DE2732264A1 - Verfahren und wandler zur umwandlung digitaler abtastwerte in ein analoges ausgabesignal - Google Patents

Description

(, _ Böblingen, den 14. Juli 1977 ker-bue/bd

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 1Ο5Ο4

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung

Aktenzeichen d. Anmelderin: RA 976 006

Vertreter: Patentanwalt

Dipl.-Ing. G. BRÜGEL 7030 Böblingen

Bezeichnung: Verfahren und Wandler

zur Umwandlung digitaler Abtastwerte in ein analoges Ausgabes igrjal

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BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren entsprechend dem Oberbegriff des Patenanspruchs 1 sowie einen Digital-Analogwandler zur Durchführung dieses Verfahrens. Das Verfahren ist besonders im Lichte hybrider Verwendung von Pulsbreiten- und Pulsfrequenzmodulation interessant.

Ein sehr umfassender Stand der Technik ist für die indirekte Digital-Analogumwandlung gegeben. Die Digital-Analogumwandlung kann durchgeführt werden unter Anwendung der Pulsdauer- bzw. Pulsbreitenmodulation oder der Pulsfrequenzmodulation. Die US-PS 3 603 977 betrifft eine typische Pulsdauer-Modulationstechnik. In Electronic Design, Band 22, vom 24. Oktober 1968, Seiten 70-77 ist andererseits die Pulsfrequenzmodulation dargestellt. Die US-PS 3 707 713 verwendet ebenso wie die US-PS 3 110 894 eine Pulsfrequenzmodulation. Weitere Pulsbreitenanwendungen sind in den US-PS 3 447 149 und 3 422 423 dargestellt. Eine andere Art der Pulsfrequenzmodulation ist in der US-PS 2 907 021 aufgezeigt.

Eine hybride Impulsbreitenmodulation, bei der eine Vielzahl von Impulsen innerhalb einer gegebenen Abtastzeit pulsbreitenmoduliert werden kann, ist in der DT-OS 19 57 872 dargestellt. Noch eine weitere Hybridtechnik ist in der US-PS 3 754 233 behandelt, in der eine Pulsbreitenmodulation für die Bits der geringerwertigen Stellen und die Pulsfrequenzmodulation für die Bits der höherwertigen Stellen einer digitalen Dateneingabe, die umgewandelt werden soll, verwendet werden.

Eine erhöhte Leistungsfähigkeit wird angestrebt mit hochdigitalisierten Ausführungen, was sich bei in großem Stil integrierten Schaltkreisen optimal erreichen läßt. Dies gilt insbesondere dann, wenn eine Vielzahl von Digital-Analogumwandler!in einer gegebenen Einheit erforderlich ist, wie ' RA 976 006

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z.B. bei der digitalisierten Sprachübertragung über Satelliten und in öffentlichen Vermittlungsstellen.

Die Schwierigkeiten bei den verschiedenen Ausführungen von Wandlern nach dem Stande der Technik sind hinlänglich bekannt. Die Pulsbreitenmodulation z.B. benötigt einen digital steuerbaren Impulsgenerator zur Abgabe eines zweipegeligen Impulses oder mehrerer solcher Impulse während der einzelnen Abtastzeiten, wobei sich während eines Abtastzyklus eine mittlere Spannung ergeben soll, die proportional der zugeführten entsprechenden digitalen Dateneingabe ist. Das Spektrum der übertragenen Energie besteht bei dieser Modulationstechnik aus einem niederfrequenten Spektralanteil, welcher das erwünschte Signal enthält, und einem die verwendete Abtastfrequenz umgebenden Spektralanteil sowie zusätzlichem Rauschen, das sich aufgrund der binären Eigenschaft der Digitalausgangs-Wellenform ergibt. Ein erheblicher Rauschspektralanteil ist der Nachteil bei der Verwendung eines einfachen binären, zweipegeligen Impulsgenerators. Diese Rauschkomponente läßt sich abhängig von den speziellen Eigenschaften der digital zu übermittelnden Wellenform modifizieren. Ein Tiefpassfilter ist zur Ausblendung der unerwünschten Anteile des Gesamtspektrums bei solchen Ausführungen erforderlich; das gegebene Rauschspektrum kann erhebliche Anforderungen an die Genauigkeit und die Toleranzen des Filters stellen. Dies bedeutet Aufwand und Präzisionsforderungen, die möglichst zu umgehen sind. \

Eine andere Schwierigkeit bei der typischen Pulsbreitenmodulationsaus führung ist darin zu sehen, daß das Ausgabe- ' signal aus einem einzelnen Impuls pro Abtastung besteht, wo- ι

bei dessen Beginn im allgemeinen mit dem Anfang der Abtastung zusammenfällt und der sich über eine Zeit erstreckt, die pro- j portional der Datenbiteingabe ist. Der Nachteil dieser Ausführung ist der, daß die effektive Mitte der Abtastausgabe-

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energie in der Mitte des abgegebenen Impulses liegt. Für eine kleine Zahl wie 1 z.B. liegt die Mitte der abgegebenen Energie sehr früh an der linken Grenze der Abtastzeit, wo-* hingegen bei größeren Zahlen die Mitte der abgegebenen Energie zur Mitte der Abtastzeit hinstrebt. Dabei kann sich ein sehr hoher Verzerrungsgrad ergeben, wenn die Abtastfolgefrequenz nicht groß gegenüber der verwendeten Signalfrequenz ist. Große Digitalwerte bedeutende hohe Amplituden werden unter Umständen häufig mit großer Verzögerung wiedergegeben; somit wird die gewonnene Analogwelle bei höheren Spannungspegeln stärker verzerrt als bei kleinen Spannungen. Damit können die verwendeten Abtastfolgefrequenzen unzureichend sein und zu Frequenz- und Amplitudenverzerrungen führen.

Eine Ausführung, die einen Teil der vorgenannten Probleme bei der Pulsbreitenmodulation löst, ist die Vorkehrung eines Impulses, der auf die Mitte der Abtastzeit ausgerichtet liegt und der entweder früher oder später beginnt und umgekehrt endet. Diese Funktionsverbesserung wird unter Einsatz weiter durchdachter Schaltkreise erzielt, wobei jedoch ungefähr der doppelte Schaltkreisaufwand und mindestens der doppelte Zählbereich in den Zählern erforderlich wird, die zur Bemessung der Ausgabeimpulse dienen. Dies bedeutet einen zusätzlichen Aufwand, der zu vermeiden wäre.

