DE68925407T2 - Steuerschaltkreis für den Entladestrom einer Elektroerosionsmaschine - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung für den Bearbeitungsstrom einer Funkenerosionsmaschine gemäss dem Oberbegriff von Anspruch 1.
• Elektroerosionsmaschinen und/oder Funkenerosionsmaschinen sind hinlänglich bekannt. Weiterhin ist es bekannt, das Ansprechverhalten der Energieversorgung einer solchen Maschine auf Kurzschlüsse am Bearbeitungsspalt zu verbessern.
• Bei herkömmlichen Funkenerosionsmaschinen ist zur Vermeidung von zu hohen Strömen am Bearbeitungsspalt ein strombegrenzender Widerstand in Serie mit dem Bearbeitungsspalt geschaltet. Wenn am Bearbeitungsspalt jedoch ein Kurzschluss auftritt, so fliesst durch diesen ein Strom, welcher grösser ist als der normale Bearbeitungsstrom, wobei es gewöhnlich zu Ueberschlägen kommt.
• Um diese zu verhindern, wurde bisher eine Chopperschaltung verwendet, d.h. eine Schaltung, bei welcher der Strom dem Bearbeitungsspalt während einer einzelnen Entladungsperiode intermittierend zugeführt wird, um die durchschnittliche Leistung zu senken. Fig. 1 zeigt ein Beispiel einer herkömmlichen Schaltung dieser Art. Fig. 2(B) bis 2(D) zeigen Zeitdiagramme, welche das Verhalten der Spaltspannung und des Spaltstroms der Schaltung nach Fig. 1 in Abhängigkeit vom Gate-Signal gemäss Fig. 2(A) darstellen. Gemäss Fig. 1 sind ein Stromdetektor-Widerstand 251, eine Spule 252, ein Schalttransistor 253 und der Bearbeitungsspalt 240 in Serie mit der Energieversorgung 250 geschaltet. Ein Stromdetektor 254 ermittelt den über den Stromdetektor-Widerstand 251 durch den Bearbeitungsspalt 240 fliessenden Strom und erzeugt ein Gate-1-Signal, welches bei hohem Pegel, d.h. bei einem digitalen Wert 1, den Transistor 253 durchschaltet. Die Zeit, während der das Signal des Detektors 254 einen hohen Pegel aufweist, bestimmt die sogenannte Einschaltperiode des Bearbeitungsimpulses oder die Zeit, während der dem Bearbeitungsspalt Strom zugeführt wird.
• Bei der Chopperschaltung nach Fig. 1 wird zur Glättung des Bearbeitungsstroms eine Spule 252 eingesetzt. Die Spule 252 verzögert jedoch den Beginn des Stromflusses durch den Spalt; das Integral des durch den Spalt fliessenden Entladungsstroms wird damit kleiner, und damit auch die Bearbeitungsgeschwindigkeit der Funkenerosionsmaschine. Dem Fachmann ist bekannt, dass die Bearbeitungsgeschwindigkeit sinkt, wenn die Impulsbreite des Entladungsstroms verkürzt wird. Der Spaltstrom bei grossen und kleinen Induktivitäten (L) der Spule 252 ist in den Fig. 2(C) bzw. 2(D) dargestellt.
• Gemäss dem japanischen Patent Nr. 62-27928 wird ein Signal mit erheblich höherer Frequenz als diejenige des Gate-Signals einem Schalttransistor wie dem Transistor 253 in Fig. 1 zugeführt (wie Fig. 2(A) zeigt, ist das Gate-Signal ein Signal, welches während einer Periode eingeschaltet bzw. auf einem hohen Pegel bleibt, die der Zeit entspricht, in welcher am Bearbeitungsspalt eine Spannung anliegt). Wenn der Strom mit einer induktiven Gruppe wie der Induktivität 252 gemäss Fig. 1 geglättet wird, wird dem Spalt ein relativ konstanter Strom zugeführt. Diese Art Schaltung mit generell konstantem Strom ist wohlbekannt und erlaubt gewöhnlich die Vermeidung von Ueberschlägen bei Kurzschluss, da die Differenz zwischen dem Kurzschlussstrom und dem Bearbeitungsstrom klein ist. Durch den stromabhängigen Widerstand 251 und die Induktivität der Spule 252 sind jedoch steile Anstiegsflanken des Stroms nicht möglich, mit der daraus folgenden, oben erwähnten Schwierigkeit, dass die Bearbeitungsgeschwindigkeit sinkt.
• Im Beispiel gemäss dem japanischen Patent Nr. 62-27928 wird die Höhe aller Ströme des Entladungsstroms durch die Wirkung der Schaltungsinduktivität vermindert. Insbesondere wenn der Strom 10 A oder weniger beträgt, wird die Bearbeitung äusserst langsam.
• Um den Energieverbrauch zu senken, wurde versucht, die Spannung des durch den Bearbeitungsspalt fliessenden Stroms zu vermindern. Auf diese Art wird die Leerlaufspannung vermindert und die Wartezeit [τw] der Maschine verlängert. Als Wartezeit wird die Zeit zwischen dem Zeitpunkt bezeichnet, in dem am Bearbeitungsspalt Spannung anliegt, und dem Zeitpunkt, in dem ein Entladungsstrom zu fliessen beginnt. Diese Wartezeit ist am besten ersichtlich im linken Teil des Spaltspannungsdiagramms in Fig. 2(B). Durch längere Wartezeiten wird die Bearbeitungsgeschwindigkeit vermindert.
• Bei Funkenerosionsmaschinen, in welchen als Dielektrikum Wasser verwendet wird, fliesst während der Wartezeit ein elektrolytischer Strom durch den Spalt, so dass die Spaltspannung vermindert werden muss, wodurch manchmal das Problem entsteht, dass keine Entladung erfolgt.
• Weiterhin ist es bei der Wahl der Bearbeitungsbedingungen für die Funkenerosion allgemein bekannt, dass die Bearbeitungsgeschwindigkeit niedrig ist, wenn die Elektrodenabnützung begrenzt wird, dass die Elektrodenabnützung hingegen hoch ist, wenn die Bearbeitungsgeschwindigkeit hoch ist. Der Anwender muss deshalb entscheiden, ob bei der Einstellung der Bearbeitungsbedingungen das Hauptgewicht auf die Elektrodenabnützung oder auf die Bearbeitungsgeschwindigkeit gelegt werden soll. Im oben erwähnten vorbekannten Beispiel besteht das Problem darin, dass Entladungsbedingungen, die eine minimale Elektrodenabnützung und eine hohe Bearbeitungsgeschwindigkeit gestatten würden, nicht möglich sind.
• In herkömmlichen Systemen bedingt die Erzeugung eines treppenförmigen Verlaufs des Bearbeitungsstroms die Verwendung einer grossen Anzahl stromleitender Transistoren. Das ganze System wird dadurch aufwendig und gross.
• Weiterhin nimmt der Entladungsstrom bei Kurzschlussbedingungen am Spalt gemäss Fig. 2(D) eine übermässige Zickzackform an, und die Bearbeitungsprozesse werden unberechenbar. Die Elektrodenabnützung wird beispielsweise extrem hoch, während die Bearbeitung extrem langsam wird.
• Aus US-A-4 447 713 ist eine Energieversorgungseinheit für eine Funkenerosionsmaschine der beschriebenen Art bekannt. Es werden zwei Gleichstromquellen verwendet, und der Ausgang dieser Quellen liegt über einen Hauptund einen Hilfsschaltkreis am Bearbeitungsspalt an. Anfänglich wird der Ausgang der ersten Gleichstromquelle verwendet, und ein Diskriminator überwacht, ob eine nor male elektrische Entladung stattfindet. Die zweite Gleichstromquelle wird abhängig vom Betrieb des Hauptschaltkreises eingesetzt. Der Betrieb des Hauptschaltkreises ist seinerseits vom Ausgang des Diskriminators und von einem Verzögerungsimpuls eines Oszillators abhängig, der das Ausschalten des Hilfsschaltkreises steuert.
