JP2002527754A - 運動センサ用の信号処理方法および回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、運動情報を含む少なくとも１つの第１の入力パルス列を発生するアクティブ式運動センサ（３）のための信号を処理する方法と回路装置に関する。その際、パルス列の各々の入力信号が少なくとも１個の積分フィルタ回路（ＦＳ１，ＦＳ２）によって積分され、関連する出力パルスが次のような時間の間に発生させられる、すなわち積分された信号が設定可能な第１の閾値を上回った後で設定可能な第２の閾値よりも大きく、それによって出力パルスが入力パルスに対して時間的に遅れる間に発生させられる。従って、遅延時間よりも短い時間のノイズが効果的に抑制される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、運動情報を含む少なくとも１つの第１の入力パルス列を発生するア
クティブ式運動センサ、特にアクディブ式回転速度センサのための信号を処理す
る方法と回路装置に関する。

【０００２】 アクティブ式運動センサは一般的に、永久磁石（センサ要素）を有する静電的
な感知要素を備えた測定値ピックアップからなっている。この永久磁石は、検出
すべき運動を行うエンコーダ（測定値トランスデューサ）に磁気的に接続されて
いる。その際、センサ要素はこの運動によって引き起こされる、磁束密度と磁界
ベクトルの変化に応答する。センサ要素の出力信号は変調器に供給される。この
変調器は周期的なセンサ電圧または周期的なセンサ電流を発生する。この場合、
周期は運動速度によって決定される。

【０００３】 公知のパッシブ式センサ対する、このアクティブ式センサの特別な利点は、発
生したセンサ信号の電圧が運動状態と特に運動速度に左右されず、それによって
レベル適合と保護回路がほとんど不要であることにある。この理由から、アクテ
ィブ式運動センサは普及しつつある。一般的に、実施形に応じてパルス電圧また
はパルス電流が発生し、このパルス電圧またはパルス電流は、処理および評価の
ためにセンサ信号として信号処理装置に供給され、そして例えば駆動制御装置ま
たはブレーキスリップ制御装置に、運動信号として伝送される。

【０００４】 この場合勿論、ノイズを回避するために手段を講じなければならない。そして
、それでもなおノイズが発生する場合には、車両運転を危険にする応答が生じな
いようにすべきである。これに関連して、センサ信号の全体故障につながるノイ
ズと、影響を受けた制御が実際の車両運転状態に適した方法でもはや作用しない
ようにこの信号に影響を与えるノイズとを区別すべきである。後者のノイズは例
えば点火パルス、ＥＳＤ放電および他の信号によって引き起こされ得る。このノ
イズの時間は有効信号時間の３分の１以下である。このノイズはセンサ信号との
重畳によって、その周波数を一時的に変更し、それによって運動速度の変化が信
号処理装置によって間違って示される。

【０００５】 運動状態の実際の変化に基づくセンサ信号の変化と、センサ信号に影響を与え
るノイズに基づく信号とを区別することが困難であり、コストがかかるので、従
来はセンサ信号の誤解釈防止の手段は断念していた。

【０００６】 そこで、本発明の根底をなす課題は、一時的にのみ発生しかつセンサ信号を誤
解釈するように発生するノイズの作用を実質的に阻止することができる、冒頭に
述べた種類のアクティブ式運動センサのための信号処理方法と回路装置を提供す
ることである。

【０００７】 この課題は、冒頭に述べた種類のアクティブ式運動センサのための信号を処理
する方法において、パルス列の各々の入力信号が積分（積算、統合）され、関連
する出力パルスが次のような時間の間に発生させられる、すなわち積分された信
号が設定可能な第１の閾値を上回った後で設定可能な第２の閾値よりも大きく、
それによって出力パルスが入力パルスに対して時間的に遅れる間に発生させられ
ることによって解決される。

【０００８】 上記課題は更に、冒頭に述べた種類のアクティブ式運動センサのための信号を
処理する回路装置において、少なくとも１個の積分フィルタ回路が設けられ、こ
の積分フィルタ回路によって、パルス列の各々の入力パルスが積分され、関連す
る出力パルスが次のような時間の間に発生させられる、すなわち積分された信号
が設定可能な第１の閾値を上回った後で設定可能な第２の閾値よりも大きく、そ
れによって出力パルスが入力パルスに対して時間的に遅れる間に発生させられる
ことによって解決される。

【０００９】 この解決策は、遅延時間よりも短いノイズがこの遅延時間よりも少しだけ長く
なり、許容可能な範囲内の小さな速度変化として見なされることにある。積分に
よって生じた遅延時間よりも長く続くノイズのみ、エラーを生じる。しかし、こ
のエラーはこの時間的な遅延によって初めて発生する。

【００１０】 従属請求項は本発明の他の有利な実施形を記載している。

【００１１】 それによれば、積分フィルタ回路は、１個のコンデンサと少なくとも１個の電
源を有するアナログフィルタを備え、コンデンサを充電するためにおよび積分さ
れた信号を発生するために入力パルスをこの電源に供給可能であり、第１と第２
の閾値がそれぞれ、コンデンサで低下する予め設定された電圧値によって決定さ
れている。

【００１２】 その代わりに、積分フィルタ回路が少なくとも１個のカウンタを有するデジタ
ルフィルタを備え、このカウンタに、作動のために入力パルスを供給可能であり
、積分された信号がカウンタ読みを示し、第１と第２の閾値がそれぞれ、予め設
定された達成すべきカウンタ読みによって決定されている。

