DE60028262T2

DE60028262T2 - Schaltkreis zur digitalen Signalerregung

Info

Publication number: DE60028262T2
Application number: DE60028262T
Authority: DE
Inventors: Ian Juso Dedic; Sanjay Ashwin-Kumar Umedbhai Patel
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 1999-11-10
Filing date: 2000-10-26
Publication date: 2006-09-28
Anticipated expiration: 2020-10-27
Also published as: DE60025141D1; DE60030599T2; DE60025141T2; EP1492237B1; EP1100203B1; DE60028262D1; EP1492237A2; JP3980825B2; JP2001237704A; EP1492238A3; EP1100203A3; US6456218B1; EP1492238B1; DE60030599D1; EP1492237A3; EP1492238A2; EP1100203A2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine ein digitales Signal generierende Schaltungsanordnung, die geignet ist zur Rauschaufbereitung in einem segmentierten Mischsignal-Schaltungsaufbau wie beispielsweise Digital-Analog-Wandlern.
1 der beigeschlossenen Zeichnungen zeigt Teile eines herkömmlichen Digital-Analog-Wandlers (DAC) des sogenannten "stromgesteuerten" Typs. Der DAC 1 ist ausgebildet, ein digitales m Bit-Eingangswort (D1–Dm) in ein entsprechendes analoges Ausgangssignal zu wandeln.
Der DAC 1 enthält eine Vielzahl (n) identischer Stromquellen 2₁ bis 2_n , wobei n = 2m – 1. Jede Stromquelle 2 leitet einen im Wesentlichen konstanten Strom I weiter. Der DAC 1 enthält ferner eine Vielzahl von Differenzialschaltungskreisen 4₁ bis 4_n , die jeweils den n Stromquellen 2₁ bis 2_n entsprechen. Jeder Differenzialschaltungskreis 4 ist mit seiner entsprechenden Stromquelle 2 verbunden und schaltet den von der Stromquelle erzeugten Strom I entweder zu einem ersten Anschluss, der mit einer ersten Verbindungsleitung A des Wandlers verbunden ist, oder einem zweiten Anschluss, der mit einer zweiten Verbindungsleitung B des Wandlers verbunden ist.
Jeder Differenzialschaltungskreis 4 empfängt eines von einer Vielzahl von Steuersignalen T1 bis Tn (die aus hier im Nachstehenden erklärten Gründen "thermometercodierte Signale" genannt werden) und wählt entweder seinen ersten Anschluss oder seinen zweiten Anschluss in Übereinstimmung mit dem Wert des betreffenden Signals aus. Ein erster Ausgangsstrom I_A des DAC 1 ist die Summe der jeweiligen Ströme, die an die ersten Anschlüsse des Differenzialschaltungskreises geliefert werden, und ein zweiter Ausgangsstrom I_B des DAC 1 ist die Summe der jeweiligen Ströme, die an die zweiten Anschlüsse des Differenzialschaltungskreises geliefert werden.
Das analoge Ausgangssignal ist die Spannungsdifferenz V_A – V_B zwischen einer Spannung V_A, die durch das Ziehen des ersten Ausgangsstroms I_A des DAC 1 in einen Widerstand R erzeugt wird, und einer Spannung V_B, die durch das Ziehen des zweiten Ausgangsstroms I_B des Wandlers in einen anderen Widerstand R erzeugt wird.
In dem DAC in 1 werden die thermometercodierten Signale T1 bis Tn von dem binären Eingangswort D1–Dm durch einen Binär-Thermometerdecoder 6 abgeleitet. Der Decoder 6 arbeitet wie folgt.
Wenn das binäre Eingangswort D1–Dm den niedrigsten Wert hat, sind die thermometercodierten Signale T1–Tn so, dass jeder der Differenzialschaltungskreise 4₁ bis 4_n seinen zweiten Anschluss auswählt, so dass alle der Stromquellen 2₁ bis 2_n mit der zweiten Verbindungsleitung B verbunden werden. In diesem Zustand V_A = 0 und V_B = nIR. Das analoge Ausgangssignal V_A – V_B = –nIR.
Während der Wert des binären Eingangsworts D1–Dm progressiv ansteigt, sind die thermometercodierten Signale T1 bis Tn, die von dem Decoder 6 erzeugt werden, so, dass mehrere der Differenzialschaltungskreise ihre jeweiligen ersten Anschlüsse auswählen (beginnend mit dem Differenzialschaltungskreis 4₁ ), ohne dass irgendein Differenzialschaltungskreis, der bereits seinen ersten Anschluss ausgewählt hat, zu seinem zweiten Anschluss zurückschaltet. Wenn das binäre Eingangswort D1–Dm den Wert i hat, wählen die ersten i Differenzialschaltungskreise 4₁ bis 4_i ihre jeweiligen ersten Anschlüsse aus, wohingegen die verbleibenden n – i Differenzialschaltungskreise 4_i+1 bis 4_n ihre jeweiligen zweiten Anschlüsse auswählen. Das analoge Ausgangssignal V_A – V_B ist gleich (2i – n)IR.
2 zeigt ein Beispiel der thermometercodierten Signale, die für ein binäres Drei Bit-Eingangswort D1–D3 gene riert werden (d.h. in diesem Beispiel m = 3). In diesem Fall sind sieben thermometercodierte Signale T1 bis T7 erforderlich (n = 2^m – 1 = 7).
Wie 2 zeigt, folgen die thermometercodierten Signale T1 bis T7, die von dem Binär-Thermometerdecoder 6 generiert werden, einem sogenannten Thermometercode, bei dem bekannt ist, dass, wenn ein r-wertiges Signal Tr aktiviert wird (auf "1" eingestellt wird), alle niederwertigen Signale T1 bis Tr – 1 auch aktiviert werden.
Die Thermometercodierung ist bei DACs des stromgesteuerten Typs verbreitet, da mit ansteigendem binären Eingangswort mehr Stromquellen zur ersten Verbindungsleitung A geschaltet werden, ohne dass irgendeine Stromquelle, die bereits zu dieser Leitung A geschaltet ist, zur anderen Leitung B geschaltet wird. Demgemäß ist die Eingangs/Ausgangscharakteristik des DAC monoton, und der aus einer Änderung von 1 in dem Eingangswort resultierende Störimpuls ist klein.
Es ist klar, dass die Anzahl von Stromquellen 2 und entsprechenden Differenzialschaltungskreisen 4 in der Architektur von 1 ziemlich groß ist, insbesondere wenn m größer als oder gleich 6 ist. Wenn beispielsweise m = 6, n = 63, und 63 Stromquellen und 63 Differenzialschaltungskreise sind erforderlich. Um eine derartig große Anzahl von Stromquellen zu bewältigen, und um zu ermöglichen, dass die Thermometersignale effizient an die verschiedenen Differenzialschaltungskreise geliefert werden, wurde vorgeschlagen, die Stromquellen und Differenzialschaltungskreise als zweidimensionales Array von Zellen anzuordnen, wobei jede Zelle eine Stromquelle und ihren assoziierten Differenzialschaltungskreis enthält. Diese Anordnung ist in 3 gezeigt.
In 3 sind 64 Zellen CL_ij in einem quadratischen 8 × 8 Array mit acht Reihen und acht Spalten angeordnet. In 3 bezeichnet die erste Stelle des jeder Zelle verliehenen Suffixes die Reihe, in der die Zelle lokalisiert ist, und die zweite Stelle des Suffixes bezeichnet die Spalte, in der die Zelle lokalisiert ist. Somit ist die Zelle CL₁₈ die Zelle in Reihe 1, Spalte 8.
Jede Zelle CL_ij enthält ihre eigene Stromquelle 2 und ihren eigenen Differenzialschaltungskreis 4. Die jeweiligen ersten Anschlüsse der Zellen des Arrays sind gemeinsam mit einer ersten Verbindungsleitung A des DAC verbunden, und die jeweiligen zweiten Anschlüsse der Zellen des Arrays sind gemeinsam mit einer zweiten Verbindungsleitung B des DAC verbunden, wie bei dem DAC von 1.
Die den Zellen CL_ij zugeteilten Zahlen in 3 bezeichnen die Sequenz, in der die Zellen aktiviert (oder gesteuert) werden, um von der Auswahl ihrer jeweiligen zweiten Anschlüsse zur Auswahl ihrer jeweiligen ersten Anschlüsse zu wechseln. Die Aktivierungssequenz folgt der physischen Reihenfolge der Zellen in dem Array, beginnend mit Reihe 1 und der Aktivierung der Zellen dieser Reihe sequenziell in der Spaltenreihenfolge, gefolgt von Reihe 2, usw. für jede aufeinanderfolgende Reihe des Arrays.
Ein Problem, das bei der Anordnung von 3 entsteht, ist, dass, obwohl die Ausgangsströme der jeweiligen Stromquellen 2 der verschiedenen Zellen des Arrays gleichmäßig sein sollten, in der Praxis die tatsächlichen Ausgangsströme der Zellen durch verschiedenste Ursachen entstehende Ungleichmäßigkeiten zeigen.
Ein Spannungsabfall entlang einer Energiezufuhrleitung kann beispielsweise einen graduierten Fehler entlang einer Reihe oder Spalte verursachen, wie in 4(A) gezeigt. In diesem Fall können die Stromquellen in den ersten vier Zellen der betreffenden Reihe oder Spalte negative Fehler aufweisen, was bedeutet, dass jede von ihnen einen unterdurch schnittlichen Ausgangsstrom erzeugt. Diese negativen Fehler nehmen zum Zentrum der betreffenden Reihe oder Spalte hin ab. Die Stromquellen in den verbleibenden Zellen 5 bis 8 der betreffenden Reihe oder Spalte haben jeweilige positive Fehler, was bedeutet, dass jede von ihnen einen überdurchschnittlichen Ausgangsstrom erzeugt. Diese positiven Fehler nehmen vom Zentrum der Reihe oder Spalte zum Ende hin zu.
Die thermische Verteilung innerhalb eines das Array enthaltenen Chip kann einen symmetrischen Fehler innerhalb einer Reihe oder Spalte verursachen, wie in 4(B) gezeigt. In diesem Fall haben die Stromquellen in den Endzellen 1, 2, 7 und 8 der Reihe oder Spalte negative Fehler, wohingegen die Stromquellen der zentralen Zellen 3 bis 6 der Reihe oder Spalte positive Fehler aufweisen.
Zusätzlich kann es andere Fehlertypen geben wie Zufallsfehler. Die endgültige Fehlerverteilung für das Zellen-Array wird durch das Übereinanderlegen aller der verschiedenen Fehlerkomponenten erzeugt.
Die graduierten und symmetrischen Fehler, die in 4(A) und 4(B) gezeigt sind, tendieren dazu, sich zu akkumulieren, und führen zu einem großen integralen Linearitätsfehler (INL). Beispielsweise wird angenommen, dass die in 4(A) gezeigte graduierte Fehlerverteilung innerhalb der ersten Reihe des in 3 gezeigten Zellen-Arrays existiert. Mit der progressiven Aktivierung der Zellen 1 bis 4 (ihrem Wechsel von der Auswahl ihrer jeweiligen zweiten Anschlüsse zur Auswahl ihrer jeweiligen ersten Anschlüsse) akkumulieren sich in diesem Fall die negativen Fehler, was zu einem signifikanten negativen Gesamtfehler führt, wenn der digitale Eingangscode 4 ist. Nur wenn die Zellen 5 bis 8 sequenziell aktiviert werden, beginnen die positiven Fehler, die diesen Zellen zuzuschreiben sind, den großen negativen Fehler, der den Zellen 1 bis 4 zuzuschreiben ist, aufzu heben.
Natürlich ist die Situation noch schlechter, wenn es 4(A) entsprechende graduierte Fehler entlang jeder der Spalten 1 bis 8 gibt. Mit der progressiven Aktivierung der Zellen 1 bis 8 tritt in diesem Fall der größte negative Fehler (der Fehler in Position 1 in 4(A)) für jede der acht Zellen von Reihe 1 auf. Ähnlich akkumulieren sich achtmal in Reihe 2 negative Fehler, die der Position 2 in 4(A) entsprechen. Zu der Zeit, zu der sich der Eingangscode auf 32 erhöht hat (was einer Aktivierung aller Zellen in den Reihen 1 bis 4 entspricht), ist somit der akkumulierte negative Fehler wirklich sehr groß.
Ähnliche Probleme treten mit der Akkumulation symmetrischer Fehler der in 4(B) gezeigten Art auf.
Fehlanpassungen aufgrund graduierter und symmetrischer Fehler können durch die Auswahl der Zellen in einer speziellen Sequenz reduziert werden, die von der Sequenz verschieden ist, in der sie physisch in dem Zellen-Array angeordnet sind. Insbesondere eine spezielle Zellenauswahlsequenz, die mit der Zahlensequenz in einem sogenannten "magischen Quadrat" konform ist, ist in der gleichzeitig anhängigen Europäischen Patentveröffentlichung Nr. EP-0 929 158-A beschrieben (die der UK-Patentveröffentlichung Nr. GB-2 333 190-A entspricht).
Auch wenn eine solche spezielle Zellenauswahlsequenz eingesetzt wird, bleibt jedoch unweigerlich eine Fehlanpassung zwischen den jeweiligen Strömen zurück, die von den verschiedenen Segmenten erzeugt werden. Dies verursacht seinerseits eine Nichtlinearität in der Leistung des DAC.
In einer Arbeit mit dem Titel "Structural Optimization and Scaling of SC Delat-Sigma ADCs", Jesper Steensgaard, Delta-Sigma Data Converters Lecture Course, 16.–19. März 1999, San Diego, Californien, wurde vorgeschlagen, eine Ele ment (oder Segment)-Rotation einzusetzen, um Fehlanpassungen zwischen den Elementen eines DAC aufzubereiten. In diesem Vorschlag werden die Elemente unter Verwendung datengesteuerter Rotationsbeträge gedreht. Eine weitere Arbeit desselben Vortragskurses mit dem Titel "Mismatch-Shaping Multibit DACs for Delta-Sigma ADCs and DACs, Ian Galton, offenbart Fehlanpassungsaufbereitungstechniken, die ein Rauschen von niederen Frequenzen zu hohen Frequenzen bewegen, um die Rauschform zu verbessern. Bei diesen Techniken nimmt das Rauschen rasch mit der Frequenz bei hohen Ausgangssignalfrequenzen zu, so müssen große Überabtastverhältnisse (z.B. 8 oder 25) verwendet werden, um nützliche Ergebnisse zu erhalten. Eine weitere Arbeit aus demselben Vortragskurs mit dem Titel "Unconventional Applications of Noise-Shaping Techniques", Bob Adams, offenbart, dass ein Element-"Scrambling" in einem Sigma-Delta-DAC eingesetzt werden kann, um eine Verzerrung in ein aufbereitetes Rauschen umzuwandeln. Das Scrambling kann entweder zufällig sein, was das Rauschen gleichförmig quer über das gesamte Frequenzspektrum sowohl innerhalb als auch außerhalb des gewünschten Bereichs von Frequenzen des Augangssignals verteilt, oder datengesteuert, was das Rauschen von DC weg bewegt, jedoch ein Rauschen zeigt, das progressiv mit der Frequenz in der Amplitude zunimmt.
