DE3782067T2

DE3782067T2 - Digital-zu-zeit-umwandler.

Info

Publication number: DE3782067T2
Application number: DE8888901175T
Authority: DE
Inventors: George Barrow; Paul Brokaw
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1986-12-23
Filing date: 1987-11-27
Publication date: 1993-05-06
Anticipated expiration: 2007-11-28
Also published as: EP0481967A2; JPH02502056A; WO1988004865A2; EP0343177A1; EP0343177B1; ATE143153T1; DE3751915T2; ATE81216T1; WO1988004865A3; DE3782067D1; DE3751915D1; EP0481967B1; US4742331A; EP0481967A3

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen programmierbarer Zeitverzögerungen.
In heutigen Rechner-Regelanlagen ist es häufig notwendig, ein digitales Signal (welches im Rechner intern benutzt wird) in eine Vielzahl analoger Signale umzuwandeln, die zum direkten Regeln oder Messen der Umgebung benutzt werden. Zwei Umsetzvorrichtungen, die in Fertigungsanlagen häufig verwendet werden, sind Digital-Analog-Umsetzer (DAU) und Analog-Digital- Umsetzer (ADU). Diese Einheiten führen eine Umwandlung zwischen von der Umgebung erzeugten Analogsignalen und den vom Rechner benutzten Digitalsignalen durch.
Eine andere, vielleicht weniger weitgehend benutzte Umwandlungsvorrichtung ist ein Digital-Zeit-Umsetzer. Diese Einheit verarbeitet ein digitales Signal und erzeugt eine proportionale Zeitverzögerung. Die Verzögerung tritt gewöhnlich auf als Zeitdifferenz zwischen zwei Impulsen am Ausgang der Vorrichtung oder zwischen einem Triggerimpuls und einem am Ausgang der Vorrichtung auftretenden Impuls. Derartige programmierbare Zeitverzögerungsschaltungen werden häufig in automatischen Testvorrichtungen verwendet und zum Verzögern von digitalen Signalen benutzt.
Digital-Zeit-Umsetzer sind herkömmlicherweise aus diskreten Halbleiter-Bauteilen hergestellt worden. Bei solchen Vorrichtungen wird die Umsetzung häufig durch Vergleichen einer linear ansteigenden Spannung oder eines Stromrampensignals mit einer Schwellenspannung oder einem Schwellenstrom ausgeführt. Bei einer herkömmlichen Form eines Digital-Zeit-Umsetzers wird eine feste Schwellenspannung durch eine Präzisions-Referenzspannungsquelle eingestellt, und die Zeitverzögerung wird durch Vergleichen der Schwellenspannung mit einem Sägezahn von veränderbarer Steilheit generiert. Die Steilheit des Sägezahns wird durch den Wert des digitalen Wortes eingestellt, wodurch die Vorrichtung programmiert wird. Bei einer anderen herkömmlichen Form des Umsetzers wird ein Sägezahn mit einer festen Steilheit generiert, und die Zeitverzögerung wird erzielt durch Vergleichen der Sägezahnspannung mit einem veränderbaren Schwellenwert, dessen Pegel entsprechend dem eingegeben digitalen Wort eingestellt wird.
Bei beiden der vorstehend genannten Varianten wird ein Impulssignal generiert, wenn der Wert der Sägezahnspannung mit dem Wert der Schwellenspannung gleich wird. Wenn ein Impulssignal am Beginn des Sägezahnsignals erzeugt wird, stellt die Zeitspanne zwischen den beiden Impulssignalen eine Verzögerung dar, welche vom Wert des digitalen Eingabewortes abhängig ist. Der Startpuls kann auch der Auslöseimpuls sein, der zum Auslösen der Sägezahngenerierung benutzt wird.
Es wäre zweckdienlich, eine Digital-Zeit-Umsetzer-Schaltung als monolithische integrierte Schaltung herzustellen. Eine solche Vorrichtung hätte viele offensichtliche Vorteile gegenüber einer Implementation derselben Schaltung mit diskreten Bauteilen. Beispielsweise wäre die integrierte Schaltung kleiner, betriebssicherer, leistungsfähiger, sparsamer im Stromverbrauch und kostengünstiger. Mit der Implementierung einer Digital-Zeit-Vorrichtung als monolithische integrierte Schaltung sind jedoch praktische Schwierigkeiten verbunden. Eine dieser Schwierigkeiten ergibt sich aus der Notwendigkeit, eine Vorrichtung zu schaffen, die gegenüber Temperaturänderungen und Spannungsschwankungen in der Stromversorgung stabil ist - eine Schwierigkeit, die integrierten Schaltungen gemeinsam ist. Die Lösung von Problemen bei der Kompensation von Temperatur - und Stromversorgungsschwankungen erfordert im allgemeinen die Verwendung von Präzisions-Referenzquellen.
Die erste Aufgabe besteht darin, ein vorhersagbares Sägezahnsignal zu erzielen. In einem mit diskreten Bauteilen ausgelegten Digital-Zeit-Umsetzer wird das interne Sägezahnsignal auf herkömmliche Weise durch Laden eines Kondensators mit einem stabilen Strom erzeugt, der durch Anlegen einer Präzisions-Referenzspannungsquelle an einen Präzisionswiderstand erzeugt wird. Eine solche Präzisions-Spannungsquelle weist im allgemeinen eine Referenzspannungsquelle auf, einen Widerstand und einen in normaler Rückkopplungskonfiguration angeschlossenen Steuerverstärker. Sobald ein stabiler Ladestrom erreicht ist, liefert die Spannung am Kondensator einen stabilen Sägezahnausgang.
Das zweite Problem besteht darin, einen stabilen Schwellenwert zu erzielen. Bei vielen herkömmlichen Schaltungen wird die Schwellenspannung durch einen Digital-Analog-Umsetzer (DAU) erzeugt. Um eine vorhersagbare Arbeitsweise zu gewährleisten, muß die DAU-Spannung ebenfalls auf einen Referenzwert bezogen und so gesteuert werden, daß durch Temperaturänderungen und Schwankungen bei der Stromversorgung hervorgerufene Spannungsänderungen den durch Temperatur und Stromversorgung induzierten Änderungen der Sägezahnspannung folgen. Bei einer üblichen herkömmlichen Ausbildung wird die zur Generierung des Sägezahnsignals benutzte Referenzspannungsquelle zum Ansteuern eines zusätzlichen Steuerverstärkers oder einer Stromspiegelschaltung in der Weise benutzt, daß der Rampenstrom gemessen und in den DAU reflektiert wird, so daß Änderungen der Schwellenspannung Änderungen der Sägezahnspannung folgen.
Diese herkömmliche Lösung erfordert, daß auf der integrierten Schaltung eine Referenzspannungsquelle und ein Steuerverstärker oder ein Stromspiegel (der zwei verschiedene bipolare Transistor-Typen erfordert) ausgebildet werden. In beiden Fällen wird die Schaltung teuer und schwieriger herzustellen.
Das Problem wird zusätzlich noch komplizierter dadurch, daß der Widerstand und der Kondensator für die Generierung der Sägezahnspannung üblicherweise außerhalb der integrierten Schaltung angeordnet sind, damit der Benutzer die Sägezahnsteilheit und so die in der Schaltung geltenden Zeitkonstanten einfach verändern kann. Jedoch wird die Schwellenspannung im allgemeinen durch die Werte interner Bauelemente der integrierten Schaltung bestimmt, die den Temperatur- und Versorgungsschwankungen in den außerhalb angeordneten Sägezahn-Bauteilen möglicherweise nicht folgen.
Die Erfindung schafft einen Digital-Zeit-Umsetzer, mit dem eine oder mehrere der zuvor genannten Schwierigkeiten gemildert oder gelöst werden können.
Die Erfindung ist auf eine Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung gerichtet, die im allgemeinen von dem in US-A- 3,906,247 offenbarten Typ ist und umfaßt:
- einen Digital-Analog-Umsetzer zum Umwandeln des digitalen Wortes in einen veränderbaren Strom,
- einen Sägezahngenerator zum Erzeugen einer linearen Sägezahnspannung durch Laden eines Kondensators mit einem Rampenstrom von einer Rampenstromquelle,
- eine Einrichtung zum Erzeugen einer Schwellenspannung durch Hindurchleiten des veränderbaren Stromes durch einen Schwellenwiderstand, und
- eine auf die Sägezahnspannung und die Schwellenspannung ansprechende Differential-Vergleichereinrichtung zum Erzeugen eines für die Zeitverzögerung repräsentativen Ausgangs.
GB-A-2,159,646 beschreibt ebenfalls eine Zeitintervall-Generiervorrichtung mit verhältnisbildender A/D-Umsetzung, d. h. mit einer Umsetzung sowohl einer aktuellen als auch einer maximalen Spannung.
Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß der Digital-Analog-Umsetzer einen ersten Stromeingang, der den veränderbaren Strom empfängt, und einen zweiten Stromeingang, der einen Kompensationsstrom empfängt, aufweist, derart, daß der gesamte von beiden Stromeingängen empfangene DAU-Strom vom Wert des digitalen Wortes unabhängig ist, und daß die Rampenstromquelle
- einen Referenzwiderstand, durch den der gesamte DAU-Strom zur Erzeugung einer Referenzspannung hindurchgeleitet wird, und