• Aus dem Dokument DE-A-29 29 454 ist ein Verfahren zur Elektroerosion eines Werkstücks bekannt. Die Stromimpulse am Bearbeitungsspalt während den Einschaltzeiten sind ungleich. Einer oder mehrere Impulse sind jeweils viel leistungsstärker als die anderen. Die höhere Leistung stammt von einem höheren Stromfluss und/oder von einer grösseren Pulsweite. Eine Steuerschaltung steuert den Vorgang mittels eines Impulsleistungsdetektors und einer Impulsemittereinheit.
• In Anbetracht des beschriebenen Stands der Technik ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Energieversorgung für Funkenerosionsmaschinen anzugeben, welche den dem Bearbeitungsspalt zugeführten Bearbeitungsstrom verbessert, welche die Entstehung von Lichtbögen bei Kurzschlussbedingungen verhindert und welche trotz verminderter Spaltspannung bei abnormalen Spaltbedingungen eine relativ hohe Bearbeitungsgeschwindigkeit gestattet.
• Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Energieversorgung für die Funkenerosion, welche bei Verwendung im Zusammenhang mit einer Bearbeitungsflüssigkeit auf Wasserbasis eine Verschiebung des elektrolytischen Stroms bewirkt, um die Entladungsbearbeitung sicherzustellen.
• Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Energieversorgung für Gesenk- oder Bohrerosionsmaschinen, welche eine minimale Elektrodenabnützung aufweist.
• Ebenfalls Ziel der Erfindung ist die Erzeugung eines stufenförmigen Bearbeitungsstroms, der eine einfache Aufteilung des Bearbeitungsstroms in mehrere Schritte gestattet.
• Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, die induktive Komponente der herkömmlichen, bekannten Chopperschaltung zu minimieren oder zu eliminieren.
• Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines Systems zur Erzeugung des Entladestroms für Funkenerosionsmaschinen, welches eine stabile Bearbeitung ohne Verminderung der Bearbeitungsgeschwindigkeit erlaubt.
• Diese und andere Ziele und Vorzüge werden durch ein Schaltelement erreicht, welches den Entladestrom am Spalt steuert. Der Wert des Entladestroms wird mit einer Referenzspannung verglichen. Das auf dem Resultat dieses Vergleichs basierende Signal wird einem Logikelement zugeführt, vorzugsweise einem UND-Tor, dessen Ausgangssignal der Steuerelektrode eines Schaltelements zugeführt wird. Demzufolge werden nicht nur Ueberschläge bei Kurzschluss am Spalt verhindert, sondern der gesamte durch den Spalt fliessende Strom wird höher, obwohl die Spaltspannung gering ist. Als Folge davon wird die Verminderung der Bearbeitungsgeschwindigkeit vermieden, welche mit herkömmlichen Chopperschaltungen verbunden ist.
• Gemäss einem weiteren Aspekt der Erfindung wird die Elektrodenabnützung verringert, und die Bearbeitungsgeschwindigkeit wird dadurch erhöht, dass in Teilen der stufenförmigen Stromkurve mit höherem Betrag das Tastverhältnis erhöht wird. Ausserdem kann der Entladestromverlauf während der Entladungsperiode erfindungsgemäss derart gesteuert werden, dass er besser an eine Rechteckwelle angenähert ist, so dass ein Uebergang zu einer höheren Bearbeitungsgeschwindigkeit auf einfache Weise zu erzielen ist, wenn kleine Einbussen bei der Elektrodenabnützung in Kauf genommen werden.
• Ein weiterer Teil der Erfindung beschreibt eine Vorrichtung, welche eine stabile Bearbeitung ohne Einbussen bei der Bearbeitungsgeschwindigkeit gestattet. Vorzugsweise werden zwei oder mehr Schalt- und Steuerelemente verwendet, welche einen intermittierenden Stromfluss während der ganzen Entladungsperiode gestatten.
• Weitere Ziele, Vorzüge und Neuerungen der Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung hervor und sind für den Fachmann aufgrund der Beschreibung zum Teil augenfällig.
• Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen, welche diverse Ausführungsformen zeigen, näher erläutert.
• Fig. 1 zeigt das Schema einer bekannten Chopperschaltung,
• Fig. 2(A) bis (D) zeigen verschiedene Spannungs- und Stromkurven der Schaltung nach Fig. 1 bei verschiedenen Bedingungen,
• Fig. 3 zeigt das Schaltschema einer ersten Ausführung der Erfindung,
• Fig. 4(A) bis (C) zeigen zeitliche Gate-Spannungs- und Stromkurven beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 3,
• Fig. 5 zeigt das Schaltschema einer weiteren Ausführung der Erfindung,
• Fig. 6 zeigt das Schaltschema einer weiteren Ausführung der Erfindung,
• Fig. 7 zeigt das Schaltschema einer zusätzlichen Ausführung der vorliegenden Erfindung,
• Fig. 8 zeigt das Schaltschema einer weiteren Ausführung der Erfindung,
• Fig. 9 zeigt schematisch eine Strom-Wellenform-Steuerung für die Schaltung nach Fig. 8,
• Fig. 10 zeigt ein Zeitdiagramm zur Darstellung der Arbeitsweise der Stromsteuerung nach Fig. 8,
• Fig. 11 zeigt ein Zeitdiagramm zur Darstellung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 8,
• Fig. 12 zeigt ein Zeitdiagramm zur Darstellung einer Betriebsart der Stromsteuerung nach Fig. 9,
• Fig. 13 zeigt ein Zeitdiagramm zur Darstellung einer anderen Betriebsart der Stromsteuerung nach Fig. 9,
• Fig. 14 zeigt das Schaltschema einer weiteren Ausführungsform der Erfindung,
• Fig. 15 zeigt das Schaltschema eines Beispiels der Stromsteuerung für die Schaltung nach Fig. 14,
• Fig. 16(A) bis (E) zeigen ein Zeitdiagramm zur Darstel lung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 14,
• Fig. 17 zeigt das Schaltschema einer Variante der Schaltung nach Fig. 5,
• Fig. 18 zeigt ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 17, und
• Fig. 19 zeigt das Schaltschema einer weiteren Variante der Schaltung nach Fig. 5.
• Es wird nun eingehend auf die zur Zeit bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung Bezug genommen, welche in den beigefügten Zeichnungen als Beispiele dargestellt sind. In den Figuren sind Teile, welche gleiche Funktionen ausüben, mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
• Zunächst wenden wir uns dem Beispiel von Fig. 3 zu, welches eine Stromquelle V1, eine Diode D1, einen Schalttransistor TR1, einen Stromdetektor-Widerstand R1 und einen Bearbeitungsspalt G zeigt, welche alle in Serie geschaltet sind. Der Bearbeitungsspalt G liegt zwischen einer Werkzeugelektrode E und einem Werkstück WP.