【００１３】 他の詳細、特徴および効果は、図に基づく好ましい実施の形態の次の説明から
明らかになる。

【００１４】 図１はアクティブ式運動センサ用の信号処理のための回路装置を備えたセンサ
装置の一般的な原理−ブロック回路図が示してある。図示の場合、エンコーダ１
が設けられている。このエンコーダは検出すべき回転運動を行い、磁束密度また
は磁界ベクトルの変化によって、センサ要素２を付勢する。センサ要素はセンサ
モジュール３にまとめられた構造グループの一部である。この構造グループは変
調器（モジュレータ）４と電源５を備えている。変調器４はセンサ要素２の出力
信号と、付加的な端子Ｋ５を経て供給される任意のデータ信号に依存して、電源
を制御するので、運動情報を含む第１の入力パルス列と、追加情報を含む第２の
入力パルス列が発生させられる。従って、このセンサはいわゆる３レベルセンサ
である。２レベルセンサと異なり、この３レベルセンサは運動情報のほかに追加
情報（データ）も伝送可能である。この両パルス列はノイズ抑制のために、第１
と第２のフィルタ回路ＦＳ１，ＦＳ２に供給される。このフィルタ回路の出力パ
ルスは信号処理装置６で更に処理される。

【００１５】 冒頭に述べた種類のノイズを抑制するために、次に、図２，４を参照して、第
１または第２のフィルタ回路ＦＳ１，ＦＳ２について説明する。フィルタ回路の
選択の見地から、運動信号のノイズとデータ信号のノイズを区別すべきである。
運動信号が例えば動的な車両状態を演算するために考慮されるので、特にノイズ
のないようにろ波しなければならない。そのために、図２の第１のフィルタ回路
として積分アナログフィルタが適している。なぜなら、このアナログフィルタが
ほぼ一定の遅延時間を有し、ジッターがないからである。

【００１６】 データ信号は一般的に、走行動特性と関係がないので、それについて多くのエ
ラーが許容される。この理由から、一般的に、積分デジタルフィルタとデジタル
遅延素子を備えた図４に示した第２のフィルタ回路を使用することで充分である
。

【００１７】 図２は第１のフィルタ回路を示している。このフィルタ回路はセンサ信号の異
なる電流レベルを電圧レベルに変換および分配するための回路ユニットを備えて
いる。２レベル信号と３レベル信号を供給可能である。フィルタ回路はセンサ電
流信号のための第１の入力部ＡＳ１を備えている。この入力部は電流を制限する
ためおよび設定可能な電流鏡映のために回路部分１０に接続されている。同様に
回路部分１０に接続された第２と第３の制御信号入力部ＡＳＤＥ，ＡＳＨＣを介
して、回路部分１０の入力電流と出力電流の間の比を決定する鏡映ファクターを
調節することができる。従って、異なる電流レベルを有する異なるセンサに対し
てフィルタ回路を適合させることができ、従ってセンサ電流の標準化が可能であ
る。

【００１８】 センサ電流の鏡映のために、回路部分１０の出力部は分路抵抗器ＲＳ１を経て
アースされている。この分路抵抗器ではセンサ電圧が低下する。センサモジュー
ル３または変調器４がセンサ電流の代わりに適切なセンサ電圧を発生する場合に
は、電流鏡映は勿論不要である。

【００１９】 電圧レベルに変換された電流レベルを評価するために、センサ電圧は第１乃至
第４のコンパレータＫ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の非反転入力部に供給される。フィ
ルタ回路の第４の入力部ＣＵＲＲＥＦには基準電流が供給される。この場合、こ
の入力部とアースの間には、第１乃至第４のコンパレータＫ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ
４からなる第１の直列接続部と、それに対して並列に接続された、第５乃至第７
の抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７からなる第２の直列接続部が設けられている。

【００２０】 第４の入力部ＣＵＲＲＥＦは更に、第４のコンパレータＫ４の反転する入力部
に接続されている。第３のコンパレータＫ３の反転する入力部は、第１の切換ス
イッチ（コミュテータ）Ｓ１を介して、第１と第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２の間の第１
のタップまたは第５と第６の抵抗Ｒ５，Ｒ６の間の第２のタップに選択的に接続
可能である。第２のコンパレータＫ２の反転入力部は第２と第３の抵抗Ｒ２，Ｒ
３の間の第３のタップに接続されている。第１のコンパレータＫ１の反転入力部
は第２の切換スイッチＳ２を介して第３と第４の抵抗Ｒ３，Ｒ４の間の第４のタ
ップまたは第６と第７の抵抗Ｒ６，Ｒ７の間の第５のタップに接続可能である。
切換えスイッチＳ１，Ｓ２は第１の論理和素子０１を介して操作可能である。こ
の論理和素子の入力部はフィルタ回路の第２または第３の入力ポートＡＳＤＥ，
ＡＳＨＣに接続されている。

【００２１】 この回路ユニットによって、第１の入力部ＡＳＩに供給されるセンサ信号は、
５つの異なる電流レベルまたは電圧レベルに分類される。このレベルは次の状態
に一致する。 ａ）（センサが接続されていないかまたはセンサが故障しているときの）低いセ
ンサ供給電流、 ｂ）目標範囲内のセンサ零入力電流（センサ閉鎖回路電流）、 ｃ）（３レベルセンサのときの）高いレベルのデータ信号、 ｄ）高いレベルの運動信号、 ｅ）（アースに対する短絡が入力部に存在するかまたはセンサが故障していると
きの）高すぎるセンサ供給電流。

【００２２】 基準電圧は第４の入力部ＣＵＲＲＥＦに供給される基準電流と両抵抗直列接続
部によって発生し、低い電位が第２と第３の入力部ＡＳＤＥ，ＡＳＨＣに供給さ
れかつ切換スイッチＳ１，Ｓ２が２つの電圧閾値の間で切換えるために付勢され
る場合を除いて、センサ電流の標準化に基づいて、すべてのセンサについて一定
である。