Eine ernste Schwierigkeit bei beiden genannten Formen der Pulsbreitenmodulation ist darin begründet, daß sie beide ein Ausgangsenergiespektrum mit einer starken Rauschkomponente bei der Abtastfrequenz enthalten. Auch dieses Problem ist gut bekannt und klar bei einer Betrachtung der Wellenform zu erkennen, die sich dann ergibt, wenn eine Pulsbreite gleich der halben verwendeten Abtastzeit ist. Dann ist das Pulsgeneratorausgabesignal eine Rechteckwelle mit einer Amplitude, die den vollen Dynamik-

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bereich des Wandlerausgangs belegt und zwar bei einer Frequenz, die gleich der Abtastfrequenz ist.

Während die eingegebenen Daten die Impulsbreite variieren, variiert das Ausgabespektrum und seine in ihm enthaltene Energie; das Ergebnis davon ist, daß ein großer Energieanteil mit der Abtastfrequenz im Spektrum erscheint. Dies wiederum stellt sehr hohe Anforderungen an das Tiefpassfilter zur Trennung von Rauschen und erwünschtem Signalanteil. Solche Filter sind üblicherweise aufwendig, technisch kompliziert und erfordern enge Bauelementtoleranzen, wobei sich zusätzliche Kosten und Aufwand ergeben, die vermieden werden sollten.

Eine andere Ausführung nach dem Stande der Technik ist neben den beiden vorgenannten Ausführungen als Pulsfrequenzmodulation bekannt, wie sie z.B. in der US-PS 3 707 713 beschrieben ist. Jedes eingegebene Datenbit 0 unterbindet dabei die Abgabe einer Folge von Impulsen, die normalerweise aus einer Anzahl von Impulsen besteht, die gleich dem digitalen Binärwert des entsprechenden Bits ist. Die Impulse in jeder einzelnen Folge entsprechen dem zugehörigen digitalen Bitwert und sind so angeordnet, daß sie nicht mit den Impulsen einer anderen Folge zusammenfallen Die abgegebene Impulsfolge wird somit aus einer Vielzahl diskreter Impulse bestehen, die dem Wert der binären Dateneingabe gleicht. Die Pulsfrequenzmodulation stellt geringe Anforderungen an das verwendete Tiefpassfilter bei der Wiederherstellung der analogen Wellenform, weil sein Rauschspektrum die Rauschkomponenten der Energie frequenzmäßig abgelegener dort hinlegt, wo die Energie, auch wenn sie relativ groß sein mag, leicht mit einem einfachen Einpolfilter aus-

geblendet werden kann.

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Für diese Technik gibt das nachfolgende Beispiel den Einfluß auf die Filteranordnungen an. Das geringstwertige Oigitalbit ergibt bei der Abtastfrequenz einen sehr kleinen Energiebetrag, d.h. z.B. einen sehr schmalen Impuls in der Mitte der Abtastzeit, wohingegen das zweite Bit die doppelte Energie des ersten Bits ergibt, jedoch bei verdoppelter Frequenz; das dritte Bit ergibt die vierfache Energie des ersten Bits, jedoch bei der vierfachen Frequenz usw. Diese Modulationstechnik kann eine sehr lineare Konvertierung ergeben, bei der jeder einzelne Impuls die gleiche Energie enthält. Wenn jeder Impuls jedoch die gleiche Energie haben soll, wird es erforderlich, daß alle Impulse sauber voneinander getrennt werden und daß ihr Anstieg, Abfall und Dauer exakt gleichmäßig sind. Dabei ergibt sich ungefähr die doppelte Schaltgeschwindigkeit am Ausgang gegenüber der Technik mit einem einzigen Impuls pro Abtastung, wie dies bei der Pulsbreitentechnik der Fall ist. Infolgedessen kann die absolute Umwandlungsgenauigkeit auch sehr schlecht werden, wenn nicht sehr hohe Schaltgeschwindigkeiten mit genauen Umschaltungen beim Ansteigen und Abfallen erreicht werden. Diese Faktoren stehen wiederum in Abhängigkeit von den Bauelementparametern, der Temperatur, der Stromversorgung, der Konstruktion und anderen Faktoren, die die Kosten unter Verwendung dieser Technik stark in die Höhe treiben können.

Verschiedene Hybridtechniken stehen zur Verfügung; diese erfordern jedoch auch zusätzlichen Aufwand und/oder bringen technische Schwierigkeiten mit sich, wenn höhere Leistungen verlangt werden. Z.B. benötigt die Erzeugung von Mehrfachimpulsen bei gleichzeitiger Pulsbreitenmodulation, bei der η Impulse einer gegebenen Breite während einer Abtastperiode zu erzeugen sind, höhere Taktfrequenzen und bessere Rauschfilter; im allgemeinen wird der höchste Aufwand wegen der Anstiegs- und Abfallzeiten der Taktgeberkreise notwendig,

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was aufwendig und schwierig in Bezug auf die Temperaturstabilisierung ist. Schließlich ergibt die Hybridtechnik, bei der die Pulsbreitenmodulation fUr einen Teil der geringerwertigen Datenbits neben der Pulsfrequenzmodulation für die Datenbits der höherwertigen Stellen angewandt wird, eine bessere Leistung, als die Pulsbreitenmodulation allein; es sind jedoch bessere Filter erforderlich, als bei der Pulsfrequenzmodulation allein, und ebenfalls höhere Schaltgeschwindigkeiten am Ausgang, was alles zusammen betrachtet wiederum Aufwand und Konstruktionsschwierigkeiten bedeutet.

Bei der Würdigung der angegebenen und auch weiteren noch nicht im einzelnen betrachteten Schwierigkeiten der Ausführungen gemäß dem Stande der Technik ergibt sich die nachstehende Aufgabe der vorliegenden Erfindung:

Die Aufgabe ist die Schaffung einer verbesserten Digital-Analogumwandlung, die sich in hochintegrierten Schaltkreisen realisieren läßt und die ein Minimum an Logik und Filterung ber nötigt; dabei soll eine verbesserte hybride Digital-Analogumwandlung ermöglicht werden bei hoher Packungsdichte, aber möglichst geringen Packungskosten.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Die Lösung wird dabei unter Vorkehrung einer hybriden Digital-Analog-Umwandlungstechnik ermöglicht, bei der die geringer- j wertigen digitalen Datenbits im wesentlichen unter Pulsfrequenzmodulation verarbeitet werden und die höherwertigen digitalen Datenbits in Form mehrerer Impulse mit Pulsbreitenmodulation. Eine fest vorgegebene Zahl von Impulsen, z.B. acht, wird in j gleichmäßigen Abständen über die Abtastzeit jeder einzelnen

Digitalabtastung verteilt abgegeben. Jeder dieser Impulse j

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weist eine Mindestbreite auf, die für einen vollen Anstieg und Abfall eines Impulses ausreicht, wie er z.B. für eine Zeiteinheit mittels eines elektronischen Hochgeschwindigkeitstaktgebers abgebbar ist. Jede einzelne Impulsbreite kann über dieses vorgegebene Minimum hinaus um eine Anzahl von Zeiteinheiten verlängert werden, wofür die folgende Definition gilt: Formel 1

2^B/n = N

Darin ist B die Position eingegebener Datenbits, η die Zahl von Impulsen pro Abtastzeit und N die Zahl von Zeiteinheiten, um die jede einzelne Impulsbreite vergrößert werden kann. Jeder Impuls ist von den benachbarten Impulsen durch einen Mindestzeitabstand getrennt, wobei der ungestörte Anstieg und Abfall für alle Impulse sicherzustellen ist. Jeder Impuls innerhalb einer Abtastzeit kann vom vorgegebenen Minimum ausgehend um einen Betrag vergrößert werden, der durch die werthöchsten Bits nach folgender Gleichung definiert wird: Formel 2

B - log_n - WHB (Zahl der werthohen Bits).