• Ein Komparator C1 vergleicht die Spannung am Widerstand R1 mit einer Referenzspannungsquelle VR1 und erzeugt ein hochpegeliges bzw. ein Signal mit dem Wert "1", wenn der durch den Widerstand R1 fliessende Strom einen Spannungsabfall bewirkt, der unter der Referenzspannung VR1 liegt. Am Eingang eines UND-Tors A1 liegt der Ausgang des Komparators C1 sowie ein Gate-Signal (ein Signal, welches eingeschaltet ist bzw. einen hohen Pegel aufweist, solange Strom zum Spalt fliessen soll), und es erzeugt ein UND-Signal, welches die Basis des Schalttransistors TR1 steuert.
• Anhand der Figuren 4(A) bis (C) wird nun die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 3 erläutert. In Fig. 4(A) ist das Gate-Signal dargestellt, welches wie oben angedeutet ein Signal ist, dessen Pegel während jener Zeit hoch ist oder einer digitalen "1" entspricht, in der am Spalt G eine Spannung anliegen soll. Dieses Gate-Signal wird einem der Eingänge des UND-Tors A1 in Fig. 3 zugeführt. Wenn der Transistor TR1 ausgeschaltet ist, fliesst kein Strom durch den Widerstand R1, so dass an diesem kein Spannungsabfall vorliegt. Folglich erzeugt der Komparator C1 ein Signal mit dem Wert "1". Sobald dieses Ausgangssignal des Komparators am Transistor TR1 anliegt, wird er durchgeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt fliesst jedoch durch den Widerstand R1 ein geringer Strom, so dass der Spannungsabfall an R1 niedrig ist. Der Ausgang des Komparators C1 bleibt also auf dem Wert "1".
• Nach dem Durchschalten des Transistors TR1 und dem Anstieg des Spaltstroms übersteigt der Spannungsabfall am Widerstand R1 nach einer gewissen Zeit die Spannung der Referenzspannungsquelle VR1, und der Ausgang des Komparators C1 sinkt auf einen niedrigen Pegel, d.h. auf den Pegel "0". Daraufhin erzeugt das UND-Tor A1 ein Signal mit dem Pegel "0", so dass der Transistor TR1 gesperrt wird. Mit anderen Worten bleibt der Transistor TR1 nach dem Durchschalten nur während einer sehr kurzen Zeit leitend.
• Wie oben beschrieben, fliesst kein Strom mehr durch den Spalt, wenn der Transistor TR1 gesperrt ist, und der Spannungsabfall am Widerstand R1 wird niedrig, so dass der Komparator erneut ein Signal mit dem Wert "1" erzeugt. Daraufhin erzeugt das UND-Tor A1 ebenfalls ein Signal mit dem Wert "1", welches den Transistor TR1 wieder durchschaltet. Nun wiederholt sich der oben erwähnte Vorgang, und das UND-Tor erzeugt abwechselnd eine Serie von Impulsen, deren Impulsbreite im Vergleich mit derjenigen des Gate-Signals extrem schmal ist, und speist damit die Basis des Transistors TR1.
• Wenn nun die Zeitkonstante des Strompfades, über welchen der Transistor TR1 durchgeschaltet wird, sehr niedrig eingestellt wird (indem beispielsweise die bisher verwendete Induktivität weggelassen oder minimiert wird), so wird die stehende Wellenform am Spalt G massiv verbessert und die Zeit zwischen dem gesperrten und dem durchgeschalteten Zustand des Transistors TR1 verkürzt, so dass ein Unterbruch des Entladungsstroms fast gänzlich ausgeschlossen oder zumindest minimiert wird.
• In Fig. 4(B) ist die Wellenform der Spaltspannung bei normaler Entladung, bei unterbrochenem Stromkreis und bei Kurzschluss dargestellt. Fig. 4(C) zeigt die entsprechenden Wellenformen des Spaltstroms für jede dieser Bedingungen.
• Im oben beschriebenen Beispiel handelt es sich um eine Schaltung mit generell konstantem Strom, so dass sogar im Fall eines Kurzschlusses am Spalt G gemäss Fig. 4(B) und (C) rechts die Differenz zwischem dem Kurzschlussstrom und dem normalen Entladungsstrom gemäss Fig. 4(C) äusserst gering ist und Ueberschläge verhindert werden. Da ausserdem die Zeitkonstante der Spaltsteuerung sehr niedrig eingestellt werden kann und der Ausgang des Komparators C1 direkt am UND-Tor A1 liegt, ist in diesem Beispiel die Ansprechzeit der gesamten Schaltung hervorragend, und unnötige Unterbrechungen des Entladestroms werden verhindert.
• Bei der Ausführung gemäss Fig. 5 wird eine andere Strom quelle V0 mit höherer Spannung als die Spannung der Stromquelle V1 und niedrigerer Stromkapazität als V1 verwendet. Die Spannungsquelle V1 gemäss Fig. 5 entspricht der Stromquelle V1 von Fig. 3. Ein Schalttransistor TR0, gesteuert vom Gate-Signal, steuert den Zeitpunkt der Stromzufuhr zum Spalt G durch die Stromquelle V0.
• Die Schaltung nach Fig. 5 gestattet eine Erhöhung der Spannung während der Wartezeit [τw] sowie die Gewährleistung des Verhaltens jeder einzelnen Entladung. Diese Ausführungsform ist besonders wirksam bei niedriger Impedanz des Spalts, wie im Fall einer Entladungsbearbeitung in einer Bearbeitungsflüssigkeit auf Wasserbasis.
• Bei der Ausführung gemäss Fig. 6 kommt ähnlich wie oben im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben eine erste Schaltung mit einer Diode D1, einem Transistor TR1, einem Stromdetektor-Widerstand R1, einem Komparator C1, einer Referenzspannungsquelle VR1 und einem UND-Tor zum Einsatz. Eine weitere Schaltung mit einer Diode D2, einem Transistor TR2, einem Stromdetektor-Widerstand R2, einem Komparator C2, einer Referenzspannungsquelle VR2 und einem UND-Tor A2, deren Aufbau und Funktion den entsprechenden Teilen der ersten Schaltung entspricht, ist mit der ersten Schaltung parallelgeschaltet. Der Widerstandswert des Widerstands R2 kann der gleiche sein wie derjenige des Widerstands R1 oder unterschiedlich. Die Spannung der Referenzspannungsquelle VR2 kann die gleiche sein wie diejenige der Referenzspannungsquelle VR1 oder unterschiedlich.
• In Fig. 6 ist der Strompfad zur Speisung des Spalts G durch die Stromquelle V1 in zwei Schleifen geteilt, wobei sich die Gesamtimpedanz des Strompfads aus dem Widerstand von R1 und R2 zusammensetzt. Da es sich um parallele Pfade handelt, kann der Entladungsstrom erhöht werden. Durch eine Verschiebung der Schaltzeitpunkte (durch Veränderung der Widerstandswerte von R1 und R2 oder durch Veränderung der Spannungen der Referenzspannungsquelle VR1 und VR2) können Welligkeiten des Entladungsstroms kontrolliert und minimiert werden.
• Wenn im Beispiel von Fig. 6 beispielsweise eine bestimmte Spitze des Entladungsstroms zu hoch ist, kann sie geglättet werden, indem einer der Widerstände R1 oder R2 verändert wird, oder durch Erhöhung entweder von VR1 oder von VR2, um die Wellenform des Stroms besser an eine rechteckförmige Welle anzunähern, so dass die Bearbeitungsgeschwindigkeit erhöht und damit Energie gespart wird.
