DE4426538A1 - Treiberschaltkreise für IC-Testgeräte - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf automatische Test­ geräte, wie sie beim dynamischen Testen von integrierten Schaltkreisen verwendet werden, und insbesondere auf Treiberschaltungen zur Verwendung in solchen Testgeräten.

Die dynamischen Betriebscharakteristiken eines integrierten Schaltkreises (IC), wie die Schaltgeschwindigkeit und die Ausbreitungs­ verzögerung, werden typischerweise bestimmt unter Verwendung eines auto­ matischen Testgerätes. Beispielsweise kann das Testgerät programmiert sein, um eine Sequenz von Prüfsignalen an verschiedene Eingangs- oder Eingangs/Ausgangs(I/O)-Pforten eines Prüflings, wie eines IC, zu über­ tragen, und um die resultierenden Ausgangspegel und Reaktionszeiten des Prüflings zu messen. Eine solche Prüfung kann bestimmen, ob der Prüfling richtig funktioniert und auch die erforderlichen Zeitlagecharakteristi­ ken jener Schaltung zu bestimmen, die an die Eingangs-, Ausgangs- und I/O-Pforten des Prüflings nach Beendigung des Prüfprozesses anzu­ schließen ist.

Da das Testgerät Prüflingseingangssignale erzeugen muß und die Ausgangsreaktionssignale des Prüflings mit Genauigkeiten messen muß, die sich plus oder minus 100 Picosekunden nähern, muß das Testgerät so auf­ gebaut sein, daß es die Wellenformen der Ausgangssignale des Prüflings nicht verzerrt oder zumindest so, daß es diese Wellenformen nur in sol­ cher Art und Weise verzerrt, wie dies vorhersagbar und wiederholbar ist.

Jedes Prüflingsausgangssignal muß durch eine Übertragungslei­ tung laufen, die die Prüflingspforte mit einem Komparator innerhalb des Testgerätes verbindet. Diese Übertragungsleitung sollte mit ihrer cha­ rakteristischen Impedanz (Z_o) abgeschlossen sein, wenn der Prüfling in der Lage ist, eine solche Last anzusteuern, oder durch einen "Z-Klemmen"-Schaltkreis, wie unten beschrieben.

Jede I/O-Pforte des Prüflings muß außerdem verbunden sein mit einer Treiberschaltung innerhalb des Testgerätes. Um die Belastung zu minimieren, die das Testgerät an den Prüflingsausgang anlegt, sind der Treiber und der Komparator im allgemeinen mit dem Prüfling über eine einzige Übertragungsleitung verbunden. Dieses Verfahren der Verbindung erfordert, daß der Treiber am Ende der Übertragungsleitung angeordnet ist, sehr dicht an dem Abschlußnetzwerk. Jegliche physische Trennung zwischen dem Treiber und dem Abschlußnetzwerk kann Zeitlagefehler auf zweierlei Weise herbeiführen. Erstens kann der Treiberausgangssignalpfad einen Übertragungsleitungsstummel umfassen, der Reflexionen einführt und die Treiberausgangswellenform verzerrt. Zweitens kann die Ausgangskapa­ zitanz des abgeschalteten Treibers die Ausgangswellenform des Prüflings Verzerren, indem Reflexionen in dem Prüflingsausgangssignalpfad erzeugt werden.

Ein typischer Treiber nach dem Stand der Technik weist die folgenden Probleme auf:

• 1. Er erfordert eine getrennte Schaltung für das Abschließen oder Klemmen der Übertragungsleitung zwischen sich selbst und dem Prüf­ ling. Dieser Abschluß oder diese Klemme müssen notwendigerweise irgend eine endliche Distanz von dem Treiber entfernt sein, was zu einem Übertragungsleitungsstummel führt.
• 2. Es gibt keinen adäquaten "Abschalt"-Zustand, so daß, wenn der Prüfling versucht, den Treiberausgang hoch oder niedrig zu steuern, der Treiber einen Ausgangsstrom erzeugen wird mit der Tendenz, den Übergang langsamer zu machen.
• 3. Beim Treiben auf einen digital "hoch" liegenden Pegel wird der Strom nicht in angemessener Weise abgeführt, der auf den Treiber trifft als Ergebnis von Übertragungsleitungsreflexionen, die ver­ suchen, seinen Ausgang auf einen positiveren Pegel zu treiben.
• 4. Beim Treiben auf einen digital "niedrigen" Pegel wird unzureichend der Strom abgeführt, der auf ihn auftrifft als Ergebnis von Über­ tragungsleitungsreflexionen, die Versuchen, seinen Ausgang auf einen negativeren Pegel zu bringen.

Unkorrekt abgeschlossene Übertragungsleitungen unter Prüfbe­ dingungen können deutliche Zeitmeßfehler mit sich bringen, insbesondere wenn beim Prüfen von CMOS-Komponenten diese schmale Impulse erzeugen. Mit zunehmender Taktgeschwindigkeit digitaler CMOS-Komponenten bis zu 100 MHz und darüber hinaus wird das Problem von I/O-Fehlern, hervorgeru­ fen durch Übertragungsleitungsaberrationen, bei den Komponenten viel gravierender.

Endnutzer eliminieren typischerweise dieses Problem durch Packen der Komponenten in Multi-chip-Module zum Herabsetzen der Zwi­ schenverbindungsabstände. Übertragungsleitungsaberrationen werden jedoch nicht ohne weiteres unter Prüfbedingungen eliminiert, da die physische Trennung zwischen dem Prüfling und den Treiber- und Komparatorschal­ tungen des Testgerätes üblicherweise eine Größenordnung größer ist als die minimalen Verbindungsabstände in einem Multi-chip-Modul. Ein fal­ scher Abschluß der Übertragungsleitungen in einem Prüfsystem beeinträch­ tigt deutlich die Zeitlage- und Spannungsgenauigkeitsspezifikationen der Güte der Komparatorschaltungen des Testgerätes.

Klemmtechniken. Bekannte Techniken für das Abschließen der Übertragungsleitungen in einem Testsystem umfassen das "harte Klemmen", das "Z-Klemmen", quellenabschließende Leitungen mit ihrer charakteristi­ schen Impedanz (Z_o), Abschließen der Prüfgerätenden der Leitungen mit ihrer charakteristischen Impedanz und die programmierbare Last.

Eine weitere Technik, vorgeschlagen von Barber in M.R. Barber, Subnanosecond timing measurements on MOS devices using modern VLSI test systems, INTERNATIONAL TEST CONFERENCE, 1983 und anderen besteht darin, die Komparatoren des Testegerätes sehr dicht am Prüfling zu plazieren. Dies hat den deutlichen Vorteil der Minimierung von Differenzen zwischen der Prüfbedingung und den Bedingungen beim Endanwender. Ein deutlicher Nachteil besteht darin, daß zum Handhaben der I/O-Anschlußstifte des Prüflings die Treiber des Testgerätes ebenfalls sehr dicht an dem Prüf­ ling zu plazieren wären. Bis heute hat noch niemand ein solches System in kostengünstiger Weise gebaut.

Wenn die Ausgangsimpedanz des Prüflings kleiner ist als die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung, und wenn das test­ gerätseitige Ende der Übertragungsleitung offen gelassen wird, sind die Spannungsübergänge, erkannt von dem Komparator in dem Testgerät, unter­ schiedlich von den Spannungsübergängen, erzeugt von dem Prüfling. Eine einzelne Flanke, erzeugt von dem Prüfling, wird beobachtet als über­ schießend und dann ausklingend. Nachfolgende Flanken werden beobachtet als dem Ausklingen überlagert, das durch die vorhergehenden Flanken her­ vorgerufen wurde. Zeitlagefehler treten auf, wenn die Prüflingsausgangs­ flanken nicht durch mehrere Male die Ausbreitungsverzögerung der Über­ tragungsleitung getrennt sind. Sogar Fehler von ungültigen Daten können auftreten, wenn die Ausgangsflankenrate des Prüflings hoch genug ist.

