CH643972A5

CH643972A5 - Logarithmischer analog-digital-wandler.

Info

Publication number: CH643972A5
Application number: CH1110779A
Authority: CH
Inventors: Robert Perry De Puy; Arthur Henry Leitten
Original assignee: Gen Electric
Priority date: 1978-12-20
Filing date: 1979-12-14
Publication date: 1984-06-29
Also published as: MX147432A; US4190825A; ES487129A1; SE435009B; BR7908421A; FR2445073A1; IT1126490B; GB2040127A; DE2950160A1; GB2040127B; SE7909818L; IT7927880A0

Description

Die Erfindung betrifft einen logarithmischen Analog-Digital-Wandler.

Lineare Analog-Digital-Wandler können nur einen verhältnismässig kleinen Eingangssignalbereich verarbeiten. Um einen relativ grossen, beispielsweise einen sich über mehrere Grössenordnungen erstreckenden Eingangssignalbereich verarbeiten zu können, wird ein logarithmischer Analog-Digital-Wandler benötigt. Aufgabe der Erfindung ist es deshalb,

einen logarithmischen Analog-Digital-Wandler mit einem grossen Dynamikumfang und einer hohen Genauigkeit in dem gesamten Bereich zu schaffen, der zur Darstellung des Digital-Wertes eine minimale Anzahl von Bits verwendet, wobei gleichzeitig der Analog-Digital-Wandler verhältnismässig einfach und klein in der Grösse sein sowie einen geringen Leistungsverbrauch aufweisen soll und bedarfsweise Analog-Signale mit einer frei wählbaren Basis des Logarithmus in Digital-Zahlen wandeln kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist der erfindungsgemässe logarithmische Analog-Digital-Wandler durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gekennzeichnet.

In einer vorteilhaften Ausführung enthält der logarithmische Analog-Digital-Wandler einen ersten Binärzähler mit m Stufen und einen zweiten Binärzähler mit n Stufen. Der erste Zähler kann in Abhängigkeit von den in ihn eingespeisten Taktimpulsen in eine Richtung zählen. Der zweite Zähler hingegen ist steuerbar und kann Taktimpulse in die erste oder in die umgekehrte Richtung zählen. Der erste und der zweite Zähler bilden einen m + n-stufigen zusammengesetzten Zähler, bei dem die höchstwertige Stufe des ersten Zählers an die niedrigstwertige Stufe des zweiten Zählers angeschlossen ist, so dass die niedrigstwertige Stufe des ersten Zählers die niedrigstwertige Stufe des zusammengesetzten Zählers und die höchstwertige Stufe des zweiten Zählers die höchstwertige Stufe des zusammengesetzten Zählers darstellt.

Das Verhältnis 12 zu ti der Lade- und Entladezeitkonstanten ist so gewählt, dass es gleich 2m ist mit m gleich der Anzahl der Stufen des ersten Zählers: der in dem zusammengesetzten Zähler gespeicherte Zählerstand ist dann eine Zahl, die dem Logarithmus des Verhältnisses der Referenzspannung zum Signalabtastwert entspricht.

In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel des Gegenstandes der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines logarithmischen Analog-Digital-Wandlers gemäss der Erfindung und

Fig. 2A bis 2G Signalverläufe an verschiedenen Stellen des erfindungsgemässen logarithmischen Analog-Digital-Wandlers nach Fig. 1.

Fig. 1 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines logarithmischen Analog-Digital-Wandlers 10. Der Wandler 10 ist in Verbindung mit den Fig. 2A bis 2G beschrieben, die an verschiedenen Stellen des Wandlers 10 nach Fig. 1 auftretende Signalverläufe darstellen. Die Stelle, an der ein Signalverlauf nach den Fig. 2A bis 2G auftritt, ist in Fig. 1 durch einen Buchstaben bezeichnet, der der Bezeichnung der Referenzfigur entspricht. Der Wandler 10 wandelt eine Folge von Abtastwerten der Spannung einer analogen Signalquelle 11 in eine Folge von Binärzahlen oder Digital-Codes, die an den Ausgangsanschlüssen eines zusammengesetzten Zählers 12 erscheinen, der einen ersten Zähler 13 und einen zweiten Zähler 14 enthält. Eine Taktimpulsquelle 15 erzeugt in Fig. 2A

