DE1216927C2

DE1216927C2 - Coder vom zaehlertyp

Info

Publication number: DE1216927C2
Application number: DE1963J0024355
Authority: DE
Inventors: Kaneko Tokio Hisashi
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1962-09-17
Filing date: 1963-08-31
Publication date: 1975-10-16
Also published as: DE1216927B; GB1032940A; US3281828A

Description

Die Erfindung betrifft einen Coder vom Zählertyp, bei dem ein Funktionsgenerator eine Bezugsspannung erzeugt, die gemäß einer einwertigen Funktion sich Von einem festgelegten Anfangspunkt an zeitlich ändert und die in einer Vergleichsschaltung dauernd Hiit der zu codierenden, mittels eines ÄC-Speichers gespeicherten Analogspannung verglichen wird, wobei die Vergleichsschaltung ein Ausgangssignal abgibt, wenn eine bestimmte Beziehung zwischen dieten beiden Spannungen besteht, der ferner Mittel enthält, die ein Digitalsignal entsprechend der Zahl der von einem Impulsgenerator gelieferten Zähl-Impulse erzeugen, die in den Zeitraum zwischen dem festgelegten Anfangspunkt und dem Auftreten eines Ausgangssignals der Vergleichsschaltung fallen.

Es ist bekannt, daß die Umsetzung von Digitalsignalen durch Abtastung, Quantisierung und Codierung analoger Signale, z. B. bei der Sprach-, Daten- und Bildübertragung sowie anderen möglichen Signalen, mehrere technische Vorteile bietet, wie etwa die erhöhte Störunempfindlichkeit bei der Signalübertragung gegenüber Geräuschen bzw. Störungen. Es ist weiterhin bekannt, Analogsignale bei der Quantisierung in gleichen Quantisierungsschritten zu quantisieren. Es gibt nun eine Reihe von Analogsignalen, zu denen beispielsweise Sprachsignale zählen, bei denen Signalwerte kleiner Amplitude häufig auftreten, als auf Grund der Wahrscheinlichkeit zu erwarten ist. Solche Signale werden vorzugsweise mit kleineren Quantisierschritten bei kleineren Amplitudenwerten gegenüber den Quantisierschritten für größere Signalamplituden quantisiert. Für eine derartige nichtlineare Quantisierung werden die Analogsignale mittels eines Kompanders entweder gepreßt oder gedehnt. Bei derartigen Kompandern macht man häufig Gebrauch von den nichtlinearen Kennlinien nichtlinearer Schaltelemente, wie beispielsweise von HaIb- leitern und Elektronenröhren, die nachfolgende Quantisierung erfolgt dann linear. Man gewinnt auf diese Weise insgesamt eine nichtlineare Quantisierung, deren Charakteristik von den nichtlinearen Kennlinien der nichtlinearen Schaltelemente abhängt. Dabei ist es jedoch schwierig, stets gleichbleibende

nichtlineare Quantisierungskennlinien zu erhalten, da Temperaturabhängigkeit und andere Streuungen der

Kennlinien nicht völlig auszuschließen sind.

Einer der Gründe für die vorzugsweise Anwen-

ao dung der nichtlinearen Quantisierung ist, wie bereits erwähnt, darin zu sehen, daß das Signal-Geräusch-Verhältnis unabhängig von den Eingangssignalwerten ist und daß sich das menschliche Gehör in logarithmischer Beziehung zu den empfangenen Reizen ver-

a5 hält, wie dies aus dem Gesetz von Weber-Fechner bekannt ist.

Von Codein des Zählertyps weiß man, daß die Frequenz der Zählimpulse vergleichsweise hoch gegenüber der Abtastfrequenz sein muß, die durch die

Geschwindigkeit des Binärzählers jedoch begrenzt ist, der für die Zählung derartiger Impulse Verwendung findet. Zwangläufig geht daraus hervor, daß die Abtastfrequenz und demzufolge auch die Codierungsgeschwindigkeit gering ist. Der Coder vom Zählertyp

ist andererseits wegen seines einfachen Aufbaues vorzuziehen.