- eine auf die Referenzspannung ansprechende Spannungs-Kopplungsschaltung zum Erzeugen des Rampenstroms mit einer der Referenzspannung proportionalen Größe umfaßt.
Die vorgenannten Schwierigkeiten werden mit einer erläuternden Ausführungsform der Erfindung gelöst, in der ein Digital- Zeit-Umsetzer von einer Sägezahngeneratorschaltung und einer DAU-Schaltung gebildet ist. Der Eingang zur Sägezahngeneratorschaltung und der Eingang zur DAU-Schaltung sind mit einer Spannungs-Kopplungsschaltung verbunden, was gewährleistet, daß die Änderungen der Sägezahnspannung, die durch Schwankungen bei Temperatur und Stromversorgung hervorgerufen werden, Änderungen der vom DAU erzeugten Schwellenspannung nach sich ziehen. Somit treten Änderungen in den Ausgängen, die durch Temperatur- und Stromversorgungsänderungen hervorgerufen werden, als gleichartiges Signal sowohl in der Sägezahn- als auch in der Schwellenspannung auf. Die Spannungen werden von einem Differentialvergleicher verglichen, der das gleichartige Signal zurückweist und zum Generieren des Ausgangsimpulses die Differenzen verstärkt. Präzisions-Referenzspannungsquellen, Steuerverstärker und Stromspiegelschaltungen werden dadurch überflüssig.
Insbesondere wird das Sägezahnsignal durch Laden eines Kondensators mit einem durch einen Präzisionswiderstand gesteuerten Strom erzeugt. Beide Bauteile sind außerhalb der integrierten Schaltung angeordnet, so daß die Steilheit der Sägezahnspannung einfach eingestellt werden kann.
Der DAU funktioniert wie eine Vielzahl geschalteter, parallel angeschlossener, binär gewichteter Stromquellen. Die Quellen können entweder mit dem DAU-Ausgang verbunden oder zur Stromversorgung parallelgeschaltet sein, je nach dem digitalen Eingangswort. Der durch den DAU-Ausgang fließende Strom kann durch einen Widerstand geleitet und dazu benutzt werden, eine Schwellenspannung zu erzeugen, deren Wert vom Wert des digitalen Wortes abhängt. Jedoch ist der gesamte durch den DAU fließende Strom vom Wert des digitalen Wortes unabhängig und hängt statt dessen von einem Schaltungsnetzwerk ab, das über einen Referenzwiderstand verläuft. Die am Referenzwiderstand auftretende Spannung ist repräsentativ für die durch Temperatur induzierten Änderungen und Stromversorgungsschwankungen im DAU-Strom und folglich für die entsprechenden durch Temperatur und Stromversorgung induzierten Änderungen der Schwellenspannung, die aus dem DAU-Strom abgeleitet wird.
Die Spannung, die an dem zur Generierung der Sägezahnspannung benutzten Widerstand anliegt, wird durch die Spannungs-Kopplungsschaltung gezwungen, der am Referenzwiderstand auftretenden Spannung zu folgen. Weil der Kondensator-Ladestrom durch die am Rampenwiderstand auftretende Spannung bestimmt ist, verursachen Änderungen im DAU-Strom, die auf Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen zurückgehen, eine entsprechende Änderung des Ladestroms. Folglich erscheinen die durch Temperatur und Stromversorgung induzierten Änderungen als gleichartiges, d. h. Gleichtaktsignal am Differential-Ausgangsverstärker und werden zurückgewiesen. Auf diese Weise sind Auswirkungen von Temperatur und Stromversorgung auf die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung so gering wie möglich gehalten.
Außerdem werden die zum Einstellen des Stroms im DAU benutzten Schaltungswerte so gewählt, daß der DAU-Strom der absoluten Temperatur proportional (DATP) ist. Mit dieser Wertewahl wird die interne Vorspannung des DAU in hohem Maße vereinfacht, wodurch der sonst übliche Steuerverstärker entfällt.
Ein weiteres Merkmal der Schaltungsanordnung betrifft die Eingangs-Schaltungsanordnung. Diese Schaltungsanordnung ist auf eine Verringerung der Rückstellzeit ausgelegt, wodurch eine höhere Arbeitsgeschwindigkeit der Digital-Zeit-Schaltungsanordnung ermöglicht wird.
Somit kann der Digital-Zeit-Umsetzer gemäß der Erfindung in einfacher Weise als monolithische integrierte Schaltung hergestellt werden; er erfordert nicht die Verwendung einer internen Referenzspannungsquelle und von Steuerverstärkern; er läßt sich vollständig aus Transistoren nur eines bipolaren Typs anfertigen; er ist hinsichtlich Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen kompensiert und erzeugt einen stabilen Ausgang trotz Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen; und er läßt sich billig herstellen.
Eine Ausführungsform der Erfindung wird nunmehr unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild der Digital-Zeit-Umsetzer- Schaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 2 einen detaillierten elektrischen Schaltplan der Trigger/Rücksetz-Flipflop-Schaltungsanordnung,
Fig. 3 einen elektrischen Schaltplan der Sägezahn-Generator- und Stromkopplungs-Schaltungsanordnung,
Fig. 4 einen vereinfachten elektrischen Schaltplan der Stromkopplungs-Schaltung,
Fig. 5 einen elektrischen Schaltplan der Ausgangs-Vergleicher,
Fig. 6 einen detaillierten elektrischen Schaltplan des Eingangsteils des Digital-Analog-Umsetzers,
Fig. 7 einen elektrischen Schaltplan des Umsetzerteils des Digital-Analog-Umsetzers,
Fig. 8 einen detaillierten elektrischen Schaltplan des Eingangsrastteils des Digital-Analog-Umsetzers,
Fig. 9 einen Teil der Verdrahtung für den Digital-Analog- Umsetzer,
Fig. 10 die Anordnung der Fig. 2, 3 und 5 bis 9 zur Bildung der vollständigen Schaltungsanordnung,
Fig. 11 den Ersatzschaltplan einer in der Schaltungsanordnung benutzten Pegelumsetzeinrichtung.
Der Digital-Zeit-Umsetzer gemäß der Erfindung hat einen TRIG- GER-Eingang, einen RÜCKSETZ-Eingang, einen Ausgang der Mindestverzögerung und einen Ausgang der programmierten Verzögerung. Der TRIGGER-Eingang spricht zur Triggerung der Schaltung auf eine positive Signalflanke an. Eine interne Schaltungsanordnung verhindert eine fehlerhafte Wiedertriggerung bis zur Beendigung der Schaltungsfunktion. Nach dem Triggern der Schaltung und nach einer Laufzeit- bzw. Schaltverzögerung, erscheint am Ausgang der Mindestverzögerung ein Impuls. Dieser Impuls wird in gleicher Weise wie eine Analogmasse in einem Digital-Analog-Umsetzer als Referenz für den Null-Zustand (Zeitverzögerung Null bei der gezeigten Schaltung) benutzt. Nach einer programmierten Zeitverzögerung, die von den Werten des digitalen Eingangswortes (auf den Leitungen B1 bis B8) abhängig ist, erscheint dann ein zweiter Impuls am Ausgang der programmierten Verzögerung. Die zwischen den beiden Impulsen ablaufende Zeit stellt die von der Vorrichtung erzeugte Zeitverzögerung dar. Der RÜCKSETZ-Eingang dominiert den TRIGGER-Eingang. Bei Vorliegen eines RÜCKSETZ-Einganges kann die Vorrichtung nicht angesteuert werden, und wenn sie bereits angesteuert ist, wird sie rückgesetzt.
Insbesondere wie in Fig. 1 dargestellt, verarbeitet die Vorrichtung ein differentielles oder einpoliges ECL-Signal (ECL = emittergekoppelte Logik), das an den TRIGGER-Eingang 100 angelegt ist. Das TRIGGER-Signal auf der Leitung 100 wird einer Eingangs- und Sägezahn-Startschaltung 106 zugeführt. Bei Feststellung einer ansteigenden Flanke steuert die Sägezahn-Startschaltung das Laden eines Kondensators 120, der gemäß der nachstehenden Beschreibung die Sägezahnspannung erzeugt, die zum Erzeugen des programmierten Zeitintervalls benutzt wird.
Die Schaltungsanordnung 106 spricht auch auf Signale auf den RÜCKSETZ-Leitungen 108 an, aber die Schaltung 106 ist im Gegensatz zur Arbeitsweise des TRIGGER-Teils der Schaltung so ausgelegt, daß sie auf den Pegel statt auf die Signalflanken des RÜCKSETZ-Signals anspricht. Wenn auf den RÜCKSETZ-Leitungen 108 ein RÜCKSETZ-Signal im H-Zustand ("high") anliegt, ist das Laden des Kondensators 120 beendet und die Schaltung wird rückgesetzt, unabhängig vom Zustand der TRIGGER-Eingänge oder vom Zustand der Schaltung.
Wenn die Sägezahn-Start-Schaltungsanordnung aktiviert ist, beseitigt sie das Basis-Ansteuersignal auf der Leitung 114, das normalerweise einem Transistor 116 zugeführt wird (im Ruhezustand ist der Transistor 116 normalerweise auf "Durchlaß" geschaltet und schließt den Zeitsteuerungs-Kondensator 120 kurz). Wenn die Sägezahn-Start-Schaltungsanordnung aktiviert ist, leitet sie jedoch ein Signal im L-Zustand ("low") an die Basis des Transistors 116, das den Transistor "sperrt". Der Kondensator 120 beginnt sich dann aus VCC, 118, über eine Spannungs-Kopplungsschaltung 122 und einen Widerstand 124 aufzuladen.