Jeder Impuls, der auf diese Weise vergrößert werden kann, wird z.B. um Achtel seines binären Bitwerts vergrößert. Wenn acht Impulse innerhalb einer vorgegebenen Abtastzeit verwendet werden, wird Energie hinzugefügt unter Ausdehnung jedes einzelnen der acht Impulse um einen Binärwert, der zur Erzeugung des verlangten entsprechenden Abgabesignals erforderlich ist; dafür gilt die folgende Beziehung: Formel 3

;Die Pulsbreitenvergrößerung bei den werthohen Bits ist gleich I 2^m~ für die einzelnen Unterabtastzeiten, wobei m als Bitjp8sition 4, 5, 6 usw. der werthöheren Bits gemäß Formel 2 beim nachfolgend beschriebenen Beispiel

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definiert ist; das Dateneingabebit 4 soll das niedrigste der höherwertigen Bits sein und η wird wie voranstehend bereits angegeben verwendet.

Zusätzlich kann jeder einzelne Abtastimpuls um eine Breiteneinheit verlängert werden, wie dies für die geringerwertigen Bits (im Beispiel 1, 2, 3) erforderlich ist, so daß im allgemeinen bei der Verwendung von mehr oder weniger Impulsen pro Abtastung das höchste der geringerwertigen Bits (B - WHB) die Verlängerung aller anderen Impulse steuert, wobei die Gesamtimpulszahl bei der Abtastung gleich η ist.

Die Summe aller Impulsbreiten innerhalb einer Abtastzeit kann gemessen und über die Abtastzeit gemittelt werden; der Mittelwert ändert sich präzise mit den eingegebenen Datenbits. Für die höherwertigen Bits ergibt diese Ausführung ähnliche Leistungen wie die Pulsbreitenmodulation; da jedoch die Energie unterbrochen auf alle Impulse innerhalb der Abtastzeit verteilt ist, ist keine Erhöhung der Schalt- oder der Zählgeschwindigkeiten erforderlich. Die Ausgabe von Energie für die geringerwertigen Bits entspricht der möglichen Leistung bei Pulsfrequenzmodulation; mit der Ausnahme jedoch, daß keine besonderen Anstiegs- und Abfallzeiten und keine Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit erforderlich sind. Das Rauschspektrum bei dieser Technik gleicht bis zu der (1/2)· η-fachen Abtastfrequenz dem bei Pulsfrequenzmodulation. Jedoch ist der im Rauschspektrum verteilte Energiebetrag bei der η-fachen Abtastfrequenz besser untergebracht als im Falle der Pulsbreitenmodulation. Die Anforderungen an die Filter sind wesentlich eingeschränkter, obwohl sie höher sind als bei Pulsfrequenzmodulation allein; ein einfaches Einpolfilter läßt sich aber verwenden. Die Linearität bei dieser Umwandlungstechnik ist zumindest so gut wie die bei Pulsfrequenzmodulation; sie kann mit wenig zusätzlichem Aufwand nahezu perfekt gestaltet werden. Die absolute Umwandlungsgenauigkeit ist weit besser

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als bei der Pulsfrequenzmodulation in all den Fällen, in denen es auf Geschwindigkeit ankommt, und ist beinahe perfekt bezüglich Impulsamplitude und -lage.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt das typische Ausführungsbeispiel eines

Digital-Analogwandlers entsprechend dem Stande der Technik.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Diagramm mit verschiedenen Modulationstechniken nach dem Stande der Technik im Vergleich zur hybriden Modulationstechnik nach der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt einen Vergleich der Energieverteilung

über der Frequenz mit verschiedenen Modulationstechniken einschließlich der Technik nach der vorliegenden Erfindung.

Fig. 4 zeigt die Energieverteilung in Abhängigkeit

vom Pulscode und darüber eine Energieverteilungstabelle für die Technik nach der vorliegenden Erfindung.

Fig. 5 zeigt in schematischer Form das Blockschaltbild eines multiplexen Digital-Analogwandlers, der entsprechend der vorliegenden Erfindung ausgelegt ist.

Fig. 6 zeigt schematisch das beschriebene Ausführungsbeispiel entsprechend der vorliegenden Erfindung .

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Fig. 1 zeigt das Grundblockschaltbild eines Digital-Analogwandlers mit Pulsbreiten- oder Pulsfrequenzmodulation. Diese Anordnung zeigt in Blockdarstellung die allgemeine Ausführung eines Wandlers nach dem Stande der Technik und auch nach der vorliegenden Erfindung. Ein digital steuerbarer Impulsgenerator 1 wird mit einem mehrstelligen Digitaleingabesignal gespeist, welches seinerseits die digitale Codierung von Momentanwerten einer analogen Wellenform darstellt, welche wiederzugewinnen ist. Dem Impulsgenerator 1 wird des weiteren mit einer Frequenz von χ kHz das Ausgangssignal eines nicht gezeigten Taktgebers zugeführt. Das Ausgabesignal des digital steuerbaren Impulsgenerators 1 ist ein zweipegeliger Impuls oder Impulse, die während jedes einzelnen Zyklus des Abtasttakts erscheinen; während jedes Zyklus des Taktgebers strebt die Abtastwellenform einer mittleren Analogausgangsspannung zu, die dem digitalen Eingabesignal pro gegebene Abtastung proportional ist.

Diese Ausgabe wird dem Eingang eines Tiefpaßfilters 2 oder eines Integrators zugeführt, wobei sich nach wohlbekannter Art eine Analogwellenform wiederergibt. Wie bereits erläutert, ist die Auslegung des Filters 2 von großer Wichtigkeit bezüglich des Aufwands und der Komplexität der Konverterkreise und bezüglich der internen Konstruktion des digital steuerbaren Impulsgenerators 1 und des nicht dargestellten Taktgebers. Alle diese Baugruppen sind von großer Bedeutung, da die erforderlichen Schaltgeschwindigkeiten usw. zusätzlichen Aufwand und Komplexität nach sich ziehen können, wie bereits angerissen wurde.

