DE2540451C2

DE2540451C2 - Digital/Analog-Umsetzer

Info

Publication number: DE2540451C2
Application number: DE2540451A
Authority: DE
Inventors: Robert B. Wayland Mass. Craven
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1974-09-12
Filing date: 1975-09-11
Publication date: 1986-06-12
Also published as: JPS5153446A; US4141004A; DE2540451A1; FR2285021A1; US3961326A; FR2285021B1; JPS5917895B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Digital/Analog-Umsetzer, im speziellen auf einen solchen, der durch einen integrierten Schaltkreis (IC) in Form eines monolithischen Plättchens gebildet wird, gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Digital/Analog-Umsetzer haben im allgemeinen eine Vielfalt von Schaltern, die selektiv durch ein Eingangs-Digitalsignal angesprochen werden, um damit entsprechende binär-gewichtete Beiträge zu einem analogen Ausgangssignal zu erzeugen. Für Festkörperumsetzer hat sich ergeben, daß Stromschalter vorteilhafter als Spannungsschalter sind, wobei ein ausgezeichnetes Beispiel für eine derartige Ausführungsform, die diskrete Elemente benutzt, aus der US-PS 36 85 045 hervorgeht. Diese Patentschrift offenbart weiterhin das wichtige Konzept hinsichtlich der Verwendung eines angepaßten Bezugstransistors (matched reference transistor), und zwar in Verbindung mit Mitteln, die automatisch die Versorgungsspannung einstellen, wodurch der Strom des Bezugstranslslors konstant gehalten wird, wodurch wiederum die Schalterströme auf konstanter Höhe bleiben.

Wesentliche Vorteile hat die Anwendung der integrierten Schaltkreistechnik auf die Digital/Analog-Umsetzer gebracht. Andererseits sind jedoch auch schwierige Probleme in diesem Zusammenhang entstanden, im speziellen bei Umsetzern, die für eine relativ große digitale Zahl ausgelegt sind, z. B. für acht Bits und größer. Ein wesentlicher Fortschritt In dieser Beziehung (vgl. US-PS 37 47 088) bestand darin, die Schalter in zwei getrennte, jedoch Identische Gruppen zu teilen, in Verbindung mit der Verwendung von Dämpfungsgliedem, die die Strombeitrage der Gruppen, die sich auf Bits niedriger Ordnung beziehen, zu reduzieren. Beispielsweise kann ein 12-Bi'-Umsetzer aus drei verschiedenen IC-Sehaltmodulcn gebildet werden, wobei jeder Modul vier Schalter enthält (solche Module werden im folgen- so den als »Quad-Schalter« bezeichnet). Die letztgenannte US-PS 37 47 088 lehrt weiterhin das höchst vorteilhafte Konzept des binären Teilens der Flächen der Emitter des Konstantstrom-Transistors, um dadurch eine gleichmäßige Stromdichte in den leitfähigen Zonen des Translstors zu erreichen, wodurch die Schwankungen in der Größe Y₁₁₁.- des Stromtransistors minimiert werden.

In der Zeitschrift Electronics, 1974, 4. April, Ist auf den Seiten 125 bis 130 insbesondere Fig. 5 und 6 und zugehörigem Text bereits eine wechselweise Schaltung der Ströme der Stromquellen auf Masse oder auf eine Stromsammclschiene bekannt, und zwar in Abhängigkeit davon, ob die Bit-Signale einen Schwellwert überschreiten oder nicht. Die Bit-Ströme werden auf den Ausgang durch den Logikeingangspegel umgeschaltet, indem der Logikeingangstransistor durchgeschaltet oder gesperrt wird. Bei logisch hoch ist der Transistor gesperrt und der Si rom von der Blt-Stromauelle wird durch einen Durchgangstransistor zum Ausgang geführt. Wenn der Logikiransistor bei logisch Null durchgeschaltet ist, ist der Durchgangstransistor nicht vorgespannt und der Strom fließt durch den Logiktransistor zur Masse. Aufgrund dieser Schaltung sind bereits recht genaue und schnelle Umsetzer möglich. Jedoch ist die Genauigkeit durch die Unsymmetrie und die veränderliche gemeinsame Emitterspannung, die auch die Schaltgeschwindigkeit beeinflußt, begrenzt, da die Einflüsse der maßgebenden Transistorparameter für das präzise Schalten nicht eliminiert werden.

