DE68910379T2

DE68910379T2 - Filterkreis.

Info

Publication number: DE68910379T2
Application number: DE89101802T
Authority: DE
Inventors: Toshiro Kasahara
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-05-26
Filing date: 1989-02-02
Publication date: 1994-04-14
Anticipated expiration: 2009-02-03
Also published as: EP0343317A3; EP0343317A2; DE68910379D1; JPH01297913A; KR890017866A; US4961014A; ES2045209T3; JP2585372B2; EP0343317B1

Description

Die Erfindung betrifft einen Filterkreis, und insbesondere einen Filterkreis der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art. Ein derartiger Filterkreis ist aus US-A-4 667 338 bekannt.
Ein Regelsystem für einen programmierbaren Regler und dergleichen empfängt ein Zustandssignal, das den Zustand oder die Bedingung einer geregelten Einrichtung oder eines Systems anzeigt, dann dieses Signal verarbeitet, um ein erforderliches Regelsignal zu erzeugen und auszugeben. In diesem Falle enthält das Zustandssignal, das heißt, ein Eingangssignal des Regelsystems, typischerweise einen signifikanten Rauschwert; weshalb dieses Rauschen aus dem Zustandssignal entfernt werden muß, danach muß die Wellenform eines derartigen Zustandssignals ausgeformt werden, so daß das Zustandssignal mit einer Genauigkeit und einem Timing erzeugt wird, das seine präzise Verarbeitung erlaubt.
Die Erfindung betrifft einen Filterkreis zum Durchführen der oben angegebenen Arbeitsschritte. Ein Beispiel eines herkömmlichen Filterkreises ist in Fig. 1 gezeigt, und die Wellenformen der einzelnen Arbeitsabschnitte dieses Filterkreises sind in Fig. 2 gezeigt. In Fig. 1 empfängt ein programmierbarer Regler 10 ein Zustandssignal S von einer externen Einrichtung 9, die die geregelte Einrichtung oder das geregelte System sein kann. Dieses Zustandssignal wird in einer Schaltung 11, die auch eine Isolierung vorsieht, einer Pegelumwandlung unterzogen, so daß das Zustandsignal S, wie in Fig. 2 gezeigt, in ein Signal 5 umgewandelt wird, und dieses Signal 5 wird dann einem CR-Filter 12 zugeführt. Im CR-Filter 12 wird das Signal 5 durch eine CR-Schaltung integriert, so daß das Rauschen aus dem Signal entfernt wird. Der CR-Filter 12 gibt das integrierte Signal als Filterausgangssignal 15 aus, dessen Wellenform durch eine ein Hystereseverhalten aufweisende Empfangseinrichtung 13 geformt wird. Daher weist, wie in Fig. 2 gezeigt, das geformte Signal an seiner Anstiegs- und Abfallflanke die Verzögerungen 17 bzw. 18 auf.
Der herkömmliche, in Fig. 1 gezeigte Schaltkreis, weist die folgenden, diesem eigentümlichen Probleme auf. Zunächst besteht beim "L"-Potentialpegel am Eingang des Empfängers 13 infolge des Spannungsabfalls im Widerstand des Filterkreises 12 eine Tendenz zum Ansteigen, wobei die unerwünschte Möglichkeit besteht, daß das Signal "1" in der Empfangseinrichtung 13 als ein Signal "H" mißinterpretiert wird. Weil außerdem die Aufladungs- und Entladungswellenformen des Kondensators nicht gleichförmig sind, und da der Schwellenwert der temperaturabhängigen Empfangseinrichtung 13 schwankt, zeigen notwendigerweise auch die Verzögerungszeiten 17 und 18 große Schwankungen. Da darüberhinaus das Hystereseverhalten von der Schwellenspannung des Eingangs der Empfangseinrichtung abhängt, ist es unmöglich, die Hysteresebreite der Empfangseinrichtung 13 zu vergrößern. Schließlich ist der Kondensator im Filterkreis 12 für eine Schaltungsintegration nicht geeignet.
Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen digitalen Filterkreises, der in JP-PS 61-109317 offenbart ist, und Fig. 4 ist ein Ablaufplan für den Betrieb dieses herkömmlichen Schaltkreises. Ein digitaler Filter 1 empfängt ein Filtereingangssignal 5, das am D-Eingang eines Schieberegisters 30 abgefragt wird, das durch einen Abtasttaktgeber 7 angetrieben wird. Wenn sich vier hintereinanderliegende Abtastsignale des Filtereingangssignals 5 auf dem Pegel "H" befinden, so daß sich alle Ausgänge Q&sub1; bis Q&sub4; des Schieberegisters 30 auf dem Pegel "H" befinden, wird durch ein NAND-Gate 311 ein Ausgangseinstellsignal 28 des Pegels "L" erzeugt, so daß ein Flipflop 301 eingestellt wird. Wenn sich andererseits vier aufeinanderfolgende Abtastsignale des Filtereingangssignals 5 auf dem Pegel "L" befinden, so daß sich alle Ausgänge Q&sub1; bis Q&sub4; auf dem Pegel "L" befinden, wird durch das Gate 32 ein Ausgangsrücksetzsignal 29 des Pegels "L" erzeugt, so daß der Flipflop 301 zurückgesetzt wird. Die Ausgabe dieses Flipflops 301 wird als Filterausgangssignal 6 entnommen.
In dem in Fig. 3 gezeigten herkömmlichen Schaltkreis könnte, wenn das Rauschen 22, wie in Fig. 4 gezeigt, eingegeben wird, bevor das Ausgangssignal 6 geändert wird, das Ausgangssignal 6 solange nicht eingestellt werden, bis die das Rauschen darstellenden Abtastdaten aus dem Schieberegister 30 herausgeschoben wurden. Das hat in diesem Fall den Nachteil, daß die Einschaltzeit 17 notwendigerweise lang ist. Ein ähnliches Problem tritt hinsichtlich der Ausschaltzeit 18 auf. Somit sind diese Verzögerungszeiten in unerwünschter Weise durch das Rauschen beeinträchtigt. Darüberhinaus wird in diesem herkömmlichen Schaltkreis die Möglichkeit einer veränderlichen Einstellung der Rauschbeseitigungs- und Verzögerungszeitkenndaten des Filterkreises nicht berücksichtigt, was sich negativ auf die gesamte Operationsgeschwindigkeit des Filterkreises auswirkt.