Fig. 2 stellt schematisch einige der möglichen Ausgangswellenformen dar, die von vier verschiedenen digital gesteuerten

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Impulsgeneratoren in der Anordnung gemäß Fig. 1 abgegeben werden könnten. Die Zeile a illustriert drei aufeinanderfolgende Abtastzeiten mit gegebener Abtastfrequenz. Die für das Beispiel gewählte Abtastfrequenz entspricht einem 32 kHz-Abtasttakt. Die Zeile b zeigt eine Bitfolgeanordnung mit aus je 9 Bits bestehenden, zu konvertierenden Abtastwerten. Das dezimale Äquivalent der Werte mit je 9 Bits ist ebenfalls dargestellt. Die Zeilen c, d und e zeigen Ausgangswellenformen nach dem Stande der Technik und die Zeile f zeigt in vereinfachter Darstellung die nach der vorliegenden Erfindung erzeugbare Wellenform.

In Fig. 2, Zeile c ist eine typische Wellenform dargestellt, wie sie bei der allereinfachsten Ausführung von Digital-Analogwandlern des Pulsbreitentyps abgebbar ist. Das Ausgangssignal enthält jeweils einen einzigen Impuls pro Abtastzeit, der seinerseits mit dem Beginn der Abtastzeit anfängt und eine dem eingegebenen Datenbitwert proportionale Zeit anhält. Diese Arbeitsweise wird ganz typisch unter Herunterzählung eines voreinstellbaren Zählers durchgeführt, in den die umzuwandelnden Daten eingegeben werden und der die gleiche Stellenzahl hat, wie die eingebbaren Datenwerte Positionen aufweisen. Dabei , wird der Zähler mit einer konstanten Frequenz solange heruntergetaktet, bis er wieder auf null steht. Das Ausgangssigna1, das im allgemeinen durch einen elektronischen, durch den Zähler gesteuerten Hochgeschwindigkeitsschalter abgegeben wird, wird während des Herunterzählens auf ein gehalten. Somit wird ; eine Ausgangsimpulsbreite erzeugt, die dem Produkt aus Daten- ' eingabewert und Taktfrequenzperiode, mit der der Zähler herj untergezählt wird, gleicht. Diese Arbeitsweise hat als Nach- : teil den Umstand, daß die Mitte der Ausgangssignalenergie in i ! der Mitte des ausgegebenen Impulses konzentriert ist. Je kleiner ein umzuwandelnder Digitalwert ist, wie z.B. der Digital wert 1 in der ersten Abtastzeit links in der Zeile c, um so j

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näher liegt die Energiemitte am linken Rand, d.h. am Anfang der Abtastzeit. Größere Werte, wie z.B. 127 oder 511, weisen ihre entsprechende Impulsmitte zunehmend näher der Mitte der Abtastzeit auf. Wie bereits eingangs erwähnt wurde, kann diese Erscheinung zu ins Gewicht fallenden Verzerrungen führen, wenn die Abtastfrequenz nicht sehr hoch gegenüber der verwendeten Signalfrequenz ist.

In Fig. 2, Zeile d ist das Ausgangssignal eines Digital-Analogwandlers dargestellt, der einen Teil des anstehenden Problems der Pulsbreitentechnik löst. In der Zeile d ist jeder Pulsbreiten-Modulationsimpuls mit seiner Mitte auf die Mitte der Abtastzeit ausgerichtet, so daß der jeweilige Anfang früher und das zugehörige Ende mit größer werdendem umzuwandelndem Digitalwert in gleichem Abstand später liegt. Dabei läßt sich eine Funktionsverbesserung erzielen. Der Aufwand der teureren Ausführung erfordert jedoch etwa den doppelten Umfang an Schaltkreisen und auch etwa die doppelte Zählerkapazität zur Steuerung des elektronischen Ausgangsschalters. Auf die anhängenden Rauschprobleme bei den Ausführungen gemäß Zeilen c und d ist bereits früher detailliert hingewiesen worden.

Fig. 2, Zeile e illustriert ganz grob das Ausgangssignal eines Digitalimpulsgenerators mit Pulsfrequenzmodulation. Hierbei wird jedes Eingabebit dazu verwendet, die Erzeugung eines oder einer Folge mehrerer Impulse zu steuern, die gleichmäßig auf die Abtastzeit verteilt sind. Dabei sind die Impulse der einzelnen Impulsfolgen so verteilt, daß sie nicht mit einem Impuls irgendeiner anderen Impulsfolge zusammenfallen. Das Ausgangssignal besteht dabei aus einer Folge diskreter Impulse, welche kombiniert dem eingegebenen Datenwert entsprechen.

Fig. 2, Zeile f zeigt in vereinfachter Form die Ausgabe nach der vorliegenden Erfindung, die die Vorteile der Puls-

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frequenzmodulation mit denen der Pulsbreitenmodulation vereinigt.

Gemäß Fig. 2, Zeile f wird eine fest vorgegebene Zahl von Impulsen, im Beispiel 8, mittels des digital steuerbaren Impulsgenerators 1 nach Fig. 1 erzeugt. Diese Impulse sind in gleichmäßigen Abständen jeweils über eine Abtastperiode verteilt. Die vorliegende Beschreibung des gewählten Ausführungsbeispiels betrachtet einen 9-Bit-Wandler, der mit einer Abtastfrequenz von 32 kHz und 8 Impulsen pro Abtast- und Umwandlungszeit arbeitet. Jeder dieser Impulse weist eine Mindestbreite auf, die den vollen Anstieg und den vollen Abfall des Impulses umfaßt und eine Zeitgrundeinheit von einem nicht dargestellten Taktgeber definiert. Die Breite jedes der 8 Impulse pro Abtastung kann vom gegebenen Minimum ausgehend nach den mit den bereits mit den Formeln 1 bis 3 angegebenen Vorschriften je nach Bedarf vergrößert werden.

