DE2728150C2 - Analog/Digital-Umsetzer - Google Patents
Analog/Digital-UmsetzerInfo
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- H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eben Analog/Digitalwandler (A/D-Wandler) der im Oberbegriff des
Patentanspruchs 1 beschriebenen Art
Die Erfindung und der Stand der Technik werden
anhand der Zeichnung näher erläutert Es zeigt
Fig. IA das Schaltbild ebes ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen A/D-Wandlers,
Fig. IB in eine;n Diagramm Spannungsverläufe zur.
Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. IA,
Fig.2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des
im erfindungsgemäßen A/D-Wandler zu verwendenden Spannungskomparators,
Fig.3 das Blockschaltbild ebes Anwendungsbeispiels des erfindungsgemäßen A/D- Wandlers,
F i g. 4A das Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindujigsgemäßen A/D-Wandlers,
Fig.4B in einem Diagramm Spannungsverläufe zur
Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig.4Aund
Fig. 5 das Schaltbild eines herkömmlichen
A/D-Wandlers.
in Fi g. 5 gezeigten Art bekannt, wie er im Oberbegriff
des Patentanspruchs beschrieben ist
Bei dem in Fig.5 gezeigten Wandler sind ein
Kondensator C0 und ein Steuertransistor Qb zwischen
eine Konstantstromquelle /0 und Masse parallel geschaltet; sie bilden einen Sägezahngenerator. Der zweite
Anschluß der Konstantstromquelle /0 ist an eine Speisespannungsklemme Vcc angeschlossen. Der positive Eingang eines Komparators A0 ist an einen Eingang
V;„ angeschlossen, dem eine analoge Eingangsspannung
zugeführt wird. Der negative Eingang des Verstärkers Ao ist an den Verbindungspunkt zwischen der Konstantstromquelle /o und dem Sägezahngenerator angeschlossen. Ihm wird also das Ausgangssignal dieses Sägezahngenerators zugeführt Der Steuertransistor Q0 des
Sägezahngenerators wird durch ein Steuersignal Φ</
gesteuert, das mit einem bestimmten Zeitintervall einläuft Die Ausgangsspannung Vo des Spannungskomparators A0 und das invertierte Steuersignal Φ~α, das
durch Inversion des Steuersignals Φα des Sägezahngenerators in einer Umkehrstufe L5 gebildet wird,
werden einem UND-Gatter U zusammen mit einem Taktsignal Φ mit kürzerer Periode zugeführt Das
Ausgangssignal Vmt dieses UND-Gatters U bildet das
umgewandelte Ausgangssignal.
eingeschaltet, so daß die im Kondensator Co gespeicher
te Ladung über den Transistor Q0 entladen wird. Ist die
gleich 0 Volt, d. h. kleiner als die Eingangsspannung Vin.
Somit erzeugt der Komparator Ao ein Ausgangssignal mit hohem Pegel »H« am Ausgang V0. Geht dann das
Steuersignal Φα auf »Lm (Pegel »0«), so geht das
invertierte Steuersignal Φ</ auf »H«.
Hierbei wird der Steuertransistor Qo ausgeschaltet
und damit der Entladeweg des Kondensators C0 aufgetrennt Darauf wird der Kondensator Ca allmählich
durch den aus der Konstantstromquelle /o fließenden Strom aufgeladen, so daß seine Klemmenspannung
allmählich ansteigt Bezeichnet man die Periode, während der das Impulssignal Φα auf dem Pegel »L«
liegt, mit T& so ist die maximale Klemmenspannung
VW des Kondensators C0 gleich I0 · TJCo- Während
der Periode ti, während der das Steuersignal Φ</auf dem is
Pegel »0« liegt, und wenn die Klemmenspannung des Kondensators Ca geringer ist als die Eingangsspannung
V1n, so befindet sich das Ausgangssignal Vo des
Spannungskomparators Ao auf dem Pegel »H«, so daß das UND-Gatter Le den nachfolgend einlaufenden
Taktimpuls Φ zum Ausgang V01n durchläßt Wenn die
Klemmenspannung des Kondensators G> die Eingangsspannung Vin überschreitet ändert sich die Beziehung
der Eingangssignale des Spannungskomparators A0.