【００２３】 第１乃至第４のコンパレータＫ１〜Ｋ４のそれぞれの出力部には、瞬時のセン
サ電圧レベルに依存して、第１乃至第４の出力信号ＬＶＬ１〜ＬＶＬ４が供給さ
れる。この信号はデータ信号をろ波するために第２のフィルタ回路（出力ＬＶＬ
［4:1 ］）に供給される。運動信号をろ波するために、第２または第３のコンパ
レータＫ２，Ｋ３の出力信号ＬＶＬ２，ＬＶＬ３は第１のマルチプレクサＭ１に
供給される。このマルチプレクサを制御するために、第１の論理積素子Ｕ1 が設
けられている。この論理積素子の入力部には、第２と第３の制御信号入力ＡＳＤ
Ｅ，ＡＳＨＣが供給され、その出力部は第１のマルチプレクサＭ１の制御入力部
に接続されている。

【００２４】 第１のマルチプレクサＭ１は、２レベルセンサの場合第２のコンパレータＫ２
の出力信号ＬＶＬ２が、そして３レベルセンサの場合第３のコンパレータＫ３の
出力信号レベルＬＶＬ３がコンパレータ信号ＬＶＬＡＳＯとして導かれ、アナロ
グスイッチＳ３の制御ポートに供給されるように制御される。図示した第１のフ
ィルタ回路は３レベルセンサのために設計されている。なぜなら、この場合、運
動信号をデータ信号の伝送に有利になるように短縮しなればならないからである
。従って、アナログスイッチＳ３は、閾値に達する運動信号に応答して開閉され
る。この閾値は第４の入力部ＣＵＲＲＥＦに供給された基準電流によって発生す
る。

【００２５】 アナログスイッチＳ３の開閉によって、第１の電源Ｉ１と、この第１の電源に
対して直列の第２の電源Ｉ２が互いに接続される。この両電源は正の供給電圧（
５Ｖ）とアースに接続されている。第１の電源Ｉ１に対して平行に、コンデンサ
Ｃが接続されている。それによって、このコンデンサには一定の電流が充電され
る。アナログスイッチＳ３を閉鎖することによって、付加的な電流（約２×Ｉ１
）が流れるので、電圧ＵＩ ＡＳＯのほぼ線形の上昇または低下がコンデンサで
達成される。コンデンサ電圧は第５のコンパレータＫ５の非反転入力ポートに供
給される。ヒステリシスＵ_thを有する第５のコンパレータＫ５の反転入力部には
、約２．５Ｖの一定の電圧が供給される。第５のコンパレータＫ５の出力部は第
１のフィルタ回路の出力ポートＡＳＯに接続され、この出力ポートには遅延した
運動センサパルス信号ＡＳＬ３が供給される。

【００２６】 第１のフィルタ回路の機能については、運動信号（車輪パルス）がコンデンサ
Ｃを常に限界まで充電することが重要である。この場合、センサパルス幅と、コ
ンデンサＣの容量のばらつきのすべての誤差および第１と第２の電源のＩ１，Ｉ
２の偏差が考慮される。その際、第５のコンパレータＫ５のヒステリシスはでき
るだけ大きく選定される。なぜなら、このヒステリシスがノイズ抑制に直接かか
わるからである。更に、アナログスイッチＳ３の開閉時の遅延がアナログ遅延と
比べて無視できることが要求される。これに対して、第５のコンパレータＫ５の
遅延は、その遅延時間がセンサ信号−パルス持続時間よりも小さいときには重要
ではない。

【００２７】 次に、図３に示した電圧変化および電流変化に基づいて、第１のフィルタ回路
の機能を説明する。エンコーダ１の運動によって、センサ内にセンサパルス電圧
ＢＰ（運動信号）が発生する。この運動電流のパルスは図３ａに示した適当な処
理の後でほぼ方形であり、ほぼ一定のパルス持続時間Ｔ０を有する。変調器４に
よって発生したセンサ電流Ｉ_ASI は図３ｂに示してある。センサパルスＢＰの立
ち上がりエッジによって、この電流は第１の電流閾値Ｉ_LVL1よりも少しだけ大き
な第１の値Ｉ_SENS1 から、第３の値Ｉ_SENS3 までほぼ線形に上昇する。第１の時
間Ｔ１ｐが経過した後で第３の電流閾値Ｉ_LVL3に達することによって、第３のコ
ンパレータＫ３の出力ＬＶＬ３は図３ｃに従って高いレベルに切換えられるので
、アナログスイッチＳ３が閉じられ、コンデンサＣが充填される。

【００２８】 コンデンサＣひいては第５のコンパレータＫ５の非反転入力部における電圧Ｕ
Ｉ ＡＳＯの変化が図３ｄに示してある。この電圧は下側の閾値ＬＯ ＴＨＲの
下方の最小値Ｖmin から、最大値Ｖmax までほぼ線形に増大する。この最大値は
５Ｖの供給電圧によって発生し、上側の閾値ＵＰ ＴＨＲの上方にある。電圧Ｕ
Ｉ ＡＳＯが第２の持続時間Ｔ３ｐを経過した後で上側の閾値ＵＰ ＴＨＲ＝2.
5 Ｖ＋Ｕ_TH／２に達すると、出力部ＡＳＯにおける第５のコンパレータＫ５の出
力電圧ＡＳＬ３は図３ｅに従って高いレベルにセットされる。