Der schematische Diagrammteil in Fig. 4 zeigt die Energieverteilung innerhalb der einzelnen Abtastzeiten bei der gewählten 8-Impuls-Ausführung. Die 8 Impulse einer Abtastzeit sind spaltenweise in der obersten Diagrammzeile numeriert. Eine binäre Wichtung entsprechend dem Binärwert der einzelnen Bitpositionen ist vorgesehen, wobei jedes einzelne Bit eine Zahl von Zeiteinheiten einem Mindestimpuls hinzuaddiert, wie dies in der Tabelle der Fig. 4 dargestellt ist. Die Bits Nr. 1, 2 und 3 tragen einzelne Wichtungseinheiten bei, wobei bei Vorhandensein eines Bits der Nummern 1, 2 oder 3 eine Breiteneinheit einem oder mehreren der Impulse der betrachteten Abtastzeit hinzuaddiert wird. Wenn das Bit Nr. 1 vorhanden ist, wird eine Wichtungseinheit im Beispiel dem Impuls Nr. 5 hinzuaddiert. Wenn das Bit Nr. 2 vorhanden ist, wird je eine verlängernde Wichtungseinheit den Impulsen Nr. 3 und 7 zugefügt, und wenn das Bit Nr. 3 in der Position 3 vorhanden ist,

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wird je eine Wichtungseinheit den Impulsen Nr. 2, 4, 6 und zugefügt, wie in der Figur dargestellt. Es ist dabei zu erkennen, daß das Bit Nr. 1, welches das geringstwertige Bit einer binären Dateneingabe ist, nur eine Verlängerungseinheit einem einzigen Impuls zufügt, wohingegen das Bit Nr. 2 in der zweiten Position einer eingegebenen Binärzahl je eine Verlängerungseinheit zwei Impulsen zufügt und daß das Bit Nr. 3 in der Viererposition des Binärcodes je eine Verlängerungseinheit vier Impulsen der Abtastperiode hinzufügt. Es ist zu beachten, daß dabei keine Breitenüberlappungen erfolgen, was als wesentliches Merkmal der Pulsfrequenzmodulation zu werten ist. Das Bit Nr. 4 in der Achter-Position des Binärcodes addiert acht Verlängerungseinheiten auf die acht Impulse der Abtastzeit verteilt hinzu. Für die übrigen Bits Nr. 5 bis 9 werden gegebenenfalls 16 bis 256 Verlängerungseinheiten verteilt auf die acht Impulse der Abtastzeit gegeben. Es läßt sich erkennen, daß diese Technik im wesentlichen die der Impulsbreitenmodulation ist, jedoch mit einer Verteilung auf bis zu acht Impulse der Abtastzeit.

In der untersten Zeile des Tabellenteils von Fig. 4 ist "kein Bit" angegeben, was dann gilt, wenn nur O-Bits eingegeben werden; dabei wird eine Ausgabefolge gemäß Zeile b des Figurenteils von Fig. 4 mit acht minimal breiten Impulsen abgegeben. Die Zeile a zeigt andererseits die Spanne der variierbaren Impulsbreiten bei einem Code mit insgesamt 9 Bitpositonen; die Zeile c zeigt die beim maximalen codierten Bitwert abgegebene Wellenform.

Zeile d kennzeichnet die effektive Mitte der Energieverteilung beim Beispiel gemäß Fig. 4 für die Dateneingabe einer 0 und die Zeilen e und f dasselbe für die Dezimalwerte 511 und 1. Die maximale Variation der Energieverteilungsmitte zwischen den Zeilen d und f ist ungefähr 1,95 ys; dies bedeutet, daß die Energieverteilungsmitte in jedem Falle sehr RA 976 006 809809/0684

nahe bei der Mitte der Abtastzelt liegt mit einer Toleranz von zirka plus oder minus 1 ys.

Fig. 3 zeigt die frequenzabhängige spektrale Energieverteilung bei verschiedenen Ausführungen der Digital-Analogumwandlung.

Fig. 3,Zeile a stellt das typische Energiespektrum bei Impulsbreitenmodulation dar; die Energie tritt dabei in Form von Impulsen auf, die je nach Erfordernis zwischen der Breite O und einer maximalen Breite für zu verarbeitende codierte Werte von 0 bis 511 variieren. Die Energie ist dabei auf die Abtastfrequenz f ausgemittelt. Solch ein Spektrum benötigt

sehr genaue Filter, um unerwünschte Energieverteilungskomponenten von der Mitwirkung bei der Erzeugung eines Analogsignals vom Ausgang des Integrators oder Filters fernzuhalten.

Die Zeile b illustriert das frequenzabhängige Energiespektrum für Pulsfrequenzmodulation. Es läßt sich ersehen, daß relativ wenig Energie bei der Abtastfrequenz f vorhanden ist. Zunehmend größere Energieanteile erscheinen jedoch bei der doppelten, vierfachen, achtfachen usw. Abtastfrequenz. Bei dieser Ausführung werden extrem genaue Filter vermieden; dafür ist jedoch eine sehr hohe Schalterleistungsfähigkeit am Ausgang des Impulsgenerators erforderlich.

Die Zeile c in Fig. 3 zeigt eine Hybridausführung nach dem Stande der Technik, bei welcher die drei geringstwertigen Bitstellen unter Pulsbreitenmodulation und Mittelung bei der Abtastfrequenz f zu einem Impuls zusammengefaßt werden und die übrige Energie für die höherwertigen Bits verteilt ist auf die achtfache, sechzehnfache und höhere Abtastfrequenz. Diese Ausführung ist günstiger als die Pulsbreitenmodulation gemäß Zeile a allein; gute Filter sind jedoch erforderlich zur Unterdrückung eines wesentlichen Energieanteils, der un-RA 976 006 809809/0684

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erwünscht bei der Grundabtastfrequenz f vorhanden ist. Bezüglich der Schalter werden hochleistungsfähige Ausführungen wie bei Pulsfrequenzmodulation nach Zeile b benötigt.

In Zeile d von Fig. 3 ist die Ausführung entsprechend der vorliegenden Erfindung dargestellt, bei der die Energie für die drei geringstwertigen Bits bei der Abtastfrequenz, der doppelten und der vierfachen Abtastfrequenz wie bei Pulsfrequenzmodulation zu erwarten liegt. Die verbleibenden Energieanteile erscheinen vereinigt bei der achtfachen Abtastfrequenz, was wiederum der Pulsbreitenmodulation analog ist. Dabei sind nur sehr einfache Filter und nicht so hochleistungsfähige, schnell schaltende Schaltkreise für Frequenzen über die achtfache Abtastfrequenz hinaus erforderlich. Somit werden erhebliche Probleme des Standes der Technik vorteilhaft vermieden. Schaltunregelmäßigkeiten bewirken, wenn überhaupt, einen Gleichspannungsversatz, der jedoch verhältnismäßig leicht kompensiert werden kann.