Das US-Patent ( US 5,138,317 ) zeigt einen DAC mit Stromquellen, bei dem die Selektion der Quellen auf einem vorbestimmten zyklischen Algorithmus basiert, der DAC-Fehler in Rauschen konvertiert und die Rauschenergie in ungewollte Teile des Spektrums verschiebt.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung ist vorgesehen eine digitale Signalgenerierschaltungsanordnung zum Generieren eines rotierenden Satzes von digitalen Signalen in sukzessiven Operationszyklen abhängig von einem Steuersignal, spezifizierend eine Zahl von digitalen Signalen in dem rotierenden Satz, welche einen vorbestimmten Zustand haben müssen, und einen Rotationsbetrag r, spezifizierend eine Zahl von digitalen Signalen, durch welche der rotierende Satz in einem laufenden der genannten Zyklen relativ zu dem genannten rotierenden Satz im vorhegehenden Zyklus rotiert wird, welche Schaltungsanordnung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie umfaßt: eine Viezlahl von Signalgenerierschaltungen, jede mit einer zugeordneten einzigartige Schaltungs-ID, und die jeweils in jedem Zyklus betreibbar sind, um ein rotiertes ID-Signal zu erzeugen, welches abhängt von der zugeordneten Schaltungs-ID und welches um den Rotationsbetrag r von dem rotierten Signal im vorhergehenden Zyklus verschieden ist, und um das digitale Signal für seine Signalgenerierschaltung in den genannten vorbestimmten Zustand setzen, abhängig von einem Vergleich des rotierten ID-Signals mit dem genannten Steuersignal; wobei jede Signalerzeugungsschaltung mit einem ersten Schaltungsabschnitt verbunden ist, der betreibbar ist, um einen ersten Teil des rotierten ID-Signals zu erzeugen und diesen Teil des rotieren ID-Signals mit einem ersten Teil des Steuersignals zu vergleichen, und mit einem zweiten Schaltungsabschnitt, der betreibbar ist, um einen zeiten Teil des rotierten ID-Signals zu erzeugen und jenen Teil mit einem zweiten Teil des Steuersignals zu vergleichen, wobei der zweite Schaltungsabschnitt den zweiten Teil des rotierten Id-Signals erzeugt, während der erste Schaltungsabschnitt den ersten Teil des rotierten ID-Signals mit dem ersten Teil des Steuersignals vergleicht.
Ein solcher erster Schaltungsabschnitt kann gemeinsam für eine Gruppe der genannten Segmente vorgesehen sein, deren jeweilige erste Teile des rotierten ID-Signals die selben sind und deren jeweilige erste Teile des Datensignal gleich sind.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen Verfahren zum Generieren eines rotierenden Satzes von digitalen Signalen in sukzessiven Operationszyklen abhängig von einem Steuersignal, welches eine Zahl der digitalen Signale in dem rotierenden Satz spezifiziert, welche einen vorbestimmten Zustand haben müssen, und einen Rotationsbetrag, der eine Zahl von digitalen Signalen spzifiziert, wodurch der rotierende Satz in einem laufenden der genannten Zyklen relativ zu dem rotierenden Satz in dem vorhergehenden Zyklus rotiert wird, welches Verfahren umfaßt;

(a) Zuordnen einer einzigartigen Schaltungs-ID zu jeder der Vielzahl von Signalgenerierschaltungen; und
(b) in jeder Signalgenerierschaltung Erzeugen, in jedem Zyklus, eines rotierten ID-Signals, welches von der zugeordneten Schaltungs-ID abhängt und welches um den genannten Rotationsbetrag von dem rotierten ID-Signal in dem vorhegehenden Zyklus verschieden ist, und Setzen des digitalen Signals für seine Signalgenerierschaltung in den genannten vorbestimmten Zustand, abhängig von einem Vergleich des rotierten ID-Signals mit dem genannten Steuersignal, wobei bei dem Schritt (b) ein erster Schaltungsabschnitt der Signalgenerierschaltung verwendet wird, einen ersten Teil des rotierten ID-Signals zu erzeugen und diesen Teil des rotierten ID-Signales mit dem ersten Teil des Steuersignals zu vergleichen, und ein zweiter Schaltungsabschnitt verwendet wird, um einen zweiten Teil des rotierten ID-Signals zu erzeugen und diesen Teil mit einem zweiten Teil des Steuersignals zu vergleichen, und der zweite Schaltungsabschnitt den zweiten Teil des rotierten ID-Signals erzeugt, während der erte Schaltungsabschsnitt den ersten Teil des rotierten ID-Signals mit dem ersten Teil des Steuersignals vergleicht.

Nun wird anhand von Beispielen auf die beigeschlossenen Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
1, die hier im Vorstehenden diskutiert wurde, Teile eines früher vorgeschlagenen stromgesteuerten DAC zeigt;
2, die auch hier im Vorstehenden diskutiert wurde, eine Tabelle zur Verwendung bei der Erläuterung zeigt, wie thermometercodierte Steuersignale von einem binären Eingangswort in dem DAC von 1 abgeleitet werden;
3, die auch hier im Vorstehenden diskutiert wurde, Teile eines früher zur Verwendung in einem DAC vorgeschlagenen Zellen-Array-Schaltungsaufbaus zeigt;
4(A) und 4(B), die auch hier im Vorstehenden diskutiert wurden, schematische Darstellungen zur Verwendung bei der Erläuterung des Auftretens graduierter und symmetrischer Fehler in dem Zellen-Array-Schaltungsaufbau von 3 sind;
5 Teile eines DAC zeigt, der nicht die vorliegende Erfindung verkörpert;
6 eine schematische Darstellung zur Verwendung bei der Erläuterung des Betriebs des DAC von 5 ist;
7(A) ein Frequenzspektrum eines Ausgangssignals des DAC von 5 zeigt, wenn keine Segmentrotation durchgeführt wird;
7(B) das Ausgangssignal-Frequenzspektrum des DAC von 5 zeigt, wenn eine Segmentrotation mit einem Rotationsbetrag r = 1 durchgeführt wird;
7(C) das Ausgangssignal-Frequenzspektrum des DAC von 5 zeigt, wenn eine Segmentrotation mit einem Rotationsbetrag r = 21 durchgeführt wird;
8(A) ein Ausgangssignal-Frequenzspektrum in eines anderen DAC zeigt;
8(B) einen vergrößerten Abschnitt des Ausgangssignal-Frequenzspektrums von 8(A) zeigt;
9 ein Blockbild ist, das ein Beispiel der Zusammensetzung einer Rotationssteuersektion des DAC von 5 zeigt;
10 ein Blockbild zur Verwendung bei der Erläuterung der Zusammensetzung einer Segmentrotationssektion des DAC von 5 ist;
11(A) eine grafische Darstellung zeigt, die das Mapping von Rotationskomponenten in einem ersten Beispiel veranschaulicht, bei dem der Ausgangssignal-Frequenzbereich in einem Durchlassband in der ersten Nyquist-Zone liegt;
11(B) eine grafische Darstellung zeigt, die signifikante Intermodulationsseitenbänder in dem ersten Beispiel veranschaulicht;
12(A) eine grafische Darstellung zeigt, die das Mapping von Rotationskomponenten in einem zweiten Beispiel veranschaulicht, bei dem der Ausgangssignal-Frequenzbereich in einem Durchlassband in der zweiten Nyquist-Zone liegt;
12(B) eine grafische Darstellung zeigt, die signifikante Intermodulationsseitenbänder in dem zweiten Beispiel veranschaulicht;
13(A) eine grafische Darstellung zeigt, die das Mapping von Rotationskomponenten in einem dritten Beispiel veranschaulicht, bei dem der Ausgangssignal-Frequenzbereich in einem Durchlassband in der dritten Nyquist-Zone liegt;
13(B) eine grafische Darstellung zeigt, die signifikante Intermodulationsseitenbänder in dem dritten Beispiel veranschaulicht;
14 eine weitere grafische Darstellung ist, die 11(A) entspricht, jedoch weitere höherwertige Rotationskomponenten zeigt;
15 eine Tabelle ist, die sich auf das erste Beispiel und auf ein viertes Beispiel bezieht, bei dem der Ausgangssignal-Frequenzbereich in einem Basisband liegt;
16 Teile eines DAC gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
17 ein Blockbild ist, das ein Beispiel der Zusammensetzung eines lokalen Decoders des DAC von 16 zeigt;
18 ein Blockbild ist, das ein Beispiel der Zusammensetzung einer Rotationssteuersektion des DAC von 16 zeigt;
19 ein Blockbild ist, das eine alternative Implementation des lokalen Decoders von 17 gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung zeigt; und
20 ein Zeitdiagramm zur Verwendung bei der Erläuterung des Betriebs des lokalen Decoderschaltungsaufbaus von 19 ist.
Die in Verbindung mit den 5 bis 18 beschriebenen DACs verkörpern nicht direkt die Erfindung, die Beschreibung dieser DACs kann jedoch für ein Verständnis der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nützlich sein, die unten mit Bezug auf die 19 und 20 beschreieben werden.
5 zeigt Teile eines DAC 20, der die vorliegende Erfindung verkörpert. Teile des DAC in 5, die gleich sind wie Teile des hier im Vorstehenden diskutierten DAC von 1 oder diesen eng entsprechen, sind mit denselben Bezugszahlen bezeichnet, und eine Beschreibung dieser Teile wird weggelassen.
Der DAC in 5 enthält einen digitalen Schaltungsaufbauabschnitt DC und einen analogen Schaltungsaufbauabschnitt AC. Der analoge Schaltungsaufbauabschnitt AC ist in der gleichen Weise zusammengesetzt wie der DAC von 1 und enthält eine Vielzahl von Segmenten (oder Zellen), wobei jedes Segment eine Konstantstromquelle 2 und einen Schalter 4 aufweist. Der Schalter 4 in jedem Segment wird durch ein individuell entsprechendes thermometercodiertes Signal OT gesteuert, das diesem von dem digitalen Schaltungsaufbauabschnitt DC zugeführt wird.
In dem DAC in 5 enthält der digitale Schaltungsaufbauabschnitt DC, zusätzlich zu einem Binär-Thermometerdecoder 6, eine Segmentrotationssektion 22 und eine Rotationssteuersektion 24.
Die Segmentrotationssektion 22 hat n Eingänge, an denen ein Satz thermometercodierter Eingangssignale IT1 bis ITn empfangen wird. Diese thermometercodierten Eingangssignale IT1 bis ITn werden von dem Binär-Thermometerdecoder 6 auf der Basis eines binären Eingangsworts D1–Dm erzeugt, das an den DAC angelegt wird. Der Binär-Thermometerdecoder 6 arbeitet auf die gleiche Weise wie vorstehend mit Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben, um die thermometercodierten Eingangssignale IT1 bis ITn von dem binären Eingangswort D1–Dm abzuleiten.
Die Segmentrotationssektion 22 hat auch n Ausgänge, an denen jeweilige der thermometercodierten Ausgangssignale OT1 bis OTn des digitalen Schaltungsaufbaus DC generiert werden.
Die Segmentrotationssektion 22 hat auch einen Steuereingang, der mit einem Ausgang der Rotationssteuersektion 24 verbunden ist, um von dieser einen Rotationsbetrag r zu empfangen. Die Rotationssteuersektion 24 hat einen ersten und einen zweiten Eingang zum jeweiligen Empfangen extern angelegter Steuersignale MEAN und SPREAD.
Nun wird der Betrieb des DAC in 5 beschrieben. Der DAC nimmt eine Serie von Operationszyklen (Wandlungszyklen) bei einer vorherbestimmten Operationsfrequenz (Abtastrate) F_DAC vor. F_DAC ist beispielsweise 100 Millionen Abtastungen pro Sekunde (100 M Abtastungen/s).
In jedem Zyklus konvertiert der Binär-Thermometerdecoder 6 das extern angelegte Eingangswort D1–Dm in die n thermometercodierten Signale IT1 bis ITn, wie vorstehend mit Be zugnahme auf 2 beschrieben.
In jedem Zyklus empfängt auch die Segmentrotationssektion 22 einen Wert des Rotationsbetrags r, der in diesem Zyklus zu verwenden ist, und leitet die n thermometercodierten Ausgangssignale OT1 bis OTn von den thermometercodierten Eingangssignalen IT1 bis ITn in Übereinstimmung mit dem empfangenen r-Wert ab.
Der Betrieb der Segmentrotationssektion 22 ist in 6 veranschaulicht.
In 6 sind die thermometercodierten Ausgangssignale OT1 bis OTn für eine Serie von Zyklen CYCLE1, CYCLE2 und CYCLE3 gezeigt. In CYCLE1 macht die Segmentrotationssektion 22 das erste Ausgangssignal OT1 gleich dem ersten Eingangssignal IT1, das zweite Ausgangssignal OT2 gleich dem zweiten Eingangssignal IT2, usw. für alle der verbleibenden Ausgangssignale OT3 bis OTn.
Für CYCLE2 wird ein Rotationsbetrag r₁ der Segmentrotationssektion 22 durch die Rotationssteuersektion 24 zugeführt. Dieser Rotationsbetrag r₁ definiert ein neues, gedrehtes Mapping der Eingangssignale IT1 bis ITn auf die Ausgangssignale OT1 bis OTn für CYCLE2, das von dem im CYCLE1 verwendeten Mapping verschieden ist. Bei diesem gedrehten Mapping wird jedes Eingangssignal IT1 bis ITn auf ein neues Ausgangssignal OT1 bis OTn gemappt, das sich, um den Rotationsbetrag r₁, von dem Ausgangssignal unterscheidet, auf das es in dem vorhergehenden Zyklus gemappt wurde. Diese Rotation, wie in 6 gezeigt, führt dazu, dass das (r₁+ 1)-te Ausgangssignal OT(r₁+ 1) gleich dem ersten Eingangssignal IT1 wird. Ähnlich wird das nächste Ausgangssignal OT(r₁+ 2) gleich dem zweiten Eingangssignal IT2, usw. für aufeinanderfolgende Ausgangssignale bis zum Ausgangssignal OTn, das gleich dem Eingangssignal IT(n – r₁) wird. Die Eingangssignale werden auf die Ausgangssignale in einer kreisförmigen Weise gemappt, so dass das erste Ausgangssignal OT1 gleich dem Eingangssignal IT(n – r₁ + 1) wird. Die verbleibenden "überlagerten" Eingangssignale bis zu ITn werden auf die Ausgangssignale OT2 bis OT(r₁) gemappt.
In dem nächsten Zyklus, CYCLE3, wird ein Rotationsbetrag r₂ von der Rotationssteuersektion 24 spezifiziert. Wie hier im Nachstehenden erläutert, kann r₂ gleich sein wie der in dem vorhergehenden Zyklus verwendete Rotationsbetrag r₁ oder von diesem verschieden sein. Als Ergebnis der Rotation um r₂ Segmente wird das Eingangssignal IT1 auf das Ausgangssignal OT(r₁+ r₂ + 1) in CYCLE3 gemappt. Aufeinanderfolgende Eingangssignale werden dann auf aufeinanderfolgende Ausgangssignale gemappt, wobei sie erforderlichenfalls überlagert werden, und das abschließende Eingangssignal ITn auf das Ausgangssignal OT(r₁+ r₂) gemappt wird.