Die meisten existierenden CMOS-Ausgangstreiber sind jedoch nicht ausgelegt, eine abgeschlossene Übertragungsleitung anzusteuern. Demgemäß müssen alternative Ansätze verwendet werden in der Prüfanlage zum Minimieren von Schwingungsvorgängen in der Übertragungsleitung und daraus resultierenden Zeitlagefehlern (und möglichen Datenfehlern).

Das "harte Klemmen". Diese Schaltung besteht aus zwei Schottky- Dioden und zwei Spannungsquellen. Eine Diode ist zwischen den Eingang und die positive Klemmenspannung gelegt, die andere Diode ist zwischen den Eingang und die negative Klemmenspannung gelegt. Die Höhen der Klem­ menspannungen sind typischerweise so gewählt, daß sie gleich sind (oder wenige hundert Millivolt niedriger als) wie die Größen der erwarteten Ausgangsspannungen des Prüflings, so daß der Prüfling normalerweise ei­ nen kleinen Strom in die Klemme treibt bei seinen Maximum- und Minimum­ ausschlägen. Wenn ein Prüfling mit einer Quellenimpedanz von weniger als 50 Ohm diese Schaltung ansteuert, hat die Wellenform am Ende der Über­ tragungsleitung die Tendenz überzuschießen. Der Überschuß wird durch ei­ ne der Klemmendioden "kurzgeschlossen". Da die Übertragungsleitung durch eine Schaltung abgeschlossen wird, deren dynamische Impedanz kleiner ist als Z_o, liefert eine Reflexion, die sich zurück zu dem Prüfling ausbrei­ tet, mehr Energie in die Übertragungsleitung. Dieser Zyklus wiederholt sich mit dem Mehrfachen der Umlaufverzögerung der Übertragungsleitung, bis der Strom in ihr auf einen vernachlässigbaren Wert fällt. Wenn der Prüflingsausgang während dieser Zeit eine weitere Flanke erzeugt, er­ kennt der Komparator in dem Prüfgerät diese Flanke überlagert dem Aus­ schwingvorgang. Obwohl die Ausgangswellenformen, die der Komparator be­ obachtet, "gut aussehen", entsprechen die Zeitlagen der Flanken, wie vom Komparator erkannt, nicht genau der Zeitlage der Flanken, wie sie von dem Prüfling produziert werden.

Die "Z-Klemme". US-Patent 5.287.022 mit dem Titel "Method and Circuit for Controlling Voltage Reflections on Transmission Lines" be­ schreibt alternative Übertragungsleitungsabschlußklemmschaltungen. Wie in diesem Patent diskutiert, werden die Impedanzcharakteristiken der Fig. 1 angenähert mit Z-Klemmen-Schaltkreisen, wie solche in Fig. 2A und 2B gezeigt sind. Diese Schaltungen sind ähnlich der harten Klemme, mit der Ausnahme, daß ein Widerstand in Serie mit den Dioden gelegt ist, so daß die Impedanz gleich 50 Ohm ist, wenn die Dioden leitend sind. Ein Vorteil dieser Impedanzcharakteristik besteht darin, daß die dynamische Impedanz des Abschlußnetzwerks gleich Z_o ist. Deshalb fällt der Strom in der Übertragungsleitung, hervorgerufen durch einen Prüflingsausgang, auf Null bei dem Zweifachen der Umlaufverzögerungszeit der Übertragungslei­ tung (2_*T_d) nach dem Übergang im Prüflingsausgang.

Die Zeitlagefehler der Z-Klemme sind ähnlich denen der harten Klemme für Impulsdauern, die kleiner sind als das Zweifache der Ausbrei­ tungszeit T_d der Übertragungsleitung. Für Pulsdauern, die größer sind als 2_*T_d, bewirkt die Z-Klemme einen vernachlässigbaren Zeitlagefehler, da der Strom in die Übertragungsleitung, hervorgerufen durch die erste Flanke, auf Null abgefallen ist zu dem Zeitpunkt des Auftretens der zweiten Flanke.

Wenn der Prüfling eine ECL- oder eine GTL-Schaltung ist oder irgend eine Schaltung, die ausgelegt ist, über eine abgeschlossene Über­ tragungsleitung zu treiben, ist es ideal, die Übertragungsleitung zwi­ schen dem Prüfling und seinem zugeordneten Komparator innerhalb des Testgerätes abzuschließen durch Anschließen eines festen Widerstandes mit einem Wert von Z_o zwischen dem Ende der Übertragungsleitung und ei­ ner niedrig impedanten Spannungsquelle, die auf die entsprechende Span­ nung eingestellt wird. Wenn die jeweilige Schaltung, die mit dem Ende der Übertragungsleitung verbunden ist, einen äquivalenten Schaltkreis hat, der von diesem Ideal abweicht, werden Reflexionen und damit Zeit­ lagemeßfehler auftreten.

Die Klemmenschaltungen in dem oben erwähnten US-Patent 5.287.022 sprechen die im vorangehenden Abschnitt beschriebenen Kondi­ tionen nicht an. Die in Fig. 2A und 2B gezeigten Schaltkreise (ent­ sprechend Fig. 5A und 5B des oben genannten Patents) würden angemes­ sen benutzt werden können, wenn die dort angegebene Spannung (V_cc - V_d) reprogrammiert würde auf (V_t - V_d) und wenn V_d reprogrammiert würde auf (V_t + V_d), worin V_t die Abschlußspannung ist und V_d der Diodensperr­ schichtspannungsabfall ist. Die Spannungen (V_t - V_d) und (V_t + V_d) wären jedoch sorgfältig zu steuern und zu koordinieren mit dem Ist-Wert von V_d bei der jeweils vorherrschenden Temperatur, um exzessiven Stromfluß von dem Knoten bei der Spannung (V_t + V_d) durch Dioden D1 und D2 zum Knoten bei (V_t - V_d) zu verhindern.

Quellenabschluß der Übertragungsleitung. Dies kann realisiert werden durch eine von zwei Methoden unter der Annahme, daß die Übertra­ gungsleitungen in dem Testgerät eine charakteristische Impedanz von 50 Ohm aufweisen, was de facto Standard zu sein scheint. Ein Verfahren be­ steht darin, die Prüflingsausgangstreiber so auszulegen, daß sie eine Quellenimpedanz von 50 Ohm haben, wenn sie entweder hoch oder niedrig treiben. Die andere Methode besteht darin, die Prüflingsausgangstreiber so auszulegen, daß sie dieselbe Impedanz haben, wenn sie entweder hoch oder niedrig treiben, jedoch weniger als 50 Ohm. Im letzteren Falle muß ein Widerstand in dem Prüfgestell nahe dem Prüfling zugefügt werden, so daß die Gesamtimpedanz, welche die Übertragungsleitung ansteuert, gleich 50 Ohm ist.

Abschließen des prüfgerätseitigen Endes der Übertragungslei­ tung mit ihrer charakteristischen Impedanz. Diese Technik wird immer ideale Wellenformen für die Komparatoren des Prüfgerätes erzeugen. Die Amplitude dieser Wellenformen wird gedämpft:

V_out = V_{s *}Z_o/(Z_s+Z_o)

wobei V_s die Spannung ist und Z_s die Impedanz des Ausgangstreibers des Prüflings. Diese Dämpfung muß berücksichtigt werden, wenn die Ver­ gleichsspannungen berechnet werden, falls die Komponentenausgänge nicht abgeschlossen sind wie bei der Endanwendung.