Bei Zeitmultiplexsystemen, die mit Pulsphasenmodulation oder Pulsdauermodulation arbeiten, und bei denen eine Momentanwertkompandierung durchgeführt wird, ist es bekannt, ein Netzwerk aus aktiven Wirkkomponenten und aus Blindkomponenten zu benutzen, dessen exponentiell verlaufende Reaktionsfunktion eine exponentielle Aufladung auslöst (DT-PS 10 76 758). Ferner ist eine ähnliche Schaltung mit einem passiven Netzwerk bekannt, die einen exponentiellen Abfall eines gespeicherten Momentanwertes ergibt, der zur Kompandierung ausgenutzt wird (DT-AS 10 23 800). Schließlich kann man zur Kompandierung dem gespeicherten Momentanwert auch eine Hilfsspannung mit nichtlinearem Verlauf überlagern (DT-AS 10 21 910). Bei der Überlagerung des Speichermomentanwertes mit einer Hilfsspannung bereitet es jedoch Schwierigkeiten, den abgetasteten Spannungswert mit hoher Genauigkeit und vor allem innerhalb einer kurzen Zeitspanne in den Speicher zu übertragen, damit die Veränderung des gespeicherten Spannungswertes keinen Fehler bedingt.

Der Erfindung liegl die Aufgabe zugrunde, einen Coder vom Zählertyp mit einer nichtlinearen Quantisierungskennlinie zu schaffen, bei dem die durch die zeitliche Änderung der gespeicherten Analogwerte bedingten Fehler vermieden werden.

Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß zur Erzielung einer nichtlinearen Quantisierungskennlinie der Funktionsgenerator ein aus einem ÄC-Glied bestehendes passives Netzwerk enthält, so daß der Funktionsgenerator eine Bezugsspannung in Form einer exponentiell abfallenden Kurve abgibt, und daß

dieses RC-Glied mit dem RC-Speicher gegensinnig ist. Ein Zählimpulsgenerator 22 erzeugt Zählimpulse in Reihe geschaltet ist und derart dimensioniert ist, K, deren Frequenz /„ durch die Beziehung
daß die Gleichung ^ .

