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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Signalsynthetisierer.
Sie wird insbesondere bei der direkten digitalen Frequenzsynthese
angewendet, insbesondere auf dem Gebiet der Radartechnik oder auf
dem Gebiet der Instrumentierung.
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Die
direkte digitale Synthese ist eine Frequenzsynthesetechnik, die
darin besteht, die Tastproben eines Signals, das man erzeugen möchte, in digitalen
Werten zu erarbeiten und diese Tastproben mit Hilfe eines Digital/Analog-Wandlers
in analoge Signale umzuwandeln. Die durch diese Technik erhaltenen
Signalsynthetisierer sind sehr attraktiv bezüglich ihres Volumens, ihres
Gewichts und ihres Energieverbrauchs, da sie von einer großen Integration profitieren
können.
Ihre weiteren Vorteile sind insbesondere eine sehr hohe Auflösung und
sehr kurze Umschaltzeiten von einer Frequenz zur anderen.
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Im
Allgemeinen besitzt der Digital/Analog-Wandler eine geringere Auflösung als
die Bitzahl N des digitalen Nutzsignals, das mit dem Ziel seiner Umwandlung
in ein analoges Signal erarbeitet wird. Der Übergang von N Bits auf M Bits,
der Auflösung des
Digital/Analog-Wandlers,
erzeugt einen Quantifizierungsfehler. Aufgrund dieser Quantifizierung
ist die Übertragungsfunktion
des Digital/Analog-Wandlers, d.h. die Ausgangsspannung des Wandlers
in Abhängigkeit
von den digitalen Eingangswörtern, eine
Treppenfunktion.
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Ein
solcher digitaler Signalsynthetisierer ist in der Druckschrift WO-A-89/06009
beschrieben, wobei der Synthetisierer Mittel zum Hinzufügen eines pseudozufälligen Rauschsignals
zur Reduzierung des aus der Kürzung
stammenden Rauschens aufweist. Dieser Synthetisierer besitzt Mittel
zur Erzeugung der Tastproben eines mit k Bits codierten digitalen
Nutzsignals, das in Abhängigkeit
von einem Frequenzsteuerwort in ein analoges Signal umzuwandeln
ist, Mittel zur Erzeugung eines mit n Bits codierten Rauschsignals
und einen Analog/Digital-Wandler, wobei das Nutzsignal und das Rauschsignal
von einem Addierglied zu den k-t niederwertigen Bits des Nutzsignals
addiert werden, wobei t höherwertige Bits
des Ergebnisses der Addition vom Digital/Analog-Wandler in ein analoges
Signal umgewandelt werden, wobei t niedriger ist als k, und die
Mittel zur Erzeugung eines Rauschsignals Mittel zur Erzeugung eines
weißen
Rauschens aufweisen, das getastet und gleichwahrscheinlich ist.
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Bei
diesen digitalen Synthetisierern wird die spektrale Reinheit außerdem durch
die Nicht-Linearitäten
der Digital/Analog-Wandler begrenzt, die sie enthalten. Die Nicht-Linearitäten bezeichnen
die Tatsache, dass die Treppenstufen der Transferfunktion des Digital/Analog-Wandlers nicht von
gleicher Höhe sind,
und dass der Übergang
zwischen Stufen unregelmäßige Phänomene erzeugt.
Diese Nicht-Linearitäten
führen
zur Erzeugung von harmonischen Frequenzen, die aufgrund der Abtastung
gefaltet sind. So werden Störlinien
erzeugt, wobei eine Störlinie eine
Spektralkomponente ist, die sich auf anderen Frequenzen befindet
als diejenige der Grundkomponente des zu synthetisierenden Signals.