【００２９】 センサパルス電圧ＢＰが図３ａに従ってパルス持続時間Ｔ０の経過後再び低い
レベルに低下するや否や、センサ電流Ｉ_ASI は図３ｂに従ってその元の第１の値
Ｉ_SENS1 まで再びほぼ線形に低下する。第３の時間Ｔ１ｎの経過後第３の電流閾
値Ｉ_LVL3に達することによって、第３のコンパレータＫ３の出力信号ＬＶＬ３の
（第４の時間Ｔ２を有する）高いレベルは図３ｃに従って再び低いレベルにリセ
ットされる。それによって、アナログスイッチＳ３が再び開放するので、コンデ
ンサ電圧ＵＩ ＡＳＯは図３ｄに従ってその最大値Ｖmax からその元の最小値Ｖ
min までほぼ線形に低下する。第５の時間Ｔ３ｎの経過後下側の閾値ＬＯ ＴＨ
Ｒ＝2.5 Ｖ−Ｕ_TH／２に達することによって、第５のコンパレータＫ５の出力Ａ
ＳＬ３の（第６の時間Ｔ４を有する）高いレベルは図３ｅに従って再び低いレベ
ルにリセットされる。

【００３０】 従って、第１のフィルタ回路によって、センサ電流Ｉ_ASI の積分が行われる。
第５のコンパレータＫ５の上側または下側の閾値ＵＰ ＴＨＲ，ＬＯ ＴＨＲが
達成されるや否や、フィルタ回路の出力部に供給される値ＡＳＬ３がそのレベル
を変更する。これにより、故障のない場合には、入力部に供給されるセンサ信号
と比べて、第１の時間Ｔ１ｐと第２の時間Ｔ３ｐの合計だけ、フィルタ出力信号
ＡＳＬ３の一定の遅延を生じることになる。この合計は第１のろ波時間と呼ばれ
、第３と第５の時間Ｔ１ｎ，Ｔ３ｎの合計は第２のろ波時間と呼ばれる。センサ
信号有効電流に故障電流を重畳する、冒頭の述べた種類のノイズは、それがろ波
時間よりも短い場合には、第５のコンパレータＫ５の出力信号ＡＳＬ３の変化を
生じないで、遅延を延長するだけである。

【００３１】 すなわち、フィルタ回路は、できるだけ長いろ波時間が生じ、ノイズによって
生じるろ波時間の延長が許容範囲内にとどまるまるように、すなわち接続された
コントローラがノイズを小さな速度差として解釈するように設計されている。

【００３２】 第２と第５の時間Ｔ３ｐ，Ｔ３ｎの最大値はそれぞれ、最小パルス時間Ｔ０と
同じ長さにすることができる。上記種類のノイズが発生すると、コンデンサ電圧
ＵＩ ＡＳＯの上昇の正負符号を切換えることになる。例えば、センサ電流Ｉ_{AS I} が第３の閾値Ｉ_LVL3を上回り、第２の時間Ｔ３ｐがまだ経過していないと仮定
される。このノイズは、既に積分されたコンデンサＣの電圧ＵＩ ＡＳＯをノイ
ズの時間の間負の符号で加算することになる。それにもかかわらず、出力信号が
正しく切換えられるようにするために、ノイズを除去した後で、負の符号でのこ
の加算を再び取り消さなければならない。これはノイズ自体が存在する間続く。
図３から明らかなように、ノイズの時間が値Ｔ_Stoer ＝０．５×（Ｔ２−Ｔ３ｐ
）を上回らないときに、ノイズが効力を発しないで残る。その際、第２と第５の
時間Ｔ３ｐ，Ｔ３ｎがセンサパルス持続時間Ｔ０の７０％であると特に有利な妥
協であることがわかた。これについては後で詳細に説明する。

【００３３】 次に、計算例について述べる。

【００３４】 臨界的なケース（このケースについてフィルタ回路を設計しなければならない
）は、最も短い第４の時間Ｔ２min である。この時間内に、コンデンサＣは供給
電圧Ｖmax まで充電しなけれならない。値を次の値と仮定する。 センサパルスＢＰの持続時間： Ｔ０＝４０〜６０μｓ； 第１乃至第４の電流閾値： Ｉ_LVL1＝4.5 ｍＡ、Ｉ_LVL2＝10ｍＡ、Ｉ_LVL3＝28ｍＡ、Ｉ_LVL4＝38ｍＡ； 閾値誤差： ＋／−１０％； 第１乃至第３のセンサ電流： Ｉ_SENS1 ＝７ｍＡ、Ｉ_SENS2 ＝１４ｍＡ、Ｉ_SENS3 ＝２８ｍＡ； センサ誤差： −１６〜＋２０％； コンデンサ誤差： Ｃ_Tol ＝＋／−３０％； ヒステリシス： Ｕ_Hyst＝２Ｖ； センサの電流上昇速度： ＳＲ_I ＝６〜１４ｍＡ／μｓ； 最小の第４の時間： Ｔ２min ＝Ｔ０min ＋Ｔ１min −Ｔ１ｐmax ; 第３のコンパレータＫ３がその出力ＬＶＬ３を高いレベルに切換えるまでの、第
１の時間Ｔ１ｐの最大遅延： Ｔ１pmmax ＝（Ｉ_LVL3max −Ｉ_SENS1 min ）／ＳＲ_I min Ｔ１pmax ＝（２２ｍＡ−５．８８ｍＡ）／６ｍＡ／μｓ Ｔ１pmax ＝２．６９μｓ； 第３のコンパレータＫ３がその出力ＬＶＬ３を低いレベルに切換えるまでの、第
３の時間Ｔ１ｎの最小遅延： Ｔ１nmin ＝（Ｉ_SENS3min−Ｉ_LVL3max ）／ＳＲ_I max Ｔ１nmin ＝（２３．５２ｍＡ−２２ｍＡ）／１４ｍＡ／μｓ Ｔ１nmin ＝０．１１μｓ； コンデンサ電圧の立上がりエッジから立下がりエッジまでの同じ遅延を保証する
ために、コンデンサを遅くとも充電すべきである、最小の第４の時間Ｔ２min: Ｔ２min ＝（４０＋０．１１−２．６９）μｓ Ｔ２min ＝３７．４２μｓ コンデンサの充電 ＵＩ ＡＳＯ＝（Ｉ１×ｔ）／Ｃ 最小センサパルス幅の場合にコンデンサ電圧がまだ制限されているときのコンデ
ンサの最大容量： Ｃmax ＝（Ｉ１×Ｔ２min ）／（Ｖmax −Ｖmin ） Ｃmax ＝Ｃ×（１＋Ｃ_To1 ） Ｃ ＝（Ｉ１×Ｔ２min ）／（Ｖmax −Ｖmin ）／（１＋Ｃ_To1 ）最大抑制可能なノイズの検出 ノイズは積分の正負符号を変化させることになる。上記の場合、これは、最終
値に達しないことを意味する。これはセンサパルスにとってきわめて重要である
。なぜなら、このセンサパルスがデータを伝送するパルスよりも短いからである
。従って、切換え閾値が制限よりも低く、それによってノイズの場合でも切換え
が行われるように設計しなければならない。