Daher wird das Ausgangssignal Vo des Komparators Ai
|l| auf den Pegel »L« invertiert Somit wird das
!| UND-Gatter I« geschlossen und sein Ausgangssignal kI Voui auf dem Pegel »L« gehalten. Die analoge
&' Eingangsspannung kann daher durch Messung der S Periode t\ bestimmt werden, während der der Taktim-
k puls Φ am Ausgang V01n anliegt, oder durch Zählung der
ffc Anzahl der Taktimpulse mittels eines Zählers.
k Der vorstehend beschriebene Wandler hat die
rl folgenden Nachteile:
g
f'jj 1. Der integrierende A/D-Wandler der F i g. 5 arbei-Ki
tet auf der Basis der Periode von der Zeit, zu der
:'<: der Kondensator C6 auf 0 Volt entladen wird, bis zu
U der Zeit, zu der der Kondensator G auf die
} Eingangsspannung aufgeladen ist Der Lade- und
: Entladevorgang nimmt daher eine gewisse Zeit-
fk spanne in Anspruch, so daß die Umwandlungsge-
: · schwindigkeit oder Ansprechzeit gering bzw. lang
fe; wird.
X 2. Da der Schalttransistor Q3 wiederholt ein- und
i* ausgeschaltet wird, entsteht eine Restspannung, so
I: daß die Klemmenspannung des Kondensators C0
>i. nicht vollständig auf Massepegel fallen kann. Das
j heißt, der Massepegel unterscheidet sich bei jedem
P Arbeitsvorgang, so daß keine genaue Umwandlung so
|| erreicht werden kann.
|. 3. Der Einschaltwiderstand des Schalttransistors Qb
%■ streut von Transistor zu Transistor, so daß von
M; einem zum anderen Transistor unterschiedliche
;Λ Entlade-Zeitkonstantcn entstehen. Bei Massenpro- ss
i duktion ist daher die Reproduzierbarkeit schlecht
• , und die Ausbeute kann nicht verbessert werden.
!■'■■,
'j Aus der DE-OS 23 58 378 ist ferner bereits ein
A/D- Wandler bekannt, bei dem jedoch keine Verknüp- μ
fung zwischen einem Steuersignal und einem Taktimpuls stattfindet Die gemessene Impulsbreite ändert sich
in Abhängigkeit vom Widerstandswert der in der Schaltung enthaltenen Widerstände.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen A/D-Wandler zu schaffen, der bei möglichst kurzer
Ansprechzeit und hoher Umwandlungsgenauigkeit von Streuungen der Kennwerte des Schalttransistors möglichst
unabhängig ist Der A/D-Wandler soll in Belichtungs-Anzeigesystemen von Kameras in Form
einer integrierten Schaltung anwendbar sein.