JP-PS 56-114002 offenbart nun einen Filterkreis, der eine veränderliche Verzögerungszeit einstellen kann. Die Rauschbeseitigungskenndaten und die Verzögerungszeit können in diesem herkömmlichen Schaltkreis dadurch geändert werden, daß die Kondensatorspeicherzeit eines CR-Filters geändert wird; somit sind die oben beschriebenen Nachteile hinsichtlich des Filterkreises von Fig. 1 auch in diesem herkömmlichen Schaltkreis zu finden.
US-A-4 667 338 offenbart einen Filterkreis, der eine Taktsignalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Abtasttaktsignals, eine Einrichtung zum Zwei-Pegel- Abtasten eines Eingangssignals, einen reversierbaren Zähler zum Durchführen einer Vorwärtszähloperation, wenn sich ein abgetasteter Wert des Eingangssignals auf dem oberen Pegel befindet, und eine Rückwärtszähloperation, wenn sich ein abgetasteter Wert des Eingangssignals auf dem niedrigen Pegel befindet, eine erste Regeleinrichtung, die mit dem reversierbaren Zähler zum Erfassen eines ersten Schwellenwerts eines Zählwerts des reversierbaren Zählers, eine zweite Regeleinrichtung, die mit dem reversierbaren Zähler zum Erfassen eines zweiten Schwellenwerts eines Zählwerts des reversierbaren Zählers verbunden ist, und eine Einrichtung zum Liefern einer Filterkreisausgabe umfaßt.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen stabilen Filterkreis vorzusehen, mit dessen Hilfe eine ausreichend geformte Wellenform gewonnen werden kann.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen stabilen Filterkreis vorzusehen, der für eine Schaltkreisintegration geeignet ist, und dessen Zeitkonstante veränderlich ist.
Diese Aufgabe sind mit Hilfe des in Anspruch 1 beanspruchten Filterkreises gelöst.
Abhängige Ansprüche sind auf Merkmale bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung gerichtet. Mit anderen Worten, die obigen Aufgaben können durch Angeben eines reversierbaren Zählers gelöst werden, der in Abhängigkeit vom Pegel "H" oder "L" des Eingangsignals aufwärts oder abwärts zählt, und der auf einen Zählwert vorrückt, wenn der Zählwert größer als ein Schwellenwert ist, um ein Eigenhystereseverhalten vorzusehen. Darüberhinaus können die obigen Aufgaben dadurch gelöst werden, daß ein Abtasttaktgeneratorschaltkreis zum Erzeugen mehrerer Taktsignale betrieben wird, von denen jedes Signal eine unterschiedliche Frequenz aufweist, und daß eines aus den mehreren Taktsignale ausgewählt wird, das eine Frequenz gemäß einem Wert aufweist, der durch einen Zeitkonstanteneinstellkreis eingestellt worden ist, so daß das ausgewählte Taktsignal als das Taktsignal des obengenannten reversierbaren Zählers eingestellt wird.
Aus diesem Grunde ist es möglich, eine Filterkennlinie zu erhalten, die zum Entfernen scharfer Impulse und dergleichen betrieben wird. Des weiteren springt dieser reversierbare Zähler zu dem Zeitpunkt auf einen höheren Zählwert, wenn der Zählwert größer als der Schwellenwert wird, so daß der Zählwert auch dann nicht zu dem Zählwert umkehrt, der unmittelbar den Schwellenwert darstellt, wenn ihm ein Rauschsignal mit einem entgegengesetzten Vorzeichen eingegeben wird. Somit ist es möglich, ein stabiles und zufriedenstellendes Hystereseverhalten zu erhalten. Darüberhinaus erzeugt der Abtasttaktgeneratorkreis mehrere Taktsignale; eines dieser Signale wird ausgewählt und dann dem reversierbaren Zähler zugeführt. Daher ist es möglich, die Zähloperation des reversierbaren Zählers und auch die Zeitkonstante der Filteroperation zu regeln. Darüberhinaus ist es einfach, dieses Taktsignal zu stabilisieren, so daß sich Schwankungen der Zeitkonstante minimieren lassen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 bzw. 2 zeigt ein Blockschaltbild und ein Ablaufdiagramm des Betriebs des Eingangsabschnitts eines programmierbaren Reglers, der einen herkömmlichen CR- Filter verwendet;
Fig. 3 bzw. 4 zeigt einen Schaltplan und einen Ablaufplan des Betriebs eines herkömmlichen digitalen Filters, der ein Schieberegister verwendet;
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, die einen reversierbaren Zähler verwendet;
Fig. 6 ist ein Ablaufplan, der den Betrieb des in Fig. 5 gezeigten Schaltkreises zeigt;
Fig. 7(a) bis 7(c) zeigen einige Zustandsübergangsdiagramme des in Fig. 5 gezeigten reversierbaren Zählers;
Fig. 8 bzw. 9 zeigt ein spezielles Zustandsübergangsdiagramm und eine Ausführungsform eines digitalen Filters zur Realisierung eines derartigen Zustandsübergangs;
Fig. 10 ist ein Blockschaltbild, das eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Filters zeigt, der einen voreinstellbaren Vorwärts/Rückwärtszähler verwendet;