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Es
ist ein Ziel der Erfindung, die Verbesserung der spektralen Reinheit
der digitalen Signalsynthetisierers zu ermöglichen, indem die Wirkung
der Nicht-Linearitäten der
Digital/Analog-Wandler reduziert wird, die sie enthalten. Zu diesem
Zweck hat die Erfindung einen Signalsynthetisierer zum Gegenstand,
der Mittel zur Erzeugung der Tastproben eines mit N Bits codierten
digitalen Nutzsignals, das in Abhängigkeit von einem Frequenzsteuerwort
in ein analoges Signal umzuwandeln ist, und Mittel zur Erzeugung
eines Rauschsignals aufweist, wobei das Nutzsignal und das Rauschsignal
von einem Addierglied addiert werden, wobei M höherwertige Bits des Ergebnisses
der Addition vom Digital/Analog-Wandler in
ein analoges Signal umgewandelt werden, wobei M niedriger ist als
N, wobei die Mittel zur Erzeugung eines Rauschsignals mindestens
Mittel zur Erzeugung eines getasteten und gleichwahrscheinlichen weißen Rauschens
aufweisen, dadurch gekennzeichnet, dass das Rauschsignal auch mit
N Bits codiert ist, und dass die Mittel zur Erzeugung des Rauschsignals
außerdem
mindestens Mittel zur Zwischenfügung
einer Null zwischen zwei Rauschtastproben und Mittel zur Filterung,
mit symmetrischer Impulsantwort, der Tastproben mit Verzögerung um eine
halbe Tastperiode aufweisen, damit das Rauschen mindestens eine
Rauschdichte aufweist, die im Wesentlichen gleich einem gleichwahrscheinlichen
Gesetz ist, wobei diese Dichte außerhalb eines gegebenen Raums
Null und das Histogramm des Rauschens stationär ist.
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Die
Hauptvorteile der Erfindung sind, dass sie es ermöglicht,
das Kürzungsrauschen
zu reduzieren, dass sie einfach anzuwenden und wirtschaftlich ist.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden
Beschreibung anhand der beiliegenden Zeichnungen hervor. Es zeigen:
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1 in
einer Schemadarstellung ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Synthetisierers;
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2 ein
Beispiel eines Rausch-Histogramms, das in einem erfindungsgemäßen Synthetisierer
erzeugt wird;
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3 ein
Ausführungsbeispiel
von Mitteln zur Ausarbeitung des digitalen Signals, das ausgehend
von einem Steuerwort in ein analoges Signal umzuwandeln ist;
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4 ein
Ausführungsbeispiel
von Rauscherzeugungsmitteln, die in einem erfindungsgemäßen Synthetisierer
verwendet werden;
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5 ein
Beispiel einer Impulsantwort der in den erwähnten Mitteln verwendeten Filterung;
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6 ein
weiteres Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Synthetisierers,
der insbesondere einen Sigma-Delta-Modulator aufweist, um Kürzungs-Störlinien
zu unterdrücken;
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7 ein
weiteres Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Synthetisierers,
der insbesondere zwei Sigma-Delta-Modulatoren aufweist, um Kürzungs-Störlinien
zu unterdrücken;
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8 ein
Ausführungsbeispiel
eines Sigma-Delta-Modulators,
der von den vorhergehenden Ausführungsbeispielen
verwendet wird.
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1 zeigt
in einer Schemadarstellung eine erste mögliche Ausführung eines erfindungsgemäßen Synthetisierers.
Die Synthese eines Signals besteht insbesondere in der Erzeugung
eines analogen Signals ausgehend von einem Frequenzsteuerwort, das
zum Beispiel in digitaler Form erstellt wird. Er weist insbesondere
Mittel 1 zur Erzeugung von Tastproben des Nutzsignals,
Mittel 2 zur Erzeugung von Rausch-Tastproben und einen Digital/Analog-Wandler 3 auf.
Die Einspeisung eines Rauschens, das ein Histogramm und eine besondere
spektrale Verteilung aufweist, ermöglicht es insbesondere, die
Nicht-Linearitäten
zu reduzieren. Dieses Rauschen hat nämlich eine Amplitude nahe derjenigen
des Nutzsignals, vorzugsweise gleich oder höher. Es weist weiter eine Wahrscheinlichkeitsdichte
nahe oder im Wesentlichen gleich dem gleichwahrscheinlichen Gesetz
auf, wobei diese Dichte außerhalb
eines gegebenen Raums Null ist.
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Ein
nicht dargestelltes Filter ist zum Beispiel mit dem Ausgang des
Digital/Analog-Wandlers 3 verkabelt, um das vom Rauschgenerator 2 erzeugte Rauschen
zu filtern und so das erwartete Nutzsignal zu liefern. Im Allgemeinen
hat das Nutzsignal ein schmales Band und kann in einem Frequenzband
unter der Taktfrequenz variieren, wodurch ein spektraler Raum zur
Verfügung
steht, um das Rauschen anzuordnen.