• Wie oben erwähnt, sind bei der Ausführung nach Fig. 6 zwei Entladungsstromkreise parallelgeschaltet. Dem Fachmann wird es klar sein, dass auch drei oder mehr Entladungsstromkreise parallelgeschaltet werden können. Mit anderen Worten können mehrere Entladungsstromkreise parallelgeschaltet werden, welche jeweils aus einem Schaltmittel, einem Stromdetektor, einem Komparator und einer Steuerung oder aus ähnlichen Elementen bestehen. Auf diese Weise können Wellen im Strom geglättet werden.
• In Elektroerosionssystemen, bei welchen Bearbeitungsflüssigkeiten auf Wasserbasis verwendet werden, kann während der Wartezeit [τw] ein elektrolytischer Strom durch den Spalt fliessen. Als Folge fällt die Spaltspannung ab, und es erfolgt keine Entladung. Bei der Schaltung nach Fig. 5 und 6 liegt während der Wartezeit, d.h. im unbelasteten Zustand, die Spannung der Spannungsquelle V0 am Spalt an. Damit ist gewährleistet, dass der Spalt trotz der Tendenz des elektrolytischen Stroms, die Spaltspannung zu vermindern, durchbricht, so dass der während der Wartezeit möglicherweise fliessende Strom auch während der nachfolgenden Entladung fliesst und demzufolge eine Hochgeschwindigkeitsbearbeitung durchführbar ist.
• Bei der Ausführung nach Fig. 7 ist ein Widerstand R0 als Stromdetektor mit einem Transistor TR0 und einer Spannungsquelle VR0, einem Komparator C0 und einem UND-Tor A0 in Serie geschaltet. Dieser Stromkreis bildet eine Art Oszillator mit dem Widerstand R0, dem Komparator C0, dem UND-Tor A0 und dem Transistor TR. Mit anderen Worten pendelt der Transistor TR0 zwischen dem durchgeschalteten und dem ausgeschalteten Zustand hin- und her. Dadurch wird der Spaltstrom während der Wartezeit derart gesteuert, dass übermässige Spaltströme verhindert werden. Die zwei Stromkreise mit den Spannungsquellen V1 gleichen den entsprechenden Stromkreisen nach Fig. 6.
• Wie der Fachmann weiss, können die Komparatoren C1, C2 und C0 in den obenstehenden Beispielen durch Schmitt- Trigger ersetzt werden.
• In den Beispielen nach Fig. 3, 5, 6 und 7 werden Ueberschläge bei Kurzschlussbedingungen am Spalt verhindert, und ausserdem kann der Spaltstrom derart gesteuert werden, dass er dem idealen Entladungsstrom näherkommt, d.h. eine steile Anstiegsflanke ohne Stromspitzen auf weist, welche auf einen Kurzschluss hinweisen, und dies trotz einer niedrigeren Spaltspannung.
• Bei der Ausführung gemäss Fig. 8 liefert eine Stromwellenformsteuerung 10 ein digitales Eingangssignal für einen D/A-Wandler 20. Der D/A-Wandler 20 ist eine Schaltung, welche digitale Signale in analoge umwandelt. Der Analogausgang des D/A-Wandlers 20 ist mit Komparatoren 31 und 33 verbunden. An den Eingängen eines UND-Tors 32 liegen der Ausgang des Komparators 31 und das Gate-Signal. Der Ausgang des UND-Tors 32 steuert den Transistor 40. Das Gate-Signal wird ebenfalls einem Inverter 34 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Set-Eingang eines Flip- flops 35 verbunden ist. Der Reset-Eingang des Flip-flops 35 wird vom Komparator 33 gesteuert. Der Bearbeitungsschaltkreis umfasst einen Stromdetektor-Widerstand 41, den Spalt 50 und eine Spannungsquelle 60, welche in Serie geschaltet sind.
• Vorzugsweise weist die Stromwellenformsteuerung 10 drei Eingänge auf: einen für Anfangs-IP-Daten, einen für End- IP-Daten und einen für Startzeit-Steuerdaten. Diese Eingangssignale werden von einer Zentraleinheit 70 erzeugt. Die Steuerung 10 liefert zusammen mit dem D/A-Wandler 20 Signale für eine gestufte Wellenform gemäss Fig. 10(I).
• Der Komparator 31, das Tor 32, welches den Transistor 40 schaltet und der Stromdetektor-Widerstand 41 stellen eine Art Oszillator dar zur Bildung einer Chopperschaltung, wobei als dem Komparator 31 zugeführte Referenzspannung der Ausgang des D/A-Wandlers 20 dient, d.h. ein gemäss der analogen Ausgangsspannung des D/A-Wandlers 20 veränderlicher Wert. Aufgrund der vorhergehenden Beschreibung ist es dem Fachmann klar, dass in dieser Ausführung wie in den oben beschriebenen die intermittierende Stromzufuhr zum Spalt mit einer beliebigen Schaltung erreicht werden kann, die einen geeigneten intermittierenden Strom liefert. Der Komparator 33 ermittelt den Entladungszeitpunkt durch den Vergleich der Signale vom Stromdetektor-Widerstand 41 mit einer Referenzspannung VR. Der Flip-flop 35 ermittelt den Entladungszeitpunkt zusammen mit dem Komparator 33, und sein Ausgang wird zur Steuerung der Stromwellenformsteuerung 10 verwendet.
• Wie in den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen dient der Transistor 40 als Schaltmittel zur Steuerung des dem Spalt zugeführten Entladungsstroms und pendelt während den einzelnen, durch das Gate-Signal festgelegten Entladungsperioden ständig zwischen dem durchgeschalteten und dem gesperrten Zustand hin- und her. Der Transistor 40 wird vorzugsweise dazu verwendet, das Tastverhältnis zwischen dem höheren Teil und dem niedrigeren Teil der Stromwellenform gemäss Fig. 10(I) zu erhöhen.
• Der Spannungsabfall am Widerstand 41 wird einem Eingang des Komparators 31 zugeführt. Ein Widerstand, ein Kondensator und eine Diode, welche gemeinsam mit dem Bezugszeichen S bezeichnet sind, sind mit dem Transistor 40 zur Absorption von Spitzen parallelgeschaltet.
• Die Zentraleinheit 70, welche nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, liefert der Stromsteuerung 10 die Daten zur Steuerung der Wellenform des Entladungsstroms, welche eine allgemein rechteckförmige oder gestufte Form aufweist. Entsprechende Informationen können auch direkt vom Anwender eingegeben oder auf andere Weise als mittels einer Zentraleinheit berechnet und eingegeben werden.
• Gemäss Fig. 9 weist die Stromsteuerung 10 nach Fig. 8 vorzugsweise einen Zähler 11, einen Komparator 12, einen Taktgeber 13, einen Frequenzteiler 14 und ein UND-Glied 15 sowie Inverter 16 und 17 auf.
• Der Zähler 11 liest die Anfangs-IP-Daten von der Zentraleinheit 70, wenn die Q-Ausgänge des Flip-flops 35 gesetzt sind. Sobald der Q-Ausgang des Flip-flops 35 zurückgesetzt wird, d.h. wenn dessen Pegel niedrig wird, beginnt der Zähler 11 Taktimpulse zu zählen. Die Zeit, während der der Ausgang des Flip-flops 35 einen niedrigen Pegel aufweist, entspricht der Entladungszeit.
