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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Digital-Analog-Wandlerschaltung
(Digital-Analog-Umwandlungsschaltung), die ein digitales Eingangssignal
mit n Bit in ein Signal mit einem thermometrischen Code umwandeln
und es in ein analoges Ausgangssignal umwandeln kann. Sie bezieht
sich auch auf ein Digital-Analog-Umwandlungsverfahren der oben erwähnten Art
und auf einen Digital-Analog-Umwandler mit einem Sigma-Delta-Modulator und einer
Digital-Analog-Umwandlungsschaltung der oben erwähnten Art.
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Bei
der Realisierung eines Digital-Analog-Umwandlers (DAC), der mit
modularen Elementen, z. B. kapazitiven Elementen verwirklicht ist,
gibt es einige Probleme hinsichtlich der technischen Umsetzung der
Schaltung, welche die Leistungsfähigkeit,
insbesondere was die Linearität
betrifft, beschränken.
Z. B. beruhen die Umwandler mit kapazitiven Elementen auf der Modularität der Elemente (Kondensatoren)
und auf der gegenseitigen Genauigkeit (Anpassung) der Bauteile.
Die Genauigkeit, mit der die kapazitiven Elemente verwirklicht werden können, hängt vorwiegend
mit den Eigenschaften der Technologie zusammen, weshalb es für gewöhnlich nicht
möglich
ist, die der Technologie eigene Grenze bei der allgemeinen Leistungsfähigkeit
des Umwandlers zu überwinden,
wenn der Kondensatorwert des einzelnen Bauteiles festgelegt ist.
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In
dem Fall der Überabtastungs-DAC-Umwandler,
d. h. der Frequenzbereich f, in dem das Signal enthalten ist, ist
kleiner als die Hälfte
der Abtastfrequenz fs/2 um zumindest einen Faktor 2, insbesondere
wenn die Überabtastungsbeziehung
OSR = (fs/2)/f einige Einheiten überwindet,
gibt es einige Techniken zum Verringern der Verfahrenstoleranzauswirkung
der Kondensatoren in dem Frequenzintervall f des Signals. Eine Technik
ist die, die eine Mischschaltung (Verschlüssler) verwendet, welche diese
Aufgabe durch Mischen der Verwendung der kapazitiven Element erfüllt. Insbesondere
sieht eine der Mischtechniken vor, daß die Kondensatoren, durch
welche die Umwandlung bewirkt wird, in einer periodischen Art und
Weise verwendet werden. Mit dieser Technik wird das durch Kondensatortoleranzen
eingeführte
Rauschen vorwiegend zu hohen Frequenzen verschoben und der Umwandler
wird mehr linear. Die beschriebene Mischtechnik bietet bestimmt
Vorteile, aber sie weist ein Problem darin auf, daß die Praxis
die Verwendung stark beschränkt
hat, d. h. das Vorhandensein von Tönen (Linien in dem Umwandlerfehlersprektrum),
die sich in einer besonders offensichtlichen Art und Weise bei Vorhandensein
eines konstanten oder sehr kleinen Eingangssignals zeigen.
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In
dem US-Patent 5,404,142 ist eine mehrstufige Mischschaltung mit
Zellen, die direkt oder entgegengesetzt die Eingänge und die Ausgänge verbinden,
beschrieben. Diese Lösung
weist nicht das Tonproblem auf, aber sie basiert auf einem sehr
komplexen Aufbau, der mit Zunahme der Anzahl an verwendeten Bits
wächst,
und sie ist aber auf Anwendungen mit einer Anzahl an modularen Elementen beschränkt, die
eine Potenz von zwei ist.
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In
dem Artikel von R. Radke, A. Eshraghi und T. Fiez „A Spurious
Free Delta Sigama DAC Using Rotated Data Weighted Averaging", Proceedings IEEE
1999 CICC, S. 125–128,
wird eine Wechseltechnik der Verwendung der modularen Elemente verwendet,
welche die Abfolge zeitweise mittels einer Kurve ändert, die
die möglichen
Abfolgen darstellt. Sie ist erfolgreich beim Überwinden des Tonproblems,
aber die Autoren stellen fest, daß das Anwenden ihrer Lösung auf
Umwandler mit mehreren Pegeln eine unvorstellbare Komplexität zur Folge
hat. Z. B. gibt es bei acht Pegeln (3 Bit) 5.040 Möglichkeiten.
