DE60030943T2

DE60030943T2 - Temperaturkompensierter Oszillator und zugehöriges Regelungsverfahren

Info

Publication number: DE60030943T2
Application number: DE60030943T
Authority: DE
Inventors: Manabu Suwa-shi Oka
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1999-12-06
Filing date: 2000-12-06
Publication date: 2007-08-30
Anticipated expiration: 2020-12-07
Also published as: US20010017574A1; JP2001230630A; EP1107455A1; KR20010062129A; JP3358619B2; EP1107455B1; US6366175B2; CN1299185A; DE60030943D1; KR100416456B1; CN1164023C

Description

Diese Erfindung betrifft einen temperaturkompensierten Oszillator gemäß Anspruch 1, ein Verfahren zum Steuern desselben und ein drahtloses Kommunikationsgerät, in dem er verwendet wird. Die US 5874864 zeigt die Merkmale des Oberbegriffs von Anspruch 1.
Herkömmlicherweise wird als Oszillator für elektronische Ausrüstung wie drahtlose Kommunikationsgeräte ein temperaturkompensierter Oszillator (TCXO) verwendet, da die Frequenz der Ausgangssignale über einen weiten Temperaturbereich stabil sein muss. Die Schwingungsfrequenz eines piezoelektrischen Resonators ändert sich entsprechend der Kapazität der Last des Resonators. Der temperaturkompensierte Oszillator macht sich diese Tatsache zunutze, um die Frequenz mittels einer Temperaturkompensations- (TC; temperature compensation) Schaltung konstant zu halten, die bewirkt, dass sich die Lastkapazität entsprechend den Temperaturschwankungen ändert.
Zu solchen Oszillatoren gehören analoge, bei denen die TC-Schaltung eine analoge Schaltung ist, und digitale, bei denen die TC-Schaltung eine digitale Schaltung ist. (Im folgenden Text bedeutet nur "Oszillator" in jedem Zusammenhang "temperaturkompensierter Oszillator", sofern nicht anderweitig angegeben).
Da bei einem analogen Oszillator die TC-Schaltung aus zahlreichen Widerstands- und Halbleiterelementen besteht, wird Rauschen Vn wie thermisches Rauschen, Schrotrauschen etc. zur Temperaturkompensations- (TC) Spannung Vc1 hinzugefügt, die von der TC-Schaltung ausgegeben wird.
Deshalb kann bei dem in 15 dargestellten analogen Oszillator durch Einfügen einer Filterschaltung 2, die die hochfrequenten Komponenten entfernt, zwischen einer TC-Schaltung 3 und einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung 4 ein solches Rauschen Vn aus der Ausgangsspannung (Vc1 + Vn) der TC-Schaltung 3 entfernt werden. Auf diese Weise wird durch Installieren der Filterschaltung 2, die das Rauschen aus der von der TC-Schaltung 3 ausgegebenen TC-Spannung entfernt, das Phasenrauschen des Ausgangssignals verringert.
16 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Oszillators. Im digitalen Oszillator 10 besteht eine TC-Schaltung 11 z. B. aus einem Temperatursensor 11A, einem ADC (Analog-/Digital-Wandler) 11B, einem Speicher 11C und einem DAC (Digital-/Analog-Wandler) 11D.
In der TC-Schaltung 11 werden Temperaturinformationen, die vom Temperatursensor 11A gemessen werden, vom ADC 11B von der analogen in die digitale Form gewandelt, ferner in ein digitales Signal zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit eines piezoelektrischen Resonators X gewandelt und als TC-Spannung Vc1 ausgegeben. Das digitale Signal zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit des piezoelektrischen Resonators X ist im Voraus im Speicher 11C gespeichert worden.
Wenn in diesem Fall irgendeine Änderung des in den D/A-Wandler 11D eingegebenen Signals aufgrund einer Temperaturänderung auftritt, tritt in der TC-Spannung Vc1 ein stufenförmiges Rauschen Vn aufgrund des Einflusses der Auflösung des DAC 11D auf. Aus diesem Grund wird wie in 16 gezeigt durch Einfügen der Filterschaltung 2, die die hochfrequenten Komponenten entfernt, zwischen der TC-Schaltung 11 und der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (VCXO) 4 das Rauschen Vn aus der TC-Spannung Vc1 entfernt. Deshalb kann durch die Verwendung einer Filterschaltung wie etwa einer analogen in einem digitalen Oszillator das Phasenrauschen des Ausgangssignals verringert werden.
Wie durch die Kennlinien einer Tiefpassfilterschaltung (LPF; low pass filter) in 17 dargestellt ist, werden die hochfrequenten Komponenten umso stärker gedämpft, je größer die Zeitkonstante, nämlich je niedriger die Grenzfrequenz fc, ist. Aus diesem Grund sollte zur Verringerung des Phasenrauschens der Ausgangssignale eines temperaturkompensierten Oszillators mittels einer Filterschaltung die Grenzfrequenz fc der Filterschaltung relativ niedrig sein. In 18 ist eine Kennlinie zwischen dem SSB-Phasenrauschen bei der Verstimmungsfrequenz und der Grenzfrequenz fc einer Filterschaltung dargestellt.
Wenn andererseits an einen solchen Oszillator eine Spannung intermittierend angelegt wird, z. B. um die Leistungsaufnahme während der Bereitschaftszeit eines mobilen drahtlosen Kommunikationsgeräts zu verringern, sollte die Einschwingzeit vom Beginn der Schwingung bis die Ausgangsfrequenz stabil wird (nachstehend als "Schwingungsstartzeit" bezeichnet), so kurz wie möglich sein.
Wie jedoch aus der Kennlinie der Schwingungsstartzeit in 19 zu ersehen ist, wird die Schwingungsstartzeit Tsta umso länger, je niedriger die Grenzfrequenz der Filterschaltung ist. Deshalb besteht bei einem Oszillator das Problem, dass die Verwirklichung sowohl der Verringerung des Phasenrauschens des Ausgangssignals als auch die Verkürzung der Schwingungsstartzeit schwierig ist.
Wie aus 20 zu ersehen ist, wird als Oszillator moderner, mobiler, drahtloser Kommunikationsgeräte häufig ein VC-TCXO verwendet, der mit einem Frequenzsteuersignal-Eingangsanschluss VC für die AFC-Funktion ausgerüstet ist, der die Frequenz sogar noch präziser auf Basis eines Signals von der Basisstation einregelt.
Wie in 20 dargestellt ist, empfängt der VC-TCXO 12 ein Frequenzsteuersignal ϕVC, das von einer Signalverarbeitungsschaltung eines mobilen drahtlosen Kommunikationsgeräts auf Basis eines von der Basisstation empfangenen Signals geliefert wird, und wandelt die Spannung dieses Frequenzsteuersignals ϕVC mittels einer Spannungswandlerschaltung 13 in eine Frequenzsteuerspannung Vc2.
Dann werden im VC-TCXO 12 die Frequenzsteuerspannung Vc2 und die TC-Spannung Vc1 durch ein Addierglied 14 addiert und das Ergebnis wird über die Filterschaltung 2 an eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung 4 geliefert. Dadurch wird die Frequenz des Ausgangssignals temperaturkompensiert und auf eine Frequenz geändert, die synchron zur Basisfrequenz der Basisstation ist.