Trotz dieser Verbesserungen in dem Entwurf von Festkörper-Dlgital/Analog-Umsetzern bestehen weiterhin Notwendigkeiten zum Verbessern der IC-Umsetzer mit relativ großen digitalen Zahlen. Im speziellen ist es wünschenswert, Arbeitscharakteristika, z. B. Genauigkeit und Geschwindigkeit, zu verbessern. Weiterhin besieht diese Notwendigkeit zur Verbesserung für IC-Umsetzer, die fähig sind, eine Vervielfacherfunktion mit Genauigkeit durchzuführen. Solche verbesserte Umsetzer sollen im speziellen darüber hinaus so gestaltet werden, daß sie zu vernünftigen Kosten hergestellt werden können, wobei die sogenannte Straight-Forward-IC-Herstellungstechnik angewendet wird.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung, das später im Detail beschrieben wird, ist ein IC-Digitai/Analog-Umsetzer mit zwöif Eingangs-Bits vorgesehen, der hervorragende Arbeitscharakteristika besitzt. Dieser Umsetzer weist zwölf Hochleistungs-Stromschaiter auf, die alle auf einem einzigen Blättchen (Chip) ausgebildet sind. Jeder Stromschalter ist eine Präzisions-Multielement-Zellenstruktur, die Standard-Bipolartransistoren enthalten, die in einer eindeutigen kooperativen Beziehung so angeordnet sind, daß daraus ein ausgezeichnetes Schaltverhalten resultiert. Für alle diese Schaltquellen ist ein Schaltkreis vorgesehen, der eine Vorspannung erzeugt, der dazu beiträgt, die nachteiligen Effekte der Schwankungen in der Versorgungsspannung zu vermeiden und der dazu beiträgt, die Fähigkeiten des Umsetzers als ein Multiplizierer zu fördern. Weiterhin sind spezielle logische Schaltkreis eingearbeitet, die einen Schwellwert vorgeben und gegen Umsetzer befähigen, stiftprogrammiert zu sein, um entweder mit konventionellen TTL-Iogischen Eingängen oder mit CMOS-logischen Eingängen (mit niedrigem oder mit hohem Spannungsbereich) benutzt zu werden; die positive Versorgungsspannung kann innerhalb eines großen Bereiches Irgendeinen beliebigen Wert annehmen, ohne daß dadurch die Genauigkeit des Umsetzers beeinträchtigt wird.

Dementsprechend ist es ein prinzipielles Ziel der Erfindung, einen verbesserten Digital/Analog-Umsetzer des integrierten Schaltkreistyps anzugeben. Ein mehr spezielleres Ziel dieser Erfindung ist es, solch einen Umsetzer zu schaffen, der fähig ist, große Digitalziffern umzusetzen, und zwar mit hervorragenden Arbeitscharakieristika, und der darüber hinaus so ausgebildet sein soll, daß er mit vernünftigen Kosten hergestellt werden kann.

Weitere Merkmale, Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich anhand der Beschreibung von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen der Erfindung. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführung des Umr-tzers, die Details einer Schaltzelle und ihre Beziehung zu anderen Komponenten des Umsetzers zeigt, und

Fig. 2 ein Schaltbild, das den gesamten Aufbau des Umsetzers erläutert.

Der Umsetzer nach der Erfindung enthält eine Vielzahl von selektiv ansprechbaren, identischen Schaltzellen 10, von denen nur eine In F i g. 1 im Detail gezeigt ist, wobei diese Zelle 10 durch digitale logische Signale gesteuert wird, die an die Signaleingänge 12 angelegt werden. Jede Schaltzelle 1st so angeordnet, daß sie den Strom schaltet, der durch einen entsprechenden Konstantstrom-Generator 14 fließt, und zwar alternativ entweder zwischen einer Ausgangsstromsammelschiene 16 oder der Masseleitung 18. Die Konstantstrom-Generatoren 14 weisen NPN-Transistoren auf, deren Emitter über Stromeinstell-Widerstände 20 mit der negativen Klemme 22 der Stromversorgung verbunden sind. Die Widerstandswerte sind binär gewichtet, um so binär gewichtete Ströme durch die entsprechenden Transistoren 14 vorzusehen.

Die Flächen der Emitter sind ebenfalls binär gewichtet, um auf diese Weise eine gleichmäßige Stromdichte in allen Konstantstrom-Transistoren 14 vorzugeben, wodurch ein gleichmäßiger Kgj-Wert für alle diese Transistoren vorgegeben wird, wodurch die Effekte, die von nicht angepaßten !^-Werten ausgehen, wie unterschiedliche Änderungen in den Stromwerten und unterschiedliche Temperaturkoeffizienten bei diesen Stromwerten minimiert werden. Die Basen aller Konstantstrom-Transistoren sind über eine gemeinsame Basisleitung 24, die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 26 verbunden ist, miteinander verbunden. Dieser Verstärker 26 vergleicht den Strom, der durch ein Paar von in Reihe verbundenen Bezugstransistoren 28, 30 fließt, mit einem Konstantstrom-Sollwert, der durch eine Sollwert-Spannungsquelle 32 und einen Sollwert-Widerstand 34 gebildet wird, wobei der Verstärker kontinuierlich die Basisspannung des Bezugstransistors 30 so einstellt, daß der Strom durch diesen Transistor konstant bleibt. Diese Spannungssteuerung hält auf ähnliche Weise den Strom durch alle Konstantstrom-Transistoren 14 konstant, so wie es in den oben erwähnten beiden US-Patentschriften erwähnt ist.

