DE4447603C2 - Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung und insbesondere eine Bi-CMOS-Halbleiterspei­ chereinrichtung, welche einen Bipolartransistor und einen MOS-Transistor (Isoliergatetyp-Feldeffekttransistor) verwen­ det. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Bi-CMOS-SRAM und insbesondere einen ECL·RAM mit einer ECL-Schnittstelle.

Eine bipolare IC (integrierte Schaltungseinrichtung) ist insofern vorteilhaft, als sie einen Hochgeschwindigkeitsbe­ trieb und eine Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen ge­ stattet, da sie zu einer hochgenauen Analogverarbeitung in der Lage ist und eine große Stromtreibfähigkeit aufweist, wogegen sie insofern nachteilig ist, als sie eine kleine Eingangsimpedanz und einen großen Stromverbrauch hat. Im Gegensatz dazu ist eine MOS·IC insofern vorteilhaft, als sie eine große Integrationsfähigkeit, eine große Eingangsimpe­ danz und einen geringen Stromverbrauch aufweist, wogegen sie insofern nachteilig ist, als sie zur Analogverarbeitung nicht geeignet ist.

Folglich ist ein "Bi-CMOS"-Schaltungsaufbau vorgeschlagen worden, bei welchem eine integrierte Halbleiterschaltungs­ einrichtung realisiert ist, welche die Vorteile sowohl der bipolaren IC als auch der MOS-IC aufweist. Ein "Bi-CMOS" ist ein Typ eines Schaltungsaufbaus, bei welchem sowohl Bipolar­ als auch MOS-Elemente auf einem Chip vorgesehen sind.

Ein statischer Speicher mit wahlfreiem Zugriff (SRAM) ist eine der derartigen integrierten Halbieiterschaltungsein­ richtungen, welche einen "Bi-CMOS"-Aufbau verwenden. Da der Bi-CMOS·SRAM die Vorteile eines kleinen Stromverbrauchs und eines Hochgeschwindigkeitsbetriebs (wobei nur einige Nano­ sekunden für einen Zugriff benötigt werden) aufweist, ist er weitverbreitet in einem derartigen eine Hochgeschwindig­ keits-Datenverarbeitung ausführenden System verwendet wor­ den.

Eine SRAM-Zelle benötigt ein Flipflop bildende Transistoren, einen Zugriffstransistor, welcher einen Verriegelungsknoten (Speicherknoten) des Flipflops mit einer Bitleitung verbin­ det, und ein Hochwiderstandselement (Hochwiderstandslast oder Dünnfilmtransistor), welches den verriegelungsknoten des Flipflops auf einen Versorgungspotentialpegel hochzieht. Daher nimmt die SRAM-Zelle eine größere Fläche als ein DRAM (dynamischer Speicher mit wahlfreiem Zugriff) ein, welcher einen Zugriffstransistor und einen Kondensator aufweist.

Bei einem ECL·SRAM ist zum Bestimmen eines Logikpegels (Hoch-/Tiefpegel eines Eingangssignals, zum Versorgen der Bipolar-Differenzverstärkerschaltung mit einem konstanten Strom und zur Umwandlung eines Signals vom ECL-Pegel in ein Signal vom CMOS-Pegel usw. eine Referenzspannung notwendig. Für einen genauen Betrieb muß eine derartige Referenzspan­ nung konstant gehalten werden, so daß sie durch die Versor­ gungsspannung nicht beeinflußt wird.

Da im allgemeinen die Transistorgröße und der Schaltungsauf­ bau in einem Referenzspannungs-Erzeugungsabschnitt und einem die Referenzspannung verwendenden Abschnitt unterschiedlich sind, unterscheidet sich die Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung häufig von der Temperaturabhängigkeit der Betriebscharakteristiken der Transistoren in dem die Referenzspannung verwendenden Abschnitt. Daher verändern sich die Betriebscharakteristiken des die Referenzspannung verwendenden Abschnitts, wenn sich die Betriebstemperatur ändert, und im Ergebnis kann kein genauer Betrieb gesichert werden.

Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung vor­ zusehen, welche eine gewünschte Referenzspannung ohne irgendeinen Einfluß der Versorgungsspannung genau erzeugen kann und welche die Referenzspannung gemäß Betriebscharakteristiken des die Referenzspannung verwendenden Abschnitts einstellen kann.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung mit den Merkmalen des Anspruches 1, des Anspruches 5, des Anspruches 9 oder des Anspruches 14.

Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich jeweils aus den zugehörigen Unteransprüchen.

Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung augen­ scheinlicher werden, wenn diese in Verbindung mit den beige­ fügten Zeichnungen zur Kenntnis genommen wird.

Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung des Gesamt­ aufbaus einer Halbleiterspeichereinrich­ tung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 einen speziellen Aufbau einer Referenz- Spannungs-Erzeugungsschaltung zur Pegel­ umwandlung;

Fig. 3A und 3B eine Beziehung zwischen den Strömen, die in der Pegelumwandlungsschaltung fließen;

Fig. 4 einen spezielleren Aufbau der in Fig. 2 dargestellten Referenzspannungs-Erzeu­ gungsschaltung;

Fig. 5 einen anderen speziellen Aufbau der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung zur Pegelumwandlung;

Fig. 6 einen anderen speziellen Aufbau der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung zur Pegelumwandlung;

Fig. 7 einen speziellen Aufbau der Referenz­ spannungs-Erzeugungsschaltung;

Fig. 8 einen anderen speziellen Aufbau der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung;

Die Ausführungsform

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, welches einen Gesamtaufbau einer Halbleiterspeichereinrichtung gemäß der einen Aus­ führungsform der vorliegenden Erfindung schematisch dar­ stellt. Unter Bezugnahme auf Fig. 1 enthält die Halbleiter­ speichereinrichtung eine Speicherebene 1. Die Speicherebene 1 enthält eine Mehrzahl von Speicherblöcken 10. In Fig. 1 ist nur ein Speicherblock 10 repräsentativ gezeigt. Der Speicherblock 10 enthält eine Speicheranordnung 2, welche in einer Matrix aus Zeilen und Spalten angeordnete Speicher­ zellen MC enthält. Die Speicheranordnung 2 enthält Wort­ leitungen WL, von denen jede mit einer Zeile der Speicher­ zellen MC verbunden ist, und Bitleitungspaare BLP, von denen jede mit einer Spalte der Speicherzellen MC verbunden ist. In Fig. 1 sind eine Wortleitung WL, ein Bitleitungspaar BLP und eine an einem Schnittpunkt zwischen dem Bitleitungspaar BLP und der Wortleitung WL angeordnete Speicherzelle MC re­ präsentativ dargestellt.

Wie es später beschrieben werden wird, enthält die Speicher­ anordnung 2 eine Mehrzahl von IO-Blöcken. Jeder IO-Block entspricht einem unterschiedlichen Dateneingangs-/Datenaus­ gangs-Pin. Im Betrieb wird ein Speicherblock in der Spei­ cherebene 1 ausgewählt, und ein Bit der Speicherzelle wird aus jedem der IO-Blöcke in der Speicheranordnung 2 ausge­ wählt. Ein nicht ausgewählter Speicherblock 10 wird in einem Bereitschaftszustand gehalten. Der Speicherblock 10 enthält ferner eine Bitleitungs-Lastschaltung 3, welche eine Schal­ tung zum Ausgleichen und Einstellen einer Potentialamplitude jeder Bitleitung des Bitleitungspaares BLP enthält, einen Y-Decodierer 6, welcher ein Spaltenadressensignal decodiert und ein Spaltenauswahlsignal zum Auswählen eines ent­ sprechenden Bitleitungspaares in der Speicheranordnung 2 er­ zeugt, eine Verschiebungs-Redundanzschaltung 5 zum Übertra­ gen eines Ausgangs aus dem Y-Decodierer 6, ein Lese-/Schreibgatter 4, welches ein entsprechendes Bitleitungspaar mit internen lokalen Datenbussen 8 und 9 gemäß dem aus der Verschiebungs-Redundanzschaltung 5 über­ tragenen Spaltenauswahlsignal verbindet, und eine Lese-/Schreibsteuerschaltung 7 zum Steuern eines geöffne­ ten/geschlossenen Zustands des Lese-/Schreibgatters 4 und zum Einstellen eines Potentials des Bitleitungspaares am Ende eines Datenschreibens.

Die Verschiebungs-Redundanzschaltung 5 enthält eine Mehrzahl von Schaltgattern, welche das Spaltenauswahlsignal aus dem Y-Decodierer 6 an eines von zwei Bitleitungspaaren selektiv übertragen, um ein defektes Bitleitungspaar auszubessern. Die Lese-/Schreibsteuerschaltung 7 ist gemäß einem Blockaus­ wahlsignal aktiviert.

Die Halbleiterspeichereinrichtung enthält ferner einen CS-Puffer 12, welcher ein externes Chip-Auswahlsignal /CS emp­ fängt, und einen Adressenpuffer 14, welcher ein Mehrfachbit-Adressensignal A0 bis An empfängt, so daß er ein internes Adressensignal erzeugt. Das interne Adressensignal aus dem Adressenpuffer 14 ist an einen Y-Vordecodierer 15, einen Z-Vordecodierer 16, einen V-Vordecodierer 17 und einen X-Vor­ decodierer 18 gelegt. Der Y-Vordecodierer 15 decodiert das Spaltenadressensignal aus dem Adressenpuffer 14 vor und er­ zeugt ein Vordecodiersignal zum Bestimmen eines Bitleitungs­ paares in jedem Speicherblock. Ein Ausgang aus dem Y-Vorde­ codierer 15 ist an den Y-Decodierer 6 gelegt.

Der Z-Vordecodierer 16 decodiert das Adressensignal zum Be­ stimmen eines Blocks aus dem Adressenpuffer 14 vor. Ein Vor­ decodiersignal zum Auswählen eines durch das Blockadressen­ signal bestimmten Speicherblocks in der Speicherebene 1 wird vom Z-Vordecodierer 16 erzeugt und an den Z-Decodierer 25 gelegt. Der Z-Decodierer 25 decodiert das Vordecodiersignal aus dem Z-Vordecodierer 16 und erzeugt ein Blockauswahl­ signal zum Aktivieren einer peripheren Schaltungseinrichtung (Y-Decodierer, Lese-/Schreibsteuerschaltung 7 usw.) des aus­ gewählten Speicherblocks.

Der X-Vordecodierer 18 erzeugt ein Vordecodiersignal zum Auswählen einer Hauptwortleitung, welche durch eine Mehrzahl von Speicherblöcken in der Speicherebene 1 verwendet wird. Das aus dem X-Vordecodierer 18 ausgegebene Vordecodiersignal ist an den X-Decodierer gelegt. Der X-Decodierer 24 deco­ diert das Vordecodiersignal aus dem X-Vordecodierer 18 und wählt eine Hauptwortleitung aus. Eine Mehrzahl von Unter­ wortleitungen ist mit der Hauptwortleitung in jedem Spei­ cherblock verbunden.