Wie nachfolgend näher beschrieben wird, ist die Schaltung 106 so ausgelegt, daß sie das Leitendschalten des Transistors 116 beschleunigt, wenn ein Rücksetzsignal festgestellt wird, so daß die Rücksetzzeit der Schaltung so gering wie möglich gehalten ist. Weil die Rücksetzzeit einen bedeutenden Teil der Gesamtzykluszeit ausmacht, wird ein rasches Arbeiten ermöglicht.
Die Spannung am Kondensator 120 wird durch einen Vergleicher 138 mit einer Mindestverzögerungs-Spannung verglichen, um den Ausgang der Mindestverzögerung zu erzeugen. Die Mindestverzögerungs-Spannung wird an einem Widerstand 117 erzeugt. Die am Widerstand 117 auftretende Spannung wird durch die Spannungs-Kopplungsschaltung 122 bestimmt, die nachfolgend näher beschrieben wird. Im Ruhezustand der Schaltung erzeugt eine Stromquelle 127 einen "Offset", der den Ausgangs-Vergleicher 138 im "Aus"-Zustand hält, um am Ausgang einen unbestimmten Zustand zu vermeiden. Beim Laden des Kondensators 120 übersteigt jedoch die Spannung an ihm rasch die Offsetspannung, und der Vergleicher 138 schaltet auf ein MVA-Signal im H-Zustand um, das eine minimale Laufzeit- bzw. Ausbreitungsverzögerung in der Vorrichtung anzeigt. Wie weiter oben angegeben, kann das MVA-Signal im H-Zustand als Nullzeitpunkt-Referenz in ähnlicher Weise benutzt werden, wie eine Analogmasse als Nullspannungs-Referenz bei einem herkömmlichen Digital- Analog-Umsetzer benutzt wird.
Mit der Ladung des Kondensators 120 steigt die Spannung an ihm an und erzeugt schließlich ein Signal des programmierten Verzögerungsausganges (PVA). Das PVA-Signal auf Leitungen 134 wird von einem Vergleicher 132 erzeugt, der Eingänge 135 aufweist, welche ihrerseits mit dem Zeitgeber-Kondensator 120 und mit einer Schwellenschaltung verbunden sind, die einen DAU 128, einen Widerstand 119 und die Stromquelle 127 aufweist.
Wie nachstehend näher beschrieben, verarbeitet der DAU 128 an seinen Eingängen 130 TTL-Signale, die ein digitales Wort darstellen. Dieses digitale Wort wird im Umsetzer 128 mittels eines auf einer Leitung 131 auftretenden pegelempfindlichen Rastsignals gespeichert. Der DAU erscheint effektiv als eine Vielzahl von parallelgeschalteten, binär gewichteten Stromquellen 129. In Antwort auf das digitale Wort verbindet der Umsetzer 128 diese Stromquellen entweder mit der Versorgungsspannung 118 oder mit dem Widerstand 119. Der durch jede der parallelen Quellen fließende Strom wird durch Bauelemente im DAU und in der Spannungs-Kopplungsschaltung 122 bestimmt, so daß der gesamte DAU-Strom vom digitalen Wort unabhängig ist. Der durch den Widerstand 119 fließende Stromanteil wird durch den Wert des digitalen Wortes bestimmt und ist auch dem gesamten DAU-Strom proportional, weil er sich aus dem Strom zusammensetzt, der durch ausgewählte der parallelgeschalteten Quellen fließt. Der durch den Widerstand 119 fließende Strom verursacht die Entstehung einer Schwellenspannung an einer Stelle 125, deren Wert von der Kombination der an den Widerstand 119 angeschlossenen Stromquellen abhängig ist, Kombination, welche ihrerseits vom Wert des digitalen Wortes und vom gesamten DAU-Strom abhängt.
Der gesamte durch den DAU fließende Strom wird durch interne DAU-Bauelemente bestimmt, durch Bauelemente in der Spannungs- Kopplungsschaltung 122 und durch einen Widerstand 126. Insbesondere fließt der DAU-Strom durch den Referenz-Widerstand 126, derart, daß eine Referenzspannung VA erzeugt wird, und folglich ist die Spannung VA für die Änderungen repräsentativ, die im DAU-Strom durch Temperatur- und Versorgungsschwankungen hervorgerufen werden. Weil der durch den Widerstand 119 fließende Strom dem gesamten DAU-Strom proportional ist, ist die am Widerstand 119 auftretende Schwellenspannung der Referenzspannung VA proportional, und Änderungen der Schwellenspannung, die durch Temperatur- und Versorgungsschwankungen hervorgerufen werden, werden durch Änderungen der Referenzspannung VA dargestellt.
Gemäß der Erfindung ist die Spannungs-Kopplungsschaltung 122 so ausgelegt, daß sie eine am Rampen-Widerstand 124 abfallende Spannung VB zwingt, der Referenzspannung VA zu gleichen. Somit sind der Ladestrom des die Sägezahnspannung generierenden Kondensators 120 und die daraus sich ergebende Sägezahnspannung von der Spannung VB abhängig, die der Referenzspannung VA äquivalent ist. Somit erscheinen Änderungen der internen Schwellenspannung, die am Widerstand 119 abfällt, als entsprechende Änderungen der Sägezahnspannung. Weil sowohl die an der Stelle 125 auftretende Schwellenspannung als auch die an einer Stelle 123 auftretende Sägezahnspannung an den Differential-Vergleicher 132 angelegt werden, treten Änderungen in den Spannungen aufgrund von Temperaturänderungen, Stromversorgungsschwankungen oder durch Bauteile bedingte Änderungen als Gleichtaktsignal bzw. gleiches Signal am Differential-Vergleicher 132 auf und werden zurückgewiesen.
Der Vergleicher 132 erzeugt einen Ausgang, wenn die Sägezahnspannung an der Stelle 123 die Schwellenspannung an der Stelle 125 erreicht. Zu diesem Zeitpunkt erscheint ein Signal im H-Zustand auf den Leitungen 134, das die programmierte Zeitverzögerung ab dem Auftreten des MVA-Signals (oder des Triggersignals) anzeigt.
Wie bei der Schaltung, die das MVA-Signal erzeugt, ist an die Stelle 125 eine Offsetstromquelle 136 angeschlossen. Die Stromquelle 136 hält den Vergleicher 132 in seinem "Aus" -Zustand, wenn Signale vom Kondensator 120 und Umsetzer 128 fehlen.
Fig. 2 zeigt einen detaillierten elektrischen Schaltplan für die TIGGER/RÜCKSETZ-Flipflop-Schaltung und die Eingangssignal-Vergleicherschaltung. Wie weiter oben angegeben, ist die TRIGGER/RÜCKSETZ-Flipflop-Schaltung so ausgelegt, daß der TRIGGER-Eingang auf eine ansteigende Flanke anspricht und der RÜCKSETZ-Eingang pegelempfindlich ist und über den TRIGGER- Eingang dominiert. Die Schaltungsanordnung ist so ausgebildet, daß entweder einpolige oder differentielle Eingänge benutzt werden können. Bei einem Einpol-Eingang wird der nicht benutzte Eingang durch interne Widerstände auf das Potential der ECL-Mittelpunktspannung (VBB) gesetzt. Z.B. wird bei Einpolbetrieb des SETZ-Einganges der SETZ*-Eingang durch einen Widerstand R148 auf die Mittelpunktspannung VBB gesetzt.
Die Mittelpunktspannung VBB wird durch einen Transistor Q249 gebildet. Genauer gesagt, die Basis des Transistors Q249 ist auf einem Potential zwischen Masse und der negativen Speisequelle VEE mittels eines Spannungsteilers gehalten, der aus einem Widerstand R138, Dioden Q250 und Q251 und einem Widerstand R139 besteht. Der Emitter des Transistors Q249 bildet somit die ECL-Mittelpunktspannung mittels des durch einen Widerstand R140 fließenden Stromes. Es sei darauf hingewiesen, daß einige Transistoren neben dem Transistorsymbol die Bezeichnung "A" tragen. Diese Bezeichnung bezieht sich auf die relative Emitterfläche. Somit hat ein Transistor mit der Bezeichnung 2A die doppelte Emitterfläche wie ein Transistor mit der Bezeichnung "A". Das Fehlen einer Bezeichnung sagt, daß ein Transistor eine Fläche hat, die einem Transistor mit einer Bezeichnung "A" äquivalent ist.
Ein an den SETZ-Eingang angelegtes Signal im H-Zustand steuert die Vorrichtung an. Dieses Signal im H-Zustand wird an die Basis eines Transistors Q409 geleitet. Die Transistoren Q409 und Q410 sind in einer bekannten emittergekoppelten Differentialschaltung miteinander verbunden. In dieser Schaltung sind die Emitter beider Transistoren an eine Stromquelle angeschlossen, die eine vorbestimmte Strommenge leitet. Genauer gesagt, die Stromquelle besteht aus einem Transistor Q424.
Die Basis des Transistors Q424 ist mit einer Spannungsquelle verbunden, deren Ausgang von einem (in Fig. 4 dargestellten) Transistor Q203 als Treiber gebildet wird. Folglich ist der Emitter des Transistors Q424 auf ein vorbestimmtes Potential fixiert, und ein vorbestimmter, konstanter Strom wird durch einen Widerstand R420 zur negativen Versorgungsspannung VEE gezogen.