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2 zeigt
ein Beispiel eines Histogramms des vom Rauschgenerator 2 erzeugten
Rauschens. 2 zeigt eine erste Kurve 11,
die in der Ordinate die Wahrscheinlichkeit P darstellt, dass die
Amplitude des Rauschens in einem gegebenen Intervall [A, A+dA] liegt.
Zu diesem Zweck stellt die Ordinatenachse die Wahrscheinlichkeit
P des Auftretens des Rauschens und die Abszissenachse die Amplitude des
Rauschens dar. Die Amplitude des Rauschens liegt zwischen einem
Wert Amin und einem Wert Amax, die
einen Intervall [Amin, Amax]
definieren. Diese Werte sind im Wesentliche gleich oder nahe den
minimalen und maximalen Amplituden des Nutzsignals, sogar höher als
diese Amplituden, was außerdem
in einer Kurve 12 dargestellt ist, die zwischen den Werten
Amin und Amax verläuft. Die
Wahrscheinlichkeit P des Rauschens ist in dem zwischen diesen werten
Amin und Amax liegenden
Intervall im Wesentlichen konstant. Die Wahrscheinlichkeitsdichte
des Rauschens ist also im Wesentlichen gleich einem gleichwahrscheinlichen
Dichtegesetz.
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3 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der Mittel 1 zur Erzeugung der Tastproben des Nutzsignals. Dieses
Nutzsignal ist das in ein analoges Signal umzuwandelnde digitale
Signal. Die Tastproben sind digitale Daten. Die Erzeugungsmittel 1 weisen
zum Beispiel im besonderen Fall eines sinusförmigen Signals einen Phasenakkumulator 21 und
einen Speicher 22 auf, der die Sinusfunktion enthält. Die
Mittel 1 zur Erzeugung von digitalen Tastproben des zu synthetisierenden sinusförmigen Signals
empfangen ein digitales Wort zur Steuerung der Frequenz, nachfolgend
Frequenzwort genannt, und ein Taktsignal. Dieses Frequenzwort wird
an den Phasenakkumulator 21 geliefert. Dieser weist zum
Beispiel einen Generator von digitalisierten Werterampen auf, die
an den Adressenbus des Speichers 22 der Sinusfunktion geliefert
werden. Eine digitalisierte Rampe ist eine Folge von digitalen Werten,
die gleichmäßig bis
zu einem gegebenen Wert ansteigt und dann direkt auf Null abfällt, um
von neuem anzusteigen, und so weiter, analog zu den bekannten analogen
Rampen. Jedem Frequenzwort entspricht eine digitalisierte Rampe.
In Abhängigkeit
vom Ablauf der auf seinem Adressenbus vorhandenen Rampenwerte liefert
der Speicher 22 am Ausgang ein sinusförmiges Signal, das mit der
Taktfrequenz abgetastet wird. Der Ausgangsbus des Speichers 22 enthält N Bits.
Das abgetastete digitale Signal ist also mit N Bits codiert. Es
ist dieses Signal, das anschließend
in ein sinusförmiges analoges
Signal umgewandelt werden soll. Der Ausgang des Speichers 22 bildet
den Ausgang der Mittel 1 zur Erzeugung der Tastproben des
zu synthetisierenden Signals.
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1 zeigt,
dass ein erfindungsgemäßer Synthetisierer
zum Beispiel ein Addierglied 4 aufweist. Letzteres addiert
das mit N Bits codierte Nutzsignal und das von den Mitteln 2 zur
Rauscherzeugung gelieferte Signal, das auch mit N Bits codiert ist. Die
Amplituden des Nutzsignals und des Rauschsignals sind zum Beispiel
so definiert, dass das Ergebnis der Addition ohne Überlauf
mit N Bits codiert ist. Der Ausgang des Addierglieds 4 ist
zum Beispiel mit dem Eingang der Kürzungsmittel 5 verbunden.