【００３５】 抑制可能な最大ノイズは次のように計算される： Ｔ_Stoer max ＝０．５×（Ｔ２min −Ｔ３p ） Ｔ３p ＝（ＵＰ ＴＨＲ−Ｖmin ）×Ｃ×（１＋Ｃ_To1 ）／Ｉ１ Ｔ_Stoer max はＴ２min の約１５％である。これは次のＵＰ ＴＨＲを意味する
： ＵＰ ＴＨＲ＝０．７×（Ｖmax −Ｖmin ） ＬＯ ＴＨＲは同様に次のように生じる： ＬＯ ＴＨＲ＝０．３×（Ｖmax −Ｖmin ） 規定されたパラメータの決定 集積回路内で内部量を測定することは容易ではない。特に、コンデンサの容量
と電流値は外部から測定不能である。しかし、ノイズ抑制自体、すなわちフィル
タ回路の出力信号ＡＳＯを切換えるために必要な時間が重要であるので、次のよ
うに測定を行うことができる：第１の入力ポートＡＳ１において、出力部ＡＳＯ
に供給される遅延したセンサパルス信号は、振動が達成されるようにフィードバ
ックされる。この振動は両閾値ＵＰ ＴＨＲとＬＯ ＴＨＲ内でのコンデンサの
内部充電と放電を示し、ノイズ抑制の程度を示す：

【００３６】

【数１】
他の試験によって、センサ電流の変化とフィルタ回路の出力ポートＡＳＯにおけ
る応答との間の遅延が測定される。この試験は、出力が最短車輪パルスの場合に
も正しく切換えられるかどうかを示している： ０．４×３７μｓ＜／＝Ｔ３ｐ＝Ｔ３ｎ＜／＝０．７×３７μｓ． 図４は第２のデジタル式フィルタ回路のブロック回路図である。このフィルタ
回路は特にセンサ信号によって伝送されるデータ信号のために設けられている。
回路部分１０、第１乃至第４のコンパレータＫ１〜Ｋ４、第１乃至第７の抵抗Ｒ
１〜Ｒ７、第１と第２の切換えスイッチＳ１，Ｓ２、分路抵抗ＲＳ１および第１
の論理和素子Ｏ１を含む回路ユニットは図示していない。従って、センサ信号の
ための第１の入力部ＡＳＩの代わりに、４個の入力部ＬＶＬ１，ＬＶＬ２，ＬＶ
Ｌ３，ＬＶＬ４が設けられている。この入力部にはそれぞれ、図２（そこでは出
力ＬＶＬ［4:1 ］が供給される。図２の第２と第３の入力部ＡＳＤＥ，ＡＳＨＣ
はここでも設けられている。

【００３７】 第２のフィルタ回路は各々のセンサについて、第１と第２の積分デジタルフィ
ルタＩＦ１，ＩＦ２と、第３と第４の簡単なデジタルフィルタＦ３，Ｆ４を備え
ている。第１と第２のフィルタＩＦ１，ＩＦ２のクロック入力部ＣＬＫはフィル
タ回路の第２のクロック入力部Ｔ１Ｕ１に接続されている。更に、第１から第４
までのフィルタＩＦ１〜Ｆ４のリセット入力部ＣＬＲ ＣＬＲＢはフィルタ回路
のリセット入力部ＭＲＥＳＥＴに接続されている。

【００３８】 第２と第３の入力部ＡＳＤＥ，ＡＳＨＣは第２の論理積素子Ｕ２を介して互い
に結合されている。この論理積素子の出力信号は一方では第１のインバータＩｎ
１を経て第２のマルチプレクサＭ２の制御入力部に案内され、他方では第３のマ
ルチプレクサＭ３の制御入力部に案内される。第２のマルチプレクサＭ２の１−
入力部には入力ＬＶＬ３が供給され、第２のマルチプレクサＭ２の０−入力部に
は入力ＬＶＬ４が供給される。この場合、第２のマルチプレクサＭ２の出力部は
第２のインバータＩｎ２を介して第３のフィルタＦ３の入力部ＣＬＲＡに接続さ
れている。第２のフィルタ回路の入力部ＬＶＬ３は第１のフィルタＩＦ１の入力
部ＵＰ／ＤＮに接続され、入力部ＬＶＬ２は第２のフィルタＩＦ２の入力部ＵＰ
／ＤＮに接続され、入力部ＬＶＬ１は第４のフィルタＦ４の入力部ＣＬＲＡに接
続されている。