Ein Nachteil dieser Technik besteht darin, daß die meisten existierenden CMOS-Ausgangstreiber nicht ausgelegt sind zum Ansteuern einer abgeschlossenen Übertragungsleitung. Die Philosophie der Auslegung Von hochgeschwinden Ausgangstreibern, die eine abgeschlossene Übertra­ gungsleitung nicht ansteuern können, muß jedoch infrage gestellt werden. Wenn eine Komponente in die Prüfung geht, dann muß sie befriedigend un­ ter den Prüfbedingungen arbeiten, wie auch unter den Bedingungen der Endanwendung. Wenn ein Prüfling mit einer Ausgangsimpedanz Z_s eine nicht abgeschlossene 50 Ohm-Übertragungsleitung unter Testbedingungen der Länge T_d ansteuert, und der Prüfling zwischen Spannungen V_oh und V_ol schaltet, dann muß der Ausgang des Prüflings einen Strom liefern gleich (V_oh - V_ol)/(Z_s + 50) während einer Zeitperiode von 2_*T_d. Wenn dieselbe Übertragungsleitung bei (V_oh + V_ol)/2 abgeschlossen ist, dann wird der maximale Ausgangsstrom um 50% reduziert. Das Abschließen der Obertra­ gungsleitung des Prüfgerätes mit ihrer charakteristischen Impedanz wird deshalb Massereflexionen in dem Prüfling herabsetzen und sogar den Leistungsumsatz bei einigen Ausgangsfrequenzen reduzieren.

Die programmierbare Last. Diese Schaltung wurde verwendet seit der Frühzeit der Prüfung von integrierten Schaltkreisen, wenn DTL- und TTL-Komponenten einen erheblichen Teil des IC-Marktes beherrschten. Sie war ausgelegt für das Prüfen der Ausgänge von Komponenten, welche DTL- und TTL-Eingänge ansteuern. Solche Eingänge ziehen Gleichstrom von ihren Treiberquellen. Eine programmierbare Last besteht typischerweise aus ei­ ner Schottky-Diodenbrücke, schaltbaren Stromquellen, Widerständen und einer Abschlußspannungsquelle. Wenn das Eingangssignal von dem Prüfling negativer ist als die Abschlußspannung, wird ein spezifizierter Strom (I_ol) durch die Last von dem Prüfling abgezogen. In ähnlicher Weise wird in den Prüfling ein unterschiedlich spezifizierter Strom (I_oh) von der Last eingespeist immer dann, wenn das Eingangssignal positiver ist als die Abschlußspannung. Eine programmierbare Last wird typischerweise ver­ wendet in Verbindung mit einer harten Klemme oder einer Z-Klemme.

Eine programmierbare Last stellt einen Kompromiß dar bezüglich der Zeitlagegenauigkeit des Prüfgerätes. Die Eingangskapazitanz der pro­ grammierbaren Last reduziert die scheinbare Bandbreite des Prüflingsaus­ gangssignals, wie am Komparatoreingang beobachtet. Und wenn eine pro­ grammierbare Last "ein" ist, sehen die Brücke und ihre Stromquellen wie eine "Diode + Kondensator"-Last an dem Ende der Übertragungsleitung aus. Die Dioden sind leitend vorgespannt immer dann, wenn der Prüflingsausgang in demselben Zustand ist während einer signifikanten Zeitperiode, doch werden sie in Sperrichtung vorgespannt durch die erste vom Prüfling kommende Flanke. Nachfolgende Flanken, die kurz nach der ersten Flanke auftreten, werden nicht dieselbe kapazitive Last wie die erste Flanke ansteuern. Die Tatsache, daß die Last sich von Flanke zu Flanke ändert, bewirkt einen nicht eichbaren Zeitlagefehler. Der maximale Fehler hängt ab von der Streukapazität der Brücke (d. h. den Kapazitanzen der Dioden, Stromquellen, Stromschalter und der Schaltkreiskarte oder dem Modul, worauf sie montiert sind).

Ob die Gesamtheit oder etwas oder sehr wenig dieses Fehlers die Zeitmessung einer bestimmten Flanke beeinträchtigt, hängt ab von der Zeit zwischen der gerade zu messenden Flanke und der vorhergehenden Flanke, der Abklingzeit der Brückenstreukapazität (d. h. der Kapazitanz mal der Spannungsänderung, dividiert durch den programmierten Strom (I_oh oder I_ol)) und der Eichtechnik (d. h. ob die Systemeichung auf der ersten Flanke oder einer späteren Flanke basiert). Darüber hinaus kann der maximale programmierbare Laststrom unzureichend sein zum Bewirken eines adäquaten Abschlusses für das Eingangssignal.

Wenn ein CMOS-IC Ausgangsübergänge erzeugt, die zeitlich um weniger als das Doppelte der Verzögerung der Übertragungsleitungen unter Prüfbedingungen (2_*T_d) getrennt sind, dann kann eine gute Zeitlagegenau­ igkeit nur erreicht werden durch Abschließen dieser Übertragungslei­ tungen mit deren charakteristischer Impedanz. Dies kann erreicht werden entweder durch Auslegen der Treiberimpedanz, der IC-Ausgänge so, daß sie gleich Z_o sind, oder durch Plazieren resistiver Abschlüsse nahe den Kom­ paratoren des Prüfgerätes. Jeder Ansatz bringt signifikante Erfordernis­ se bezüglich der IC-Konstruktion mit sich. Wenn ein CMOS-IC Ausgangs­ übergänge erzeugt, die zeitlich um mehr als 2_*T_d getrennt sind und weni­ ger als 4_*T_d (oder sogar weniger als 6_*T_d), dann kann eine deutliche Verbesserung in der Zeitlagegenauigkeit erzielt werden durch Verwendung einer Z-Klemme anstelle einer harten Klemme. Ein programmierbare Last sollte nicht verwendet werden, wenn Hochgeschwindigkeitskomponenten ge­ prüft werden.

Die vorliegende Erfindung, definiert durch die unabhängigen Patentansprüche, schafft Schaltungen, die als Treiber wie auch als Ab­ schluß und Klemme dienen. Bequemlichkeitshalber sollen diese Schaltungen als Treiberschaltungen bezeichnet werden. Eine Treiberschaltung gemäß der Erfindung hat eine I/O-Klemme, die mit einem Eingang, einem Ausgang oder einer I/O-Pforte eines Prüflings über eine Übertragungsleitung ver­ bunden ist. Die Treiberschaltung kann betrieben werden zum Erfüllen einer der folgenden Funktionen:

• (1) Ansteuern eines Eingangs oder einer I/O-Pforte des Prüflings. Die I/O-Klemme der Treiberschaltung wird geschaltet zwischen zwei vor­ bestimmten Spannungspegeln (V_H und V_L) mit einer Ausgangsimpedanz (Z_o), die angepaßt ist an die Übertragungsleitung zwischen der Treiberschaltung und dem Prüfling zwecks Ansteuerung der Prüf­ lingspforte zwischen zwei vorbestimmten Spannungspegeln (V_H′ und V_L′), die in Beziehung stehen zu V_H und V_L. Wenn das prüflingssei­ tige Ende der Übertragungsleitung nicht abgeschlossen ist, dann gilt V_H = V_H′ und V_L = V_L′. Wenn das prüflingsseitige Ende der Übertragungsleitung mit einem Widerstand des Wertes Z_o abgeschlos­ sen ist, verbunden mit einer Spannungsquelle V_t, dann gilt V_H′ = V_H/2 + V_t/2, und V_L′ = V_L/2 + V_t/2.
• (2) Abschluß eines Ausgangs oder einer I/O Pforte des Prüflings. Eine von zwei Methoden des Abschließens können verwendet werden, abhängig von den spezifizierten Charakteristiken des Prüflings­ ausgangs oder der abzuschließenden I/O-Pforte.
• (a) Wenn der Ausgang oder die I/O-Pforte des Prüflings spezifi­ ziert ist als in der Lage, eine abgeschlossene Last anzusteuern, wird die Übertragungsleitung zwischen der Treiberschaltung und dem Prüfling abgeschlossen durch Schalten der I/O-Klemme der Treiberschaltung auf einen vorbestimmten Spannungspegel (V_t) mit einer Impedanz von Z_o. Die Treiberschaltung ist programmiert, dies immer dann zu tun, wenn von dem Prüfling erwartet wird, daß er ein Ausgangssignal an dem Ausgang oder der I/O-Pforte erzeugt, verbunden mit der Treiberschaltung.
• (b) Wenn der Ausgang oder die I/O-Pforte des Prüflings nicht spe­ zifiziert ist als in der Lage, eine Abschlußlast anzusteuern, funktioniert die Treiberschaltung wie eine Z-Klemmenschaltung, beschrieben in dem oben genannten US-Patent, in welchem Falle die Treiberschaltung eine hohe Ausgangsimpedanz aufweist, wenn die Spannung an ihrer I/O-Klemme zwischen zwei vorbestimmten Span­ nungen (V_CH und V_CL) liegt. Wenn die Spannung an ihrer I/O-Klemme positiver ist als die hohe Klemmenspannung (V_CH), dann wird die Treiberschaltung eine Ausgangsimpedanz von etwa Z_O zur Spannung V_CH haben. Wenn in ähnlicher Weise die Spannung an der I/O-Klemme der Treiberschaltung negativer ist als die niedrige Klemmen­ spannung (V_CL), dann wird die Treiberschaltung eine Ausgangsim­ pedanz von annähernd Z_O für die Spannung V_CL haben.