Die Kürzung
besteht einfach darin, die M höherwertigen Bits
zu behalten und die (N-M) niederwertigen Bits aufzugeben, wobei
M niedriger ist als N. So wird das vom Addierglied 4 stammende
Signal zum Beispiel auf M höherwertige
Bits gekürzt,
wobei M niedriger ist als N, um sich an die Dynamik des Digital/Analog-Wandlers 3 anzupassen,
dessen Eingang mit dem Ausgang der Kürzungsmittel 5 verbunden
ist.
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Die
Rauscherzeugungsmittel 2 haben insbesondere eine doppelte
Aufgabe. Sie ermöglichen
es, die Fehler aufgrund der Kürzung
des Nutzsignals von N Bits auf M Bits zu dekorrelieren, indem sie
insbesondere die Energie dieser Fehler im Frequenzspektrum ausbreiten.
Aber vor allem verbessern sie die spektrale Reinheit des Synthetisierers,
indem sie die Wirkung der Nicht-Linearitäten des
Digital/Analog-Wandlers 3 reduzieren.
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4 zeigt
in einer Schemadarstellung ein mögliches
Ausführungsbeispiel
der Rauscherzeugungsmittel 2. Durch diese Mittel wird ein
getastetes und gleichwahrscheinliches weißes Rauschen erzeugt, die Tastfrequenz
ist zum Beispiel gleich der Hälfte
der Tastfrequenz des Nutzsignals. Dann wird dieses Rauschen Nicht-Linearitäten unterzogen,
um die Wahrscheinlichkeit des Auftretens der extremen Amplitudenwerte
zu erhöhen,
um die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von mittleren Amplituden
zu reduzieren und um die Wahrscheinlichkeit außerhalb des erwähnten Intervalls
[Amin, Amax] zu
annullieren. Eine Null-Tastprobe
wird dann zwischen zwei Rausch-Tastproben hinzugefügt. Dann
wird eine symmetrische und um eine halbe Tastperiode verschobene
Filterung des Rauschens durchgeführt, diese
Filterung ist zum Beispiel eine gewichtete sin(x)/x-Filterung. Schließlich wird
das Rauschen zum Beispiel um die halbierte Taktfrequenz herum umgesetzt,
wobei diese Frequenz die Tastfrequenz ist. So weisen die Rauscherzeugungsmittel 3,
wie sie in 4 gezeigt sind, Mittel zur Erzeugung
eines getasteten weißen
Rauschens 31, gefolgt von Mitteln zur Erzeugung einer Nicht-Linearität 32 auf,
auf die Mittel 33 zur Zwischenfügung einer Null zwischen zwei
Rausch-Tastproben
folgen. Das von diesen letzteren erzeugte Rauschen wird dann von
Mitteln 34 gefiltert, zum Beispiel mit einer gewichteten
und um eine halbe Tastperiode verschobenen sin(x)/x-Filterung, wobei
auf diese Mittel 34 Mittel 35 zur Umsetzung des
so gefilterten Signals um die halbierte Tastfrequenz herum folgen,
wobei diese Tastfrequenz außerdem
von einem Taktgeber aufgezwungen wird.
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Die
Mittel zur Erzeugung von getastetem weißen Rauschen bestehen zum Beispiel
aus einem Pseudo-Zufallsgenerator.
Die Mittel zur Erzeugung einer Nicht-Linearität bestehen zum Beispiel aus
digitalen Transcodiermitteln, die ein Gesetz zwischen dem Eingang
und dem nicht-linearen Ausgang aufweisen. Die Zwischenfügung einer
Null zwischen zwei Rauschtastproben wird zum Beispiel von einem Mikroprozessor
oder einer beliebigen anderen digitalen Verarbeitungsschaltung durchgeführt. Die
Mittel 34 der gewichteten und um eine halbe Tastperiode verschobenen
sin(x)/x-Filterung werden zum Beispiel digital hergestellt. Diese
Filterung kann durch jedes Filter mit symmetrischer Impulsantwort.
ersetzt werden. Schließlich
bestehen die Mittel 35 zur Umsetzung um die Hälfte der
Taktfrequenz herum zum Beispiel aus Mitteln, die eine Multiplikation
der Tastproben abwechselnd mit +1 und –1 durchführen.
