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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Offenbarung bezieht sich auf Halbleitereinrichtungen. Genauer bezieht
sich die Offenbarung auf eine Treiberschaltung, die einen Hochfrequenzbetrieb
ermöglicht.
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Hintergrund
der Erfindung
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Wegen
höheren
Frequenzen, in denen integrierte Halbleiterschaltungen (ICs) arbeiten,
sind IC-Designer mit kleineren oder dichteren Betriebsfenstern konfrontiert.
Z.B. wird es in Speicher-Ics, wie etwa dynamischen Speichern mit
wahlfreiem Zugriff (DRAMs), zunehmend schwieriger, gewisse Operationen,
wie etwa Lesevorgänge,
Schreibvorgänge
oder Vorladungen, innerhalb einer Zykluszeit des Chips durchzuführen. Ein
Aspekt, der die Geschwindigkeit von Operationen in Speicher-ICs
begrenzt, ist die Ladung von Busleitungen. Z.B. gibt es Busse, die
innerhalb eines Taktzyklus auf einen geeigneten Pegel geladen werden
müssen.
Taktgebung des Betriebs von ICs ist ein gut bekanntes Konzept. Höhere Betriebsfrequenzen
machen es für
eine Treiberschaltung zunehmend schwierig, Busse innerhalb des gegebenen
Taktzyklus zu laden.
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Das
Unvermögen
der Ladungsschaltungstechnik, die Busse innerhalb der gegebenen
Zeit zu laden, kann eine Modifikation in der Betriebsspezifikation
des Chips erfordern. Z.B. kann ein DRAM einen Wartezyklus nach einer
Schreiboperation erfordern, bevor eine Leseoperation durchgeführt werden
kann. Eine der artige Lösung
ist jedoch unerwünscht,
da sie das Leistungsverhalten beeinträchtigt.
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Eine
konventionelle Technik zum Verbessern des Leistungsverhaltens besteht
darin, die Spannung zu erhöhen,
zu der der Treiber die Last lädt.
Dies erzeugt eine Erhöhung
in dem differenziellen oder Spannungshub zwischen den logischen
hohen und logischen tiefen Spannungspegeln. Der größere Spannungshub
zwischen den hohen und tiefen Pegeln erfordert eine größere Zeitdauer
für Ladung
und Entladung z.B. der Busse, was eine Verschlechterung im Leistungsverhalten
verursacht. Außerdem
erhöht
eine Erhöhung
der Spannung den Leistungsverbrauch, was unerwünscht ist, insbesondere bei
tragbaren Systemen, wie etwa Laptop-Computern.
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US 4984202 offenbart eine
integrierte Halbleiterschaltung von großem Maßstab, umfassend eine Pegelkonverterschaltung,
um ein großes
Amplitudensignal zu generieren, und eine Worttreiberschaltung, um eine
Last anzusteuern, um die große
Amplitude aufrechtzuerhalten. Die Pegelkonverterchaltung und die
Worttreiberschaltung haben eine untere Spannungsversorgung in der
Region von –4,5V.
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EP 0821362 offenbart die
Verwendung eines Spannungsreglers in den Steueranschlüssen einer
Treiberschaltung, um die Spannung zu vergrößern, die an die Steueranschlüsse angelegt
wird.
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Wie
die obige Erörterung
beweist, ist es wünschenswert,
eine verbesserte Treiberschaltung mit einer Erhöhung in der Ladungsrate vorzusehen,
die eine schnellere Operation von ICs erlaubt.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung, die Hochfrequenzbetrieb
ermöglicht.
Dies wird gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung durch eine Treiberschaltung erreicht,
wie durch Anspruch 1 definiert.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines Speicher-IC in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform
der Erfindung;
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung in Übereinstimmung mit der Erfindung;
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3 zeigt
ein Diagramm einer Treiberschaltung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 zeigt
alternative Ausführungsformen
der Steuerteilschaltung (Steuerunterschaltung), um den Betrieb einer
Treiberteilschaltung (Treiberunterschaltung) zu steuern;
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5a-b
zeigen eine andere Ausführungsform
der Steuerteilschaltung;
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6 zeigt
ein Zeitsteuerungsdiagramm für
eine Treiberschaltung in Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der Erfindung;
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7 zeigt
ein Zeitsteuerungsdiagramm für
eine konventionelle Treiberschaltung;
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8 zeigt
ein Zeitsteuerungsdiagramm für
eine Treiberschaltung in Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der Erfindung; und
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9 zeigt
ein Zeitsteuerungsdiagramm für
eine konventionelle Treiberschaltung.
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Beschreibung
der Erfindung
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Die
Erfindung bezieht sich auf Halbleitereinrichtungen, und genauer
auf eine Treiberschaltung zur Verwendung mit Halbleitereinrichtungen.
Die Halbleitereinrichtungen können
z.B. Speicherschaltungen sein, wie etwa Speicher mit wahlfreiem
Zugriff (RAMs), dynamische RAMs (DRAMs), synchrone DRAMs (SDRAMs), DRAMs
hoher Geschwindigkeit, wie etwa SLDRAMs oder Rambus-DRAMs, nicht-flüchtige ferroelektrische RAMs
(FRAMs) oder statische RAMs (SRAMs). Die Halbleiteresinrichtungen
können
auch logische Einrichtungen sein, wie etwa programmierbare logische
Bausteine (PLAs, programmable logic arrays), anwendungsspezifische
integrierte Schaltungen (ASICs, application specific integrated
circuits), verflochtene (merged) DRAM-Logik-ICs (eingebettete DRAMs)
oder beliebige andere Schaltungseinrichtungen. Die Halbleitereinrichtungen
werden z.B. in Produkten der Unterhaltungselektronik, wie etwa Computersystemen,
Büroausrüstung einschließlich Kopierern
und Druckern, zellularen Telefonen, persönlichen digitalen Assistenten
(PDAs, personal digital assistants), und anderen elektronischen
Produkten verwendet.