Die Fähigkeit der Umschaltung zwischen zwei vorbestimmten Spannungspegeln ist, falls erwünscht, ausdehnbar auf mehr als zwei vor­ bestimmte Spannungspegel oder sogar zwei oder mehr Ausgänge von Signal­ generatoren, die angemessen wären für das Prüfen von integrierten analo­ gen oder Mischsignalschaltkreisen oder andere Komponenten.

Bei einem automatischen Testgerät muß eine Komparatorschaltung an das prüfgerätseitige Ende jeder Übertragungsleitung angeschlossen werden, die mit einem Prüflingsausgang oder I/O-Pforte verbunden ist.

Viele solche Komparatorschaltungen sind bekannt und andere werden ent­ wickelt. Die Komparatorschaltung befindet sich vorzugsweise am prüfge­ rätseitigen Ende der Übertragungsleitung, sehr nahe an der Treiberschal­ tung der vorliegenden Erfindung. Alternativ ist der Komparator mit einem induktiven "Kissen" in der Übertragungsleitung zwischen dem Prüfling und der Treiberschaltung positioniert. Das induktive "Kissen" wäre erforder­ lich zum Neutralisieren der Eingangskapazität des Komparators zum Mini­ mieren von Übertragungsleitungsreflexionen, die sonst durch die Ein­ gangskapazitanz des Komparators bewirkt würde.

Eine Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung kann zumindest eine aber auch alle der folgenden Vorteile gegenüber dem Stand der Technik bieten:

• (1) Sie erfordert keinen getrennten Schaltkreis für das Abschließen oder Klemmen der Übertragungsleitung zwischen sich selbst und dem Prüfling, da der Treiber und die Klemme ein und derselbe Schalt­ kreis sind.
• (2) Prüflingsausgangssignalübergänge können keinen Stromfluß in der abgeschalteten Treiberausgangsstufe bewirken, solange nicht die Treiberausgangsspannung positiver ist als die hohe Klemmenspannung oder negativer als die niedrige Klemmenspannung.
• (3) Sie kann in adäquater Weise Ströme abführen, die herrühren von Übertragungsleitungsreflexionen.
• (4) Sie kann programmiert werden zu funktionieren, wie die Z-Klemme, beschrieben in dem eingangs genannten US-Patent, wenn die Prüf­ lingsausgänge ausgelegt sind zum Arbeiten unter nicht Abschlußbe­ dingungen oder sie kann programmiert werden, wie ein Festwider­ stand zu wirken, verbunden mit einer niedrig impedanten Spannungs­ quelle, falls die Prüflingsausgänge ausgelegt sind zum Arbeiten unter Abschlußbedingungen.

Die Erfindung wird verdeutlicht anhand der beigefügten Zeichnungen.

Fig. 1 illustriert die elektrischen Charakteristiken einer Klem­ menschaltung nach dem Stand der Technik;

Fig. 2A und 2B zeigen Schaltkreise nach dem Stand der Technik für die Annäherung der Klemmencharakteristiken der Fig. 1;

Fig. 3 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer anderen bevorzugten Treiber­ schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines bevorzugten Multiplexschalters gemäß der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 6 ist ein vereinfachtes Schema eines bevorzugten Multiplex­ schalters gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt vier Analog-Eingangsignale (V_CLIN, V_HIN, V_LIN und V_CHIN) und zwei digitale Eingangssteuersignale (DRIVER_HI und DRIVER_OFF). Die analogen Eingangssignale können geliefert werden von programmierbaren Spannungsquellen eines Prüfsystems, und die digitalen Eingangssteuersignale können geliefert werden von einem Steuerprozessor des Testsystems. Jedes der beiden digitalen Eingangssteuersignale ist dargestellt als eine Zweidrahtverbindung, da es sich typischerweise um differentielle ECL-Signale handelt.

Die analogen Eingangssignale sind gekoppelt mit einem Satz von sechs Pegelschiebern 310, 315, 320, 325, 330 und 335. Die Pegelschieber 310, 315 und 325 bewirken, daß entsprechende Eingangssignale V_CLIN, V_HIN und V_LIN positiv um eine Spannung V_BEP verschoben werden. Ein Analog- Multiplexer 350 koppelt ein ausgewähltes dieser drei Signale auf die Ba­ sis von NPN-Transistor 360 in einer komplementären bipolaren Ausgangs­ stufe 370.

Die Pegelschieber 320, 330 und 335 bewirken, daß entsprechende Eingangssignale V_HIN, V_LIN und V_CHIN negativ um eine Spannung V_BEN verschoben werden. Ein Analog-Multiplexer 380 koppelt ein ausgewähltes dieser drei Signale auf die Basis von PNP-Transistor 365 in der komplementären bipolaren Ausgangsstufe 370.

Die digitalen Eingangssignale sind mit einem Steuerblock 390 verbunden, der seinerseits die Signale liefert, die für das Steuern der analogen Multiplexer benötigt werden.

Wenn Signale DRIVER_OFF und DRIVER_HI beide falsch sind, dann ähnelt die Ausgangsstufe 370 einer idealen Spannungsquelle V_L in Serie mit einer Quellenimpedanz gleich Z_O, verbunden mit der Ausgangsklemme V_OUT. Dies wird erzielt durch Koppeln einer Spannung V_L + V_BEN auf die Basis von NPN-Transistor 360, und Koppeln einer Spannung V_L - V_BEP auf die Basis des PNP-Transistors 365, wobei V_BEN die Spannungsverschiebung über der Basisemittersperrschicht des NPN-Transistors 360 ist und V_BEP die Spannungsverschiebung über der Basis-Emittersperrschicht von PNP- Transistor 365 ist. Unter eingeschwungenen Bedingungen fließt ein vorbe­ stimmter Strom I_OS durch die Ausgangsstufe 370 von V+ nach V-. Die Aus­ gangsstufe 370 hat dann eine Ausgangsimpedanz Z_OS = (Z_{npn *}Z_pnp)/(Z_npn+Z_pnp). In diesem Falle ist der ideale Wert für R_out gleich Z_O-Z_os, so daß Z_os+R_out=Z_O. Die Ausgangsstufentransistoren 360 und 365 sollten ziemlich groß sein, so daß sie in der Lage sind, einen hohen Strom auf die Ausgangsklemme zu liefern, und so, daß Z_os ein kleiner Bruchteil von Z_O sein wird. Die Analog-Multiplexer 350 und 380 werden angenommen als einen kleinen Spannungsversatz gleich dV einzu­ führen. Die Pegelschieber 310, 315 und 325 bestehen aus PNP-Emitter­ folgern, die eine Spannungsverschiebung von +V_BEP erzeugen unter der An­ nahme, daß sie mit der gleichen Stromdichte arbeiten wie PNP-Transistor 365. Die Pegelschieber 320, 330 und 335 bestehen aus NPN-Emitterfolgern, die eine Spannungsverschiebung von -V_BEN erzeugen unter der Annahme, daß sie mit der gleichen Stromdichte arbeiten wie NPN-Transistor 360. Die analoge Eingangsspannung V_LIN wird so gewählt, daß V_LIN = V_L+V_BEN-V_BEP-dV.