Bevor die Weise beschrieben wird, in der die Werte des in aufeinanderfolgenden Zyklen verwendeten Rotationsbetrags r von der Rotationssteuersektion 24 in bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung bestimmt werden, wird der Effekt der Rotation der Segmente mit Bezugnahme auf 7(A) bis 7(C) erläutert.
In den Beispielen von 7(A) bis 7(C) veranschaulicht jedes Diagramm einen Rauschabstand (SNR) eines Ausgangssignals (V_A – V_B) des DAC von 5 über einen Frequenzbereich von DC zu einer Frequenz der Hälfte der DAC-Abtastrate F_DAC. In jedem Diagramm wird das auf der vertikalen Achse repräsentierte SNR in dB gemessen, und die auf der horizontalen Achse repräsentierte Frequenz wird als Proportion der Abtastrate F_DAC gemessen.
In jedem Beispiel wird angenommen, dass die Stromquellen 2 in den verschiedenen Segmenten Fehlanpassungen mit einer Standardabweichung σ von 1,7 % aufweisen. Diese Zahl für die Standardabweichung σ ist eine künstlich hohe, die ge wählt wird, um Rauschkomponenten in dem Ausgangssignalspektrum hervorzuheben, um sie so groß genug zu machen, dass sie sich vom Hintergrundrauschen unterscheiden. Eine Standardabweichungszahl σ = 0,17 % wurde in der Praxis in früheren DACs erzielt.
In diesem Beispiel wird auch angenommen, dass die Anzahl n von Segmenten 64 ist.
Es ist ersichtlich, dass in jedem Beispiel ein breites Rauschmaximum von ungefähr 0,3 F_DAC bis 0,5 F_DAC (die Nyquist-Frequenz) vorliegt. Dieses breite Rauschmaximum ist das Ergebnis eines Hochpass-gefilterten Zitterns, das an die Eingangsdaten D1 bis Dm angelegt wird, um den Effekt von Quantisierungsfehlern zu entfernen. Für die Zwecke der vorliegenden Erläuterung kann dieses breite Rauschmaximum ignoriert werden.
In dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, dass der DAC verwendet wird, um an seinem Ausgang ein Ausgangssignal zu synthetisieren, das aus vier "Tönen" T, d.h. vier verschiedenen Frequenzkomponenten, besteht. Diese vier Töne sind um eine Frequenz nahe bei 0,09 F_DAC zentriert. Jeder Ton T hat eine maximale Amplitude von –13 dB der Vollausschlag-Ausgangsamplitude FS des DAC. Das Maximum der Summe der Töne ist –1dB FS.
Darüber hinaus wird angenommen, dass das Ausgangssignal in dem vorliegenden Beispiel aus vier Tönen besteht, da mehrfache Töne es leichter machen, Rauschkomponenten in dem Ausgangsspektrum zu identifizieren.
7(A) zeigt das Ausgangssignal-Frequenzspektrum, wenn keine Segmentrotation von einem Zyklus zum nächsten durchgeführt wird, d.h. r = 0 in jedem Zyklus. Es ist ersichtlich, dass es, obwohl der mittlere Rauschpegel im Frequenzbereich von DC bis 0,3 F_DAC etwa –90 dB beträgt, eine Anzahl signifikanter Intermodulationsprodukte M bei Frequenzen nahe bei den vier Tönen T gibt. Diese Intermodulationsprodukte M sind das Ergebnis der Segmentfehlanpassungen.
7(B) zeigt das Ausgangssignal-Frequenzspektrum, wenn ein Rotationsbetrag r = 1 in jedem Zyklus verwendet wird. In diesem Fall ist ersichtlich, dass die Intermodulationsprodukte M nahe bei den vier Tönen T nun fehlen. Statt dessen enthält das Ausgangssignal-Frequenzspektrum jedoch mit 1 bis 19 markierte Frequenzkomponenten in Frequenzintervallen Δf = F_DAC/n (= 0,0156 F_DAC in diesem Beispiel). Diese Frequenzkomponenten liegen in dem Ausgangssignal-Frequenzspektrum als Ergebnis der Segmentrotation von einem Zyklus zum nächsten vor, und werden hier im Nachstehenden als "Rotationskomponenten" bezeichnet.
Die erste Rotationskomponente (Komponente 1) hat die Frequenz rΔf. Die zweite Rotationskomponente (Komponente 2) hat die Frequenz 2rΔf, und die dritte und die höherwertigen Rotationskomponenten sind auf Frequenzen 3rΔf, 4rΔf, etc.
Durchschnittlich nehmen die Rotationskomponenten in der Größe ab, je höherwertig sie sind. Wie jedoch beispielsweise aus 7(B) ersichtlich ist, sind die Komponenten 1 und 2 nicht größer als die Komponente 3, im Gegensatz dazu, was durchschnittlich zu erwarten wäre. Dies ist einfach eine statistische Variation für das bestimmte Diagramm von 7(B).
Wenn der Rotationsbetrag r = 1, wie in dem Diagramm von 7(B), sind die höchstwertigen Komponenten 1 bis 10 alle innerhalb eines Bandes von Frequenzen von DC bis 0,16 F_DAC enthalten. Dies bedeutet, dass alle der Komponenten in einem gewünschten Bereich von Ausgangssignalfrequenzen des DAC liegen. In einem System, bei dem eine 4x Überabtastung verwendet wird, ist der gewünschte Bereich von Ausgangssignalfrequenzen beispielsweise von DC bis 0,125 F_DAC.
7(C) zeigt das Ausgangssignal-Frequenzspektrum, wenn der Rotationsbetrag r = 21 in jedem Zyklus. Die Rotationskomponenten 1 bis 19 sind nun sehr anders als in 7(B) lokalisiert. Die erste Rotationskomponente (Komponente 1) ist bei einer Frequenz von 21Δf lokalisiert. Die Komponente 2, die eine Frequenz von 2rΔf(= 42Δf) haben sollte, wird auf eine Frequenz von 22Δf gemappt. Dieses Mapping tritt auf, da 42Δf um +10Δf jenseits der Nyquist-Frequenz (n/2)Δf(= 32Δf) liegt, somit wird die Komponente auf (n/2 – 10)Δf = 22Δf gemappt. Ähnlich wird die Komponente 3 auf Δf gemappt (da 3rΔf(= 63Δf) +31Δf jenseits der Nyquist-Frequenz liegt, wird die Komponente auf (n/2 – 31)Δf = Δf gemappt). Die Komponente 4 wird auf 20Δf gemappt (4rΔf = 84Δf ist +52Δf jenseits der Nyquist-Frequenz, daher wird sie auf –20Δf gemappt, was, da es kleiner ist als 0, seinerseits auf +20Δf gemappt wird). Die höherwertigen Komponenten werden auf die gleiche Weise gemappt.
Wie aus 7(C) ersichtlich ist, sind nun von den 10 niederwertigen Komponenten 1 bis 10 nur die Komponenten 3, 6 und 9 in dem gewünschten Bereich von DC bis 0,125 F_DAC enthalten. Es gibt zusätzlich einige höherwertige Komponenten (Komponenten 12, 15 und 18) in dem gewünschten Frequenzbereich, aber diese sind höherwertige Komponenten mit begrenzter Signifikanz. Darüber hinaus ist die relativ große Größe der Komponente 18 in 7(C) (verglichen mit den anderen Komponenten) auch eine statistische Variation. Durchschnittlich hätte die Komponente 18 eine kleinere Größe als in 7(C) gezeigt ist.
Die nachstehende Tabelle 1 zeigt die Weise an, in der die Rotationskomponenten 1 bis 16 auf verschiedene Positionen in dem Ausgangssignalspektrum für verschiedene Werte des Rotationsbetrags r in dem Bereich von 20 bis 31 gemappt werden. Die Mapping-Werte in der Tabelle bezeichnen die Frequenz (ausgedrückt als Vielfaches von Δf), auf die die Rota tionskomponente gemappt wird. Wenn, wie in Tabelle 1 gezeigt, der gewünschte Bereich von Ausgangssignalfrequenzen von DC bis 0,12 F_DAC ist (d.h. 4x Überabtastung), sind bevorzugte werte des Rotationsbetrags r Werte, für die die assoziierte Spalte der Mapping-Werte keine relativ kleinen Werte unter den ersten Elementen der Spalte aufweist. In dieser Hinsicht ist es ersichtlich, dass die mit r-Werten von 24, 25, 26 und 27 assoziierten Spalten bevorzugt werden. In dem Fall von r = 24 ist es beispielsweise ersichtlich, dass die Positionen der Komponenten 1, 2 und 4 gut sind (alle bei 16Δf oder darüber), die Positionen der Komponenten 3 und 5 (beide bei 8Δf) jedoch weniger bevorzugt werden. Ähnlich sind in dem Fall von r = 25 die Orte der Komponenten 1 und 4 alle gut (+11Δf oder darüber), aber die Position der Komponente 5 bei 3Δf wird weniger bevorzugt. Tatsächlich kann angenommen werden, dass unter den r-Werten von 24 bis 27 die Werte 25 und 26 bevorzugte Werte sind, da für jeden von diesen nur die Komponente 5, die eine viel geringere Signifikanz hat als z.B. die Komponente 2 oder 3, in dem gewünschten Bereich für eine 4x Überabtastung liegt.
Tabelle 1
Die Signifikanz der r-Werte 25 und 26 ist, dass sie nahe bei einem Idealwert liegen (zumindest in dem besonderen Fall einer 4x Überabtastung), bei dem r/n = 0,4. Dieser Wert von 0,4 ist ein Idealwert, da die Rotationskomponenten alle auf 0,4 F_DAC oder auf 0,2 F_DAC oder auf DC gemappt werden. Insbesondere wird die Komponente 1 auf 0,4 F_DAC gemappt, die Komponente 2 wird auf 0,2 F_DAC gemappt (da 0,8 = (0,5 + 0,3)F_DAC ⇒ 0,2 (= 0,5 – 0,3)F_DAC). Die Komponente 3 ist bei 0,2 F_DAC (da 1, 2 (= 0,5 + 0,7)F_DAC ⇒ 0,2 (= 0,5 – 0,7)F_DAC ⇒ 0,2 F_DAC). Die Komponente 4 ⇒ 0,4 F_DAC (da 1,6(= 0,5 + 1,1)F_DAC ⇒ –0,6 (= 0,5 – 1,1)F_DAC ⇒ +0,6 (= 0,5 + 0,1)F_DAC ⇒ +0,4 (= 0,5 – 0,1)F_DAC. Die Komponente 5 wird auf DC gemappt (da 2,0 (= 0,5 + 1,5)F_DAC ⇒ –1,0 (= 0,5 – 1,5)F_DAC ⇒ +1,0 (= 0,5 + 0,5)F_DAC ⇒ 0(0,5 – 0,5)F_DAC). Dieses Muster wird für jeden Satz von fünf höherwertigen Komponenten wiederholt, d.h. die Komponenten 6 bis 10 werden auf dieselben Positionen gemappt wie jeweils die Komponenten 1 bis 5, usw.
Der Effekt des Mapping, wenn r/n = 0,4, ist, dass das Rauschen in drei schmale Bänder bewegt wird, die bei 0,4 F_DAC 0,2 F_DAC und DC zentriert sind. Das Band mit dem höchsten Rauschen ist das bei 0,4 F_DAC zentrierte Band (da es die Komponenten 1 und 4 jedes Satzes von fünf Komponenten hat (1–5, 6–10, 11–15, etc.)), das nächste höchstwertige Band ist bei 0,2 F_DAC zentriert (es hat die Komponenten 2 und 3 jedes Satzes), wobei das bei DC zentrierte Band ein noch geringeres Rauschen aufweist (nur die Komponente 5 jedes Satzes). Es ist klar, dass dies einen Bereich von Frequenzen von gerade über DC bis 0,125 F_DAC frei von signifikanten Rauschkomponenten läßt, da eine 4x Überabtastung gewünscht wird. Ein gewünschter Bereich von Frequenzen (Durchlassband) von 0,06 bis 0,11 F_DAC könnte verwendet werden, der frei von signifikanten Rauschkomponenten ist.
Es ist klar, dass der ideale r/n-Wert von 0,4 im Allgemeinen einen nicht-ganzzahligen Wert des Rotationsbetrags r erfordert. Wenn beispielsweise n = 64, sollte r auf den nicht-ganzzahligen Wert 25,6 eingestellt werden. Nicht-ganzzahlige Werte von r können effektiv erzielt werden, indem r von einem Zyklus zum nächsten so variiert wird, dass er durchschnittlich den erforderlichen Wert aufweist. In der Praxis wird es für vorteilhaft gehalten, r in einer zufälligen oder pseudozufälligen Weise so zu variieren, dass er durchschnittlich den erforderlichen Wert aufweist. Diese zufällige/pseudozufällige Variation liefert in der Praxis eine verbesserte Rauschaufbereitung verglichen mit der Situation, in der r konstant ist oder in einem regelmäßigen (vorherbe stimmten) Muster variiert wird.
Wenn beispielsweise n = 64, könnte r pseudozufällig variiert werden, um die Werte 24, 25, 26 und 27 aufzuweisen, jeweils für 25 % der Wandlungszyklen, um einen mittleren r-Wert von 25,5 zu ergeben.
Viele Kombinationen ganzzahliger Werte können verwendet werden, um "r" zu spreizen, wobei derselbe mittlere r-Wert erzeugt wird. Der mittlere r-Wert von 25,5 könnte beispielsweise erzielt werden, indem auf einer Pseudozufallsbasis zwischen überhaupt nicht rotierenden Segmenten (r = 0) und um 51 Segmente rotierenden ausgewählt wird, jeweils durchschnittlich für 50 % der Wandlungszyklen. Dies hat jedoch in der Praxis den Effekt, das Rauschen "maximaler" zu machen, als wenn der r-Wert durch das Spreizen unter den möglichen Werten 24, 25, 26 und 27 erzeugt wird. Es wird angenommen, dass die zum Spreizen von r verwendeten Werte vorzugsweise Werte sein sollten, die, wenn sie individuell verwendet werden, dazu tendieren, das Rauschen in die geeigneten schmalen Bändern zu platzieren, wie die auf 0,4 F_DAC, 0,2 F_DAC und DC zentrierten Bänder, wie im Fall der ganzzahligen Werte 24, 25, 26 und 27. Das Spreizen scheint den Effekt zu haben, dass höherwertige Rotationskomponenten in der Amplitude reduziert und mehr in der Frequenz verteilt werden.
Wenn n = 128, für r/n = 0,4, sollte r auf den nicht-ganzzahligen Wert 51,2 eingestellt werden. Beispielsweise könnte r zufällig oder pseudozufällig variiert werden, um einen Mittelwert von 51,25 aufzuweisen, unter Verwendung von neun Spreizwerten von 47 bis 55, den Endwerten 47 und 55 jeweils für 6,25 % der Wandlungszyklen, und der Zwischenwerte 48 bis 54 jeweils für 12,5 % der Wandlungszyklen. Alternativ dazu könnten fünf Spreizwerte von 49 bis 53, die Endwerte 49 und 53 jeweils für 12,5 % der Wandlungszyklen, und die Zwischenwerte 50, 51 und 52 jeweils für 25 % der Wandlungszyklen verwendet werden.