Der V-Vordecodierer 17 erzeugt ein Vordecodiersignal zum Auswählen einer der Mehrzahl von mit der Hauptwortleitung verbundenen Unterwortleitungen. Das Vordecodiersignal aus dem V-Vordecodierer 17 ist an einen VZ-Decodierer 26 gelegt.

Der VZ-Decodierer 26 decodiert das Vordecodiersignal aus dem Z-Vordecodierer 16 und das Vordecodiersignal aus dem V-Vor­ decodierer 17 und erzeugt ein Decodiersignal zum Bestimmen eines Speicherblocks und zum Bestimmen einer der Mehrzahl von Unterwortleitungen.

Ein Ausgang aus dem VZ-Decodierer 26 und ein Ausgang aus dem X-Decodierer 24 sind an einen lokalen X-Decodierer 27 ge­ legt. Gemäß dem Decodiersignal aus dem VZ-Decodierer 26 und dem Decodiersignal aus dem X-Decodierer 24 erzeugt der loka­ le X-Decodierer 27 ein Signal, welches eine Unterwortleitung im entsprechenden Speicherblock 10 in einen Auswahlzustand versetzt.

An den X-Vordecodierer 18 ist ein internes Steuersignal (CS-Wortleitungs-Unterbrechungsmodus-Bestimmungssignal, welches später beschrieben werden wird) aus dem CS-Puffer 12 ange­ legt. Folglich wird ein Ausgang aus dem X-Vordecodierer 18 selektiv aktiviert/deaktiviert. Der Adressenpuffer 14 führt eine Pufferoperation an einem externen Adressensignal aus und erzeugt normal ein internes Adressensignal. Das dient dazu, die Operationsgeschwindigkeit des Adressenpuffers zu verbessern.

In Fig. 1 ist gezeigt, daß das Steuersignal aus dem CS-Puffer 12 nur an den X-Vordecodierer 18 gelegt ist. Ein in­ ternes Steuersignal aus dem CS-Puffer 12 kann ferner an den Y-Vordecodierer 15, den Z-Vordecodierer 16 und den V-Vorde­ codierer 17 gelegt sein.

Die Halbleiterspeichereinrichtung enthält ferner einen WE-Puffer 28, welcher ein externes Schreibentsperrsignal /WE zum Erzeugen eines internen Schreibentsperrsignals empfängt, einen Din-Puffer 29, welcher externe Eingangsdaten D emp­ fängt und interne Schreibdaten erzeugt, und einen Dout-Puf­ fer 30, welcher aus internen Lesedaten externe Lesedaten Q zur Ausgabe erzeugt.

Wenn das interne Schreibentsperrsignal aus dem WE-Puffer 28 und das externe Steuersignal /CS beide einen Tiefpegel er­ reichen, dann wird ein Datenschreiben bestimmt. Wenn das externe Steuersignal /CS einen Tiefpegel erreicht und das Schreibentsperrsignal /WE auf einem Hochpegel ist, dann wird ein Datenlesebetrieb bestimmt. Ein Chip-Auswahlsignal /CS zum Datenschreiben/-lesen wird von einem anderen Pfad als dem in Fig. 1 gezeigten CS-Puffer 12 angelegt.

Die Halbleiterspeichereinrichtung umfaßt ferner einen glo­ balen Schreibtreiber 31, welcher in Reaktion auf ein in­ ternes Schreibentsperrsignal (genauer: in Kombination mit dem Chip-Auswahlsignal CS) aus dem WE-Puffer 28 aktiviert ist, wobei er interne Schreibdaten aus dem Din-Puffer 29 empfängt, so daß er die Schreibdaten in jeden Speicherblock überträgt, einen lokalen Schreibtreiber 33, welcher in Re­ aktion auf das interne Schreibentsperrsignal aus dem WE-Puffer 28 und auf ein Blockauswahlsignal aus dem Z-Deco­ dierer 25 aktiviert ist, wobei er interne Schreibdaten aus dem globalen Schreibtreiber 31 empfängt, so daß er die Schreibdaten an einen lokalen Datenbus 8 im Speicherblock überträgt, einen lokalen Abtastverstärker 34, welcher in Reaktion auf das Blockauswahlsignal aus dem Z-Decodierer 25 so aktiviert ist, daß er die internen Lesedaten auf einem internen Lesedatenbus 9 verstärkt, und einen globalen Ab­ tastverstärker 32, welcher zur Zeit eines Datenlesens so aktiviert ist, daß er die internen Lesedaten aus dem lokalen Abtastverstärker 34 verstärkt und die sich ergebenden Daten in den Dout-Puffer 30 überträgt.

Der globale Schreibtreiber 31 und der globale Abtastver­ stärker 32 sind gewöhnlich für jeden Speicherblock 10 der Speicherebene 1 vorgesehen. Der lokale Schreibtreiber 33 und der lokale Abtastverstärker 34 sind für einen Speicherblock 10 in der Speicherebene 1 vorgesehen. Dadurch wird nur der ausgewählte Speicherblock getrieben, so daß der Stromver­ brauch verkleinert wird.

Die Halbleiterspeichereinrichtung enthält ferner zum Fest­ legen eines speziellen Modus der Halbleiterspeichereinrich­ tung: eine Modusermittlungsschaltung 35, welche die Bestim­ mung eines vorgeschriebenen speziellen Modus gemäß einem ex­ ternen Steuersignal ermittelt, eine Schaltung zur Erzeugung eines Betriebsmodus-Bestimmungssignals 36, welche ein Be­ stimmungssignal so erzeugt, daß sie einen vorgeschriebenen Betriebsmodus gemäß einem Ausgang aus der Modusermittlungs­ schaltung 35 festlegt, und eine Speicherzellpotential-Ver­ sorgungsschaltung 37, welche das an eine Speicherzelle MC anzulegende Potential gemäß einem Steuersignal aus der Schaltung zum Erzeugen eines Betriebsmodus-Bestimmungs­ signals 36 ändert. Ein Ausgang aus der Schaltung zum Er­ zeugen eines Betriebsmodus-Bestimmungssignals 36 ist ferner an den CS-Puffer 12 gelegt. Der CS-Puffer 12 steuert eine Aktivierung/Deaktivierung des Z-Vordecodierers 18 gemäß einem Signal aus der Schaltung zum Erzeugen eines Betriebs­ modus-Bestimmungssignals 36. Der auf diese Weise festgelegte spezielle Modus wird später detailliert beschrieben werden.

Die Halbleiterspeichereinrichtung enthält ferner eine Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 38, welche Referenz­ spannungen Vref und Vcs zum Treiben einer in einer bipolaren Differenzverstärkungsschaltung verwendeten Konstantstrom­ quelle erzeugt und welche den Pegel eines Eingangssignals bestimmt. Der Strukturen der verschiedenen Abschnitte wer­ den im folgenden detailliert beschrieben werden.

Die Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung für die Pegelumwandlungsschaltung.

Fig. 2 zeigt ein spezielles Beispiel einer Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung für die Pegelumwandlungs­ schaltung. Unter Bezugnahme auf Fig. 2 ist eine Pegel­ umwandlungsschaltung 65 vorgesehen. Eine Referenzspan­ nungs-Erzeugungsschaltung 70 enthält einen p-Kanal-MOS-Tran­ sistor MP1, der entsprechend einem Transistor Q1 vorgesehen ist, und einen p-Kanal-MOS-Transistor MP2, der entsprechend einem Transistor Q2 vorgesehen ist. Die Transistoren MP1 und MP2 haben eine ähnliche Größe (ein ähnliches Größenverhält­ nis) wie die entsprechenden Transistoren Q1 bzw. Q2 und liefern dieselben Ströme I1 und I3 (oder Ströme mit dem­ selben Stromverhältnis), wie sie die entsprechenden Transi­ storen Q1 bzw. Q2 liefern.

Der Transistor MP1 empfängt an seinem Gate eine Referenz­ spannung Vref und an seinem einen Leitungsanschluß ein Hoch­ pegelpotential eines Eingangssignals In, das an die Pegelum­ wandlungsschaltung 65 gelegt ist. Der Transistor MP2 emp­ fängt an seinem Gate ein Tiefpegelpotential des Eingangs­ signals In. Im allgemeinen ist das Hochpegelpotential VH um etwa 0,8 V kleiner als das Stromversorgungspotential Vcc, und das Tiefpegelpotential VL ist so festgelegt, daß es um 1,2 V kleiner als jenes ist (das heißt: Vcc - 2,0 V). Diese Potentiale sind ebensogroß wie das Potential des Eingangs­ signals IN, welches an die Pegelumwandlungsschaltung 65 als ein Ausgang aus einem Emitterfolger angelegt ist.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 70 enthält ferner einen Widerstand R1 zum Umwandeln des vom Transistor MP1 ge­ lieferten Stroms I1 in ein Spannungssignal, einen Widerstand R2 zum Umwandeln des vom Transistor MP2 gelieferten Stroms I3 in eine Spannung, und eine Differenzverstärkungsschaltung OP, welche an ihrem positiven Eingang die durch den Wider­ stand R1 erzeugte Spannung empfängt und welche an ihrem ne­ gativen Eingang die durch den Widerstand R2 erzeugte Span­ nung empfängt. Die Referenzspannung Vref wird durch die Differenzverstärkungsschaltung OP erzeugt. Die Referenzspan­ nung Vref aus der Differenzverstärkungsschaltung OP ist an das Gate des Transistors Q1 der Pegelumwandlungsschaltung 65 und an das Gate des Transistors MP1 gelegt. Der Betrieb wird beschrieben werden.

Zunächst wird der Betrag des in der Pegelumwandlungsschal­ tung fließenden Stroms unter Bezugnahme auf Fig. 3 be­ schrieben werden.

Wenn das Eingangssignal auf einem Hochpegel ist, dann schal­ tet der Transistor Q2 aus, und die Transistoren Q1, Q3 und Q4 schalten ein. Zur Vereinfachung der Beschreibung wird der Kondensator Cs nicht berücksichtigt. In diesem Zustand fließt der Strom I1 durch den Transistor Q1, wie es in Fig. 3A dargestellt ist. Der aus dem Ausgangsknoten durch den Transistor Q4 zum zweiten Stromversorgungspotential Vee fließende Strom I2 ist der Spiegelstrom des Stroms I1, wel­ cher durch ein Verhältnis der β der Transistoren Q3 und Q4 bestimmt ist. Hier ist β gegeben durch µn·Cox·W/L, wobei µn die Mobilität der Elektronen bezeichnet, Cox bezeichnet die Kapazität infolge des Gateoxidfilms, W bezeichnet die Gate­ breite und L die Gatelänge. Insbesondere sind die Ströme I2 und I1 festgelegt als

I2 = I1 · β (Q4)/β (Q3),

wobei β (Q3) und β (Q4) den Wert von β der entsprechenden Transistoren Q3 bzw. Q4 bezeichnet.