• Der Komparator 12 vergleicht die Ausgangssignale des Zählers 11 mit den End-IP-Daten der Zentraleinheit 70. Wenn die Ausgänge des Zählers 11 mit den im Komparator 12 gesetzten End-IP-Daten übereinstimmen, wird vom A=B- Ausgang des Komparators 12 über einen Inverter 17 und eine UND-Schaltung 15 ein digitales Signal an den Zähler 11 zurückgegeben.
• Ein Frequenzteiler 14 steuert das Frequenzteilerverhältnis entsprechend einem Startzeit-Steuersignal (START TIME) von der Zentraleinheit 70. Die UND-Schaltung 15 liefert ein Taktsignal STCK (Fig. 10(H)), welches den Zähler 11 hochzählt, falls die End-IP-Daten und die Q- Ausgangssignale des Zählers 11 während der Entladungsperiode im Komparator 12 nicht übereinstimmen, d.h. wenn die Q-Ausgangssignale des Flip-flops 35 einen niedrigen logischen Pegel oder einen Pegel "0" aufweisen. Der Zähler zählt dann Taktsignale, deren Frequenz vom Frequenzteiler 14 bestimmt wird.
• Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 8 und 9 wird nun anhand von Fig. 10 erläutert.
• Das Gate-Signal wird vorzugsweise von der Zentraleinheit 70 geliefert. Es kann natürlich auch von einer gedruckten Schaltung oder mit anderen konventionellen Mitteln erzeugt werden. Wenn das Gate-Signal einen logischen Pegel "0" bzw. L aufweist, erfolgt keine Entladung, da das UND-Tor 32 ein Signal L erzeugt, wodurch der Transistor 40 gesperrt wird. Demzufolge liegt am Spalt 50 keine Spannung an. Da durch den Widerstand 41 kein Strom fliesst, erzeugt der Komparator 31 während dieser Zeit ein Signal H.
• Sobald der Pegel des Gate-Signals hoch wird (H), und unter der Annahme, dass im Widerstand R41 ein niedriger Strom fliesst, erzeugt die UND-Schaltung 32 ein Signal H und der Transistor 40 wird durchgeschaltet, wodurch die Spannung der Spannungsquelle 60 am Spalt 50 anliegt. Zunächst erfolgt keine Entladung über den Spalt, und der Widerstand 41 führt keinen Strom. Die Komparatoren 31 und 33 erzeugen während dieser Zeit Signale mit dem Pegel H, wodurch der Flip-flop 35 gesetzt wird.
• Gemäss Fig. 10 wird der Widerstand 41 zum Zeitpunkt t1 stromführend, d.h. sobald die Entladung beginnt. Der Spannungsabfall am Widerstand bewirkt, dass der Komparator 33 ein Signal mit dem Pegel L erzeugt, wodurch der Flip-flop 35 zurückgesetzt wird.
• Es sei beispielsweise angenommen, dass für die Stromsteuerung gemäss Fig. 9 eine "1" als Anfangs-IP-Datenwert und eine "3" als End-IP-Datenwert gesetzt ist. Der Anfangs-IP-Datenwert "1" wird also in den Zähler 11 übertragen, während der Q-Ausgang des Flip-flops 35 den Pegel H aufweist bzw. gesetzt ist. In diesem Zustand weist nur der Ausgang QA des Zählers 11 den Pegel H auf, während die anderen Ausgänge QB, QC und QF auf L stehen. Das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 20 wird nur dann "1", wenn QA einen Pegel H aufweist und QB, QC und QF einen Pegel L.
• Im Zeitpunkt t2 gibt der Frequenzteiler 14 über die UND- Schaltung 15 den nächsten Anfangs-Taktimpuls STCK an den Zähler 11 ab. Da dieser Impuls einen Zählerstand 1 darstellt, geht der Ausgang QB des Zählers 11 auf einen hohen Pegel und erzeugt den Wert H. Dadurch erzeugt der D/A-Wandler 20 eine "2". Da der Ausgang des Zählers 11, nämlich eine "2", nicht mit dem Zustand "2" des Komparators übereinstimmt, wird kein A=B-Signal erzeugt, und die Schaltung 15 liefert weiterhin Taktimpulse vom Frequenzteiler 14, solange der Q-Ausgang von FF 35 einen niedrigen Pegel aufweist. Beim Eintreffen des nächsten Anfangs-Taktimpulses STCK wird der Zähler 11 um eine Einheit hochgezählt und erzeugt damit Ausgangssignale QA und QB mit dem Pegel H, d.h. eine "3".
• Wenn der Komparator 12 nun das Ausgangssignal des Zählers 11 mit dem End-IP-Datenwert vergleicht, wird am A=B-Ausgang des Komparators 12 ein Signal mit dem Pegel H erzeugt, da die beiden Werte übereinstimmen, wodurch das Tor 15 geschlossen wird. Der D/A-Wandler erzeugt jetzt eine "3", was bedeutet, dass der Zählerstand des Zählers 11 jetzt mit dem End-IP-Datenwert übereinstimmt. Da die Täktimpulse nun vom Tor (15) nicht mehr durchgelassen werden, gelangen sie auch dann nicht mehr zum STCK-Eingang des Zählers 11, wenn der Frequenzteiler 14 weiterhin Taktimpulse erzeugt. Der D/A-Wandler 20 erzeugt also weiterhin ein Ausgangssignal "3", bis die oben beschriebene Entladung beendet ist, d.h. bis das Gate-Signal (Fig. 10(A)) auf den Pegel L zurückgeht.
• Wenn das Gate-Signal von H nach L geht, wird der Flip- flop 35 gesetzt, und der Anfangs-IP-Datenwert wird erneut in den Zähler 11 übertragen, d.h. im vorliegenden Beispiel eine "1". Das bedeutet, dass der D/A-Wandler 20 nur dann wieder eine "1" ausgibt, wenn einer oder mehrere Ausgänge des Zählers 11, beispielsweise QA, während dem folgenden Gate-Signal einen Pegel H ausgibt. Auf diese Weise wird die Wellenform am Ausgang des D/A- Wandlers 20 gestuft, wie in Fig. 10(I) dargestellt.
• Während der Entladung (während der Flip-flop 35 zurückgesetzt ist) pendelt jedoch der Transistor 40 zwischen dem durchgeschalteten und dem gesperrten Zustand hinund her. Das heisst, dass auch während dem Zählen der Taktimpulse vom Taktgeber 13 und dem Frequenzteiler 14 bzw. während der Zeit, in der der Ausgangspegel des D/A- Wandlers unverändert bleibt, beispielsweise auf dem Wert "1", "2" oder "3", der Komparator 31 wie oben beschrieben aufgrund der Signale vom Stromdetektor-Widerstand 41 dauernd Signale mit dem Pegel H und L erzeugt. Der Transistor 40 wird dadurch wiederholt durchgeschaltet und gesperrt.
• Mit anderen Worten erzeugt der Komparator 31 ein Signal mit dem Pegel H, wenn der Widerstand 41 wenig oder gar keinen Strom führt, und schaltet damit den Transistor 40 durch, so dass der Widerstand 41 stromführend wird. Sobald das Eingangssignal auf der negativen Seite des Komparators 31 einen bestimmten, durch den Ausgang des D/A- Wandlers 20 festgelegten Wert überschreitet, erzeugt der Komparator 31 ein Signal mit dem Pegel L, wodurch der Transistor 40 gesperrt wird und kein Strom mehr durch den Widerstand 41 fliesst. Der Komparator 31 erzeugt nun wieder ein Signal mit dem Pegel H, wodurch der Transistor 40 durchgeschaltet wird und der Widerstand 41 erneut stromführend wird. Durch diesen Vorgang werden der Basis des Transistors 40 Impulse einer bestimmten Frequenz (und einer bestimmten Amplitude) zugeführt.