Zurückkommend auf das emittergekoppelte Differential-Paar Q409 und Q410: Bei herkömmlicher Betriebsweise läßt der Transistor Q409, wenn er auf "Durchlaß" schaltet, den gesamten Strom durch, der von der Stromquelle entnommen wird. Somit ist Transistor Q410 "gesperrt".
Bei "gesperrtem" Transistor Q410, bringt ein Widerstand R407 die Basis eines Transistors Q411 in H-Zustand, was den Transistor Q411 auf "Durchlaß" schaltet. Der leitende Transistor Q411 legt ein Signal im H-Zustand an die Basis eines Transistors Q416 an, das ihn seinerseits auf "Durchlaß" schaltet. Transistoren Q412, Q413, Q415 und Q416 sind in einer Flipflop-Konfiguration verbunden, und wenn der Transistor Q416 auf "Durchlaß" schaltet, bringt er die Basis des Transistors Q413 in L-Zustand, was seinerseits die Basis des Transistors Q415 in L-Zustand bringt und ihn dabei "sperrt".
Wenn der Transistor Q415 "sperrt", ermöglicht er es einem Widerstand R408, die Basis des Transistors Q412 in H-Zustand zu bringen und den Transistor Q412 auf "Durchlaß" zu schalten; dieser Transistor hält den Transistor Q416 in "leitendem" Zustand.
Die Basis eines Transistors Q157 ist ebenfalls mit der Basis des Transistors Q416 so verbunden, daß, wenn das Flipflop Q412 bis Q416 gesetzt wird, der Transistor Q157 ebenfalls auf "Durchlaß" geschaltet wird. Wie nachfolgend beschrieben, ist der Kollektor des Transistors Q157 mit der Sägezahn-Generatorschaltungsanordnung so verbunden, daß die Sägezahngenerierung beginnt, wenn der Transistor Q157 auf "Durchlaß" geschaltet wird.
Zum Zeitpunkt des "Setzens" des Flipflop Q412 bis Q416 sind der Transistor Q415 und ein (mit dem Transistor Q415 parallelgeschalteter) Transistor Q156 "gesperrt". Wenn der Transistor Q156 "gesperrt" wird, ermöglicht er es einem Widerstand R401, die Basis des Transistors Q401 in H-Zustand zu bringen. Diese Aktion setzt ein aus Transistoren Q402, Q403, Q406 und Q407 bestehendes Flipflop. Wenn das Flipflop Q402 bis Q407 gesetzt wird, schaltet es Q408 auf "Durchlaß", was die Basis des Transistors Q411 in L-Zustand bringt. Der Transistor Q411 ist somit gesperrt und verhindert ein nicht zweckdienliches Wiederansteuern des TRIGGER-Einganges.
Wie weiter oben angegeben, macht ein an den RÜCKSETZ-Eingang angelegtes RÜCKSETZ-Signal die an den TRIGGER-Eingängen anliegenden Signale unwirksam. Wenn somit ein RÜCKSETZ-Signal im H-Zustand an die RÜCKSETZ-Eingänge angelegt wird, kann die Umsetzerschaltung nicht getriggert werden, und wenn die Umsetzerschaltung bereits angesteuert worden ist, wird sie rückgesetzt.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung ist die Rücksetz-Schaltungsanordnung so ausgelegt, daß sie den Transistor Q157 rasch sperrt, womit sie die Schaltung rücksetzt. Diese rasche Sperrung wird durchgeführt durch sofortigen Entzug des Kollektorstroms vom Transistor Q157 bei Auftreten eines RÜCK- SETZ-Signals. Danach werden die Ansteuer-Flipflop rückgesetzt, um die Schaltung in einem rückgesetzten Zustand zu halten. Genauer gesagt, ein an den RÜCKSETZ-Eingang angelegtes Signal im H-Zustand wird an die Basis des Transistors Q429 geleitet, der dadurch auf "Durchlaß" geschaltet wird.
Transistoren Q428 und Q429 sind zu einem emittergekoppelten Differential-Paar verbunden, und somit "sperrt" Transistor Q428, wenn Transistor Q429 auf "Durchlaß" schaltet. Wenn der Transistor Q428 "sperrt", entzieht er dem Transistor Q157 Kollektorstrom (weil der Strom für die Transistoren Q156 und Q157 durch den Transistor Q428 fließt), und der Transistor Q157 wird sofort "gesperrt", dabei die Sägezahn-Generier- Schaltungsanordnung rücksetzend.
Ferner wird das RÜCKSETZ-Signal im H-Zustand an die Basis eines Transistors Q419 angelegt, der auf "Durchlaß" geschaltet wird. Transistoren Q418 und Q419 sind ebenfalls zu einem emittergekoppelten Differential-Paar verbunden, und somit wird der Transistor Q418 "gesperrt". Die zuletzt beschriebene Aktion ermöglicht es einem Widerstand R412, die Basis des Transistors Q430 in H-Zustand zu bringen, dabei das Flipflop Q412 bis Q416 rückzusetzen und die Schaltung im rückgesetzten Zustand zu halten. Wenn das Flipflop Q412 bis Q416 rückgesetzt wird, wird Q408 ebenfalls auf "Durchlaß" geschaltet, welche Aktion die Basis von Q411 in L-Zustand bringt, was seinerseits Triggerimpulse daran hindert, das System erneut zu triggern.
Der Sägezahn-Generator und die erfindungsgemäße Spannungs- Kopplungsschaltung sind in Einzelheiten in Fig. 3 dargestellt. Die Sägezahn-Generator-Schaltung besteht aus einem Zeitgeber-Kondensator Cs und einem Zeitgeber-Widerstand Rs. Die Spannungs-Kopplungsschaltung besteht aus Transistoren Q174 bis Q180. Die Sägezahn-Generierung beginnt, wenn, wie zuvor beschrieben, das TRIGGER/RÜCKSETZ-Flipflop "gesetzt" wird. Genauer gesagt, wenn der Transistor Q157 (Fig. 2) auf "Durchlaß" schaltet, wird die Basis des Transistors Q158 in L-Zustand gebracht, somit den letztgenannten Transistor "sperrend". Der Transistor Q158 schließt normalerweise den Zeitgeber-Kondensator Cs kurz. Wenn der Transistor Q158 "gesperrt" wird, kann sich daher der Kondensator Cs aus VCC über die Transistoren Q164, Q168, den Widerstand R141, Q174, Q178 und den Zeitgeber-Widerstand Rs auf die Versorgungsspannung VEE aufzuladen.
Die Transistoren Q164 und Q168 wirken als Teil eines Stromteilers, jedoch, wie weiter unten beschrieben, wirken die Transistoren Q174 und Q178 in der Weise, daß sie gewährleisten, daß der Ladestrom des Zeitgeber-Kondensators Änderungen im DAU-Strom folgt, die durch Temperatur- und Versorgungsschwankungen hervorgerufen sind, und folglich, daß die Sägezahnspannung der Schwellenspannung folgt.
Mit der Basis des Transistors Q158 ist ein Kondensator C1 verbunden, der den Anstieg der Basisspannung des Transistors Q158 während der Rücksetzung des Sägezahn-Generators verzögert, wenn der Steuer-Transistor Q157 (Fig. 2) "gesperrt" wird. Die vom Kondensator C1 erzeugte kleine Verzögerung ist notwendig, um den Transistor Q158 daran zu hindern, beim Laden des Kondensators Cs während des Rücksetzens in Sättigung zu gehen. Somit wird der Sägezahn-Rücksetz-Zyklus durch den Kondensator C1 beschleunigt.
Die am Kondensator Cs entstehende Sägezahnspannung wird der Basis des Transistors Q159 zugeführt, der als Emitterfolger wirkt. Vom Emitter des Transistors Q159 wird das Sägezahnsignal über eine Diode Q265 einer Stelle A zugeleitet. Das Signal an der Stelle A ist eines der Signale, die dem Ausgangs- Vergleicher zugeführt werden. Um die Sägezahnspannung in eine Zeitverzögerung umzuwandeln, wird die Sägezahnspannung mit einer Schwellenspannung verglichen, die von einem DAU erzeugt wird. Wie nachfolgend beschrieben, erscheint die Schwellenspannung an der Basis eines Transistors Q161 und wird über den Transistor Q161 (der als Emitterfolger wirkt) und über Dioden Q160 und Q266 an eine Stelle B geleitet. Das Signal an der Stelle B wird durch den Ausgangs-Vergleicher mit dem Signal an der Stelle A verglichen. Weil die Sägezahnsteilheit, die anfängliche Sägezahn-Startspannung und die Schwellenspannung bekannt sind, kann eine vorhersagbare Verzögerung erzeugt werden.
Genauer gesagt, die Schwellenspannung wird von einem Strom erzeugt, der über einen Widerstand R76 vom DAU entnommen wird. Wie weiter unten näher beschrieben, wandelt der DAU den Wert eines digitalen Wortes in einen vorbestimmten Stromfluß durch den Widerstand R76 durch selektives Verbinden interner Stromquellen entweder mit dem Widerstand R76 oder mit der Stromversorgung um. Die internen pAU-Stromquellen werden gewichtet als binäre Subvielfache des DAU-Gesamtstroms, der vom Wert des digitalen Wortes unabhängig ist. Wenngleich der Wert der Schwellenspannung von der exakten Kombination der an den Widerstand R76 angeschlossenen Stromquellen abhängig ist, wird er folglich stets dem DAU-Gesamtstrom proportional sein. Der DAU-Gesamtstrom fließt vom DAU über den Weg der Spannungs-Kopplungsschaltung, welche aus den Transistoren Q175 und Q179 und dem Referenz-Widerstand R84 besteht, zur Versorgungsspannung VEE. Folglich ist die Spannung am Referenz-Widerstand R84 der Schwellenspannung proportional.
Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung gewährleistet die Spannungs-Kopplungsschaltung, welche aus den Transistoren Q174 bis Q179 besteht, daß die Spannung am Sägezahn generierenden Widerstand Rs der am Referenz-Widerstand R84 auftretenden Spannung gleich ist. Somit folgt die Spannung am Sägezahn generierenden Widerstand Rs Änderungen in der Spannung am Referenz-Widerstand R84.
Die Arbeitsweise der Spannungs-Kopplungsschaltung ergibt sich aus Fig. 4, die einen vereinfachten Schaltplan der Schaltung zeigt. In Fig. 4 kann eine einfache Gleichung geschrieben werden für die Spannungen, die in der Schaltungsschleife bestehen, beginnend bei der Stelle 400 und weiter in der Schleife in Richtung der Pfeile 402.
Genauer gesagt, beginnend an der Stelle 400, erstreckt sich der Pfad über den Widerstand R84, die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q179, die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q177, die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q174, den Abfall an der Diode Q175, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q176, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q178, den Abfall am Widerstand Rs, zur negativen Versorgungsspannung VEE und zur Stelle 400. Unter der Annahme, daß der Schwellenstrom It ist (fließend in der Richtung des Pfeils 404) und der Kondensator-Ladestrom Is ist (fließend in der Richtung des Pfeils 406), läßt sich für diese Spannungsschleife folgende Gleichung schreiben:
-VA + Vbe (Q179) + Vbe (Q177) + Vbe (Q174) - Vbe (Q175)
-Vbe (Q176) - Vbe (Q178) + VB = 0 (1)
Weil die Transistoren Q175 und Q179 in Serie geschaltet sind, sind die Kollektorströme der Transistoren Q175 und Q179 ungefähr gleich, mit Ausnahme des vom Transistor Q176 gezogenen Basisstroms. Weil der Transistor Q176 als Emitterfolger wirkt, und wenn er eine vernünftige Verstärkung hat, ist sein Basisstrom, bezogen auf die Kollektorströme der Transistoren Q175 und Q179, klein und kann vernachlässigt werden. In einer ersten Näherung sind somit die durch die Transistoren Q175 und Q179 fließenden Kollektorströme gleich und folglich sind die Basis-Emitter-Spannunung der Transistoren Q175 und Q179 ungefähr gleich. In ähnlicher Weise sind die Basis-Emitter Spannungen der Transistoren Q174 und Q178 und ebenso die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q176 und Q177 ungefähr gleich. Angesichts dieser Gleichheiten, läßt sich vorstehende Gleichung (1) folgendermaßen reduzieren:
-VB + VA = 0¥(2)
Folglich:
VA = VB¥(3)
Des weiteren, in einer ersten Näherung: Der in der Richtung des Pfeils 404 durch den Referenz-Widerstand R84 fließende Strom It fließt auch entweder durch den Widerstand R84 oder direkt von der Stromversorgung durch den DAU. Unter der Annahme, daß, bestimmt durch die Aktion des DAU und durch den Wert des digitalen Wortes, ein Anteil K des DAU-Stromes durch den Widerstand R76 geleitet wird, wird die Schwellenspannung an der Stelle B (VD) proportional der Referenzspannung VA.
VA = It * R84¥(4)
und
VD = K * It * R76¥(5)
somit, nach Streichung von It, VD = K * VA * R76/R84¥(6)
Es ist somit deutlich, daß die Schwellenspannung, in einer ersten Näherung, der Referenzspannung proportional ist. Weil die proportionalitätskonstante vom Verhältnis von zwei Widerstandswerten abhängt, und wenn beide Widerstände diffundierte Widerstände sind und etwa den gleichen Temperaturkoeffizienten (TC) haben, heben sich die TC der Widerstände auf und beeinflussen das Verhältnis der Spannungen VD und VA nicht.
Der Kondensatorladestrom ist der Spannung VB, dividiert durch den Wert des Widerstandes Rs, proportional. Weil die Spannung VB zur Gleichheit mit dem Wert der Referenzspannung VA gezwungen ist, werden dem Ladestrom des Sägezahngenerators und folglich der Sägezahnspannung die gleichen Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen aufgedrückt wie der Schwellenspannung.
Sowohl das Sägezahnspannungssignal als auch die Schwellenspannung werden effektiv an einen Differential-Vergleicher angelegt, der den programmierten Verzögerungsausgang generiert. Die in diesen Spannungen durch Temperatur, Stromversorgung und Basis-Emitter-Spannung induzierten Änderungen werden vom Ausgangs-Vergleicher als Gleichtaktsignale angesehen und zurückgewiesen. Somit sind die Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen der programmierten Verzögerung in einer ersten Näherung nur eine Funktion der Temperaturkoeffizienten TC der externen Zeitgeber-Bauteile Rs und Cs. In gleicher Weise erscheinen dem Ausgangs-Vergleicher Stromversorgungsschwankungen (in VEE) ebenfalls als Gleichtaktsignal und werden zurückgewiesen.
Die Gleichheiten in den Gleichungen (2), (3), (5) und (6) sind wegen der Wirkung der Basisströme nur erste Näherungen. Insbesondere entnehmen die Transistoren Q178 und Q179 einen finiten Basisstrom aus dem gegenüberliegenden Zweig der Kopplungsschaltung. Bei der gezeigten Schaltung wird die Wirkung dieser Basisströme durch die Verwendung von Emitterfolgern Q176 und Q177 gemindert, welche die Basisstromentnahmen auf einen niedrigen Wert reduzieren.
Die Proportionalität der Spannung VD zur Referenzspannung VA wird des weiteren durch die Hinzufügung eines Widerstandes in die Basisverbindung des Transistors Q174 kompensiert. Wird dieser Widerstand nicht eingefügt und ist die Basis des Transistors Q174 mit dem Kollektor des Transistors Q175 (wie in Fig. 4 dargestellt) direkt verbunden, dann ist der aus dem DAU ausfließende Strom nicht völlig It äquivalent, weil der Transistor Q174 zusätzlichen Basisstrom wegzieht. Folglich wird der DAU-Strom größer sein, als er sein sollte, weil ihm ein gewisses Maß Strom hinzugefügt worden ist. Zur Kompensation dieser Wirkung ist ein (in Fig. 3 als Widerstand R81 bezeichneter) Widerstandswert in den Basispfad des Transistors Q174 eingefügt. Weil die Basis des Transistors Q174 gegenüber der Referenzspannung VA (mittels Diodenabfällen Vbe der Transistoren Q179, Q177 und Q174) fest ist, bewirkt dieser Widerstandswert die Reduzierung der Spannung am Emitter von Q179 um einen Betrag, der dem Basisstrom multipliziert mit dem Widerstandswert gleich ist. Hat der Kompensationswiderstand denselben Wert wie der Referenzwiderstand R84, dann hebt die Spannungsabnahme die Wirkung des Basisstromes exakt auf.
Eine durch den Ausgangs-Vergleicher kompensierte weitere Abweichung ist die Änderung der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q158 infolge von Änderungen des Kollektorstromes des Transistors Q 158. Diese Änderungen können beispielsweise durch Änderungen im Rs, der vom Anwender bereitgestellt wird, hervorgerufen sein. Zur Kompensation dieser Änderungen werden (gemäß Fig. 3) die Sägezahnspannung und die Schwellenspannung mit dem Ausgangs-Vergleicher über äquivalente Pfade verbunden. Diese Pfade bestehen aus Q158, Q159 und Q265 für das Sägezahnsignal und aus Q161, Q160 und Q266 für das Schwellensignal. Die Transistoren Q165 und Q166 wirken als Stromquellen und ziehen gleiche Ströme, die beide dem Wert des Widerstandes Rs proportional sind. Dementsprechend erscheinen Änderungen in Rs sowohl im Sägezahnsignal als auch im Schwellensignal als Gleichtaktsignale und werden durch den Ausgangs-Vergleicher zurückgewiesen.
Um ein Signal des Mindestverzögerungsausganges (MVA) zu generieren, das nicht vom Wert des digitalen Wortes abhängt, wird durch den Widerstand R77 an der Basis des Transistors Q163 ein getrennter MVA-Schwellenwert gesetzt. Diese Schwellenspannung wird über Dioden Q162 und Q267 an einer Stelle C bereitgestellt, die ein Eingang zum Mindestverzögerungsausgangs-Vergleicher ist. Der MVA-Vergleicher vergleicht den Wert der MVA-Schwellenspannung mit dem Wert des Sägezahnsignals, in der Weise, daß das MVA-Signal generiert wird.