Wenn das an die Pegelumwandlungsschaltung gelegte Eingangs­ signal auf einem Tiefpegel (tief) ist, dann wird der Aus­ gangsknoten durch den Transistor Q2 aufgeladen, wie es in Fig. 3B gezeigt ist. Der Strom I3 ist gegeben durch

I3 = β [(Vg - Vt) Vd - Vd²/2],

wobei Vg die Gate-Source-Spannung des Transistors Q2 be­ zeichnet, Vt bezeichnet den Absolutwert der Schwellenspan­ nung des Transistors Q2 in einem Nichtsättigungsgebiet, und Vd bezeichnet die Potentialdifferenz zwischen dem ersten Stromversorgungspotential Vcc und dem Ausgangsknoten.

In einem Sättigungsgebiet fließt der folgende Strom:

I3 = β (Vg - Vt)²/2.

Der durch den Transistor Q1 fließende Strom I1 ändert sich in einer ähnlichen Weise wie der Strom I3, wenn die Gatepo­ tentiale der Transistoren Q3 und Q4 zunehmen. Insbesondere wird der durch den Transistor Q1 fließende Strom I1 auch durch das β des Transistors Q1, die Schwellenspannung, den Potentialpegel des Eingangssignals und die an das Gate ge­ legte Referenzspannung Vref bestimmt. Es ist erwünscht, daß die Anstiegszeit und die Abfallzeit des Potentials am Aus­ gangsknoten dieselbe ist. Zu diesem Zweck ist die Referenz­ spannung Vref so festgelegt, daß sie die Ströme I2 und I3 gleich macht. Wenn der Transistor Q4 einschaltet, dann ist aufgrund einer Widerstandskomponente und einer Kapazitäts­ komponente der Transistoren Q1 und Q3 die Zunahme seines Gatepotentials tatsächlich langsamer als die Zunahme des Gatepotentials des Transistors Q2. Daher wird die Referenz­ spannung Vref derart festgelegt, daß der Strom I2 gering­ fügig größer als der Strom I3 ist.

Die in Fig. 2 gezeigte Referenzspannungs-Erzeugungsschal­ tung 70 stellt Vref derart ein, daß das Verhältnis zwischen den Lade-/Entladeströmen I3 und I2 am Ausgangsknoten der Pegelumwandlungsschaltung 65 konstant gehalten wird. Der Betrieb der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 70 wird wieder unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben werden.

Die Transistoren MP1 und MP2 haben dasselbe β wie die entsprechenden Transistoren Q1 bzw. Q2 der Pegelumwandlungs­ schaltung 65. Daher fließt der Strom I1 durch den Transistor MP1, und der durch den Transistor MP2 fließende Strom ist durch I3 gegeben. An den positiven Eingang der Differenzver­ stärkungsschaltung OP wird eine Spannung V (R1) = I1 · R1 + Vee gelegt, welche durch den Strom I1 und den Widerstands­ wert des Widerstands R1 bestimmt wird, und an den negativen Eingang wird eine Spannung I3 · R2 + Vee = V (R2) gelegt, welche durch den Strom I3 und den Widerstandswert des Wider­ stands R2 bestimmt wird.

Wenn V (R1) < V (R2) ist, dann nimmt die aus der Differenz­ verstärkungsschaltung OP ausgegebene Referenzspannung Vref zu und das Gatepotential des Transistors MP1 zu. Folglich wird der Leitwert des Transistors MP1 kleiner, wobei der Strom I1 kleiner und die Spannung V (R1) kleiner wird.

Wenn im Unterschied dazu V (R1) < V (R2) ist, dann nimmt die aus der Differenzverstärkungsschaltung OP ausgegebene Referenzspannung Vref ab, wobei der Leitwert des Transistors MP1 zunimmt und der Strom I1 zunimmt. Folglich nimmt die Spannung V (R1) zu. Daher stellt die Referenzspannung Vref aus der Differenzverstärkungsschaltung OP das Gatepotential des Transistors MP1 so ein, daß V (R1) = V (R2) festgesetzt wird. Die durch die Transistoren MP1 und MP2 fließenden Ströme I1 und I3 sind ebensogroß wie die durch die Transi­ storen Q1 und Q2 in der Pegelumwandlungsschaltung 65 flie­ ßenden Ströme. Daher sollten gemäß den folgenden drei Glei­ chungen,

I1 · R1 = I3 · R2
I2 = I1 · β (Q4)/β (Q3)
I2 = I3,

die Widerstandswerte der Widerstände R1 und R2 so festgelegt werden, daß

R1/R2 = β (Q4)/β (Q3)

erfüllt ist.

Wenn der Kondensator Cs nicht vorgesehen ist, dann wird der Strom I2 tatsächlich geringfügig größer als der Strom I3 festgelegt, und daher sind die Widerstandswerte der Wider­ stände R1 und R2 derart festgesetzt, daß sie die folgende Beziehung erfüllen:

R1/R2 ≧ β (Q4)/β (Q3).

Wenn der Kondensator Cs zum Hochgeschwindigkeitsbetrieb vor­ gesehen ist, dann kann der durch den Transistor Q4 fließende Strom ausreichend groß festgesetzt werden. In diesem Fall kann daher die Anstiegszeit und die Abfallzeit des Ausgangs­ signals Out gleich gemacht werden, selbst wenn die folgende Beziehung erfüllt ist:

R1/R2 < β (Q4)/β (Q3).

Die Referenzspannung Vref ist nämlich derart festgelegt, daß der Strom I2 im Sinne eines Gleichstroms kleiner als der Strom I3 ist.

In jedem Fall wird die Referenzspannung Vref derart ge­ steuert, daß das Verhältnis zwischen den Strömen I2 und I3 konstant gehalten wird. Selbst wenn sich die Temperatur­ charakteristik des Transistors in der Pegelumwandlungsschal­ tung 65 von der Temperaturcharakteristik der Referenzspan­ nungs-Erzeugungsschaltung 70 unterscheidet, kann folglich die Referenzspannung Vref aus der Referenzspannungs-Erzeu­ gungsschaltung 70 die Ausgangsinformations-Quellenströme 12 und 13 genau auf die festgelegten Werte einstellen, wodurch eine stabil arbeitende Pegelumwandlungsschaltung vorgesehen werden kann.

Die Transistoren MP1 und MP2 sind mittels desselben Pro­ zesses gebildet, das heißt durch dieselben Maskenschritte wie die Transistoren Q1 und Q2. Wenn die Pegelumwandlungs­ schaltung 65 und die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung 70 eng beieinander vorgesehen sind, dann können die Transi­ storen MP1 und MP2 mit denselben Parametern wie die Transi­ storen Q1 und Q2 hergestellt werden, selbst wenn die Transi­ storparameter aus irgendeinem Grund während der Herstellung, wie beispielsweise aufgrund einer Ungenauigkeit bei der Mas­ kenausrichtung, schwanken.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel eines speziellen Aufbaus der in Fig. 2 dargestellten Referenzspannungs-Erzeugungsschal­ tung. Unter Bezugnahme auf Fig. 4 enthält eine Referenz­ spannungs-Erzeugungsschaltung 70 eine Hochspannungs-Erzeu­ gungsschaltung 72 zum Erzeugen einer Hochpegelspannung VH, eine Niederspannungs-Erzeugungsschaltung 74 zum Erzeugen einer Tiefpegelspannung VL, eine Differenzverstärkungsstufe 76 und eine Ausgangsstufe 77. Die Differenzverstärkungsstufe 76 und die Ausgangsstufe 77 bilden eine Differenzverstär­ kungsschaltung OP.

Die Hochspannungs-Erzeugungsschaltung 72 enthält einen npn-Bipolartransistor 102, dessen Kollektor so geschaltet ist, daß er ein erstes Stromversorgungspotential Vcc empfängt, dessen Basis so geschaltet ist, daß sie das erste Stromver­ sorgungspotential Vcc durch einen Widerstand 101 empfängt, und dessen Emitter eine Hochspannung VH erzeugt, und einen n-Kanal-MOS-Transistor 103, welcher zwischen dem Transistor 102 und einem ein zweites Stromversorgungspotential Vee zuführenden Knoten vorgesehen ist, wobei er an seinem Gate eine Referenzspannung VCS empfängt und als Konstantstrom­ quelle betrieben wird. In der Hochspannungs-Erzeugungsschal­ tung 72 wird der Transistor 103 als Konstantstromquelle be­ trieben, und der Bipolartransistor 102 wird in der Art und Weise eines Emitterfolgers betrieben. Das erste Stromversor­ gungspotential Vcc ist durch den Widerstand 101 an die Basis des Bipolartransistors 102 gelegt, und die Hochpegelspannung VH ist Vcc-VBE.

Die Niederspannungs-Erzeugungsschaltung 74 enthält einen npn-Bipolartransistor 105, dessen Kollektor mit dem das erste Stromversorgungspotential Vcc zuführenden Knoten ver­ bunden ist, dessen Basis durch einen Widerstand 104 mit dem das erste Stromversorgungspotential Vcc zuführenden Knoten verbunden ist und dessen Emitter eine Tiefpegelspannung VL erzeugt, einen n-Kanal-MOS-Transistor 106, welcher zwischen dem Emitter des Bipolartransistors 105 und dem das zweite Stromversorgungspotential Vee zuführenden Knoten vorgesehen ist und welcher an seinem Gate die Referenzspannung Vcs emp­ fängt, und einen n-Kanal-MOS-Transistor 107, welcher in Reihe mit dem Widerstand 104 zwischen dem Widerstand 104 und dem das zweite Stromversorgungspotential Vee zuführenden Knoten geschaltet ist und welcher an seinem Gate die Refe­ renzspannung Vcs empfängt. Die Transistoren 106 und 107 dienen als Konstantstromquelle. In diesem Fall wird aufgrund des durch den Widerstand 104 fließenden Stroms das Basis­ potential des Transistors 105 kleiner als das erste Strom­ versorgungspotential Vcc. Wenn der aus dem Konstantstrom­ quellen-Transistor 107 vorgesehene Strom mit I bezeichnet und der Widerstandswert des Widerstands 104 mit R(104) be­ zeichnet wird, dann kann die Tiefpegelspannung VL darge­ stellt werden als: VL=Vcc-I·R(104)-VBE. Im allgemeinen ist ein Spannungsabfall von etwa 1,2 V über dem Widerstand 104 vorgesehen. Der Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfall VBE des Bipolartransistors ist etwa 0,8 V.