In ähnlicher Weise wird, wenn DRIVER_OFF falsch ist und DRIVER_HI wahr ist und die analoge Eingangsspannung V_HIN = V_H+V_BEN-V_BEP-dV, eine Spannung V_H+V_BEN auf die Basis von NPN-Transistor 360 gekoppelt, und eine Spannung V_H-V_BEP wird auf die Basis von PNP- Transistor 365 gekoppelt. Die Ausgangsstufe 370 ähnelt dann einer Span­ nungsquelle V_H in Serie mit einer Quellenimpedanz gleich Z_os+R_out, angeschlossen an die Ausgangsklemme V_out.

In ähnlicher Weise wird, wenn DRIVER_OFF wahr ist und DRIVER_HI entweder wahr oder falsch ist, und wenn V_CLIN und V_CHIN beide auf V_t+V_BEN-V_BEP-dV gesetzt sind, die Ausgangsstufe 370 einer Span­ nungsquelle V_t in Serie mit einer Impedanz Z_O ähneln. Wenn V_CHIN positi­ ver ist als V_CLIN, ähnelt die Ausgangsstufe 370 der Z-Klemme, wie sie in der eingangs genannten US-Patentschrift beschrieben ist. Wenn V_CHIN auf V_CH+V_BEN-V_BEP-dV gesetzt ist, und wenn V_CLIN auf V_CL+V_BEN-V_BEP-dV ge­ setzt ist, hat die Ausgangsstufe 370 eine hohe Impedanz, wenn die Aus­ gangsklemme 375 von einem externen Schaltkreis auf irgend eine Spannung zwischen V_CH und V_CL getrieben wird.

Wenn die Ausgangsklemme 375 positiver angesteuert wird als V_CH, dann leitet PNP-Transistor 365 Strom von der Ausgangsklemme zu V-. Die Ausgangsimpedanz von PNP-Transistor 365 ist Z_pnp oder etwa 2_*Z_os. In diesem Falle wäre der ideale Wert für R_out gleich Z_out-Z_pnp oder etwa Z_out-(2_*Z_os). Es ist zu beachten, daß Z_os viel kleiner sein sollte als Z_O, wie oben beschrieben, so daß Z_out von R_out dominiert wird.

Wenn die Ausgangsklemme 375 negativer angesteuert wird als V_CL, leitet in ähnlicher Weise NPN-Transistor 360 Strom von V+ zur Aus­ gangsklemme 375. Die Ausgangsimpedanz von NPN-Transistor 360 ist Z_npn oder etwa 2_*Z_os. In diesem Falle wäre der ideale Wert für R_out gleich Z_out-Z_npn oder etwa Z_out-(2_*Z_os).

In der Praxis wird der gewählte Wert von R_out ein Kompromiß sein zwischen dem Wert Z_O-(2_*Z_os) und dem Wert von Z_O-Z_os, wie oben be­ schrieben. Obwohl in Fig. 3 nicht dargestellt, können Widerstände wahl­ weise addiert werden, um den Strom durch die Emitter von NPN-Transistor 360 und PNP-Transistor 365 zu begrenzen, um thermisches Durchgehen zu verhindern. Fachleute werden erkennen, daß bei Einsatz solcher strombe­ grenzender Widerstände deren Werte so klein wie praktikabel sein sollten, um den Wert von Z_O niedrig zu halten, und daß die Spannungsver­ schiebungen, erzwungen durch die Pegelschieber, die Spannungsabfälle über den strombegrenzenden Widerständen berücksichtigen sollten.

Eine alternative Ausführungsform einer Treiberschaltung ist in Fig. 4 gezeigt. Der Schaltung werden analoge Eingangssignale V_CLIN, V_HIN, V_LIN und V_CHIN zugeführt und differentielle digitale Eingangs­ signale DRIVER_HI und DRIVER_OFF.

Die analogen Eingangssignale sind angekoppelt an einen Satz von vier Pegelschiebern 410, 420, 430, 440, welche bewirken, daß das entsprechende analoge Eingangssignal positiv verschoben wird um eine Spannung V_BEN. Ein analoger Multiplex-Schalter 450 koppelt ein ausge­ wähltes dieser drei Signale (V_HIN+V_BEN, V_LIN+V_BEN oder V_CLIN+V_BEN) auf einen Pegelschieber 455, der eine Spannungsverschiebung von -V_BEN+V_BEP einführt, und das so Verschobene Signal (V_HIN+V_BEP, V_LIN+V_BEP oder V_CLIN+V_BEP) an die Basis von NPN-Transistor 460 in einer komplementären bipolaren Ausgangsstufe 470.

In ähnlicher Weise koppelt ein analoger Multiplex-Schalter 480 ein ausgewähltes von drei dieser Signale (V_HIN+V_BEN, V_LIN+V_BEN oder V_CHIN+V_BEN) auf einen Pegelschieber 485, der eine Spannungsverschiebung von -2V_BEN einführt, und die so verschobenen Signale (V_HIN-V_BEN, V_LIN-V_BEN bzw. V_CHIN-V_BEN) an die Basis des NPN-Transistors 465 in der Ausgangsstufe 470 liefert.

Die Multiplex-Schalter 450 und 480 werden vorzugsweise in ei­ ner Art und Weise ausgeführt, wie sie unten unter Bezugnahme auf Fig. 5 und 6 beschrieben wird. Idealerweise sollten die Multiplex-Schalter 450 und 480 keine Spannungsverschiebung einführen, obwohl die Diskussion un­ ten davon ausgeht, daß in der Praxis jeder von ihnen eine minimale Span­ nungsverschiebung dV einführen wird. Die digitalen Eingangssignale wer­ den einem Steuerblock 490 zugeführt, der Steuersignale für die analogen Multiplex-Schalter 450 und 480 liefert.

Die Betriebsweise ist ähnlich der der Ausführungsform nach Fig. 3. Wenn die Signale DRIVER_OFF und DRIVER_HI beide falsch sind, ähnelt die Ausgangsstufe 470 einer idealen Spannungsquelle V_L in Serie mit einer Quellenimpedanz gleich Z_o, angeschlossen an die Ausgangsklemme V_out. Dies wird bewirkt durch Koppeln einer Spannung V_L+V_BEP auf die Ba­ sis von NPN-Transistor 460 und Koppeln einer Spannung V_L-V_BEN auf die Basis von PNP-Transistor 465. Im eingeschwungenen Zustand fließt ein vorbestimmter Strom I_os durch die Ausgangsstufe 470 von V+ nach V-. Die Ausgangsstufe 470 hat dann eine Ausgangsimpedanz Z_os=(Z_{npn *}Z_pnp)/(Z_npn+Z_pnp). In diesem Falle wäre der ideale Wert für R_out gleich Z_o-Z_os, so daß Z_os+R_out=Z_O. Die Ausgangsstufentransistoren 460 und 465 sollten groß sein, so daß sie einen hohen Strom an die Aus­ gangsklemme liefern können und so, daß Z_os einen kleinen Bruchteil von Z_O ausmacht. Die analogen Multiplexer 450 und 480 werden vorzugsweise wie unten unter Bezugnahme auf Fig. 5 und 6 beschrieben ausgeführt, so daß sie keine Spannungsverschiebung einführen. Die Pegelschieber 410-440 umfassen NPN-Emitterfolger, die eine Spannungsverschiebung von +V_BEN erzeugen. Pegelschieber 455 erzeugt eine Spannungsverschiebung von -V_BEN+V_BEP. Der Pegelschieber 485 erzeugt eine Spannungsverschiebung von -2V_BEN. Die analoge Eingangsspannung V_LIN wird so gewählt, daß V_LIN = V_L+V_BEN-V_BEP-dV.