Die Transistoren Q172 und Q173 wirken als Offsetstromquellen. Sie werden benutzt, um zu gewährleisten, daß die Vergleicher des programmierten und des Mindestverzögerungsausgangs im Ruhezustand einen vorbestimmten Zustand einhalten. Die Transistoren Q172 und Q173 entnehmen über den Widerstand R76 bzw. R77 eine Strommenge, die genügt, um sowohl den MVA-Vergleicher als auch den Vergleicher des programmierten Verzögerungsausgangs im Ruhezustand der Schaltung in einen L-Zustand des Ausgangs zu bringen.
Die Ausgangsvergleicher-Schaltungsanordnungen sowohl für das programmierte Verzögerungsausgangssignal als auch für das MVA-Signal sind in Fig. 5 dargestellt. Der Vergleicher für das MVA-Signal und der für den programmierten Verzögerungsausgang sind identisch, und somit wird nur eine Schaltung in Einzelheiten beschrieben.
Der Vergleicher des programmierten Verzögerungsausgangs (PVA) besteht aus einer Differential-Eingangsschaltung als erster Stufe (aus Transistoren Q181 bis Q186), Pegelumsetzern Q189 und Q190, einem Differential-Verstärker als zweiter Stufe (Transistoren Q193 und Q194) und Ausgangstreibern Q191 und Q192. Genauer gesagt, die Basis des Transistors Q186 empfängt das generierte Sägezahnsignal von der Stelle A in Fig. 3. Die Basis des Transistors Q185 empfängt das an der Stelle B in Fig. 3 generierte Schwellensignal. Die Transistoren Q185 und Q186 (Fig. 5) bilden ein Differential-Paar, das seinerseits die Transistoren Q181 und Q182 ansteuert. In der Eingangsstufe wird eine kleine Hysterese verwendet, um die Ausbreitungsverzögerung des Ausgangs-Vergleichers unter verschiedenen Übersteuerungsbedingungen so klein wie möglich zu halten. Die Hysterese wird dadurch erzeugt, daß kleine Ströme mittels des Transistors Q188 über die Emitter der Transistoren Q183 und Q184 entnommen werden. Die Werte der Ströme sind so, daß die Verstärkung der zweiten Stufe, multipliziert mit der Hysterese der ersten Stufe, einer gültigen Ausgangs-Logikpegeldifferenz gleich ist.
Die Ausgangssignale an den Emittern der Transistoren Q181 und Q182 sind durch Einrichtungen Q189 und Q190 und ihre zugehörigen Widerstände R89 und R92 pegelumgesetzt. Eine äquivalente Schaltung für diese Einrichtungen ist in Fig. 11 dargestellt. Der Eingang treibt den Ausgangstransistor 1102 über eine 2-Diode 1104, welche die Pegelumsetzung vornimmt. Zur Bereitstellung eines Vorspannungsstroms für das Zener-Bauteil wird ein Widerstand 1106 benutzt.
Die im Pegel umgesetzten Signale werden der Basis eines Differential-Verstärkers, bestehend aus Transistoren Q193 und Q194, zugeleitet, der die Ausgangssignale verstärkt. Schließlich werden die Ausgangssignale an die Basen von Ausgangstreibern Q191 bzw. Q192 angelegt, die als Emitter-Folger wirken und auf die Ausgangssignalleitungen eine Ausgangs- Stromansteuerung legen.
Transistoren Q202 bis Q206 wirken als Spannungs-Vorspannungsquelle, die zum Ansteuern der in den Differential-Bauteilen benutzten Stromquellen eine vorbestimmte Spannung zur Verfügung stellt. In ähnlicher Weise stellen auch Transistoren Q198 bis Q201 eine Referenzspannungsquelle dar zum Ansteuern der Stromquellen für den Betrieb verschiedener Differential- Bauteile.
Der in der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung benutzte DAU ist in Fig. 6 bis 9 dargestellt. Der DAU besteht im wesentlichen aus einer Vielzahl von acht Eingangsschaltungen (von denen eine in Fig. 6, die übrigen sieben, 700 bis 712, in Fig. 7 dargestellt sind), einer Vielzahl parallelgeschalteter, in Fig. 7 dargestellter Stromquellen, und einer in Fig. 8 dargestellten DAU-Eingangsspeicherschaltung. Fig. 9 zeigt zusätzliche Verdrahtungen zum Verbinden von Fig. 7 mit Fig. 8.
Die DAU-Eingangsschaltungen sind gleich und folglich wird zur Erläuterung nur eine in Einzelheiten beschrieben. Die Eingangsschaltungen verarbeiten acht Standard-TTL-Logik-Signale auf mit B1 bis B8 bezeichneten Leitungen. Je ein Bit des digitalen Eingangswortes wird jeder Eingangsschaltung zugeführt. Bei der in Fig. 6 dargestellten Schaltung erscheint das digitale Signal auf der Eingangsleitung B1 und wird seinerseits der Basis eines Transistors Q3 zugeleitet. Der Transistor Q3 wirkt als Emitter-Folger und treibt einen Transistor Q4, dessen Emitter mit dem Emitter eines Transistors Q7 verbunden ist.
Unter der Annahme, daß in einem gegebenen Augenblick der Transistor Q8 auf "Durchlaß" geschaltet ist, wirken die Transistoren Q4 und Q7 als Differential-Paar. Ein digitales Eingangssignal im H-Zustand schaltet den Transistor Q4 auf "Durchlaß". Beim Umschalten des Transistors Q4 auf "Durchlaß", wird der Transistor Q7 "gesperrt". Die Transistoren Q4 und Q7 steuern Transistoren Q1 und Q2, die ihrerseits einen aus Transistoren Q14 und Q15 bestehenden Stromschalter steuern. Die Transistoren Q14 und Q15 verbinden entweder die Stelle D in der Schwellenschaltung (Fig. 3) mit der DAU- Schaltung (im Falle eines digitalen Eingangsbits im H-Zustand) oder trennen die Stelle D in der Schwellenschaltung von der DAU-Schaltung (im Falle eines digitalen Eingangsbits im L-Zustand).
Genauer gesagt, beim Schalten auf "Durchlaß" bringt der Transistor Q4 die Basis des Transistors Q1 in L-Zustand, dabei den Transistor Q1 (der als Emitter-Folger wirkt) veranlassend, ein Signal im L-Zustand an die Basis des Transistors Q14 zu legen. In seinem "gesperrten" Zustand ermöglicht der Transistor Q7, daß der Widerstand R2 die Basis des Transistors Q2 in H-Zustand bringt, eine Aktion, die ihrerseits ein Signal im H-Zustand an die Basis des Transistors Q15 leitet. Somit schaltet der Transistor Q15 auf "Durchlaß" und der Transistor Q14 wird "gesperrt". Beim Umschalten auf "Durchlaß", verbindet der Transistor Q15 die Basis des Transistors Q161 mit einer der in Fig. 7 dargestellten DAU-Stromquellen. Alternativ verbindet der Transistor Q14 im "Durchlaß"-Zustand VCC mit der in Fig. 7 dargestellten DAU-Stromquelle. Folglich wird der Widerstand R76 in der Schwellenschaltung durch die Eingangsschaltungen selektiv mit einer oder mehreren Stromquellen in der DAU-Schaltung verbunden, je nach der Zahl der Bits im H-Zustand im digitalen Wort.
Die Transistoren Q8 und Q9 wirken als stromsteuernder Schalter, der benutzt wird, um in nachstehend beschriebener Weise das Eingangssignal zu "speichern". Bei der Eingabe eines digitalen Signals ist der Transistor Q8 auf "Durchlaß" geschaltet, wobei er seinerseits die Transistoren Q4 und Q7 freigibt. Wenn jedoch (wie nachstehend beschrieben) ein DAU-Rastsignal an die Schaltung angelegt wird, schaltet der Transistor Q9 auf "Durchlaß" und der Transistor Q8 wird "gesperrt". Beim "Sperren" des Transistors Q8 werden die Transistoren Q4 und Q7 gesperrt. Die Transistoren Q5 und Q6 dagegen werden auf "Durchlaß" geschaltet.
Die Transistoren Q5 und Q6 bilden mit den Transistoren Q1 und Q2 eine Flipflopschaltung, die den Durchlaß-Sperr-Zustand der Transistoren Q1 und Q2 erhält, der zum Zeitpunkt des Speicherns der digitalen Eingänge bestand. Wenn somit der Transistor Q1 im Zeitpunkt des auf "Durchlaß" Schaltens des Transistors Q9 auf "Durchlaß" geschaltet ist, wird auch der Transistor Q5 auf "Durchlaß" geschaltet, der seinerseits den Transistor Q2 im "gesperrten" Zustand hält. Alternativ, wenn der Transistor Q1 beim Schalten des Transistors Q9 auf "Durchlaß" "gesperrt" ist, dann ist auch der Transistor Q5 "gesperrt", wobei er es ermöglicht, daß der Widerstand R2 die Basis des Transistors Q2 in H-Zustand bringt, ihn dabei auf "Durchlaß" schaltend. Beim Schalten auf "Durchlaß", schaltet der Transistor Q2 den Transistor Q6 auf "Durchlaß", dabei die Basis des Transistors Q1 in L-Zustand bringend, um ihn in seinem "gesperrten" Zustand zu halten. Somit werden die digitalen Eingangssignale bei Anlegen eines DAU-Speichersignals in den Eingangsschaltungen festgehalten.
Die DAU-Stromquellen sind in Fig. 7 dargestellt und bestehen aus neun Transistoren, deren Basen mit dem gemeinsamen Signalanschluß parallelgeschaltet sind. Die Transistoren Q123 bis Q128 und ihre zugehörigen Widerstände bilden einen herkömmlichen Widerstandskettenleiter R-2R. Zusammen mit den Transistoren Q247 bis Q122 besteht die Wirkung darin, daß eine Vielzahl von parallelgeschalteten Stromquellen gebildet ist. Die von den Quellen entnommenen Ströme sind durch binäre Wichtung miteinander in Beziehung gesetzt. Z.B. beträgt der vom Transistor Q123 entnommene Strom das Doppelte des vom Transistor Q124 gezogenen Stroms usw. Die allgemeine Konfiguration dieser Schaltung und ihre Arbeitsweise sind bekannt.