Und nun zu der Struktur der Schaltzelle 10 im einzelnen: Das logische Signal, das am Eingang 12 angelegt wird, wird an die Basis eines PNP-Transistors 36Λ geleitet. deT mit einem angepaßten Transistor 36ß zusammenarbeitet, und zwar unter Bildung eines ersten Differentialpaares 38 (die Wendung »Differentialpaar« wird verstanden als ein Schaltkreis mit zwei Transistoren, die alternativ leitfähig sind, d. h.. der eine oder der andere ist leitfähig abhängig von dem Wert des Eingangssignals des Differeniialpaares). Die Emitter dieser Transistoren 36/4. 36ß sind untereinander und mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 40 verbunden, und zwar zu einer so Konstantstromquelle, die einen Strom /„ von 0,5 mA erzeugt. Ein Stromeinsteliwiderstand 42 liegt zwischen dem Emitter des Transistors 40 und der positiven Klemme der Versorgungsspannung 44. Die Basis des Transistors 40 ist mit einer gemeinsamen Basisleitung 46 verbunden, die auf einer geeigneten Spannung gehalten wird, um die 0.5 mA der Quelle 40 aufrechtzuerhalten. Die Basis des Transistors 36S ist mit einer Schwellwertleitung 50 verbunden, an der eine feste Spannung anliegt, die von einem Spannungsschwellwert-Steuerkreis erzeugt wird, der später noch beschrieben wird. Wenn konventionelle logische Schaltkreise vom TTL-Typ verwendet werden, um an den Eingangsklemmen 12 logische Signale zu erzeugen, wird die Leitung 50 auf einer Spannung von ungefähr 1.4 Volt gehalten. Wenn nun das angelegte logische Signal an der Basis des Transistors 36/4 kleiner als - 0,8 Volt ist (und damit eine »0« im TTL-System anzeigt), fließt der konstante Strom /„ durch diesen Transistor 36/1. Das Emitterpotential lsi unter diesen Bedingungen um den Abfall über eine Diode über dem logischen Signalpegel, d. h. ungefähr kleiner als ± 1,5 Volt; dies bedeutet, daß der andere Transistor 36ß nicht leitet. Wenn nun ein Signal, das eine logische »1« darstellt, mit einem Wert größer als ± 2,0 Volt an den Eingang 12 angelegt wird, steigt das Emitterpotential und der konstante Strom /„ fließt nunmehr durch den anderen Transistor 36ß. Das Emitterpotential wird in diesem Fall um den Abfall über eine Diode über dem Schwellwert-Basispotential von 1,4 Volt liegen, d. h. ungefähr 2,1 Volt betragen, und deshalb kann der erste Transistor 36/1 nicht leitfähig sein.

Die Kollektoren der Transistoren 36/1, 36S sind über entsprechende identische Widerstände 56/f, 56/i mit einer Vorspannungsieitung 58 verbunden, wobei die Spannung auf dieser Leitung durch einen Vorspannungs-Generatorkreis konstant gehalten wird, der generell mit der Bezugsziffer 60 versehen Ist und der ebenfalls später beschrieben werden soll. Die oberen Anschlüsse der Widerstände 56/1, 56S sind jeweils mit einer Basis von angepaßten Transistoren 64/1, 64fl verbunden, die ein zweites Differentialpaar 62 bilden. Dieses zweite Paar weist NPN-Transistoren auf, und die Emitter dieser Transistoren sind beide mit dem Kollektor des bereits im vorhergehenden beschriebenen Konstantstrom-Generators 14 verbunden.

Dieses zweite Paar 62 ist ein voll ausbalanciertes (fully-balanced) Differentialpaar, was im Bezug auf das Wesen der vorliegenden Erfindung bedeutet, daß die Eingangskrelse für die beiden Transistoren 64/1, 64Ö Identisch sind und exakt in derselben Welse arbeiten, um die diesbezüglichen Transistoren alternativ leitend zu machen. Daraus folgt, daß die Eingangskrelse so angeordnet sind, daß sie ein spiegelsymmetrisches Arbeltssignal zur Steuerung der beiden Transistoren erzeugen. Spiegelsymmetrisch in diesem Zusammenhang bedeutet, daß, wenn das eine Arbeltssignal hoch liegt, das andere gerade niedrig liegt und umgekehrt, und weiterhin, daß beide Signale In hohem Zustand gleich sind, ebenso wie die beiden Signale in niedrigem Zustand.