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In Übereinstimmung
mit der Erfindung erzeugt die Treiberschaltung einen erhöhten Stromfluss,
um zu einer schnelleren Ladungsrate zu führen. In einer Ausführungsform
der Erfindung wird die Treiberschaltung verwendet, um eine schnelle
Ladung von globalen Datenbussen vorzusehen. Dies ermöglicht z.B.
einen Schreibzyklus, gefolgt unverzüglich durch einen Lesezyklus,
was in einem Hochfrequenz-Speicher-IC durchzuführen ist. Andere Anwendungen
der Erfindung enthalten z.B. eine Erhöhung der Ladungsrate von Adressleitungen,
Befehlsleitungen, Steuerleitungen, Lese-/Schreibsteuerleitungen
(z.B. internes RAS, internes CAS oder interner Leserbefehl), Lese-/Schreibdatenleitungen
oder anderen Typen von Bussen.
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Bezug
nehmend auf 1 wird ein Blockdiagramm einer
veranschaulichenden Speicherschaltung 10 gezeigt. Andere
Typen von Speicherarchitekturen sind auch von Nutzen. Wie gezeigt,
umfasst der Speicherchip eine Vielzahl von ersten Leseverstärkern 14,
die durch einen MUX 16 mit einem zweiten Leseverstärker 24 über globale
Datenbusse MDQ und bMDQ multiplext sind. Die ersten Leseverstärker 14 erfassen
eine Ladung von einer Speicherfeldzelle in einem Speicherfeld 12,
und ein zweiter Leseverstärker 24 übersetzt
diese Ladung zu einem höheren
Pegel (DOUT), der durch einen Off-Chip-Treiber 28 aus dem
Chip heraus anzusteuern ist. Ladeschaltungen 22 sind mit
globalen Bussen MDQ und bMDQ verbunden.
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In
einer Ausführungsform
enthält
die Ladeschaltung eine Treiberschaltung, die zum Laden der globalen
Datenbusse in einer erhöhten
Rate fähig
ist. Die Ladeschaltung ist besonders in Hochfrequenzanwendungen
von Nutzen, da sie eine Vorladung der Datenbusse zu dem gewünschten
Pegel innerhalb eines Taktzyklus ermöglicht.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer Ladeschaltung 22 in Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der Erfindung. Veranschaulichend umfasst die Ladeschaltung 22 eine
Treiberteilschaltung 270 und eine Steuerteilschaltung 210.
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Die
Treiberteilschaltung umfasst einen Treibertransistor, der den Pull-Up-Abschnitt
(Heraufziehabschnitt) darstellt, zum Laden einer Last, die mit einem
Ausgang 278 gekoppelt ist, auf den Pegel einer oberen Leistungsschiene 271.
In einer Ausführungsform
umfasst der Treibertransistor einen Feldeffekttransistor vom p-Typ
(p-FET). Der Treibertransistor enthält erste, zweite und Gate-Anschlüsse. Der
erste Anschluss ist mit der oberen Leistungsschiene 271 gekoppelt,
der zweite Anschluss ist mit dem Treiberausgang 278 gekoppelt,
und das Gate ist mit einem Treibereingang 273 gekoppelt.
Es kann auch eine untere Leistungsquelle oder Schiene 272 vorgesehen
sein. Die obere Leistungsschiene umfasst einen Spannungspegel, auf
dem die Last geladen ist (Vb1h) Die untere
Leistungsschiene ist gleich Masse (GND).
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Eine
Aktivierung des Pull-Up-Abschnitts der Treiberteilschaltung veranlasst
den Treibertransistor, eingeschaltet oder leitend zu sein, wobei
die obere Leistungsschiene mit dem Ausgang gekoppelt wird. Dies
veranlasst, dass ein Strom in dem Ausgang fließt, wobei dadurch die Last
auf den Pegel der oberen Leistungsschiene geladen wird. Eine Deaktivierung
des Pull-Up-Abschnitts der Treiberschaltung schaltet den Treibertransistor
aus oder macht ihn nicht-leitend, wobei der Treiberausgang von der
oberen Leistungsschiene entkoppelt wird.
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Um
den Pull-Up-Abschnitt zu aktivieren, wird ein aktives Treibersignal
in dem Treibereingang 273 bereitgestellt. Eine Bereitstellung
eines inaktiven Treibersignals in dem Treibereingang deaktiviert
den Pull-Up-Abschnitt. In einer Ausführungsform ist das inaktive
Treibersignal ein logisches hohes Signal; das aktive Treibersignal
ist ein logisches tiefes Signal.
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In
einer Ausführungsform
ist Eingang 273 mit einem Ausgang 218 der Steuerteilschaltung 210 gekoppelt.
Die Steuerteilschaltung empfängt
ein oder mehr Eingangssignale in ihren Eingängen. Wie gezeigt, umfasst
die Steuerteilschaltung einen Eingang 213. Die Steuerteilschaltung
generiert ein aktives oder inaktives Steuerausgangssignal in ihrem
Ausgang als Reaktion auf ein Eingangssignal in ihrem Eingang. Das
aktive oder inaktive Steuerausgangssignal ist gleich ungefähr einer
unteren Leistungsschiene 206 oder einer oberen Leistungsschiene 207.
Typischerweise ist die obere Leistungsschiene gleich ungefähr der oberen
Spannung der Kernschaltungen (VDD). In einer
Ausführungsform
dient das aktive oder inaktive Ausgangssteuersignal jeweils als
das aktive oder inaktive Treibereingangssignal.