Fig. 11 bzw. 12 zeigt ein spezielles Beispiel und einen Ablaufplan, der den Betrieb des in Fig. 10 gezeigten digitalen Filters zeigt;
Fig. 13 ist ein Zustandsübergangsdiagramm, das man erhält, indem den Zuständen im in Fig. 8 gezeigten Zustandsübergangsdiagramm weitere Zählwerte beliebig zugeordnet werden;
Fig. 14 ist ein Schaltbild eines Filterkreises, der gemäß dem Zustandsübergangsdiagramm von Fig. 13 betrieben wird;
Fig. 15 ist ein Blockschaltbild des programmierbaren Reglers, bei dem die Erfindung angewendet werden kann, und
Fig. 16 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel des Abschnitts zeigt, das den erfindungsgemäßen mehreren digitalen Filtern die entsprechenden Taktsignale zuführt.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Im folgenden wird die Erfindung im einzelnen unter Bezug auf verschiedene bevorzugte Ausführungsformen beschrieben. Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, das eine grundlegende Anordnung des erfindungsgemäßen Filterkreises zeigt.
In Fig. 5 erhält ein digitaler Filter 1, der durch einen Vorwärts/Rückwärtszähler gebildet wird, ein Filtereingangssignal 5, das typischerweise Rauschen und Klappern enthält. Der digitale Filter 1 zählt in Abhängigkeit vom Pegel "H" oder "L" des Filtereingangssignals 5 jedesmal dann auf- oder abwärts, wenn ihm das Abtasttaktsignal 7 zugeführt wird. Im Ergebnis gibt der digitale Filter 1 ein Filterausgangssignal 6 aus, von dem das Rauschen entfernt ist.
Ein durch den Zeitkonstanteneinstellkreis (oder Verzögerungszeiteinstellkreis) 3 erkanntes Taktsignal wird aus mehreren Taktsignalen mit unterschiedlicher Frequenz ausgewählt, die durch Aufteilen eines Basistakteingangssignals 42 in einem Taktsignalgeneratorkreis 2 mit Hilfe eines Abtasttaktauswahlkreises 4 erhalten wurden, so daß ein derart ausgewähltes Taktsignal als das Abtasttaktsignal 7 eingestellt wird, das dem digitalen Filter 1 zugeführt wird.
Als nächstes wird der Betrieb des Filterkreises von Fig. 5 unter Verwendung des in Fig. 6 gezeigten Ablaufplans beschrieben. Die Filtereingangswellenform 5, die den höchsten Rausch- und Klappergrad usw. enthält, wird durch das Abtasttaktsignal 7 abgetastet und ein Zählwert wird erhöht, wenn die abgetastete Filtereingangswellenform den Pegel "H" (durch offene Kreise angegeben) aufweist, während der Zählwert reduziert wird, wenn die abgetastete Filtereingangswellenform den Pegel "L" (durch schwarze Kreise angegeben) aufweist. Gemäß der Erfindung wird die Zähloperation gemäß den folgenden Regeln geregelt. Übersteigt der Zählwert drei, wird das Filterausgangssignal 6 auf den Pegel "H" eingestellt und der Zählwert wird auf sieben erhöht. Unterschreitet der Zählwert vier, wird das Filterausgangssignal 6 auf den Pegel "L" eingestellt und der Zählwert springt auf null. Wenn ein Vorwärts/Rückwärtszähler auf diese Weise verwendet wird, wird der Zählwert von null auf eins geändert, aber nicht über drei hinaus erhöht, es sei denn, es wird eine korrekte Aufeinanderfolge positiver Impulse erfaßt. Sogar wenn, wie in Fig. 6 gezeigt, dem digitalen Filter 1 während einer Sequenz negativer Impulse ein positiver Impuls (oder Rauschen) 24 eingegeben wird, wird das Filterausgangssignal 6 nicht durch diesen positiven Impuls 24 beeinflußt, so daß das Rauschen aus dem Filtereingangssignal 5 entfernt werden kann. Vergleichsweise wird in dem Fall, in dem die negativen Impulse 22, 23 und 24 usw. dem digitalen Filter 1 während aufeinanderfolgender positiver Impulse zugeführt werden, der Zählwert für jeden dieser unerwünschten Impulse um eins reduziert, jedoch wird das Zählen nach jedem unerwünschten Impuls fortgesetzt, so daß es möglich ist, die Auswirkungen dieser negativen Impulse aus dem Filterausgangssignal 6 zu entfernen.
Die Impulsbeseitigungsfähigkeit des erfindungsgemäßen Filters läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrücken. Aus diesem Grunde ist es möglich, die ideale Tiefpassfilterungskennlinie zu erhalten, die alle Impulse mit einer Impulsbreite beseitigen kann, die dieser Gleichung entsprechen.
(Maximale entfernbare Impulsbreite) = (Abtasttastdauer: Ts) x (Zählabstand vom Schwellenwert).
In dieser Ausführungsform ist es möglich, das Rauschen, dessen Impulsbreite unter 4 Ts liegt, sicher zu entfernen. Weil darüberhinaus der Zählabstand zum Schwellenwert bestimmt wird, wenn der Schaltkreis beispielsweise auf der Basis der oben angegebenen Regeln gebildet wird, wird die durch diese Ausführungsform gewonnene charakterische Eigenschaft des Filterns als eine Funktion identifiziert, deren Wert nur von der Abtasttaktdauer Ts abhängig ist. Daher liegt in dem Fall, in dem das Basistaktsignal mit Hilfe eines Kristalloszillators usw. erzeugt wird, ein Vorteil darin, daß es möglich ist, mit einer hohen Genauigkeit und stabilen Filterkennwerten zu filtern.
Es ist weiterhin ein Kennzeichen der vorliegenden Erfindung, daß ein zufriedenstellendes Hystereseverhalten durch Einstellen der Zählloperation erreicht wird, so daß sie unterbrochen wird, wenn der Zählwert den Schwellenwert übersteigt. Hierzu wird im folgenden unter Bezug auf Fig. 6 ein ähnliches Beispiel wie in der obigen Beschreibung gegeben.