• Mit steigendem Ausgangssignal des D/A-Wandlers 20 wird die Dauer des Vorhandenseins eines Signals mit dem Pegel H am Ausgang des Komparators 31 verlängert (d.h. das Tastverhältnis wird grösser), und die Einschaltzeit des Transistors pro Zeiteinheit wird erhöht. Die Chopperschaltung bestehend aus dem Transistor 40 und dem Stromdetektor-Widerstand 41 in Verbindung mit der Stromsteuerung 10, dem D/A-Wandler 20 und dem Tor 32 bilden somit ein Schaltung zur Steuerung des Tastverhältnisses.
• Fig. 11 zeigt ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der oben beschriebenen Schaltung nach Fig. 8. Fig. 11(D) zeigt das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 20 nach Fig. 8 in Form einer gestuften Wellenform, während Fig. 11 (E) den tatsächlichen Entladungsstrom und dessen Anstieg gemäss der gestuften Funktion am Ausgang des D/A-Wandlers 20 zeigt. Das Steuersignal an der Basis des Transistors TR 40 bewirkt die typische gewellte Form des Entladungsstroms.
• Da der Entladungsstrom in Fig. 11 (E) steil ansteigt, ist die Arbeits- oder Bearbeitungsgeschwindigkeit hoch, während die Abnützung der Elektrode auf ein Minimum beschränkt bleibt. Ausserdem ist es dem Fachmann bekannt, dass die Entladung bei einem steilen Anstieg des Entladungsstroms mehr "Biss" hat und die Bearbeitungsgeschwindigkeit steigt. Darüberhinaus sind die Kennwerte für die Elektrodenabnützung bei der vorliegenden Erfindung ebensogut wie bei herkömmlichen Energieversorgungen, welche nicht die höhere Bearbeitungsgeschwindigkeit der vorliegenden Erfindung aufweisen.
• Fig. 12 und 13 zeigen Zeitdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Stromwellenformsteuerung nach Fig. 9 und der Schaltung nach Fig. 8 unter verschiedenen Betriebsbedingungen. Fig. 12 und 13 zeigen ein Beispiel, in dem der Entladungsstrom eines Entladungszyklus durch Abstimmung der Anfangs-IP-Daten und der End-IP-Daten an eine Rechteckwelle angenähert wird.
• In diesem Beispiel wird zunächst der Anfangs-IP-Datenwert (in diesem Fall "3") in den Zähler 11 von Fig. 9 übertragen, und sobald der Komparator 12 ein A=B-Signal (Uebereinstimmung) ausgibt, schliesst das UND-Tor 15, d.h. sein Pegel wird niedrig, und der Zähler 11 wird nicht weiter hochgezählt. Folglich gibt die Stromsteuerung 10 weiterhin denselben Datenwert aus (Anfangs- und End-IP-Datenwert), d.h. eine "3".
• Wie Fig. 13(E) zeigt, steigt der Spalt-Entladungsstrom steil an, wenn das Ausgangssignal des D/A-Wandlers den Wert "3" annimmt, d.h. zum Zeitpunkt t1. Wenn die Dauer der Entladung in diesem Beispiel relativ kurz ist (beispielsweise 1 bis 10 µs), nimmt zwar die Elektrodenabnützung zu, aber die Bearbeitung wird beschleunigt, und es wird eine gute Bearbeitungsqualität erzielt.
• Für den Fachmann versteht es sich aufgrund dieser Beschreibung, dass andere Schaltelemente als der oben erwähnte Transistor 40 eingesetzt werden können; beispielsweise kann ein Feldeffekttransistor oder ein anderes Schaltmittel vorteilhaft verwendet werden. Obwohl der Frequenzteiler 14 im oben beschriebenen Beispiel mit einem Eingangs-/Ausgangs-Frequenzverhältnis von 1:1 arbeitet, können andere Frequenzverhältnisse verwendet werden, beispielsweise 1:2 oder 1:4. Dadurch kann die Dauer jeder Stufe der Stromwellenform einen gewünschten Wert aufweisen.
• Fig. 14 zeigt das Schema einer weiteren Ausführung der Erfindung. In Fig. 14 ist eine Entladungsschaltung bestehend aus einem Transistor 121 und der Stromquelle 150 mit dem Bearbeitungsspalt 140 in Serie geschaltet. Wie oben erläutert, ist der Transistor 121 nur ein Beispiel eines Schaltelementes, welches während der vorgeschriebenen Zeit nach dem Beginn der Entladung intermittierend durchgeschaltet wird.
• Ein weiterer Transistor 122 ist zwischen die Stromquelle 150 und den Spalt 140 geschaltet. Der Transistor 122 ist dem Transistor 121 im wesentlichen parallelgeschaltet. Der Transistor 122 dient als Schaltelement, welches einen Stromfluss durch den Spalt in der Zeit gestattet, in welcher der Transistor 121 gesperrt ist. Andere Arten von Schaltmitteln wie beispielsweise Feldeffekttransistoren können ebenfalls vorteilhaft eingesetzt werden.
• Im Ausführungsbeispiel von Fig. 14 wird eine elektrische Stromsteuerung 110 mit einem Gate-0-Signal einer Zentraleinheit oder dergleichen gespeist. Wie oben beschrieben, legt das Gate-0-Signal die Einschaltdauer der Bearbeitungsimpulse fest. Die Steuerung 110 erzeugt ein Gate-1-Signal und ein Gate-2-Signal. Das Gate-1-Signal dient als Steuersignal, welches den Transistor 121 derart steuert, dass ein geeigneter Strom zum Spalt 140 fliesst. Das Gate-2-Signal dient als Steuersignal, welches den Transistor 122 derart steuert, dass er während der Ausschaltzeit des Gate-1-Signals leitet.
• Die Stromsteuerung 110 empfängt ein Signal von einem Stromdetektor-Widerstand R11, der mit dem Transistor 121 in Serie geschaltet ist. Entsprechend diesem Detektorsignal erzeugt die Steuerung 110 entweder ein Gate-1- oder ein Gate-2-Signal.
• Fig. 15 zeigt ein Schaltschema eines Beispiels der Stromsteuerung für die Schaltung nach Fig. 14. Im Beispiel gemäss Fig. 15 erfolgt die intermittierende Stromzufuhr zum Spalt 140 durch eine Art oszillatorschaltung bestehend aus dem Widerstand R11, dem Schmitt-Trigger 112 und einem UND-Tor 113. Dem Fachmann ist es aufgrund dieser Beschreibung klar, dass zum wiederholten Durchschalten des Stroms zum Spalt eine andere Schaltung als die erwähnte Oszillatorschaltung vorgesehen sein kann.
• Wie oben angedeutet, umfasst die Steuerung 110 einen Komparator 111, einen mit dem Komparator verbundenen Schmitt-Trigger 112, ein UND-Tor 113, an dessen einem Eingang das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers liegt, einen mit dem Ausgang des UND-Tors verbundenen Inverter 114, einen vom Ausgang des Inverters 114 getriggerten monostabilen Multivibrator 115 sowie einen Verstärker, der mit dem Multivibrator 115 verbunden ist und dessen Ausgangssignal verstärkt. Der negative Eingang des Komparators 111 wird mit einem Signal des Widerstands R11l gespeist, während der positive Eingang an einer Referenzspannung liegt.
• Der monostabile Multivibrator 115 umfasst einen Kondensator C11 und einen Stellwiderstand R12 in einem Zeitglied sowie einen Kondensator C12 und einen Stellwiderstand R13 in einem zweiten Zeitglied. Das Zeitglied mit dem Kondensator C11 und dem Widerstand R12 dient zur Einstellung der Zeit t11 (beispielsweise 1500 ns) zwischen dem Abfall des Gate-1-Signals und dem Abfall des Gate-2-Signals gemäss Fig. 16. Das Zeitglied bestehend aus dem Kondensator C12 und dem Widerstand R13 dient zur Einstellung der Impulsbreite t12 des Gate-2-Signals gemäss Fig. 16.
• Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 15 wird nun anhand von Fig. 16 erläutert.
• Wenn das Gate-0-Signal in Fig. 16(A) hochpegelig ist und der Transistor 121 (Fig. 14) sperrt, dann führt der Widerstand R11 keinen Strom, und der negative Eingang des Komparators 111 wird kleiner als der positive. Der Komparator 111 erzeugt also ein Signal mit dem Pegel H. Dieses Signal mit dem Pegel H gelangt nach einer leichten Verzögerung, die auf der Ausgangsseite des Komparators 111 eingestellt wird, durch den Schmitt-Trigger 112 zum UND-Tor 13. Zu diesem Zeitpunkt ist das Gate-0- Signal hochpegelig, und die UND-Schaltung 113 erzeugt ein Signal mit dem Pegel H. Der Transistor 121 wird also durchgeschaltet.
• Wenn der Transistor 121 wie beschrieben durchgeschaltet wird, wird der negative Eingang des Komparators 111 höher als der positive Eingang, da der Widerstand R11 Strom führt, und der Komparator gibt ein Signal mit dem Pegel L aus. Das Signal mit dem Pegel L wird nach einer kurzen Verzögerung durch das Verzögerungsglied auf der Ausgangsseite des Komparators 111 durch den Schmitt- Trigger 112 der UND--Schaltung 113 zugeführt, welche daraufhin ein Signal mit dem Pegel L erzeugt. Der Transistor 121 wird damit gesperrt.
• Diese Vorgänge wiederholen sich während der Zeit, in der das Gate-0-Signal auf hohem Pegel bleibt. Mit anderen Worten bilden der Komparator 111, der Schmitt-Trigger 112, die UND-Schaltung 113 und der Transistor 121 eine Art Oszillator, und der Transistor 121, der vom Gate-1- Signal gesteuert wird, wird wiederholt ein- und ausgeschaltet, während das Gate-0-Signal den Pegel H aufweist. Die Ein- und Ausschaltzeiten des Gate-2-Signals sind bestimmt durch die Referenzspannung am positiven Eingang des Komparators 111, die fest eingestellte Zeit des RC-Gliedes auf der Ausgangsseite des Komparators 111 und die Schmitt-Triggerschaltung 112. Das Gate-2-Signal ist eingeschaltet, wenn das Gate-1-Signal ausgeschaltet ist. Die Zeitdauer t11 zwischen dem Abfall des Gate-1- Signals und dem Anstieg des Gate-2-Signals wird bestimmt durch den Kondensator C11 und den Widerstand R12, und die Dauer der einzelnen Impulse des Gate-2-Signals wird durch den Kondensator C12 und den Widerstand R13 festgelegt.
• Da die Transistoren 121 und 122 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, wird die Zeit verkürzt, während der die Stromquelle 150 nicht mit dem Spalt 140 verbunden ist, und die herkömmliche Zickzack-Charakteristik der Spaltstrom-Wellenform wird gemäss Fig. 16(E) massiv geglättet. Als Folge können unerwünschte Eigenschaften der Bearbeitung wie beschleunigte Elektrodenabnützung usw. vermieden werden.
• Weiterhin ist die Anstiegsflanke des Entladungsstroms im Beispiel gemäss Fig. 14 und 15 steiler als bei bekannten Ausführungen, da zwischen der Stromquelle 150 und dem Spalt 140 keine Spule notwendig ist, und der integrierte Entladungsstrom ist grösser, wodurch die Bearbeitung schneller wird.
• Ausserdem ist im Beispiel gemäss Fig. 14 und 15 die Wellenform des Entladungsstroms sogar dann allgemein geglättet (s. Fig. 16(E)), wenn zwischen der Stromquelle und dem Spalt ein Widerstand liegt.
• Obwohl im Beispiel gemäss Fig. 14 zwei Transistoren vorgesehen sind, welche jeweils durch verschiedene Gate- Signale geschaltet werden, versteht es sich aufgrund dieser Beschreibung, dass die Anzahl solcher Gate-Signale und die Anzahl Transistoren auch höher sein könnte. Das heisst, es könnten auch mehr Schaltelemente eingesetzt werden. Weiterhin könnten auch andere Schaltelemente als Transistoren verwendet werden, beispielsweise Feldeffekttransistoren oder dergleichen. Es ist weiter zu bemerken, dass die erwähnten Schaltelemente von einer anderen Steuervorrichtung als der Steuerung 110 gemäss Fig. 15 gesteuert sein können.
• Das Ein- und Ausschalten des durch den Transistor 121 fliessenden Stroms sowie die Verwendung eines Gate-Signals wie das Gate-0-Signal zur Steuerung eines Transistors ist mit der herkömmlichen Chopperschaltung gemäss Fig. 1 vergleichbar. Dafür hingegen, dass das Gate-1- Signal zum Ein- und Ausschalten des Transistors herangezogen wird und der monostabile Multivibrator 115 zur Erzeugung des Gate-2-Signals vom invertierten Gate-1- Signal getriggert wird, gibt es bei Chopperschaltungen keine Entsprechung.
• Fig. 17 zeigt das Schaltschema einer Variante der Schaltung nach Fig. 5. Bei dieser Variante kann eine Stromquelle V0 verwendet werden, deren Stromkapazität kleiner ist als diejenige der Stromquelle V0 gemäss Fig. 5, indem anstatt des Gate-Signals gemäss Fig. 5 Gate- Signale g1 und g2 verwendet werden.
• Das Gate-Signal g1 wird einem der Eingänge eines UND- Tors A1 zugeführt, während das Gate-Signal 92 an der Basis des Transistors TR0 liegt. Ausser der Verwendung der Gate-Signale g1 und g2 ist die Schaltung nach Fig. 17 mit derjenigen gemäss Fig. 5 vergleichbar.
• Fig. 18 zeigt ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 17. Die Gate-Signale g1 und g2 sind in Fig. 18(A) bzw (B) dargestellt. Fig. 18 (C) und (D) zeigen die Spaltspannung bzw. den Spaltstrom beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 17. Da mit der Schaltung nach Fig. 17 eine Stromquelle mit grösserer Stromkapazität als separate Stromquelle V0 eingesetzt werden kann, ist die Stromquelle V0 nicht auf solche mit kleiner Stromkapazität beschränkt.
• Fig. 19 zeigt das Schaltschema einer weiteren Variante der Schaltung nach Fig. 5. In Fig. 19 sind die Emitter der Transistoren TR0 und TR1 zusammengeschaltet. Der Spaltstrom von der Energieversorgung V0 (sowie V1) fliesst also durch den Stromdetektor-Widerstand R1. Die Schaltung nach Fig. 19 arbeitet ähnlich wie diejenige nach Fig. 17, ausser der Tatsache, dass die Schaltung nach Fig. 19 eine bessere Stabilisierung des Spaltstroms gestattet, da der Strom von V0 oder von V1 ermittelt wird. Obwohl TR1 also das einzige gesteuerte Schaltmittel der Ausführung nach Fig. 19 ist, wird dieses Schaltmittel während der durch das Gate-Signal g2 festelegten Zeitspanne sowohl entsprechend dem Spaltstrom von V0 als auch in der im Zusammenhang mit Fig. 17 beschriebenen Weise gesteuert.