Diese Aufgabe wird bei dem gattungsgianäßen
A/D-Wandler erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 beschriebenen
Maßnahmen gelöst
Wenn die Klemmenspannung des Kondensators während des Entladevorganges über den Schalttransistor
unter die Bezugsspannung fällt, wird die Entladung unterbrochen und es wird über die taktgesteuerte
Logikschaltung auf Basis der AusgangssignaJs der Komparatoren ein umgewandeltes Ausgangssignal
erzeugt Wenn die Klemmenspannung während des Ladevorganges über die Eingangsspannung steigt, wird
das umgewandelte Ausgangssignal stillgesetzt oder unterbrochen. Die Umwandlungsgeschwindigkeit und
die Umwandlungsgenauigkeit werden verbessert und durch Streuungen der Elemente im Entladeweg nicht
beeinflußt Der Wandler eignet sich für ein Belichtungs-Anzeigesystem mit einer integrierten Schaltung zur
Verwendung in Kameras. Die Bezugsspannung kann auf einen Wert etwas unterhalb der Spannung eingestellt
werden, die der Helligkeit der Szene an einem regnerischen Tag entspricht
Die Erfindung wird im folgenden anhand der in den F i g. 1 bis 4 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiele
näher erläutert
Das in Fig.IA gezeigte erste Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen A/D-Wandlers enthält einen ersten und einen zweiten Spannungskomparator Λι
bzw. Ai, die je aus einem Operationsverstärker mit zwei
Eingängen bestehen, und zwar einem nicht invertierenden Eingang (+), der das Eingangssignal in Phase zur
Richtung der Änderung des Ausgangssignals zum Eingangssignal im Operationsverstärker weitergibt, und
einem invertierenden Eingang (—), der die Änderung in der Gegenphase weitergibt Die Komparatoren Ai und
A2 weisen ferner je einen Ausgang Vi bzw. V2 auf. Der
A/D-Wandler der Fig. IA enthält ferner einen Sägezahngenerator
1 mit einer Reihenschaltung aus einer Konstantstromquelle /01 und einem zwischen eine
Spannungsklemme Vcc und Massepotential GND geschalteten Kondensator C. Zwischen den Verbindungspunkt
des Kondensators C mit der Konstantstromquelle /01 und Masse GND ist ein npn-Steuertransistor
Q\ geschaltet
Dem nicht invertierenden oder direkten Eingang (+) des Komparators Ai wird eine analoge Eingangsspannung
Vn zugeführt und dem invertierenden oder indirekten Eingang (—) das Ausgangssignal des
Sägezahngenerators 1, d. h, er ist an den Klemmenspannungspunkt des Kondensators C angeschlossen. Der
direkte Eingang (+) des Komparators A2 ist an den Ausgangspunkt des Sägezahngenerators 1 angeschlossen,
während dem indirekten Eingang (—) eine Bezugsspannung VW zugeführt wird, deren Wert in
einer bestimmten Beziehung zur analogen Eingangsspannung Vin liegt Dieser Wert ist geringer als der
minimale Wert der analogen Eingangsspannung Vjn.
Zum Beispiel bei Belichtungs-Anzeigesystemen für Kameras, die als integrierte Schaltungen aufgebaut sind,
basiert dieses analoge Eingangssignal auf der Helligkeit der Szene und wird niemals gleich Null. Dann kann der
minimale Wert der Spannung auf einen Wert festgelegt werden, der der Helligkeit der Szene an einem
regnerischen Tag entspricht (entsprechend dem niedrigst zulässigen Bildpegel). Die Bezugsspannung VW
kann auf einen Wert eingestellt werden, der etwas unterhalb dieser minimalen Spannung liegt
Dem Gate des Steuertransistors Qi wird ein Signal V4
zugeführt Das Signal V« wird mittels eines NAND-Gatters Lf gebildet, dem ein Steuersignal Φ<* das mit einem
konstanten Intervall einläuft, und die Ausgangsspannung V2 des Spannungskomparators A2 zugeführt wird,
sowie mittels einer Umkehrstufe L2, der das Ausgangssignal V3 des NAND-Gatters Li zugeführt wird. Einem
UND-Gatter L4 mit vier Eingängen werden die
Ausgangssignale Vi und V2 der Spannungskomparatoren A\ und A2, das Ausgangssignal Φ</ einer Umkehrstufe Li zur Umkehrung des Steuersignals Φ</ und ein
Taktimpuls Φο zugeführt
Die Impulsbreite des Steuersignals Φ<ι ist größer als
die ßC-Zeitkonstante der aus dem Steuertransistor Qi
und dem Kondensator Cbestehenden Entladeschaltung. Die Dauer ihres konstanten Intervalls wird bestimmt
durch eine maximale Anzahl der Impulse des Taktsignals Φο, die als Ausgangssignal des UND-Gatters L4
abgegriffen und gezählt werden. Die Wiederholungsfrequenz des Taktsignals Φο wird entsprechend der für den
AID-Wandler erforderlichen Umwandlungsgenauigkeit bestimmt Das Ausgangssignal V„,t des UND-Gatters L4
bildet das Ausgangssignal des A/D- Wandlers.
