) von 5,2 Volt an vier
Dioden-Spannungsabfälle und verschiedene Widerstände. Die vier
Dioden-Spannungsabfälle sind bei Verfolgung des Stromkreises zu
erkennen, beginnend bei Signal-Masse, die Basis-Emitter-Diode des
Transistors Q247 (Fig. 7), die Basis-Emitter-Diode des
Transistors Q174 und Q177 und Q179 (Fig. 3) über den Widerstand
R84 zur Versorgungsspannung VEE. In ähnlicher Weise
erscheinen vier Diodenabfälle in jeder der Stromquellen-Schaltungen.
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Würden an den vier Dioden und an den Widerständen 4,88 Volt
anliegen, dann wäre der sich ergebende Strom im wesentlichen
PDAT. Weil bei der tatsächlichen Schaltung an den vier
Diodenspannungabfällen und Widerständen 5,2 Volt anliegen, ist
der DAU-Strom nur ungefähr PDAT. Er ist jedoch hinreichend
nahe, so daß die einwandfreie Kompensation mit der aus dem
Transistor Q129 bestehenden einfachen
Transistor-Kompensationsschaltung erzielt werden kann.
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Fig. 8 zeigt die Rastschaltungsanordnung, die zum Speichern
der Bits des digitalen Wortes in die DAU-Eingangssschaltungen
benutzt wird. Genauer gesagt, das DAU-Rastsignal wird an die
Basis des Transistors Q229 gelegt. Wird ein Dau-Rastsignal im
H-Zustand angelegt, schaltet sich der Transistor Q229 auf
"Durchlaß" und schaltet den Transistor Q228 auf "Durchlaß"
und "sperrt" den Transistor Q227. Beim Schalten des
Transistors Q228 auf "Durchlaß", legt er ein Signal im L-Zustand
über den Emitter-Folger 240 an die Pegelumsetzer-Schaltung
Q226 an.
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Beim Schalten auf "Durchlaß" legt der Transistor Q226 ein
Signal im L-Zustand an den Transistor Q9 in den
Eingangsschaltungen an (von denen eine in Fig. 7 dargestellt ist).
Wie weiter oben angegeben, veranlaßt dieses Signal im
H-Zustand, daß die Eingangsschaltungen die Bits des eingegebenen
digitalen Wortes speichern.
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Die Transistoren Q232 bis Q238 werden zur Bereitstellung
einer Spannungsreferenzquelle benutzt, welche die Stromquellen,
die die Differential-Schaltungen treiben, versorgt.
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Bei der in Fig. 2 bis 9 dargestellten erläuternden
Ausführungsform sind neben jedem Widerstand Widerstandswerte
angegeben. Die Werte sind in Ohm angegeben, wobei die Angabe "K"
einem Vielfachen von 1000 äquivalent ist. Kondensatorwerte
sind in Picofarad angegeben. Die Transistoren sind von
normaler npn-Konfiguration.