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gezeigte Taktimpulse sowohl für den ersten und den zweiten Zähler 13 und 14 als auch für verschiedene Baugruppen des Wandlers 10, um die unterschiedlichen, zeitbestimmenden, beim Betrieb des Wandlers 10 verwendeten Signale zu erzeugen, die in den Fig. 2B bis 2G beschrieben sind. Zur Steuerung der Übertragung der Taktimpulse von der Taktimpulsquelle 15 zu dem ersten Zähler 13 liegt zwischen der Taktimpulsquelle 15 und dem ersten Zähler 13 eine erste Gatterschaltung 16. Zwischen der Taktimpulsquelle 15 und dem zweiten Zähler 14 liegt eine zweite Gatterschaltung 17, um die Übertragung der Taktimpulse von der Taktimpulsquelle zu dem zweiten Zähler 14 zu steuern. Der erste und der zweite Zähler 13 und 14 sind aufeinanderfolgend durch geeignete Torsignale aufgesteuert, um einen dem Logarithmus eines Abtastwertes entsprechenden Zählerstand zu ergeben. Die zeitbestimmenden Signale sind von einem Lade- und einem Entladezyklus eines Abtastkondensators Ci abgeleitet. Dem Kondensator Ci wird ein analoger Abtastwert Vs zugeführt, und er kann sich über eine Ladeschaltung auf eine Referenzspannung VR und darüberhinaus auf einen Wert Vi aufladen und anschliessend über eine Entladeschaltung auf den Referenzwert VR und darunter entladen. Die Zeitpunkte der Initialisierung, der Überschreitung und der Beendigung der Lade-und der Entladeabschnitte des Zyklus werden zur Ableitung der zeitbestimmenden Torsignale für den ersten und zweiten Zähler 13, 14 verwendet. Der Spannungsverlauf, der an dem Kondensator Ci innerhalb eines Operationszyklus auftritt, ist in Fig. 2G dargestellt, in der die Ordinate die Spannung Vc an dem Kondensator Ci und die Abszisse die Zeit enthält. Auf der Ordinate der Darstellung sind verschiedene feste Werte wie Vmjn, Vmax, VR und Vi eingetragen. Vmin ist der kleinste Abtastwert der Spannung. Vmax ist der grösste Abtastwert der Spannung. VR hingegen ist die beim Betrieb der Schaltung verwendete Referenzspannung. Vi ist schliesslich die an dem Kondensator Ci am Ende des Ladezyklus auftretende Spannung. Vs repräsentiert den Abtastwert der Spannung.

Durch einen Transistorschalter S2 wird ein analoger Abtastwert Vs von einer analogen Signalquelle 11 abgetastet, wobei ein von der Source- zu der Drain-Elektrode führender Strompfad des Transistorschalters S2 zwischen der analogen Signalquelle 11 und einer Elektrode des Kondensators Ci liegt, dessen andere Elektrode mit Masse verbunden ist. Dem Kondensator Ci ist ein Widerstand R2 parallel geschaltet. Das Gate des Transistorschalters S2 wird durch einen Abtastimpuls 21 nach Fig. 2B angesteuert und legt vor dem Zeitpunkt ti eine Spannung Vs an den Kondensator Ci an. Zum Zeitpunkt ti wird durch einen Startimpuls 22 nach Fig. 2C die Aufladung des Kondensators Ci über eine Ladeschaltung 19 eingeleitet. Die Spannung Vc an dem Kondensator Ci steigt exponentiell nach der Gleichung:

Vc = Vs exp (t/Ti) (1)

an, wobei t die von dem Zeitpunkt ti gemessene Zeit und ti die Zeitkonstante der Ladeschaltung 19 ist. Die Spannung Vc steigt über die Referenzspannung VR an, wobei der Spannungsanstieg beendet wird, wenn die Spannung Vc die Spannung Vi erreicht, die dem Eintreffen des zeitlich nächsten Taktimpulses entspricht, zu dem die Spannung an dem Kondensator Ci gleich der Referenzspannung VR ist. Die Zeit, die zwischen dem Zeitpunkt ti der Initialisierung des Ladens und dem Zeitpunkt t2 verstreicht, zu dem die Kondensatorspannung Vc gleich der Referenzspannung VR wird, ist mit TR bezeichnet und stellt ein logarithmisches Mass des Abtastwertes Vs der Spannung dar. Das Zeitintervall zwischen ti und t3 ist mit Ti bezeichnet und stellt ein Mass der Zeit TR mit einem Fehler TE dar, das dem Zeitintervall zwischen t2 und t3 entspricht. Somit kann der Wert Vs durch einen Zähler, beispielsweise den in dem Zeitintervall Ti aufgesteuerten zweiten Zähler 14 mit einem Zeitfehler TE angenähert werden, der abhängig von dem zeitlichen Zusammenfallen des exponentiellen Anstieges mit der Referenzspannung VR variiert. Gemäss der Erfindung wird der Fehler TE durch die Entladung des Kondensators Ci von der Spannung Vi über eine Entladeschaltung angenähert, die eine sehr viel grössere Zeitkonstante 12 als die Zeitkonstante ti der Ladeschaltung aufweist. Die Spannung an dem Kondensator nimmt exponentiell entspre-, chend der folgenden Gleichung ab:

Vc = Vi exp (-t/T2) (2)

Die Zeit zwischen t3, dem Zeitpunkt des Beginns der Entladung des Kondensators Ci, und t4, dem Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung gleich der Referenzspannung VR ist, ist mit T2 bezeichnet. Somit ist TE gleich T2 x T1/T2. Demzufolge ergibt die Verwendung eines Zählers mit einer vorbestimmten Anzahl von Stufen, dessen voller Zahlenvorrat gleich T1/t2 ist und der während des Zeitintervalles T2 aufgetastet ist, einen Zählerstand oder ein Mass für den Zeitfehler TE. Diese Beziehung ist leicht aus der Gleichung (2) wie folgt herzuleiten:

VR = Vi exp (-T2/T2) (3)

wobei T2 das Zeitintervall ist, in dem die Spannung Vc von dem Wert Vi auf den Wert VR abnimmt. Somit ist

T2 = T2 In (Vi/VR) (4)

Aus der Gleichung (1) für das exponentielle Ansteigen ist leicht ersichtlich, dass

Vi = VRexp(TE/xi) (5)

ist. Das Einsetzen der Gleichung (5) in die Gleichung (4)

ergibt die folgende Gleichung:

T2 = T2 In [exp(TE/xi)]

Somit ist

T2 = T2 Te/ti (6)

Wenn der Zähler 14 ein Zähler ist, der sowohl vorwärts wie rückwärts (d.h. in beiden Richtungen) zählen kann und der so gesteuert ist, dass er während des Zeitintervalles Ti vorwärts und während des Zeitintervalles T2 rückwärts zählt, und wenn ferner der Zähler 13 ein Rückwärtszähler ist, dessen höchstwertige Stufe mit der niedrigstwertigen Stufe des Zählers 14 gekoppelt und während des Zeitintervalles T2 aufgesteuert ist, ist, wie weiter unten ausführlich erläutert wird, der Zählerstand bzw. die Binärzahl, die in diesem zusammengesetzten Zähler steht, ein Mass für den Logarithmus des Verhältnisses der Referenzspannung VR zu dem in den Kondensator Ci eingespeisten Abtastwert Vs des Signals. Der Zählerstand des zusammengesetzten Zählers verändert sich entgegengesetzt zum Abtastwert Vs. Natürlich könnten die Stufen des zusammengesetzten Zählers vor der Initialisierung des Lade- und Entladezyklus vorbesetzt werden. Gemäss einem Merkmal der Erfindung führt die Verwendung eines exponentiellen Anstieges mit einer kurzen Zeitkonstante zu einer schnellen Umwandlung eines Analog-Abtastwertes in eine logarith-mierte Zahl.