Ein die Hochpegelspannung VH empfangender Transistor MPI empfängt an seinem Gate die Referenzspannung Vref und legt eine Ausgangsspannung an einen Eingang der Differenzverstär­ kerstufe 76. Ein Ausgang aus dem Transistor MP1 ist an einem n-Kanal-MOS-Transistor R1 vorgesehen, welcher durch einen npn-Bipolartransistor 110, dessen Kollektor und dessen Basis zusammengeschaltet sind, als Widerstand geschaltet ist. Die Basis und der Kollektor des Bipolartransistors 110 sind mit einem Eingang der Differenzverstärkungsstufe 76 verbunden. Der Bipolartransistors 110 ist dazu vorgesehen, den Arbeits­ punkt der Differenzverstärkungsstufe 76 durch Pegelverschie­ bung des Eingangspotentials der Differenzverstärkungsstufe 76 auf einem optimalen Punkt festzulegen.

Ein Transistor MP2 führt einem n-Kanal-MOS-Transistor R2 Strom zu, wobei jener durch einen npn-Bipolartransistor 111, dessen Basis und dessen Kollektor zusammengeschaltet sind, als Widerstand geschaltet ist. Der Transistor 111 ist ferner dazu vorgesehen, den Arbeitspunkt der Differenzverstärkungs­ stufe 76 auf einen optimalen Punkt festzulegen, und er sieht dieselbe Größe der Potentialpegelverschiebung vor wie der Transistor 110. Ein Ausgang aus dem Transistor MP2, das heißt die Basis und der Kollektor des Bipolartransistors 111, sind mit dem anderen Eingang der Differenzverstärkungs­ stufe 76 verbunden. Wenn die Widerstände R1 und R2 als MOS-Transistoren in Widerstandsschaltung strukturiert sind, dann können die Widerstände mit demselben β-Verhältnis wie die die Stromspiegelschaltung der Pegelumwandlungsschaltung bil­ denden Transistoren Q3 und Q4 genau vorgesehen werden.

Die Differenzverstärkungsstufe 76 enthält einen n-Kanal-MOS-Transistor 113, dessen Gate mit der Basis des Bipolartransi­ stors 110 verbunden ist und welcher einen Eingangsabschnitt der Stufe 76 bildet, einen n-Kanal-MOS-Transistor 114, des­ sen Gate mit der Basis des Bipolartransistors 111 verbunden ist und welcher den anderen Eingang der Stufe 76 bildet, einen n-Kanal-MOS-Transistor 112, welcher an seinem Gate die Referenzspannung Vcs empfängt und welcher als Konstantstrom­ quelle für die Transistoren 113 und 114 dient, und p-Kanal- MOS-Transistoren 115 und 116, welche den Transistoren 113 und 114 vom ersten Stromversorgungspotential Vcc Strom zu­ führen. Die Transistoren 113 und 114 bilden eine Stromspie­ gelschaltung. Der Transistor 115 ist als Widerstand geschal­ tet. Die Differenzverstärkungsstufe 76 enthält ferner einen Kondensator 118, der zwischen dem Gate des Transistors 114 und einem Ausgangsknoten NG vorgesehen ist, und einen Kon­ densator 117, der zwischen dem Ausgangsknoten NG und einem Leitungsanschluß des Transistors 113 vorgesehen ist. Der Kondensator 118 ist zum Stabilisieren des Ausgangssignals vorgesehen. Der Kondensator 117 ist zum Rückkoppeln des Potentials am Ausgangsknoten am Knoten NG an das jeweilige Gate der Transistoren 116 und 115 vorgesehen. Durch das Vor­ sehen der Kondensatoren 117 und 118 kann eine plötzliche Änderung des Potentials am Ausgangsknoten NG verhindert wer­ den.

Wenn insbesondere das Potential am Ausgangsknoten NG plötz­ lich zunimmt, dann nimmt aufgrund des Kondensators 114 das Gatepotential des Transistors 114 zu, so daß das Potential am Ausgangsknoten NG abnimmt. Die plötzliche Zunahme des Potentials am Ausgangsknoten NG wird durch den Kondensator 117 an das Gate der Transistoren 115 und 116 übertragen, was den Wert des durch den Transistor 116 fließenden Stroms kleiner macht. Selbst wenn der Transistor 113 plötzlich ein-/ausschaltet, kann eine plötzliche Änderung des Poten­ tials am Ausgangsknoten NG mittels der Kondensatoren 117 und 118 verhindert werden. Daher wird die Referenzspannung durch Differenzverstärken der durch die Widerstände R1 und R2 er­ zeugten Spannung, beispielsweise ohne den Einfluß eines Rauschens, stabil erzeugt.

Die Ausgangsstufe 77 enthält einen npn-Bipolartransistor 120, welcher an seiner Basis die Spannung aus dem Ausgangs­ knoten NG der Differenzverstärkungsstufe 76 empfängt, einen n-Kanal-MOS-Transistor 121, welcher zwischen dem Emitter des Bipolartransistors 120 und dem das zweite Stromversorgungs­ potential Vee zuführenden Knoten vorgesehen ist und welcher an seinem Gate die Referenzspannung Vcs empfängt, einen npn-Bipolartransistor 122, welcher an seiner Basis die Spannung aus dem Ausgangsknoten NG der Differenzverstärkungsstufe empfängt, und einen n-Kanal-MOS-Transistor 126, welcher zwischen dem Emitter des npn-Bipolartransistors 122 und dem das zweite Stromversorgungspotential Vee zuführenden Knoten vorgesehen ist und welcher an seinem Gate die Referenzspan­ nung Vcs empfängt.

Die Transistoren 121 und 126 werden als Konstantstromquelle betrieben, und die Bipolartransistoren 120 und 122 werden in einer Emitterfolger-Art so betrieben, daß sie die Referenz­ spannung Vref erzeugen. Die aus dem Emitter des Bipolartran­ sistors 120 erzeugte Referenzspannung Vref ist an das Gate des Transistors MP1 gelegt.

Die Ausgangsstufe 77 enthält ferner einen p-Kanal-MOS-Tran­ sistor 123, welcher als Widerstand geschaltet ist, einen npn-Bipolartransistor 124, welcher an seiner Basis den Aus­ gang aus dem Transistor 123 empfängt, und einen Widerstand 125, der zwischen dem Emitter des Transistors 124 und dem Emitter des Transistors 122 geschaltet ist. Der Transistor 123, der Bipolartransistor 124 und der Widerstand 125 bilden eine Halteschaltung, welche ein übermäßiges Abnehmen des Po­ tentials der Referenzspannung Vref verhindert, und ein Hal­ tepotential wird im allgemeinen in der folgenden Art und Weise vorgesehen.

In den als Diode geschalteten MOS-Transistor 123 fließt der Basisstrom des Bipolartransistors 124, welcher Strom das 1/hfe-fache des durch die Konstantstromquelle 126 fließenden Stroms ist. Eine Spannung Vcc-/Vthp/, bei welcher der MOS-Transistor 123 beinahe einschaltet, ist vorgesehen und an die Basis des Transistors 124 gelegt. Der Bipolartransistor 124 wird in einer Emitterfolger-Art betrieben und stellt an seinem Emitter ein Potential Vcc-/Vthp/-VBE bereit. Ein Spannungsabfall V(R125) wird erzeugt, der durch den Wider­ standswert des Widerstands 125 und den Wert des Stroms in der Konstantstromquelle bestimmt ist, und die Referenzspan­ nung Vref wird festgehalten, derart daß sie auf einem Wert gehalten wird, der größer als Vcc-/Vthp/-VBE-V(R125) ist.

Fig. 5 zeigt einen anderen Aufbau der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung für die Pegelumwandlungsschaltung. Die in Fig. 19 gezeigte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung enthält Transistoren DQ1 bis DQ4, welche entsprechend den jeweiligen Transistorelementen Q1 bis Q4 der in Fig. 2 dargestellten Pegelumwandlungsschaltung vorgesehen sind. Das Gate und ein Leitungsanschluß des Transistors DQ1 sind ver­ bunden, und der Transistor DQ1 funktioniert als Widerstand. Der Transistor DQ1 empfängt an seinem anderen Leitungsan­ schluß eine Hochpegelspannung VH. Der Transistor DQ3 ist in Reihe mit dem Transistor DQ1 vorgesehen. Das Gate des Tran­ sistors DQ3 ist mit dem Gate des Transistors DQ4 verbunden. Das Gate und ein Leitungsanschluß des Transistors DQ4 sind miteinander verbunden.

Der Transistor DQ2, der an seinem Gate eine Tiefpegelspan­ nung VL empfängt, führt dem Transistor DQ4 einen Strom aus dem ein erstes Versorgungspotential zuführenden Knoten zu. Daher ist der durch den Transistor DQ2 fließende Strom I3 ebensogroß wie der durch den Transistor DQ4 fließende Strom I2. Wenn das β der Transistoren DQ1 bis DQ4 ebensogroß wie das β der entsprechenden Transistoren Q1 bis Q4 der Pegel­ umwandlungsschaltung gemacht wird, dann wird eine Referenz­ spannung Vref erzeugt, welche die Ströme I3 und I2 in der Pegelumwandlungsschaltung einander gleich macht.

Um die aus der Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung ausge­ gebene Referenzspannung Vref zu stabilisieren, ist es vor­ zuziehen, die Ausgangsimpedanz kleiner zu machen. Zu diesem Zweck wird die Größe der Transistoren DQ2 und DQ4 ver­ kleinert, wogegen die Größe der Transistoren DQ1 und DQ3 vergrößert wird, so daß der Wert von β dieser Transistoren vergrößert wird. Insbesondere sind die Werte so festgesetzt, daß gilt:

β (DQ2)/β (DQ4) = β (Q2)/β (Q4) und
β (DQ1)/β (DQ3) = β (Q1)/β (Q3).

Dies gestattet eine stabile Erzeugung der Referenzspannung Vref zur Pegelumwandlung. Wenn die Transistoren DQ1 bis DQ4 zum Erzeugen der Referenzspannung durch denselben Herstel­ lungsprozeß wie die die Pegelumwandlungsschaltung bildenden Transistoren Q1 bis Q4 gebildet werden, dann würde eine Schwankung von Herstellungsparametern der Transistoren für die Pegelumwandlungsschaltung und diejenige der Transistoren zum Erzeugen der Referenzspannung dieselbe sein, und daher kann eine Referenzspannung Vref erzeugt werden, welche eine gewünschte Pegelumwandlungsfunktion realisiert, selbst wenn die Herstellungsparameter schwanken.