Wenn DRIVER_OFF falsch ist und DRIVER_HI wahr ist und die ana­ loge Eingangsspannung V_HIN=V_H+V_BEN-V_BEP-dV ist, dann wird eine Spannung V_H+V_BEN auf die Basis von NPN-Transistor 460 gekoppelt, und eine Span­ nung V_H-V_BEP wird auf die Basis von PNP-Transistor 465 gekoppelt. Die Ausgangsstufe 470 ähnelt dann einer Spannungsquelle V_H in Serie mit ei­ ner Quellenimpedanz gleich Z_os+R_out, verbunden mit der Ausgangsklemme V_out.

Wenn DRIVER_OFF wahr ist und DRIVER_HI entweder wahr oder falsch und wenn V_CLIN = V_CHIN = V_t+V_BEN-V_BEP-dV, dann ähnelt die Aus­ gangsstufe 470 einer Spannungsquelle V_t in Serie mit einer Impedanz Z_O. Wenn V_CHIN positiver ist als V_CLIN, dann ähnelt die Ausgangsstufe 470 der Z-Klemme, wie eingangs beschrieben. Wenn V_CHIN auf V_CH+V_BEN-V_BEP-dV gesetzt wird, und wenn V_CLIN auf V_CL+V_BEN-V_BEP-dV gesetzt wird, dann hat die Ausgangsstufe 470 eine hohe Impedanz, wenn die Ausgangsklemme 475 von einem externen Schaltkreis auf irgend eine Spannung zwischen V_CH und V_CL getrieben wird.

Wenn die Ausgangsklemme 475 positiver gesteuert wird als V_CH, dann führt der PNP-Transistor 465 Strom von der Ausgangsklemme nach V-. Die Ausgangsimpedanz von PNP-Transistor 465 ist Z_pnp ≈ 2_*Z_os. In diesem Falle wäre der ideale Wert für R_out=Z_oput-Z_pnp≈Z_out-(2_*Z_os).

Wenn die Ausgangsklemme 475 negativer gesteuert wird als V_CL, dann führt der NPN-Transistor 460 Strom von V+ zur Ausgangsklemme 475. Die Ausgangsimpedanz von NPN-Transistor 460 ist Z_npn ≈ 2_*Z_os. In diesem Falle wäre der ideale Wert für R_out = Z_out-Z_npn≈Z_out-(2_*Z_os). In der Praxis wird der gewählte Wert von R_out ein Kompromiß sein zwischen den Werten Z_O-(2_*Z_os) und Z_O-Z_os. Obwohl in Fig. 4 nicht dargestellt, können Widerstände wahlweise hinzugefügt werden, um den Strom durch die Emitter von NPN-Transistor 460 und PNP-Transistor 465 zu begrenzen, um thermi­ sches Durchgehen zu verhindern. Fachleute erkennen, daß bei Anwendung solcher strombegrenzender Widerstände deren Werte so klein wie praktisch möglich sein sollten, um den Wert von Z_O niedrig zu halten, und daß die Spannungsverschiebungen, erzwungen durch die Pegelschieber, die Span­ nungsabfälle über den strombegrenzenden Widerständen berücksichtigen sollten.

Treiber-Multiplex-Schalter. ATE-Stift-Treiber sind im wesent­ lichen Impulsgeneratoren mit programmierbaren Pegeln. Sie bestehen im allgemeinen aus einem Ausgangspuffer (z. B. Puffer 470) und einem oder mehreren Spannungsschaltern (beispielsweise 450, 480), die unter digita­ ler Steuerung eines aus einer Mehrzahl von programmierbaren Gleichspan­ nungseingangssignalen auswählen. Traditionelle Stifttreiber haben zwei Eingangspegel und Zwei-Wege-Multiplex-Schalter. Die oben unter Bezug­ nahme auf Fig. 3 und 4 beschriebene Treiberarchitektur erfordert Drei- Wege-Multiplex-Schalter. Die traditionelle Zwei-Wege-Multiplex-Schalter- Konstruktion ist nicht auf drei Wege expandierbar, ohne größere Probleme mit sich zu bringen. Nachfolgend wird eine neuartige Ausführungsform ei­ nes Drei-Wege-Multiplex-Schalters (oder N-Wege, falls erwünscht) be­ schrieben, die einige der Probleme der älteren Konstruktionen vermeidet. Die beschriebene Multiplex-Schalter-Topologie kann beispielsweise in ei­ ner integrierten Schaltkreiskonstruktion eingesetzt werden.

Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm eines Drei-Wege-Multiplex- Schalters 500, obwohl die Konstruktion generalisiert werden kann auf N-Wege. Der Multiplex-Schalter 500 kann beschrieben werden als ein Rück­ kopplungsverstärker mit geschaltetem Eingang. Er umfaßt drei Transkon­ duktanzdifferentialeingangsstufen 510, 520 und 530, wobei jede der posi­ tiven Eingangsleitungen IN1, IN2 und IN3 verbunden ist zum Empfangen ei­ nes entsprechenden Eingangsgleichspannungspegels, einen Gleichgangschal­ ter 540 und einen Puffer, wie den Einheitsverstärkungspuffer 550 (Puffer 550 muß nicht einen Verstärkungsfaktor von Eins haben, kann aber so aus­ gebildet sein, der Zweckmäßigkeit halber). Die negativen Eingänge der Eingangsstufen 510, 520 und 530 sind sämtlich angeschlossen zum Empfang des Ausgangssignals von Schalter 540 von der Ausgangsleitung 560 des Einheitsverstärkungspuffers 550. Der Eingangsknoten 570 des Einheits­ verstärkungspuffers ist ein Hochimpedanzknoten. Der Kondensator 580 vom Wert C, gezeigt in Fig. 5, ist die Summe der Kapazitanzen der aktiven Komponenten und der Verdrahtung. Er ist hier gezeigt, weil er kritisch ist bei der Bestimmung der Versatzrate des Multiplex-Schalters und auf einem Minimalwert zu halten. Der beschriebene Multiplex-Schalter kann hergestellt werden unter Verwendung eines schnellen komplementären bipo­ laren IC-Verfahrens. In einem solchen Verfahren ist es leichter, einen schnellen Stromschalter zu realisieren als einen guten Spannungsschal­ ter. Die beschriebene Topologie implementiert demgemäß einen Spannungs­ schalter, basierend auf der Anwendung eines Stromschalters.

Der Betrieb des Multiplex-Schalters 500 basiert auf einer ne­ gativen Rückkopplungsschleife. Jedesmal dann, wenn der Stromschalter 540 einen unterschiedlichen Eingang auswählt, wird der entsprechende Ein­ gangsverstärker, der eingeschaltet worden ist, zum Ungleichgewicht ge­ bracht und steuert einigen Strom in den Kondensator 580. Die Spannung am Ausgangsknoten 560 beginnt sich zu ändern, um so das Ungleichgewicht kleiner zu machen. Nach dem Ausgleich ist die Spannung am Ausgangsknoten 560 gleich der Spannung an der Gleichspannungseingangsleitung derjenigen Eingangsstufe, deren Ausgang vom Stromschalter 540 ausgewählt worden ist (abgesehen von Spannungsversatz in der Schaltung). Der Verstärker ist dann ausgeglichen und kein Strom fließt von seinem Ausgang in den Kon­ densator 580. Die Versatzrate des Ausgangsknotens 560 des Multiplex- Schalters hängt ab vom Wert C des Kondensators 580 und der Ausgangs­ stromleitung der Transkonduktanzeingangsverstärkerstufen 510, 520 und 530.