Um die oben beschriebene Funktion zu erhalten, ist der Ausgang des zweiten Gatters 17 mit einem Eingang eines ODER-Gatters 31 verbunden, dessen Ausgang an die nied-

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rigstwertige Stufe des zweiten Zählers 14 angeschlossen ist. Der Ausgang der höchstwertigen Stufe des ersten Zählers 13 liegt an einem weiteren Eingang des ODER-Gatters 31. Somit gelangen, wenn das zweite Gatter 17 aufgesteuert ist, die Taktimpulse durch das Gatter hindurch zu der niedrigstwertigen Stufe des zweiten Zählers 14. Eine Änderung des Zustan-des der höchstwertigen Stufe des ersten Zählers 13 gelangt ebenfalls durch das ODER-Gatter 31 zu der niedrigstwertigen Stufe des zweiten Zählers 14.

Die Stufen des zweiten Zählers 14 sind mit Vorwärts-Rückwärtsanschlüssen versehen, die durch die Beschriftung U/D gekennzeichnet sind. Wenn ein hoher Pegel, beispielsweise der Impuls 23 aus Fig. 2D, an den Vorwärts-Rückwärts-anschlüssen erscheint, ist der zweite Zähler 14 so geschaltet, dass er aufwärts zählt, während er, wenn ein niedrigpegeliges Signal an den Vorwärts-Rückwärts-Anschlüssen erscheint, so umgeschaltet ist, dass er rückwärts zählt. Solange ein Impuls 23 auftritt, ist das zweite Gatter 17 geöffnet und der zweite Zähler 14 so gesteuert, dass er vorwärts zählt, während er zu allen anderen Zeiten rückwärts zählt. Während des Auftretens des Impulses 25 nach Fig. 2F ist das erste Gatter 16 geöffnet und der erste Zähler 13 zählt rückwärts.

Die Ladeschaltung 19 enthält einen Differenzverstärker 40 mit einem invertierenden Eingang 41, einem nicht invertierenden Eingang 42 und einem Ausgang 43. Ein vorgesehenes Rückkopplungsnetzwerk enthält einen Widerstand RA und einen Widerstand RB. Der Widerstand RA ist zwischen dem Ausgang 43 und dem invertierenden Eingang 41 geschaltet. Der Widerstand RB liegt zwischen dem invertierenden Eingang 41 und Masse. Zwischen dem Ausgang 43 und dem Kondensator Ci liegt über dem Drain-Source-Kanal eines Transistorschalters Si ein Rückkopplungswiderstand Ri. Das Gate des Transistorschalters Si ist an einen Gateimpuls-Generator 45 angeschlossen, der in Fig. 2D gezeigte Gateimpulse 23 liefert, um den Schalter Si aufzusteuern. Die Vorderflanke des Impulses 23 fällt zeitlich mit dem Auftreten des in Fig. 2C dargestellten Startimpulses 22 zusammen. Somit wird nach dem Zeitpunkt ti, wenn der Schalter Si geschlossen ist, der Kondensator Ci über die Ladeschaltung 19 aufgeladen. Die Kondensatorspannung Vc kann durch die folgende Gleichung wiedergegeben werden:

vc = vs

C, J1

i dt

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Hierbei sind Vc die Spannung an dem Kondensator Ci, Vs die Spannung an dem Kondensator Ci zum Zeitpunkt ti am Beginn des Ladezyklus, Ci die Kapazität des Kondensators Ci und i der Strom in den Kondensator Ci.