M(RC) -1-1/(RsCs) = ~V°g τ _L . , . ... . xf-A-

^u 5 gegeben ist. f_Q ist abhangig vom maximalen Codie-

erfüllt ist, wobei R_SC_? das RC-Glied des Speichers, rungszeitintervall T und der Codewertigkeit η des er-Z₀ die Frequenz der Zählimpulse, r exp (-//[Z₀RC]) haltenen Digitalsignals bzw. von der höchstmög- und / die Zahl der zur Zählung gelangenden Zähl- liehen Größe N=2", die durch das Digitalsignal darimpulse ist. gestellt werden kann. Einer Torschaltung 23 werden Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Fi- io die Zählimpulse K und ein Ausgangssignal der biguren 1 bis 5 beispielsweise erläutert. Es zeigt stabilen Kippschaltung 21 zugeführt. Diese Kipp-Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten schaltung21 werde im folgenden kurz als Flip-Flop Coders, und ihre Ausgangsimpulse als Torimpulse G bezeich-Fig. 2 Kurvenform für die Erläuterung der Wir- net; derartige TorimpulseG sind in Fig. 2c dargekungsweise des Coders nach Fig. 1, wobei voraus- 15 stellt. Sie treten auf vom Zeitpunkt 17 zu Beginn gesetzt wird, daß entsprechend der Ausbildung des des Codierungsvorganges bis zum anderen Zeitpunkt erfindungsgemäßen Coder zur Erzielung einer nicht- 19, für den die Beziehung gilt ν = g(t). Auf diese linearen Quantisierungskennlinie der Funktionsgene- Weise werden die angelegten Zählimpulse K während rator eine exponentiell abfallende Bezugsspannung des Auftretens eines Torimpulses G auf den Ausgang erzeugt, ao des Systems bzw. zum nächstfolgenden Schaltglied F i g. 3 a und 3 b Schaltbilder nichtlinearer Funk- übertragen. Dieses Schaltglied ist ein n-Bit-Binärtionsgeneratoren und zähler 24, dem die Zählimpulse K' der Torschaltung F i g. 4 ein Schaltbild eines Coders gemäß der Er- 23 zugeführt werden und deren Zahl, wie in F i g. 2 d findung. dargestellt ist, der gespeicherten abgetasteten Spanin Fig. 1 ist ein üblicher Coder vom Zählertyp 25 nunp in Abhängigkeit von der Bezugsspannungg{i) dargestellt. Er umfaßt eine Eingangsklemme 11, an entspricht. Der Binärzähler 24 ist mit η Ausgangsdie das positive oder negative Analogsignal V ange- klemmen 85 versehen, an denen das Ergebnis der legt wird, das in ein Digitalsignal umgesetzt werden Zählung in Form von Binärimpulsen (»1« oder »0«) soll, welches wiederum aus Binärcodes mit η Bits ziffernweise abgenommen werden kann. Die Binäraufgebaut sein kann. Eine Abtastschaltung 12 dient 30 impulse, η an der Zahl, die an den Ausgangsder Abtastung der Analogspannung V. Eine Speicher- klemmen 85 dann auftreten, wenn der Codier- oder schaltung 13 speichert die abgetastete Eingangsspan- der Zählvorgang beendet ist oder wenn das Maximum nung mit einem Spannungswert v, der die Eingangs- des maximalen Codierzeitintervalls T von der Rückspannung V zum Zeitpunkt des Abtastens darstellt. flanke 14 des Startimpulses 5 vorüber ist, bilden zu-Eine Startimpulsklemme 16 wird mit einem Quanti- 35 sammen eine Kombination von Binärcodes, die die sierungsstartimpuls S beaufschlagt, wie er in F i g. 2 a Zahl derjenigen Einheitszeiten oder der Perioden dargestellt ist; dieser Impuls hat seine Rückflanke 14 1: Z₀ der Zählimpulse K darstellen, die in den Zeitzu einem Zeitpunkt, der so festgelegt ist, daß er raum zwischen dem Beginn des Codiervorganges und keinesfalls früher als zu dem Zeitpunkt auftreten dem Auftreten eines Ausgangsimpulses in der Verkann, an dem die abgetastete Spannung!' völlig in 40 gleichsschaltung 20 fallen. Man kann sie auch zuder Speicherschaltung 13 eingespeichert ist und an sammen als eine Codekombination oder als ein Codedem der Codierungsvorgang beginnt. Die Vorder- wort auffassen, welches eine Spannung darstellt, die flanke 15 tritt zu einem anderen Zeitpunkt auf, der man durch Quantisierung der abgetasteten Spanin einem bestimmten Abstand zur Rückflanke 14 nung V mit Bezug auf die einwertige Funktion g(t) gewählt wird. Der Coder gemäß Fig. 1 umfaßt 45 erhält.

fernerhin einen Funktionsgenerator 18, der durch den Die η Binärimpulse dienen als parallele Ausgangs-

Startimpuls S zur Erzeugung einer Bezugsspannung größe des gewünschten Digitalsignals, und sie kön-

getriggert wird, wie sie in Fig. 2b dargestellt ist. Die nen, falls sie nacheinander über eine Verzögerungs-

Bezugsspannung ist durch eine einwertige Funktion leitung geleitet werden, auch als Serienausgangsgröße

g(i) bestimmt, und zwar vom Zeitpunkt des Auf- 50 des gewünschten Digitalsignals erhalten werden. Es

tretens der Rückflanke 14 des Star+impulses 5 ent- ist für den Fachmann ohne weiteres möglich, durch

sprechend einem Zeitpunkt in Fig. 2b, der dort Multiplexbildung eine Vielzahl von Digitalsignalen,

durch 17 bezeichnet wird, bis zum Verstreichen eines die man auf die beschriebene Weise erhalten hat, zu

maximalen vorbestimmten Zeitintervalls T für die sammenzufassen, und es ist ebenso leicht, aus Ana