Die nachstehende Tabelle 2 zeigt die Weise, in der die Rotationskomponenten 1 bis 16 auf verschiedene Positionen in dem Ausgangssignal-Frequenzspektrum für ganzzahlige Werte von r von 46 bis 56 gemappt werden, wenn n = 128.
Tabelle 2
Die Tabellen 3 bis 7 zeigen auch die Effekte verschiedener Spreizbeträge des r-Werts, um denselben Mittelwert von 51,25 zu erzielen. In den Tabellen 3 bis 7 wird angenommen, dass die Standardabweichung σ der Segmentfehlanpassungen 0,24 % ist, was für einen DAC mit 128 Segmenten äquivalent ist zu einer Fehlanpassungs-Standardabweichung von 0,17 % in einem DAC mit 64 Segmenten.
In Tabelle 3 wird kein Spreizen angewendet, und der Ro tationsbetrag ist 51,25 pro Zyklus. Dies wird erzielt, indem ein Zähler um 51,25 pro Zyklus inkrementiert und der Zählwert auf einen ganzzahligen Wert aufgerundet wird, oder indem ein Zähler um 51,75 pro Zyklus inkrementiert und der Zählwert auf einen ganzzahligen Wert abgerundet wird. (Abrunden erfordert ein Inkrement von 0,5 pro Zyklus mehr als Aufrunden, da es eine mittlere Abwärtsverschiebung von 0,5 pro Zyklus erzeugt). In den Tabellen 4 bis 7 sind die Spreizbeträge 2, 4, 8 bzw. 16, jeweils mit einem mittleren r-Wert von 51,25.
Tabelle 3
Tabelle 4
Tabelle 5
Tabelle 6
Tabelle 7
In den Tabellen 3 bis 7 bezeichnen die Maße A bis D Maße der Rauschleistung des DAC über verschiedene gewünschte Frequenzbereiche wie folgt. Der Frequenzbereich für das Maß A ist von DC bis 15/128 (≈0,12)F_DAC, d.h. ein Basisband für eine 4x überabtastung. Der Frequenzbereich für das Maß C ist von 8,5/128 bis 14/128 (≈0,0664 bis 0,1094)F_DAC, d.h. ein Durchlassband für eine 4x Überabtastung. Das Maß B repräsentiert den Rauschpegel des schlechtesten (am stärksten rauschenden) Schmalbands unter allen verfügbaren Schmalbändern über den Frequenzbereich des Maßes A. Ähnlich repräsentiert das Maß D den Rauschpegel des schlechtesten (am stärksten rauschenden) Schmalbands unter allen verfügbaren Schmalbändern über den Frequenzbereich des Maßes C. Es wird angenommen, dass jedes Schmalband in diesem Beispiel einen Frequenzbereich von 1/4000 des Frequenzbereichs des Maßes A aufweist, d.h. = 30 × 10^-6F_DAC.
Diese Maße werden angesichts der möglichen Verwendung eines die vorliegende Erfindung verkörpernden DAC in einem mobilen Kommunikationsnetz wie einem GSM-Netz verwendet. In einem solchen Netz kann es erwünscht sein, einen Basisband-Frequenzbereich (z.B. 5–40 MHz) zu verwenden, der dem Maß A entspricht, oder einen Durchlassband-Frequenzbereich (z.B. 40–75 MHz), der dem Maß C entspricht. Die Maße B und D entsprechen einem Worst-Case-Kanal des Netzes innerhalb des Basisbands bzw. Durchlassbands, wobei jeder Kanal einen Frequenzbereich von z.B. 200 kHz aufweist. In dem Fall des Basisbands (z.B. 5–40 MHz) sind die Harmonischen relativ klein, sind aber Inband-lokalisiert, wohingegen in dem Fall des Durchlassbands (z.B. 40–75 MHz) die Harmonischen relativ groß sind, aber Außerband-lokalisiert sind (z.B. 2. Harmonische von 40 MHz ist bei 80 MHz, und das Intermodulationsprodukt von 40 MHz und 75 MHz ist bei 35 MHz).
Für jedes unterschiedliche Maß A bis D bei jedem unterschiedlichen Spreizbetrag wurde eine Reihe von Simulationen vorgenommen, und die folgenden statistischen Informationen wurden in jedem Fall abgeleitet: der mittlere Rauschpegel (Mittelwert) über den gewünschten Frequenzbereich (oder Worst-Case-Schmalband für die Maße B und D), die Standardabweichung (Sigma) des Rauschens über diesen Bereich/dieses Band, der minimale Rauschpegel (Min.) über diesen Bereich/dieses Band, und der maximale Rauschpegel (Max.) über diesen Bereich/dieses Band. Alle Werte in den Tabellen sind Negativwerte, ausgedrückt in dB FS, d.h. relativ zum Vollausschlag-Ausgang FS des DAC.
Der Eingang in den DAC in den Simulationen waren vier Töne, wie in 8(A) und 8(B) gezeigt, jeweils mit einer Amplitude von –13 dB FS, und die Abtastrate F_DAC betrug 832 MHz. Diese Zahl wurde ausgewählt, um Eingangsdaten bei bis zu 45 MHz zu behandeln, was einer minimalen Abtastrate von 90 M Abtastungen/s entspricht. Die nächstliegende "be vorzugte" Rate bei GSM (Vielfache von 13 MHz) ist 104 M Abtastungen/s, und bei einer 8x Überabtastung ergibt dies F_DAC = 832 MHz.
Die in Tabelle 6 gezeigten Ergebnisse für den Fall, in dem der Spreizbetrag 8 ist, liefern die beste Gesamtrauschleistung in diesem Beispiel. Das Rauschen ist dann nahezu flach über einen gewünschten Bereich von Frequenzen für eine 4x Überabtastung von DC bis 0,11 F_DAC wie in 8(A) und 8(B) gezeigt.
8(A) zeigt das Frequenzspektrum des Ausgangssignals von 0 bis 0,5 F_DAC mit, in diesem Fall, einem Ausgangssignal, das aus vier Tönen besteht, die auf einer Frequenz von 0,035 F_DAC zentriert sind. Wie erwartet hat das Rauschen Maxima bei 0,2 F_DAC und 0,4 F_DAC. Es gibt auch ein geringfügiges Maximum bei DC. Weitere Maxima auf beiden Seiten der Hauptmaxima bei 0,2 F_DAC und 0,4 F_DAC repräsentieren ein Intermodulationsrauschen (die Intervalle von ungefähr 0,035 F_DAC zwischen diesen weiteren Maxima entsprechen der Mittenfrequenz der vier Töne). 8(B) zeigt, in einem vergrößerten horizontalen Maßstab, das Rauschen in der Sektion von DC bis 0,125 F_DAC in 8(A), die eine Sektion von Interesse mit einer 4x Überabtastung ist. In 8(B) bezeichnet die Linie L einen störungsfreien dynamischen Bereich (SFDR) des DAC. Der SFDR ist ein Maß der Differenz, in dB, zwischen der rms-Amplitude des Ausgangssignals und dem maximalen Störsignal über die spezifizierte Bandbreite. Darüber hinaus wird in 8(A) und 8(B) das Rauschen in dBc gemessen, d.h. relativ zum Träger, der in diesem Simulationen einen Pegel von –13 dB FS hat. Somit gilt: 0 dBc = –13 dB FS.
In 8(B) ist das geringfügige Rauschmaximum nahe bei DC aus der Linie L ersichtlich, sowie die gesamte Gleichmäßigkeit des Rauschens über das Basisband, und insbe sondere über das Durchlassband. Über das Basisband ist der Rauschpegel in dem Diagramm –85,31 dB FS, wohingegen über das Durchlassband der Rauschpegel in dem Diagramm –90,04 dB FS ist. (Diese Zahlen sind fast aber nicht genau gleich wie die entsprechenden "mittleren" Zahlen (–86,1 dB FS und –90,6 dB FS) in Tabelle 6, die sich auf 8(A) und 8(B) bezieht, da die Diagramme von 8(A) und 8(B) nur einen "Lauf" der Simulation repräsentieren, wohingegen die Zahlen in Tabelle 6 auf der Basis einiger Läufe erhalten werden, um sie statistisch gültiger zu machen).
Um die Verbesserung zu zeigen, die durch die Drehung mit r/n = 0,4 erhalten wird, können die Werte in den Tabellen 3 bis 7 mit den folgenden Werten verglichen werden, die erhalten werden, wenn keine Rotation verwendet wird: Mittel = –71,7 dB FS, σ = 4,2 dB FS, minimales Rauschen = –66,7 dB FS und maximales Rauschen = –78,7 dB FS. In dem Fall eines Spreizbetrags von 8, wie in Tabelle 6, werden Verbesserungen bei den Maßen A und C von 15 dB bzw. 19 dB erzielt.
Die mittlere Rauschzahl von Maß A von –86,1 dB in Tabelle 6 entspricht einer SFDR-Zahl von –165,6 dB FS/Hz (da die Bandbreite für das Maß A 90 MHz ist, ist die äquivalente Rauschzahl pro Hertz 79,5 dB besser als die mittlere Zahl von –86,1 dB). Die entsprechenden Bandbreiten für die Maße B und D sind 200 kHz in jedem Fall, und für das Maß C ist die Bandbreite 35 MHz. So sind die SFDR-Zahlen für die Maße B und D in Tabelle 6 –161,5, –166,0 bzw. –162,9 dB FS/Hz.
Aus einem Vergleich der Tabellen 3 bis 7 geht auch hervor, dass die Rauschzahlen der Maße A und C schlechter sind, wenn ein Spreizen durchgeführt wird (Tabellen 4 bis 7), als wenn kein Spreizen durchgeführt wird (Tabelle 3). Somit wird das Gesamtrauschen durch ein Spreizen erhöht. Wenn jedoch die Maße B und D verglichen werden, führt das Spreizen zu signifikanten Verbesserungen des Rauschpegels des Worst- Case-Schmalbands (Kanal), wobei die besten Verbesserungen in dem Fall von Tabelle 6 erhalten werden. Diese Verbesserungen entstehen, da das Spreizen das Rauschen gleichförmiger quer über das breitere Band von Interesse verteilt und daher die Anzahl individueller schmaler Bänder mit hohem Rauschen quer über das breitere Band reduziert oder entfernt. Die Leistung des Worst-Case-Schmalbands wird daher stark verbessert.
Die Signifikanz davon hinsichtlich des Systems wie bei einem GSM-Netz ist, dass entweder mehr Träger (z.B. 4 oder 8 anstelle von derzeit 2) in dem DAC synthetisiert werden können, oder, wenn dieselbe Anzahl von Trägern verwendet wird, eine größere Spanne für eine Verzerrung und ein Rauschen besteht. In dem ersteren Fall (erhöhte Anzahl von Trägern pro DAC) werden die Einsparungen des Netzes zugunsten der Verwendung eines Hochleistungs-DAC (relativ teuer) verschoben, um mehr Kanäle pro DAC vorzusehen, und weg von der Verwendung eines DAC mit niedrigerer Leistung, der jedoch billiger ist, um weniger Kanäle pro DAC vorzusehen.
9 zeigt ein Beispiel der Zusammensetzung der Rotationssteuersektion 24 in dem DAC von 5. Die Rotationssteuersektion 24 umfasst einen ersten Addierer 52, einen zweiten Addierer 54, einen Pseudozufallszahlengenerator 56, und eine Verriegelung 58. Der erste Addierer 52 hat einen ersten Eingang zum Empfangen des Steuersignals MEAN, das, in diesem Beispiel, ein ganzzahliger 9 Bit-Wert ist (aus Gründen, die hier im Nachstehenden erläutert werden). Der erste Addierer 52 hat auch einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des Pseudozufallszahlengenerators 56 verbunden ist, um von diesem eine Zufallszahl RN in jedem Wandlungszyklus des DAC zu empfangen. Der Pseudozufallszahlengenerator 56 hat einen Eingang, an dem er das Steuersignal SPREAD empfängt. Der Bereich der von dem Generator 56 generierten Pseudozufallszahlen RN wird von dem an diesen angelegten Steuersignal SPREAD bestimmt. In diesem Beispiel der 9 generiert der Generator 56 ganzzahlige Zufallszahlen in dem Bereich von –SPREAD2/2 bis +SPREAD/2, wobei jede ganze Zahl durchschnittlich mit derselben Frequenz generiert wird.
Ein Ausgang des ersten Addierers 52 ist mit einem ersten Eingang des zweiten Addierers 54 verbunden, um an diesen die Summe MEAN + RN der Signale MEAN und RN anzulegen, die an die beiden Eingänge des ersten Addierers 52 angelegt werden. Der zweite Addierer 54 hat auch einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang der Verriegelung 58 verbunden ist, um von dieser einen 9 Bit-Wert LAST zu empfangen. Ein Ausgang des zweiten Addierers 54 ist mit einem Eingang der Verriegelung 58 verbunden, um an diese ein internes Signal r9 anzulegen. Das Signal r9 ist ein 9 Bit-Wert. Ein Ausgangssignal r der Sektion wird in dieser Ausführungsform von den sieben höchstwertigen Bits des r9-Signals geliefert.
Nun wird der Betrieb des Schaltungsaufbaus von 9 beschrieben. Die Steuersignale MEAN und SPREAD sind, in diesem Beispiel, extern angelegte Steuersignale, die von einem Benutzer des DAC bestimmt werden. In diesem Beispiel wird angenommen, dass die Anzahl n von Segmenten 128 ist, und dass eine 4x Überabtastung in dem DAC verwendet wird, so dass, wie vorstehend beschrieben, ein mittlerer r-Wert in jedem Zyklus so nahe wie möglich bei einem Wert zu liegen hat, bei dem r/n = 0,4. Dies kann erzielt werden, wie vorstehend erläutert, indem bewirkt wird, dass der mittlere r-Wert den nicht-ganzzahligen Wert 51,25 hat. Da in dieser Ausführungsform eine Abrundung eingesetzt wird, erfordert dieser mittlere r-Wert von 51,25 einen Inkrementwert pro Zyklus von 51,75 (= 51,25 + 0,5, wobei 0,5 die mittlere Abnahme pro Zyklus ist, die aus der Abrundung resultiert). 51,75 ist gleich dem ganzzahligen wert 207, dividiert durch 4, und so wird MEAN auf 207 eingestellt. Um ein nahezu optimales Spreizen von r- Werten zu erzielen, wenn MEAN auf 207 eingestellt wird, ist der an den Pseudozufallszahlengenerator 56 angelegte SPREAD-Wert 32 (8 × 4) in diesem Beispiel. Dies führt dazu, dass der Generator 56 ganzzahlige Pseuzufallswerte RN in dem Bereich von –16 bis +16 erzeugt, was dazu führt, dass die Summe MEAN + RN am Ausgang des ersten Addierers in dem Bereich von 191 bis 223 liegt (äquivalent zu r im Bereich von 47,25 bis 55,25).