Der Strom kann durch folgende Gleichung beschrieben werden:

i =

VVC R1

(8)

R,

Hierbei ist V0 die Spannung an dem Ausgang 43 des Differenzverstärkers 40. Wenn die Widerstände so bemessen sind, dass Rz sehr viel grösser ist als Ri RB/R,\,vereinfacht sich die Gleichchung 8 zu folgender Gleichung:

B

Vrt)

vo G(vc " Ra+Rb "0

oder

*B

vo*1+gR +B

A B

) = G Vc . <10)

Dabei ist G die Verstärkung des Differenzverstärkers 40. Für einen hochverstärkenden Verstärker vereinfacht sich die Gleichung 10 zu

RA+RB V = ——- v„ vO C

20

oder

V -V V0 C

R

1

Das Ausgangssignal Vo des Differenzverstärkers 40 ergibt sich aus der Gleichung:

B

V0 = AVC

OD

bei der A die Verstärkung der Ladeschaltung 19 ist. Durch Einsetzen der Gleichung 11 in die Gleichung 9 und Einsetzen 25 der daraus sich ergebenden Gleichung in die Gleichung 7 sowie der Differenzierung der sich ergebenden Gleichung wird folgende Differentialgleichung erhalten:

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d vc dt

VC(A-1)

R1C1

(12)

Die Auflösung der Differentialgleichung 12 führt zu der 35 Gleichung vc = vs exP<f^ fc>

(13)

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Durch Vergleich der Gleichung 13 mit der Gleichung 1 wird ersichtlich, dass

R..C,

r = _L_L_

1 A-1

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ist. ti wird als die Ladezeitkonstante bezeichnet.

so Die an dem Kondensator Ci auftretende Spannung Vc wird in dem Komparator 46 mit der Referenzspannung VR verglichen, die durch eine Referenzspannungsquelle 47 bereitgestellt wird. Eine Elektrode des Kondensators Ci ist mit einem Eingangsanschluss 48 des Komparators 46 verbun-55 den. Der andere Eingangsanschluss 49 des Komparators 46 liegt an dem positiven Anschluss der Referenzspannungsquelle 47. Der negative Anschluss der Referenzspannungsquelle 47 ist mit Masse verbunden. Der Komparator 46 erzeugt einen in Fig. 2E gezeigten Ausgangsimpuls 24, dessen 60 Vorderflanke mit dem Zeitpunkt t2 zusammenfällt und dessen Rückflanke zum Zeitpunkt t4 auftritt. Der Gateimpuls-Gene-rator 50 erzeugt einen in Fig. 2F veranschaulichten Impuls 25, dessen Vorderflanke zum Zeitpunkt t3 auftritt und dessen Rückflanke zeitlich mit dem nächsten nachfolgenden Taktim-65 puls zur Zeit t4 zusammenfällt. Der Gateimpuls-Generator 50 ist als D-Flipflop mit einem Eingangsanschluss 51, einem Takteingang 52 und einem Ausgangsansehluss 53 veranschaulicht. Der Ausgang des Komparators 46 liegt an dem Eingang