Wenn in der oben beschriebenen Schaltung das Phasenrauschen des Ausgangssignals durch Verwenden einer Filterschaltung 2 mit einer großen Zeitkonstanten verringert wird, ergibt sich außerdem insofern ein Problem, als das Ansprechverhalten der Schwingungsfrequenz auf das Frequenzsteuersignal Vc2 nicht gut ist.
Die EP 0299674 A2 offenbart einen Frequenzgenerator mit einem Leistungsabsenkungsmodus, in dem die Generatorschaltung und der VCO ausgeschaltet sind.
Die US 5,389,899 offenbart einen Frequenzgenerator mit einer phasensynchronisierten Schleife. Die phasensynchronisierte Schleife bewirkt einen Phasenvergleich zwischen einem Vergleichssignal auf Basis eines Ausgangs von einem spannungsgesteuerten Oszillator und einem Referenzsignal auf Basis eines Ausgangs von einem Referenzoszillator. Das resultierende Phasendifferenzsignal wird an ein Schleifenfilter gelegt, dessen Ausgang als Steuersignal des spannungsgesteuerten Oszillators dient. Der Frequenzgenerator enthält ein Tiefpassfilter mit Schaltern zum Ändern der Zeitkonstante des Filters.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen temperaturkompensierten Oszillator bereitzustellen, der auch beim Einschalten sowohl eine verringerte Leistungsaufnahme als auch ein schnelles und rauschfreies Steuerungsansprechverhalten aufweist. Eine weitere Aufgabe ist die Bereitstellung eines Verfahrens zum Steuern des Oszillators und eines drahtlosen Kommunikationsgeräts, das mit dem Oszillator ausgerüstet ist.
Diese Aufgaben werden von einem temperaturkompensierten Oszillator gemäß Anspruch 1, einem Verfahren gemäß Anspruch 15 und einem Kommunikationsgerät gemäß Anspruch 14 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die vorliegende Erfindung löst das durch eine große Zeitkonstante der Filterschaltung zum Entfernen von Rauschen aus der TC-Spannung verursachte Problem durch die Verwendung von Schaltmitteln zum vorübergehenden Umgehen der Filterschaltung oder zur Verringerung ihrer Zeitkonstante, wenn die Schwingung beginnt. Dadurch kann die Einschwingperiode bis zum Erreichen des stationären Zustandes des Oszillators erheblich verkürzt werden.
Weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung erschließen sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen in Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen; es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Oszillators;
2 ein Beispiel eines Schalters im Oszillator;
3 eine Kennlinie zur Erläuterung der Spannungswandlerschaltung im Oszillator;
4 ein Schaltschema eines Beispiels der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung;
5 ein Schaltschema eines weiteren Beispiels der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung;
6 ein Impulsdiagramm der Operation des Oszillators;
7 ein Blockdiagramm eines Oszillators gemäß der Ausführungsform der Erfindung;
8 ein Beispiel eines Schalters im Oszillator;
9 ein weiteres Blockdiagramm eines Oszillators;
10 ein Blockdiagramm eines mobilen drahtlosen Kommunikationsgeräts, das den Oszillator verwendet;
11 ein Impulsdiagramm der Operation des Oszillators;
12 ein Blockdiagramm eines Oszillators, das eine Ausführungsform der Erfindung enthält;
13 eine perspektivische Ansicht eines Oszillators;
14 eine weitere perspektivische Ansicht eines Oszillators;
15 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen analogen Oszillators;
16 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen digitalen Oszillators;
17 eine Kennlinie der Filterschaltung (LPF);
18 eine Kennlinie des SSB-Phasenrauschens des Ausgangssignals des Oszillators;
19 eine Kennlinie der Schwingungsstartzeit des Ausgangssignals des Oszillators; und
20 ein Blockdiagramm eines VC-TCXO mit einer eingefügten Filterschaltung.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines temperaturkompensierten Oszillators (der Einfachheit halber als "Oszillator" bezeichnet).
Dieser Oszillator 15 hat eine Temperaturkompensations- (TC) Schaltung 21, eine Filterschaltung 23, einen Schalter SW1, der parallel zur Filterschaltung 23 geschaltet ist, eine Spannungssteuerschaltung 25, eine Stromversorgungssteuerschaltung 26, ein Addierglied 27 und eine spannungsgesteuerte Oszillator- (VCO; voltage controlled oscillation) Schaltung 28.
Die TC-Schaltung 21 kann eine Temperaturkompensationsspannung (TC) Vc1 ausgeben, um etwaige Frequenzänderungen, die durch die Temperaturabhängigkeit eines piezoelektrischen Resonators X verursacht werden, aufzuheben. Die TC-Schaltung 21, die oben unter Bezugnahme auf den Stand der Technik beschrieben worden ist, kann z. B. mit einem Temperatursensor, einer ADC-Schaltung, einem Speicher und einer DAC-Schaltung aufgebaut sein. Nach der Wandlung der Temperaturinformationen zu einem digitalen Signal, wird dieses zu geeigneten Daten für die Temperaturkompensation gewandelt, die vorab in einem Speicher gespeichert werden. Die Temperaturkompensationsschaltung 21 kann vom digitalen Typ sein, der eine TC-Spannung Vc1 ausgibt, indem die Daten zur Temperaturkompensation von der digitalen zur analogen Form gewandelt werden, oder vom analogen Typ, der eine TC-Spannung Vc1 ausgibt, indem er sich die Temperaturabhängigkeit von Elementen wie einem Thermistor zunutze macht.
Die Filterschaltung 23 ist ein Tiefpassfilter, das aus Widerstandselementen und Kondensatoren (kapazitive Elemente) oder aus induktiven Elementen und Kondensatoren besteht und die hochfrequenten Komponenten der TC-Spannung Vc1, nämlich Rauschen in der TC-Spannung Vc1, entfernt.
Da der Schalter SW1 parallel zu dieser Filterschaltung 23 geschaltet ist, geht die TC-Spannung Vc1 nicht durch die Filterschaltung 23, wenn der Schalter SW1 im EIN-Zustand ist, sondern wird durch den Schalter SW1 geführt. 2 ist ein Schaltschema der Umgebung des Schalters SW1, wenn es sich bei diesem Schalter SW1 um einen analogen Schalter handelt.
Die Spannungssteuerschaltung 25 ist eine Schaltung, bei der eine Spannungswandlerschaltung des herkömmlichen VC-TCXO-Typs (13 in 20) etc. eingesetzt werden kann, und die eine Frequenzsteuerspannung Vc2 auf Basis des Frequenzsteuersignals ϕVC, das über den Frequenzsteuerspannungs-Eingangsanschluss VC geliefert wird, erzeugt.
Die Spannungssteuerschaltung 25 ist z. B. eine Schaltung, durch die die Neigung der Frequenzsteuerspannung Vc2 relativ zur Kennlinie des Frequenzsteuersignals ϕVC oder die Polarität der Änderung der Frequenzsteuerspannung Vc2 geändert wird, wie mit A, B und C in 3 gekennzeichnet ist.