Wenn an der Klemme 12 das angelegte Bit eine logische »0« ist, und der erste Transistor 36/4 leitet, fließt der Strom »0« durch den Widerstand 56.4 und hebt hierbei das Basispotential des Transistors 64/1 auf ungefähr einen Diodenabfall (0,7 Volt) gegenüber der Vorspannungsleitung 58. Da durch den anderen Widerstand 56Ö kein Strom fließt, wird die Basis des Transistors 64Ä auf dem Vorspannungspoteniial der Leitung 58 gehalten. Unter diesen Umständen ist der Transistor 64ß nichtleitend und der Transistor 64/1 wird dagegen leitend gemacht, um Strom von der Masseleitung 18 zu dem Konstantstrom-Generator 14 durchzulassen. Wenn alternativ das Eingangsbit an der Klemme 12 eine logische »1« ist, leitet der Transistor 36fl den Strom um in »0« zu dem Widerstand 56ß, der ganz entsprechend nunmehr den Transistor 64ß leitend macht, während der andere Transistor 64/1 nichtleitend ist. Unter diesen Bedingungen fließt dann der Strom des Konstantstrom-Generators 14 in die Ausgangsstromsammelschiene 16, die mit dem Kollektor des Transistors 64ß verbunden ist.

Da das Transistorpaar 62 völlig ausbalanciert ist, erfährt das Potential der untereinander verbundenen Emitter keine wesentlichen Änderungen, wenn das Paar unterschiedlich entsprechend den beiden möglichen Arbeitszuständen geschaltet wird. Im speziellen wird das Emitterpotential um einen Diodenabfall unter dem Basispotential des leitenden Transistors gehalten, und das

Basispotcntial dieses leitenden Transistors ist ungefähr um einen Dlodenabl'all über dem Potential der Vorspannungslcllung 58. Aul'dicse Welse bleib! das Potential der Emitter des zweiten Differentialpaares 62 effektiv auf dem konstanten Potential der Vorspannungsleitung 58, wenn das Paar zwischen den beiden möglichen Zuständen geschaltet wird.

Da sich das Emitterpotential nicht ändert, wird auch die Schaltverzögerung eliminiert, die durch die Zeit gegeben lsi, die benötigt wird, um die Emitter-Übergangs-Kapazität aufzuladen, wodurch ein wesentlicher Fortschritt gegenüber den bekannten Schaltern gegeben Ist, die konventionell elnkanallg (single-ended) aufgebaut sind. Weiterhin Ist die Tatsache wichtig, daß die Schaltgcschwindlgkeil aller Schaltzellen nahezu unabhängig von dem von ihnen geschalteten Stromwert Ist, da die wirksame Schaltung bereits erhalten werden kann durch eine Änderung der Emitter-Basisspannung von jedem Schaluranslstor 64/1, 645, die einem Spannungsabfall über eine einzelne Diode entspricht. Dieser Fortschritt muß im Kontrast mit üblicherweise benutzten Umsetzern gesehen werden, bei denen die Schaltzelt für die Ströme entsprechend den niederwertigen Bits signifikant größer als für die Ströme der höherwert igen Bits ist. Das Konstant-Schaltzeitverhalten des erfindungsgemäßen Umsetzers ist im speziellen dann wichtig, um eine genaue Arbeitsleistung zu gewährleisten, wenn der Umsetzer als Multiplizierer (multiplier) arbeitet.

Es ist ferner darauf hinzuweisen, daß, well die Emitter der beiden Transistoren 64/), 645 dasselbe Potential haben, und zwar in jedem der beiden möglichen Schaltzustände, auch das Potential des Kollektors des Transistors der Konstantstromquelle 14 für beide Schaltzustände dasselbe Potential hat. Dadurch sind beim Schalten der verschiedenen Bit-Kombinationen In diesen Transistoren keine unterschiedlichen Leitungsänderungen vorhanden. Dies wiederum reduziert die Nlcht-Linearität und transiente Wärmefehler, die durch unterschiedliche Wärmeeffekte bedingt sind.