【００３９】 フィルタの出力信号は妥当性チャックを行うために次のように互いに結合され
る：第１のフィルタＩＦ１の出力は第３のマルチプレクサＭ３の１−入力部と第
３の論理積素子Ｕ３の第１の入力部に供給される。第２のフィルタＩＦ２の出力
は第４の論理積素子Ｕ４の第１の入力部と、第２の論理和素子Ｏ２の第１の入力
部と、フィルタ回路の第２の出力部ＡＳＬ２に供給される。第２のフィルタＩＦ
３の出力部は第３の論理積素子Ｕ３の第２の入力部と、第４の論理積素子Ｕ４の
第２の入力部に接続されている。第４のフィルタＩＦ４の出力部は第２の論理積
素子Ｏ２の反転する第２の入力部に接続されている。

【００４０】 第３の論理積素子Ｕ３の出力部は第２のフィルタ回路の第４の出力部ＡＳＬ４
に案内され一方、第２の論理和素子Ｏ２の出力部は第２のフィルタ回路の第１の
出力部ＡＳＬ１に接続されている。第４の論理積素子Ｕ４の出力は第３のマルチ
プレクサＭ３の０−入力部に供給され、このマルチプレクサの出力部はフィルタ
回路の第３の出力部ＡＳＬ３に接続されている。

【００４１】 第３と第４の（簡単な）デジタルフィルタＦ３，Ｆ４によって、データ信号は
一定の時間だけ遅延される。このフィルタはエラー情報が存在しなくなると直ち
にリセットされる。第１と第２の（積分する）デジタルフィルタＩＦ１，ＩＦ２
は、図２のアナログセンサ信号ろ波と同じ原理で作動する。入力部ＬＶＬ２，Ｌ
ＶＬ３の信号は第１と第２のフィルタＩＦ１，ＩＦ２内でのカウンタの計数方向
を設定する。各々のカウンタ内で、上側と下側のストップ制限が行われる。この
ストップに達するや否や、当該のカウンタは対応する計数方向についてロックさ
れ、当該の出力部の信号は計数方向に相応して変化する。

【００４２】 デジタルフィルタのフィルタ特性が異なるために更に、妥当性チェックが行わ
れる。この妥当性チェックは、第２の出力部ＡＳＬ２の信号に一致する上側の電
流値をまだ上回っているときには、第１の出力部ＡＳＬ１の信号に一致する下側
の電流値を下回ることができないことを意味する。これは同様に、第３と第４の
出力部ＡＳＬ２，ＡＳＬ４の出力信号によって示される電流値についても当ては
まる。

【００４３】 この第２のデジタルフィルタ回路は特に、他の機器の電磁的な互換性（ＥＭＶ
）の不足に基づいてノイズをろ波するために設けられている。それによって生じ
る過電流と不足電流のために、運動センサ信号の場合に過電流を認識できるよう
にするという要求から、下側の時間的な制限が生じる。第１と第２の積分デジタ
ルフィルタＩＦ１，ＩＦ２によって、データプロトコルに関するノイズがろ波さ
れる。その際、データプロトコルのために、第２と第３の電流閾値ＬＶＬ２，Ｌ
Ｖ；３が使用される。第２と第３のフィルタＩＦ１，ＩＦ２は運動センサ信号の
ためのアナログの第１のフィルタ回路と類似の方法で機能する。しかし、電流閾
値評価が上方または下方に進むカウンタを制御するために使用される。重要なケ
ースは運動パルスとデータパルスの間の休止において生じる。その際、積分フィ
ルタは先ず最初に、上側のストップにあり、休止において再び０に戻すことがで
きる。この考察にはアナログ値とタイムベースの誤差が含まれる。

【００４４】 図５は図４に示した第２のフィルタ回路におけるいろいろな伝送変化と電流変
化を示している。

【００４５】 エンコーダ１の運動によって、センサ内に、運動センサパルス電圧が発生する
。このパルス電圧の処理されたパルスＢＰは図５ａに従ってほぼ方形であり、ほ
ぼ一定のパルス持続時間Ｔ０を有する。更に、図５ｂに示すように、データ信号
が伝達される。このデータ信号は同様に、ほぼ方形のパルスＤＰからなっている
。この方形のパルスはセンサＢＰの後で約Ｔ０／２の間隔をおいて発生し、同様
にＴ０／２のの持続時間を有する。この両パルス列は変調器（モジュレータ）４
に供給される。

【００４６】 変調器４によって発生したセンサ全体電流Ｉ_ASI が図５ｃに示してある。セン
サパルスＢＰの立ち上がりエッジによって、この電流は、第１の電流閾値Ｉ_LVL1 よりも少しだけ大きな第１の値Ｉ_SENS1 から、第３の値Ｉ_SENS3 までほぼ線形に
上昇する。第２の電流閾値Ｉ_LVL2に達することによって、入力部ＬＶＬ２は図５
ｇに示すように高いレベルに切換えられ、第３の電流閾値Ｉ_LVL3に達することに
よって、入力部ＬＶＬ３は図５ｄに示すように高いレベルに切換えられる。

【００４７】 時間Ｔ０が経過し、運動パルスＢＰが終了すると、センサ電流Ｉ_ASI もその第
１の値Ｉ_SENS1 に再びほぼ線形に低下する。第３の電流閾値Ｉ_LVL3に達すること
によって、入力ＬＶＬ３は図５ｄに示すごとく再び低い電位を取る。時間Ｔ１ｎ
が経過した後第２の電流閾値Ｉ_LVL2に達することによって、入力ＬＶＬ２も図５
ｇに従って再びその低いレベルに低下する。