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In Übereinstimmung
mit der Erfindung veranlasst die untere Leistungsschiene 206 der
Steuerteilschaltung die Steuerteilschaltung, ein aktives Ausgangssteuersignal
zu generieren, was die Übersteuerung
(overdrive) der Treiberteilschaltung erhöht. Eine Erhöhung der Übersteuerung
der Treiberteilschaltung, die in Übereinstimmung mit der Erfindung
durch eine Erhöhung
der Größe der Gate-Übersteuerungsspannung
des Treibertransistors erreicht wird, sieht eine Vergrößerung im
Leistungsverhalten vor, um die Ladungsrate in dem Ausgang 278 zu
erhöhen.
Die Übersteuerungsspannung
ist die Differenz zwischen einer Gate-Source-Spannung und der Schwellenspannung
des Treibertransistors. Der Umfang der Vergrößerung des Leistungsverhaltens
hängt von
der Größe der Übersteuerungsspannung
oder der Größe, um die
die Übersteuerungsspannung erhöht wird,
ab.
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Die
Leistungsschiene der Steuerschaltung erhöht die Größe des aktiven Steuersignals,
um die Übersteuerungsspannung
des Treibertransistors zu erhöhen.
In einer Ausführungsform
erhöht
die Leistungsschiene die Größe des aktiven
Treibersignals um ungefähr
0,2–1,5V,
vorzugsweise ungefähr
0,2 –1,0V.
Eine Bereitstellung einer Leistungsschiene, die die Größe des aktiven
Steuersignals um andere Spannungspegel erhöht, ist auch von Nutzen, abhängig von
der benötigten
Vergrößerung des
Leistungsverhaltens oder Gestaltungsparametern.
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Die
Vergrößerung des
Leistungsverhaltens in dem Treibertransistor oder der Treiberteilschaltung
wird durch Erhöhung
der Übersteuerungsspannung
erreicht. Eine derartige Technik vergrößert das Leistungsverhalten
ohne Notwendigkeit, das Spannungsdifferenzial zwischen den hohen
und tiefen logischen Pegeln der Last zu erhöhen. Dies steht im Gegensatz
zu konventionellen Techniken, die Treiberleistungsverhalten durch eine
Erhöhung
des Spannungsdifferenzials zwischen den hohen und tiefen logischen
Pegeln verbessern.
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In Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der Erfindung umfasst die untere Leistungsschiene einen Spannungspegel,
der mit Bezug auf GND negativ ist, um die Steuerteilschaltung zu
veranlassen, ein negatives aktives Steuersignal zu generie ren. Die
untere Leistungsschiene umfasst einen Spannungspegel von ungefähr –0,2 bis –1,5V, vorzugsweise
ungefähr –0,2 bis –1,0V. Es
sind auch andere negative Spannungspegel von Nutzen, um als die
untere Leistungsschiene zu dienen, abhängig von Gestaltungsanforderungen
und Gestaltungsparametern.
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In
einer Ausführungsform
umfasst die untere Leistungsschiene eine Spannung, die ungefähr gleich der
negativen Wortleitungstiefspannung ist. Alternativ umfasst die untere
Leistungsschiene die negative Feldrückvorspannungsspannung (VBB, array back bias voltage) eines Speicher-IC.
Die Verwendung der negativen Wortleitungsspannung oder VBB ist von Vorteil, da ein negatives Potenzial
bereitgestellt wird, ohne eine zusätzliche Leistungsquelle zu
erfordern. Die negative Wortleitungsspannung oder VBB ist
z.B. ungefähr –0,5V.
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Die
Verwendung einer unteren Leistungsschiene, die mit Bezug auf GND
negativ ist (negative Leistungsschiene), steht im Gegensatz zu konventionellen
Treiberschaltungen. Konventionelle Treiberschaltungen umfassen eine
untere Leistungsschiene, die gleich GND ist. Eine Bereitstellung
einer negativen unteren Leistungsschiene ermöglicht vorteilhafter weise
eine Vergrößerung des
Leistungsverhaltens in der Treiberteilschaltung ohne eine Notwendigkeit,
das Spannungsdifferenzial zwischen den hohen und tiefen logischen
Pegeln zu erhöhen.
Die Vergrößerung des
Leistungsverhaltens sieht z.B. eine schnellere Ladung der globalen
Datenbusse eines Speicher-IC vor.
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Bezug
nehmend auf 3 wird eine Ausführungsform
der Erfindung gezeigt. Die Treiberteilschaltung 270 umfasst
einen ersten Transistor 382. Der erste Transistor ist ein
Treibertransistor der Treiberteilschaltung, der den Pull-Up-Abschnitt
darstellt. Wie gezeigt, ist der Treibertransistor ein p-FET. Der
Transistor enthält
erste, zweite und Gate-Anschlüsse 384, 385 und 383.
Der erste Anschluss 384 ist mit einer oberen Leistungsquelle 271 (Vb1h) gekoppelt. Vb1h,
die z.B. gleich dem oberen Spannungspegel der Bitleitungen ist,
kann kleiner als VDD sein. Ein typischer
Wert für
Vb1h kann ungefähr 2/3 VDD sein.
Andere Werte, wie etwa 3/4 VDD oder VDD, sind auch von Nutzen. Der zweite Anschluss 385 ist
mit dem Treiberausgang 278 gekoppelt. Das Gate ist mit
dem Treibereingang 273 gekoppelt.
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Es
ist ein zweiter Transistor 392 vorgesehen, der den Pull-Down-Abschnitt (Herunterziehabschnitt) darstellt.