Wenn der Zählwert über drei hinausgeht, wird der nächste Zählwert nicht auf vier eingestellt, sondern wird, wie durch den Zeitspalt 19 gezeigt, auf sieben eingestellt. Somit wird unmittelbar, nachdem der Pegel der Filterausgangswellenform 6 zum Pegel "H" wechselt, sogar dann, wenn dem digitalen Filter 1 der negative Impuls 43 eingegeben wird, der Zählwert beispielsweise auf sechs vermindert. In diesem Fall gibt es einen Abstand zwischen dem Zählwert sechs und dem Schwellenwert vier, so daß es möglich ist, zu verhindern, daß der Pegel des Filterausgangssignals durch einen einzigen Impuls mit umgekehrtem Vorzeichen wieder zum Pegel "L" umgekehrt wird. Gleichermaßen wird, wenn der Zählwert unter dem Schwellenwert liegt, der nächste Zählwert nicht auf drei erhöht, sondern wird auf null eingestellt, wie durch den Zeitspalt 20 gezeigt, so daß es möglich ist, zu verhindern, daß die Filterausgangswellenform durch einen einzigen positiven Impuls 24 wieder zum Pegel "H" umgekehrt wird. Daher wird als Ergebnis dieser eingebauten Hysterese in der Filterausgangswellenform 6 kein Klappern erzeugt.
In dieser Ausführungsform ist die Hysteresebreite auf 4 Ts eingestellt (Ts: Abtasttaktdauer). Diese Hysteresebreite kann jedoch frei von 2 Ts bis 4 Ts geändert werden, indem der Zählabstand, der zu überspringen ist, wenn der Zählwert über den Schwellenwert hinausgeht, geändert wird. Dies ist in den Fig. 7(a) bis 7(c) gezeigt.
Die Fig. 7(a) bis 7(c) zeigen Zustandsübergangsdiagramme, die das Verhältnis zwischen der Zähloperation eines reversierbaren Zählers von drei Bit und der Hysteresebreite zeigen. Wenn in diesem Fall ein binärer Vorwärts/Rückwärtszähler als reversierbarer Zähler verwendet wird, entspricht der Index "S" direkt dem Zählwärt des Vorwärts/Rückwärtszählers in jedem Zustand. Der Wert des Filterausgangssignals Y ist gleich "1", wenn der Zählwert über "4" liegt, während dieser Wert des Filterausgangssignals Y "0" ist, wenn der Zählwert unter "3" liegt. Kurz gesagt, der Wert des Filterausgangssignals Y ist gleich dem Wert des signifikantesten Bits (MSB) des Zählers. Die Übergangsbedingung hängt bei jedem Abtasttiming vom Filtereingangssignal ab. In Fig. 7 bezieht sich "X" auf die abgetasteten "H", während sich "X" auf die abgetasteten "L" bezieht. Der Zählabstandsprung 4, entspricht, wie in Fig. 4 gezeigt, dem in Fig. 7(a) gezeigten Diagramm, einem Beispiel zur Einstellung der Hysteresebreite auf das Maximum. Fig. 7(b) zeigt einen Zählabstandsprung 3, während Fig. 7(c) einen Zählabstandsprung 2 zeigt. Die Hysteresebreite, die, wie oben beschrieben eingestellt wurde, ist das N- fache der Abtasttaktdauer, wobei N eine ganze Zahl ist. Somit ergibt sich der Vorteil, daß der vorliegende Filter kaum den Einwirkungen von Temperaturschwankungen unterworfen ist, was beim Gebrauch des CR-Filters einen solchen Nachteil darstellt.
Fig. 8 ist ein Zustandsübergangsdiagramm, das man dadurch erhält, indem dem in Fig. 7(a) gezeigten Zustandsübergangsdiagramm eine Rücksetzoperation hinzugefügt wird, eine Rücksetzoperation, die auf ein angelegtes Rücksetzsignal 8 anspricht, wie in Fig. 5 gezeigt ist. Der Wert mit der Paranthese in jedem Zustand zeigt den Zählwert des Vorwärts/Rückwärtszählers an.
Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine Ausführungsform eines digitalen Filters zeigt, die durch einen Master- Slave-JK-Flipflop gebildet wird, und die gemäß dem Zustandsübergangsdiagramm von Fig. 8 betrieben wird. Ein JK-Flipflop 25 bezeichnet den am wenigsten signifikanten Bit eines Vorwärts/Rückwärtszählers, während ein JK- Flipflop 26 einen mittleren Bit und ein JK-Flipflop 27 den signifikantesten Bit (MSB) des Zählers bezeichnet. Die Rücksetzoperation wird durchgeführt, indem der J- Eingang jedes Flipflops auf den Pegel "L" und der K- Eingang jedes Flipflops auf den Pegel "H" eingestellt wird. Darüberhinaus erfolgt das Zählen dadurch, daß die J- bzw. K-Eingänge jedes Flipflops bei jedem Abtasttakttiming auf der Basis des Ausgangszustands jedes Flipflops und des Zustandes des Eingangssignals 5 geregelt wird. In dieser Ausführungsform ist die Anzahl der Gates klein; somit ist diese Ausführungsform nicht nur für das Beseitigen des Klapperns und des Rauschens aus den angelegten Eingangssignalen wirksam, sondern sie ist auch einfach herzustellen.