Das Addierglied 27 addiert die TC-Spannung Vc1, die über die Filterschaltung 23 geliefert wird, und die Frequenzsteuerschaltung Vc2 und gibt das Ergebnis an die VCO-Schaltung 28 aus.
Die VCO-Schaltung 28 besteht aus einer Oszillatorschaltung 29, die einen piezoelektrischen Resonator X wie einen Quarzkristallresonator, einen Keramikresonator etc. in Schwingung versetzt, einer Pufferschaltung und einem Element Cv mit variabler Kapazität. Die VCO-Schaltung 28 kann aus bipolaren Transistoren Q1 und Q2 aufgebaut sein, wie in 4 dargestellt ist, oder sie kann vom CMOS-Typ sein, wobei ein Inverter IV aus Transistoren des MOS-Typs besteht, wie aus 5 ersichtlich ist.
Die VCO-Schaltung 28 wird so gesteuert, dass die Frequenz des Ausgangssignals P aufgrund der TC-Spannung Vc1 selbst bei einer Temperaturänderung konstant bleibt. Außerdem wird sie so gesteuert, dass die Frequenz des Ausgangssignals P die Frequenz wird, die von der Frequenzsteuerspannung Vc2 eingestellt ist.
In 1 ist die Stromversorgungssteuerschaltung 26 eine Schaltung, die die Stromversorgung zur TC-Schaltung 21, zur Spannungssteuerschaltung 25 und zur Oszillatorschaltung 29 steuert. Sie steuert die Stromversorgung zu den einzelnen Schaltungen auf Basis des Bereitschaftssteuersignals ϕST, das extern über den Bereitschaftssteueranschluss STBY bereitgestellt wird. Diese Stromversorgungssteuerschaltung 26 wird mit Spannung von einer externen Spannungsquelle über die Spannungsanschlüsse VCC und GND versorgt.
Die Stromversorgungssteuerschaltung 26 bewirkt, dass ein Ausgangssignal einer gewünschten Frequenz ausgegeben wird, indem die TC-Spannung Vc1 und die Frequenzsteuerspannung Vc2 an die VCO-Schaltung 28 geliefert werden, wenn das extern bereitgestellte Bereitschaftssteuersignal ϕST auf dem Pegel H liegt.
Die Stromversorgungssteuerschaltung 26 beendet die Aktionen aller Schaltungen, wenn das extern bereitgestellte Bereitschaftssteuersignal ϕST auf dem Pegel L liegt. Durch die Beendigung der Stromversorgung zur TC-Schaltung 21, zur Spannungssteuerschaltung 25 und zur Oszillatorschaltung 29 kann nämlich die Leistungsaufnahme des Oszillators 15 verringert werden.
Ferner schaltet die Stromversorgungssteuerschaltung 26 den Schalter SW1 in den EIN-Zustand um, indem das Schaltsteuersignal ϕS1 kurzzeitig und synchronisiert mit dem Anstieg des extern bereitgestellten Bereitschaftssteuersignals ϕST auf den Pegel H gelegt wird.
Wenn das Bereitschaftssteuersignal ϕST auf den Pegel H geht, wird deshalb die TC-Spannung Vc1 über den Schalter SW1 ausgegeben, ohne durch die Filterschaltung 23 zu gehen.
Wenn das Bereitschaftssteuersignal ϕST auf den Pegel H ansteigt, wird deshalb die TC-Spannung Vc1 innerhalb kurzer Zeit an die VCO-Schaltung 28 geliefert, indem die Verzögerungszeit vermieden wird, die durch das Durchlaufen der Filterschaltung 23, die eine relativ hohe Zeitkonstante hat, verursacht wird.
6 ist ein Impulsdiagramm des Oszillators 15, und die Aktionen des Oszillators werden anhand dieser Figur erläutert. Die Versorgungsspannung wird vom Zeitpunkt T1 an an den Spannungsanschluss VCC des Oszillators 15 gelegt, wie in 6 (A) dargestellt ist. Es wird der Fall angenommen, in dem das Bereitschafssteuersignal ϕST an den Bereitschaftssteueranschluss STBY gelegt wird, wie in 6 (B) dargestellt ist.
Wenn das Bereitschaftssteuersignal ϕST im Zeitpunkt T1 auf den Pegel H ansteigt, beginnt zunächst die Stromversorgungssteuerschaltung 26 damit, eine Versorgungsspannung VREG an jede Schaltung zu liefern, und die TC-Schaltung 21, die Spannungssteuerschaltung 25, die Oszillatorschaltung 29 und das Addierglied 27 gehen in Betrieb.
Wenn außerdem das Bereitschaftssteuersignal ϕST im Zeitpunkt T1 den Pegel H annimmt wie in 6 (D) gezeigt, weil das Schaltsteuersignal ϕS1 kurzzeitig synchron mit dem Anstieg des Bereitschaftssteuersignals ϕST auf den Pegel H ansteigt, wird die TC-Schaltung 21 über den Schalter SW1 kurzgeschlossen.
Aus diesem Grund kann im Oszillator 15 die Anstiegszeit der TC-Spannung Vc1 im Vergleich zu dem Fall, in dem die TC-Spannung Vc1 über die Filterschaltung 23 an die VCO-Schaltung 28 geliefert wird, verkürzt werden, und die Frequenzsteuerung des Ausgangssignals P durch die TC-Spannung Vc1 kann innerhalb kurzer Zeit gestartet werden.
Sobald außerdem die Versorgungsspannung VREG im Zeitpunkt T1 an die Spannungssteuerschaltung 25 gelegt wird, gibt die Spannungssteuerschaltung 25 die Frequenzsteuerspannung Vc2 auf Basis des Frequenzsteuersignals ϕVC aus, und durch die über das Addierglied 27 zur VCO-Schaltung 28 gelieferte Frequenzsteuerspannung Vc2 wird die Frequenzsteuerung des Ausgangssignals gestartet.
Sobald danach das Schaltsteuersignal ϕS1 im Zeitpunkt T2 den Pegel L erreicht wie in 6 (D) dargestellt, wird die TC-Spannung Vc1, da der Schalter SW1 in den AUS-Zustand geht, über die Filterschaltung 23 an die VCO-Schaltung 28 geliefert. Deshalb wird Rauschen in der TC-Spannung Vc1 entfernt, wenn der Schalter SW1 in den AUS-Zustand geht.
Der Oszillator 15 kann Phasenrauschen des Ausgangssignals P verringern, indem Rauschen in der TC-Spannung Vc1 mittels der Filterschaltung 23 entfernt wird.
Sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST im Zeitpunkt T3 den Pegel L erreicht hat, wie in 6 (B) dargestellt ist, wird die Lieferung der Versorgungsspannung VREG an jede Schaltung durch die Stromversorgungssteuerschaltung 26 beendet, wie in 6 (C) dargestellt ist, und die Aktionen der TC-Schaltung 21, der Spannungssteuerschaltung 25, der Oszillatorschaltung 29 und des Addierglieds 27 werden beendet. Auf diese Weise kann der Oszillator 15 die Leistungsaufnahme verringern, indem die Ausgabe des Ausgangssignals P auf Basis des Bereitschaftssteuersignals ϕST gestartet oder beendet wird.