Der zweite Transistor, der veranschaulichend ein FET vom n-Typ (n-FET)
ist, umfasst erste, zweite und Gate-Anschlüsse 394, 395 und 393.
Der erste Anschluss 394 ist mit dem Treiberausgang 278 und
dem zweiten Anschluss 385 des ersten Transistors 382 gekoppelt.
Der zweite Anschluss 395 ist mit einer zweiten Leistungsquelle 372 gekoppelt,
die gleich GND ist. Der Gate-Anschluss 393 ist mit einem
zweiten Ansteuereingang 391 gekoppelt.
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Die
Transistoren 382 und 392 können in einer Gegentaktkonfiguration
arbeiten. Das heißt
ein Transistor ist ein, während
der andere aus ist. Auch können
beide Transistoren 382 und 392 aus sein, um den
Ausgang in drei Zustände
zu bringen. Um den Pull-Up-Abschnitt der Treiberteilschaltung zu
aktivieren, wird ein aktives Signal (logische 0) in Eingang 273 bereitgestellt,
und ein inaktives Signal (logische 0) wird in Eingang 391 bereitgestellt.
Dies macht Transistor 382 leitend und Transistor 392 nicht-leitend,
wodurch der Ausgang veranlasst wird, ungefähr gleich Vb1h zu
sein. Um den Pull-Down-Abschnitt der Treiberteilschaltung zu aktivieren,
wird ein inaktives Signal (logische 1) in Eingang 273 bereitgestellt,
und ein aktives Signal (logische 1) wird in Eingang 391 bereitgestellt.
Dies macht Transistor 392 leitend und Transistor 382 nicht-leitend,
wobei dadurch der Ausgang veranlasst wird, ungefähr gleich GND zu sein. Um die
Treiberteilschaltung in drei Zustände zu bringen, wird ein inaktives
Signal (logische 1) in Eingang 273 bereitgestellt, und
ein inaktives Signal (logische 0) wird in Eingang 391 bereitgestellt.
Eine Deaktivierung des Pull-Up-Abschnitts der Treiberschaltung entkoppelt
die obere Leistungsschiene von dem Ausgang. Eine Deaktivierung des
Pull-Down-Abschnitts der Treiberschaltung entkoppelt den Ausgang
von der unteren Leistungsschiene 372.
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Die
Steuerteilschaltung 210 empfängt eine oder mehr Eingaben
und generiert ein oder mehr Ausgangssignale. Die Ausgangssignale
werden verwendet, um Signale zu steuern oder abzuleiten, um den
Betrieb der Treiberteilschaltung zu steuern. In einer Ausführungsform
empfängt
die Steuerteilschaltung Eingaben bezogen auf die Ladung der globalen
Datenbusse eines Speicher-IC.
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Veranschaulichend
empfängt
die Steuerteilschaltung Eingangssignale, um die Ladung und Entladung des
globalen Datenbusses MDQ zu steuern. In einer Ausführungsform
empfängt
die Steuerschaltung Eingangssignale DIN, bWGT und DQRST. Der Präfix b zeigt
an, dass das Signal ein aktives tiefes Signal ist. Um die Ladung
und Entladung des komplementären
Datenbusses bMDQ zu steuern, können
Eingangssignale bDIN, bWGT und DQRST verwendet werden. Das DIN-Signal
repräsentiert
die Daten in einem Signal entsprechend den Daten, die zu einem Speicher
zu schreiben sind. Die Signale bWGT und DQRST werden verwendet um
zu bestimmen, ob eine Schreib-, Lese- oder Vorladungsoperation durchzuführen ist.
Die Operationen entsprechend den Signalen bwGT und DQRST sind in
der Wahrheitstabelle 1 beschrieben. Wahrheitstabelle
1
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Der
Wert des DIN-Signals während
einer Schreiboperation bestimmt, ob es eine Schreib- "1" oder Schreib- "0" Operation ist.
Für andere
Operationen hat der Wert von DIN keine Wirkung (ist egal). Schreiben einer
1 oder einer 0 zum Speicher hängt
vom DIN-Signal ab. In einer Ausführungsform
wird ein Schreiben von "1" durchgeführt, falls
DIN gleich einer logischen 1 während
einer Schreiboperation ist, und ein Schreiben von "0" wird durchgeführt, falls DIN gleich einer
logischen 0 während
einer Schreiboperation ist. Der globale Datenbus MDQ wird während eines
Schreibens von "1" vorgeladen, und
wird während
einer Operation zum Schreiben einer "0" entladen.
Der komplementäre
globale Datenbus bMDQ wird andererseits während eines Schreibens von "0" vorgeladen, und wird während einer
Operation zum Schreiben einer "1" entladen. Sowohl MDQ
als auch bMDQ werden auf V
b1h während einer
Vorladungsoperation vorgeladen. Während einer Lese- oder einer
illegalen Operation werden die Busse von der Treiberteilschaltung
getrennt. Die Ausgaben WGN und WGP der Steuerteilschaltung entsprechend
den unterschiedlichen Operationen in dem globalen Datenbus MDQ sind
in Tabelle 2 beschrieben. Tabelle
2
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Abhängig von
der Operation lädt
ein aktives WGP-Signal (logische 0) den MDQ. In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform
der Erfindung ist das aktive WGP-Signal mit Bezug auf GND negativ,
um die Übersteuerung
der Übersteuerungsteilschaltung
zu erhöhen.
In einer Ausführungsform
ist das aktive WGP-Signal gleich ungefähr der negativen Wortleitungstiefspannung
oder VBB.