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Die
GB 2 296 398 offenbart einen Digital-Analog-Umwandler, der eine
Mehrzahl an gleichgewichteten Zellen (53) zum Bereitstellen
eines analogen Ausgangssignals (35) in Abhängigkeit
von dem Wert des digitalen Signal enthält. Eine Schaltanordnung (51)
schaltet dynamisch eine Zahl der Mehrzahl von Zellen gemäß einem
Abfolgenbildungsschema, welches eine erste Abfolge umfaßt, die
derart angeordnet ist, daß jede
der Mehrzahl an Zellen (53) gleich oft geschaltet wird,
und eine zweite Abfolge umfaßt,
die derart angeordnet ist, daß sie
eine der Mehrzahl von Zellen (53) als eine Anfangsposition der
ersten Abfolge definiert. Auf diese Art und Weise wird die Niederfrequenztonerzeugung
innerhalb des analogen Ausgangssignals im wesentlichen unterdrückt.
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Vorzugsweise
ist das Schaltelement ein Decoder mit einer Mehrzahl an Ausgangsleitungen,
so daß jede
Leitung derart gekoppelt ist, daß sie eine der Mehrzahl an
Zellen schaltet. Das Schaltungselement beinhaltet vorzugsweise einen
Zufallszahlgenerator, der derart angeordnet ist, daß er eine
Zufallszahl bereitstellt, so daß die
Anfangsposition der ersten Abfolge bei jedem Auftreten der zweiten
Abfolge zufällig
definiert wird.
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Im
Hinblick auf den beschriebenen Stand der Technik ist eine Aufgabe
der vorliegenden Erfindung die des Bereitstellens einer Digital-Analog-Umwandlungsschaltung,
die ein digitales Eingangssignal mit n Bit in ein Signal mit einem
thermometrischen Code umwandeln und es in ein analoges Ausgangssignal umwandeln
kann, das ein geringstmögliches
Rauschen in dem Signalband aufweist.
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Eine
andere Aufgabe ist die des Verringerns oder sogar des Verhinderns
des Vorhandenseins des Tons, der die Linie in dem Ausgangssignalspektrum ist.
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Eine
weitere Aufgabe ist die des Bereitstellens einer Schaltung mit einer
verringerten Komplexität,
so daß ein
bedeutender Einfluß auf
die Abmessungen für
ihre Verwirklichung vermieden wird.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung werden diese und andere Aufgaben durch eine Digital-Analog-Umwandlungsschaltung
gemäß Anspruch
1 erreicht, die ein digitales Eingangssignal mit n Bit in ein analoges
Ausgangssignal umwandeln kann.
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Derartige
Aufgaben werden außerdem
erreicht durch ein Analog-Digital-Umwandlungsverfahren,
das ein digitales Ausgangssignal mit Wörtern von n Bit in ein analoges
Ausgangssignal nach Anspruch 9 umwandeln kann.
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Weiter
werden sie erreicht durch einen Digital-Analog-Umwandler mit einem
Sigma-Delta-Modulator und einer Digital-Analog-Umwandlungsschaltung gemäß Anspruch
1.
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Dank
der vorliegenden Erfindung ist es möglich, eine Schaltung zu verwirklichen,
deren Komplexität
nicht mit Zunehmen der Umwandlerpegelanzahl wächst, und daher ist sie auch
bei einem DAC mit erhöhter
Anzahl an Bit verwendbar.
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Weitere
Merkmale und Zweckmäßigkeiten der
Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der beigefügten Zeichnungen.