Der Strom /„, der durch die Widerstände 56/4. 565 fließt, fließt ab über die im Vorhergehenden bereits erwähnte, die Vorspannung erzeugende Schaltung 60, welche in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Paar von in Reihe geschalteten Dioden 70, 72 und einen PNP-Transistor 74 aufweist. Die Basis des Transistors 74 ist mit der gesteuerten Basisleitung 24, die vom Verstärker 26 versorgt wird, verbunden, und der Kollektor dieses Transistors 74 liegt an der negativen Klemme der Spannungsversorgung 22. Man erkennt, daß man mit dieser Anordnung die Vorspannungsleitung 58 gegenüber der Basisleitung 24 auf einer Spannung hält, die drei Diodenabfällen entspricht. Dadurch dient die Vorspannung als gemeinsames Eingangssignal für beide Eingänge des Differentialpaares 62, um kombiniert zu werden mit den ausbalancierten, doch spiegelsymmetrischen Signalen, die durch den Stromfluß von I₀ alternativ durch den Widerstand 56.-4 oder Widerstand 565 auftreten.

Ausgehend von einem Wert von I₀ von 0,5 mA, der durch einen der Widerstände 56a oder 565 (beide haben einen Wert von 1,5 Kilo-Ohm) fließt, ist die Basisspannung des leitenden Transistors 64/) oder 645 ungefähr um einen Diodenabfall über der Vorspannungsleitung 58. Der Emitter des leitenden Transistors Ist dagegen um den Abfall einer Diode unterhalb der Basisspannung. Da beide Emitter mit dem Kollektor des Transistors des Konstantstrom-Generators 14 verbunden sind, bleibt der Kollektor dieses Transistors im wesentlichen auf dem Potential der Vorspannungsleitung 58. Auf diese Welse wird die Kollektor-Basisspannung auf einem Wert gehalten, der einem Abfall über drei Dioden entspricht, und zwar unabhängig von Änderungen In der Versorgungsspannung oder von Änderungen in der Sollwertspannung 32

Der Vorspannungs-Schaltkreis 60 verhindert sogenannte /^--Effekte ausgehend von Änderungen In dem Kollektorstrom des Transistors 14 entsprechend Änderungen In der Versorgung oder Sollwert-Spannung. Derartige Spannungsänderungen erscheinen über den Kollektor-Basiselektroden der Transistoren des Differentialpaares 62, aber sie haben keinen beachtenswerten Einfluß auf den Kollektorstrom der Transistoren 64/), 645, weil beide dieser Transistoren mit einer Konstantstromquelle in ihrem Emitterkreis betrieben werden. Auf diese Weise gewährleistet der Vorspannungskreis 60 eine ausgezeichnete Sperre für Schwankungen in der Stromversorgung.

Wie bereits oben erwähnt wurde, wird, wenn der Umsetzer mit einer Standard-TTL-Logik verwendet wird, die Spannungs-Schwellwertspannung 50 gegenüber der Masseleitung auf 1,5 Volt gehalten, und zwar durch den Spannungsschwellwert-Steuerkreis 52. Dieser Schaltkreis umfaßt einen Satz von drei Widerständen 76, 78, 80, die in Reihe zwischen der positiven Leitung der Spannungsversorgung 44 und der Masseleitung 18 geschaltet sind. Ausgehend von einer + 5 Volt-Spannungsversorgung und mit den dargestellten Widerstandswerten, hat der Verbindungspunkt 82 zwischen den unteren Widerständen 78, 80 ungefähr eine Spannung von + 1,4 Volt. Diese Spannung wird der Basis eines leitenden PNP-Translstors 84 zugeführt, dessen Emitterpotential um einen Dlodenabfall höher als seine Basis ist, d. h. ungefähr + 2,1 Volt, beträgt. Dieser Emitter wiederum ist mit der Basis eines leitenden NPN-Translstors 86 verbunden, dessen Emitterpotential ungefähr um einen Diodenabfall unter seiner Basis liegt, d. h. ungefähr+ 1,4 Volt beträgt. Dieser Emitter ist mit der Schwellwertspannungsleitung 50 verbunden, um die Schwellwertspannung, wie oben beschrieben, an die Schaltzellen 10 anzulegen.

In Übereinstimmung mit anderen Aspekten der vorliegenden Erfindung ist der Umsetzer mit Einrichtungen versehen, um Ihn entweder mit TTL- oder CMOS-logischen Signalen betreiben zu können. Wie bereits oben erwähnt wurde, erfordern die TTL-Logiksignale einen Spannungsschweiiwert von +i,4 Voit. Wenn jedoch CMOS-Logik-Elngangssignale vorgesehen werden, dann muß der Spannungsschwellwert auf seinen optimalen Wert, nämlich auf die Hälfte der positiven Spannungsversorgung, eingestellt werden. Hinzu kommt, daß derzeit zwei verschiedene Kategorien von CMOS-Loglken in Gebrauch sind, von denen die eine mit einer verhältnismäßig niedrigen Versorgungsspannung, d. h. um 5 Volt, und die andere mit einer wesentlich höheren Spannung, nämlich um 12 Volt, arbeitet. Jede dieser Kategorien kann bei dem erfindungsgemäßen Umsetzer in Anwendung kommen.