Der an den zweiten Eingang des zweiten Addierers 54 in jedem Zyklus angelegte Wert LAST repräsentiert die laufende Gesamtsumme aller Werte MEAN + RN, die von dem ersten Addierer 52 in vorhergehenden Zyklen erzeugt wurden. In dieser Hinsicht gibt in jedem Wandlungszyklus der zweite Addierer einen r9-Wert aus, der die Summe des Werts LAST und des Werts MEAN + RN repräsentiert, und der so erzeugte r9-Wert wird in der Verriegelung 58 gespeichert. In jedem Wandlungszyklus gibt die Verriegelung 58 auch, als Wert LAST, den r9-wert aus, den sie in dem vorhergehenden Zyklus empfangen hat.
Der r9-Wert ist ein 9 Bit-Wert, von dem (in diesem Beispiel) die beiden niedrigstwertigen Bits als rechts von dem Binärkomma angesehen werden können, und die sieben höchstwertigen Bits als links von dem Binärkomma angesehen werden können. Die sieben Bits links vom Binärkomma werden als 7 Bit-Wert r für den betreffenden Zyklus ausgegeben, d.h. r wird abgerundet. Der r-Wert muss 7 Bits aufweisen, da es in dieser Ausführungsform 128 (= 2⁷) Segmente gibt. Anstelle der Abrundung kann eine Aufrundung des r-Werts vorgenommen werden, in welchem Fall in diesem Beispiel MEAN auf 205 (= 51,25 × 4) eingestellt wird.
Darüber hinaus kann jeder Übertrag, der in dem zweiten Addierer 54 auftritt, vernachlässigt werden, da die Segmentrotation in einer kreisförmigen Weise unter den 128 Segmenten durchgeführt wird, wie vorstehend mit Bezugnahme auf 6 beschrieben. So ist es nur notwendig, die Werte r9 und LAST auf eine Präzision von 9 Bits zu halten.
Es ist klar, dass die Werte MEAN und SPREAD, die als Beispiel in der obigen Beschreibung mit Bezugnahme auf 9 verwendet werden, nur Zwecken der Veranschaulichung dienen. Andere geeignete Werte können verwendet werden, und die Anzahl von Bits, mit denen jeder Wert repräsentiert wird, kann angepasst werden, um zu den allenfalls gewählten Werten zu passen.
Als Nächstes ist 10 ein erläuterndes Blockbild zur Verwendung bei der Erläuterung der Zusammensetzung der Segmentrotationssektion 22 in dem DAC von 5. Der Einfachheit halber wird in 10 angenommen, dass es in dem DAC nur n = 8 Segmente gibt.
Der Schaltungsaufbau von 10 besteht aus einem ersten, einem zweiten und einem dritten Multiplexerelement 62, 64 und 66. Jedes Multiplexerelement hat n Eingänge und n Ausgänge, wobei die Ausgänge des ersten Multiplexerelements 62 jeweils mit den Eingängen des zweiten Multiplexerelements 64 verbunden sind, und die Ausgänge des zweiten Multiplexerelements 64 mit den Eingängen des dritten Multiplexerelements 66 verbunden sind. Die thermometercodierten Eingangssignale IT1 und ITn werden jeweils an die Eingänge des ersten Multiplexerelements 62 angelegt, und die thermometercodierten Ausgangssignale OT1 bis OTn werden an den Ausgängen des dritten Multiplexerelements 66 erzeugt.
Jedes Multiplexerelement hat auch einen Steuereingang b, der durch ein individuell entsprechendes der Bits des von der Rotationssteuersektion 24 erzeugten r-Werts vorgesehen wird. Wie in 10 selbst gezeigt, hat jeder Multiplexerelementeingang ein assoziiertes Paar von Ausgängen und stellt eine Verbindung zwischen dem betreffenden Eingang und einem ausgewählten des assoziierten Paars von Ausgängen zu einer beliebigen gegebenen Zeit her. Die Ausgangsauswahl wird in Übereinstimmung mit dem an das Element angelegten Steuersignal b getroffen.
In dem Fall des dritten Multiplexerelements 66, das das Steuersignal b₁ empfängt (erstes Bit des r-Werts), ist jeder Eingang mit dem Ausgang direkt gegenüber von ihm in 10 verbunden, wenn das Steuersignal b₁ den Wert 0 hat. Wenn das Steuersignal b₁ den Wert 1 hat, wird jeder Eingang mit dem Ausgang verbunden, der unmittelbar über dem direkt gegenüberliegenden Ausgang ist (in dem Fall des obersten Eingangs ist der Ausgang "unmittelbar darüber" der unterste Ausgang des Elements). Der Effekt des dritten Multiplexerelements 66 ist daher, die thermometercodierten Ausgangssignale, relativ zu den thermometercodierten Eingangssignalen, um 0 oder 1 Segment in Übereinstimmung mit dem Steuersignal b₁ zu drehen.
Ähnlich dient das zweite Multiplexerelement 64 dazu, die Ausgangssignale relativ zu den Eingangssignalen um 0 oder 2 Segmente in Übereinstimmung mit dem Wert des Steuersignals b₂ zu drehen (d.h. das zweite Bit des r-Werts). Das erste Multiplexerelement 62 dient dazu, die Ausgangssignale relativ zu den Eingangssignalen um 0 oder 4 Segmente in Übereinstimmung mit dem Wert des Steuersignals b₃ zu drehen (d.h. das dritte Bit des r-Werts).
Um mehr Segmente zu behandeln, ist es einfach notwendig, weitere höherwertige Rotationsstufen hinzuzufügen, wobei jede Rotationsstufe ein Multiplexerelement ähnlich den Multiplexerelementen 62 bis 66 in 10 aufweist. Jedes Multiplexerelement muss n Eingänge und n Ausgänge haben, wobei n die Anzahl von Segmenten ist, und sein eigenes Steuersignal haben, das von einem der Bits des r-Werts vorgesehen wird. Das von dem vierten Bit des r-Werts gesteuerte Multiplexerelement würde dazu dienen, die Ausgangssignale relativ zu den Eingangssignalen um 0 oder 8 Segmente zu drehen, usw. für jede höherwertige Rotationsstufe.
Darüber hinaus, unter erneuter Bezugnahme auf 2, ist es klar, dass die Anzahl thermometercodierter Signale, die aus einem binären m Bit-Eingangswort erzeugt werden können, 2^m ist, diese 2^m verschiedenen Werte können jedoch durch 2^m – 1 thermometercodierte Signale repräsentiert werden. Wenn beispielsweise m = 3, können die acht verschiedenen möglichen Kombinationen thermometercodierter Signale, die von dem Binär-Thermometerdecoder 6 erzeugt werden, unter Verwendung von 7 thermometercodierten Signalen repräsentiert werden. Die von den Multiplexerelementen in dem Schaltungsaufbau von 10 vorgenommenen Rotationen müssen ganzzahlige Potenzen von 2 (1, 2, 4, ...) sein und sind typischerweise ausgebildet, Anzahlen von Eingängen und Ausgängen aufzuweisen, die auch ganzzahlige Potenzen von 2 sind. In diesem Fall kann ein thermometercodiertes "Dummy"-Signal, das permanent auf 0 oder 1 eingestellt ist, an die Segmentrotationssektion 22 als n-tes thermometercodiertes Eingangssignal angelegt werden. Dies bedeutet effektiv, dass es, in einem beliebigen gegeben Wandlungszyklus, immer ein Segment gibt, dessen Zustand nicht von dem binären Eingangswort bestimmt wird, sondern in einem vorherbestimmten Zustand ist.
Obwohl in den oben beschriebenen Ausführungsform die Segmentrotation durchgeführt wurde, um die Rotationskomponenten in dem Ausgangssignal-Frequenzspektrum auf vorgewählte Orte zu mappen (0,4 F_DAC, 0,2 F_DAC und DC), ist es klar, dass, in anderen DACs der vorliegenden Erfindung, andere Werte des Verhältnisses zwischen r und n verwendet werden können, um andere vorteilhafte Mappings der Rotationskomponenten zu erzielen. Das geeignetste Mapping in jeder bestimmten Anwendung ist von verschiedensten Faktoren abhängig, insbesondere dem gewünschten Bereich von Ausgangs signalfrequenzen, die der DAC zu erzeugen hat, und dem Überabtastverhältnis (sofern vorhanden).
Wenn beispielsweise eine 2x Überabtastung verwendet wird, setzt eine Zufallsrotation mit einem mittleren r-Wert von 31,5 das Hauptrauschen auf 0,5 F_DAC mit einem geringeren Rauschen bei DC, und läßt ein Durchlassband von 0,1 F_DAC bis 0,3 F_DAC frei. Der mittlere r-Wert von 31,5 kann auf verschiedensten Wegen erzeugt werden, aber es können Werte von 31 und 32, jeweils für 50 % der Wandlungszyklen, verwendet werden.
In dem Fall keiner Überabtastung (manchmal als 1x Überabtastung bezeichnet) platziert eine Zufallsrotation mit einem mittleren r-Wert von 0,5 das Hauptrauschen nahe bei DC, z.B. in dem Band von DC bis 0,1 F_DAC Beispielsweise könnten r-Werte von 0 und 1 jeweils für 50 % der Zeit verwendet werden, um den erforderlichen mittleren r-Wert von 0,5 zu erzeugen. Wenn in diesem Fall beispielsweise ein Tiefpass-gefiltertes Zittern an den Dateneingang in den DAC angelegt wird, beeinträchtigt das Zittern den unteren Teil des verfügbaren Bands. Das Zittern kann beispielsweise bei 0,1 F_DAC stoppen, was ein Durchlassband von dieser Frequenz bis 0,5 F_DAC frei läßt.
Als Nächstes erfolgt eine weitere Beschreibung darüber, wie systematisch Werte des Verhältnisses zwischen r und n auszuwählen sind, um vorteilhafte Mappings der Rotationskomponenten zu erzielen.
Drei Beispiele werden behandelt. In dem ersten Beispiel wird angenommen, dass der Bereich von Ausgangssignalfrequenzen 13,5 bis 48,5 MHz ist, und dass die Abtastrate F_DAC 832 M Abtastungen/s ist. Dies entspricht Ausgangssignalfrequenzen in einem Durchlassband der ersten Nyquist-Zone für eine 8x Überabtastung. In dem zweiten Beispiel wird angenommen, dass der Bereich von Ausgangssignalfrequenzen 55,5 bis 90,5 MHz mit derselben Abtastrate F_DAC 832 M Abtastungen/s ist. Dies entspricht Ausgangssignalfrequenzen in einem Durchlassband in der zweiten Nyquist-Zone. In dem dritten Beispiel wird angenommen, dass der Bereich von Ausgangssignalfrequenzen 117,5 bis 152,5 MHz mit derselben Abtastrate ist. Dies entspricht Ausgangssignalfrequenzen in einem Durchlassband der dritten Nyquist-Zone.
11(A) und 11(B) sind grafische Darstellungen zur Verwendung bei der Erläuterung, wie ein geeigneter r-Wert in dem ersten Beispiel (Fall der ersten Nyquist-Zone) auszuwählen ist. 11(A) veranschaulicht, für die ersten neun Rotationskomponenten (die, wie nachstehend erläutert wird, die höchstwertigen zu berücksichtigenden Komponenten sind), die Frequenzen, auf die diese Komponenten für verschiedene r-Werte gemappt werden. In allen vorliegenden Beispielen wird angenommen, dass die n von Segmenten 128 ist. Der Bereich von r-Werten auf der horizontalen Achse in 11(A) ist von 0 bis 64, d.h. 0 bis n/2.
Eine Linie L1 repräsentiert die Frequenzen, auf die die erste Rotationskomponente für die verschiedenen r-Werte gemappt wird. Wie erwartet, steigt die Frequenz der ersten Rotationskomponente linear mit der Zunahme von r, um F_DAC/2 bei r = n/2 zu erreichen. Eine Linie L2 repräsentiert die Frequenzen, auf die die zweite Rotationskomponente gemappt wird, wenn r variiert. Die Frequenz der zweiten Rotationskomponente steigt linear von 0 auf F_DAC/2 bei r = n/4, und fällt dann linear von diesem Wert wieder auf 0 bei r = n/2. Die Linien L3 bis L9 repräsentieren jeweils die Mappings für die dritte bis neunte Rotationskomponente.
11(A) zeigt auch als acht horizontale durchgehende Linien einen Satz von acht gleichmäßig beabstandeten Tönen (Frequenzen), die das Ausgangssignal darstellen. In dem ersten Beispiel haben diese 8 Töne die Frequenzen 13,5, 18,5, 23,5, 28,5, 33,5, 38,5, 43,5 bzw. 48,5 MHz. Die acht horizontalen gestrichelten Linien in 11(A) bezeichnen auch jeweils die zweiten Harmonischen der acht Töne. Diese zweiten harmonischen Frequenzen sind auf dem Doppelten der jeweiligen Frequenzen ihrer entsprechenden Töne. Ähnlich repräsentieren die acht horizontalen strichpunktierten Linien in 11(A) die dritten Harmonischen der acht Töne, die auf Frequenzen des Dreifachen jener ihrer jeweiligen entsprechenden Töne sind. In 11(A) ist ersichtlich, dass die zweiten und dritten Harmonischen mit niedrigerer Frequenz innerhalb des Ausgangssignalbereichs von 13,5 bis 48,5 MHz liegen.
Eine erste Anforderung zum Wählen eines geeigneten r-Werts, um eine gewünschte Rauschaufbreitung zu erzielen, ist, dass die signifikanten Rotationskomponenten auf von dem Bereich der Ausgangssignalfrequenzen entfernte Frequenzen gemappt werden sollten. Geeignete r-Werte, die diese erste Anforderung erfüllen, sind in "Löchern" in der grafischen Darstellung von 11(A) enthalten, wo keine der Linien L1 bis L9 irgendeine der die Töne repräsentierenden horizontalen Linien innerhalb des gewünschten Ausgangssignal-Frequenzbereichs kreuzt. Drei solche "Löcher" H1, H2 und H3 sind in 11(A) identifiziert. Das erste Loch ist auf r = 32 zentriert, d.h. r = n/4. Das zweite Loch H2 ist auf r = 42,67 zentriert, d.h. r = n/3. Das dritte Loch H3 ist auf r = 51,20 zentriert, d.h. r = 2n/5. Es sind andere Löcher in 11(A) verfügbar, diese drei Löcher H1 bis H3 sind jedoch die größten und daher am leichtesten zu beobachten.
Die zweite Anforderung zum Wählen eines geeigneten r-Werts ist, dass auch signifikante Intermodulationsprodukte so weit wie möglich von dem Ausgangssignal-Frequenzbereich entfernt sein sollten. 11(B) ist eine grafische Darstellung, die die Effekte von Hauptintermodulationsseiten bändern mit den Rotationskomponenten in dem ersten Beispiel veranschaulicht. Diese Seitenbänder resultieren aus der Intermodulation des Ausgangssignals mit den Rotationskomponenten. In 11(B) gibt es sechs Sätze schräger Linien M1 bis M6. Die beiden Liniensätze M1 und M2 entsprechen jeweils dem oberen und dem unteren ersten Seitenband der ersten Rotationskomponente. Ähnlich entsprechen die beiden Liniensätze M3 und M4 jeweils dem oberen und dem unteren Seitenband der zweiten Rotationskomponente. Die beiden Liniensätze M5 und M6 entsprechen jeweils dem oberen und dem unteren zweiten Seitenband der ersten Rotationskomponente. Die oben angegebenen Seitenbänder sind für Zwecke der Rauschaufbereitung die höchstwertigen.