Codierung. Eine Vergleichsschaltung 20 erzeugt ein 55 logsignalen vor der Quantisierung und Codierun

Ausgangssignal zu einem Zeitpunkt, der in Fig. 2b Mulliplexsysteme zu bilden.

mit 19 gekennzeichnet ist. Zu diesem Zeitpunkt hat Werden die abgetasteten Spannungen V zu jeweil·

die Bezugsspannung g(t) [die hier der Einfachheit vorbestimmten Zeitintervallen abgenommen, so mul

halber durch dasselbe Symbol wie die einwertige die maximale Codierungszeit T so gewählt werden

Funktion g(t) ausgedrückt wird] den gleichen Wer* 60 daß diese Zeitperioden keinesfalls kürzer werdei

wie die eingespeicherte abgetastete Spannung v. Eine können als die Summe des maximalen Codierungs

bistabile Kippschaltung 21 wird durch den Start- zeitintervalls Γ plus dem Zeitintervall zwischen den

impuls S gekippt, und zwar zum Zeitpunkt des Auf- Zeitpunkt der Abtastung und dem Zeitpunkt, an den

tretens der Rückflanke 14, die dem Punkt 17 in die abgetastete Spannung V in der Speicherschaltunj

Fig. 2c entspricht; sie wird durch den Ausgangs- 65 13 eingespeichert worden ist. Die Breite der Start

impuls der Vergleichsschaltung 20 zu dem Zeitpunkt impulse 5 wird so gewählt, daß sie für die Ansteue

zurückgekippt, an dem ein Ausgangsimpuls auftritt, rung des Funktionsgenerators 18 ausreicht. Es is

der in Fig. 2c durch die Bezeichnung 19 angedeutet klar, daß der Zeitpunkt der Abtastung zeitlich ge

steuert werden muß, und zwar in Abhängigkeit zum Auftreten des Startimpulses S an der Eingangs-Klemme 16; diese Steuerung besorgt eine besondere Schaltungsanordnung, die in Fig. 1 nicht dargestellt ist. Für die Vergleichsschaltung 20 eignen sich Sperrschwinger, Schmitt-Trigger und andere Schaltungsanordnungen, wie sie von M i 11 m a η und Taub in dem Buch »Pulse and Digital Circuits«, McGraw Hill, 1956, auf den Seiten 469 bis 480 beschrieben sind. Der n-Bit-Binärzähler 24 kann aus η Flip-Flop-Stufen aufgebaut werden, deren jede mit einer der Ausgangsklemmen 85 verbunden ist. Der Binärzähler 24 wird ebenfalls durch die in F i g. 1 nicht dargestellte Zeitschaltung gesteuert, in der Weise, daß er durch einen Rückkippimpuls vor Beginn des Codierungsvorganges zurückgestellt wird, entsprechend der Vorderflanke des Startimpulses S, damit er für die Zählung der Zählimpulse K' nach dem Beginn der Codierung frei ist.

Bei bekannten Codern des Zählertyps ist der Funktionsgenerator 18 als linearer Generator ausgebildet; er erzeugt eine Bezugsspannung, die entweder durch die lineare Gleichung

g(f) = E-(JJN)-t (1)

oder die andere lineare Gleichung r =

\-VN

und

so erhält man

gegeben ist. Die Größe E bezeichnet hierin eine bestimmte Spannung, die nicht kleiner als der Maximalwert der Eingangsanalogspannung V sein darf. Der Coder nach der Erfindung weist dagegen einen nichtlinearen Funktionsgenerator auf, der eine Bezugsspannung erzeugt, die durch eine nichtlineare Funktion g(i) bestimmt wird und die von den nichtlinearen Kennwerten, die bsi der Codierung benötigt werden, abgeleitet wird, wobei ein nichtlinearer quantisierender Coder des Zählertyps Verwendung findet. Die Beziehung für ein Signal, dessen Spannung g(t) zum Zeitpunkt t ist, kann durch die Beziehung