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51, während der Ausgang des Taktgenerators 15 an den Takteingang 52 angeschlossen ist. Somit erfolgt, wenn der Anschluss 51 auf hohem Potential liegt, an dem Ausgang 53 ein Wechsel von einem niedrigen auf ein hohes Potential beim Auftreten des nächsten Taktimpulses, wobei das Ausgangssignal bis zu dem Taktimpuls auf dem hohen Potential bleibt, der einer Potentialänderung an dem Anschluss 51 auf ein niedriges Potential folgt, und zu diesem Zeitpunkt das Potential an dem Ausgang 53 auf ein niedriges Potential wechselt. Auf diese Weise stimmt die Dauer des Ausgangssignales des Gateimpuls-Generators 50 im wesentlichen mit dem Zeitintervall T2 überein. Die Vorderflanke des Ausgangsimpulses 25 dient zur Erzeugung der Rückflanke des Ausgangsimpulses 23 des Gateimpuls-Generators 45. Der Zeitpunkt des Auftretens der Vorderflanke des Ausgangsimpulses 25 fällt mit dem Zeitpunkt t3 zusammen, an dem die Kondensatorspannung Vc die Scheitelspannung Vi erreicht. Da zum Zeitpunkt t3 der Impuls 23 in das zweite Gatter 17 eingespeist wird, wird das zweite Gatter 17 gesperrt, und der in dem zweiten Zähler 14 gespeicherte Zählerstand ist ein Mass für die Zeit Ti. Der Ausgangsimpuls 25 des Gateimpuls-Generators 50 gelangt zu dem ersten Gatter 16 und gibt die Übertragung der Impulse von der Taktimpulsquelle 15 zu dem ersten Zähler 13 frei. Die zu dem ersten Zähler 13 übertragene Anzahl von Impulsen hängt von dem Zeitintervall T2 ab. Da der erste Zähler ein Rückwärtszähler ist, wird dessen Zählerstand von dem Gesamtzählerstand des zusammengesetzten, den ersten und den zweiten Zähler 13 und 14 enthaltenden Zähler 12 abgezogen. Um dieses Ergebnis zu erhalten, wird die erste Stufe des zweiten Zählers 14 so vorbesetzt, dass das darin gespeicherte Bit dem Zählerstand nach dem ersten vollen Durchlauf des ersten Zählers 13 entspricht. Auf diese Weise wird die Rückwärtszählung des ersten Zählers 13 während des Zeitintervalles T2 von dem während des Zeitintervalles Ti aufgezeichneten Gesamtzählerstand abgezogen, um den richtigen, dem Zeitintervall TR entsprechenden Zählerstand zu ergeben.

Der Impuls 22 nach Fig. 2C wird nicht nur zum Auslösen der Vorderflanke des Ausgangsimpulses 23 des Gateimpuls-Generators 45, sondern auch zum Rücksetzen aller Stufen des ersten Zählers 13 sowie dem Setzen der ersten Stufe des zweiten Zählers 14 und dem Rücksetzen aller übrigen Stufen des zweiten Zählers am Ladestartzeitpunkt des Kondensators Ci verwendet.

Anhand der Fig. 2A bis 2G ist nunmehr ein Betriebszyklus des Wandlers 10 nach Fig. 1 beschrieben. Während des Zeitintervalles to bis ti erzeugt das Schliessen des Schalters S2 einen Spannungsabtastwert an dem Kondensator Ci. Zum Zeitpunkt ti wird von dem Hauptzähler und Decoder 18 ein Startimpuls 22 in den ersten Zähler 13 eingespeist, um dessen Stufen zurückzusetzen, wobei ferner durch den Startimpuls 22 die erste Stufe des zweiten Zählers 14 gesetzt und dessen übrigen Stufen zurückgesetzt werden. Zum Zeitpunkt ti wird der Schalter S2 geöffnet und in Abhängigkeit von der Zufuhr eines Impulses 23 durch den Gateimpuls-Generator 45 der Schalter Si geschlossen, womit das Aufladen des Kondensators Ci über die Ladeschaltung 19 initialisiert wird und die Spannung Vc an dem Kondensator Ci exponentiell ansteigt. Wenn die Spannung Vc die Referenzspannung VR erreicht, wechselt das Ausgangssignal des Komparators 46 von einem niedrigen Potential auf ein hohes Potential, wie dies in dem