In 11(B) sind die acht Töne des Ausgangssignals auch als jeweilige horizontale durchgehenden Linien gezeigt. Vom Standpunkt der Intermodulation geeignete r-Werte sind r-Werte, wo Ausgangssignallinien nicht von irgendeinem der Intermodulationsliniensätze M1 bis M6 gekreuzt werden. Aus 11(B) geht hervor, dass in dem ersten Beispiel (Fall des Basisbands) der Bereich geeigneter r-Werte von ungefähr 22,4 bis ungefähr 56,5 ist.
Bei der Zusammenfassung der in den beiden grafischen Darstellungen von 11(A) und 11(B) gezeigten Ergebnisse ist ersichtlich, dass die Werte r in den drei Löchern H1, H2 und H3 in 11(A) gute Werte sind, die damit kompatibel sind, die signifikanten Intermodulationsseitenbänder von dem Ausgangssignal entfernt zu halten, wie aus 11(B) hervorgeht. Es ist darüber hinaus klar, dass der Wert von r = 51,2 der vorstehend angegebene Wert ist, bei dem r/n = 0,4.
So zeigen 11(A) und (B), dass in dem ersten Beispiel geeignete r-Werte (wenn n = 128) systematisch als einer von 32, 42,67 oder 51,2 ausgewählt werden können.
12(A) und 12(B) sind grafische Darstellungen, die 11(A) bzw. 11(B) entsprechen, beziehen sich jedoch auf das zweite Beispiel (Durchlassband in der zweiten Nyquist-Zone). In dem zweiten Beispiel haben die Töne die Frequenzen 55,5, 60,5, 65,5, 70,5, 75,5, 80,5, 85,5 bzw. 90,5 MHz. In diesem Fall existieren von den Linien L1 bis L9 begrenzte Löcher auf ähnliche Weise wie in 11(A). In 12(B) ist jedoch der Bereich vom Standpunkt der Intermodulation geeigneter r-Werte viel eingeschränkter, und es gibt ein Band für r Ψ 42 bis r Ψ 50 und ein anderes Band von r Y 56 bis r Ψ 61. Bei der Zusammenfassung der beiden grafischen Darstellungen ist eine gute Auswahl für r-Werte in dem zweiten Beispiel relativ schwer zu finden. Die beste Möglichkeit ist in einem schmalen Bereich, der auf r = 42,67 zentriert ist, d.h. r = n/3. Andere Möglichkeiten sind r Ψ 48 und r Ψ 60. In dem letzteren Fall ist jedoch ersichtlich, dass die zweite Rotationskomponente (Linie L2) in der Frequenz sehr nahe bei dem Ton mit der niedrigsten Frequenz in dem Ausgangssignal ist. Unter Berücksichtigung, dass eine Intermodulation auch zwischen Intermodulationsprodukten auftritt, ist es zweckmäßig, einen gewissen Spielraum zwischen jeder Rotationskomponente und den Kanten des Ausgangssignal-Frequenzbands aufrechtzuerhalten.
13(A) und 13(B) sind grafische Darstellungen, die 11(A) bzw. 11(B) entsprechen, für das dritte Beispiel (Durchlassband in der dritten Nyquist-Zone). In dem dritten Beispiel haben die Töne die Frequenzen 117,5, 122,5, 127,5, 132,5, 137,5, 142,5, 147,5 bzw. 152,5 MHz. In diesem Fall gibt es wiederum verschiedenste verfügbare "Löcher" in der Rotationskomponentengrafik von 13(A), wo keine Linien L1 bis L9 die Ausgangssignal-Frequenzlinien kreuzen. In 13(B) gibt es auch drei "Löcher" in der Intermodulationsgrafik. Bei der Betrachtung der beiden Diagramme in Kombination ist ersichtlich, dass es vier gute Wahlmöglichkeiten für r gibt, nämlich r Ψ 8, r Ψ 32, r Ψ 48 und r Ψ 51,2, wobei r Ψ 32 optimal ist, da seine entsprechenden Löcher in beiden Diagrammen relativ expansiv sind.
Außerdem wird in allen Diagrammen kein Spreizen verwendet, d.h. der r-Wert ist in allen Zyklen gleich. In der Praxis sollte ein geringer Spreizbetrag (z.B. 2) verwendet werden (ein großes Spreizen ist nachteilig, da es dazu tendiert, die Rotationskomponenten in den gewünschten Ausgangssignal-Frequenzbereich zu spreizen). Beispielsweise könnte eine Zufallsauswahl zwischen r = 31 und r = 32 vorgenommen werden, was einen mittleren r-Wert von 31,5 ergibt.
Nach der Verwendung der Diagramme zur Identifikation von Löchern, die mögliche r-Wert-Kandidaten enthalten, ist der nächste Schritt die Wahl geeigneter Werte MEAN und SPREAD (15), um das beste Rauschaufbereitungsprofil in dem gewünschten Bereich von Frequenzen zu erzielen. Dies kann durch die Vornahme von Simulationen erzielt werden, während über identifizierte Regionen verschiedene Werte MEAN und SPREAD in der Region geführt werden.
Als Nächstes wird die erste Nyquist-Zone mit Bezugnahme auf 14 und 15 detaillierter betrachtet. Das erste Beispiel (Durchlassband von 13,5 bis 48,5 MHz) und ein viertes Beispiel (Basisband von DC bis 48,5 MHz) werden betrachtet.
14 erweitert die in der grafischen Darstellung von 11(A) enthaltenen Informationen von den ersten neun Rotationskomponenten auf die ersten zwanzig Rotationskomponenten. Aus 14 ist ersichtlich, dass die verfügbaren "Löcher" dem Verhältnis r/n entsprechen, wobei sie bestimmte Brüche sind. Beispielsweise entsprechen die Löcher H1 bis H3 in 11(A) den Brüchen 1/4, 1/3 bzw. 2/5. Andere Löcher haben entsprechende Brüche, wie 1/5, 2/7, 3/7, 3/8, etc. So kann erwartet werden, dass diese Brüche mögliche gute Ver hältnis-Kandidaten r/n vorsehen. Die Tabelle von 15 betrachtet diese Brüche als Verhältnis-Kandidaten r/n detaillierter und zeigt einige Simulationsergebnisse, die die Gültigkeit der Auswahlen von r-Werten auf der Basis der Diagramme unter Verwendung von 11 bis 13 bestätigen. Nur Brüche in dem Bereich von r/n = 22,4/128 bis r/n = 56,5/128 wurden untersucht, da dies der Bereich des "Lochs" in der Intermodulationsgrafik von 11(B) für das erste Beispiel ist.
In der Tabelle von 15 gibt die erste Spalte den Zähler NUM und Nenner DEN jedes Bruch-Kandidaten für r/n an. Spalte 2 zeigt den r-Wert an, der dem Bruch in dem Fall entspricht, in dem die Anzahl von Segmenten n 128 ist. Spalte 3 zeigt die Frequenz F_upper der Rotationskomponente mit der niedrigsten Frequenz an (exklusive DC). Spalte 4 zeigt die Frequenzen an, auf die die ersten Rotationskomponenten gemappt werden. Hier sind die Komponenten bis zur ersten DC-Komponente angezeigt (bis zu einem Höchstwert von fünf Komponenten). Jegliche Rotationskomponenten, die auf DC gemappt werden, werden weggelassen. Tatsächlich wird jede DEN-te Rotationskomponente auf DC gemappt. Die in Spalte 4 spezifizierten Frequenzen sind als Bruch der Abtastfrequenz F_DAC ausgedrückt. Der Wert von F_upper in Spalte 3 ist die tatsächliche Frequenz des Bruchs mit dem niedrigsten Wert in Spalte 4, d.h. die Komponente, die dem oberen Ende des Ausgangssignal-Frequenzbereichs am Nächsten liegt.
Spalte 5 und 6 beziehen sich spezifisch auf das vierte Beispiel (Fall des Basisbands: 0 bis 48,5 MHz), und Spalte 7 und 8 beziehen sich spezifisch auf das erste Beispiel (Durchlassband in der ersten Nyquist-Zone: 13,5 bis 48,5 MHz) und liefern Simulationsergebnisse.
Für jeden Bruchwert-Kandidaten wurde eine Anzahl (200) von Simulationen vorgenommen, wobei der Eingang des DAC in den Simulationen acht gleichmäßig beabstandete Töne mit den in 11(A) und 13(A) gezeigten Frequenzen sind, und die Abtastrate F_DAC 832 MHz beträgt.
In den Simulationen wurde die DAC-Transferfunktion absichtlich von einem Lauf zum nächsten variiert, um so ein Faktor in der Simulation der erwarteten inhärenten Transferfunktionsvariabilität von einer DAC-Anordnung zur nächsten zu sein, die aus der Herstellung resultiert.
In jedem Lauf wurde der höchste (Worst-Case) Rauschpegel in einem beliebigen einzelnen 100 kHz Kanal über das Band (0–48,5 MHz für das vierte Beispiel; 13,5–48,5 MHz für das erste Beispiel) bestimmt. Das Mittel dieser Worst-Case-Rauschpegel (Mittel) über die verschiedenen Läufe wurde berechnet (Spalten 5 und 7), sowie die Standardabweichung (σ) der Worst-Case-Rauschpegel über diese Läufe (Spalten 6 und 8). Die DAC-Transferfunktionsvariabilität führt zu der Standardabweichung in der Rauschleistung. Wie aus der Tabelle in 15 hervorgeht, variieren sowohl das Mittel als auch σ für verschiedene Bruchwerte von r/n. Wenn eine Zufallsrotation durchgeführt wird (letzte Zeile der Tabelle), sind die mittleren Rausch- und Standardabweichungszahlen 114,4 dB bzw. 3,2 dB. Eine Zufallsrotation hat den Effekt der Ausschaltung jeglicher Rauschaufbereitung, d.h. es wird ein Breitbandrauschen mit einem vollständig flachen Rauschpegel ohne jede Rauschmaxima erzeugt. In dem vierten Beispiel (Fall des Basisbands) variieren die Mittel- und die Standardabweichungszahlen ziemlich breit, wenn eine Rotation durchgeführt wird, von signifikant schlechter als im Fall der "Zufallsrotation" zu signifikant besser als diese. In dem ersten Beispiel (Fall des Durchlassbands) sind die Mittel- und die Standardabweichungszahlen weniger variabel und sind alle besser als im Fall der "Zufallsrotation".
Spalte 9 zeigt die Differenz im mittleren Worst-Case- Rauschpegel in dem Fall des Basisbands verglichen mit dem Fall des Durchlassbands an. Es ist ersichtlich, dass, wenn DEN relativ klein ist (9 oder weniger), die Basisband-Rauschleistung signifikant niedriger ist als die Durchlassband-Rauschleistung. Dies ist darauf zurückzuführen, dass hochsignifikante niederwertige Rotationskomponenten auf DC gemappt werden (in dem Ausgangssignal-Frequenzbereich in dem Fall des Basisbands), wenn DEN klein ist. Wenn DEN hingegen 10 oder höher ist, wird keine niederwertige Rotationskomponente (Wertigkeit < DEN) auf DC gemappt, so dass DEN steigt, die Basisbandleistung sich verbessert, und die Differenz in den mittleren Rauschpegeln zwischen den Fällen des Basisbands und des Durchlassbands klein wird (0,5 dB oder weniger). Mit der weiteren Zunahme von DEN fällt jedoch F_upper, was die Rotationskomponente mit der niedrigsten Frequenz näher zum oberen Ende des Ausgangssignalbereichs sowohl für den Fall des Basisbands als auch des Durchlassbands bringt. Der Effekt davon ist von der Wertigkeit der niedrigsten Frequenzkomponente abhängig. Wenn sie eine höherwertige Komponente ist, ist sein Effekt weniger schädlich als wenn sie eine niederwertige Komponente ist. Wenn beispielsweise die Einträge in Spalte 4 für die Brüche 2/11, 3/11 und 4/11 verglichen werden, kann festgestellt werden, dass die niedrigste Frequenzkomponente (1/11 F_DAC oder 75,6 MHz in jedem Fall) die dritte Komponente für 4/11, die vierte Komponente für 3/11 und die fünfte Komponente für 2/11 ist. So wäre zu erwarten, dass 2/11 eine bessere Wahl ist als 3/11 oder 4/11, und die Standardabweichungszahlen für den Fall des Basisbands (Spalte 6) unterstützen dies. Allgemein ist es in dem Fall des Basisbands zweckmäßig, einen Bruch zu wählen, der der Rotationskomponente mit der niedrigsten Frequenz die höchstmögliche Wertigkeit verleiht (d.h. weit rechts in Spalte 4). Es wäre beispielsweise zu erwarten, dass F_upper < 62 MHz in diesem Beispiel für einige Systeme Probleme verursacht, aus demselben Grund, aus dem DC-Komponenten bewirken, dass die Basisbandleistung schlechter ist als die Durchlassbandleistung (62–48,5 (Überband-Spanne) = 13,5 – 0 Band (Unterband-Spanne). Eine solche obere Spanne ist zweckmäßig, da jedes Spreizen unweigerlich die Rauschkomponente bei F_upper näher zur oberen Grenze des Ausgangssignal-Frequenzbereichs bringen wird.
Darüber hinaus ist dies darauf zurückzuführen, dass höherwertige Rotationskomponenten (Wertigkeit > 9) materiell nicht die Rauschleistung beeinträchtigen in dem Fall des ersten Beispiels, dass es in dem Diagramm von 11(A) akzeptabel ist, nur die Linien L1 bis L9 für die ersten 9 Rotationskomponenten aufzutragen.
Die besten gesamten Rauschzahlen werden für das erste Beispiel (Basisband) mit r/n = 3/14 erhalten, und für das dritte Beispiel (Durchlassband) mit r/n = 2/7. In dem Fall des Durchlassbands ist 5/13 auch eine gute Wahl. Nicht nur die mittlere Rauschleistung sollte gut sein, sondern auch die Standardabweichung der Rauschleistung, die ein Maß der variabilität der Rauschleistung von einer Anordnung zur anderen ist. In einem Fall des Durchlassbands, in dem ein Rauschen bei 64 MHz toleriert werden kann, könnte beispielsweise 5/13 gewählt werden. Wenn ein Rauschen bei 64 MHz nicht toleriert werden kann, sollte hingegen 2/7 gewählt werden. In einem zellularen Kommunikationssystem könnte der DAC beispielsweise verwendet werden, um Sendesignale in einem Sendeband von (etwa) 13,5 MHz bis 48,5 MHz zu generieren. In diesem Fall könnte ein Empfangsband von (etwa) 53,5 MHz bis 88,5 MHz für die Empfangssignale verwendet werden. Dies bedeutet, dass das System (nicht der DAC) für ein Rauschen im Empfangsband empfindlich ist, so wird das Platzieren von Rauschkomponenten auf Frequenzen in diesem Band ein potenzi elles Problem sein. Daher ist F_upper für den Bruch 2/7 bei 118,8 MHz besser.