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5 zeigt
die Rauschtastproben bezüglich der
sin(x)/x-Filterung. Die dargestellten Rauschtastproben sind diejenigen,
die nach der Einfügung
der Nullwerte erzeugt werden. So weist das dargestellte Rauschsignal
die Tastproben 41 auf, die zum Beispiel den Nicht-Linearitäten unterzogen
wurden. Nullwerte 42 sind zwischen die vorhergehenden Tastproben 41 eingefügt, wobei
die Periode zwischen einer Tastprobe ungleich Null 41 und
einer Null gleich der Tastperiode T des Nutzsignals ist. Eine sin(x)/x-Kurve 43 stellt
die Impulsantwort des Filters der Filterungsmittel 34 dar.
Der Scheitel 44 dieser Kurve 43 ist um eine halbe
Tastperiode T/2 bezüglich
einer Rauschtastprobe ungleich Null 41 verschoben. Außerdem wirkt die
Breite L der Hauptkeule der Impulsantwort des Filters auf die Steifheit
des Histogramms 11 ein. In anderen Worten sind die Steigungen 111, 112 des Histogramms,
wie zum Beispiel in 2 dargestellt, umso steiler,
je schmaler diese Breite ist, d.h. umso schneller geht die Wahrscheinlichkeit
des Auftretens P des Rauschens von Null zum Plateauwert 110 über, gleiches
gilt für
den umgekehrten Übergang
auf Null. Dagegen ergibt eine schmale Keule ein breites Spektrum,
was dazu führen
kann, einen Kompromiss bezüglich
der Breite der Keule einzugehen. Das Rauschen ist so perfekt lokalisiert
und greift nicht auf das Band der Nutzsignale über. Es ist also möglich, nach der
Digital-Analog-Umwandlung zu filtern. Außerdem ermöglicht es ein hoher Wert des
Rauschens, sowie ein Histogramm, das nahe einer quadratischen Form liegt,
die Nicht-Linearitäten
gut zu glätten
und sie somit zu unterdrücken.
Dieses Ergebnis ist umso besser, je stationärer das Histogramm ist. Im
vorliegenden Fall ist ein Histogramm stationär, wenn es gleich bleibt, unabhängig von
der Untergruppe von Rauschtastproben. Die Form des Histogramms sowie
seine stationäre
Eigenschaft wird vorteilhafterweise insbesondere durch die Mittel 33 zur
Zwischenfügung
einer Null zwischen Tastproben und durch die symmetrische und um
eine halbe Tastprobe 34 verschobene Filterung erhalten.
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6 zeigt
in einer Schemadarstellung eine weitere mögliche Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Synthetisierers.
In dieser Ausführungsform wird
ein Sigma-Delta-Modulator verwendet, um den Kürzungsfehler zu entfernen,
der aus dem Übergang von
N Bits zu M Bits für
das Nutzsignal besteht. Die Kürzung
wird hier zum Beispiel am Ausgang des Addierglieds 4 durchgeführt, das
die Summe des Nutzsignals und des Rauschsignals bildet. Es ist klar, dass,
wenn es Nicht-Linearitäten
gibt, es nicht nützlich
ist, die Kürzungsfehler
zu unterdrücken
zu versuchen, da die Kürzungsstörlinien
in den anderen Störlinien
versenkt bleiben, insbesondere denjenigen, die durch die Nicht-Linearitäten verursacht
werden. Aber sobald die Verwendung des Rauschgenerators 2,
wie er oben beschrieben wurde, die Unterdrückung der Nicht-Linearitäten ermöglicht,
wird es vorteilhaft, in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung einen Sigma-Delta-Modulator hinzuzufügen, wie
dies nachfolgend beschrieben wird, um die Kürzungsstörlinien zu unterdrücken.
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Der
Synthetisierer weist nach wie vor Mittel 1 zur Erzeugung
des Nutzsignals und Mittel zur Rauscherzeugung 2 auf, deren
mit N Bits codierte Ausgangssignale vom Addierglied 4 addiert
werden. Der Synthetisierer weist nach wie vor am Ausgang einen Digital/Analog-Wandler 3 auf.