Fig. 6 zeigt einen anderen Aufbau der Referenzspannungs-Er­ zeugungsschaltung zur Pegelumwandlung. Bei der in Fig. 6 gezeigten Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung empfängt ein Leitungsanschluß eines Transistors DQ1 eine erste Stromver­ sorgungsspannung Vcc anstelle der Hochpegelspannung VH. Wie in Fig. 4 zu erkennen ist, ist die Hochpegelspannung VH gleich Vcc-VBE. Das Gate und der andere Leitungsanschluß des Transistors DQ1 sind mit der Basis eines npn-Bipolartransi­ stors BP1 verbunden. Der Kollektor des Bipolartransistors BP1 ist mit einem das erste Stromversorgungspotential Vcc zuführenden Knoten verbunden, und der Emitter desselben ist mit einem Leitungsanschluß eines n-Kanal-MOS-Transistors MN1 verbunden. Das Gate des Transistors MN1 ist mit dem Gate der Transistoren DQ3 und DQ4 verbunden, und der andere Leitungs­ anschluß desselben ist mit einem das zweite Stromversor­ gungspotential Vee zuführenden Knoten verbunden. Der Transi­ stor MN1 wird mit dem Transistor DQ4 in einer Stromspiegel Art betrieben.

Bei dem in Fig. 2 gezeigten Aufbau wird der Bipolartransi­ stor BP1 in einer Emitterfolger-Art betrieben, und er er­ zeugt eine Referenzspannung Vref. Die vom Transistor DQ1 ausgegebene Spannung ist um VBE (=Vcc-VH) größer als die­ jenige, die durch den in Fig. 5 dargestellten Aufbau vor­ gesehen ist. Daher ist die durch den Emitterfolgertransistor BP1 erzeugte Referenzspannung Vref dieselbe wie die Refe­ renzspannung Vref, welche durch die in Fig. 5 gezeigte Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt wird. Da ein Bipolartransistor in der Ausgangsstufe verwendet wird und der Bipolartransistor in einer Emitterfolger-Art betrieben wird, kann die Ausgangsimpedanz der Referenzspannungs-Erzeu­ gungsschaltung verkleinert und die Referenzspannung Vref stabil erzeugt werden.

Die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung

In einer Bi-CMOS-Schaltung wird eine Mehrzahl von verschie­ denen Referenzpotentialen verwendet. Eine Eingangsschaltung und eine Logikgatterschaltung, welche eine periphere Schal­ tungseinrichtung bilden, enthalten als Grundbestandteil eine Stromschaltschaltung, welche ein Differenztransistorpaar enthält. Die Logikschwellenspannung der Logikgatterschaltung ist durch ein Referenzpotential festgesetzt, welches der Basis (oder dem Gate) von einem Transistor des Differenz­ transistorpaares zugeführt wird. In der Eingangsschaltung ist ein Konstantstromquellen-Element so geschaltet, daß es den Differenztransistoren einen Betriebsstrom zuführt. Ein Referenzpotential wird zum Steuern des Konstantstromquellen- Transistors verwendet. Ein Referenzpotential wird ferner im ECL-CMOS-Pegelumwandlungsabschnitt verwendet. Die Schal­ tungsstrukturen zum Erzeugen dieser Referenzpotentiale wer­ den beschrieben werden.

Fig. 7 zeigt den Aufbau einer Referenzspannungs-Erzeu­ gungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Unter Be­ zugnahme auf Fig. 7 enthält die Referenzspannungs-Erzeu­ gungsschaltung einen Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt 80 zum Erzeugen konstanter Referenzspannungen Vcs und Vref1 und einen Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt 82 zum Er­ zeugen einer Referenzspannung Vcs1 gemäß der konstanten Spannung Vcs aus dem Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt 80. Der Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt 80 enthält einen Widerstand RR1, dessen eines Ende mit einem ein erstes Stromversorgungspotential Vcc zuführenden Knoten verbunden ist; einen npn-Bipolartransistor RQ1, dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstands RR1 verbunden ist, dessen Emitter mit einem ein zweites Stromversorgungspotential Vee zuführenden Knoten verbunden ist und dessen Basis durch einen Widerstand RR2 mit dem zweiten Stromversorgungspoten­ tial Vee verbunden ist; einen npn-Bipolartransistor RQ2, dessen Kollektor so geschaltet ist, daß er durch einen Widerstand RR20 das erste Stromversorgungspotential Vcc emp­ fängt, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands RR1 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Ende eines Wider­ stands RR4 verbunden ist; einen npn-Bipolartransistor RQ3, dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstands RR4 verbunden ist, dessen Emitter so geschaltet ist, daß er durch einen Widerstand RR5 das zweite Stromversorgungspoten­ tial Veb empfängt, und dessen Basis mit einem Ende eines Widerstands RR7 verbunden ist; einen npn-Bipolartransistor RQ4, dessen Kollektor so geschaltet ist, daß er das erste Stromversorgungspotential Vcc empfängt, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands RR1 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Ausgangsknoten ND1 und einem Ende eines Widerstands RR6 verbunden ist; und einen npn-Bipolartran­ sistor RQ5, dessen Kollektor und dessen Basis beide mit dem anderen Ende des Widerstands RR6 und dem anderen Ende des Widerstands RR7 verbunden sind und dessen Emitter so ge­ schaltet ist, daß er das zweite Stromversorgungspotential Vee empfängt. Die Referenzspannung Vcs wird am Emitter des Bipolartransistors RQ4 erzeugt.

Der Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt 80 enthält ferner einen p-Kanal-MOS-Transistor MP4, dessen einer Leitungsan­ schluß so geschaltet ist, daß er das erste Stromversorgungs­ potential Vcc empfängt, dessen Gate so geschaltet ist, daß es das zweite Stromversorgungspotential Vee empfängt, und dessen anderer Leitungsanschluß mit einem Ende eines Wider­ stands RR21 verbunden ist; einen npn-Bipolartransistor RQ10, dessen Kollektor so geschaltet ist, daß er das erste Strom­ versorgungspotential Vcc empfängt, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands RR21 und dem Kollektor des Transistors RQ2 verbunden ist und dessen Emitter mit einem zweiten Ausgangsknoten verbunden ist; einen npn-Bipolartran­ sistor RQ11, dessen Kollektor mit dem Emitter des Transi­ stors RQ10 verbunden ist, dessen Basis mit dem Emitter des Transistors RQ4 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Ende eines Widerstands RR22 verbunden ist; und den Wider­ stand RR22, welcher zwischen dem Emitter des Transistors RQ11 und dem das zweite Stromversorgungspotential Vee zu­ führenden Knoten vorgesehen ist. Das andere Ende des Wider­ stands RR21 ist ferner mit dem anderen Ende des Widerstands RR20 verbunden. Die Referenzspannung Vref 1 wird am Emitter des Transistors RQ10 erzeugt. Dieser Konstantspannungs-Er­ zeugungsabschnitt 80 wird als Bandlücken-Referenzschaltung bezeichnet.

Der Referenzspannungs-Erzeugungsabschnitt 82 enthält einen npn-Bipolartransistor RQ6, welcher an seiner Basis die Konstantspannung Vcs aus dem Konstantspannungs-Erzeugungs­ abschnitt 80 empfängt; einen Widerstand RR10, welcher zwischen dem Emitter des Bipolartransistors RQ6 und dem das zweite Stromversorgungspotential Vee zuführenden Knoten vor­ gesehen ist; einen p-Kanal-MOS-Transistor RP2, welcher zwi­ schen dem Kollektor des Bipolartransistors RQ6 und dem das erste Stromversorgungspotential Vcc zuführenden Knoten vor­ gesehen ist; einen p-Kanal-MOS-Transistor RP1, welcher mit dem Transistor RP2 in Emitterfolger-Art geschaltet ist; und einen n-Kanal-MOS-Transistor RN1, welcher als Widerstand ge­ schaltet ist und zwischen dem Ausgangsknoten des Transistors RP1 und dem das zweite Stromversorgungspotential Vee zu­ führenden Knoten vorgesehen ist. Das Gate des Transistors RP2 ist mit dem Gate des Transistors RP1 und mit dem Kollektor des Bipolartransistors RQ6 verbunden.

Der Referenzspannungs-Erzeugungsabschnitt 82 enthält ferner einen p-Kanal-MOS-Transistor MP3, der parallel zum Transi­ stor RP2 vorgesehen ist. Das zweite Stromversorgungspoten­ tial Vee ist an das Gate des Transistors MP3 gelegt. Der Transistor RN1 überträgt die Referenzspannung Vcs1 an das Gate eines Stromquellen-Transistors CQ. In diesem Fall bil­ den der Transistor RN1 und der Konstantstromquellen-Transi­ stor CQ eine Stromspiegelschaltung. Der Betrieb wird be­ schrieben werden.

Zunächst wird der Betrieb des Konstantspannungs-Erzeugungs­ abschnitts 80 beschrieben werden. Nun sind die durch die Widerstände RR1, RR4, RR5 und RR6 fließenden Ströme ent­ sprechend mit I11, I12, I13 und I14 bezeichnet, und die Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfälle an den Bipolartransi­ storen RQ1 bis RQ5 sind entsprechend mit VBE1 bis VBE5 be­ zeichnet. Die Stromverstärkungsfaktoren der Bipolartransi­ storen RQ1 bis RQ5 sind ausreichend groß, und deren Basis­ strom kann vernachlässigt werden.

Die am Ausgangsknoten ND erscheinende Spannung Vcs (Span­ nung, die dem zweiten Stromversorgungspotential Vee ent­ spricht) wird dargestellt durch

Vcs = VBE5 + RR6 · I14 (1),

wobei die Widerstandswerte der Widerstände RR1 bis RR6 durch dieselben entsprechenden Bezugszeichen RR1 bis RR6 bezeich­ net sind.

Indessen ist die Potentialdifferenz zwischen dem ersten stromversorgungspotential Vcc und dem zweiten Stromversor­ gungspotential Vee als Summe aus der Spannung über dem Widerstand RR1, des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Bi­ polartransistors RQ2, der Spannung über dem Widerstand RR4 und des Basis-Emitter-Spannungsabfalls VBE1 des Bipolartran­ sistors RQ1 gegeben, das heißt:

Vcc-Vee = I11 · RR1 + VBE2 + I12 · RR4 + VBE1 (2).

Die Potentialdifferenz zwischen dem ersten Stromversorgungs­ potential Vcc und dem zweiten Stromversorgungspotential Vee ist ferner die Potentialdifferenz, die über dem den Wider­ stand RR1, den Bipolartransistor RQ4, den Widerstand RR6 und den Bipolartransistor RQS enthaltenden Pfad abfällt. Daher kann die folgende Gleichung abgeleitet werden:

Vcc-Vee = I11 · RR1 + VBE4 + I14 · RR6 + VBE5 (3).

Aus den vorstehenden Gleichungen (2) und (3) ergibt sich die folgende Gleichung (4):

I14 · RR6 = VBE1 + VBE2 - VBE4 - VBE5 + I12 · RR4 (4).

Durch Einsetzen der Gleichung (4) in die vorstehende Glei­ chung (1) ergibt sich die folgende Gleichung:

Vcs = VBE1 + VBE2 - VBE4 + I12 · RR4 (5).

Ferner ist die über dem Widerstand RR2 abfallende Spannung ebensogroß wie der Basis-Emitter-Spannungsabfall VBE1 des Bipolartransistors RQ1. Daher gilt:

VBE1 = I15 · RR2 (6).