Ein vereinfachtes Schema des Multiplex-Schalters der Fig. 5 ist in Fig. 6 gezeigt. Zur Vereinfachung der Darstellung ist der Tran­ sistor Q25 ohne Basis gezeigt, doch ist davon auszugehen, daß er in ei­ ner Konfiguration mit gemeinsamer Basis angeschlossen ist. Die Differen­ tialeingangsstufen 510, 520 und 530 für den Empfang entsprechender Gleichspannungspegeleingangssignale IN1, IN2 und IN3 werden durch ent­ sprechende Transistorpaare Q1-Q2, Q3-Q4 bzw. Q5-Q6 gebildet. Jedes Tran­ sistorpaar wird mit einem Vorspannstrom der Höhe I1 von einer der Strom­ quellen 610, 620 und 630 gespeist. Der Schalter 540 ist ein Differenti­ alstromschalter, der Transistoren Q10 bis Q21 umfaßt, wobei SEL1, SEL2 bzw. SEL3 die digitalen Steuereingangsleitungen zu dem Schalter sind.

Die Ausgangsströme der beiden nicht ausgewählten Eingangsver­ stärker fließen zur Stromversorgung bei Spannung V_cc über Knoten 640. Der Differentialausgangsstrom des ausgewählten Eingangsverstärkers wird auf einendig umgesetzt durch einen Stromspiegel 650, bestehend aus Tran­ sistoren Q22-Q23. Es sei beispielsweise angenommen, daß das Ausgangs­ signal von Eingangsstufe 510 ausgewählt wurde durch Setzen des digitalen Steuersignals SEL1 derart, daß Transistoren Q11 und Q13 leitend sind, und die Ausgangssignale von Eingangsstufen 520 und 530 nicht ausgewählt sind. In diesem Falle gehen die Differentialausgangsströme der Transi­ storpaare Q3-A4 und Q5-Q6 zu der Leistungsversorgung über Transistoren Q14/Q16 bzw. Q18/Q20. Der Kollektorstrom des Transistors Q2 wird über Transistor Q13 dem Emitter des Transistors Q25 zugeführt, und der Kol­ lektorstrom des Transistors Q1 gelangt über Transistor Q11 zum Kollektor des Stromspiegeltransistors Q22. Da der Kollektor des Transistors Q22 mit der Basis des Transistors Q22 und des Transistors Q23 verbunden ist, wird Strom in den Kollektor von Transistor Q22 bewirken, daß die Kollek­ torströme der Transistoren Q22 und Q23 von etwa gleicher Größe sind und von entgegengesetzter Richtung.

Die Stromquelle 660 liefert einen Strom der Höhe I2, erforder­ lich, um den Transistor Q25 immer durchgeschaltet zu halten. Dieser Strom wird subtrahiert am Niedrigkapazitätsknoten 570 von einem Strom, geliefert von einer Stromquelle 670 der Höhe I2, jedoch entgegengesetz­ ter Polarität. Damit Q25 durchgeschaltet bleibt, muß die Stromhöhe I2 größer sein als die Stromhöhe I1. Der resultierende einendige Strom durch Transistor Q25 hat demgemäß einen Bereich von I2+I1 bis I2-I1. Die Höhe des Emitterstromes des Transistors Q25 mit gemeinsamer Basis ist deshalb annähernd gleich der Differenz der Kollektorströme der Tran­ sistoren Q1 und Q2.

Der Strom durch Transistor Q25 wird dem Niedrigkapazitäts­ knoten 570 der Schaltung zugeführt. Der Niedrigkapazitätsknoten 570 ist verbunden mit der Basis von Transistor Q26 des Ausgangspuffers 550. Der Transistor Q26 ist vorzugsweise vorgespannt mit einem Strom I3, wie dar­ gestellt, obwohl andere geeignete Vorspannungen eingesetzt werden könnten, wie ein Widerstand zu einer Quelle negativer Spannung.

Der Ausgang des Stromschalters 540 hat relativ hohe Kapazität infolge der Anzahl von mit ihm verbundener Transistoren. Dies erfordert die Verwendung von Transistor Q25, um die Kapazität an Knoten 570 nie­ drig zu halten und dadurch die Versatzrate des Multiplex-Schalterschalt­ kreises hoch zu halten. Die Totalkapazität an Knoten 570 ist die Summe der Kapazitäten der Transistoren, die mit ihm verbunden sind: Transi­ storen Q25 und Q26 und der Ausgangstransistor (nicht dargestellt) der Stromquelle 670.

Konventionelle Prüfsystemelemente, mit denen eine Treiber­ schaltung gemäß der Erfindung bei der Prüfung verbunden sein kann, wie programmierbare Spannungsquellen, die Quelle der digitalen Eingangs­ steuersignale, die Übertragungsleitung und der Prüfling, Komparatoren usw. sind nicht dargestellt im Interesse der Klarheit der Darstellung. Fachleute verstehen aus der vorangehenden Beschreibung, wie Treiber­ schaltungen nach dem Konzept der vorliegenden Erfindung in einem Test­ system zu verwenden sind.

Fachleute erkennen auch, daß die dargestellten und beschrie­ benen Ausführungsformen nur illustrativ für die Erfindung sind und in einer Vielzahl von Arten modifiziert werden können, ohne von dem Schutz­ umfang der Erfindung abzuweichen, der durch die folgenden Ansprüche de­ finiert wird. Beispielsweise könnten die Pegelschieber, die vorgesehen sind, um bezüglich Spannungsverschiebungen zu kompensieren, die bei den spezifischen Ausführungsformen, die oben erörtert wurden, resultierten, in abweichender Weise aufgebaut sein oder ihre Funktionen könnten in an­ derer Weise ausgeführt werden. Spannungsverschiebungen, die in der Trei­ berschaltung infolge Temperaturänderungen oder anderer Gründe auftreten können, können ohne weiteres kompensiert werden durch Kalibrieren der Treiberschaltung, etwa durch Überwachung der tatsächlichen Ausgangs­ spannung, Vergleichen mit der gewünschten Ausgangsspannung und nachfol­ gendes Ändern der programmierbaren Eingangsspannung, bis die Ist-Aus­ gangsspannung die Soll-Ausgangsspannung erreicht.

Claims (7)

1. Eine Treiberschaltung für den Anschluß an einen Prüfling über eine Übertragungsleitung in einem Prüfgerät für integrierte Schalt­ kreise, umfassend:

• a. eine steuerbare Schalterstufe mit Signaleingangsleitungen für den Empfang einer Mehrzahl von Analog-Signalen und mit schaltenden Schaltkreisen, die auf digitale Steuersignale reagieren, für die Zufuhr eines ausgewählten der Analog-Signale zu einer ersten Trei­ bereingangsleitung und für die Zufuhr eines ausgewählten der Analog- Signale zu einer zweiten Treibereingangsleitung,
• b. eine Gegentakttreiberschaltung mit einer ersten Treibereingangs­ leitung, einer zweiten Treibereingangsleitung und einer Treiberein­ gangs/Ausgangspforte mit einer funktionellen Charakteristik, die be­ stimmt wird durch die der ersten Treibereingangsleitung und der zweiten Treibereingangsleitung zugeführten Analog-Signale derart, daß
• i. die Treiber-I/O-Pforte umgeschaltet werden kann zwischen zwei Vorbestimmten Spannungspegeln (V_H und V_L) mit einer vorbestimmten Ausgangsimpedanz (Z_O) für das Ansteuern einer Pforte eines Prüflings über eine Übertragungsleitung der Impedanz Z₀,
• ii. die Treiber-I/O-Pforte schaltbar ist auf einen vorbestimmten Spannungspegel (V_t) mit einer Impedanz von Z_O für das Abschließen einer Übertragungsleitung der Impedanz Z_O, die von einem Prüfling angesteuert wird, und
• iii. die Treiber-I/O-Pforte schaltbar ist zum Klemmen einer Übertragungsleitung der Impedanz Z_O, angesteuert von einem Prüfling, durch Präsentieren einer hohen Ausgangsimpedanz, wenn die Spannung, angelegt an die Treiber-I/O-Pforte zwischen einer hohen Klemmen­ spannung und einer niedrigen Klemmenspannung ist, durch Präsentieren einer Ausgangsimpedanz von etwa Z_O für die hohe Klemmenspannung, wenn die Spannung an der Treiber-I/O-Pforte positiver ist als die hohe Klemmenspannung, und durch Präsentieren einer Ausgangsimpedanz von etwa Z_O für die niedrige Klemmenspannung, wenn die Spannung an der Treiber-I/O-Pforte negativer ist als die niedrige Klemmen­ spannung.