Das Ausführungsbeispiel entsprechend der vorliegenden Erfindung ist in einer Anwendung verwirklicht worden, die eine große Zahl von Digital-Analogwandlern benötigt, nämlich einen für jede Leitung in einem Nachrichtenübertragungsnetz. Fig. 5 stellt das Blockschaltbild einer Vlelfach-Digital-Analogwandleranlage dar, in welcher ein Speicher 3 dazu verwendet wird, alle über N Kanäle in Form von Folgen von Abtastworten einlaufenden Daten zu speichern. Dieser Speicher wird sequentiell so addressiert, daß jedes aus neun Bits bestehende Wort zum zugehörigen Digital-Analogwandler 4 achtmal pro Abtastung ausgelesen wird. Damit werden gesonderte Speicher oder Puffer für jeden der Wandler 4 vermieden und die entsprechenden Eingaben für die Wandler individuell

Unterdurchgeführt, so daß acht Abschnitte bzw. Impulse pro Ab- ^; tastzeit in der Form darstellbar sind, wie sie in Fig. 4 bereits gezeigt wurde.
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Die einzelnen Bits der 9-Bit-Worte werden im multiplexenden Speicher 3 mit Impulsen abgerufen, mit denen sie auch in der beschriebenen Weise in 8 Impulse umgewandelt werden; die Speicherauswahladressen werden dazu den Wandlern 4 zugeführt zur Steuerung, welcher Wandler jeweils Daten empfangen soll. Ein Rechteckwellenoszillator 5 bildet das Grundtaktsignal zur Weiterschaltung der Zähler in den Digital-Analogwandlern 4. Der Adreß- und Auswahlcodegenerator 6 kann ein einfacher Binärzähler sein, dessen geringstwertige Bits den Speicher 3 direkt adressieren und dessen höherwertige Bits in einer Anordnung von Auswahltorgliedern 7 dazu benötigt werden, die geringstwertigen Bits vom Speicher 3 durchzulassen. Der Speicher 3, der Adressierungs- und Auswahlmechanismus 6 und 7 und der Rechteckwellenoszillator 5 sind in Einzelheiten nicht dargestellt, da sie nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung sind. Sie sind nur/soweit für die Erklärung des Vielfach-Digital-Analogwandlers erforderlich,als Blöcke dargestellt.

Fig. 6 stellt die Schaltkreise eines der Digital-Analowandler 4 gemäß Fig. 5 in Einzelheiten dar. Der Inverter 8 unten in Fig. 6 erzeugt einen ins Negative verlaufenden Impuls als Beginnzeichen, wenn seinem Eingang ein ins Positive verlaufendes Ladesignal zugeführt wird. Das Beginnzeichen dient zur Initiierung des Wandlerausgangssignals. Das Beginnzeichen dauert einen kompletten Taktzyklus des 18,523 MHz-Taktgebers an, wird jedoch in Beziehung zum Taktsignal,wie in dem kleinen Zeitschaubild unten rechts in Fig. 6 dargestellt, versetzt. Ein passender Taktgeber wäre das Äquivalent des Rechteckwellenoszillators von Fig. 5; die Oszillatorfrequenz wird so ausgewählt, daß alle 31,25 \xs acht Ladesignale abgegeben werden, womit eine wirksame Abtastfrequenz von 256 kHz erzielbar ist. Die Taktfrequenz dazu sollte mindestens 16 bis 20 MHz sein.

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Das Ladesignal wird des weiteren einer Anordnung einzelner Invertierender UND-Glieder 9 zugeführt.

Das Beginnzeichen wird durch den Inverter 8 erzeugt und einem der Eingänge des Invertiertenden UND-Glieds 12 als ins Negative verlaufendes Signal zugeführt. Des weiteren wird dieses Signal einem der Eingänge des invertierenden UND-Gliedes 13 zugeführt, welches seinerseits zum Impulsdauer-Steuerverriegelungsglied 14 gehört, das aus dem UND-Glied 13 ein einem invertierenden UND-Glied 15 zugeführtes Signal erzeugt, um am Ausgang dessen ein ins Negative verlaufendes Signal zu erzeugen, das dem Eingang des Ausgangsinverters 16 zugeführt wird. Damit wird der Ausgangsinverter 16 eingeschaltet und ein Einschaltsignal dem elektronischen Hochgeschwindigkeitsschalter 17 angeboten, der jeweils den Beginn eines Analogspannungs-Ausgabeimpulses zur aufeinanderfolgenden Integration und Filterung beim Zusammensetzen jeweils eines Teils der erwünschten Analogwelle angibt. Der elektronische Schalter 17 entspricht Schaltern nach dem Stande der Technik; zahlreiche mögliche Bauformen nach dem Stande bekannter Digital-Analogwandler können verwendet werden.

Die invertierenden UND-Glieder 13 und 15 bilden zusammen das Impulsdauer-Steuerverriegelungsglied 14, wie bereits genannt. Dieses Verriegelungsglied 14 wird durch das Ausgangssignal des invertierenden UND-Glieds 12 derart gesteuert, daß, wenn es einmal durch einen Impuls zum Eingang des UND-Glieds 13 eingeschaltet ist, in diesem Zustand verbleibt, bis sämtliche Eingänge des UND-Glieds 12 positiv werden. Dies erfolgt nicht vor dem Ende der im kleinen Zeitschaubild gezeigten Ladeimpulsperiode. Der an seinem Ende wieder ins Negative verlaufende Ladeimpuls erzeugt mittels des Inverters 8 ein ins Positive verlaufendes Signal für das UND-Glied 12. Dabei erscheint ein ins Negative verlaufendes Ausgangssignal am Ausgang des UND-Glieds 12, welches wiederum einem der Eingänge

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des UND-Glieds 15 zugeführt wird, damit das UND-Glied 15 sperrt und ein ins Positive verlaufendes Signal von seinem Ausgang zum Inverter 16 zwecks dessen Ausschaltung abgibt. Dabei ergibt sich ein Ausgangsimpuls aus dem elektronischen Schalter 17 minimaler Dauer, welcher einer Mindestpulsbreite und auch einer minimalen Energiewichtungseinheit zum bekannten Zweck entspricht.

Diese Lage ist in Zeile b von Fig. 4 dargestellt, entsprechend der acht Impulse minimaler Dauer während der acht einzelnen Auswahlzeiten hintereinander in jeweils einer der 32 000 Abtastungen pro Sekunde Abtastzeit erzeugt werden. Die Folge minimal breiter Auswahlimpulse während einer Abtastzeit, wie in Zeile b von Fig. 4 dargestellt, entspricht einer Dateneingabe mit lauter Nullen. Andere Dateneingaben können vom Speicher 3 gemäß Fig. 5 den entsprechend bezeichneten Eingängen in Fig. 6 in Form von Binärbits zugeführt werden. Die geringstwertigen Bits werden gleichzeitig den Torgliedern 7 von Fig. 5 zugeführt und einzeln zu ausgewählten Zeitpunkten zum Eingang des Inverters 10 gegeben. Die höherwertigen Bits ab Bit 4 bis Bit 9 gelangen zu den bezeichneten Eingängen der invertierenden UND-Glieder 9, wie in Fig. 6 dargestellt. Wenn eine betrachtete Bitposition ein Bit 1 im Ausgabedatenwort vom Speicher 3 enthält, ergibt sich eine Koinzidenz von zwei ins Positive verlaufenden Signalen und eine Einschaltung des entsprechenden invertierenden UND-Glieds 9, wenn der Ladeimpuls von unten erscheint. Das auf diese Weise eingeschaltete UND-Glied 9 erzeugt einen ins Negative verlaufenden Impuls, welcher zu einer Voreinstellung verwendet wird. Damit wird ein Binärzähler 18* auf einen anschließend auf null herabzuzählenden Zählstand gebracht, welcher zur Bestimmung der Länge der abzugebenden Ausgangsimpulse dient.