(i) = E-exp(-i/T₀) (3)

gegeben werden. E ist hierbei eine bestimmte Spannung, die nicht kleiner sein darf als die Summe des Maximalwertes der Eingangsanalogspannung V und einer Augenblicksspannung d, die später näher erläutert werden wird; T₀ ist eine Konstante mit der Dimension »Zeit«. Der Beginn der Zeit (f=0) ist der Zeitpunkt, an dem die Rückflanke des Startimpulses S auftritt Es sei auch nochmals erwähnt, daß die Periode der Zählimpulse K durch 1: /₀ definiert ist Die Zahl t der über die Torschaltung 23 gelangenden Zählimpulse IC ergibt sich durch folgende Rechnung. Aus der Gleichung

= Ε·εχρ(-ΐ7[/₀·Γ₀1)
erhält man durch Substitution

r = exp (-i/[/₀-T₆]),
E-

= Et.

Nun wird eine Spannung jc eingeführt, die durch

x = g(i//„) - d (S)

definiert ist, worin d durch

definiert wird und die, wie oben erwähnt, eine Augenblicksspannung darstellt. Nun setzt man i/N = log (1 + μχ/EJ/log (1 + μ), (7)

letztere Gleichung beschireibt die logarithmischen Kompandierungskennlinien, die auch μ-Kennlinien

ίο genannt werden, wie sie von Bernard Smith in »Bell System Technical Journal«, Mai 1957, S. 653 bis 709, beschrieben worden sind. Es folgt aus dem Gesagten, daß die durch die Gleichung (5) definierte Spannung als die gewünschte Bezugsspannung für die logarithmische Quantisierung verwendet werden kann. Die Konstanter in den Gleichungen(4) und (5) ist gleich dem Verhältnis der Spannungen g(() zu zwei Zeitpunkten, an denen Zählimpulse K auftreten, gewählt werden. Die andere Konstante E₀ in der Glei-

ao chung(7) bedeutet eine Spannung, die so gewählt sein muß, daß sie nicht kleiner ist als der Maximalwert der Spannung χ der Eingangsanalogspannung V. Eine weitere Konstante μ in Gleichung (6) und ebenfalls in Gleichung (7) ist ein Maß für die Kompandie-

»5 rung und wird gemäß dem üblichen Schreibgebrauch mit dem griechischen Buchstaben μ bezeichnet.

Man erkennt, daß eine Spannung χ gemäß den Gleichungen (5) oder (7) für die logarithmische Quantisierung erzeugt werden muß und daß die Spannungg(f), die durch die Gleichung (3) oder (3') definiert wird, als Bezugsspannung für die logarithmische Quantisierung verwendet werden kann, indem die Augenblicksspannung d durch die Vorspannung in der Vergleichsschaltung 20 so einregelt, daß der Ausgangsimpuls dann auftritt, wenn die eingespeicherte abgetastete Spannung ν durch die Augenblicksspannung d kleiner als die Bezugsspannung g(t) gemacht wird, oder, in Kürze ausgedrückt, wenn eine bestimmte Beziehung zwischen diesen Spannungen besteht Eine derartige Bezugsspannung g(i) ist sehr stabil, da diese Spannung wiederum abhängig von einer Spannung ist, die durch die natürliche Entladung eines passiven Schaltelementes gewonnen wird. In F i g. 3 a ist ein Exponentialfunktionsgenerator

18.4 für die Erzeugung der Spannung g(t) gemäß Gleichung (3) oder (3') dargestellt. Er besteht aus einer passiven Schaltungsanordnung 30, die durch die Parallelschaltung eines Widerstandes R mit dem Widerstandswert R und eines Kondensators C mit dei elektrostatischen Kapazität C gebildet wird. Ein elektronischer Schalter 32 besteht aus einem Schalterelement 31, das für den Aufladevorgang des passiver Netzwerkes 30 bzw. für die Unterbrechung des Ent ladevorganges und für die Einleitung des normalei Entladevorganges des passiven Netzwerkes 30 ver wendet wird. An einer Ausgangsklemme 33 kann di über dem passiven Netzwerk 3t auftretende Span nung abgenommen werden. Bei diesem Exponential funktionsgenerator 18/4 wird ein Schalttransistor al Schalterelement 31 verwendet Gelangt ein Star impuls S an die Startimpulsklemme 34, so liefert d< Transistor eine Spannung E, die dauernd an eim Speisespannungsklemme 35 anliegt, an das passiv Netzwerk30 zwecks Ladung des Kondensators«