Die gewünschte Frequenz des Ausgangssignals P, das der Oszillator 15 ausgeben sollte, sei als f0 und die Differenz zwischen dieser gewünschten Frequenz f0 und der tatsächlichen Frequenz (Frequenz des tatsächlich ausgegebenen Signals) sei als df bezeichnet. Der Oszillator 15 kann die Frequenz des Ausgangssignals P auf die gewünschte Frequenz f0 innerhalb kurzer Zeit stabilisieren, sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST ansteigt.
Außerdem ist beim Oszillator 15 der Schalter SW1 parallel zur Filterschaltung 23 geschaltet, und die Frequenz des Ausgangssignals P kann innerhalb kurzer Zeit auf die gewünschte Frequenz stabilisiert werden, indem der Schalter SW2 kurzzeitig auf den EIN-Zustand gesetzt wird, sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST ansteigt.
Auf diese Weise kann der Oszillator 15 Phasenrauschen des Ausgangssignals verringern und außerdem die Frequenz des Ausgangssignals innerhalb kurzer Zeit stabilisieren.
Bei einer tatsächlichen Implementierung dieses Oszillators 15 könnte übrigens ein Wert von ca. –120 [dBc/Hz] bei der Offset-Frequenz von 100 [Hz] als die Phasenrauscheneigenschaft erzielt werden.
AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG
7 ist ein Blockdiagramm eines temperaturkompensierten Oszillators 17 gemäß der Ausführungsform dieser Erfindung.
Da dieser Oszillator 17 den gleichen Aufbau wie der Oszillator 15 von 1 mit Ausnahme eines verschiedenen Schalters SW1A hat, sind gleiche Teile mit identischen Bezugszeichen gekennzeichnet und auf eine wiederholte Erläuterung wird verzichtet.
Bei diesem Oszillator 17 dient der Schalter SW1A zum Verbinden eines Endes eines Kondensators C der Filterschaltung 23 entweder mit einem Anschluss A oder mit einem Anschluss B. Der Anschluss A ist mit der Seite der TC-Schaltung 21 (TC-Spannungseingangsseite) des Widerstandsele ments R verbunden, während der Anschluss B mit der Seite des Addierglieds 27 (TC-Spannungsausgangsseite) des Widerstandselements R verbunden ist.
Der Schalter SW1A ist so aufgebaut, dass er den Kondensator C mit dem Anschluss A verbindet, wenn das Schaltsteuersignal ϕS1 auf dem Pegel H liegt, und mit dem Anschluss B, wenn das Schaltsteuersignal ϕS1 auf dem Pegel L liegt; wie in 8 dargestellt kann dies mit zwei analogen Schaltern verwirklicht werden, von denen einer durch das Signal ϕS1 gesteuert wird, um auf EIN zugehen, wenn das Signal ϕS1 auf dem Pegel H liegt, während der andere analoge Schalter vom invertierten Signal ϕS1 gesteuert wird, um auf EIN zu gehen, wenn das Signal ϕS1 auf dem Pegel L liegt.
Als Nächstes werden die Aktionen dieses Oszillators 17 erläutert. Da das Impulsdiagramm dieses temperaturkompensierten Oszillators 17 nahezu identisch mit dem des Oszillators 15 ist, werden nur Teile beschrieben, deren Aktionen verschieden sind, wobei auf 6 Bezug genommen wird.
Sobald bei diesem Oszillator 17 das Bereitschaftssteuersignal ϕST im Zeitpunkt T1 den Pegel H erreicht, wie in 6 (B) dargestellt ist, erreicht das Schaltsteuersignal ϕS1 den Pegel H eine kurze Zeit, die mit dem Anstieg des Bereitschaftssteuersignals ϕST synchronisiert ist wie in 6 (D) gezeigt, und das eine Ende des Kondensators C der Filterschaltung 23 wird nur kurzzeitig vom Anschluss B auf den Anschluss A umgeschaltet.
Deshalb wird die Verzögerung der Schwingungsstartzeit aufgrund des Wiederaufladens des Kondensators C, die durch den Widerstand R verursacht wird, verkürzt. Mit anderen Worten, nachdem beim Oszillator 17 das eine Ende des Kondensators C vom Anschluss A auf den Anschluss B umgeschaltet worden ist, kann die Verzögerung der TC-Spannung Vc1 aufgrund einer relativ hohen Zeitkonstante der Filterschaltung 23 verkürzt werden.
Bei einer tatsächlichen Implementierung des Oszillators 17 könnte ein Wert von ca. –121 [dBc/Hz] bei der Offset-Frequenz von 100 [Hz] als die Phasenrauscheneigenschaft erzielt werden.
Weitere Oszillatorbeispiele
9 ist ein Blockdiagramm eines temperaturkompensierten Oszillators 20.
Da der Oszillator 20 den gleichen Aufbau wie der Oszillator 15 von 1 hat, mit der Ausnahme, dass eine Filterschaltung 24 und eine Nachlauf-Halte-Schaltung 22 hinzugefügt sind, sind gleiche Teile mit identischen Bezugszeichen gekennzeichnet und auf eine wiederholte Erläuterung wird verzichtet.
Die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 schaltet zwischen einem Nachlaufmodus (erster Modus) und einem Haltemodus (zweiter Modus) entsprechend dem von der Stromversorgungssteuerschaltung 26 gelieferten Modussteuersignal ϕTH um und gibt die unveränderte Eingangsspannung aus, indem sie sie als die Ausgangsspannung im Nachlaufmodus durchlässt; im Haltemodus hält die Schaltung 22 die Eingangsspannung im Zeitpunkt des Modusumschaltens und gibt sie als Ausgangsspannung aus. Im Fall der in 9 dargestellten Schaltung schaltet die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 auf den Nachlaufmodus, wenn das Modussteuersignal ϕTH auf dem Pegel H liegt, und auf den Haltemodus, wenn das Modussteuersignal ϕTH auf dem Pegel L liegt. Diese Nachlauf-Halte-Schaltung 22 kann unter Verwendung einer hinreichend bekannten Schaltung ausgeführt werden. Als die einfachste Grundausführung kommt eine Schaltung in Betracht, die eine Schaltschaltung einsetzt, die zur EIN-Position wechselt, wenn das Modussteuersignal ϕTH auf dem Pegel H liegt, und einen Kondensator, der die Ausgangsspannung hält, wenn die Schaltschaltung zur AUS-Position wechselt.
Die Filterschaltung 23 ist bei diesem Beispiel ein Tiefpassfilter, das aus Widerstandselementen und Kondensatoren (kapazitive Elemente) oder aus induktiven Elementen und Kondensatoren besteht und die hochfrequenten Komponenten der TC-Spannung Vc1, die über die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 empfangen wird, entfernt. Wenn die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 im Nachlaufmodus arbeitet, entfernt sie das in der TC-Spannung Vc1 enthaltene Rauschen, weil die Ausgangsspannung die von der TC-Schaltung 21 empfangene TC-Spannung Vc1 ist.