Da der Basisstrom des Bipolartransistors aufgrund seines ausreichend großen Stromverstärkungsfaktors vernachlässigbar ist, gilt die folgende Gleichung:

I12 = I13 + I15 = I13 + (VBE1/RR2) (7).

Durch Einsetzen der Gleichung (7) in (5) ergibt sich die folgende Gleichung:

Vcs = VBE1 + VBE2 - VBE4 + RR4 · (I13 + (VBE1/RR2)) (8).

Da der Basis-Emitter-Spannungsabfall des Bipolartransistors RQ5 durch die Summe aus dem Basis-Emitter-Spannungsabfall VBE3 des Bipolartransistors RQ3 und der Spannung über dem Widerstand RR5 erhalten wird, gilt:

VBE5 = VBE3 + I13 · RR5 (9).

Durch Modifizieren dieser Gleichung (9) ergibt sich:

I13 = (VBE5 - VBE3)/RR5 (10)

Durch Einsetzen der Gleichung (10) in die Gleichung (8) wird die folgende Gleichung erhalten:

Vcs = VBE1 + VBE2 - VBE4 + + RR4 · ((VBE1/RR2) + (VBE5 - VBE3)/RR5) (11).

Wie aus der Gleichung (11) erkannt werden kann, wird die am Ausgangsknoten ND1 erscheinende Spannung Vcs durch den Basis-Emitter-Spannungsabfall des Bipolartransistors und den Widerstandswert bestimmt. Wenn sich die Versorgungsspan­ nungen Vcc und Vee ändern, dann ändert sich der Strom auch. Die durch die Änderung des Stroms verursachte Änderung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls VBE ist jedoch sehr klein und vernachlässigbar. Daher wird gemäß der Gleichung (11) eine Spannung Vcs am Ausgangsknoten ND1 bereitgestellt, welche unabhängig von einer Schwankung der ersten Stromversorgungs­ spannung Vcc konstant ist.

Der Transistor MP4 hat seinen Widerstandswert gemäß der Schwankung des Gatepotentials Vee geändert, und er hat die Aufgabe, das Potential am Ausgangsknoten ND2 im umgekehrten Verhältnis zur Änderung des Widerstands einzustellen. Da das Potential am Ausgangsknoten ND1 die Konstantspannung Vcs ist, ist das Basispotential des Bipolartransistors RQ2 gleich Vcs+VBE4. Daher ändert sich das Basispotential des Bipolartransistors RQ2 bei einer Änderung des zweiten Strom­ versorgungspotentials Vee nicht, sondern wird konstant ge­ halten, und daher ist der durch den Widerstand RR20 flie­ ßende Strom konstant. Folglich erscheint eine konstante Spannung am zweiten Ausgangsknoten ND2, und der Bipolartran­ sistor RQ10 wird in Emitterfolger-Art betrieben und stellt die Referenzspannung Vref1 bereit. Der Bipolartransistor RQ11 und der Widerstand RR20 funktionieren als Stromquelle für den Bipolartransistor RQ10. Ein in einer qualitativen Art und Weise beschriebene Betrieb des Konstantspannungs- Erzeugungsabschnitts 80 ist folgendermaßen.

Wenn der Strom I11 zunimmt, dann nimmt das Basispotential der Bipolartransistoren RQ2 und RQ4 ab und nehmen die Ströme I12 und I14 ab. Folglich nimmt auch der Strom I15 ab, und das Basispotential des Bipolartransistors RQ1 nimmt aufgrund des Widerstands RR2 ab, wodurch der Strom I11 abnimmt. Folg­ lich nimmt das Basispotential der Bipolartransistoren RQ2 und RQ4 zu. Der Widerstand RR2 hat nämlich die Aufgabe, das Potential des Bipolartransistors RQ1 immer auf dem Basis- Emitter-Spannungsabfall VBE1 zu halten und den durch den Widerstand RR1 fließenden Strom I11 konstant zu halten.

Da die konstanten Ströme I12 und I14 fließen, erscheint eine konstante Spannung am Ausgangsknoten ND1. Der Widerstand RR7 hat die Aufgabe, eine Schwankung der Betriebscharakteristi­ ken des Bipolartransistors RQ3 zu verhindern, welche durch eine Schwankung des Basispotentials des Bipolartransistors RQ5, das heißt eine Schwankung des an die Basis des Bipolar­ transistors RQ3 übertragenen Kollektorpotentials, verursacht wird.

Der Betrieb des Referenzspannungs-Erzeugungsabschnitts 82 wird beschrieben werden. Der Widerstand RR10 sieht einen Emitterwiderstand des Stromquellen-Bipolartransistors RQ6 vor. Das Emitterpotential des Bipolartransistors RQ6 ist durch Vcs-VBE6 gegeben, wobei VBE6 die Basis-Emitter-Span­ nung des Bipolartransistors RQ6 bezeichnet. Ein Emitterstrom IE des Bipolartransistors RQ6 wird dargestellt durch:

IE = (Vcs - VBE6 - Vee)/RR10.

Wird angenommen, daß der Basisstrom des Bipolartransistors RQ6 vernachlässigbar ist, dann ist ein Kollektorstrom IC des Bipolartransistors RQ6 etwa ebensogroß wie der Emitterstrom IE.

Der Transistor RP1 und der Transistor RP2 bilden eine Strom­ spiegelschaltung. Wenn der Kollektorstrom IC des Bipolar­ transistors RQ6 zunimmt, dann nimmt der durch den Transistor RP1 fließende Strom zu, wobei der durch den Ausgangsknoten ND3 fließende Strom zunimmt und der Pegel der am Ausgangs­ knoten ND3 erscheinenden Referenzspannung Vcs1 größer wird. Wenn der Emitterstrom IE abnimmt, dann nimmt die Referenz­ spannung Vcs1 ab. Da eine konstante Spannung Vcs an die Basis des Bipolartransistors RQ6 gelegt ist, können die Ströme IC und IE konstant gemacht werden, und somit kann die Referenzspannung Vcs1 erzeugt werden.

Der durch den Transistor RP1 fließende Strom I kann darge­ stellt werden als

I = IC · β (RP1)/β (RP2),

wobei β (RP1) und β (RP2) die Werte von β der Transistoren RP1 und RP2 bezeichnet. Das Gate und das Drain des Transi­ stors RN1 sind miteinander verbunden, und der Transistor RN1 wird in einem Sättigungsgebiet betrieben. Der durch den Transistor RN1 gelieferte Strom I (RN1) ist gegeben durch

I (RN1) = β (Vgs - Vth)²/2.

Hier bezeichnet Vgs die Gate-Source-Spannung des Transistors RN1, und Vth bezeichnet die Schwellenspannung des Transi­ stors RN1. Der Ausgangs-Transistor RN1 und der Strom­ quellen-Transistor CQ bilden eine Stromspiegelschaltung, und der Spiegel Strom des Stroms I (RN1) fließt durch den Strom­ quellen-Transistor CQ.

Der Strom IE kann unabhängig vom Wert des zweiten Stromver­ sorgungspotentials Vee konstant gehalten werden (Vcs-Vee ist konstant).

Obwohl der Transistor RN1 in einem Sättigungsgebiet betrie­ ben wird, ändert sich jedoch der durch den Transistor RN1 gelieferte Strom I (RN1) gemäß dem Quellenpotential, das heißt dem Wert des zweiten Stromversorgungspotentials Vee. Selbst wenn in diesem Fall die Gatelänge des Transistors RN1 vergrößert und dessen Gatebreite vergrößert wird, um die Stromtreibfähigkeit zu vergrößern (unter der Annahme, daß β konstant ist), ändert sich unvermeidlich der Sättigungsstrom des Transistors RN1 gemäß der Gate-Source-Spannung des Tran­ sistors RN1 geringfügig. Durch die Änderung der Referenz­ spannung Vcs1 verursacht das eine Änderung des durch den Stromquellen-Transistor CQ gelieferten Stroms.

Im Hinblick auf das Vorstehende ist der Transistor MP3 parallel zum Transistor RP2 vorgesehen. Die Stromliefer­ fähigkeit des Transistors MP3 ist auf einen ausreichend kleinen Wert festgesetzt, beispielsweise auf 1/10 derjenigen des Transistors RP2. Der Transistor MP3 empfängt an seinem Gate das Versorgungspotential Vee und dient als normales Einschaltwiderstands-Element. Wenn das zweite Stromversor­ gungspotential Vee bezüglich des ersten Versorgungspoten­ tials Vcc zunimmt, dann nimmt dessen Widerstandswert zu.

Wenn indessen das zweite Stromversorgungspotential Vee re­ lativ abnimmt, dann wird der Widerstandswert kleiner, was eine Zunahme des Potentials am Knoten ND4 verursacht. Folg­ lich nimmt das Gatepotential der Transistoren RP2 und RP1 zu, wobei der Strom I abnimmt. Beim Transistor RN1 nimmt der zweite Stromversorgungspotential Vee relativ ab, wobei die Gate-Source-Spannung Vgs des Transistors RN1 zunimmt, und wenn der vom Ausgangsknoten ND3 zum zweiten Stromversor­ gungspotential Vee fließende Source-Drain-Strom Ids zunimmt, dann kann die entsprechende Anderung des zweiten Stromver­ sorgungspotentials Vee kompensiert werden, indem der aus dem Transistor RP1 gelieferte Strom I kleiner gemacht wird.

Wenn indessen das zweite Stromversorgungspotential Vee zu nimmt, dann nimmt der Widerstand des Transistors MP3 zu, wo­ bei das Potential am Knoten ND4 abnimmt und somit der durch den Transistor RP1 fließende Strom I zunimmt. Und folglich nimmt der Strom I selbst dann zu, wenn das zweite Stromver­ sorgungspotential Vee zunimmt und die Gate-Source-Spannung Vgs des Transistors RN1 kleiner wird. Daher kann der durch den Transistor RN1 fließende Strom Ids konstant gehalten werden. Selbst wenn sich die Versorgungsspannung Vee auf­ grund des Widerstands der Quellenspannungsleitung ändert, kann eine der Änderung entsprechende Referenzspannung Vcs1 erzeugt werden und daher der durch den Stromquellen-Transi­ stor CQ gelieferte Strom konstant gehalten werden.

Da das Potential am Knoten ND4, wie vorstehend beschrieben, im umgekehrten Verhältnis zur Änderung des zweiten Stromver­ sorgungspotentials Vee eingestellt wird, kann die Abhängig­ keit des durch den Transistor RN1 fließenden Stroms von dem zweiten Stromversorgungspotential Vee sicher eliminiert wer­ den und kann eine konstante Referenzspannung Vcs1 (unter Verwendung des zweiten Stromversorgungspotentials Vee als Referenz) an den Stromquellen-Transistor CQ gelegt werden, so daß der vom Stromquellen-Transistor CQ gelieferte Strom immer konstant gehalten wird.