«5 Hat die Spannung über dem Kondensator C ein< Wert wie in Fig. 2b angedeutet erreicht, der b< nahe gleich der Spannung E ist, so verschwindet d Startimpuls S, mit dem Ergebnis, daß sich die ele

to

trische Ladung, die im Kondensator C gespeichert ist, über den Widerstand R entlädt. Wird die Zeitkonstante des passiven Netzwerkes 30 so gewählt, daß die Gleichung RC = T₀ (8) erfüllt ist, so ist es möglich, an der Ausgangsklemme 33 die Spannung g(t) gemäß Gleichung (3) oder (3') zu erhalten. Der elektronische Schalter 32 befindet sich während der Codierperiode im gesperrten Zustand, mit dem Ergebnis, daß der Einfluß dieses elektronischen Schalters auf den Codiervorgang vernachlässigbar ist.

In einem praktischen Beispiel, bei dem η = 6, μ = 100 und /₀=10 MHz ist (woraus sich r zu 0,9304 ergibt), folgt für

1/T₀ = 0,0696 /₀ = 69,6 · 10^s sec"¹

für T₀ = 14,4 μββΰ kann R zu 14,4 kOhm und C zu 1000 pF gewählt werden.

Ein Exponentialfunktionsgenerator, dessen Ausgangsspannung g(t) durch die natürliche Entladung eines passiven Schaltelementes bestimmt wird, kann ao sehr stabile logarithmische Quantisierungskennlinien erzeugen, die überraschenderweise die üblichen linearen Quantisierungskennlinien hinsichtlich der Stabilität übertreffen. Genauer gesagt: Es ist unabdingbar, im Falle der linearen Quantisierung die Spannungen, »5 die entweder durch Gleichung (Γ) oder Gleichung (2') definiert sind, mit höchster Genauigkeit zu erzeugen. Ein Linearfunktionsgenerator, der als Phantastron oder als Bootstrapschaltung ausgeführt sein kann, wie es in dem bereits zitierten Buch von M i 11 m a η und Taub auf S. 221 bis 235 beschrieben wird, muß eine derartige genaue Linearität aufweisen, daß deren Abweichungen bei der Codierung von 8 Digit {Ν = 2⁸ = 256) verglichen mit dem sehr kleinen Bruchteil von 1:256 vernachlässigbar sein müssen. Im Gegensatz hierzu erweist sich der Exponentialfunktionsgenerator als sehr vorteilhaft, da er sich völlig genau wie die natürliche Entladung eines RC-Gliedes verhält. Dies wird dadurch bewirkt, daß der elektronische Schalter 32 einen großen Eingangswiderstand aufweist, ebenso wie die Vergleichsschaltung 20, die an die Ausgangsklemme 33 angeschlossen wird. Die Streukapazität geht in die Kapazität des Kondensators C mit ein.

Bei dem bisher beschriebenen Funktionsgenerator handelt es sich um einen solchen, der nur in einer Richtung betrieben werden konnte. Unter Hinweis auf F i g. 3 b soll nun ein Zweirichtungs-Exponentialfunktionsgenerator beschrieben werden.