Da der Schalter SW1 parallel zu dieser Filterschaltung 23 geschaltet ist, geht die von der Nachlauf-Halte-Schaltung 22 ausgegebene TC-Spannung Vc1 durch den Schalter SW1, wenn der Schalter SW1 im EIN-Zustand ist, ohne durch die Filterschaltung 23 geführt zu werden.
Für der Spannungssteuerschaltung 25 kann die herkömmliche VC-TCXO-Spannungswandlerschaltung (13 in 20) etc. verwendet werden, und es handelt sich dabei um eine Schaltung, die die Frequenzsteuerspannung Vc2 auf Basis des Frequenzsteuersignals ϕVC, das über den Frequenzsteuerspannungs-Eingangsanschluss VC geliefert wird, erzeugt.
Die Filterschaltung 24 ist ein Tiefpassfilter, das z. B. aus kapazitiven Elementen besteht und die hochfrequenten Komponenten der Frequenzsteuerspannung Vc2, die von der Spannungssteuerschaltung 25 geliefert wird, entfernt. Die Filterschaltung 24 entfernt deshalb das in der Frequenzsteuerspannung Vc2 enthaltene Rauschen wie das im Frequenzsteuersignal ϕVC, das extern an den Frequenzsteuerspannungs-Eingangsanschluss VC geliefert wird, das in der Spannungssteuerschaltung 25 enthaltene Rauschen etc.
Da die Filterschaltung 24 Rauschen in der Frequenzsteuerspannung Vc2 entfernen kann, können Filterschaltungen mit relativ niedrigen Zeitkonstanten verwendet werden, wenn die Grenzfrequenz in einem Bereich von mehreren 100 Hz bis zu mehreren kHz eingestellt ist.
Andererseits benötigt die Filterschaltung 23 eine Grenzfrequenz im Bereich von einigen 10 Hz bis zu einigen 100 Hz, um Rauschen in der TC-Spannung Vc1 zu entfernen. Aus diesem Grund hat die Filterschaltung 23 eine niedrigere Grenzfrequenz fc als die Filterschaltung 24.
In 9 steuert die Stromversorgungssteuerschaltung 26 die Stromversorgung der einzelnen Schaltungen auf Basis des Bereitschaftssteuersignals ϕST, das extern über den Bereitschaftsanschluss STBY bereitgestellt wird, und schaltet außerdem die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 auf den Nachlauf- oder den Haltemodus, indem sie das Modussteuersignal ϕTH auf Basis des Bereitschaftssteuersignals ϕST ausgibt, wie oben erläutert wurde.
Die Stromversorgungssteuerschaltung 26 liefert die Versorgungsspannung VREG an jede Schaltung, wenn das Bereitschaftssteuersignal ϕST auf dem Pegel H liegt, und legt außerdem das Modussteuersignal ϕTH auf den Pegel H, um die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 in den Nachlaufmodus umzuschalten.
Andererseits beendet die Stromversorgungssteuerschaltung 26 die Lieferung der Versorgungsspannung VREG, wenn das Bereitschaftssteuersignal ϕST auf dem Pegel L liegt, und legt außerdem das Modussteuersignal ϕTH auf den Pegel L, um die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 in den Haltemodus umzuschalten.
Deshalb bewirkt die Stromversorgungssteuerschaltung 26, dass ein Ausgangssignal einer gewünschten Frequenz ausgegeben wird, indem die TC-Spannung Vc1 und die Frequenzsteuerspannung Vc2 an die VCO-Schaltung 28 geliefert werden, wenn das extern bereitgestellte Bereitschaftssteuersignal ϕST auf dem Pegel H liegt.
Die Stromversorgungssteuerschaltung 26 beendet die Aktionen einzelner Schaltungen, wenn das extern bereitgestellte Bereitschaftssteuersignal ϕST auf dem Pegel L liegt. Durch die Beendigung der Stromversorgung der Schaltungen mit Ausnahme der Stromversorgungssteuerschaltung 26 selbst und der Nachlauf-Halte-Schaltung 22 kann nämlich die Leistungsaufnahme des Oszillators 20 verringert werden.
Da zu diesem Zeitpunkt die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 in den Haltemodus geht, hält sie die Ausgangsspannung auf dem Pegel, auf dem die TC-Spannung Vc1 zum Zeitpunkt des Modusumschaltens lag. Sobald das extern bereitgestellte Bereitschaftssteuersignal ϕST auf den Pegel H geht und die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 in den Nachlaufmodus geschaltet wird, kann sie deshalb die TC-Spannung Vc1 unmittelbar ohne Verzögerung aus der TC-Schaltung 21 ausgeben.
Außerdem stellt die Stromversorgungssteuerschaltung 26 den Schalter SW1 kurzzeitig auf den EIN-Zustand, indem das Schaltsteuersignal ϕS1 kurzzeitig synchron mit dem Anstieg des extern bereitgestellten Bereitschaftssteuersignals ϕST auf den Pegel H gelegt wird.
Sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST auf den Pegel H geht, wird deshalb die TC-Spannung Vc1, die über die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 ausgegeben wird, über den Schalter SW1 ausgegeben, ohne die Filterschaltung 23 zu passieren.
Aus diesem Grund geht das Bereitschaftssteuersignal ϕST auf den Pegel H und Vc1 wird innerhalb einer kurzen Zeit an die VCO-Schaltung 28 geliefert, wobei eine Verzögerungszeit bedingt durch das Passieren der Filterschaltung 23, die eine relativ hohe Zeitkonstante hat, vermieden wird.
10 ist ein Blockdiagramm, das die Anwendung des Oszillators 20 in einem mobilen drahtlosen Kommunikationsgerät 30 zeigt. Dieses Kommunikationsgerät 30 kann ein herkömmliches Kommunikationsgerät sein mit der Ausnahme, dass sich der Oszillator 20 von einem herkömmlichen unterscheidet und dass die Zentraleinheit (CPU) 31 das Bereitschaftssteuersignal ϕST an den Bereitschaftssteueranschluss STBY des Oszillators 20 ausgibt.
Die schraffierten Teile in 10 sind intermittierend arbeitende Teile, um die Leistungsaufnahme im Bereitschaftszustand dieses Kommunikationsgeräts 30 zu verringern.
Obwohl diese intermittierend arbeitenden Teile die gleichen sind wie in einem herkömmlichen Kommunikationsgerät, kann dieses Kommunikationsgerät 30 direkt steuern, ob der Oszillator 20 gemäß dem Bereitschaftssteuersignal ϕST angesteuert werden soll.
Der Anzeige-/Tastaturabschnitt 32 wird stets angesteuert, so dass er immer benutzerseitige Eingaben annehmen kann, und der sendende Synthetisator 33 sowie der sendende Filter-/Verstärkerabschnitt 34 werden nur beim Senden angesteuert.