Ausgenommen die Transistoren Q247 und Q121, treibt jeder der neun Transistoren an seinem Kollektor einen Schalter, der von einer der Rastschaltungen gesteuert wird. Die Transistoren Q247 und Q121 sind in der Weise parallelgeschaltet, daß der Wert ihrer effektiven Emitterwiderstände auf einen zweckdienlichen Wert reduziert wird. Wie weiter oben beschrieben, werden die Eingangsschaltungen durch das digitale Eingangswort gesteuert und verbinden die Kollektoren der Transistoren entweder direkt mit VCC oder über den Widerstand R76 mit VCC. Dementsprechend ist der gesamte DAU-Strom vom Wert des digitalen Wortes unabhängig. Jedoch hängt der durch den Widerstand R76 fließende Strom von den Einstellwerten der DAU-Eingangsschalter ab, und somit hängt die am Widerstand R76 erzeugte Schwellenspannung vom Wert des digitalen Wortes ab.
Bei einem herkömmlichen DAU mit binär gewichtetem Strom, wie dem in Fig. 7 dargestellten DAU, ist es notwendig, zwischen den von den Stromquellen entnommenen Strömen eine strenge Proportionalität zu erhalten. Jedoch wird jeder dieser Ströme von einem Spannungsabfall an einem Widerstandsnetzwerk erzeugt, und der Spannungsabfall enthält die Basis-Emitter- Spannung des mit dieser Stromquelle verbundenen Transistors. Weil die durch jeden der Transistoren fließenden Ströme verschieden sind, sind auch die Basis-Emitter-Spannungen verschieden. Diese letztgenannten Unterschiede bringen die strenge Proportionalität der von jeder der Quellen entnommenen Ströme durcheinander. Zur Kompensation dieses Ungleichgewichts sind mehrere herkömmliche Anordnungen angewandt worden. Diese Anordnungen umfassen ungleiche Emitterflächen der Stromquellen-Transistoren. Durch zweckdienliches Bemessen der Emitterflächen können die Basis-Emitter-Spannungen so eingestellt werden, daß der Unterschied in der Stromgröße kompensiert wird. Leider erfordert die Anwendung dieser Technik auf DAU-Umsetzer mit mehr als nur wenigen Bit, daß einige der Transistoren unpraktisch große Flächen besitzen, somit bekannte Partitionierungstechniken erfordernd. Solche Techniken sind in unseren US-Patentschriften 3,978,473 und 4,020,486 beschrieben und durch Bezugnahme zum Teil dieser Beschreibung gemacht. Eine andere herkömmliche Alternative besteht in der Verwendung von Widerständen zwischen den Basen, welche die Basenströme so einstellen, daß die Unterschiede zwischen den Kollektorströmen der Transistoren kompensiert werden. Eine solche Anordnung ist in unserer US-Patentschrift 3,940,760 dargestellt und wird durch Bezugnahme zum Teil dieser Beschreibung gemacht.
Alternativ ist es möglich, eine Kompensationsschaltung zu verwenden, die am Ende des Widerstandsnetzwerks R-2R eine Kompensationsspannung einleitet. Eine solche Anordnung ändert die Ströme in jeder der Stromquellen in der Weise, daß die Ströme, wenngleich modifiziert, in binären Verhältnissen bleiben. Die Arbeitsweise einer solchen Kompensationsschaltung ist vollständiger in unserer US-Patentschrift Hr. 4,349,811 beschrieben. Die Offenbarung in dieser letztgenannten Patentschrift wird hiermit durch Bezugnahme zum Teil dieser Beschreibung gemacht. Gemäß der Beschreibung in dieser Patentschrift ist mit dem Ende des Kettenleiters R-2R eine spezielle Kompensationsschaltung verbunden, welche die richtige Kompensierspannung bereitstellt.
Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung wird die spezielle Kompensationsschaltung jedoch dadurch vereinfacht, daß man durch die DAU-Schaltung einen Strom fließen läßt, der der absoluten Temperatur ungefähr proportional (PDAT) ist. Bei der Mehrzahl der herkömmlichen DAU-Schaltungen ist der gesamte DAU-Strom auf sorgfältige Weise auf einen genauen Wert fixiert. Bei der Schaltung gemäß der Erfindung kann jedoch der gesamte DAU-Strom sich in Abhängigkeit von der Temperatur aufgrund der Aktion der Spannungs-Kopplungsschaltung verändern. Weil die Spannungs-Kopplungsschaltung die Sägezahnspannung veranlaßt, der Schwellenspannung zu folgen, ohne die tatsächlichen Spannungswerte zu berücksichtigen, ist es möglich, den exakten Wert des DAU-Stromes sich verändern zu lassen, und die Schaltung liefert doch eine Temperaturkompensation, wie sie weiter oben beschrieben wurde.
Gemäß einem noch anderen Merkmal der Erfindung ist festgestellt worden, daß, wenn der DAU-Strom PDAT ist, die einwandfreie Kompensation, wie in der Patentschrift 4,349,811 angegeben, dadurch vorgesehen werden kann, daß an das Ende der Stromquellenkette ein einzelner Transistor angeordnet wird, dessen Emitterspannung um eine Differenz von 2kT/q (In 2) kleiner ist als die Emitterspannung im Stromquellen-Transistor des niedrigstwertigen Bit. Weil der DAU-Vorspannungsstrom PDAT ist, kann der Strom in R57 auf dem doppelten Betrag des Stroms in R56 über der Temperatur gehalten werden. Dieser Zustand kann nach bekannten Formeln dadurch erzielt werden, daß ein Kompensations-Transistor mit einer Emitterfläche vorgesehen wird, die das Achtfache der Fläche des Transistors für das niedrigstwertige Bit beträgt. Somit kann der Transistor Q129, der eine achtmal größere Emitterfläche als der Transistor Q128 hat, den richtigen Kompensationsstrom bereitstellen. In den Kollektorkreis des Transistors Q129 ist als Diode ein Transistor Q242 angeordnet, um die Diode zu kompensieren, die durch die Stromsteuerschaltungen in die Eingangsschaltungen eingeführt wurde (Basis-Emitter des Transistors Q14 oder Q15 in Fig. 6).
Wegen der Art und Weise seiner Erzeugung ist der durch die DAU-Schaltung fließende Gesamtstrom ungefähr PDAT. Insbesondere ergibt sich der DAU-Strom aus dem Anlegen der Versorgungsspannung (VEE) von 5,2 Volt an vier Dioden-Spannungsabfälle und verschiedene Widerstände. Die vier Dioden-Spannungsabfälle sind bei Verfolgung des Stromkreises zu erkennen, beginnend bei Signal-Masse, die Basis-Emitter-Diode des Transistors Q247 (Fig. 7), die Basis-Emitter-Diode des Transistors Q174 und Q177 und Q179 (Fig. 3) über den Widerstand R84 zur Versorgungsspannung VEE. In ähnlicher Weise erscheinen vier Diodenabfälle in jeder der Stromquellen-Schaltungen.
Würden an den vier Dioden und an den Widerständen 4,88 Volt anliegen, dann wäre der sich ergebende Strom im wesentlichen PDAT. Weil bei der tatsächlichen Schaltung an den vier Diodenspannungabfällen und Widerständen 5,2 Volt anliegen, ist der DAU-Strom nur ungefähr PDAT. Er ist jedoch hinreichend nahe, so daß die einwandfreie Kompensation mit der aus dem Transistor Q129 bestehenden einfachen Transistor-Kompensationsschaltung erzielt werden kann.
Fig. 8 zeigt die Rastschaltungsanordnung, die zum Speichern der Bits des digitalen Wortes in die DAU-Eingangssschaltungen benutzt wird. Genauer gesagt, das DAU-Rastsignal wird an die Basis des Transistors Q229 gelegt. Wird ein Dau-Rastsignal im H-Zustand angelegt, schaltet sich der Transistor Q229 auf "Durchlaß" und schaltet den Transistor Q228 auf "Durchlaß" und "sperrt" den Transistor Q227. Beim Schalten des Transistors Q228 auf "Durchlaß", legt er ein Signal im L-Zustand über den Emitter-Folger 240 an die Regelumsetzer-Schaltung Q226 an.
Beim Schalten auf "Durchlaß" legt der Transistor Q226 ein Signal im L-Zustand an den Transistor Q9 in den Eingangsschaltungen an (von denen eine in Fig. 7 dargestellt ist). Wie weiter oben angegeben, veranlaßt dieses Signal im H-Zustand, daß die Eingangsschaltungen die Bits des eingegebenen digitalen Wortes speichern.
Die Transistoren Q232 bis Q238 werden zur Bereitstellung einer Spannungsreferenzquelle benutzt, welche die Stromquellen, die die Differential-Schaltungen treiben, versorgt.
Bei der in Fig. 2 bis 9 dargestellten erläuternden Ausführungsform sind neben jedem Widerstand Widerstandswerte angegeben. Die Werte sind in Ohm angegeben, wobei die Angabe "K" einem Vielfachen von 1000 äquivalent ist. Kondensatorwerte sind in Picofarad angegeben. Die Transistoren sind von normaler npn-Konfiguration.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung, mit