Die beiden letzten Spalten 10 und 11 in der Tabelle von 15 präsentieren, für beide Fälle, eine Rauschleistungszahl (Mittel-2σ), die durch das Subtrahieren der doppelten Standardabweichung σ von dem Mittelwert erzeugt wird. So wird jeder Wert in Spalte 10 erzeugt, indem von dem Wert in Spalte 5 das Zweifache des Werts in Spalte 6 subtrahiert wird. Ähnlich wird jeder Wert in Spalte 11 erzeugt, indem von dem Wert in Spalte 7 das Zweifache des Werts in Spalte 8 subtrahiert wird. Die besten Werte in Spalte 10 werden erhalten, wenn r/n = 5/13 oder 3/14. Ähnlich werden die besten Zahlen in Spalte 11 erhalten, wenn r/n = 2/7 oder 5/13.
Die Werte in Spalte 10 und 11 sind für einen Hersteller von Anordnungen bei der Bewertung einer Abwägung zwischen der Anordnungsausbeute und der garantierten Mindestleistung der Anordnung hilfreich. Auf der Basis wohlbekannter Anordnungsausbeutekurven ist beispielsweise bekannt, dass, wenn eine garantierte Mindestleistungszahl auf der Basis einer Zahl "Mittel-2σ" genannt wird, wie die Zahlen in Spalte 10 und 11, ungefähr 95 % der hergestellten Anordnungen die garantierte Leistung erfüllen oder übertreffen werden, d.h. die Ausbeute wird 95 % betragen.
Wenn, anstelle der Verwendung einer Zahl "Mittel-2σ", der Hersteller die garantierte Leistung auf der Basis einer moderateren Zahl "Mittel-3σ" angibt, steigt die Ausbeute geringfügig, beispielsweise auf 98,5 %, wobei die Stückkosten geringfügig niedriger werden, natürlich ist aber auch die genannte Leistung niedriger, wodurch die Anordnung für Kunden weniger attraktiv wird. Wenn der Hersteller die garantierte Leistung auf der Basis einer anspruchsvolleren Zahl "Mittel-σ" angibt, fällt die Ausbeute dramatisch, beispielsweise auf 50 %, wodurch die Stückkosten verdoppelt werden, aber die genannte Leistung ist höher, wodurch die Anordnung für Kunden attraktiver wird. Die Zahl "Mittel-2σ" ist in dem vorliegenden Fall insofern eine empfindliche Abwägung, als sie ein attraktives Leistungsniveau für Kunden ergibt (z.B. 120,4 dB für r/n = 5/13), während die Ausbeute zweckmäßig hoch gehalten wird, so dass die Stückkosten wirtschaftlich sind.
In der letzten Zeile der Spalten 10 und 11 ist die vergleichbare Zahl "Mittel-2σ" (108,0 dB) für den DAC ersichtlich, wenn eine Zufallsrotation durchgeführt wird. Die von den besten Bruch-Kandidaten in diesem Beispiel erzielten Verbesserungen sind etwa 12 dB, was äquivalent ist zu zusätzlichen 2 Bits in der DAC-Präzision, eine sehr signifikante Verbesserung.
Demgemäß ist es unter Verwendung einer Analyse auf der Basis von Diagrammen wie den in 11 bis 14 gezeigten und der in der Tabelle von 15 gesammelten statistischen Informationen möglich, systematisch gute r/n-Werte zur Verwendung in einer beliebigen bestimmten Situation auszuwählen. Die Diagramme können von einem Computer erzeugt werden, der gemäß einem Computerprogramm arbeitet, und die "Löcher" können entweder manuell (unter Verwendung von Ausdrucken oder Bildschirmanzeigen) oder automatisch von dem Computerprogramm identifiziert und angepasst werden.
Es ist klar, dass es, obwohl die oben beschriebenen Ausführungsformen verschiedene r-Werte in verschiedenen Wandlungszyklen verwendet haben, nicht notwendig ist, dies in allen Fällen durchzuführen. Ein festgelegter r-Wert kann in Ausführungsformen verwendet werden, in denen die Rotationskomponenten und Intermodulationsprodukte alle aus dem gewünschten Band von Interesse durch die Rotation mit dem festgelegten r-Wert gemappt werden.
Es ist auch klar, dass, obwohl die oben mit Bezugnahme auf 10 beschriebene Segmentrotationssektion eine soge nannte "Barrel-Shifter"-Architektur einsetzt, beliebige andere geeignete Konstruktionen und Architekturen der Segmentrotationssektion werden können. Beispielsweise könnte eine "Butterfly-Shuffler"-Architektur oder Baumstruktur eingesetzt werden. Alternativ dazu kann eine andere Architektur als die in 5 gezeigte eingesetzt werden, die die Notwendigkeit eins solchen Barrel Shifters vermeidet, wie nachstehend erläutert.
In der oben mit Bezugnahme auf 5 bis 10 beschriebenen DACs wird das binäre Eingangswort D1–Dm zuerst global von dem Binär-Thermometerdecoder 6 decodiert, um thermometercodierte Eingangssignale IT1–ITn abzuleiten. Diese thermometercodiertn Eingangssignale IT1–ITn werden dann global um einen Rotationsbetrag r von der Segmentrotationssektion 22 gedreht, um einen Satz gedrehter Ausgangssignale OT1–OTn zu erzeugen, die als Eingänge T1–Tn für die jeweils in den n Segmenten vorgesehenen Differenzialschalter 4₁ bis 4_n dienen.
16 zeigt eine alternative Anordnung eines die vorliegende Erfindung nicht verkörpernden DAC 200. Teile des DAC von 16, die gleich sind wie Teile des hier im Vorstehenden diskutierten DAC von 5, oder diesen eng entsprechen, sind mit denselben Bezugszahlen bezeichnet, und eine Beschreibung dieser Teile wird weggelassen.
In dem DAC in 16 hat jedes Segment einen lokalen Decoder 26 zusätzlich zu der Konstantstromquelle 2 und einem oben mit Bezugnahme auf 5 beschriebenen Schalter. Der Schalter 4 in jedem Segment wird durch ein individuell entsprechendes thermometercodiertes Signal T gesteuert, das diesem von dem lokalen Decoder 26 zugeführt wird.
Der DAC in 16 enthält eine Rotationssteuersektion 124, die im Allgemeinen der Rotationssteuersektion 24 von 5 ähnlich ist, der Binär-Thermometerdecoder 6 und die Segmentrotationssektion 22 der Ausführungsform von 5 sind jedoch in dem DAC der 16 nicht notwendig. Der lokale Decoder 26 in jedem Segment empfängt an einem ersten Eingang den von der Rotationssektion 124 zugeführten Rotationsbetrag r und an einem zweiten Eingang das binäre Eingangswort D1–Dm.
Der innerhalb der lokalen Decoder 26 enthaltene Schaltungsaufbau wird mit Bezugnahme auf 17 beschrieben. Jeder lokale Decoder umfasst einen Addierer 262 und einen Komparator 264. Der Addierer empfängt an einem Eingang den Rotationsbetrag r, der an den ersten Eingang des lokalen Decoders angelegt wird, und an einem anderen Eingang eine vorher zugeordnete Segment-ID, die für dieses Segment einzigartig ist. Der Komparator 264 empfängt an seinen beiden Eingängen das binäre Eingangswort D1–Dm, das an den zweiten Eingang des lokalen Decoders und einen Ausgang ID_rot des Addierers 262 angelegt wird, und gibt ein thermometercodiertes Signal T für sein Segment aus.
Nun wird der Betrieb des in 16 und 17 gezeigten DAC 200 beschrieben. In diesem Beispiel wird angenommen, dass die Anzahl n von Segmenten 128 ist, und dass ein Wert des Rotationsbetrags r (r < n) von dem Rotationssteuerschaltungsaufbau 124 in jedem Zyklus des Schaltungsaufbaus erzeugt wird, wie oben mit Bezugnahme auf 5 beschrieben. Da in dieser Ausführungsform 128 Segmente vorliegen, ist das binäre Eingangswort D1–Dm 7 Bits breit, wie es der Rotationsbetrag r und die lokale Segment-ID sind. Jedem der 128 Sgemente wird eine einzigartige ID zugeordnet, die aus einem der Werte 0 bis 127 gewählt wird. Die ID ist beispielsweise innerhalb des Decoders festverdrahtet.
Wie aus einem Vergleich von 5 mit 16 hervorgeht, werden in dieser Ausführungsform sowohl die Decodierung des binären Eingangsworts D1–Dm in die thermometerco dierten Signale T1–Tn als auch die Rotation selbst nicht "global" durchgeführt (durch einen zentralisierten Binär-Thermometerdecoder wie der Decoder 6 in 5), sondern werden statt dessen lokal innerhalb jedes der n Segmente vorgenommen. Der Rotationsbetrag r wird weiterhin gemeinsam für alle Segmente von der Rotationssteuersektion 124 erzeugt.
In dem lokalen Decoder 26 wird der Rotationsbetrag r von dem Addierer 262 mit der lokalen Segment-ID addiert. Jeder von dem Addierer generierte Übertrag wird ignoriert, so dass das Ergebnis ID_rot der Addition auf 0 "überlagert" wird, nachdem es 127 überschritten hat (d.h. der Addierer ist mod-128). Dann wird das Ergebnis ID_rot von dem Komparator 264 mit dem binären Eingangswort D1–Dm verglichen, um den Zustand des Differenzialschalters 4 für dieses Segment zu bestimmen. Wenn in diesem Beispiel das binäre Eingangswort größer ist als das Ergebnis der Addition, dann ist der Ausgang des Komparators (T) hoch (1).
Wenn ein solcher Größer-als-Komparator 264 in jedem der wie oben beschriebenen 128 Segmente verwendet wird, ist immer eines der Segmente (das Segment, für das ID_rot = 127) im AUS Zustand (T = 0) in einem beliebigen Zyklus, da das binäre Eingangswort niemals größer sein kann als 127. Um eine Nullversetzung aufrechtzuerhalten (unter Berücksichtigung der Natur des Differenzialstromschaltens des Schaltungskreisaufbaus), wird ein zusätzliches "Dummy"-Segment eingeschlossen, das gehalten wird, um immer in dem EIN Zustand zu sein (T = 1). Dies ist zweckmäßiger als nur die Verwendung von 127 Segmenten, da ein mod-127-Addierer dann in jedem Segment anstelle des einfachen mod-128-Addierers erforderlich wäre. Würde statt dessen ein Größer-als- oder Gleich-Vergleich von dem Komparator durchgeführt werden, dann wäre eines der Segmente (das Segment, für das ID_rot = 0) immer im EIN Zustand (T = 1), so dass das zusätzliche "Dummy"-Segment statt dessen im AUS Zustand (T = 0) gehalten werden müßte, um eine Nullversetzung zu erzielen.
Die Segmente haben IDs im Bereich von 0 bis 127, wie oben angegeben. Unter der momentanen Annahme, dass der Rotationsbetrag r 0 ist, wird daher bei jedem Segment, dessen ID niedriger ist als das binäre Eingangswort, sein thermometercodiertes Signal T auf 1 eingestellt. Bei allen anderen Segmenten werden ihre thermometercodierten Signale auf 0 eingestellt. In dieser Ausführungsform nimmt daher der Satz von Komparatoren 264 dieselbe Grundfunktion vor wie der Binär-Thermometerdecoder 6 des DAC von 5.
Die Addition eines Nicht-Null-Rotationsbetrags r mit jeder der Segment-IDs in jedem Zyklus hat den Effekt der Rotation der Segment-IDs um den Betrag r, so dass in dem gegenwärtigen Zyklus ein anderer Satz von Segmenten aktiviert wird, für dasselbe binäre Eingangswort, verglichen mit dem in dem vorhergehenden Zyklus aktivierten Satz. Der Satz von Addierern 262 nimmt daher dieselbe Grundfunktion vor wie die Segmentrotationssektion 22 von 5. Ein Vorteil der Ausführungsform von 16 gegenüber der Ausführungsform von 5 ist, dass sie die Notwendigkeit eines Barrel Shifters vermeidet, was mühevoll sein kann, wenn die Anzahl von Segmenten groß ist.
Anstelle der Addition der Segment-IDs mit dem Rotationsbetrag r wäre es außerdem möglich, die ID von dem Rotationsbetrag r zu subtrahieren, um denselben Effekt zu erzielen. Eine Subtraktion kann beispielsweise erzielt werden, indem die Segment-ID in einer Zweierkomplementform vorgesehen und mit dem Rotationsbetrag r addiert wird.
18 zeigt eine mögliche Implementation der Rotationssteuersektion 124 in 16; dies ist eine Implementation alternativ zu der in 9 gezeigten und kann auch in dem DAC von 5 verwendet werden. Der Rotationssteuerschaltungsaufbau von 9 umfasst vier 7 Bit-Register 70₁ bis 70₄ , einen Multiplexer 72, eine erste Verriegelung 74, einen Addierer 76 und eine zweite Verriegelung 78. Der Multiplexer 72 hat vier Dateneingänge, die zum Empfangen jeweiliger Ausgänge R1–R4 der vier Register 70₁ bis 70₄ angeschlossen sind, und zwei Auswahleingänge, die zum Empfangen der beiden Auswahlsignale S1 und S2 angeschlossen sind. Der Multiplexer 72 wählt einen seiner vier Dateneingänge R1–R4 in Abhängigkeit von den Auswahlsignalen S1 und S2 aus. Der Ausgang des Multiplexers 74 (d.h. der ausgewählte der Dateneingänge R1–R4) wird, über die erste Verriegelung 74, als Eingang an den Addierer 76 geliefert. Der Ausgang des Addierers wird einem Eingang der zweiten Verriegelung 78 geliefert. Der Ausgang der zweiten Verriegelung 78 liefert den Rotationsbetrag r, der auch rückgeführt wird, um als weiterer Eingang in den Addierer 76 zu wirken.
Im Betrieb des Rotationssteuerschaltungsaufbaus von 18 werden vier vorherbestimmte mögliche Werte R1–R4 für den Rotationsbetrag r jeweils in die vier Register 70₁ bis 70₄ geladen. Die Werte R1–R4 können alle verschieden sein, es ist jedoch auch möglich, dass zwei oder mehrere Werte gleich sein. Einer dieser möglichen Werte wird zufällig in jedem Wandlungszyklus vom Multiplexer 72 ausgewählt, indem zwei Pseudozufallsbits als Multiplexerauswahlsignale S1 und S2 zugeführt werden. In dieser Ausführungsform wird jeder mögliche Wert durchschnittlich mit derselben Frequenz ausgewählt. Die möglichen Werte werden wie oben beschrieben gewählt, um das gewünschte Mittel und das Spreizen zu ergeben. Die Verwendung der Werte 49, 51, 52 und 53 würde beispielsweise ein Mittel von 51,25 und ein Spreizen von 4 ergeben. Der zufällig ausgewählte Wert wird dann von dem Addierer 76 und der zweiten Verriegelung 78 ähnlich dem zweiten Addierer 54 und der Verriegelung 58 von 9 akkumuliert, um den Rotationsbetrag r am Ausgang des Rotationssteuerschaltungsaufbaus vorzusehen.