Damit der erfindungsgemäße Umsetzer in Verbindung mit einer CMOS-Logik betrieben werden kann, braucht der Benutzer nur mit einem Überbrückungsdraht 90 zwischen dem Stift 92, an dem die positive Versorgungsspannung liegt, und dem entsprechenden Stift 94 herzustellen. Dieser Überbrückungsdraht schließt den Widerstand 76, kurz, so daß die Spannung an dem Verbindungspunkt 82 nunmehr nur noch von der Spannungsteilung an den Widerständen 78, 80, die gleiche Werte aufweisen, bestimmt wird. Dadurch ist die der Basis des Transistors 84 zugefühne Spannung die Hälfte der positi-

ven Versorgungsspannung (£_ir). Wie oben erwähnt, erscheint diese Spannung nach Umsetzung durch die Transistoren 84 und 86 auf der Spannungsschwellwertleitung SO. Welcher Wert von E_n. im Hinblick auf die spezielle CMOS-Loglk gerade ausgewählt wird, so wird Immer die Schwellwertspannung automatisch den erforderlichen Wert von der Hälfte der Versorgungsspannung £'_ri. haben. Dies wird auf einfache Weise durch den Benutzer des Umsetzers durch eine Stiftprogrammierung erreicht.

Um eine einwandfreie Arbeitsweise des Umsetzers In dem relativ großen Spannungsbereich der ausgewählten E_fc.-Werte sicherzustellen, ist die Konstantstromquelle 40 so ausgebildet, daß sie einen konstanten Ausgangsstrom /„ von 0,5 mA für den gewünschten Spannungsbereich abgibt. Die Leitung 46 für die Basisspannung dieses Transistors 40 wird automatisch eingestellt durch einen Steuerkreis 100, der eine Konstantstromquelle 102 einschließt, die zwischen Masse und die negative Versorgungsspannung (- 15 Volt) geschaltet ist. Die Quelle 102 weist einen Emitterwiderstand 104 auf, der den Stromwert von 0,5 mA einstellt. Die Quelle 102 ist in Reihe mit einer anderen Konstantstromquelle 106 verbunden, die von der positiven Spannungsversorgung versorgt wird, und die an die Konstantstromquelle 40 der Schaltzelle angepaßt ist, wobei beide Quellen 40 und 106 durch eine gemeinsame Basisleitung 46 betrieben werden. Die Basisspannung der Quelle 106 wird automatisch auf einem Wert gehalten, der notwendig Ist, um einen Strom von 0,5 mA durch diese Quelle zu erzeugen, weil der Quellenstrom von 0,5 mA durch die Quelle 102 festgehalten wird. Auf diese Weise werden die Basen von allen Konstantstromquellen 40 der Schaltzellen auf einem Wert gehalten, der notwendig ist, um einen Strom von 0,5 mA in diesen Quellen einzustellen. Der offenbarte Schaltkreis ist so ausgelegt, daß er noch eine einwandfreie Arbeitsweise des Umsetzers bei einem £„.-Bereich von + 4,75 bis + 15,8 Volt gewährleistet.

Eine Gesamtansicht des Umsetzers zeigt die Fig. 2. Man erkennt, daß der Umsetzer eine digitale Kapazität von 12 Bits hat, die in drei verschiedene 4-Blt-Gruppen von Schaltern 110, 112, 114 aufgeteilt sind. Die Stromsammelschlene 16 der ersten Gruppe führt direkt zu dem Ausgangsanschluß 116. Die beiden anderen Stromschienen"! Ul, 120 sind über entsprechende Dämpfungs-Netzwerke 122, 124 mit der Ausgangsklemme verbunden. Diese Netzwerke geben Dämpfungswerte von 16:1 bzw. 128 : 1 vor. Es sind weiterhin Widerstände 126, 128 für das Zusammenarbeiten mit einem Ausgangsverstärker vorgesehen, um einen Spannungsbereich von entweder 10 Volt oder 20 Volt vorzugeben.