11 ist ein Impulsdiagramm des Oszillators 20, und die Aktionen des Oszillators 20 werden anhand dieser Figur erläutert. Der Oszillator 20 wird vom Zeitpunkt T1 an mit der Versorgungsspannung an den Spannungsanschluss VCC versorgt, wie in 11 (A) dargestellt ist. Es wird der Fall angenommen, in dem das Bereitschaftssteuersignal ϕST an den Bereitschaftssteueranschluss STBY gelegt wird, wie in 11 (B) dargestellt ist.
Sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST im Zeitpunkt T1 den Pegel H erreicht, beginnt zunächst die Stromversorgungssteuerschaltung 26 damit, die Versorgungsspannung VREG an jede Schaltung zu liefern, wie in 11 (C) dargestellt ist, und die TC-Schaltung 21, die Spannungssteuerschaltung 25, die Oszillatorschaltung 29 und das Addierglied 27 gehen in Betrieb.
Sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST den Pegel H erreicht, schaltet die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 auf den Nachlaufmodus, da das Modussteuersignal ϕTH den Pegel H erreicht wie in 11 (D) gezeigt. Dadurch kann die von der TC-Schaltung 21 gelieferte TC-Spannung Vc1 ohne Verzögerung durch die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 sofort ausgegeben werden.
Da ferner das Schaltsteuersignal ϕS1 kurzzeitig synchron mit dem Anstieg des Bereitschaftssteuersignals ϕST den Pegel H erreicht, wie in 11 (E) dargestellt ist, wird die Filterschaltung 23 über den Schalter SW1 kurzgeschlossen.
Aus diesem Grund liegt beim Oszillator 20 die Anfangs-TC-Spannung Vc1, die an die VCO-Schaltung 28 geliefert wird, der stationären TC-Spannung Vc1 wesentlich näher als es der Fall sein würde, wenn die TC-Spannung Vc1 die Filterschaltung 23 passieren müsste und/oder wenn keine Nachlauf-Halte-Schaltung vorgesehen wäre; die Frequenzsteuerung des Ausgangssignals P durch die TC-Spannung Vc1 kann deshalb innerhalb kurzer Zeit gestartet werden.
Sobald dann die Versorgungsspannung VREG im Zeitpunkt T1 an die Spannungssteuerschaltung 25 gelegt wird, gibt die Spannungssteuerschaltung 25 die Frequenzsteuerspannung Vc2 auf Basis des Frequenzsteuersignals ϕVC aus. Aus dieser Frequenzsteuerspannung Vc2 ist Rauschen durch die Filterschaltung 24 entfernt worden und sie wird über das Addierglied 27 zur VCO-Schaltung 28 geliefert.
Da wie oben erwähnt die Grenzfrequenz fc dieser Filterschaltung 24 relativ hoch ist, ist die Zeitkonstante relativ niedrig, und die Frequenzsteuerspannung Vc2 wird mit nahezu keiner Verzögerung durch die Filterschaltung 24 an die VCO-Schaltung 28 geliefert.
Deshalb kann der Oszillator die Frequenzsteuerung des Ausgangssignals durch die Frequenzsteuerspannung Vc2 innerhalb kurzer Zeit beginnen, ohne dass dies zu Lasten des Frequenzregelungsverhaltens auf eine Änderung der Frequenzsteuerspannung Vc2 geht, selbst wenn Rauschen der Frequenzsteuerspannung Vc2 mittels der Filterschaltung 24 entfernt wird.
Wie in 11 (E) gezeigt, wird dann, sobald das Schaltsteuersignal ϕS1 im Zeitpunkt T2 den Pegel L annimmt, die TC-Spannung Vc1 über die Filterschaltung 23 an die VCO-Schaltung 28 geliefert, weil der Schalter SW1 in den AUS-Zustand geht. Wenn der Schalter SW1 in den AUS-Zustand geht, wird das in der TC-Spannung Vc1 enthaltene Rauschen entfernt.
Auf diese Weise kann der Oszillator 20 Phasenrauschen des Ausgangssignals P verringern, indem das in der TC-Spannung Vc1 und der Frequenzsteuerspannung Vc2 enthaltene Rauschen durch die Filterschaltungen 23 bzw. 24 entfernt wird.
Sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST den Pegel L im Zeitpunkt T3 erreicht, wie in 11 (A) dargestellt ist, wird die Lieferung der Versorgungsspannung VREG durch die Stromversorgungssteuerschaltung 26 an jede Schaltung beendet, und die TC-Schaltung 21, die Spannungssteuerschaltung 25, die Oszillatorschaltung 29 und das Addierglied 27 stellen den Betrieb ein.
Auf diese Weise kann der Oszillator 20 die Leistungsaufnahme verringern, indem die Ausgabe des Ausgangssignals P auf Basis des Bereitschaftssteuersignals ϕST gestartet oder beendet wird.
Da wie in 11 (D) gezeigt das Modussteuersignal ϕTH den Pegel L im Zeitpunkt T3 erreicht, schaltet die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 in den Haltemodus, und die Ausgangsspannung der Nachlauf-Halte-Schaltung 22 wird im Zeitpunkt des Modusumschaltens auf dem Pegel der TC-Spannung Vc1 gehalten. Wenn das Bereitschaftssteuersignal ϕST im Zeitpunkt T4 den Pegel H wieder erreicht, kann die von der TC-Schaltung 21 gelieferte TC-Spannung Vc1 sofort ohne eine Verzögerung durch die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 ausgegeben werden.
Die gewünschte Frequenz des Ausgangssignals P, das der Oszillator 20 ausgeben sollte, sei als f0 und die Differenz zwischen der tatsächlichen Frequenz des tatsächlich ausgegebenen Signals und der gewünschten Frequenz sei als df bezeichnet; die Frequenzabweichung df/f0 ist in 11 (G) dargestellt. Der Oszillator 20 kann die Frequenz des Ausgangssignals P auf die gewünschte Frequenz f0 innerhalb kurzer Zeit stabilisieren, sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST angestiegen ist.
Beim Oszillator 20 ist der Schalter SW1 parallel zur Filterschaltung 23 geschaltet, und die Frequenz des Ausgangssignals P kann innerhalb kurzer Zeit auf die gewünschte Frequenz stabilisiert werden, indem der Schalter SW1 kurzzeitig auf EIN gestellt wird, sobald das Bereitschaftssteuersignal ϕST angestiegen ist.
Auf diese Weise kann der Oszillator 20 Phasenrauschen des Ausgangssignals weiter verringern, indem die Filterschaltung 24 installiert wird und außerdem die Frequenz des Ausgangssignals innerhalb kurzer Zeit stabilisieren, indem die Nachlauf-Halte-Schaltung 22 installiert wird.
12 ist ein Blockdiagramm eines temperaturkompensierten Oszillators 20A.
Da dieser Oszillator 20A den gleichen Aufbau wie der Oszillator 20 von 9 hat, mit der Ausnahme, dass der Schalter SW1A verschieden ist, sind gleiche Teile mit identischen Bezugszeichen gekennzeichnet und auf eine wiederholte Erläuterung wird verzichtet.
Da außerdem das Impulsdiagramm des Oszillators 20A nahezu identisch mit dem des Oszillators 20 ist, werden nur Teile, deren Aktionen verschieden sind, anhand der 11 erläutert.