Impuls 24 nach Fig. 2E veranschaulicht ist. Sobald die Spannung Vc die Spannung Vi erreicht, die dem Zeitpunkt des Auftretens des nächsten nachfolgenden Taktimpulses nach der Koinzidenz der Spannungen Vc und Vr entspricht, wechselt das Ausgangssignal des Gateimpuls-Generators 50, wie bei dem Impuls 25 nach Fig. 2F gezeigt, von einem niedrigen Potential auf ein hohes Potential. Die ansteigende Flanke des Impulses 25 wird dazu verwendet, den Gateimpuls-Generator 45 von einem hohen Potential auf ein niedriges Potential umzuschalten und somit das Laden des Kondensators Ci über die Ladeschaltung 19 zu beenden. Die Spannung Vc an dem Kondensator Ci kann nunmehr aufgrund des Widerstandes R2 exponentiell abnehmen. Zum Zeitpunkt t4, bei dem die Gleichheit der Spannung Vc und der Referenzspannung VR auftritt, fällt das Potential am Ausgang des Komparators 46 von hoch nach niedrig und bewirkt, dass im wesentlichen gleichzeitig hiermit das Ausgangssignal des Gateimpuls-Generators 50 ebenfalls von hoch nach niedrig fällt, wodurch die absteigende Flanke des Impulses 25 des Gateimpuls-Generators 50 erzeugt wird. Wie oben erläutert, weist der Impuls 23 eine zeitliche Breite von Ti auf und gestattet es somit, dass eine ganze Zahl von Taktimpulsen in den zweiten Zähler 14 eingespeist wird, der eine entsprechende Zählung der Taktimpulse vornimmt. Der Torimpuls 25 nach Fig. 2F, dessen Breite im wesentlichen T2 beträgt, gestattet es, dass eine vorbestimmte Anzahl von Taktimpulsen in den ersten Zähler 13 eingespeist wird. Da wie eingangs erläutert das Verhältnis 2m (hier mit m = 3) der Zeitkonstante T2 der Entladeschaltung zu der Zeitkonstante ti der Ladeschaltung so gewählt war, dass es dem ersten vollen Zählerdurchlauf des ersten Zählers 13 entspricht, ist die Rückwärtszählung des ersten Zählers 13 ein Mass für den Zeitfehler TEt und da die erste Stufe des zweiten Zählers so eingestellt ist, dass sie einem Zählerüberlauf des ersten Zählers 13 entspricht, ergibt der resultierende Zählerstand des ersten und zweiten Zählers eine Zahl, die das Intervall TR repräsentiert.

Obwohl in Verbindung mit dem Wandler nach Fig. 1 lediglich eine einzige Analog-Signalquelle zur Erzeugung der Spannungsabtastwerte Vs gezeigt ist, ist offensichtlich, dass die Spannungsabtastwerte von einer Vielzahl von Spannungsquellen sequentiell in den Kondensator Ci eingespeist und Schalter vorgesehen werden können, um die Sequentialisie-rung der Spannungsabtastwerte auszuwählen.

Während der Wandler nach Fig. 1 mit einem zweiten, aus fünf Stufen bestehenden Zähler und mit einem ersten, aus drei Stufen bestehenden Zähler gezeigt ist, kann die Anzahl der in jedem dieser Zähler verwendeten Stufen, wie gewünscht, verändert werden, beispielsweise so, dass jeder Zähler dieselbe Anzahl von Stufen aufweist. Jedoch sollte das Verhältnis der Zeitkonstante n der Entladeschaltung zu der Zeitkonstante ti der Ladeschaltung gleich einem vollen Zählerdurchlauf des ersten Zählers sein, damit T2/T1 =2m gilt.

Während im Zusammenhang mit dem Wandler nach Fig. 1 am Beginn der Konvertierung eines Signalabtastwertes in einen Digital-Wert die Stufen des ersten Zählers 13 zurückgesetzt, die erste Stufe des zweiten Zählers 14 gesetzt und die anderen Stufen des zweiten Zählers 14 ebenfalls zurückgesetzt sind, ist es zu erkennen, dass auch andere Startwerte in dem ersten und dem zweiten Zähler 13, 14, je nach Wunsch, erzeugt werden können.