Der Transistor MP4 und der Widerstand RR21 im Referenzspan­ nungs-Erzeugungsabschnitt 80 haben dieselbe Aufgabe wie der Transistor MP3. Das Potential am Knoten ND2 hängt vom zwei­ ten Stromversorgungspotential Vee ab. Daher kann dadurch, daß das Potential am Knoten ND2 mittels des Transistors MP4 und des Widerstands RR21 in einer ähnlichen Art und Weise wie beim Transistor MP3 eingestellt wird, der durch den Widerstand RR20 fließende Strom konstant gehalten werden, und daher kann die vom Bipolartransistor RQ10 ausgegebene Referenzspannung Vref1 konstant gehalten werden. Hierbei sind der Transistor MP4 und der Widerstand RR21 dazu vorge­ sehen, die Abhängigkeit des Potentials am Knoten ND2 von Vee zu kompensieren, und der durch den Transistor MP4 und den Widerstand RR21 fließende Strom ist derart festgesetzt, daß er kleiner als der durch den Widerstand RR20 fließende Strom ist. Der Widerstand RR21 wird derart betrieben, daß eine übermäßige Verkleinerung der Größe des Transistors MP4 ver­ hindert wird, und er sieht gemeinsam mit dem Transistor MP4 einen Reihenwiderstand vor.

Auf diese Weise kann durch Einstellen des Potentials am Knoten ND2 in einem umgekehrten Verhältnis zur Änderung des zweiten Stromversorgungspotentials Vee eine konstante Refe­ renzspannung Vref1 erzeugt werden.

Fig. 8 zeigt einen anderen Aufbau der Referenzspannungs-Er­ zeugungsschaltung. Bei der in Fig. 8 gezeigten Referenz­ spannungs-Erzeugungsschaltung ist in einem Referenzspan­ nungs-Erzeugungsabschnitt 82 ein Transistor RN2 parallel zu einem Transistor RN1 vorgesehen. Der Transistor RN2 empfängt an seinem Gate ein erstes Stromversorgungspotential Vcc. Die Gatebreite des Transistors RN2 ist ausreichend kleiner als die Gatebreite des Transistors RN1 gemacht. Wenn ein zweites Stromversorgungspotential Vee abnimmt (die Differenz zwi­ schen Vcc und Vee zunimmt), dann nimmt der Widerstandswert des Transistors RN2 ab (da die Gate-Source-Spannung des Transistors RN2 zunimmt). Folglich nimmt eine Referenzspan­ nung Vcs1 an einem Ausgangsknoten ND3 ab. Die Gatespannung (Gate-Source-Spannung) des Transistors RN1 nimmt ab, und der durch den Transistor RN1 fließende Strom wird unterdrückt. Auf diese Weise kann eine Abhängigkeit des vom Transistor RN1 gelieferten Stroms von der Drainspannung (der Drain-Source-Spannung) verhindert werden.

Durch Einstellen des durch den Ausgangs-Transistor RN1 flie­ ßenden Stroms gemäß einer Änderung des zweiten Stromversor­ gungspotentials Vee kann unabhängig von der Änderung des Stromversorgungspotentials eine konstante Referenzspannung erzeugt werden und daher derjenige Strom konstant gehalten werden, welcher durch den die Referenzspannung empfangenden Stromquellen-Transistor fließt. Daher ist selbst bei einem folgenden Aufbau die Erzeugung einer Referenzspannung ge­ sichert. Insbesondere ist der Referenzspannungs-Erzeugungs­ abschnitt 82 an einer Mehrzahl von Abschnitten auf einem Chip so vorgesehen, daß er in der Nähe des Stromquellen- Transistors CQ angeordnet ist. An die Mehrzahl von Referenz­ spannungs-Erzeugungsabschnitten 82 ist eine Konstantspannung Vcs aus einem Konstantspannungs-Erzeugungsabschnitt 80 ange­ legt. In diesem Fall wird der durch den Ausgangs-Transistor fließende Strom in jedem Referenzspannungs-Erzeugungsab­ schnitt gemäß der Größe des Stromversorgungspotentials Vee (oder gemäß der Größe der Differenz zwischen Vcc und Vee) eingestellt, selbst wenn das an jeden Referenzspannungs-Er­ zeugungsabschnitt 82 angelegte stromversorgungspotential Vee aufgrund des Widerstands der Stromquellen-Zwischenverbin­ dungsleitung schwankt. Daher kann eine konstante Referenz­ spannung Vcs1 an jedem beliebigen Abschnitt auf dem Chip erzeugt werden.

• (1) Entsprechend einem ersten Transistorelement, welches an einem Steuerelektrodenknoten eine Referenzspannung empfängt, und einem zweiten Transistorelement, welches einen Ausgangs­ knoten gemäß einem in einer Pegelumwandlungsschaltung ver­ wendeten Eingangssignal auflädt, sind ein drittes und ein viertes Transistorelement vorgesehen, und eine Referenzspan­ nung wird derart erzeugt, daß das Verhältnis aus dem durch das dritte Transistorelement fließenden Strom und dem durch das vierte Transistorelement fließenden Strom konstant ge­ halten wird, welche Referenzspannung an den Steuerelektro­ denknoten des ersten Transistorelements übertragen wird. Daher kann das Verhältnis aus dem durch das erste Transi­ storelement fließenden Strom und dem durch das zweite Tran­ sistorelement fließenden Strom in der Pegelumwandlungsschal­ tung konstant gehalten werden, und daher kann die Referenz­ spannung gemäß den Betriebscharakteristiken der Pegelumwand­ lungsschaltung genau erzeugt werden.
• (2) Entsprechend einem als Stromspiegelschaltungs-Strom­ quelle dienenden ersten Transistorelement und einem zweiten Transistorelement zum Aufladen eines Ausgangsknotens in einer Pegelumwandlungsschaltung sind ein drittes und ein viertes Transistorelement vorgesehen, und eine Referenz­ spannung wird durch Umwandeln des durch das dritte und das vierte Transistorelement jeweils gelieferten Stroms in eine Spannung und durch Differenzverstärken derselben erzeugt und somit die erzeugte Referenzspannung an den Steuerelektroden­ knoten des ersten Transistorelements gelegt. Daher wird die differenzverstärkte Referenzspannung an die Steuerelektrode des vierten Transistorelements rückgekoppelt, wobei das Ver­ hältnis aus dem jeweils durch das dritte und das vierte Transistorelement gelieferten Stroms konstant gehalten wird, und daher wird das Verhältnis aus dem jeweils durch das erste und das zweite Transistorelement der Pegelumwandlungs­ schaltung fließenden Stroms konstant gehalten. Daher kann eine Referenzspannung erzeugt werden, welche eine Schwankung der Charakteristiken der die Pegelumwandlungsschaltung bil­ denden Transistorelemente kompensiert und welche die ge­ wünschten Betriebscharakteristiken realisieren kann.
• (3) Für eine Pegelumwandlungsschaltung, die einen ersten Schalttransistor, welcher an seinem steuerelektrodenknoten eine Referenzspannung empfängt, welcher in Reaktion auf den Pegel eines Eingangssignals leitend gemacht wird und welcher eine Stromspiegelschaltung mit Strom versorgt, und einen zweiten Schalttransistor, welcher in Reaktion auf den Pegel des Eingangssignals leitend gemacht wird, so daß er einen Signalausgangsknoten auflädt, enthält, ist ein drittes Tran­ sistorelement entsprechend dem zweiten Schalttransistor vor­ gesehen, wobei der durch das dritte Transistorelement ge­ lieferte Strom in einer Stromspiegel-Art reflektiert wird, um einen Spiegelstrom zu erzeugen, und der Spiegelstrom wird in eine Spannung umgewandelt, um eine Referenzspannung zu erzeugen, welche an den Steuerelektrodenknoten des ersten Transistorelements gelegt ist. Zu dieser Zeit entspricht das Verhältnis aus dem Spiegelstrom und dem durch das dritte Schaltelement gelieferten Strom dem Verhältnis aus dem durch das zweite Transistorelement gelieferten Strom und dem durch das erste Transistorelement gelieferten Strom. Daher kann eine Referenzspannung erzeugt werden, welche eine gewünschte Ausgangssignalamplitude gemäß den Charakteristiken der Be­ standteile der Pegelumwandlungsschaltung realisieren kann.
• (4) Ein Strom wird aus einem konstanten Potential erzeugt, um einen Spiegelstrom zu erzeugen, wobei eine Referenzspan­ nung aus dem Spiegel Strom erzeugt wird und wobei eine Refe­ renzschaltungseinrichtung vorgesehen ist, welche die Refe­ renzspannung im umgekehrten Verhältnis bezüglich einer Änderung des Stromversorgungspotentials einstellt, so daß unabhängig von der Änderung der Stromversorgungsspannung eine konstante Referenzspannung erzeugt werden kann.
• (5) In einer Schaltung, die ein Widerstandselement, welches mit einem ein erstes Stromversorgungspotential zuführenden Knoten verbunden ist, und eine Stromquelle, welche das Widerstandselement mit einem konstanten Strom versorgt, ent­ hält, ist das Potential an einem Spannungsausgangsknoten des Widerstandselements im umgekehrten Verhältnis zur Änderung des zweiten Stromversorgungspotentials eingestellt, wobei unabhängig von der Änderung des Stromversorgungspotentials eine konstante Referenzspannung erzeugt werden kann.