Beim Oszillator 20A dient der Schalter SW1A zum Umschalten eines Endes des Kondensators C in der Filterschaltung 23 zwischen einem Anschluss A und einem Anschluss B. Der Anschluss A ist mit der Seite der Nachlauf-Halte-Schaltung 22 (Eingangsseite der TC-Spannung) des Widerstandselements R verbunden und der Anschluss B ist mit der Seite des Addierglieds 27 (Ausgangsseite der TC-Spannung) des Widerstandselements R verbunden.
Wenn deshalb beim Oszillator 20A das Schaltsteuersignal ϕS1 kurzzeitig synchron mit dem Anstieg des Bereitschaftssteuersignal ϕST den Pegel H erreicht, wie in 11 (E) dargestellt ist, wird das eine Ende des Kondensators C nur kurzzeitig vom Anschluss B auf den Anschluss A umgeschaltet und die Verzögerung der Schwingungsstartzeit aufgrund des Wiederaufladens des Kondensators C, die durch den Widerstand R verursacht wird, wird verkürzt.
Obwohl vorstehend nichts über die Installationsbedingung der den temperaturkompensierten Oszillator bildenden Bauelemente gesagt wurde, können die Elemente etc., aus denen der Oszillator besteht, integriert werden, da der Oszillator Rauschen in der TC-Spannung Vc1 oder in der Frequenzsteuerspannung Vc2 entfernen kann.
Deshalb können Bauelemente, ausgenommen der piezoelektrische Resonator X der VCO-Schaltung 28 und der Kondensator C der Filterschaltung 23 (Abschnitt, der in den 1, 7, 9 und 12 mit einer Strichpunktlinie umgeben ist) oder Bauelemente, ausgenommen nur der piezoelektrische Resonator X (Abschnitt, der in den 4 und 5 mit einer Strichlinie umgeben ist, die ein Element mit variabler Kapazität einschließt), z. B. als eine Ein-Chip-IC installiert werden. Ein temperaturkompensierter Oszillator in einem Keramikgehäuse, bei dem ein piezoelektrischer Resonator X zwischen dem Oszillator und einem Deckel eingebettet ist, kann wie in 13 dargestellt installiert werden. Ein temperaturkompensierter Oszillator in einem Kunststoffgehäuse mit einer Ein-Chip-IC, dem piezoelektrischen Resonator X und dem Element Cv mit variabler Kapazität, die durch Vergießen abgedichtet werden, kann wie in 14 dargestellt installiert werden.
Obwohl eine Ein-Chip-IC in den 13 und 14 mit einer Platine durch Drahtbondieren verbunden ist, erübrigt sich die Feststellung, dass auch andere Verfahren wie Flip-Chip-Bondieren (FCB) angewendet werden können. In gleicher Weise können Bauelemente wie Reaktanzelemente der Filterschaltung 23 oder der Filterschaltung 24 am Kondensator C installiert werden. Selbst wenn der Kondensator C an der Außenseite des Gehäuses in den 13 und 14 installiert ist, ändert sich die Funktion der Schaltung nicht.
Dadurch kann der Oszillator miniaturisiert werden, und die Anzahl der Montageschritte sowie die Fertigungskosten können durch eine Verringerung der Bauteile gesenkt werden.
Obwohl die Filterschaltungen 23 und 24 der oben beschriebenen Strukturen jeweils ein einstufiges Tiefpassfilter sind, können sie auch als mehrstufiges Tiefpassfilter für eine oder beide Filterschaltungen ausgeführt sein.
In diesem Fall kann bei den Oszillatoren 17 und 20A der 7 bzw. 12 das entsprechende Ende aller im mehrstufigen Tiefpassfilter enthaltenen Kondensatoren durch den Schalter (SW1A) beim Start der Schwingung auf die TC-Schaltungsseite des entsprechenden Widerstands oder des induktiven Elements im mehrstufigen Tiefpassfilter geschaltet werden.
Obwohl die Beschreibung bisher unter Bezugnahme auf Strukturen, die die Frequenz des Ausgangssignals auf Basis des Frequenzsteuersignals ϕVC ändern, beschrieben worden ist, kann sie auch auf einen temperaturkompensierten Oszillator angewendet werden, der keinen Frequenzsteuersignal-Eingangsanschluss VC hat und der die Frequenz des Ausgangssignals konstant hält, selbst wenn sich die Temperatur ändert.
In diesem Fall können die Spannungssteuerschaltung 25, die Filterschaltung 24 und das Addierglied 27 im Oszillator jeder der obigen Strukturen entfallen. Selbst in diesem Fall kann Phasenrauschen des Ausgangssignals verringert und die Frequenz des Ausgangssignals innerhalb kurzer Zeit stabilisiert werden.
Es ist ein Fall beschrieben worden, in dem der Oszillator in einem mobilen drahtlosen Kommunikationsgerät verwendet wird. Jeder der oben beschriebenen Oszillatoren kann in einem mobilen drahtlosen Kommunikationsgerät verwendet werden, jedoch auch als temperaturkompensierter Oszillator in einer weiten Vielfalt anderer elektronischer Geräte.
Wie oben angegeben, ist die Schaltschaltung des temperaturkompensierten Oszillators der Erfindung parallel zur Filterschaltung mit einer hohen Zeitkonstante geschaltet, so dass die TC-Spannung zur VCO-Schaltung geliefert werden kann, ohne die Filterschaltung zu passieren, wenn die Schwingung startet, das Phasenrauschen des Ausgangssignals durch Wiederaufladen des Kondensators in der Filterschaltung verringern werden kann und ferner die Frequenz des Ausgangssignals innerhalb kurzer Zeit stabilisiert werden kann, ohne das Regelungsverhalten zu verschlechtern.

Claims

Temperaturkompensierter Oszillator, mit: einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) zum Erzeugen eines Schwingungsausgangssignals, dessen Frequenz sich entsprechend einer angelegten Steuerspannung (Vc1, Vc2) ändert; einer Temperaturkompensationsschaltung (21) zur Ausgabe einer Temperaturkompensationsspannung (Vc1), um diese Frequenz ungeachtet der Temperaturänderungen konstant zu halten; einem Filtermittel (23), um in der Temperaturkompensationsspannung (Vc1) enthaltenes Rauschen zu entfernen; und einer Stromversorgungssteuereinrichtung (26) zur Steuerung der Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21), gekennzeichnet durch die Stromversorgungssteuereinrichtung (26), die so ausgeführt ist, dass sie auch die Stromversorgung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) steuert; und ein Schaltmittel (SW1A), das auf die mit der Stromversorgung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) beginnende Stromversorgungssteuereinrichtung (26) anspricht, um vorübergehend für eine vorgegebene Zeitspanne von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand umzuschalten, wobei die Schaltmittel (SW1, SW1A) im zweiten Zustand die Kennlinie des Filtermittels (23) so ändern, dass die durch das Filtermittel verursachte Signalverzögerung wesentlich kürzer ist als im ersten Zustand der Schaltmittel (SW1, SW1A), wobei das Filtermittel (23) ein Tiefpassfilter mit einem kapazitiven Element (C) und einem Widerstand (R) ist und das kapazitive Element (C) im ersten Zustand über das Schaltmittel (SW1A) mit einen Ende (B) des Widerstands (R) und im zweiten Zustand mit dem anderen Ende (A) des Widerstands (R) verbunden werden kann.