In dem Beispiel von 18 sind vier Register 70₁ bis 70₄ vorgesehen. Es ist jedoch klar, dass eine beliebige geeignete Anzahl von Registern verwendet werden kann. Es ist auch klar, dass die Registerwerte R1 bis R4 entweder voreingestellt werden können oder in die Register nach Bedarf dynamisch geladen werden können.
Wenn ein Höchstgeschwindigkeitsbetrieb erforderlich ist, kann darüber hinaus der lokale Decoder für jedes Segment mit zwei (oder mehreren) Schaltungsabschnitten versehen sein, die jeweils dieselben grundsätzlichen Additions- und Vergleichsoperationen für verschiedene Bits der Parameter (die Segment-ID, der Rotationsbetrag r und das binäre Eingangswort D1–Dm) vornehmen. Beispielsweise kann ein erster Schaltungsabschnitt an den höchstwertigen Bits ansprechend auf jede Anstiegkante eines Taktsignals operieren, und ein zweiter Schaltungsabschnitt kann an den niedrigstwertigen Bits ansprechend auf jede Abfallkante des Taktsignals operieren. Die beiden oder mehreren Schaltungsabschnitte können gewünschtenfalls auch auf einer Pipeline-Basis arbeiten.
Ein solches Beispiel eines lokalen Pipeline-Decoders gemäß der Erfindung wird mit Bezugnahme auf 19 und 20 beschrieben. 19 zeigt einen lokalen Decoderschaltungsaufbau 260, der einen ersten Schaltungsabschnitt 26₁ und einen zweiten Schaltungsabschnitt 26₂ umfasst. Jeder der Schaltungsabschnitte 26₁ und 26₂ ist im Allgemeinen ähnlich dem einzelnen lokalen Decoder 26, der oben mit Bezugnahme auf 17 beschrieben ist, somit wird hier eine detaillierte Beschreibung der Schaltungsabschnitte 26₁ und 26₂ weggelassen.
In diesem Beispiel werden die von dem lokalen Decoder 260 vorgenommenen Operationen geteilt in Operationen an den niedrigstwertigen Bits, die von dem ersten Schaltungsabschnitt 26₁ vorgenommen werden, und Operationen an den höchstwertigen Bits, die von dem zweiten Schaltungsabschnitt 26₂ vorgenommen werden. Der erste Schaltungsabschnitt 26₁ verwendet nur die niedrigstwertigen Bits r(lsb) des Rotationsbetrags r, die niedrigstwertigen Bits D(lsb) des binären Eingangsworts D1–Dm und die niedrigstwertigen Bits ID(lsb) der lokalen Segment-ID. Der zweite Schaltungsabschnitt 26₂ verwendet die höchstwertigen Bits r(msb) des Rotationsbetrags r, die höchstwertigen Bits D(msb) des binären Eingangsworts D1–Dm und die höchstwertigen Bits ID(msb) der lokalen Segment-ID. Ein Übertragsbit "carry_add" ist auch erforderlich, um von dem Addierer 262₁ für niedrigstwertige Bits zum Addierer 262₂ für höchstwertige Bits kommuniziert zu werden, und ein Übertragsbit "carry_comp" ist erforderlich, um von dem Komparator 264₁ für niedrigstwertige Bits zum Komparator 264₂ für höchstwertige Bits kommuniziert zu werden, wie in 19 gezeigt. Kantengesteuerte Verriegelungen L1₁, L2₁, L3₁, L1₂ und L2₂ werden eingeschlossen, um eine Zeiteinstellung zu steuern, wie nun mit Bezugnahme auf 20 beschrieben.
Beginnend an einer Taktkante A addiert der erste Addierer 262₁ die niedrigstwertigen Bits r(lsb) und ID(lsb) des Rotationsbetrags r und der Segment-ID. Das Ergebnis ID_rot (lsb) und der Übertrag (carry_add) dieser Addition werden an der fallenden Taktkante B durch Verriegelungen L1₁ bzw. L3₁ verriegelt. An diesem Punkt beginnt der zweite Addierer, die höchstwertigen Bits r(msb) und ID(msb) des Rotationsbetrags r und der Segment-ID zu addieren (unter Berücksichtigung des carry_add-Bits, das von dem ersten Schaltungsaufbauabschnitt 26₁ weitergeleitet wird), zur selben Zeit, zu der der erste Komparator 264₁ das verriegelte Ergebnis ID_rot(lsb) der er sten Addition mit den niedrigstwertigen Datenbits D(lsb) vergleicht. Die Ergebnisse der zweiten Addition und des ersten Vergleichs werden dann von den Verriegelungen L1₁ bzw. L2₁ an der ansteigenden Taktkante C verriegelt. An diesem Punkt kann der erste Schaltungsaufbauabschnitt 26₁ Operationen an den nächsten Wandlungszyklusdaten beginnen, während der zweite Komparator 264₂ Operationen am vorhergehenden Wandlungszyklus vollendet.
Die Ausführungsform von 19 und 20 teilt die Additionsoperation in zwei Suboperationen "ADD lsbs" und "ADD msbs". Jede dieser Suboperationen involviert weniger Bits, als würde die Operation für alle Bits von r und ID durchgeführt werden müssen, wodurch es möglich wird, die Suboperationen an den lsbs innerhalb eines halben Zyklus sogar bei hohen Zyklusraten zu vollenden. Dasselbe gilt für die Vergleichsoperation, die auch in zwei kleinere Suboperationen "COMP lsbs" und "COMP msbs" geteilt wird. Wie aus 20 hervorgeht, überlappt in dieser Ausführungsform "ADD lsbs" mit "COMP msbs", und "ADD msbs" überlappt mit "COMP lsbs".
Auf diese Weise werden die von dem lokalen Decoder 260 vorgenommenen Operationen parallel ausgeführt, wobei Operationen von einem Wandlungszyklus mit Operationen von einem benachbarten Zyklus überlappen.
Ein weiterer Vorteil, der durch das Teilen des lokalen Decoders in zwei Schaltungsabschnitte 26₁ und 26₂ gewonnen wird, wie mit Bezugnahme auf 19 und 20 beschrieben, ist, dass der erste Schaltungsabschnitt 26₁ , der an den niedrigstwertigen Bits (lsbs) operiert, von den Segmenten gemeinsam genutzt werden kann, deren Segment-IDs dasselbe Bitmuster in ihren niedrigstwertigen Bits aufweisen.
Wenn beispielsweise ein Beispiel von 128 Segmenten herangezogen wird, die als 8 "Gruppen" jeweils mit 16 "Mitgliedern" behandelt werden (die Mitglieder jeder Gruppe ha ben alle dieselbe ID in den lsbs), umfasst die erste Gruppe (mit der lsb ID = 000) Segmente 0, 8, 16, ..., 120, die zweite Gruppe (mit der lsb ID = 001) umfasst Segmente 1, 9, 17, ..., 121, usw. bis zur achten Gruppe (mit der lsb ID = 111), die Segmente 7, 15, 23, ..., 127 umfasst. Nur ein lsb lokaler Decoderschaltungsabschnitt ist pro Gruppe erforderlich (jedes Mitglied hat seinen eigenen msb lokalen Decoderschaltungsabschnitt), und die oben beschriebenen Signale "carry_add" und "carry_comp" werden zu allen Mitgliedern der Gruppe gelenkt.
Dieser Ansatz kann etwa 50 % der Logik einsparen (was Gate-Anzahl, Energie und Fläche anbelangt), verglichen mit dem nicht-geteilten lokalen Decoder, der oben mit Bezugnahme auf 17 beschrieben ist. Mit 8 Gruppen von 16 Segmenten (unter Verwendung einer Teilung von 3 lsbs und 4 msbs) wird die Gate-Anzahl von 8·(16·7N) = 896N auf 8·(3N + 16·4N) = 536N reduziert, was 60 % des Originals beträgt (40 % Einsparung).
Die Einsparung wäre noch größer mit einer größeren Anzahl kleinerer Gruppen (z.B. 16 Gruppen aus 8, von 16·(8·7N) = 896N auf 16·(4N + 8·3N) = 448N, was eine Einsparung von 50 % ist), es kann jedoch andere Ausbildungsüberlegungen geben, die zu berücksichtigen sind, und die eine Verwendung kleinerer Gruppen weniger attraktiv machen könnten.
Obwohl die vorliegende Erfindung in Bezug auf DACs beschrieben wurde, ist es für Fachleute klar, dass die vorliegende Erfindung bei einem beliebigen Typ eines Mischsignal-Schaltungsaufbaus verwendet werden kann, der eine segmentierte Architektur hat. Die vorliegende Erfindung kann beispielsweise bei Analog-Digital-Wandlern, programmierbaren Stromgeneratoren und Mischern verwendet werden, die eine segmentierte Architektur haben.
Die oben mit Bezug auf die 19 und 20 beschriebene Pipeline-Rotationsschaltungsanordnung findet mehr allgemeine Anwendbarkeiten als in der Misch-Signal-Schaltungsanordnung. Zum Beispiel ist es in einer anderen Ausführungsform einer nur digitalen Scahltung erforderlich, einen Satz von digitalen Signalen zu erzeugen, die in Thermometerkodierter Weise gesteuert werden, in Übereinstimmung mit einem zugeführter Steuersignal, und auch gemäß einem Rotationsbetrag rotiert werden. In diesem Fall hat die Schaltungsanordnung eine Vielzahl von Signalgenerierschaltungen, die jeweils die Rotationschaltung der 19 enthalten, zum Erzeugen eines der digitalen Signals des Satzes.

Claims

Digitale Signalgenerierschaltungsanordnung zum Generieren eines rotierenden Satzes von digitalen Signalen (T1–Tn) in sukzessiven Operationszyklen abhängig von einem Steuersignal (D1–Dm), spezifizierend eine Zahl von digitalen Signalen in dem rotierenden Satz, welche einen vorbestimmten Zustand haben müssen, und einen Rotationsbetrag r, spezifizierend eine Zahl von digitalen Signalen, durch welche der rotierende Satz in einem laufenden der genannten Zyklen relativ zu dem genannten rotierenden Satz im vorhegehenden Zyklus rotiert wird, welche Schaltungsanordnung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie umfaßt: eine Viezlahl von Signalgenerierschaltungen (26), jede mit einer zugeordneten einzigartige Schaltungs-ID, und die jeweils in jedem Zyklus betreibbar sind, um ein rotiertes ID-Signal (ID_rot) zu er zeugen, welches abhängt von der zugeordneten Schaltungs-ID und welches um den Rotationsbetrag r von dem rotierten Signal (ID_rot) im vorhergehenden Zyklus verschieden ist, und um das digitale Signal (T) für seine Signalgenerierschaltung in den genannten vorbestimmten Zustand setzen, abhängig von einem Vergleich des rotierten ID-Signals (ID_rot) mit dem genannten Steuersignal (D1–DM); wobei jede Signalerzeugungsschaltung (26) mit einem ersten Schaltungsabschnitt (26₁ ) verbunden ist, der betreibbar ist, um einen ersten Teil (ID_rot(1sb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) zu erzeugen und diesen Teil (ID_rot(1sb)) des rotieren ID-Signals (ID_rot) mit einem ersten Teil (D(1sbl)) des Steuersignals (D1–Dm) zu vergleichen, und mit einem zweiten Schaltungsabschnitt (26₂ ), der betreibbar ist, um einen zweiten Teil (ID_rot(msb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) zu erzeugen und jenen Teil (ID_rot(msb)) mit einem zweiten Teil (D(msb)) des Steuersignals (D1–Dm) zu vergleichen, wobei der zweite Schaltungsabschnitt (26₂ ) den zweiten Teil (ID_rot (msb)) des rotierten Id-Signals (ID_rot) erzeugt, während der erste Schaltungsabschnitt (26₁ ) den ersten Teil (ID_rot(1sb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) mit dem ersten Teil (D(1sb)) des Steuersignals (D1–Dm) vergleicht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der ein solcher erster Schaltungsabschnitt (26₁ ) gemeinsam für eine Gruppe vson Signalgenerierschaltungen (26) vorgesehen ist, deren jeweilige ersten Teile (ID_rot(1sb)) der rotierten ID-Signale die selben sind und deren jeweilige ersten Teile (D(1sb)) der Datensignale die selben sind.
Verfahren zum Generieren eines rotierenden Satzes von digitalen Signalen (T1–Tn) in sukzessiven Operationszyklen abhängig von einem Steuersignal (D1–Dm), welches eine Zahl der digitalen Signale in dem rotierenden Satz spezifiziert, welche einen vorbestimmten Zustand haben müssen, und einen Rotationsbetrag r, der eine Zahl von digitalen Signalen spzifiziert, wodurch der rotierende Satz in einem laufenden der genannten Zyklen relativ zu dem rotierenden Satz in dem vorhergehenden Zyklus rotiert wird, welches Verfahren umfaßt; (a) Zuordnen einer einzigartigen Schaltungs-ID zu jeder der Vielzahl von Signalgenerierschaltungen (26); und (b) in jeder Signalgenerierschaltung Erzeugen, in jedem Zyklus, eines rotierten ID-Signals (ID_rot), welches von der zugeordneten Schaltungs-ID abhängt und welches um den genannten Rotationsbetrag r von dem rotierten ID-Signal (ID_rot) in dem vorhegehenden Zyklus verschieden ist, und Setzen des digitalen Signals (T) für seine Signalgenerierschaltung in den genannten vorbestimmten Zustand, abhängig von einem Ver gleich des rotierten ID-Signals (ID_rot) mit dem genannten Steuersignal (D1–Dm), wobei bei dem Schritt (b) ein erster Schaltungsabschnitt (26₁ ) der Signalgenerierschaltung (26) verwendet wird, einen ersten Teil (ID_rot(1sb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) zu erzeugen und diesen Teil (ID_rot(1sb)) des rotierten ID-Signales (ID_rot) mit dem ersten Teil (D(1sb)) des Steuersignals (D1–Dm) zu vergleichen, und ein zweiter Schaltungsabschnitt (26₂ ) verwendet wird, um einen zweiten Teil (ID_rot (msb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) zu erzeugen und diesen Teil (ID_rot(msb)) mit einem zweiten Teil (D(msb)) des Steuersignals (D1–Dm) zu vergleichen, und der zweite Schaltungsabschnitt (26₂ ) den zweiten Teil (ID_rot(msb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) erzeugt, während der erte Schaltungsabschsnitt (26₁ ) den ersten Teil (ID_rot(1sb)) des rotierten ID-Signals (ID_rot) mit dem ersten Teil (D(1sb)) des Steuersignals (D1–Dm) vergleicht.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem eine Gruppe der Signalgenerierschaltungen (26), deren jeweilige ersten Teile (ID_rot(1sb)) des rotierten ID-Signals die selben sind und deren jeweiligen ersten Datensignalteile (D(1sb)) die selben sind, denselben ersten Scahltungsabschnit (26₁ ) verwenden, um die Erzeugung und den Vergleich mit dem ersten Teil des rotierten ID-Signals auszuführen.