Die Rauscherzeugungsmittel 2 sind zum Beispiel vom Typ
derjenigen der 5. Die durch die Nicht-Linearitäten des
Digital/Analog-Wandlers 3 verursachten Fehler werden insbesondere
von diesen Rauscherzeugungsmitteln 2 verarbeitet. Das Ergebnis
der Addition des Nutzsignals und des Rauschsignals ist mit N Bits
codiert, da man die Amplitude und die Verschiebung des Nutzsignals
so wählt,
dass die Überläufe vermieden
werden. Diese Verschiebung wird nachfolgend mit dem bekannten Begriff
Offset bezeichnet. Der Bus von N Bits am Ausgang des Addierglieds 4 wird
zweigeteilt. Ein erster Bus, der die M höherwertigen Bits enthält, führt in einen
Verzögerungsmodul 51.
Ein zweiter Bus, der die N-M niederwertigen Bits enthält, führt in den
Sigma-Delta-Modulator 52.
Der Verzögerungsmodul 51 kompensiert
die vom Sigma-Delta-Modulator eingeführte Verzögerung für die Verarbeitung der N-M
niederwertigen Bits. Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators 52 wird
von einem zweiten Addierglied 53 zum Ausgangssignal des
Verzögerungsmoduls 51 addiert.
Das mit M Bits codierte Ergebnis der Addition wird vom Digital/Analog-Wandler 3 in
ein analoges Signal umgewandelt. Das Signal ist insbesondere mit
M Bits codiert, da man darauf achtet, die Überläufe zu vermeiden, indem die
Amplitude und das Offset des Nutzsignals und des Rauschsignals geeignet
gewählt
werden.
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7 zeigt
in einer Schemadarstellung ein weiteres mögliches Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Synthetisierers.
In dieser Ausführungsform
werden zwei Sigma-Delta-Modulatoren 52, 62 verwendet,
um unabhängig
die Kürzungsfehler
am Nutzsignal und die Kürzungsfehler
am Rauschsignal zu entfernen, ehe die Addition dieser beiden Signale
durchgeführt
wird, wobei das Nutzsignal und das Rauschsignal vor dieser Addition
gekürzt
werden. Da das Nutzsignal mit N Bits codiert ist, ist der Ausgangsbus
der Erzeugungsmittel 1 dieses Signals zweigeteilt. Ein
erster Bus, der die M höherwertigen
Bits enthält,
führt in
einen ersten Verzögerungsmodul 51.
Ein zweiter Bus, der die N-M niederwertigen Bits enthält, führt in den
ersten Sigma-Delta-Modulator 52. Der Verzögerungsmodul 51 kompensiert
die vom Sigma-Delta-Modulator
eingeführte Verzögerung für die Verarbeitung
der N-M niederwertigen Bits. Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators 52 wird
von einem ersten Addierglied 53 zum Ausgangssignal des
Verzögerungsmoduls 51 addiert.
Da das von den Rauscherzeugungsmitteln 2 gelieferte Signal
mit N Bits codiert ist, ist auch der Ausgangsbus dieser Mittel zweigeteilt.
Ein erster Bus, der die M höherwertigen
Bits des Rauschsignals enthält,
führt in
einen zweiten Verzögerungsmodul 61.
Ein zweiter Bus, der die N-M niederwertigen Bits des Nutzsignals
enthält,
führt in
den zweiten Sigma-Delta-Modulator 62. Der Verzögerungsmodul 61 kompensiert
die vom Sigma-Delta-Modulator
eingeführte
Verzögerung
für die
Verarbeitung der N-M niederwertigen Bits. Das Ausgangssignal des
zweiten Sigma-Delta-Modulators 62 wird von einem zweiten Addierglied 63 zum
Ausgangssignal des zweiten Verzögerungsmoduls 61 addiert.
Die Ergebnisse der Additionen am Ausgang des ersten und des zweiten Addierglieds 53, 63,
die mit M Bits codiert sind, werden von einem dritten Addierglied 64 addiert.
Das Ergebnis der Addition, das von diesem letzteren geliefert wird
und zum Beispiel mit M+1 Bits codiert ist, wird vom Digital/Analog-Wandler 3 in
ein analoges Signal umgewandelt. Bei dieser Anordnung ist es notwendig,
die Amplitude und das Offset des Nutzsignals und des Rauschsignals
so zu wählen,
dass die Additionen 53, 63 keine Überläufe erzeugen.