【００４８】 データパルスＤＰの立ち上がりエッジによって、センサ電流Ｉ_ASI はその第１
の値Ｉ_SENS1 から第２の値Ｉ_SENS2 までほぼ線形に上昇する。時間Ｔ１ｐが経過
した後第２の電流閾値Ｉ_LVL2に達することによって、第２の入力ＬＶＬ２が図５
ｇに示すごとく高いレベルに切換えられる。これとは逆に、センサ電流Ｉ_ASI は
時間Ｔ０／２の経過後データパルスＤＰの端部によって、その第１の値Ｉ_SENS1 までほぼ線形に低下する。この場合、第２の電流閾値Ｉ_LVL2に達することによっ
て、入力ＬＶＬ２は再びその低いレベルを取る（図５ｇ参照）。

【００４９】 図５ｅは第３のカウンタ電圧ＡＳＬ３ctr の変化を示している。このカウンタ
電圧は第３の入力電圧ＬＶＬ３が図５ｄに従って高い電位をとるときに、最小値
Ｖmin から最大値Ｖmax までほぼ線形に上昇する。これとは逆に、第３の入力電
圧ＬＶＬ３が再び低い電位をとるときに、カウンタ電圧ＡＳＬ３ctr は再びＶmi
n に低下する。第３の出力電圧ＡＳＬ３の対応する変化は図５ｆに示してある。
この電圧は、第３のカウンタ電圧ＡＳＬ３ctr がその最大値Ｖmax に達するとき
に、高いレベルをとり、カウンタ電圧ＡＳＬ３ctr が再びその最小値Ｖmin をと
るときに、再び低いレベルに低下する。

【００５０】 図５ｈ，５ｉは、第２の入力電圧ＬＶＬ２に依存する、第２のカウンタ電圧Ａ
ＳＬ２ctr と、第２の出力電圧ＡＳＬ２の変化を示している。その後で、第２の
カウンタ電圧ＡＳＬ２ctr が第２の入力電圧ＬＶＬ２の立ち上がりエッジによっ
て、その最小値Ｖmin からその最大値Ｖmax まで上昇し、第２の入力電圧ＬＶＬ
２の立ち下がりエッジによって、時間Ｔctr 内に再びその最小値Ｖmin に低下す
る。第２のカウンタ電圧ＡＳＬ２ctr がその最大値に達したときに、第２の出力
電圧ＡＳＬ２は図５ｉに従って高い電位に切換えられる。この電位は、第２のカ
ウンタ電圧ＡＳＬ２ctr が再びその最小値に達したときに、再び低い値に変化す
る。時間Ｔ２の経過後、第２の入力電圧ＬＶＬ２の立ち上がりエッジによって、
図５ｇに示すごとく、第２のカウンタ電圧ＡＳＬ２ctr も再び上昇する。第２の
出力電圧ＡＳＬ２はその最大値に達した後で、高いレベルに切換えられる。第２
の入力電圧ＬＶＬ２の立下がりエッジによって、第２のカウンタ電圧ＡＳＬ２ct
r は再び低下し、その最小値に達した後で第２の出力電圧ＡＳＬ２は再び低いレ
ベルに切り換わる。

【００５１】 次に、第２のフィルタ回路の計算例について述べる。そのための基礎として、
オシレータ周波数ｆ０＝３．５２ＭＨｚ、オシレータ誤差＋／−２５％と仮定す
る。

【００５２】 第１と第２の積分フィルターＩＦ１，ＩＦ２の正しい機能のために、Ｔ２＞０
でなければならない。

【００５３】 Ｔ２＝Ｔ０／２＋Ｔ１p −Ｔ１n −Ｔctr ＞０ ノイズに対してできるだけ大きな感度を得るために、ろ波時間Ｔctr を最大に
すべきである。この場合Ｔ２＝０である。

【００５４】 Ｔ１n −＞最大 Ｔ１p −＞最小 Ｔ０／２−＞最小。 Ｔ１nmax＝（Ｉ_SENS3max−Ｉ_LVL2min ）／ＳＲ₁min Ｔ１nmax＝（３３．６ｍＡ−９ｍＡ）／６ｍＡ／μｓ Ｔ１nmax＝４．１μｓ Ｔ１pmin＝（Ｉ_SENS2min−Ｉ_LVL1max ）／ＳＲ₁max Ｔ１pmin＝（９ｍＡ−８．４ｍＡ）／１４ｍＡ／μｓ Ｔ１pmin＝４３μｓ Ｔctrmax＝Ｔ０／２min ＋Ｔ１ｐ−Ｔ１ｎ Ｔctrmax＝（２０＋０．０４３−４・１）μｓ Ｔctrmax＝１５．８６μｓ カウンタはオシレータ周波数によってクロック動作するので、時間Ｔctr はカ
ウンタ読みＮとクロック周波数の関数として表すことができる： Ｔctr ＝Ｎ／ｆ０ Ｔctrmax＝Ｎ／ｆ０min Ｎmax ＝Ｔctrmax×ｆ０min Ｎmax ＝１５．８６μｓ×（３．５２ＭＨｚ×（１−０．２５）） Ｎmax ＝４１ このカウンタ読みは不所望な条件下で最大値に達することができ、達成可能な
最大ろ波作用を示す。各々のノイズはフィルタの計数方向の変化を生じることに
なる。従って、フィルタはそのストップに遅く達し、それによってその出力は遅
く変化する。これは上記の場合、出力の交替を防止するために小さなノイズルで
充分であることを意味する。従って、ろ波作用とデータ抑制との間の妥協が必要
である。カウンタ読みＮが上記の計算最大値の２／３に、すなわちＮ＝２４に選
定されているときに、妥協は特に有利である。