Dieser Generator 18B in Fig. 3b besitzt ein passives Netzwerk 30, einen elektronischen Schalter 32' und eine Ausgangsklemme 33, ähnlich dem Generator ISA. Der elektronische Schalter 32' umfaßt zwei Schalterelemente 31 α und 31 b, die als pnp- und npn-Transistoren ausgeführt sind. Einer von beiden schaltet immer dann durch, wenn entweder ein Startimpuls S oder ein Startimpuls 5 mit inverser Polarität an eine Startimpuls-Eingangsklemme 34 α oder 34 ft gelegt wird. Dadurch wird das passive Netzwerk über die Klemmen 35 α oder 35 b entweder an die SpannungE oder -E angeschaltet. Der Exponentialfunktionsgenerator 18 ß erzeugt mithin zwei Spannungen verschiedenen Vorzeichens, die eine Spannung g(t) nach Empfang eines Startimpulses 5 und die andere Spannung — g(t) nach Empfang eines inverten Startimpulses 3. Ein Analogsignal, beispielsweise ein Sprachsignal, weist auf Grund der Wahrscheinlichkeit symmetrische Verteilung der Amplituden sowohl in positiver wie auch in negativer Richtung auf. Ein solches Signal kann logarithmisch quantisiert werden, indem durch eine Vergleichsschaltung, die nicht gesondert dargestellt ist, das Vorzeichen der Eingangsspannung festgestellt wird. Eine solche Vergleichsschaltung kann etwa in Gestalt des bekannten Schmitt-Triggers ausgeführt sein und in F i g. 1 an geeigneter Stelle zwischen der Eingangsklemme 11 und der Abtastschaltung 12 eingefügt werden. Als Ergebnis der Vorzeichenprüfung ergibt sich eine pulsähnliche Spannung, die zur Steuerung eines ebenfalls nicht dargestellten Polaritätsinverters dient, welcher zwischen die Startimpuls-Eingangsklemme 16 und dem Funktionsgenerator 18 einzufügen ist. Statt des Funktionsgenerators 18 wird ein Zweirichtungs-Exponentialfunktionsgenerator 18 ß verwendet.

Der Exponentialfunktionsgenerator, wie er weiter oben bereits erläutert wurde, besitzt ein passives Netzwerk 30, das als Parallelschaltung eines Widerstandes R mit einer Kapazität C ausgebildet ist.

Unter Bezugnahme auf F i g. 4 leuchtet ein, warum es in einem Coder mit logarithmischer Quantisierung, der einen Exponentialfunktionsgenerator 18' mit dem beschriebenen passiven Netzwerk 30 verwendet, möglich ist, die unerwünschten Abweichungen vollständig zu kompensieren, die sonsi bei Codern des Zählertyps bei linearer Quantisierung unvermeidbar auftreten. Sie rühren daher, daß die abgetastete Spannung, die in der Speicherschaltung 13 gespeichert wird, in Wirklichkeit nicht konstant bleibt, sondern eine Funktion v(r) der Zeit t bildet.

Das Schaltbild eines Coders gemäß der Erfindung ist in F i g. 4 dargestellt. In der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 gelangt eine Eingangsspannung V von einer Eingangsklemme 11 über einen Transformator 41 an eine Abtastschaltung 12 und wird hier zu einer abgetasteten Spannung ν umgewandelt. Die abgetastete Spannung ν lädt innerhalb einer sehr kurzen Abtastperiode, während der die Abtastung vorgenommen wird, einen Kondensator C₀ in einer Speicherschaltung 13 auf eine Spannung ν auf. Der Eingangswiderstand der nachfolgenden Vergleichsschaltung 20' ist nichtlinear, und zwangläufig liegt in der Speicherschaltung 13 im Nebenschluß zum Kondensator C₀ ein Widerstand R₀, dessen Widerstandswert geringer als der Eingangswiderstand ist. Aus diesem Grunde wird die eingespeicherte abgetastete Spannung ν gemäß der Zeitkonstante R₀C₀ exponentiell abnehmen gemäß der Beziehung