2. Die Treiberschaltung nach Anspruch 1, bei der die Ausgangsstu­ fe einen NPN-Transistor, einen PNP-Transistor und einen Widerstand (R_out) umfaßt, wobei der NPN-Transistor eine Basis aufweist, die mit der ersten Treibereingangsleitung verbunden ist, der PNP-Transistor eine Ba­ sis aufweist, die mit der zweiten Treibereingangsleitung verbunden ist, und bei der die Emitter der Transistoren mit einem Knoten verbunden sind zum Bilden eines Gegentakttreibers, und wobei dieser Knoten mit der Treiber-I/O-Pforte über den Widerstand gekoppelt ist.

3. Die Treiberschaltung nach Anspruch 2, bei der der schaltende Schaltkreis einen am Eingang geschalteten Rückkopplungsverstärker umfaßt mit Transkonduktanzdifferentialeingangsstufen (510, 520, 530) bezüglich erster Eingangsleitungen für den Empfang entsprechender analoger Ein­ gangssignale und entsprechenden zweiten Eingangsleitungen für den Em­ pfang eines Schalterausgangssignals, mit einem Puffer (550) mit einer Puffereingangsleitung und einer Pufferausgangsleitung, einem Gleich­ gangschalter (540) für das Koppeln eines Differentialstromsignals von einer der Eingangsstufen auf die Puffereingangsleitung, und einer Rück­ kopplungsleitung für die Zufuhr eines Schalterausgangsignals von der Pufferausgangsleitung zu den zweiten Eingangsleitungen.

4. Die Treiberschaltung nach Anspruch 3, bei der die Kapazität an der Puffereingangsleitung primär bestimmt wird durch die Summe der Kapa­ zitäten von aktiven Komponenten, angeschlossen an die Puffereingangslei­ tung, und Verdrahtungskapazitäten, und bei dem die genannte Kapazität minimiert wird durch Anschließen von nicht mehr als drei aktiven Kom­ ponenten an die Eingangspufferleitung.

5. Eine Treiberschaltung, geeignet als Treiber und als Abschluß­ netzwerk und als Klemme, umfassend:

• a. eine I/O-Klemme für Anschluß an eine Prüflingspforte über eine Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz Z_O;
• b. Mittel für das Schalten der I/O-Klemme zwischen vorbestimmten Spannungspegeln V_H und V_L mit einer Ausgangsimpedanz Z_O für das An­ steuern der Prüflingspforte zwischen zwei vorbestimmten Spannungs­ pegeln V_H′ und V_L′ derart, daß V_H′ = V_H und V_L′ = V_L, wenn die Über­ tragungsleitung an der Prüflingspforte nicht abgeschlossen ist, und derart, daß V_H′ = V_H/2 + V_t/2 und V_L′ = V_L/2 + V_t/2, wenn die Über­ tragungsleitung an dem Prüfling durch einen Widerstand vom Wert Z_O abgeschlossen ist, verbunden mit einer Spannungsquelle V_t;
• c. Mittel für das Abschließen der Übertragungsleitung durch Schalten in der I/O-Klemme auf einen Vorbestimmten Spannungspegel V_t mit einer Impedanz von Z_O, wenn die Prüflingspforte in der Lage ist, eine abgeschlossene Last anzusteuern und ein Ausgangssignal erzeugen soll; und
• d. Mittel für das Präsentieren einer hohen Ausgangsimpedanz an der I/O-Klemme, wenn die I/O-Klemme von einer Prüflingspforte ange­ steuert wird, die nicht in der Lage ist, eine abgeschlossene Last auf eine Spannung zu treiben zwischen einer vorbestimmten hohen Klemmenspannung V_CH und einer vorbestimmten niedrigen Klemmenspan­ nung V_CL, einer Ausgangsimpedanz von etwa Z_O für Spannung V_CH, wenn die I/O-Klemme angesteuert wird auf eine Spannung, die positiver ist als die Spannung V_CH, und einer Ausgangsimpedanz von etwa Z_O für Spannung V_CL, wenn die I/O-Klemme auf eine Spannung angesteuert wird, die negativer ist als V_CL.

6. Ein Verfahren zum Betreiben einer Treiberschaltung als Treiber wie auch als Abschlußnetzwerk und als Klemme, welche Treiberschaltung eine I/O-Klemme aufweist für den Anschluß an eine Prüflingspforte über eine Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz Z_O, um­ fassend die Schritte:

• a. Schalten der I/O-Klemme zwischen vorbestimmten Spannungspegeln V_H und V_L mit einer Ausgangsimpedanz Z_O für das Ansteuern der Prüf­ lingspforte zwischen zwei vorbestimmten Spannungspegeln V_H′ und V_L′ derart, daß V_H′=V_H und V_L′=V_L, wenn die Übertragungsleitung an der Prüflingspforte nicht abgeschlossen ist, und derart, daß V_H′=V_H/2+V_t/2 und V_L′=V_L/2+V_t/2 ist, wenn die Übertragungsleitung beim Prüfling durch einen Widerstand vom Wert Z_O, verbunden mit einer Spannungsquelle V_t, abgeschlossen ist;
• b. Abschließen der Übertragungsleitung durch Umschalten der I/O- Klemme auf einen vorbestimmten Spannungspegel V_t mit einer Impedanz von Z_O, wenn die Prüflingspforte in der Lage ist, eine abgeschlosse­ ne Laste auszusteuern und ein Ausgangssignal erzeugen soll; und
• c. Präsentieren einer hohen Ausgangsimpedanz an der I/O-Klemme, wenn die I/O-Klemme von der Prüflingspforte angesteuert wird, die nicht in der Lage ist, eine abgeschlossene Laste auf eine Spannung zu steuern zwischen einer vorbestimmten hohen Klemmenspannung V_CH und einer vorbestimmten niedrigen Klemmenspannung V_CL, einer Ausgangsim­ pedanz von etwa Z_O für Spannung V_CH, wenn die I/O-Klemme auf eine Spannung ausgesteuert wird, die positiver ist als die Spannung V_CH, und einer Ausgangsimpedanz von etwa Z_O für Spannung V_CL, wenn die I/O-Klemme auf eine Spannung ausgesteuert wird, die negativer ist als V_CL.

7. Ein N-Wege-Multiplex-Schalter, vorzugsweise zur Verwendung in einer Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, umfassend:

• a. eine Transkonduktanzdifferentialeingangsstufe (510, 520, 530) für jeden von N-Eingangskanälen, wobei jede Eingangsstufe eine Eingangs­ leitung (IN1, IN2, IN3) aufweist für den Empfang einer entsprechen­ den Eingangsspannung, eine Rückkopplungsleitung für den Empfang ei­ nes Rückkopplungssignals, und eine Ausgangsleitung;
• b. einen Puffer (550) mit einer Puffereingangsleitung und einer Pufferausgangsleitung, wobei die Pufferausgangsleitung mit der Rück­ kopplungsleitung jeder Eingangsstufe verbunden ist; und
• c. einen steuerbaren Gleichgangschalter (540), der auf Auswahlsig­ nale (SEL1, SEL2, SEL3) reagiert für das Verbinden der Ausgangslei­ tung einer ausgewählten Eingangsstufe mit der Puffereingangsleitung.