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Von
den Figuren zeigen:
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1 einen
Digital-Analog-Umwandler mit einem Sigma-Delta-Modulator;
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2 einen
als Beispiel dienenden Schaltplan eines D/A-Umwandlers mit kapazitiven Elementen;
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3 einen
als Beispiel dienenden Schaltplan eines D/A-Umwandlers mit Widerstandselementen;
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4 einen
als Beispiel dienenden Schaltplan der Verwendung von Kondensatoren
eines D/A-Umwandlers aus 2;
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5 eine
graphische Darstellung des Fehlers des Umwandlers aus 2 gegen
die Frequenz bei Vorhandensein des Signals;
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6 einen
Blockschaltplan einer Schaltung, die ein digitales Eingangssignal
in ein Signal mit einem thermometrischen Code gemäß dem bekannten
Stand der Technik umwandelt;
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7 einen
als Beispiel dienenden Schaltplan der Verwendung von Kondensatoren
eines D/A-Umwandlers aus 2 mit der Steuerschaltung aus 6;
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8 eine
graphische Darstellung des Fehlers des Umwandlers aus 6 gegen
die Frequenz bei Vorhandensein des Signals;
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9 eine
Fehler-Frequenz-Kurve des Umwandlers aus 6 bei Abwesenheit
des Signals;
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10 einen
Blockschaltplan einer Schaltung, die ein digitales Eingangssignal
in ein Signal mit einem thermometrischen Code umwandeln kann, gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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11 einen
als Beispiel dienenden Schaltplan der Verwendung von Kondensatoren
eines D/A-Umwandlers aus 2 mit der Steuerschaltung aus 10 gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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12 eine
Kurve des Fehlers des Umwandlers aus 10 gegen
die Frequenz bei Vorhandensein des Signals;
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13 eine
Kurve des Fehlers des Umwandlers aus 10 gegen
die Frequenz bei Abwesenheit des Signals;
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1 zeigt
einen allgemeinen Blockschaltplan eines Digital-Analog-Umwandlers mit einem Sigma-Delta-Modulator 1,
der ein digitales Signal 4 an dem Eingang empfängt, wobei
das von dem Sigma-Delta-Modulator 1 kommende Signal 5 an
einen Digital-Analog-Umwandler 2 angelegt
ist. Das von dem Digital-Analog-Umwandler 2 kommende
analoge Signal 6 wird an einen anpassenden Tiefpaßfilter 3 angelegt,
der ein Ausgangssignal 7 erzeugt.
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Der
Digital-Analog-Umwandler 2 gemäß dem bekannten Stand der Technik
umfasst einen D/A-Umwandler mit kapazitiven Elementen und einer Schaltung,
die ein digitales Eingangssignals in ein Signal mit einem thermometrischen
Code umwandeln kann.
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In 2 ist
ein als Beispiel dienender Schaltplan eines D/A-Umwandlers mit kapazitiven Elementen 21 dargestellt.
Er umfaßt,
wenn z. B. ein Umwandler mit einem thermometrischen Code mit acht Pegeln
betrachtet wird, sieben Kondensatoren C1–C7, die jeweils einen Anschluß davon
miteinander verbunden und an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 20 angelegt
haben. Der nicht invertierende Eingang ist mit Masse verbunden und
zwischen dem Ausgang (an dem das analoge Signal 6 anliegt)
und dem invertierenden Eingang ist ein Kondensator C0 geschaltet.
die Kondensatoren C1–C7
sind in Serie mit sieben Schaltern I1–I7 verbunden, die durch Signale
SW1–SW7
gesteuert sind, die von einer Schaltung kommen, die ein digitales Eingangssignal
in ein Signal mit einem anschließend beschriebenen thermometrischen
Code umwandeln kann. Die Schalter I1–I7 verbinden selektiv nach Steuerung
der Signale SW1–SW7
die Kondensatoren C1–C7
miteinander oder mit einer ersten vorbestimmten Vorspannung Vp1
oder mit einer zweiten vorbestimmten Vorspannung Vp2, die in dem
Beispiel aus 2 der Masse entspricht.
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3 zeigt
einen als Beispiel dienenden Schaltplan eines D/A-Umwandlers mit
Widerstandselementen 31, der alternativ zu der Schaltung
aus 2 verwendet werden kann. Er entspricht der Schaltung 21 aus 2 mit
der Ausnahme, daß die Kondensatoren
C0–C7
durch Widerstände
R0–R7 ersetzt
worden sind, wobei die anderen entsprechenden Elemente die gleichen
Bezugszeichen haben.
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4 zeigt
einen als Beispiel dienenden Schaltplan der Kondensatorverwendung
des D/A-Umwandlers 21 aus 2 gemäß dem bekannten
Stand der Technik. In 4 sind zehn Spalten 41–50 aus
sieben Elementen dargestellt, die zehn Beispiele von digitalen Werten
mit acht Pegeln mit thermometrischem Code wiedergeben, in unserem Beispiel
den Signalen SW1–SW7
der Steuerschalter I1–I7
entsprechen, und sie geben daher die Kondensatoren C1–C7 wieder,
die für
die Umwandlung verwendet werden. Insbesondere entsprechen die unter den
Spalten 41 bis 50 dargestellten Zahlen den umzuwandelnden
digitalen Werten und die Elemente in dunkler Farbe geben die Kondensatoren
wieder, welche für
die Umwandlung verwendet werden. Wenn daher n der umzuwandelnde
Wert ist, werden die ersten n Kondensatoren verwendet.