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In
einer Ausführungsform
setzt die Steuerteilschaltung zum Steuern von MDQ nicht-sequenzielle
Logik ein, um die Aus gangssignale WGP und WGN als Reaktion auf die
Eingangssignale DIN, bWGT und DQRST zu generieren. Eine Implementierung
der Steuerteilschaltung mit nicht-sequenzieller Logik verbessert das
Leistungsverhalten durch Einsparung von einer oder mehr Verzögerungsstufen.
Die Verwendung von Eingangssignalen bDIN, bWGT und DQRST, um Ausgangssignale
zu generieren, um bMDQ zu steuern, ist auch von Nutzen.
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Wie
gezeigt, sind Transistoren 305, 310 und 315 in
Reihe konfiguriert. Transistor 305 ist ein p-FET, und Transistoren 310 und 315 sind
n-FETs. Eine obere Schiene 207, wie etwa VDD,
ist mit einem ersten Anschluss 301 von Transistor 305 gekoppelt.
In einer Ausführungsform
ist VDD ungefähr 2V. Andere Spannungspegel
sind auch von Nutzen.
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Ein
zweiter Anschluss 312 von Transistor 315 ist mit
einer unteren Leistungsschiene oder unteren Leistungsquelle 206 gekoppelt,
die mit Bezug auf GND negativ ist. In einer Ausführungsform umfasst die untere
Leistungsschiene einen Spannungspegel von ungefähr –0,2 bis –1,5V, vorzugsweise ungefähr –0,2 bis –1,0V. Es
sind auch andere negative Spannungspegel von Nutzen, um als die
untere Leistungsschiene zu dienen, abhängig von Gestaltungsanforderungen
und Gestaltungsparametern. In einer Ausführungsform umfasst die untere
Leistungsschiene die negative Wortleitungsspannung oder VBB. Die negative Wortleitungsspannung oder
VBB ist z.B. ungefähr –0,5V.
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Ausgang 218,
der das WGP-Signal bereitstellt, ist mit einem ersten Anschluss 307 von
Transistor 310 und einem zweiten Anschluss 302 von
Transistor 305 gekoppelt. Ausgang 219, der das
WGN-Signal bereitstellt, ist mit einem ersten Anschluss 311 von
Transistor 315 und einem zweiten Anschluss 308 von
Transistor 310 gekoppelt. Mit Ausgang 219 ist
auch ein erster Anschluss 317 von einem Transistor 320 gekoppelt.
Transistor 320 ist z.B. ein n-FET. Ein zweiter Anschluss 318 ist
mit der unteren Leistungsschiene 206 gekoppelt. Das DIN-Signal
wird in einem Gate 319 zum Steuern von Transistor 320 bereitge stellt.
Wann immer ein n-FET mit der unteren Leistungsschiene verbunden
ist, ist der Aufbau mit der unteren Leistungsschiene verbunden.
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Die
Steuerteilschaltung enthält
auch Transistoren 325,330 und 335. Die
Transistoren 325, 330 und 335 sind z.B.
p-FETs. Wie gezeigt, ist Transistor 325 in Reihe mit Transistoren 330 und 335 gekoppelt.
Transistoren 330 und 335 sind parallel gekoppelt.
Ein erster Anschluss 321 von Transistor 325 ist
mit VDD gekoppelt, und der zweite Anschluss 322 ist
mit ersten Anschlüssen 327 und 331 von
Transistoren 330 und 335 gekoppelt. Ein zweiter
Anschluss 328 von Transistor 330 ist mit Ausgang 218 gekoppelt,
und ein zweiter Anschluss 332 von Transistor 335 ist
mit Ausgang 219 gekoppelt. Das DIN-Signal wird in einem
Gate 323 bereitgestellt, um Transistor 325 zu
steuern. Transistoren 330 und 335 werden durch
das bWGT-Signal gesteuert.
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Eine
derartige Steuerschaltung erzeugt die Ergebnisse, wie in Tabellen
1 und 2 beschrieben wird. Eine Steuerschaltung, die Ausgaben als
Reaktion auf Eingaben in Übereinstimmung
mit anderen Wahrheitstabellen generiert, kann auch von Nutzen sein.
Die Logik des aktiven Signals oder Signalen kann durch z.B. eine
Verwendung von p-FETs an Stelle von n-FETs und umgekehrt umgeschaltet
werden.
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Wie
beschrieben, ist Ausgang 218 mit der unteren Leistungsschiene 206 gekoppelt,
wenn ein aktives wGP-Signal als Reaktion auf die Eingaben erzeugt
wird. Eine Kopplung der unteren Leistungsschiene mit dem Ausgang
erzeugt ein aktives WGP-Signal, das mit Bezug auf GND negativ ist.
Eine Bereitstellung eines negativen aktiven WGP-Signals erhöht die Größe der Gate-Übersteuerungsspannung
in Transistor 382. Dies veranlasst Transistor 382,
leitender zu sein, wobei die Stromflussrate von Vb1h zu
dem Ausgang 278 zum Ansteuern der Ausgangslast erhöht wird.
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4 zeigt
eine alternative Ausführungsform
einer Steuerteilschaltung 210. Die Steuerteilschaltung steuert
die Operation von MDQ. Wie gezeigt, umfasst die Steuerteilschaltung
Eingänge 341, 342 und 343 zum Empfangen
von Signalen DIN, bWGT bzw. DQRST. Als Reaktion auf die Eingangssignale
generiert die Steuerteilschaltung Ausgangssignale WGP und WGN in
Ausgängen 218 und 219.
Eingangssignale bDIN, bWGT und DQRST können verwendet werden, um Ausgangssignale
zu generieren, um den Betrieb von bMDQ zu steuern.