Fig. 10 zeigt eine weitere Ausführungsform des digitalen Filters, die zum direkten Regeln der Änderung jedes Bits auf der Basis eines Zustandsübergangsdiagramms ausgebildet ist. Der in Fig. 5 gezeigte digitale Filter 1 kann auch so, wie im Blockschaltbild von Fig. 10 gezeigt, ausgebildet sein. Das Filtereingangssignal 5 wird dem voreinstellbaren reversierbaren Vorwärts/Rückwärtszähler 31 zugeführt, um durch seinen Logikpegel eine Vorwärtszählbetriebsart oder eine Rückwärtszählbetriebsart zu initiieren. Das Abtasttaktsignal 7 startet die Zähloperation und das Ausgangssignal des reversierbaren Zählers 31 wird durch die Schwellwerterfassungsschaltungen 44 und 45 überwacht. Wenn der Wert dieses Ausgangssignals den voreingestellten Schwellenwert erreicht, geben die Schwellenwerterfassungsschaltungen 44 und 45 die Schwellenwerterfassungssignale 62 und 63 aus. Auf der Basis dieser Schwellenwerterfassungssignale 62 und 63 erzeugt eine voreingestellte Befehlserzeugungsschaltung 46 einen voreingestellten Befehl 34, und eine voreingestellte Datenerzeugungsschaltung 47 erzeugt die voreingestellten Daten 35. Der voreingestellte Befehl 34 und die voreingestellten Daten 35 werden dem reversierbaren Vorwärts/Rückwärtszähler 31 zugeführt. Durch die Verwendung dieser Schaltungen 44 bis 47 wird der Zählwert automatisch in Abhängigkeit von der augenblicklichen Ausgabe des reversierbaren Zählers 31 auf den korrekten Wert eingestellt, so daß die Zähloperation ununterbrochen erfolgt. Somit ist es mögliche ein zufriedenstellendes Hystereseverhalten zu erzielen.
Fig. 11 zeigt ein spezielleres Beispiel der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform. In dieser Ausführungsform wird ein synchroner, binärer, reversierbarer Vorwärts/Rückwärtszähler 31 mit vier Bits als Vorwärts/Rückwärtszähler verwendet, um eine Operation mit sechzehn Zuständen vorzusehen, bei dem der Schwellenwert eher acht als vier ist. Anders als der in Fig. 9 gezeigte Schaltkreis, verwendet dieser, in Fig. 11 gezeigte Schaltkreis, einen gewöhnlichen Vorwärts/Rückwärtszähler. Daher läßt sich in dem Fall, in dem ein logischer IC für allgemeine Zwecke zur Verwirklichung dieser Ausführungsform verwendet wird, sagen, daß diese Ausführungsform wegen der geringen Anzahl notwendiger Elemente vorteilhaft ist.
Fig. 12 zeigt einen Ablaufplan der Operation der Ausführungsform von Fig. 11. In dem Fall, in dem der Pegel des Filtereingangssignals 5 der Pegel "H" ist, wenn der Zählwert des Zählers 31 sieben beträgt (Qa=1, Qb=1, Qc=1 und Qd=0), nimmt das Erfassungssignal des Einschaltschwellenwertes 62 den Pegel "L" ein, so daß der Pegel des Filterausgangssignals 6 mit dem Eingangstiming des Abtasttaktes zu "H" wird, das heißt, wenn der Zählwert im reversierbaren Zähler 31 zunimmt. Gleichermaßen, wenn der Pegel des Filtereingangssignals 5 der Pegel "L" ist, wenn der Zählwert acht beträgt (Qa=0, Qb=0, Qc=0 und Qd=1) , nimmt das Erfassungssignal des Ausschaltschwellenwertes 63 den logischen Pegel "L" ein, so daß der Pegel des Filterausgangssignals 6 mit dem Eingangstiming des Abtasttaktes zu "L" wird, das heißt, wenn der Zählwert des reversierbaren Zählers 31 abnimmt.
Es ist möglich, die Rücksetzoperation dadurch durchzuführen, daß der Zähler automatisch mit Hilfe des Rücksetzsignals 8 auf null gesetzt wird. Wenn es einen Rücksetzeingang im Vorwärts/Rückwärtszähler 31 gibt, wie durch die gepunktete Linie in Fig. 12 gezeigt, ist es möglich, die Rücksetzoperation dadurch durchzuführen, daß dieser Rücksetzeingang direkt am Zähler vorgesehen wird. Im Beispiel von Fig. 11, ist jedoch das Ausgangsdatensignal 35 der voreingestellten Datenerzeugungsschaltung 47 so eingestellt, daß es in Abhängigkeit vom augenblicklichen Zustand des reversierbaren Zählers 31 null oder fünfzehn anzeigt. Stattdessen ist es möglich, andere Werte aus der voreingestellten Datenerzeugungsschaltung 47 auszugeben, so daß die Hysteresebreite klein wird. Beispielsweise läßt sich die Hysteresebreite von 8 Ts auf 7 Ts reduzieren, indem die Schaltung 47 auf das Erzeugen von eins und vierzehn voreingestellt wird.
In der oben angegebenen Ausführungsform wird der digitale Filter durch die Verwendung eines binären Vorwärts/Rückwärtszählers gebildet. Der zu verwendende Zähler ist erfindungsgemäß jedoch nicht notwendigerweise auf einen binären Vorwärts/Rückwärtszähler beschränkt. Die Erfindung verwendet generell einen reversierbaren Zähler und sieht eine Hysterese zum Zustandsübergang zu dem Zeitpunkt vor, an dem der Zählwert über einen Schwellenwert hinausgeht oder ihn unterschreitet. Wenn somit ein Zähler in dieser Weise verwendet wird, ist es möglich, einen digitalen Filter mit einem zufriedenstellenden Hystereseverhalten anzugeben.
Die oben beschriebenen Fig. 7(a) bis 7(c) sind Zustandsübergangsdiagramme für einen digitalen Filter, der erfindungsgemäß im Falle von acht Zuständen einen binären Vorwärts/Rückwärtszähler verwendet; und Fig. 7(a) zeigt das größte Impulsbeseitigungsvermögen und die größte Hysteresebreite. Es ist auch möglich, ein Zustandsübergangsdiagramm zu erzeugen, das maximal 2N Zustände aufweist, wenn generell N Flipflops verwendet werden. In diesem Fall ist der Ausgang den im Zustandsübergangsdiagramm gezeigten Zuständen unterworfen, die die in Fig. 7(a) gezeigte Hysterese aufweisen, jedoch ohne, daß ein binärer Zähler verwendet wird. Somit ist es möglich, einen digitalen Filter mit einem Impulsbeseitigungsvermögen und einer Hysteresebreite von &sub2;N-1 TS auszubilden, imdem lediglich Flipflops und logische Elemente verwendet werden. Fig. 13 zeigt eine Ausführungsform, die auf diesem Konzept beruht. In Fig. 13 zeigt der Wert mit den Paranthesen in jedem Zustand ein Beispiel für einen entsprechend dem Zustand zugeordneten Zählwert, und es ist ein wichtiges Merkmal dieser Erfindung, daß diese Zuordnung beliebig erfolgen kann. Diese Ausführungsform zeigt ein Beispiel einer Zuordnung gemäß den Zeichen von m Bits in einem Fall, in dem nur eine Bitzahl beim Übergang zwischen den benachbarten Zuständen geändert werden muß. In dieser Hinsicht zeigt ein Vergleich der Fig. 8 und 13, daß die Zählwerte für die Zustände S&sub2;, S&sub3;, S&sub6; und S&sub7; in den entsprechenden Diagrammen unterschiedlich sind.