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Solche

Voreinstellsignale werden den sechs Stellen des Binärzählers 18* zugeführt, der aus handelsüblichen Flip-Flops des D-Typs aufgebaut ist. Die einzelnen Flip-Flops der Binärstellen dieses Zählers sind sämtlich mit der zugehörigen Bezugsziffer 18 bezeichnet. Die Flip-Flops 18A und 18B dienen zur Aufzählung der zusätzlichen Impulsbreitenvergrößerungen, die für die Frequenzmodulation bei der Codierung der drei geringst* wertigen Bitstellen vorgesehen sind. Die maßgeblichen Breitenvergrößerungen können beliebigen der acht Impulse bei der Abtastung entsprechend Fig. 4 zugefügt werden. Die Auswahl, welchen der acht Impulse die Breitenvergrößerungen zugefügt werden, treffen die Auswahltorglieder 7 gemäß Fig. 5. Diese Torglieder 7 sind ganz einfach eine Anordnung von UND-Gliedern« die bestimmen, welche der Bitpositionen 1, 2 oder 3 aus dem Speicher 3 zum Eingang der Inverter 9 und 10 gemäß Fig. 6 gelangen sollen.

Entsprechend Fig. 6 hängt die Grundzeitlänge der schließlich abgegebenen Impulse von der Zeit ab, die der Zähler 18' bei der Herunterzählung bis auf null benötigt. Wenn das Impulsdauer-Verriegelungsglied 14 schließlich am Ende einer Herunter-" zählung ausgeschaltet wird, wird seitens des Inverters 13 ein ins Negative verlaufendes Signal erzeugt, welches dem Flip-Flop 18B des Zählers 18' zugeführt wird. Diese Eingabe zum Flip-Flop 18B geschieht über den Eingang P, womit der Ausgang Q ins Negative versetzt wird. Damit wird der Ausgang Q positiv. Ein Impuls wird damit der nächstfolgenden Stelle des Zählers 18* zugeführt und stellt dessen Ausgang Q negativ und dessen Ausgang Q positiv, wonach wiederum ein Impuls der nächstfolgenden Stufe des Zählers 18* zugeführt wird zur negativen Einstellung ihres Ausgangs Q und zur positiven Einstellung ihres Ausgangs Q usw., wobei in einem Durchlaufeffekt sämtliche mit dem invertierenden UND-Glied 12 parallel verbundenen Leitungen des Zählers 18' negativ gemacht werden.

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tfs

Dabei werden also sämtliche Stellen des Zählers 18* in ihre Nullstellung gebracht, ausgenommen jedoch das Flip-Flop 18A, so daß, wenn der Zähler eine Zählung beginnt, die größtmöglichste Zählzeit ablaufen kann. Damit wird, wenn der Zählerstand nicht mehr verändert wird, ein Ausgangsimpuls maximaler Dauer durch den elektronischen Schalter 17 bewirkt, wenn wieder ein Ausgangsimpuls begonnen wird. Es wird einzusehen sein, daß die einzelnen Datenbiteingänge zu den invertierenden UND-Gliedern 9 entweder Plus- oder Minus-Signale vom Speicher 3 gemäß Fig. 5 zuführen können. Bei der Logik gemäß Fig. 6 entspricht ein negativer Eingangspegel einer vom Speicher 3 kommenden Eins; dabei verbleibt jeweils die mit dem betrachteten invertierenden UND-Glied 9 verbundene Zählerstelle in ihrer oben vorbeschriebenen, für die längste Zeitzählung vorbereiteten Stellung. Wenn andererseits ein eine Null bedeutender Plusimpuls vom Speicher 3 kommt, wird das aufnehmende, invertierende UND-Glied 9 voll durchgeschaltet und ein ins Negative gehendes Ausgangssignal wird als Voreinstellsignal dem Eingang P der zugeordneten Zählerstelle zugeführt. Ein ins Negative verlaufendes Eingangssignal auf einen Eingang P dient bei den Zählerstellen zur Einstellung des Ausgangs Q auf einen negativen Pegel und des Ausgangs Q auf einen positiven Pegel. Damit wird diese Stelle des Zählers auf 1 gestellt. Auf diese Weise kann die Gesamtdauer eines Ausgabeimpulses seitens des Schalters 17 durch Voreinstellung einzelner Stellen des Zählers 18' durch Eingabe von 1-Bits selektiv abgekürzt werden.

Die Funktionen der Schaltkreise gemäß Fig. 6 zu erkennen, ist jedem Fachmann geläufig. Am Ende einer Herunterzählperiode befinden sich alle Eingänge zum invertierenden UND-Glied 12, ausgenommen der oberste und unterste Eingang, auf negativem Pegel und die beiden ausgenommenen auf positivem Pegel.

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Das Invertierende UND-Glied 12 hat dabei soeben ein ins Negative verlaufendes Signal erzeugt, das wiederum ein Signal bewirkt hat zur Beendigung der Herabzählung und zur Rückstellung der Stellen des Zählers 18*.

Nun warten die Schaltkreise den nächsten Ladeimpuls ab, wie er in dem kleinen Zeitschaubild rechts unten in Fig. 6 dargestellt ist. Solche Ladeimpulse kommen acht Mal pro Abtastzeit, so daß die einzelnen acht Impulse während einer Abtastung erzeugbar sind. 32 0OO solcher Abtastungen laufen pro Sekunde beim beschriebenen AusfUhrungsbeispiel ab.

Beim Erscheinen des Ladeimpulses erzeugt der Inverter 8 ein ins Negative verlaufendes Signal, das dem einen der Eingänge des invertierenden UND-Glieds 13 zugeführt wird, dessen Schaltzustand umschaltet und das Verriegelungsglied 14 ein ins Negative verlaufendes Signal zum Eingang des Inverters 16 gelangen läßt, damit dessen Ausgang zum elektronischen Schalter 17 auf Positivpegel schaltet und den nächsten Analogausgabeimpuls vom Schalter 17 abgehend beginnt. Zur gleichen Zeit der Zuführung des Ladeimpulses zum Inverter 8 werden die Biteingaben aus den invertierenden UND-Gliedern 9 abgetastet und die einzelnen nachgeschalteten Zählerstellen entweder in ihrer voreingestellten, bis zum Maximum zählenden Stellung belassen oder auf einen verkürzenden Zählstand geschaltet, um die Abzählzeit gegebenenfalls zu verkürzen, wie bereits erläutert wurde.