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Wie
gezeigt, umfasst die Steuerteilschaltung erste und zweite logische
Blöcke
540 und
541.
Der erste logische Block empfängt
Eingangssignale DIN und bWGT und generiert ein Ausgangssignal P_WGN.
In einer Ausführungsform
wird das Ausgangssignal P_WGN in ersten und zweiten Pfaden
531a und
531b bereitgestellt.
Die Eingangssignale bestimmen die gewünschte Operation, wie etwa
Lesen, Vorladen, Schreiben "0" oder Schreiben "1". Die Ausgabe P_WGN entsprechend den
unterschiedlichen Operationen ist in Tabelle 3 beschrieben. Tabelle
3
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Der
zweite logische Block empfängt
Signale DQRST und P_WGN. Das P_WGN wird zu dem zweiten logischen
Block in ersten und zweiten Pfaden 531a-b bereitgestellt.
Als Reaktion auf ein aktives DQRST-Signal (logische 1) wird das
P_WGN-Signal von den ersten und zweiten logischen Pfaden hindurch übertragen,
um als das WGP- oder WGN-Ausgangssignal in Ausgängen 218 und 219 zu
dienen. Ein inaktives DQRST-Signal (logische 0) veranlasst das P_WGN-Signal,
von den Ausgängen
isoliert zu sein. Stattdessen sind eine obere Leistungsschiene 582 und
eine un tere Leistungsschiene 580 mit Ausgängen 218 und 219 gekoppelt,
um die Ausgangssignale WGP und WGN zu generieren. Die Eingaben DQRST,
DIN und bWGT generieren Ausgaben WGP und WGN in Übereinstimmung mit Tabellen
1 und 2.
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In
einer Ausführungsform
umfasst der erste logische Block Transistoren 510, 515, 520 und 525.
Wie gezeigt, sind Transistoren 510 und 515 p-FETs,
und Transistoren 520 und 525 sind n-FETs. Transistoren 510, 515 und 520 sind
in Reihe gekoppelt. Eine erste Leistungsquelle oder obere Schiene 207,
wie etwa VDD, ist mit dem ersten Anschluss 507 von
Transistor 510 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss 518 von
Transistor 520 ist mit einer negativen unteren Leistungsschiene 206 in Übereinstimmung
mit verschiedenen Ausführungsformen
der Erfindung gekoppelt. Eingang 342, der das bWGT-Signal
empfängt,
ist mit Gates 513 und 519 von Transistoren 515 und 520 gekoppelt.
Eingang 341 (DIN-Signal) ist mit Gates 509 und 523 von
Transistoren 510 und 525 gekoppelt.
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Der
erste Anschluss 521 von Transistor 525 ist mit
den Ausgangspfaden 531a-b gekoppelt, um das P_WGN-Signal
bereitzustellen, und der zweite Anschluss 522 von Transistor 525 ist
mit der negativen unteren Leistungsschiene 206 gekoppelt.
Eingangssignal DIN steuert den Transistor 525, wobei die
untere Leistungsschiene 206 mit/von Signalpfaden 531a-b
verbunden oder getrennt wird. Signalpfade 531a-b (P_WGN-Signal) sind
auch mit dem ersten Anschluss 517 von Transistor 520 und
dem zweiten Anschluss 512 von Transistor 515 gekoppelt.
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Der
zweite logische Block 541 umfasst Transistoren 550, 555, 560, 570 und
einen Inverter 581. Wie gezeigt, sind Transistoren 555 und 560 p-FETs,
und Transistoren 550 und 570 sind n-FETs. Ein erster
Anschluss 547 von Transistor 550 ist mit dem Ausgangssignalpfad 531a von
dem ersten logischen Block 540 gekoppelt, und ein zweiter
Anschluss 548 von Transistor 550 ist mit Ausgang 218 gekoppelt.
Ein zweiter Anschluss 558 von Transistor 560 ist
mit dem Ausgang 218 gekoppelt. Mit einem ersten Anschluss 557 von
Transistor 560 ist eine obere Leistungsschiene 582,
wie etwa VDD, gekoppelt. Eingang 343 ist
mit beiden Gates 549 und 559 von Transistoren 550 und 560 gekoppelt.
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Ein
erster Anschluss 551 von Transistor 555 ist mit
dem Ausgangssignalpfad 531b von dem ersten logischen Block 540 gekoppelt,
und ein zweiter Anschluss 552 von Transistor 555 ist
mit dem Ausgang 219 gekoppelt. Ein erster Anschluss 567 von
Transistor 570 ist mit dem Ausgang 219 gekoppelt.
Mit einem zweiten Anschluss 568 von Transistor 570 ist
eine untere Leistungsschiene 580 (GND) gekoppelt. Der Inverter 581 invertiert
das DQRST-Signal von Eingang 343. Das invertierte DQRST-Signal
wird Gates 553 und 569 zum Steuern von Transistoren 555 und 570 bereitgestellt.
Ein aktives DQRST-Signal ermöglicht
der Steuerteilschaltung, ein aktives/inaktives WGP-Signal und ein
inaktives/aktives WGN-Signal zu generieren, wobei der Pull-Up-/Pull-Down-Abschnitt
der Treiberteilschaltung aktiviert wird. Umgekehrt deaktiviert ein
inaktives DQRST-Signal die Steuerteilschaltung und generiert ein
inaktives WGP-Signal und ein inaktives WGN-Signal, wobei die Treiberteilschaltung
in drei Zustände
gebracht wird. In einer Ausführungsform
ist das aktive DQRST-Signal ein Signal von logisch 1.