Oszillator nach Anspruch 1, bei dem das Schaltmittel (SW1) einen Schalter aufweist, der parallel zu dem Filtermittel (23) geschaltet ist, wobei der erste Zustand der AUS-Zustand und der zweite Zustand der EIN-Zustand des Schalters ist.
Oszillator nach Anspruch 1, bei dem das Filtermittel mehrere Stufen Tiefpassfilter aufweist, in denen kapazitive Elemente über das Schaltmittel mit Widerstandselementen verbunden sind, und das Schaltmittel so ausgeführt ist, dass es in seinem ersten Zustand ein Ende jedes kapazitiven Elements mit der Ausgabeseite der Temperaturkompensationsspannung des entsprechenden Widerstandselements und in seinem zweiten Zustand mit der Eingabeseite der Temperaturkompensationsspannung dieses Widerstandselements verbindet, das unter sämtlichen Widerstandselementen dasjenige ist, das sich der Temperaturkompensationsschaltung (21) am nächsten befindet.
Oszillator nach Anspruch 1 oder 3, bei dem induktive Elemente anstelle der Widerstandselemente (R) im Filtermittel (23) verwendet werden.
Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner aufweisend: ein Ausgangsschaltmittel (22) zwischen der Temperaturkompensationsschaltung (21) und dem Filtermittel (23), wobei das Ausgangsschaltmittel (22) so ausgeführt ist, dass es zwischen einem ersten Modus, in dem seine Ausgangsspannung der Temperaturkompensationsspannung (Vc1) nachläuft, und einem zweiten Modus, in dem die Ausgangsspannung auf dem Wert der Temperaturkompensationsspannung (Vc1) zum Zeitpunkt, in dem der erste Modus auf den zweiten Modus wechselt, umschaltet, wobei das Ausgangsschaltmittel (22) von der Stromversorgungssteuereinrichtung (26) in den ersten Modus gesteuert wird, wenn die Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21) beginnt, und in den zweiten Modus, wenn die Stromversorgung zur Temperaturkompensationsschaltung (21) beendet wird.
Oszillator nach einem der vorigen Ansprüche, ferner aufweisend: eine Spannungssteuerschaltung (25), die auf ein extern bereitgestelltes Frequenzsteuersignal (ϕVC) zur Ausgabe einer Frequenzsteuerspannung (Vc2) anspricht, wobei das Frequenzsteuersignal (ϕVC) eine gewünschte Frequenz des Schwingungsausgangssignals repräsentiert; ein Addierglied (27) zum Addieren der Temperaturkompensationsspannung (Vc1) und der Frequenzsteuerspannung (Vc2), um die Steuerspannung (Vc1, Vc2) zu erhalten; und ein weiteres Filtermittel (24) zum Entfernen von in der Frequenzsteuerspannung (Vc2) enthaltenem Rauschen.
Oszillator nach Anspruch 6, bei dem die Grenzfrequenz des Filtermittels (23) niedriger ist als die des weiteren Filtermittels (24).
Oszillator nach Anspruch 6 oder 7, bei dem das weitere Filtermittel (24) aus Widerstandselementen und kapazitiven Elementen (C) oder aus induktiven Elementen und kapazitiven Elementen besteht.
Oszillator nach einem der vorigen Ansprüche, bei dem die Stromversorgungssteuereinrichtung (26) so ausgeführt ist, dass sie die Stromversorgung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) und der Temperaturkompensationsschaltung (21) auf Basis eines extern bereitstellten Steuersignals (ϕST) steuert.
Oszillator nach einem der vorigen Ansprüche, bei dem die Stromversorgungssteuereinrichtung (26) so ausgeführt ist, dass sie die Stromversorgung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) und der Temperaturkompensationsschaltung (21) gleichzeitig beginnt und die Stromversorgung dieser beiden Schaltungen auch gleichzeitig beendet.
Oszillator nach einem der vorigen Ansprüche, bei dem die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung (28) einen piezoelektrischen Resonator (X) und ein Element mit variabler Kapazität (Cv) aufweist, dessen Kapazität sich entsprechend der Steuerspannung (Vc1, Vc2) ändert.
Oszillator nach Anspruch 11, bei dem die den Oszillator bildenden Bauteile mit Ausnahme des piezoelektrischen Resonators (X) als ein Ein-Chip-IC aufgebaut sind.
Oszillator nach Anspruch 12, bei dem der Ein-Chip-IC und der piezoelektrische Resonator (X) in einem Gehäuse untergebracht sind.
Drahtloses Kommunikationsgerät, dadurch gekennzeichnet, dass es den Oszillator (20) gemäß Anspruch 13 enthält, und dass seine Operation auf dem Ausgangssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) basiert.
Verfahren zum Steuern des temperaturkompensierten Oszillators nach einem der Ansprüche 1 bis 5, aufweisend: (a) Erkennen des Beginns der Stromversorgung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28); (b) Veranlassen, dass die Schaltmittel (SW1, SW1A) als Reaktion auf die Erkennung in Schritt (a) in den zweiten Zustand schalten; und (c) Veranlassen, dass die Schaltmittel (SW1, SW1A) in den ersten Zustand zurückschalten, wenn eine vorgegebene Zeitspanne abgelaufen ist, nachdem die Schaltmittel (SW1, SW1A) in Schritt (b) in den zweiten Zustand geschaltet haben.
Verfahren nach Anspruch 15 zum Steuern des Oszillators nach Anspruch 5, ferner aufweisend: (d) Erkennen des Beginns der Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21); (e) Veranlassen, dass das Ausgangsschaltmittel (22) als Reaktion auf die Erkennung in Schritt (d) in den zweiten Modus schaltet; (f) Erkennen, dass die Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21) beendet wird; und (g) Veranlassen, dass das Ausgangsschaltmittel (22) als Reaktion auf die Erkennung in Schritt (f) in den ersten Modus zurückschaltet.
Verfahren zum Steuern des Oszillators nach Anspruch 5, ferner aufweisend: (d) Erkennen des Beginns der Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21); (e) Veranlassen, dass das Ausgangsschaltmittel (22) als Reaktion auf die Erkennung in Schritt (d) in den zweiten Modus schaltet; (f) Erkennen, dass die Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21) beendet wird; und (g) Veranlassen, dass das Ausgangsschaltmittel (22) als Reaktion auf die Erkennung in Schritt (f) in den ersten Modus zurückschaltet.
Verfahren nach Anspruch 16 oder 17, bei dem dann, wenn die Stromversorgung der Temperaturkompensationsschaltung (21) beendet wird, die Stromversorgung der anderen Schaltungen des Oszillators, einschließlich der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28), jedoch mit Ausnahme des Ausgangsschaltmittels (22) ebenfalls beendet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 18, bei dem die Stromversorgung der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung (28) und der Temperaturkompensationsschaltung (21) gemäß eines extern bereitstellten Steuersignals (ϕST) beginnt und endet.