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2 Blatt Zeichnungen

Claims

643 972 2 PATENTANSPRÜCHE

1. Logarithmischer Analog-Digital-Wandler, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster, m-stufiger, in eine erste Richtung zählender Zähler (13) und ein zweiter, n-stufiger, gesteuert in die erste Richtung oder in die umgekehrte Richtung zählender Zähler ( 14) einen m + n-stufigen zusammengesetzten Zähler (12) bilden, bei dem die höchstwertige Stufe des ersten Zählers (13) an die niedrigstwertige Stufe des zweiten Zählers (14) angeschlossen ist, so dass die niedrigstwertige Stufe des ersten Zählers (13) die niedrigstwertige Stufe und die höchstwertige Stufe des zweiten Zählers (14) die höchstwertige Stufe des zusammengesetzten Zählers (12) darstellen, bei dem eine erste Gatterschaltung (16) die Zufuhr von Taktimpulsen (20) von einer Taktimpulsquelle (15) zu dem ersten Zähler (13) und eine zweite Gatterschaltung (17) die Zufuhr von Taktimpulsen (20) von der Taktimpulsquelle (15) zu dem zweiten Zähler (14) steuert, dass eine Schaltung (S2) vorgesehen ist, durch die ein Kondensator (Ci) auf eine Spannung gleich einem Abtastwert der Spannung (Vs) einer analogen Signalquelle (11) aufladbar ist, welcher Kondensator (Ci) anschliessend eingeleitet durch eine von den Taktimpulsen (20) gesteuerte Steuerschaltung (18), mittels einer Ladeschaltung (19) gemäss der Gleichung

Vc = Vs exp (t/xi)

in Richtung auf eine Referenzspannung (VR) aus einer Referenzspannungsquelle (47) aufgeladen wird, wobei Vc die Spannung an dem Kondensator (Ci), t die seit dem Initialisierungsimpuls (22) für die Aufladung vergangene Zeit und ti die Zeitkonstante der Ladeschaltung (19) ist, dass ein durch den Initialisierungsimpuls (22) gesteuerter Gateimpuls-Generator (45), der die zweite Gatterschaltung (17) freigibt und den zweiten Zähler (14) so steuert, dass er umgekehrt zu der ersten Richtung die durch die freigegebene zweite Gatterschaltung (17) eintreffenden Taktimpulse (20) zählt, und ein anderer durch die Taktimpulse (20) getakteter Gateimpuls-Generator (50) vorhanden sind, der, nachdem die Spannung (Vc) an dem Kondensator (Ci) die Referenzspannung übersteigt, beim Vorliegen oder Eintreffen des nächsten Taktimpulses die Aufladung des Kondensators (Ci) durch die Ladeschaltung (19) beendet und dessen Entladung über eine Entladeschaltung (R2) einleitet sowie die zweite Gatterschaltung (17) sperrt und den zweiten Zähler (14), zu dem daraufhin über die zweite Gatterschaltung (17) keine Taktimpulse (20) mehr gelangen, umschaltet, damit er in die erste Richtung zählt, dass die Entladeschaltung (R2) den Kondensator (Ci) gemäss der Gleichung

Vc = Vi exp (-t/t2)

entlädt, wobei Vi die Spannung an dem Kondensator (Ci) am Ende von dessen Ladung, t die Zeit seit dem Beginn der Entladung und T2 die Zeitkonstante der Entladeschaltung (R2) ist, dass das Verhältnis von 12 zu ti = 2m mit m = der Zahl der Stufen des ersten Zählers (13) ist und dass bei Gleichheit der Kondensatorspannung Vc und der Referenzspannung (VR) durch eine während der Entladung auf die Spannungsgleichheit ansprechende Schaltung (46, 50) die erste Gatterschaltung (16) gesperrt wird, damit keine Taktimpulse (20) mehr zu dem ersten Zähler (13) gelangen und der in dem zusammengesetzten Zähler (12) gespeicherte Zählerstand dem Logarithmus des analogen Abtastwertes entspricht.

2. Logarithmischer Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Initialisierungsimpuls (22) die Stufen des ersten Zählers (13) zurücksetzt sowie die erste Stufe des zweiten Zählers (14) vorbesetzt und der durch den Initialisierungsimpuls (22) gesteuerte

Gateimpuls-Generator (45) den zweiten Zähler (14) so steuert, dass er umgekehrt zu der ersten Richtung die durch die freigegebene zweite Gatterschaltüng (17) eintreffenden Taktim-pulse (20) zählt.