Fig. 14 zeigt einen Filterkreis gemäß dem Zustandsübergangsdiagramm von Fig. 13. In Fig. 14 bezeichnet ein D- Flipflop 48 den am wenigsten signifikanten Bit (LSB), ein D-Flipflop 49 bezeichnet einen mittleren Bit, während ein D-Flipflop 50 den signifikantesten Bit (MSB) bezeichnet. Die Rücksetzoperation erfolgt durch Vorsehen eines Löscheingangs am D-Flipflop jedes Bits. Die reversierbare Zähloperation wird durch Regeln der D- Eingänge der D-Flipflops 48 bis 50 auf der Basis des Filtereingangssignals 5 und des Ausgangszustands jedes Flipflops durchgeführt. Wie oben beschrieben, zählt der reversierbare Zähler seinen Zählwert mit Hilfe von in Bits. Somit läßt sich die Regelungslogik des Eingangs jedes Bits im Flipflop vereinfachen, und es werden weniger Gates benötigt. Aus diesem Grunde ist die vorliegende Ausführungsform für eine hohe Schaltkreisintegraton (LSI) eines Gate-Arrays und dergleichen in dem Fall vorteilhaft, in dem eine signifikante Zahl von Eingangssignalen im Filter verarbeitet wird.
Die obige Beschreibung konzentrierte sich auf die Anordnung des digitalen Filters 1, jedoch sind auch andere Merkmale des in Fig. 5 gezeigten Filterkreises der Erfindung bemerkenswert. Beispielsweise erzeugt der Abtasttaktgeneratorkreis 2 mehrere Abtasttaktimpulse, von denen jeder, wie oben angegeben, eine unterschiedliche Frequenz aufweist, und eines dieser Abtasttaktimpulssignale wird durch den Abtasttaktauswahlkreis 4 gemäß dem Wert ausgewählt, der durch den Zeitkonstanteneinstellkreis 3 eingestellt worden ist. Somit ist es möglich, die Dauer des dem digitalen Filter 1 zugeführten Abtasttaktimpulssignals zu verändern, und es ist auch möglich, die Zeitkonstanten entsprechend der maximalen Entfernungspulsbreite und der Eingangs/Ausgangsverzögerungszeit zu ändern. Beispielsweise wird in dem in Fig. 4 gezeigten Ablaufplan die Einschaltverzögerungszeit 17 dadurch bestimmt, wenn sich der Ausgangspegel auf den Pegel "H" ändert, daß gezählt wird, wie oft der abgetastete Eingangspegel den Pegel "H" aufweist. Wenn daher die Pegel "H" kontinuierlich abgetastet werden, beträgt die Verzögerungszeit 3Ts bis 4Ts. Wenn andererseits der Pegel "L" nur einmal während einer positiven Sequenz abgetastet wird, wie durch den Impuls 22 in Fig. 6 angegeben, beträgt die Verzögerungszeit 5Ts bis 6Ts. Andererseits vergrößert ein einmaliges Abtasten des Pegels "L" die Verzögerungszeit stark von 3Ts bis 7Ts und 8Ts im in Fig. 3 gezeigten herkömmlichen Filterkreis. Verglichen mit dem herkömmlichen Filterkreis ist es möglich, erfindungsgemäß einen stabilen Betrieb in einer vorteilhaften Weise zu erhalten.
Ähnliche Vorteile beziehen sich auf die Ausschaltzeit 18. Im allgemeinen läßt sich die maximale Verzögerungszeit durch
(Maximale Verzögerungszeit) = (Übergangsdistanz zum Schwellenwert) x (Abtastdauer: Ts) ... (1)
ausdrücken, wenn der digitale Filter nicht durch Klappern beaufschlagt wird. Wie oben beschrieben, läßt sich die maximale entfernbare Impulsbreite durch
(Maximale entfernbare Impulsbreite) = (Übergangsdistanz zum Schwellenwert) x (Abtastdauer: Ts) ... (2)
ausdrücken, so daß diese maximale entfernbare Impulsbreite den Wert der maximalen Verzögerungszeit erhält. Wie oben beschrieben, können sowohl die maximale Verzögerungszeit als auch die maximale entfernbare Impulsbreite durch eine Funktion ausgedrückt werden, deren Wert von der Abtastdauer Ts abhängt. Aus diesem Grunde können diese Werte dadurch geändert werden, daß, wie in der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform beschrieben, die Abtastdauer Ts geändert wird. Es ist daher in dem Fall, in dem der erfindungsgemäße Filterkreis für einen Eingangsabschnitt 38 eines programmierbaren Reglers 10 ausgelegt ist, wie in Fig. 15 gezeigt, möglich, die Verzögerungszeit dadurch zu reduzieren, daß dem digitalen Filter ein Abtasttakt mit einer kurzen Dauer zugeführt wird, wenn die externe Einrichtung ein rasches Ansprechen erforderlich macht. Wenn darüberhinaus bei der externen Einrichtung 9 kein derart schnelles Ansprechen erforderlich ist, ist es möglich, das Rauschen und Klappern im wesentlichen zu beseitigen, indem dem digitalen Filter ein Abtasttaktimpulssignal einer langen Dauer zugeführt wird. Im ersteren Fall ist es wesentlich, die Reaktion zu erhalten, daß die Abtastdauer Ts ausgewählt ist, so daß die folgende Bedingung erfüllt werden kann:
Ts ≤ (Programmabfragezeit) ... (3).
Die Programmabfragezeit ist gleich einer Bearbeitungszeit (oder Ausführungszeit), wenn der Operationsabschnitt 14 wiederholt ein in einem Speicherabschnitt 40 im programmierbaren Regler 10 gespeichertes Steuerprogramm ausführt. Wenn daher die obige Bedingung erfüllt ist, ist es möglich, die auf den neuen Eingangssignaldaten basierende Operation bei jeder Verarbeitung durchzuführen, so daß es möglich ist, die Verarbeitungsgeschwindigkeit des Operationsabschnittes praktisch zu nutzen.
In dem Fall, in dem ein von einem Drehgeber oder dergleichen gelieferter Impuls zum Durchführen einer Positionsbestimmungsregelung, einer Geschwindigkeitsregelung oder einer Schnittlängenregelung eines Rollenschneiders erhalten wurde, muß für die Eingabe des Pegels "L" oder "H" des Eingangssignals folgendes erfüllt sein:
(Maximale entfernbare Impulsbreite) < (Minimale Dauer des Eingangssignals)/2 = 1/2 x (Maximale Frequenz des Eingangssignals) ... (4) .
Auf der Grundlage der Gleichungen (2) und (4) muß die Abtastdauer Ts so bestimmt werden, daß folgendes erfüllt ist:
(Zustandsübergangsabstand zum Schwellenwert) x (Abtastdauer: Ts) < 1/2 x (Maximale Frequenz des Eingangssignals: fmax) . . Ts < 1/2fmax x (Zustandsübergangsabstand zum Schwellenwert) ... (5) .
Inzwischen wird im Falle einer externen Einrichtung, bei der kein rasches Ansprechen erforderlich ist, die Abtasttaktimpulsdauer in Abhängigkeit von der charakteristischen Eigenschaft der mit dem Eingangsabschnitt 38 der Einrichtung verbundenen Einrichtung eingestellt, so daß das eingegebene Klappern oder Rauschen im ausreichenden Maße entfernt werden kann. Beispielsweise kann in dem Fall, in dem sich die Begrenzung des Relaiskontakts im Bereich von einigen Millisekunden befindet, die maximale entfernbare Impulsbreite auf 10 ms eingestellt werden. Das läßt sich durch die folgende Beziehung ausdrücken:
(Maximale entfernbare Impulsbreite) ≥ (Maximale Impulsbreite des Eingangsrauschens) ... (6) .
Somit muß aufgrund der Beziehungen (2) und (6) die Abtastdauer gegenüber dem Kontakt derart eingestellt werden, daß dem folgenden Verhältnis entsprochen wird:
Ts ≥ (Maximale Impulsbreite des Eingangsrauschens) : Zustandsübergangsabstand zum Schwellenwert) ... (7) .
Es ist möglich, mehrere Zeitkonstanteneinstellkreise 3 und Abtasttaktauswahlkreise 4 vorzusehen, mit deren Hilfe die unterschiedlichen Abtasttaktsignale entsprechend zugeführt werden, um mehrere Eingangssignale zu verarbeiten. Fig. 16 zeigt eine derartige Ausführungsform. In dieser Ausführungsform sind die 2-Bitregister, die den Wert vom Operationsabschnitt einstellen können, als Zeitkonstanteneinstelleinrichtung 3 vorgesehen, ein Frequenzteilungszähler ist als Abtasttaktgeneratorkreis 2 und zwei Datenselektoren, die ein Datensignal aus vier eingegebenen Datensignalen auswählen können, sind als Abtasttaktauswahlkreis 4 vorgesehen. Auf diese Weise werden verschiedene eingestellte Werte in zwei Zeitkonstanteneinstellregister 3 eingegeben, deren Ausgänge durch zwei Datenselektoren 4 unabhängig angewählt werden, wodurch zwei Abtasttaktsignale 7 erhalten werden, die mehreren digitalen Filtern 1 zugeführt werden. Somit ist es möglich, die Verzögerungszeit für das Filtereingangssignal zu verkürzen, für das ein Hochgeschwindigkeitsansprechen erforderlich ist. Darüberhinaus ist es möglich, das Rauschen und Klappern in ausreichender Weise aus anderen Filtereingangssignalen zu entfernen, bei denen ein derartiges Hochgeschwindigkeitsansprechen nicht erforderlich ist.
Schließlich ist es möglich, den in Fig. 5 gezeigten Zeitkonstanteneinstellkreis 3 durch einen Schalter, ein Register oder andere herkömmliche Einrichtungen auszubilden. Anstatt daß die Taktsignale mit unterschiedlichen Frequenzen dadurch erhalten werden, daß das Basistakteingangssignal 42 im Abtasttaktgeneratorkreis 2 aufgeteilt wird, ist es möglich, einen bekannten Oszillatorkreis zu verwenden, der direkt mehrere Taktsignale erzeugt. Des weiteren ist es offensichtlich, daß das Abtasttaktsignal 7, das dem digitalen Filter 1 zugeführt wird, von einem Gleitfrequenzoszillator geliefert werden kann.
Da diese Erfindung eine große Hysteresebreite und ein hohes Impulsbeseitigungsvermögen angibt, lassen sich die Klapper- und Rauschwiderstandsgrößen für die Eingangswellenform verbessern. Darüberhinaus umfaßt der erfindungsgemäße Schaltkreis keine Kapazitäten, so daß eine temperaturstabilisierte Kennlinie erhalten werden kann, und die Erfindung für eine Schaltkreisintegration geeignet ist. Des weiteren kann die Zeitkonstante durch eine Änderung der Taktfrequenz geändert werden, so daß es möglich ist, die Verzögerungszeit für das Eingabesignal, bei dem eine Hochgeschwindigkeitseingabe erforderlich ist, zu reduzieren. Des weiteren ist es möglich, eine optimale Filterkennlinie gegen das Rauschen zu erhalten, das von Umwelt- und Strombedingungen abhängt, und die Stabilität der Verzögerungszeit kann merklich verbessert werden.