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In 5 kann
das Ergebnis einer Simulation eines D/A-Umwandlers 21 mit
kapazitiven Elementen mit einer vorbestimmten Verfahrenstoleranz
gesehen werden, die z. B. eine Verteilung mit einem σ von 1% aufweist.
Auf der Abszisse ist die Frequenz f dargestellt und auf der Ordinate
ist die Amplitude A des Spektrums dargestellt, und das angelegte
Signal ist eine 20 Hz-Sinuskurve mit einer Amplitude von gleich –10 dB.
Insbesondere ist das Spektrum der Differenz zwischen der wirklichen
analogen Spannung (die durch Elemente mit einer vorbestimmten Verfahrenstoleranz
erzeugt wird) und der idealen (die durch Elemente erzeugt wird,
die keine Toleranz zeigen) gezeigt, d. h. es entspricht dem Rauschen
aufgrund der Toleranzen der werte des einzelnen Kondensators. Die
Linien oder Töne,
die in der Kurve gesehen werden können, sind eine Wirkung der
Nichtlinearität.
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Wir
beziehen uns nun auf 6, die einen Blockschaltplan
einer Schaltung zeigt, die ein digitales Eingangssignal 5 in
ein Signal mit einem thermometrischen Code gemäß dem bekannten Stand der Technik
umwandeln kann. Das von dem Sigma-Delta-Modulator 1 kommende
Signal 5, das z. B. 3 Bit hat, wird vorzugsweise in einer
parallelen weise auf drei getrennten Leitungen an einen thermometrischen
Decoder 60 angelegt, der am Ausgang auf sieben Leitungen
die Signale T1–T7
erzeugt, die einen thermometrischen Code (8 Pegel) haben,
der dem am Eingang vorhandenen Wort (mit 3 Bit) entspricht. Der
thermometrische Decoder 60 wird nicht weiter beschrieben,
da er dem Techniker auf dem Gebiet gut bekannt ist. Die Signale
T1–T7
werden an den Eingang eines Schieberegisters 61 angelegt,
welches die Ausgangssignale SW1–SW7
erzeugt, die wie Steuerungen der Schalter des D/A-Umwandlers 21 mit
kapazitiven Elementen aus 2 verwendet werden.
Das Signal 5 wird auch an einen Addiererknoten 63 angelegt,
wobei der Ausgang des Addiererknotens 63 mit einer Verzögerungsschaltung 62 verbunden
ist. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 62 ist
an einen Schiebeeingang 64 des Schieberegisters 61 und
an einen weiteren Eingang des Addiererknotens 63 angelegt.
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Die
Schaltung aus 6 verwendet die Mischtechnik,
die vorsieht, die Kondensatoren, durch welche die Umwandlung bewirkt
wird, in einer periodischen Art und Weise zu verwenden.
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Mit 7 sind
analog zu 4 die Kondensatoren des D/A-Umwandlers 21 aus 2 mit
der Steuerschaltung aus 6 zu sehen. Tatsächlich ist es
möglich,
zu sehen, daß wenn
n der umzuwandelnde Wert ist, die ersten n Kondensatoren nicht verwendet
werden, sondern periodisch verschoben werden. Es ist zu beginnen
mit der Verwendung des Kondensators, der dem zuvor verwendeten folgt,
und beim Füllen
des Schieberegisters 61 ist mit dem Beginnen von demselben
fortzufahren.
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Die
Verzögerungsschaltung 62 und
der Addiererknoten 63 arbeiten derart, daß die Werte
des in dem Schieberegister 61 vorhandenen Wortes um einen
Wert verschoben werden, der gleich dem Wert des vorhergehenden Wortes
ist. Mit dieser Technik wird das Rauschen, das durch die Kondensatorverfahrenstoleranzen
erzeugt wird, zu hohen Frequenzen verschoben, die außerhalb
des Signalbands vorherrschen, und der D/A-Umwandler 21 wird
mehr linear. Diese Technik zeigt bestimmte Vorteile, aber sie hat
ein die Verwendung in der Praxis stark beschränkendes Problem, welches das
Vorhandensein von Tönen
(Linien in dem Spektrum) ist, die sich in einer besonders offensichtlichen
Art und Weise bei Vorhandensein eines konstanten oder sehr schmalen Eingangssignals
zeigen. Tatsächlich
kann das Ergebnis einer Simulation analog zu der in 5 gezeigten
(20 Hz-Sinuskurve und Amplitude von –10 dB) in 8 gesehen
werden, aber mit einer Steuerschaltung wie der aus 6,
und in 9 kann eine andere Simulation gesehen werden wieder
mit einer Steuerschaltung wie der aus 6, aber
mit einem angelegten 20 Hz-Sinuskurvensignal und einer Amplitude,
die gleich –90
dB ist. Es ist in der Tat insbesondere bei kleinen Eingangssignalen
ein merkbares Vorhandensein von Tönen zu bemerken.