v(0 = V₀-exp(-!/[R₀-C₀]),

In dieser Gleichung bedeutet v₀ den Anfangswefl der Spannung v, R₀ ist der Widerstandswert de; Widerstandes R₀ und C₀ die elektrostatische Kapazi tat des Kondensators C₀. Bei dem Exponentialfunk tionsgenerator 18' wird ein Kondensator C in einen passiven Netzwert 30 mit einer Spannung E aufge laden, die über einen elektronischen Schalter 32 voi einer Spannungsquelle E geliefert wird. Der elektro nische Schalter 32 wird durch einen Startimpuls S be tätigt, der an die Startimpuls-Eingangsldemme 16 zi einem Zeitpunkt entsprechend dem Abtastzeitpunk gelegt wird. Wird eine Vergleichsschaltung 20' al vergleichendes Netzwerk herangezogen, so wird di Bezugsspannung g(t), die durch Entladung des Kon densators im RC-Glied im passiven Netzwerk 30 enl standen ist, zu einer Speicherschaltung 13 geleite zwecks Erzeugung einer Differenzspannung g(t)—v(i

an der Ausgangsklemme der Speicherschaltung 13. Das Vorzeichen dieser Differenzspannung wird in der Vergleichsschaltung 20' festgestellt. Die Vergleichsschaltung 20' erzeugt einen Ausgangsimpuls zu dem Zeitpunkt, an dem die Differenzspannung g(/) — v(f) von positiven zu negativen Werten wechselt oder wenn die Beziehung gilt g(t) = v(t). Damit wird auch der Torimpuls G beendet, der das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 21 darstellt. Das Verhältnis der Bezugsspannung g(t) zur gespeicherten abgetasteten Spannung v(f) ist

g(/)/v(0 = £-exp(-f/[Ä-C])/[vexp(-//[K₀-C₀])] = (E/v)-exp(-f[l/(R.O+ 1/(R₀-C₀)]).

Da die Vergleichsschaltung 20' immer dann einen Ausgangsimpuls abgibt, wenn g(f) = v(f), können der

10

Widerstand R und die Kapazität des Funktionsgenerators 18' so gewählt werden, daß

1/(R-C)+1/(R₀-C₀) =-/„-log r

sich an Stelle der Gleichung (8) ergibt. Damit wird die Dauer der Torimpulse G äquivalent demjenigen Ergebnis, was man erhalten würde, wenn die abgetastete gespeicherte Spannung v(/) genau konstant gehalten werden könnte.

ίο Die Funktion g(i/j₀) stellt die Kompandierungskennlinien eines Kompanders des Zählertyps dar Daraus folgt, daß, wenn die Funktion g(i/f₀) stabil und leicht gebildet werden kann wie die Funktior der Gleichung (3') es dann möglich ist, einen Codei des Zälilertyps mit nichtlinearen Quantisierungskennlinien, die durch die erwähnte Funktion bestimm: werden, zu schaffen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Coder vom Zählertyp, bei dem ein Funktionsgenerator eine Bezugsspannung erzeugt, die gemäß einer einwertigen Funktion sich von einem festgelegten Anfangspunkt an zeitlich ändert und die in einer Vergleichsschaltung dauernd mit der zu codierenden, mittels eines i?C-Speichers gespeicherten Analogspannung verglichen wird, wobei die Vergleichsschaltung ein Ausgangssignal abgibt, wenn eine bestimmte Beziehung zwischen diesen beiden Spannungen besteht, der ferner Mittel enthält, die ein Digitalsignal entsprechend der Zahl der von einem Impulsgenerator gelieferten Zählimpulse erzeugen, die in den Zeitraum zwischen dem festgelegten Anfangspunkt und dem Auftreten eines Ausgangssignals der Vergleichsschaltung fallen, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung einer nichtlinearen Quantisierungskennlinie der Funktionsgenerator (18') ein aus einem ÄC-Glied bestehendes passives Netzwerk (30) enthält, so daß der Funktionsgenerator eine Bezugsspannung in Form einer exponentiell abfallenden Kurve abgibt, und daß dieses KC-Glied mit dem RC-Speicher (13) gegensinnig in Reihe geschaltet ist und derart dimensioniert ist, daß die Gleichung

1/(AC) + 1/(*_SC_S) =-/„ log r

erfüllt ist, wobei R_SC_S das ÄC-Glied des Speichers (13), /₀ die Frequenz der Zählimpulse, r = exp ( —i/[/_fl RC]) und ι die Zahl der zur Zählung gelangenden Zählimpulse ist.