Claims (15)

1. Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung, welche in einer Pegelumwandlungsschaltung (65) zum Umwandeln einer Logikamplitude eines Eingangssignals verwendet wird, wobei die Pegelumwandlungsschaltung (65) enthält: ein erstes Transistorelement (Q2), welches in Reaktion auf ein erstes Pegelpotential des Eingangssignals leitend gemacht wird, so daß es einen Signalausgangs-Knoten (Out) auf einen ersten stromversorgungs-Potentialpegel treibt, ein zweites Transi­ storelement (Q1), welches an einem Steuerelektroden-Knoten die Referenzspannung empfängt und leitend gemacht wird, wenn das Eingangssignal auf einem zweiten Pegelpotential ist, und eine Treiberstufe (Q3, Q4), welche in einer Stromspiegelart in Betrieb ist, wenn das zweite Transistorelement (Q1) lei­ tend ist, so daß sie den Ausgangsknoten auf einen zweiten Stromversorgungs-Potentialpegel treibt, wobei die Referenzschaltung umfaßt:
ein drittes Transistorelement (MP1), welches dem ersten Transistorelement (Q2) in den wesentlichen technologischen Parametern entsprechend vorgesehen ist und wel­ ches mit dem an einer Steuerelektrode empfangenen ersten Pegelpotential leitend gemacht wird, so daß es einen Strom aus einem das erste Stromversorgungspotential zuführenden Knoten liefert;
ein viertes Transistorelement (MP2), welches dem zweiten Transistorelement (Q2) in den wesentlichen technologischen Parametern entsprechend vorgesehen ist, wobei es an einem Leitungselektroden-Knoten das zweite Pegelpotential und an einem Steuerelektroden-Knoten die Referenzspannung empfängt, so daß es einen Strom aus dessen einem Leitungs­ elektroden-Knoten dessen anderem Leitungselektroden-Knoten zuführt; und
eine Einrichtung (OP, R1, R2), welche die Referenzspannung erzeugt, wobei sie eine Einrichtung (OP) enthält, die ein Verhältnis von dem aus dem dritten Transistorelement vorge­ sehenen Strom und dem aus dem vierten Transistorelement vor­ gesehenen Strom konstant hält, so daß sie die Referenzspan­ nung gemäß dem aus dem dritten und dem vierten Transistor­ element zugeführten Strom erzeugt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Einrich­ tung (OP, R1, R2) zum Erzeugen enthält:
eine Strom-/Spannungs-Umwandlungseinrichtung (R1, R2), wel­ che den aus dem dritten und dem vierten Transistorelement zugeführten Strom in eine Spannung umwandelt; und
eine Differenzverstärkungseinrichtung (OP), welche die durch die Strom-/Spannungs-Umwandlungseinrichtung umgewandelte Spannung differenzverstärkt, so daß sie die Referenzspannung erzeugt.

3. Schaltung nach Anspruch 2, bei welcher die Strom-/Spannungs-Umwandlungseinrichtung (R1, R2) enthält:
ein erstes Widerstandselement (R2), welches zwischen dem vierten Transistorelement (MP2) und einem das zweite Strom­ versorgungspotential zuführenden Knoten geschaltet ist, wobei eine Spannung über dem ersten Widerstandselement an einen negativen Eingang der Differenzverstärkungseinrichtung gelegt ist, und
ein zweites Widerstandselement (R1), welches zwischen dem dritten Transistorelement (MP1) und dem das zweite Stromver­ sorgungspotential zuführenden Knoten geschaltet ist, wobei eine Spannung über dem zweiten Widerstandselement an einen positiven Eingang der Differenzverstärkungseinrichtung ge­ legt ist.

4. Schaltung nach Anspruch 2, bei welcher das erste Transistorelement (Q2) einen ersten Durchgangsleitwert β1 hat, das zweite Transistorelement (Q1) einen zweiten Durchgangsleitwert β2 hat, das dritte Transistorelement (MP1) einen dritten Durchgangsleitwert β3 hat und das vierte Transistorelement (MP2) einen vierten Durchgangsleitwert β4 hat, wobei β1/β2 = β3/β4 ist.

5. Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung, welche in einer Pegelumwandlungsschaltung (65) zum Umwandeln einer Logikamplitude eines Eingangssignals verwendet wird, wobei die Pegelumwandlungsschaltung (65) enthält: ein erstes Tran­ sistorelement (Q2), welches in Reaktion auf ein erstes Pegelpotential des Eingangssignals leitend gemacht wird, so daß es einen Signalausgangs-Knoten auf einen ersten Strom­ versorgungs-Potentialpegel treibt, ein zweites Transistor­ element (Q1), welches an einem Steuerelektroden-Knoten die Referenzspannung empfängt und welches leitend gemacht wird, wenn das Eingangssignal auf einem zweiten Pegelpotential ist, und eine Treiberstufe (Q3, Q4), welche in einer Strom­ spiegelart in Betrieb ist, wenn das zweite Transistorelement leitend ist, so daß sie den Signalausgangsknoten auf einen zweiten Stromversorgungs-Potentialpegel treibt, wobei die Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung umfaßt:
ein drittes Transistorelement (DQ2), welches an einem Steuerelektroden-Knoten das erste Pegelpotential empfängt, so daß es einen Strom aus einem das erste Stromversorgungs­ potential zuführenden Knoten liefert;
eine Stromspiegeleinrichtung (DQ3, DQ4), welche den aus dem dritten Transistorelement (DQ2) zugeführten Strom in einer Stromspiegelart reflektiert, so daß sie einen Spiegelstrom erzeugt, wobei das Verhältnis zwischen dem Spiegelstrom und dem durch das dritte Transistorelement zugeführten Strom dem Verhältnis zwischen dem durch das zweite Transistorelement (Q1) zugeführten Strom und dem durch das erste Transistor­ element (Q2) zugeführten Strom entspricht; und
eine Einrichtung (DQ1; DQ1, BP1, MN1), welche den Spiegel­ strom in eine Spannung umwandelt, um die Referenzspannung zu erzeugen.

6. Schaltung nach Anspruch 5, bei welcher die Einrichtung (DQ1; DQ1, BP1, MN1) zum Umwandeln ein viertes Transistorelement (DQ1) enthält, dessen einer Lei­ tungselektroden-Knoten das zweite Pegelpotential empfängt und dessen Steuerelektroden-Knoten und dessen anderer Leitungselektroden-Knoten zusammengeschaltet sind, so daß es die Stromspiegeleinrichtung (DQ3, DQ4) mit einem Stromfluß versorgt.

7. Schaltung nach Anspruch 6, bei welcher das erste Transistorelement (Q2) einen ersten Durchgangsleitwert β1 hat, das zweite Transistorelement (Q1) einen zweiten Durchgangsleitwert β2 hat, das dritte Transistorelement (DQ2) einen dritten Durchgangsleitwert β3 hat und das vierte Transistorelement (DQ1) einen vierten Durchgangsleitwert β4 hat, wobei β1/β2 = β3/β4 ist.

8. Schaltung nach Anspruch 5, bei welcher die Einrichtung (DQ1; DQ1, BP1, MN1) zum Umwandeln enthält:
ein viertes Transistorelement (DQ1), welches in einer Wider­ standsart geschaltet ist, um einen Stromfluß aus einem das erste Stromversorgungspotential empfangenden Knoten in die Stromspiegeleinrichtung (DQ3, DQ4) zu liefern, so daß es den Spiegelstrom erzeugt, und
ein fünftes Transistorelement (BP1) mit einer Schwellenspan­ nung zum Einschalten und zum Übertragen einer durch das vierte Transistorelement erzeugten Spannung, welche kleiner als die Schwellenspannung ist, so daß es die Referenzspan­ nung erzeugt.

9. Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung, welche umfaßt:
eine Referenzpotential-Erzeugungseinrichtung (80) zum Er­ zeugen eines Referenzpotentials;
eine Stromerzeugungseinrichtung (RQ6) zum Erzeugen eines Stroms gemäß dem Referenzpotential;
eine Stromspiegeleinrichtung (RP2, RP1), welche aus dem mittels der Stromerzeugungseinrichtung erzeugten Strom einen Spiegelstrom erzeugt, welcher aus einem ein erstes Stromver­ sorgungspotential zuführenden Knoten (Vcc) in einen ein zweites Stromversorgungspotential zuführenden Knoten (Vee) in einer Stromspiegelart fließt;
eine Referenzspannungs-Erzeugungseinrichtung (RN1), welche eine Referenzspannung aus dem Spiegelstrom erzeugt; und
eine Einrichtung (MP2; RN2), welche die Referenzspannung im umgekehrten Verhältnis zu einer Änderung des zweiten Strom­ versorgungspotentials einstellt.

10. Schaltung gemäß Anspruch 9, bei welcher die Stromspiegeleinrichtung (RP2, RP1) (a) ein erstes Transi­ storelement (RP2), welches zwischen dem das erste Strom­ versorgungspotential zuführenden Knoten und der Stromerzeu­ gungseinrichtung (RQ6) als Diode geschaltet ist, und (b) ein zweites Transistorelement (RP1), welches in einer Strom­ spiegelart mit dem ersten Transistorelement (RP2) so ver­ bunden ist, daß es den Spiegelstrom erzeugt, enthält und bei welcher die Einrichtung (MP3; RN1) zum Einstellen ein drittes Transistorelement (MP3) enthält, welches parallel zum ersten Transistorelement geschaltet ist und einen das zweite Stromversorgungspotential empfangenden Steuerelektro­ den-Knoten aufweist.

11. Schaltung nach Anspruch 10, bei welcher der Leitfähigkeitstyp des ersten Transistorelements (RP2) mit demjenigen des dritten Transistorelements (MP3) identisch ist.

12. Schaltung nach Anspruch 9, bei welcher die Referenzspannungs-Erzeugungseinrichtung (RN1) ein erstes Transistorelement umfaßt, dessen einer Leitungselektroden- Knoten und dessen Steuerelektrode zu einem die Referenzspan­ nung erzeugenden Ausgangsknoten (ND3) zusammengeschaltet sind und dessen anderer Leitungselektroden-Knoten so ge­ schaltet ist, daß er das zweite Stromversorgungspotential empfängt, und bei welcher die Einrichtung (MP3; RN2) zum Einstellen ein zweites Tran­ sistorelement (RN2) umfaßt, welches parallel zu dem ersten Transistorelement geschaltet ist und einen das erste Strom­ versorgungspotential empfangenden Steuerelektroden-Knoten aufweist.

13. Schaltung nach Anspruch 9, bei welcher die Stromerzeugungseinrichtung (RD6) einen Bipolartransistor (RQ6) mit einem das Referenzpotential empfangenden Basis­ elektroden-Knoten umfaßt.

14. Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung, welche umfaßt:
ein Widerstandselement (RR20), dessen eines Ende mit einem ein erstes Stromversorgungspotential zuführenden Knoten ver­ bunden ist;
eine Stromquelleneinrichtung (RQ2, RQ1, RQ3, RQ4, RR1-RR6), welche zwischen einem anderen Ende (ND2) des Widerstands­ elements und einem ein zweites Stromversorgungspotential zuführenden Knoten so vorgesehen ist, daß sie den Betrag des durch das Widerstandselement fließenden Stroms bestimmt;
einen Ausgangstransistor (RQ10), welcher ein Potential an dem anderen Ende des Widerstandselements in Emitterfolger- Art so überträgt, daß er eine Referenzspannung (VREF1) er­ zeugt; und
eine Einrichtung (MP4, RR21), welche das Potential an dem anderen Ende des Widerstandselements im umgekehrten Ver­ hältnis zu einer Änderung des zweiten Stromversorgungs­ potentials einstellt.

15. Schaltung nach Anspruch 14, bei welcher die Einrichtung (MP4, RR21) zum Einstellen eine Einrichtung mit veränderlichem Widerstand (MP4) enthält, welche parallel zu dem Widerstandselement (KR20) geschaltet ist und ein Transi­ storelement (MP4) enthält, dessen Steuerelektroden-Knoten das zweite Stromversorgungspotential empfängt, so daß sich ein Leitwert des Transistorelements (MP4) im umgekehrten Verhältnis zur Änderung des Stromversorgungspotentials ändert.