Bei dem vorstehend beschriebenen Aufbau werden die Ziele der Erfindung erreicht, wie sich aus der
folgenden Beschreibung der Arbeitsweise ergibt
F i g. 1B zeigt die Spannungsverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung der F i g. IA. Die folgende
Beschreibung nimmt Bezug auf die F i g. IA und 1B. Das
Intervall des Lade/Entlade-Steuersignals Φ«/ und die
Periode des Einlaufens des Taktsignals Φο sollen gemäß
F i g. 1B verlaufen.
Wenn zunächst die Speisespannung Vcc zugeführt wird, wird der Kondensator C des Sägezahngenerators
1 durch die Speisespannung Vcc über die Konstantstromquelle /(»aufgeladen. Die Klemmenspannung Vb
des Kondensators C nimmt somit den Wert der Spannung Vcc an (der Verlauf der Klemmenspannung
Vb des Kondensators C ist in F i g. 1B mit strichpunktierten Linien dargestellt). Hat die Eingangsspannung
Vyn den in Fig. IB mit einer durchgezogenen Linie
gezeigten Verlauf, so nimmt die Ausgangsspannung Vi des Komparators Ai unter diesen Bedingungen den
niedrigen Pegel 0 an, da die Spannung Vb am invertierenden Eingang (—) höher ist als die Spannung
Vm am direkten Eingang (+). Wird die Bezugsspannung
Vrctgemäß der gestrichelten Linie in Fig. IB gewählt
so daß sie die oben erwähnte Bedingung erfüllt so nimmt das Ausgangssignal V2 des Komparators A2 den
hohen Pegel 1 an, da die Spannung Vb am direkten Eingang (+) höher ist als die Spannung V^a am
invertierenden Eingang (—\ Da der Ausgang Vi des
Komparators A\ den niedrigen Pegel 0 führt, liegt das
Ausgangssignal V01n des UND-Gatters L4 auf dem
niedrigen Pegel 0, und zwar unabhängig von den Pegeln der anderen Eingangssignale.
Wenn darauf das Steuersignal Φα angelegt wird, d. h,
zu der in Fig. IB gezeigten Zeit den Pegel 1 erreicht,
wird das NAND-Gatter L1 durch die Pegel 1 des Steuersignals Φα und des Ausgangssignals V2 des
Komparators A2 durchgeschaltet, so daß am Ausgang
V3 der Pegel 0 abgegeben wird. Damit gelangt das
Ausgangssignal V4 der Umkehrstufe L2 auf den Pegel 1,
so daß der Steuertransistor Qi eingeschaltet wird. Beim
Einschalten des Steuertransistors Qi beginnt sich der
Kondensator C zu entladen und die Klemmenspannung
Vb des Kondensators C beginnt auf Massepegel GND
zu fallen. Die Impulsbreite des Steuersignals $</wird so
gewählt, daß sie etwas größer ist als die Entladezeit des Kondensators C in bezug auf die Bezugsspannung VRc/.
Während der Entladung des Kondensators C nimmt die Klemmenspannung Vb ab und die Ausgangszustände an den verschiedenen Punkten der Schaltung ändern
sich entsprechend. Sinkt nämlich die Klemmenspannung Vb des Kondensators C unter die analoge Eingangs-
<o spannung Vyn ab, so wird die Eingangsspannung Vy1, am
direkten Eingang (+) des Komparators A\ höher als die andere Eingangsspannung Vb>
so daß das Ausgangssignal Vi des Komparators A\ auf den hohen Pegel 1
umgeschaltet wird. Wenn weiter die Klemmenspannung
'5 Vb des Kondensators C unter die Bezugsspannung Vs^
sinkt, nimmt das Ausgangssignai Vt des Komparators A2
den Wert 0 an, weil die Eingangsspannung VRcf am
invertierenden Eingang (—) höher wird als die andere Eingangsspannung Vb am direkten Eingang (+).