Claims

1. Filterkreis mit

- einer Taktsignalerzeugungseinrichtung (2) zur Erzeugung eines Abtasttaktsignals,

- einer Einrichtung (4) zum Abtasten von zwei Ebenen eines Eingangssignals,

- einem reversierbaren Zähler (31) zum Ausführen einer Vorwärtszähloperation, wenn sich ein abgetasteter Wert des Eingangssignals auf einem hohen Pegel, und einer Rückwärtszähloperation, wenn sich ein abgetasteter Wert des Eingangssignals auf einem niedrigen Pegel befindet,

- einer mit dem reversierbaren Zähler (31) gekoppelten ersten Regeleinrichtung (44) zum Erfassen eines ersten Schwellenwerts eines Zählwerts des reversierbaren Zählers (31),

- einer mit dem reversierbaren Zähler (31) gekoppelten zweiten Regeleinrichtung (45) zum Erfassen eines zweiten Schwellenwerts eines Zählwerts des reversierbaren Zählers (31),

- einer Einrichtung zum Vorsehen eines Filterkreisausgangs (6),

dadurch gekennzeichnet, daß

- die erste Regeleinrichtung (44) zum Einstellen des Zählwerts des reversierbaren Zählers (31) auf einen Wert vorgesehen ist, der gleich dem ersten Schwellenwert plus einem vorgegebenen Wert ist, wenn der Zählwert über dem ersten Schwellenwert liegt,

- die zweite Regeleinrichtung (45) zum Einstellen des Zählwerts des reversierbaren Zählers (31) auf einen Wert vorgesehen ist, der gleich dem zweiten Schwellenwert minus dem vorgegebenen Wert ist, wenn der Zählwert unter dem ersten Schwellenwert liegt, und

- daß der Ausgang des signifikantesten Bits (MSB) des reversierbaren Zählers als Filterkreisausgang vorgesehen ist.

2. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der reversierbare Zähler ein synchroner, binärer Vorwärts/Rückwärtszähler (31) ist.

3. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem die erste Regeleinrichtung und die zweite Regeleinrichtung entsprechende logische Gatter umfassen, die die Ausgänge des Vorwärts/Rückwärtszählers mit dessen Eingängen verbinden.

4. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der reversierbare Zähler mehrere Flipflops (25, 26, 27) umfaßt, die durch eine Logikgatteranordnung miteinander verbunden sind.

5. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der erste Schwellenwert drei, der zweite Schwellenwert vier und der vorgegebene Wert vier ist.

6. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der erste Schwellenwert sieben, der zweite Schwellenwert acht und der vorgegebene Wert acht ist.

7. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der erste Schwellenwert anders als der zweite Schwellenwert ist und der vorgegebene Wert gleich dem ersten Schwellenwert ist.

8. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der erste Schwellenwert anders als der zweite Schwellenwert ist und der vorgegebene Wert gleich dem zweiten Schwellenwert ist.

9. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der erste Schwellenwert, der zweite Schwellenwert und der vorgegebene Wert voneinander verschieden sind.

10. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem die Taktsignalerzeugungseinrichtung (2) einen Kristalloszillator umfaßt.

11. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem die Taktsignalerzeugungseinrichtung (2) umfaßt:

- eine Erzeugungseinrichtung (36) zum Erzeugen mehrerer Taktsignale, von denen jedes eine unterschiedliche Frequenz aufweist, und

- eine Auswahleinrichtung zum Auswählen eines durch die Erzeugungseinrichtung erzeugten Taktsignals und zum Ausgeben des ausgewählten Tatksignals als Abtasttaktsignal.

12. Filterkreis gemäß Anspruch 11, in dem die Erzeugungseinrichtung einen Kristalloszillator umfaßt, der mit einem Frequenzteiler verbunden ist.

13. Filterkreis gemäß Anspruch 1, in dem der reversierbare Zähler mehrere Flipflops (48, 49, 50) umfaßt, die durch eine Logikschaltkreisanordnung miteinander verbunden sind, um eine Sequenz von Zählwertzuständen zu erzeugen, von denen jeder einen beliebig zugeordneten Zählwert aufweist.

14. Filterkreis gemäß Anspruch 13, in dem die Zählwerte der angegebenen Sequenz von Zählwertzuständen derart zugeordnet sind, daß nur eine Bitzahl im Übergang zwischen den benachbarten Zählwertzuständen in der genannten Sequenz geändert wird.