- einem Digital-Analog-Umsetzer (128) zum Umwandeln des digitalen Wortes in einen veränderbaren Strom,

- einem Sägezahngenerator zum Erzeugen einer linearen Sägezahnspannung durch Laden eines Kondensators (120) mit einem Rampenstrom von einer Rampenstromquelle,

- einer Einrichtung zum Erzeugen einer Schwellenspannung durch Hindurchleiten des veränderbaren Stromes durch einen Schwellenwiderstand (119), und

- einer auf die Sägezahnspannung und die Schwellenspannung ansprechenden Differential-Vergleichereinrichtung (132) zum Erzeugen eines für die Zeitverzögerung repräsentativen Ausgangs, dadurch gekennzeichnet, daß

der Digital-Analog-Umsetzer (128) einen ersten Stromeingang (125), der den veränderbaren Strom empfängt, und einen zweiten Stromeingang (118), der einen Kompensationsstrom empfängt, aufweist, derart, daß der gesamte von beiden Stromeingängen (118, 125) empfangene DAU-Strom vom Wert des digitalen Wortes unabhängig ist,

und daß die Rampenstromquelle einen Referenzwiderstand (126), durch den der gesamte DAU- Strom zur Erzeugung einer Referenzspannung hindurchgeleitet wird, und eine auf die Referenzspannung ansprechende Spannungs-Kopplungsschaltung (122, 124) zum Erzeugen des Rampenstroms mit einer der Referenzspannung proportionalen Größe umfaßt.

2. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Kopplungsschaltung einen Rampenwiderstand (124) und eine auf die Referenzspannung ansprechende Einrichtung (122) zum Anlegen einer Spannung von gleicher Größe wie die Referenzspannung an den Rampenwiderstand (124) aufweist.

3. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 2, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Kopplungsschaltung ferner einen ersten Transistor (Q174) und einen zweiten Transistor (Q178) aufweist, die elektrisch in Serie mit dem Kondensator (120) und dem Rampenwiderstand (124) verbunden sind.

4. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungs-Kopplungsschaltung ferner einen dritten Transistor (Q175) und einen vierten Transistor (Q179) umfaßt, die elektrisch in Serie mit dem Digital-Analog-Umsetzer (128) und dem Referenzwiderstand (126) verbunden sind.

5. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 4; dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (Q174) einen Emitter und der zweite Transistor (Q178) einen Kollektor hat, und der Emitter des ersten Transistors in Serie mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q178) verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (Q175) einen Emitter und der vierte Transistor (Q179) einen Kollektor hat, und der Emitter des dritten Transistors in Serie mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q179) verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (Q178) eine Basiselektrode aufweist, die auf die Spannung am Kollektor des vierten Transistors (Q179) anspricht.

8. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektrode des zweiten Transistors (Q178) mit dem Kollektoranschluß des vierten Transistors (Q179) durch eine Emitterfolgerschaltung (Q176, R82) verbunden ist.

9. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Transistor (Q179) eine Basiselektrode aufweist, die auf die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors (Q178) anspricht.

10. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Basisanschlüsse des ersten Transistors (Q174) und des dritten Transistors (Q175) miteinander verbunden sind.

11. Schaltungsanordnung zum Umwandeln des Wertes eines digitalen Wortes in eine proportionale Zeitverzögerung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Basisanschluß des vierten Transistors (Q179) mit dem Kollektoranschluß des zweiten Transistors (Q178) durch eine Emitterfolgerschaltung (Q177, R83) verbunden ist.