Ein Vorteil der Ausführungsform
gemäß 7 liegt
insbesondere darin, dass sie eine Rechenleistungsverstärkung für den Fall
ermöglicht,
dass das Rauschen durch Rechnen erzeugt und zum Beispiel in einem
Nur-Lesespeicher gespeichert wird. Dadurch kann insbesondere die
für den
Sigma-Delta-Modulator,
die Verzögerung 61 und
das Addierglied 63 notwendige Hardware eingespart werden,
da die Wirkung dieser Vorrichtung in die Rechenmittel integriert
ist.
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8 zeigt
in einer Schemadarstellung ein Beispiel eines Sigma-Delta-Modulators 52, 62,
der in eine erfindungsgemäße Vorrichtung
eingesetzt werden kann.
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Der
Sigma-Delta-Modulator 21 gemäß 8 besteht
zum Beispiel aus M-1 Akkumulationsstufen 71, die in Kaskade
geschaltet sind, d.h. dass der Eingang der Stufe des Rangs P der
Ausgang der Stufe P-1 ist. Die Anzahl von Stufen des Modulators
entspricht seinem Rang. Diese Anzahl von Akkumulationsstufen 71 muss
zum Beispiel so gewählt
werden, dass die Amplitude am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators 52, 62 eine
Größenordnung
unter der Amplitude des erzeugten Rauschsignals 2 liegt,
um das Histogramm der Rauschamplituden nicht zu stören. Eine
Größenordnung
entspricht hier zum Beispiel einem Verhältnis 10. Jede Akkumulationsstufe 71 besitzt
einen Überlaufausgang 72.
Letztere sind untereinander durch ein Addierglied 75 über Differenzierungsstufen 73, 74 kombiniert,
um das mit M Bits codierte Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators 21 zu
ergeben. Eine Differenzierungsstufe enthält ein Verzögerungselement 73 und
ein Subtrahierelement 74. Das Verzögerungselement 73,
zum Beispiel auf der Basis von Kippstufen D, hat insbesondere die
Funktion, die Synchronisation der Vorgänge im Inneren des Modulators 21 zu
erlauben. Der Eingang einer Differenzierungsstufe steuert den Eingang
des Verzögerungselements 73 und
den positiven Eingang des Subtrahierelements 74. Der Ausgang
des Verzögerungselements
steuert den negativen Eingang des Subtrahierelements, das das verzögerte Signal
vom Eingangssignal subtrahiert. Eine Akkumulationsstufe 71 enthält einen
ersten Eingang A und einen zweiten Eingang B, die mit N-M Bits codiert
sind, und einen mit N-M Bits codierten Ausgang A+B, der die Addition
der zwei Eingänge
A, B präsentiert.
Dieser Ausgang steuert sowohl den ersten Eingang A der folgenden
Stufe als auch den zweiten Ausgang B seiner Stufe durch Rückschleifen.
Der Eingang des Modulators ist der erste Eingang A der ersten Stufe. Für jede Stufe
steuert das Überlaufbit 72 der
Addition A+B den Eingang einer ersten Differenzierungsstufe 73, 74 einer
Kette von P-1 Differenzierungsstufen, wobei P der Rang der Akkumulationsstufe 71 ist.
Das Addierglied 75 addiert die Ausgänge aller Ketten. Das Überlaufbit
der ersten Akkumulationsstufe steuert direkt das Addierglied 75.
Der Ausgang der ersten Differenzierungsstufe einer Kette ist –1, 0 oder
+1. Jede Differenzierungsstufe 73, 74 kann den
Wert ihres Eingangs verdoppeln.
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Die
Erfindung ermöglicht
es also, die Nicht-Linearitäten wirksam
zu unterdrücken
und gleichzeitig außerdem
das Kürzungsrauschen
zu entfernen, ohne eine deutliche Erhöhung der Rechenleistung. Die
Erfindung ist außerdem
einfach anzuwenden, da sie vor allem nur insbesondere digitale und
hardwaremäßig wenig
komplizierte Bauteile verwendet. Bezüglich der Software werden die
Programme, sobald sie hergestellt sind, in die Bauteile eingesetzt,
wobei diese Programme zudem nicht besonders komplex in der Herstellung
sind.