Während des Herabzählens des Zählers wird früher oder später die Zählerstellung erreicht, die lauter positive Eingänge zum invertierenden UND-Glied 12 gelangen läßt; damit wird das Verriegelungsglied 14 rückgestellt und der Ausgangsimpuls vom

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elektronischen Schalter 17 beendet sowie außerdem, wie bereits erläutert, alle Eingänge des UND-Glieds 12, ausgenommen der oberste und unterste, wieder auf minus gestellt. Dies entspricht der Vorbereitung für die nächste Ladung und Herabzählung. Dieser Vorgang spielt sich insgesamt acht Mal pro Abtastzeit mit 256 000 Ausgabeimpulsen pro Sekunde vom elektronischen Zähler 17 ab. Die oberste Stelle des Zählers 18', das Flip-Flop 18A, addiert einen Impuls zum Minimalimpuls immer bereits dann, wenn die Biteingaben vom Speicher 3 für das Bit 1 und das Bit 4 eins sind; dann muß bereits eine zusätzliche Wichtungseinheit für die Impulsbreite zum Ausgabeimpuls hinzuaddiert werden, wie dies der Erfindung entspricht. Das Flip-Flop 18A des Zählers 18' dient dabei als eine zusätzliche Einsposition für den Zähler.

ZUSAMMENFASSUNG

Ein Digital-Analogwandler und das in ihm durchgeführte Verfahren wurde beschrieben. Eine Hybridtechnik kombinierter Pulsbreiten- und Pulsfrequenzmodulation wird dabei angewandt. Die Stellen mit geringster Wertigkeit einer aus mehreren Bits bestehenden digitalen Dateneingabe werden zwecks Umwandlung in einen entsprechenden analogen Ausgabesignalpegel in ähnlicher Weise verarbeitet, wie bei der bereits bekannten Pulsfrequenzmodulation. Die Bits höherer Wertigkeit werden in einer abgewandelten Form von Pulsbreiten- oder Pulsdauermodulation verarbeitet, wobei die Pulsbreite zur Erzeugung eines entsprechenden analogen Ausgabesignalpegels während einer Abtastzeit in eine vorgegebene Zahl von Abschnitten unterteilt wird, deren jeder für sich eine Breite oder Dauer aufweist, die ihrerseits sowohl von den niedrigstwertigen als auch von den höherwertigen Bitwerten abhängt. Ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter oder ein Integrator kombiniert die abgegebenen, selektiv langen Impulse einer zusammenhängenden Abtastzeit zur Erzeugung eines analogen Ausgabesignals.

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Claims (6)

1. PATENTA ν Sprüche

   Verfahren zur Umwandlung digitaler Abtastwerte eines analogen Eingabesignals in wiederum ein analoges Ausgabesignal unter Vorkehrung einer schaltbaren Spannungsquelle und eines nachgeschalteten Impulsintegrators, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

   a) Unterteilung der Signalabgabezeitabschnitte, in denen jeweils ein analoger Ausgabesignalwert zu bilden ist, in η (acht) aufeinanderfolgende Unter-Abschnitte, die je einen Impuls vorgegebener Mindestdauer enthalten;

   b) Bemessung der Dauer der einzelnen Unter-Abschnittsimpulse unabhängig voneinander, jedoch in Abhängigkeit vom Digitalwert der jeweiligen Eingabe unter Verlängerung der Unter-Abschnittsimpulse über die vorgesehene Mindestdauer hinaus um eine oder mehrere Verlängerungseinheiten, deren jede zeitlich der vorgenannten Mindestdauer gleicht, wobei die Binärsumme sämtlicher werthohen Bitstellen (4. usw.) der digitalen Eingabe in eine dieser Summe gleichende Zahl von Verlängerungseinheiten umgesetzt wird,

   die gleichmäßig auf alle Unter-Abschnittsimpulse verteilt werden;

   c) Hinzufügung von Verlängerungseinheiten der vorgegebenen Mindestdauer selektiv zu einem oder mehreren Unter-Abschnittsimpulsen entsprechend dem Wert der Binärsumme der wertniedrigen Bitstellen (1.-3.) der digitalen Eingabe.

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   273226A
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Maximalzahl N anzuwendender Verlängerungseinheiten pro Unter-Abschnitt gegeben ist durch die Be-Ziehung N = 2 /n,

   worin B die Gesamtzahl (neun) der vorgesehenen Eingabebits ist.
3. 3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Zahl der zur Verlängerung sämtlicher Unter-Abschnittsimpulse heranzuziehenden werthohen Bitstellen gegeben ist durch die Beziehung B - log-n, worin B die Gesamtzahl (neun) der vorgesehenen Eingabebits ist, und

   daß die Zahl der nur zur Verlängerung eines Teils der Unter-Abschnittsimpulse heranzuziehenden wertniedrigen Bitstellen gegeben ist durch B abzüglich der Zahl der vorzusehenden werthohen Bitstellen.
4. 4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Gesamtverlängerung gleich der Summe der einzelnen Abschnittsverlängerungen ist und der Verlängerungsbeitrag der einzelnen werthohen Eingabebits pro Abschnitt gegeben ist durch die Beziehung Verlängerung/Bit = 2^m~¹/n, worin m die Position des einzelnen zur Verlängerung beitragenden werthohen Bits ist

   und die Gesamtzahl der werthohen Bitstellen gegeben ist durch die Beziehung B - log-n mit B als der Gesamtzahl der vorgesehenen Eingabebits.

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5. 5. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

   daß der Gesamtverlängerungsbeitrag der einzelenen wertniedrigen Eingabebits dem Stellenwert (1, 2, A) der betreffenden Bits in Abhängigkeit von ihrer Bitposition (1, 2, 3) gleicht.
6. 6. Digital-Analogwandler zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die folgenden Merkmale:

   Schaltkreise zur Bemessung der Gesamtdauer der abzugebenden Unter-Abschnittsimpulse unter Verteilung dieser Gesamtdauer auf die vorgegebene Zahl η von Unter-Abschnitten ,

   Schaltkreise zur unabhängigen Bemessung der Einzeldauer der Unter-Abschnittsimpulse in Abhängigkeit von ; der Wertsumme der empfangenen Digitaleingabe und

   Schaltkreise zur Grundbemessung sämtlicher Unter-Abschnittsimpulse proportional zur Wertsumme der wert- ! hohen Digital-Eingabebits und zur zusätzlichen Ver- ! längerung einzelner selektierbarer Unter-Abschnittsimpulse proportional zur Wertsumme der wertniedrigen Digital-Eingabebits.

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