Zu dem Zeitpunkt, zu dem das Ausgangssignal V2 des
Komparators A2 den Wert 0 erreicht, wird das
Ausgangssignal V3 des NAND-Gatters Li auf den Pegel
1 umgeschaltet und damit das Ausgangssignal V4 der Umkehrstufe L2 auf den Pegel 0. Damit wird der
Steuertransistor Qi zu einer Zeit nach der Umschaltung
des Ausgangssignals des Komparators A2 auf 0 ausgeschaltet die durch die Ansprechzeit des NAND-Gatters L), der Umkehrstufe L2 und des Steuertransistors Qi bestimmt wird. Damit beginnt sich der
Darauf wird die Klemmenspannung Vb des Kondensators C unabhängig von dem auf 0 liegenden
Ausgangssignal V2 des Komparators A2 niedriger als die
Bezugsspannung Va* weil das NAND-Gatter Li, die
Umkehrstufe L2 und der Steuertransistor Qi gegenüber
dem Ausgangssignal V2 verzögert ansprechen, mit anderen Worten, wegen der Gesamtverzögerungszeit
die durch das NAND-Gatter Li, die Umkehrstufe L2 und
den Steuertransistor Qi hervorgerufen wird. Wenn die
Klemmenspannung Vb des Kondensators C wieder höher wird als die Bezugsspannung VRe[, so gelangt das
Ausgangssignal V2 des Komparators A2 auf den Pegel 1.
Zu dieser Zeit liegt das Ausgangssignal Vi des Komparators A\ auf dem Pegel 1 und das Lade/Entlade-
*5 Steuersignal Φα liegt auf 0, so daß das invertierte Signal
erscheint
sators Cdie Eingangsspannung Vyn durch die Ladung des
Kondensators C überschreitet, wird das Ausgangssignai Vi des Komparators A\ auf den niedrigen Pegel 0
umgeschaltet da die Spannung Vb am invertierenden Eingang (—) höher wird als die Spannung am direkten
Eingang (+). Das Ausgangssignal V00, des UND-Gatters L4 geht damit auf den niedrigen Pegel 0.
Wie sich aus den vorstehenden Ausführungen ergibt
kann die digitale Darstellung der analogen Eingangsspannung durch Messen der Periode ft erreicht werden,
eo in der das Taktsignal am Ausgang Vom anliegt oder
durch Zählen der Anzahl der einlaufenden Impulse des Taktsignals mittels eines Zählers usw.
Auch wenn der Pegel der Eingangsspannung Vjn
verhältnismäßig gering ist, erscheinen am Ausgang V00,
durch ähnliche Arbeitsweise Taktimpulse, wie in Fi g. IB in der Periode I2 gezeigt
Die digitale Umwandlung kann unter diesen Bedingungen durch Messen der Periode oder der Anzahl der
einlaufenden Taktimpulse erreicht werden.
Die A/D-Umwandlung wird in den folgenden Fällen in ähnlicher Weise erreicht.
Wie sich aus der obigen Beschreibung des Ausführungsbeispiels der Fig. IA ergibt, können durch die
erfindungsgemäße Schaltung verschiedene Vorteile erzielt werden:
1. Der Kondensator C des Sägezahngenerators 1
wird nicht vollständig auf 0 Volt entladen, sondern die Entladung wird unterbrochen, wenn die
Klemmenspannung VD niedriger wird als die Bezugsspannung VW Darauf wird der Kondensator
C geladen. Der Umwandlungsvorgang wird in dem Augenblick eingeleitet, zu dem die Ladespannung
die Bezugsspannung Vrct überschreitet Die
Umwandlungsgeschwindigkeit wird daher im Vergleich zur herkömmlichen vollständigen Entladung
des Kondensators auf 0 (Potential GND) beschleunigt, bei der die Umwandlung erst nach der
vollständigen Entladung begonnen wird.