Claims (27)

1. Steuerschaltung für den Bearbeitungsstrom einer Funkenerosionsmaschine,

wobei die Funkenerosionsmaschine eine Energiequelle (V1, 150) sowie einen Bearbeitungsspalt (G, 50, 140) bestehend aus einer Werkzeugelektrode (E) und einer Werkstückelektrode (WP) aufweist, und

die Steuerschaltung Schaltmittel (TR0, TR1, 40, 121), welche mit dem Bearbeitungsspalt (G, 50, 140) und der Energiequelle (V1, 150) in Serie geschaltet sind, und Signalerzeugungsmittel (110) zur Erzeugung eines Gate- Signals aufweist, welches die Einschaltzeit des Bearbeitungsimpulses und die Ausschaltzeit angibt,

gekennzeichnet durch mindestens

- einen Detektor (R1, 41, R11) zur Erfassung des Bearbeitungsstroms, welcher den Betrag des durch den Bearbeitungsspalt (G, 50, 140) fliessenden Bearbeitungsstroms erfasst,

- eine Gate-Steuerung (A1, 32, 113), welche auf einen Komparator (C1, 31, 111) und auf das Gate-Signal anspricht und das Schaltmittel (TR1) betätigt,

wobei das Schaltmittel (TR1) geschlossen ist, wenn der Bearbeitungsstrom unter einem Referenzwert (VR1, D/A out, VR) liegt und das Gate-Signal eine Einschaltzeit des Bearbeitungsstroms anzeigt.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 11 dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltmittel (TR1) einen elektronischen Schalter mit einer Steuerelektrode aufweist.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Bearbeitungsstromdetektor einen Widerstand (R1) aufweist, der mit dem Bearbeitungsspalt (G) und der Energiequelle (V1) in Serie geschaltet ist.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Gate-Steuerung ein logisches Tor (A1) aufweist mit einem Ausgang, der mit der Steuerelektrode des Schalters verbunden ist, einem Eingang für die Eingabe des Gate-Signals und einem weiteren Eingang, der mit einem Ausgang des Komparators (C1) verbunden ist.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Logikelement (A1) ein UND-Tor ist.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin eine zweite Energiequelle (V0) und einen zweiten Schalter (TR0) aufweist, der mit dem Bearbeitungsspalt (G) in Reihe liegt.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Energiequelle (V0) eine höhere Spannung aufweist als die erste Energiequelle (V1) und der zweite Schalter (TR0) auf das Gate-Signal anspricht.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin einen zweiten Schalter (TR2) aufweist, der mit der Energiequelle (V1) und dem Bearbeitungsspalt (G) in einem vom Stromkreis des ersten Schalters (TR1) getrennten Stromkreis in Serie geschaltet ist, wobei dem zweiten Schalter (TR2) eine zweite Gate-Steuerung (A2) zugeordnet ist, die auf das Gate-Signal und auf den Betrag des Bearbeitungsstroms anspricht.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Anzahl weiterer Schalter (TR0) aufweist, die mit der zweiten Energiequelle (V0) und dem Bearbeitungsspalt (G) in Reihe geschaltet sind, wobei den zusätzlichen Schaltern (TR0) zusätzliche Gate- Steuerungen zugeordnet sind, die auf das Gate-Signal und den Betrag des Bearbeitungsstroms ansprechen.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin einen zweiten Stromdetektor (R0), einen zweiten Komparator (C0) und eine zweite Gate-Steuerung (A0) zur Steuerung des zusätzlichen Schalters (TR0) aufweist, wodurch der zusätzliche Schalter (TR0) in Abhängigkeit vom Gate- Signal und vom Bearbeitungsstrom der zweiten Energiequelle öffnet und schliesst.

11. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalter von einem zweiten Gate-Signal (g 2) gesteuert wird.

12. Steuerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch weitere erste und zweite Steuermittel (10, 20), die mit der Gate-Steuerung (A1, 32, 113) verbunden sind, wobei die weiteren Steuermittel (10, 20) den Bearbeitungsstrom derart steuern, dass der Strom während jeder Einschaltzeit gemäss einer gestuften Funktion ansteigt.

13. Steuerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die weiteren Steuermittel (10, 20) die Schalter (TR1, 40) derart steuern, dass diese während der Abschnitte der gestuften Funktion mit vergleichsweise höherem Betrag ein vergleichsweise höheres Tastverhältnis aufweisen.

14. Steuerschaltung nach Anspruch 13, weiterhin gekennzeichnet durch einen weiteren Komparator (33), der ein vom Detektor (41) und von einem festgelegten Sollwert (VR) abhängiges Ausgangssignal erzeugt und Logikelemente (35) aufweist, welche einen von diesem Ausgangssignal und vom Gate-Signal abhängigen variablen Referenzwert (VR1) erzeugen.

15. Steuerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite zusätzliche Steuerung ein Digital-Analog-Wandler (20) zur Bestimmung des variablen Sollwerts (VR1) ist.

16. Steuerschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die erste zusätzliche Steuerung (10) mit dem Digital-Analog-Wandler (20) verbunden ist, um den variablen Sollwert (VR1) gemäss vorgewählten Eingangsparametern (Initial-Ip, End-Ip, Startzeit) zu bestimmen.

17. Steuerschaltung nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch weitere Mittel (13, 14, 15, 16, 33, 34, 35, 36) zur Steuerung der Zeiträume zwischen Stufen der gestuften Funktion.

18. Steuerschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die weiteren Mittel (13, 14, 15, 16, 33, 34, 35, 36) einen Taktgeber mit variabler Frequenz zur Steuerung der Zeiträume zwischen Stufen der gestuften Funktion aufweisen.

19. Steuerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die gestufte Funktion für die Einschaltzeit des Bearbeitungsimpulses einen einzelnen Wert annimmt.

20. Steuerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die gestufte Funktion für die Einschaltzeit des Bearbeitungsimpulses eine Anzahl diskreter Werte annimmt.

21. Steuerschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (31) den Wert des Detektors (41) mit dem Wert der gestuften Funktion vergleicht, und dass das Tastverhältnis des Ausgangs zum Schalter (40) je nach dem Wert der gestuften Funktion ändert.

22. Steuerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen zweiten Schalter (121), der in einem vom Stromkreis des ersten Schalters (122) getrennten Stromkreis mit der Energiequelle (150) und dem Bearbeitungsspalt (140) in Reihe geschaltet ist, und dadurch, dass dieser Steuerkreis den zweiten Schalter (121) derart steuert, dass dieser den Bearbeitungsstrom während mindestens eines Teils der Ausschaltzeit des Bearbeitungsimpulses durchlässt.

23. Steuerschaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (122) und der zweite Schalter (121) durch erste (GATE 1) bzw. zweite (GATE 2) Gate-Signale der Gate-Steuerung (110) gesteuert werden.

24. Steuerschaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeiczhnet, dass das zweite Gate-Signal (GATE 2) abhängig von einer Änderung zwischen der Einschaltzeit des Bearbeitungsimpulses und der Ausschaltzeit des Bearbeitungsimpulses des ersten Gate-Signals (GATE 1) erzeugt wird.

25. Steuerschaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Gate-Signal (GATE 2) abhängig von der Änderung verzögert erzeugt wird.

26. Steuerschaltung nach Anspruch 22, gekennzeichnet durch einen Zeitgeber (C 11, C 12) zur Steuerung der Dauer des Teils der Ausschaltzeit des Bearbeitungimpulses.

27. Steuerschaltung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitgeber (C 11, C 12) mit einem monostabilen Multivibrator (115) verbunden sind.