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Eine
Steuerteilschaltung, die Ausgaben als Reaktion auf Eingaben in Übereinstimmung
mit anderen Wahrheitstabellen generiert, ist auch von Nutzen. Die
Logik des aktiven Signals oder Signalen kann durch z.B. Verwenden
von p-FETS an Stelle von n-FETs und umgekehrt umgeschaltet werden.
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5a zeigt
eine andere Ausführungsform
einer Steuerteilschaltung. Die Steuerteilschaltung 210 umfasst
Eingänge 341, 342 und 343 zum
Empfangen von Signalen DIN, bWGT bzw. DQRST. Als Reaktion auf die
Eingangssignale generiert die Steuerteilschaltung Ausgangssignale
WGP und WGN in Ausgängen 218 und 219.
Eingangssignale bDIN, bWGT und DQRST können verwen det werden, um Ausgangssignale
zu generieren, um z.B. den Betrieb von bMDQ zu steuern.
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Die
Steuerteilschaltung umfasst erste und zweite logische Blöcke 640 und 641.
Der erste logische Block empfängt
Eingangssignale DIN und bWGT und generiert ein Ausgangssignal P_WGN
in ersten und zweiten Signalpfaden 631a-b. Die Eingangssignale
bestimmen die gewünschte
Operation, wie etwa Lesen, Vorladen, Schreiben "0" oder
Schreiben "1". Das Signal P_WGN
entsprechend den unterschiedlichen Operationen wird in Tabelle 3
beschrieben.
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Der
zweite logische Block ist dem zweiten logischen Block 541 von 4 ähnlich.
Der zweite logische Block empfängt
das Eingangssignal DQRST und das P_WGN-Signal von den ersten und
zweiten Signalpfaden 631a-b. Als Reaktion auf ein aktives
DQRST-Signal (logische 1) wird das Signal P_WGN in Signalpfaden 631a und 631b hindurch
zu dem Ausgang 218 und 219 übertragen. Ein inaktives DQRST-Signal
isoliert das P_WGN-Signal in Signalpfaden 631a und 631b von
Ausgängen 219 und 218 und
verbindet die obere Leistungsschiene 682 (VDD)
mit Ausgang 218 (WGP) und die untere Schiene 680 mit
Ausgang 219 (WGN), was zu einer Bildung von drei Zuständen der
Treiberteilschaltung führt.
Die Eingaben DQRST, DIN und bWGT generieren Ausgaben WGP und WGN
in Übereinstimmung
mit Tabellen 1 und 2.
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Veranschaulichend
umfasst der erste logische Block Transistoren 610, 615 und 620.
Transistoren 610 und 620 sind n-FETs, und Transistor 615 ist
ein p-FET. Die ersten Anschlüsse 607 und 611 von
Transistoren 610 und 615 sind gemeinsam mit einem
Inverter 635 gekoppelt, der das Eingangssignal DIN in Eingang 341 invertiert.
Der Inverter 635 umfasst eine negative untere Leistungsschiene 206 in Übereinstimmung
mit verschiedenen Ausführungsformen
der Erfindung. Der Inverter 635 wird in 5b gezeigt.
Ein zweiter Anschluss 608 von Transistor 610 ist
mit Ausgang 631a des ersten logischen Blocks gekoppelt.
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Mit
Ausgang 631b ist ein zweiter Anschluss 612 von
Transistor 615 gekoppelt.
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Ein
erster Anschluss 617 von Transistor 620 ist mit
beiden Ausgängen 631a und 631b ebenso
wie zweiten Anschlüssen
von Transistoren 610 und 615 gekoppelt. Ein zweiter
Anschluss 618 von Transistor 620 ist mit einer
negativen unteren Leistungsschiene 206 in Übereinstimmung
mit verschiedenen Ausführungsformen
der Erfindung gekoppelt. Eingang 342 (bWGT) ist mit Gates 613 und 619 von
Transistoren 615 und 620 gekoppelt. Ein Inverter 634 ist
vorgesehen, um ein Eingangssignal von Eingang 342 zu invertieren.
Das invertierte Eingangssignal von Eingang 342 ist mit
einem Gate 609 gekoppelt, um Transistor 610 zu
steuern. Das Ausgangssignal P_WGN von dem ersten logischen Block
wird in Eingängen
des zweiten logischen Blocks bereitgestellt.
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Wie
beschrieben, generiert die Steuerschaltung Ausgaben, wie in Tabellen
1 und 2 beschrieben. Eine Steuerteilschaltung, die Ausgaben als
Reaktion auf Eingaben in Übereinstimmung
mit anderen Wahrheitstabellen generiert, ist auch von Nutzen. Die
Logik des aktiven Signals oder Signalen kann durch z.B. Verwenden von
p-FETs an Stelle von n-FETs und umgekehrt umgeschaltet werden.
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6 zeigt
ein Zeitsteuerungsdiagramm der Treiberschaltung, wie in 3 beschrieben.
Das Zeitsteuerungsdiagramm stellt ein Lesen nach einem Schreibzyklus
dar. Während
einer Operation zum Schreiben von "1" ist
das Gate-Spannungssignal WGP des Pull-Up-Abschnitts der Treiberteilschaltung
der MDQ-Leitung unter Masse; das Gate-Spannungssignal WGP des Pull-Up-Abschnitts der Treiberteilschaltung
der bMDQ-Leitung ist hoch (ungefähr
2V). Nach der Operation zum Schreiben von "1" startet
eine Vorladungsoperation 502, um die MDQ- und die bMDQ-Leitung zu Vb1h aufzuladen (die hier ungefähr 1,5V
ist). Die bMDQ-Leitung steigt rasch zu dem oberen Pegel in einem
Zeitfenster von 2 Nanosekunden (ns) von ungefähr 214 ns bis 216 ns an. Dies
ist möglich,
da das entsprechende Gate-Spannungssignal WGP des Pull-Up-Abschnitts
der Treiberteilschaltung der bMDQ-Leitung rasch unter Null auf ungefähr –0,5V abfällt. Der
Vorladungsoperation 502 folgt eine Leseoperation 504.