2. Bei der herkömmlichen Schaltung wird der Steuertransistor Qi wiederholt ein- und ausgeschaltet
Damit entsteht das Problem der Restspannung; der Kondensator Ckann nicht vollständig entladen
werden. Erfindungsgemäß braucht dagegen der Kondensator C nicht vollständig entladen zu
werden, so daß diese Schwierigkeit behoben ist Hierdurch wird die Umwandlungsgenauigkeit verbessert
3. Auch wenn der Widerstand des Steuertransistors Qi im eingeschalteten Zustand gegenüber dem
Nennwert streut, hat diese Streuung einen geringeren Einfluß auf die Entladezeitkonstante, da der
Kondensator C nicht vollständig auf OVoIt entladen werden kann. Die Entladung wird in der
Nähe der Bezugsspannung Vr^ unterbrochen, so
daß die Streuung keinen wesentlichen Einfluß auf die Entladezeitkonstante hat, die durch das Produkt
der Kapazität des Kondensators C und den Einschaltwiderstand des Steuertransistors Ch bestimmt
wird, wie es bei der herkömmlichen Schaltung der Fall ist Somit kann bei Massenproduktion
eine höhere Ausbeute erwartet werden.
F i g. 2 zeigt ein konkretes Ausführungsbeispiel der im erfindungsgemäßen A/D-Wandler zu verwendenden
Spannungskomparatoren A\ und At.
Die Schaltung der F i g. 2 enthält zwei npn-Transistoren Q2 und Q3, deren Emitter miteinander verbunden
sind und deren Basen ein Eingangssignal /M bzw. IN2
zugeführt wird. Die beiden miteinander verbundenen Emitter sind über eine Konsiäßisifürnquelle Z02 an eine
Speisespannungsklemme Vcc angeschlossea Die Kollektoren der beiden Transistoren Qt und Q sind über
eine Konstantstromquelle Z03 bzw. /« an Masse GND
angeschlossen. Zwischen die Speisespannung Vcc und
Masse GND ist eine Reihenschaltung aus einem Belastungswiderstand Rl und einem npn-Transistor Q4
geschaltet, die eine Ausgangsschaltung darstellt Bas Ausgangssignal V0^ der Schaltung wird am Verbül··
dungspunkt zwischen Widerstand Rl und Transistor Q*
abgegriffen. Die Basis des Transistors Qt der in
Differenüalschaltüng geschalteten Transistoren Q3 und
Q4 wird dem KöHektör des Transistors Qj zugeführt
Durch Verwendung der gemäß Fig.2 aus bipolaren
Transistoren gebildeten Spannungskomparatoren können
sie in einem Ein-Chip-Halbleitersubstrat zusammen
mit anderen Schaltungskomponenten des Wandlers zu einer integrierten Schaltung vereint werden. Hierdurch
kann die Integrationsdichte erhöht werden.
Der Spannungskomparator ist nicht auf den in F i g. 2 gezeigten beschränkt, sondern kann aus einem Komparator
beliebiger Art bestehen.
Fig.3 zeigt das Belichtung-Anzeigesystem einer
integrierten Schaltung für Kameras, das den erfindungsgemäßen A/D-Wandler beinhaltet Mit der Schaltung
kann bei Über- und Unterbelichtung ein Alarm gegeben werden.