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In 10 ist
nun ein Blockschaltplan einer Schaltung angegeben, die ein digitales
Eingangssignal in ein Signal mit einem thermometrischen Code gemäß der vorliegenden
Erfindung umwandeln kann.
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Sie
unterscheidet sich von der in 6 dargestellten
durch das Hinzufügen
eines Addiererknotens 90 und eines Zufallszahlgenerators 91.
Insbesondere ist der Ausgang der Schiebeschaltung 62 nicht
direkt an den Schiebeeingang des Schieberegisters 61 sondern
an einen Addiererknoten 90 angelegt, dessen Ausgang mit
dem Schiebeeingang 64 verbunden ist. Der Ausgang des Zufallszahlgenerators 91 wird
in einen weiteren Addiererknoten 90 eingespeist.
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Mit 11 ist
es analog zu den 4 und 7 möglich zu
sehen, wie die Kondensatoren des D/A-Umwandlers 21 aus 2 mit
der Steuerschaltung aus 10 verwendet
werden. Es ist zu bemerken, daß die
Kondensatoren periodisch verschoben werden wie in dem Fall aus 7,
aber der Generator 91 erzeugt den Wert 1, der zu dem aus
der Verzögerungsschaltung 62 gehenden
Wert addiert wird, mit einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeit, und
er bewirkt daher, daß die
periodische Verschiebung, welche durch die Verzögerungsschaltung 62 gegeben
ist, springt. Das Ergebnis ist ein Spektrum, das im wesentlichen
flach ist mit der Abwesenheit von Tönen auch bei kleinen Eingangssignalen
wie in 12 und 13 gesehen
werden kann.
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Tatsächlich kann
in 12 das Ergebnis einer Simulation gesehen werden,
die analog zu der in 8 gezeigten (Sinuskurve mit
20 Hz und Amplitude von –10
dB) ist, aber mit einer Steuerschaltung wie der aus 10 gemäß der vorliegenden
Erfindung, und in 13 kann eine andere Simulation
gesehen werden, die analog zu der in 9 gezeigten (Sinuskurve
mit 20 Hz und einer Amplitude von –90 dB) ist, immer mit einer
Steuerschaltung wie der aus 10.
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Der
Zufallszahlgenerator 91 erzeugt vorzugsweise zwei Werte
0 und 1, aber auch andere Werte können erzeugt werden. In dem
hier beschriebenen Beispiel ist die Wahrscheinlichkeit, daß der Wert
1 erzeugt wird, vorbestimmt. Ausgehend von den Kondensatortoleranzen,
die von einem bestimmten Herstellungsverfahren der integrierten
Schaltung erwartet werden können,
und von dem Ausführen von
Simulationen des D/A-Umwandlers 21, wird die Auftrittswahrscheinlichkeit
des Werts 1 festgelegt, mit der ein in einem vorbestimmten Band
gewünschtes und
vorzugsweise flaches Signal-Rausch-Verhältnis erreicht werden kann.
Die Auftrittswahrscheinlichkeit des Wertes 1 ist normalerweise kleiner
als 1/10 und ist vorzugsweise geringer als 1/100.
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Z.
B. ist für
einen D/A-Umwandler 21 mit drei Bit und d. h. acht Pegeln
(sieben Kondensatoren) mit einem Audiosignal des Bands B = 20 kHz,
einer Abtastfrequenz von zumindest fcm = 44 kHz, einer Überabtastung
von 128 und einer Kondensatortoleranz mit einer Wahrscheinlichkeit
mit einem σ =
1%, um ein Signal-Rausch-Verhältnis von
90 dB zu bekommen, die Auftrittswahrscheinlichkeit des wertes 1 gleich
1/4096.