Die Leseoperation wird durch das SSAE- (sekundäre Leseverstärkerfreigabe,
secondary sense amplifier enable) Signal angezeigt, das positiv
wird. Der sekundäre
Leseverstärker
tastet ein negatives Differenzialsignal zwischen MDQ und bMDQ ab,
was Lesen einer "0" entspricht. Als
ein Ergebnis fällt
das entsprechende Datenaussignal (DOUT, data out signal) um anzuzeigen,
dass eine Operation zum Lesen von "0" erfolgreich
durchgeführt
wurde.
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Bezug
nehmend nun auf 7 wird ein Zeitsteuerungsdiagramm
einer konventionellen Treiberschaltung ohne eine negative untere
Leistungsschiene gezeigt. Das Zeitsteuerungsdiagramm zeigt an, dass
die konventionelle Treiberschaltung nicht in der Lage ist, eine
Leseoperation 604 nach einer Schreiboperation durchzuführen. Es
wird eine Vorladungsoperation 602 zwischen den Schreib-
und Leseoperationen durchgeführt.
Es ist wesentlich, dass die MDQ und bMDQ die gleiche Spannung haben,
bevor die Leseoperation beginnt. Falls nicht, kann falsches Lesen
auftreten, da die Differenziallesespannung ziemlich klein ist (typischerweise
ungefähr
200mV). Das Gate-Spannungssignal WGP zu der Treiberteilschaltung
für den
globalen Datenbus bMDQ wird tief angesteuert (0 Volt). Wie gezeigt,
steigt bMDQ zu seiner oberen Pegelspannung an. Die Übersteuerung
ist jedoch ohne die negative untere Leistungsschiene kleiner, und
globale Datenbusse gleichen sich vor dem Start der Leseoperation 604 nicht
aus. wegen diesem unvollständigen
Ausgleich werden falsche Daten gelesen und DOUT bleibt hoch, was
anzeigt, dass ein Lesen von "1" aufgetreten ist.
Als ein Ergebnis ist eine derartige Schaltung nicht fähig, bei
Frequenzen zu arbeiten, die so hoch wie Schaltungen der vorliegenden
Erfindung sind.
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8 zeigt
ein Zeitsteuerungsdiagramm eines Schreibens von "1",
nachdem ein Schreiben von "0" durch die Treiberschaltung
der vorliegenden Erfindung durchgeführt ist. Die Gate-Spannung
WGP (nicht gezeigt) wird unter GND angesteuert, und MDQ steigt zu
seinem oberen Pegel in einem Zeitfenster von 2 ns von Zeitpunkt
von 119 ns bis 121 ns nach der vorherigen Schreiboperation von "0" an, wobei somit die zweite Schreiboperation
in dem nächsten
Zyklus ermöglicht
wird.
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Bezug
nehmend nun auf 9 wird ein Zeitsteuerungsdiagramm
eines Schreibens gezeigt, nachdem Schreiben durch eine konventionelle
Treiberschaltung durchgeführt
ist. Wie durch das Zeitsteuerungsdiagramm gezeigt wird, ist das
Schreibleistungsverhalten der konventionellen Treiberschaltung schlechter;
die Zeit, die notwendig ist um MDQ aufzuladen, erhöht sich
ungefähr
um einen Faktor von zwei im Vergleich zu der vorliegenden Erfindung.
MDQ- und bMDQ-Kurven von 9 werden im Vergleich zu MDQ-
und bMDQ-Kurven von 8 langsamer geladen.
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Weitere
Vorteile der Treiberschaltung enthalten reduzierte Leistungsdissipation
(Verlustleistung). In Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung können
Busse zwischen Zuständen
mit erhöhten
Geschwindigkeiten schwingen, ohne dass höhere Betriebsspannungen erforderlich
sind. Dies wird durch Erhöhen
der Übersteuerung
des Treibertransistors der Treiberteilschaltung ermöglicht.
Dies wird ohne Ableiten zusätzlicher Leistung
erreicht, was zu reduzierter Leistungsdissipation im Vergleich zu
der konventionellen Technik führt. Abhängig von
den Gestaltungsparametern kann eine Leistungsreduzierung von ungefähr 33% erreicht
werden. Wegen der erhöhten
Ladungsrate und Verringerung in der Leistungsdissipation sieht die
vorliegende Erfindung eine Treiberschaltung zur Verwendung in Hochfrequenz-Halbleiter-ICs
vor.
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Obwohl
die Transistoren und Signale in den Figuren als ein gewisser Typ
und Signalzustand gezeigt werden, soll die Er findung ausgelegt werden,
Schaltungen und Signale des entgegengesetzten Typs und Zustands
einzubeziehen. Z.B. können
n-FETs zu p-FETs
geändert
werden, und Signale, d.h. logisches hoch, können zu logischem tief geändert werden,
um die Ergebnisse in Übereinstimmung
mit der hierin beschriebenen vorliegenden Erfindung zu erreichen.
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Während die
Erfindung mit Bezug auf verschiedene Ausführungsformen besonders gezeigt
und beschrieben wurde, wird durch einen Fachmann erkannt, dass Modifikationen
und Änderungen
an der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können, ohne
von ihrem Bereich abzuweichen. Der Bereich der Erfindung sollte
deshalb nicht mit Bezug auf die obige Beschreibung, sondern mit
Bezug auf die angefügten
Ansprüche bestimmt
werden.