Gemäß Fig.3 wird die Helligkeit der Szene mittels
eines photoelektrischen Wandlers 2 erfaßt, der beispielsweise aus einer GaAsP-Photodiode oder einer bei
Lichteinfall leitenden CdS-ZeIIe besteht Der erzeugte
Photostrom wird logarithmisch komprimiert, und zwar durch Ausnutzung der Kollektorstrom-(7c)-Basis-Emitter-Spannungs-fVߣ)-Kennlinie
eines bipolaren Transistors. Der gewählte Blendenwert (Iris) und die Verschlußgeschwindigkeit einschließlich des Belichtungsindex
(ASA) werden in eine Spannung umgewandelt wodurch eine Blendenspannung F und eine
Verschlußgeschwindigkeitsspannung S vorgegeben werden. Diese drei Spannungssignale werden einer
arithmetischen Schaltung 3 zugeführt und darin in ein Ausgangssignal umgewandelt das den jeweiligen
Eingangsspannungen entspricht Diese Ausgangsspannung wird in einem Verstärker 4 verstärkt Das
verstärkte Ausgangssignal wird mittels eines A/D-Wandlers 5 in einen Digitalwert umgewandelt
Dieser Digitalwert wird in einem Zähler 6 gezählt der einem Dekoder 7 mit Treiberfunktion das Zählsignal
zuführt Der Dekoder 7 dient zur Umwandlung des Zählsignals in ein Treibsignal zur Anzeige. Eine
geeignete Photodiode, d. h. die entsprechende lichtemittierende Diode (LED) in einer LED-Anzeige 8 mit z. B.
7 Punkten wird durch diesen Dekoder 7 eingeschaltet Die Anordnung ist so gewählt daß die geeignete
Belichtung erfolgt wenn, wie in Fig.3 gezeigt, die
mittlere LED eingeschaltet ist Dieses Verfahren wird als Festpunkt-Anzeigeverfahren bezeichnet
Wenn das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel des A/D-Wandlers in einem solchen System
verwendet wird, kann eine hohe Belichtungsanzeige-Genauigkeit erreicht werden.
Die Erfindung ist nicht auf die oben beschriebene Verwendung in integrierten Schaltungen für Belichtungsanzeigesysteme
bei Kameras beschränkt sondern kann auf verschiedenen Anzeigegebieten verwendet so werden, beispielsweise als Datenmitschreiber in Meßsystemen
oder Digitalrechnern.
Fig.4A zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgernäßen A/D-Wandlers, bei dem eine einen
Sägezahngenerator 1 bildende Konstantstromquelle k aus Transistoren Q$ bis Q* aufgebaut ist und der Betrieb
der Schaltung durch einen Steilertransistor :Qio? gesteuert
wird. Die beiden ersten php-Transjstoreh 'Qs und
Qs bilden eine erste Stromdarstellungsschältung und die beiden weiteren npn-Transistoren Qr und Qs eine zweite
Stromdarstellungsschaltung. Eine Reihenschaltung aus
einem Widerstand R0 und einem als Diode geschalteten
Transistor Qb liefert von einer Speisespannung V**
einen Gleichstrom zum Transistor Qg. Der Gleichstrom
über den Transistor Q8 wird durch den Transistor Qio
gesteuert Eine Steuerschaltung zur Steuerung "des
Steuertransistprs Qio enthält Ümkehrstufenji^Xe und
Lio, NAND-Gatter £7 und L) und ein-, verzögertes
Flip-FlopL> : η s; s· ^-
Die Spannungsverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung der Fig.4A sind in Fig.4B gezeigt Bei
diesem Ausführungsbeispiel wird die Ladung von der Zeit, zu der die Klemmenspannung eines Kondensators
Co eine Bezugsspannung Vj^ erreicht, bis zu der Zeit des
Einlaufens des nächsten Impulses des Taktsignals Φο
zum Halten der Klemmenspannung auf VW unterbrochen. Durch diese Anordnung kann die Zeit, während
10
der die Klemmenspannung von der Bezugsspannung VW auf eine unbekannte Eingangsspannung steigt,
genau digitalisiert werden. Bei dieser Ausführungsform kann der Umwandlungsfehler im Vergleich zu dem Fall