【００５５】 デジタル式の第３と第４のフィルタＦ３，Ｆ４は過電流と不足電流について設
計可能である。その際、目的は、運動センサパルスの間にも過電流を認識するこ
とにある。過電流の最小時間Ｔ_Iover min は次のように計算される。

【００５６】 Ｔ_Iover min ＝Ｔ０min −（Ｉ_LVL4max −Ｉ_SENS1min）／ＳＲ_I min Ｔ_Iover min ＝４０μｓ−（４１．８ｍＡ−５．８８ｍＡ）／６ｍＡ／μｓ Ｔ_Iover min ＝３４μｓ この時間は４つに分割されたオシレータ周波数によって測定されるので、周期の
数は次のとおりである： Ｔ_Iover min ＝Ｎmax ／ｆ０min ×４ Ｎmax ＝Ｔ_Iover min ×ｆ０min ／４ Ｎmax ＝２２ 運動パルスの開始に対する遅延によって初めて生じる過電流を検出できるように
するために、この値はＮ＝１８に低下させられる。

【００５７】 本発明による装置は、一般的に運動速度に依存する振幅を有するセンサ信号を
、運動に依存する周波数を有する信号に変換するインターフェース装置が設けら
れているときには、パッシブ式運動センサと共に使用するためにも適している。

【図面の簡単な説明】

【図１】 アクティブ式運動センサのための信号処理装置を備えたセンサ装置の原理−ブ
ロック回路図である。

【図２】 第１のフィルタ回路を示す図である。

【図３】 第１のフィルタ回路内のいろいろな信号変化を示す図である。

【図４】 第２のフィルタ回路を示す図である。

【図５】 第２のフィルタ回路内のいろいろな信号変化を示す図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ，ＵＳ (72)発明者 リンク・レーオンハルト ドイツ連邦共和国、65719 ホーフハイム、 ヴィルヘルムストラーセ、４ Ｆターム(参考） 2F077 AA21 CC02 TT02 TT32 UU22

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 運動情報を含む少なくとも１つの第１の入力パルス列を発生
   するアクティブ式運動センサのための信号を処理する方法において、 パルス列の各々の入力信号が積分され、関連する出力パルスが次のような時間
   の間に発生させられる、すなわち積分された信号が設定可能な第１の閾値を上回
   った後で設定可能な第２の閾値よりも大きく、それによって出力パルスが入力パ
   ルスに対して時間的に遅れる間に発生させられることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 積分された信号がコンデンサ（Ｃ）の充電によって発生させ
   られ、コンデンサ電圧を示し、この場合第１と第２の閾値がそれぞれ、コンデン
   サで低下する設定された電圧値（ＵＰ ＴＨＲ，ＬＰ ＴＨＲ）によって決定さ
   れていることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】 積分された信号が少なくとも１個のカウンタ（ＩＦ１，ＩＦ
   ２）を作動させることによって発生させられ、カウンタ読みを示し、この場合第
   １と第２の閾値がそれぞれ、達成すべき設定されたカウンタ読みによって決定さ
   れていることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
4. 【請求項４】 運動センサが追加情報を含む第２の入力パルス列を発生する
   、請求項１〜３のいずれか一つに記載の方法において、 第１のパルス列の各々の入力パルスがコンデサ（Ｃ）の充電によって積分され
   、第２のパルス列の各々の入力パルスが少なくとも１個のカウンタ（ＩＦ１，Ｉ
   Ｆ２）を作動させることによって積分されることを特徴とする方法。
5. 【請求項５】 運動情報を含む少なくとも１つの第１の入力パルス列を発生
   するアクティブ式運動センサのための信号を処理する回路装置において、 少なくとも１個の積分フィルタ回路が設けられ、この積分フィルタ回路によっ
   て、パルス列の各々の入力パルスが積分され、関連する出力パルスが次のような
   時間の間に発生させられる、すなわち積分された信号が設定可能な第１の閾値を
   上回った後で設定可能な第２の閾値よりも大きく、それによって出力パルスが入
   力パルスに対して時間的に遅れる間に発生させられることを特徴とする回路装置
   。
6. 【請求項６】 積分フィルタ回路が１個のコンデンサ（Ｃ）と少なくとも１
   個の電源（Ｉ１，Ｉ２）を有するアナログフィルタを備え、コンデンサ（Ｃ）を
   充電するためにおよび積分された信号を発生するために入力パルスをこの電源に
   供給可能であり、第１と第２の閾値がそれぞれ、コンデンサで低下する予め設定
   された電圧値（ＵＰ ＴＨＲ，ＬＰ ＴＨＲ）によって決定されていることを特
   徴とする請求項５記載の回路装置。
7. 【請求項７】 第１と第２の電源が設けられ、積分された信号の充分に線形
   の変化を達成するために、第１の電源（Ｉ１）がコンデンサ（Ｃ）に一定の第１
   の電流を予備充電し、第２の電源（Ｉ２）に入力パルスが供給されることを特徴
   とする請求項６記載の回路装置。
8. 【請求項８】 積分フィルタ回路が少なくとも１個のカウンタ（ＩＦ１，Ｉ
   Ｆ２）を有するデジタルフィルタを備え、このカウンタに、作動のために入力パ
   ルスを供給可能であり、積分された信号がカウンタ読みを示し、第１と第２の閾
   値がそれぞれ、予め設定された達成すべきカウンタ読みによって決定されている
   ことを特徴とする請求項５記載の回路装置。