vermindert werden, daß die Zeitsteuerung der Klemmenspannung des Kondensators Q, wenn er die
Bezugsspannung VW erreicht, nicht mit dem Taktsignal
synchronisiert ist
Claims (6)
1. Analog/Digital-Umsetzer mit einem eben
Kondensator (C) und eben von einem Steuersignal (Φα) gesteuerten Steuertransistor (Q1) für den
Kondensator enthaltenden Sägezahngenerator (1) und mit eber ersten Logikschaltung (Ai, U\ die eb
Taktsignal (Φο) zum Ausgang (Van) des Umsetzers
durchschaltet, während die Eingangsspannung (Vin)
die Sägezahnspannung (Vd) des Sägezahngenerators überschreitet, gekennzeichnet durch
einen Komparator (A2), dessen erster Eingang (+)
an die Sägezahnspannung (Vd) und dessen zweiter Eingang (—) an eine Bezugsspannung (VrJ)
angeschlossen ist, die kleber ist als die kleinste auftretende Eingangsspannung (Vin), und durch eine
zweite Logikschaltung (U, Lj1 U), die das Steuersignal (£v) zum Steuertransistor (Q\) und den
Yaktimpuls (Φο) zum Ausgang (Vou!) des Umsetzers
durchschaltet, wenn die Sägezahnspannung (VD) die
Bezugsspannung (VrJ) übersteigt
2. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Steuerlogik ein erstes (Li) und ein zweites
UND-Gatter (U) enthalten, wobei die Eingänge des ersten UND-Gatters (Li) an den Ausgang des
!Comparators (A2) bzw. das Steuersignal (Φα) und
sein Ausgang an den Steuertransistor (Qi) angeschlossen ist, und wobei die Eingänge des zweiten
UND-Gatters (U) an den Ausgang (Vi) eines zweiten, mit seinen Eingängen (+, —) an das
Eingangssignal (Vfn) bzw. an das Ausgangssignal (Vd)
des Sägezahngenerators (1) angeschlossenen !Comparators (A\), an den Ausgang (V2) des ersten
!Comparators (A2), an das Steuersignal (Φα) bzw. den
Taktimpuls (Φο) angeschlossen sind.
3. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsbreite des
Steuersignals (Φα) länger ist als die maximale
Entladeperiode gegenüber der Bezugsspannung (VrJ).
4. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal (Φα)
über eine Umkehrstufe (Li) dem zweiten UND-Gatter (U) zugeführt ist
5. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Konstantstromquelle
(I<n) und eine Schaltung zum Halten der Klemmenspannung des Kondensators (C) auf der Bezugsspannung (VrJ) durch Unterbrechung des Ladevorganges von der Zeit an, zu der die Klemmenspannung
des Kondensators (C) die Bezugsspannung während der Aufladung erreicht bis zur Zeit des Einlaufens
des nächsten Taktimpulses (Φο), wobei die beiden Schaltungen zwischen die erste Speisespannungsklemme (Vccj und den Kondensator (C) geschaltet
sind.
6. Analog/Digital-Umsetzer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Halteschaltung
zum Halten der Klemmenspannung ein durch den Taktimpuls (Φο) gesetztes und durch das invertierte
Ausgangssignal des zweiten !Comparators (A2)
rückgesetztes Flip-Flop (U) enthält, sowie ein erstes NAND-Gatter (Li), dem das Ausgangssignal des
Flip-Flops und das Ausgangssignal des zweiten Komparators zugeführt sind, ein zweites NAND-Gatter (U), dem das Ausgangssignal des ersten
NAND-Gatters und der Taktimpuls zugeführt sind,
und eben durch das invertierte Ausgangssignal des
ersten NAND-Gatters betätigten Transistor (Qio),
der die Konstantstromquelle (h\) steuert, wobei das
invertierte Ausgangssignal des zweiten NAND-Gatters (U) dem UND-Gatter (U) als Taktimpuls
zugeführt wird.
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