Für die letzte Gruppe der Schalter 114 ist ein R-2R-Netzwerk 130 vorgesehen. Die Transistoren dieser Gruppe arbeiten mit einem Stromwert, der die Hälfte des Stromes der Transistoren der anderen beiden Gruppen beträgt. Es ist ein zusätzlicher Transistor 132 vorgesehen, der an den zwölften Schalttransistor 134 angepaßt ist, um geeignet das R-2R-Netzwerk zu terminieren. Obwohl zwischen dem Transistor 134 und den anderen Schalttransistoren eine Fehlanpassung der Emitterflächen in einem Verhältnis von 2 : 1 vorhanden ist, ist der daraus resultierende unterschiedliche Verstärkungstemperaturkoeffizient vernachlässigbar klein, da er an dem Bit-Pegel mit der geringsten Wertigkeit eingeführt ist.

Der offenbarte Umsetzer kann als ein Zwei-Quadrant-Multiplizierer verwendet werden, indem man die Sollwert-Spannung 32 entsprechend dem einen zu multiplizierenden Faktor verändert, wobei der andere Faktor die digitale Eingangszahl Ist. Die Größe der Sollwert-Spannung beeinflußt unmittelbar entsprechend die Größe aller Bit-Ströme, well der Verstärker 26 die Basis-Spannungsleitung 24 einstellt, so daß die Bit-Ströme den Sollwert-Strom führen, der durch den Widerstand 34 fließt. Die Bit-Ströme werden auf dem korrekten Wert gehalten, auch bei sehr kleinen Pegeln, und zwar als Folge der eindeutigen Schalt- und Spannungssteueranordnung, wie sie oben beschrieben wurde, so daß der Umsetzer sehr exakt als ein Multiplizierer arbeiten kann.

Im Vorhergehenden wurde ein 12-Blt-Digital/Analog-Umsetzer in integrierter Schaltkreistechnik bes:hrleben, der binär gewichtete Konstantstromquellen aufweist in Verbindung mit zugeordneten Schaltzellen, die bipolare Transistoren besitzen, um die Bit-Ströme entweder auf eine Siromsammelschlene oder nach Masse zu leiten. Die Schaltzellen weisen ein erstes Differentlal-Translstorpaar auf, um ein elnkanaliges, binäres logisches Signal in eine zwelkanalige Anordnung umzusetzen; sie weisen ferner ein zweites, völlig abgeglichenes Differentialpaar auf, das von abgeglichenen logischen Signalen angesteuert wird, um auf die Bit-Ströme entsprechend einzuwirken. Ein Vorspannungs-Generatorkreis hält eine konstante Kollektor-Basis-Spannung an den Konstanl-Stromquellen aufrecht. Der Spannungsschwellwert für die logischen Signale kann durch eine Stiftprogrammierung vorgegeben werden für eine TTL-Logik oder für CMOS-Logiken, und zwar entweder für solche vom Niederspannungs- oder Hochspannungstyp.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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Claims

Patentansprüche:

1. Digital/Analog-Umsetzer in integrierter Schaltkreistechnik mit einer Vielzahl von Transistoren in einem IC-Chip und diesen Transistoren zugeordneten Konstantstrom-Generatoren ausbildenden Mitteln, und mit Schaltmitteln zum wahlweisen Führen des Konstantstromes der Konstantstrom-Generatoren entweder zu einer Sammelschiene oder zu einer zweiten Leitung, wobei die Schaltmittel jeweils eine Stromversorgungsquelle aufweisen, die mit einem Transistorkreis verbunden ist, der zwei Ausgänge aufweist, die abwechselnd entsprechend den beiden möglichen Zuständen angeschaltet sind und den is Strom der Stromversorgungsquelle abgeben, und dessen Steuermittel zum Schalten der beiden möglichen Zustände Schaltkreise zum Erzeugen eines Binärsignals sowie Mittel, die auf dieses Binärsigna! ansprechen und den Transistorkreis aussteuern, aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistorkreis (62) mit einem Paar von angepaßten Transistoren (64/), 64ß) vorgesehen ist, die zu einem voll abgeglichenen symmetrischen Differentialtransistorenpaar verbunden sind, derart, daß sie wahlweise alternativ leiten, deren Emitter mit dem Konstantstrom-Generator (14) verbunden sind und von deren Kollektoren der eine mit der Sammelschiene (16) und der andere mit der zweiten Leitung (18) verbunden ist, um den Strom des Konstantstrom-Generators (14), je nachdem welcher der beiden angepaßten Transistoren (64/4, 645) leitfähig gesteuert wurde, in die Sammelschiene (16) oder in die zweite Leitung (18) fließen zu lassen, daß erste Signalmittel vorgesehen sind, die auf den Strom, der durch einen der Ausgänge des ersten Transistorkreises (38) fließt, ansprechen, und ein erstes Steuersignal an einen Transistor des zweiten Transistorkreises (62) anlegen, welches diesen Transistor leitend steuert, wenn der betreffende eine Ausgang Strom führt, daß zweite Signalmittel vorgesehen sind, die auf den Strom ansprechen, der durch den anderen Ausgang des ersten Transistorkreises (38) fließt, ansprechen, und ein zweites Steuersignal an den anderen Transistor des zweiten Transistorkreises (62) anlegen, welches diesen Transistor leitend steuert, wenn der betreffende andere Ausgang Strom führt, wobei beide Signalmittel zudem Mittel aufweisen, die die Verbindung der beiden Emitter des Transistorpaares des zweiten Transistorkreises (38) auf gleichem Potential halten, wenn der Strom des Konstantstrom-Generators (14) In Übereinstimmung mit den Zuständen des Binärsignals von dem einen Transistor auf den anderen Transistor des zweiten Transistorkreises geschaltet wird.

2. Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel für den ersten bistabilen Transistorkreis (38) Schwellwertmittel (52) aufweisen, die auf das Binärsignal ansprechen und auf den zweiten Ausgang des ersten Transistorkreises den Strom der Stromversorgungsquelle (40, 42) aufschalten, wenn entsprechend dem Binärsignal der erste Ausgang des ersten Transistorkreises (38) abgeschaltet wird.

3. Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertmittel (52) wahlweise steuerbare Schaltungsmittel (92, 90, 94; 76-86) aufweisen, die gewährleisten, daß an den ersten Transistorkreis (38) entweder eine vorbesiimmte Schwellwertspannung für den Betrieb mit einer TTL-Eingangsloglk oder eine Schwellwertspannung, die einen vorbestimmten Bruchteü der Versorgungsgleichspannung darstellt, für den Betrieb mit einer CMOS-Eingangslogik gelangt.

4. Umsetzer nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantstrom-Generator (14) einen Konstant-Transistor aufweist, dessen Kollektor mit jedem Emitter der angepaßten Transistoren des zweiten Transistorkreises (62) verbunden ist, und daß Schaltungsmitiel (60) vorgesehen sind, die eine feste Spannung zwischen der Basis des Konstant-Transistors und der Basis des gerade leitenden Transistors des zweiten Transistorkreises (62) aufrechterhalten.

5. Umsetzer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel (60) eine Diodenanordnung (70, 72) aufweisen, die zwischen die Basen der angepaßten Transistoren des zweiten Transistorkreises und die Basis des Konstant-Transistors geschaltet ist, damit sie vom Strom durchflossen wird und einen entsprechenden Dioden-Spannungsabfall liefert.

6. Umsetzer nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistorkreis (38) einen ersten und einen zweiten Transistor (36/1, 36ß) aufweist, die als Differentialpaar zjsammengeschaltet sind, alternativ leitend steuerbar sind, um dadurch die beiden Ausgänge des ersten Transistorkreises (38) vorzugeben.

7. Umsetzer nach Anspruch 4 oder 5, 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstant-Translstor und das Transistorpaar des zweiten Transistorkreises vom NPN-Typ sind.

8. Umsetzer nach Anspruch 6 oder/und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (36/4, 36ß) des ersten Transistorkreises (38) vom PNP-Typ sind.

9. Umsetzer nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Eingangssignalmittel durch zwei angepaßte Widerstände (56Λ, S6B) gebildet werden, von denen jeder mit einem Ausgang des ersten Transistorkreises (38) verbunden 1st und von dem betreffenden Ausgangsstrom durchflossen wird, um dadurch einen entsprechenden Spannungsabfall vorzugeben, und die jeweils mit der Basis eines der Transistoren des zweiten Transistorkreises (62) verbunden sind, um so alternativ eine gleiche Spannung an der Basis des betreffenden Transistors des zweiten Transistorkreises einschließlich dem Spannungsabfall über dem gerade stromdurchflossenen Widerstand vorzugeben.

10. Umsetzer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe der Widerstände so gewählt Ist, daß sie, wenn sie vom Ausgangsstrom des zugeordneten Ausganges des ersten Transistorkrelscs durchflossen werden, einen Spannungsabfall entsprechend einer Diode abgeben.

11. Umsetzer nach Anspruch 4 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Bezugstransistor (30) vorgesehen Ist, der an den Konstant-Transistor (14) angepaßt ist, wobei die Basen beider Transistoren miteinander verbunden sind, daß ein zweiter Bezugstransistor (28) vorgesehen Ist, der an die beiden Transistoren des zweiten Transistorkreises (62) angepaßt ist und der In Reihe mit dem ersten Bezugstranslsior (30) liegt, und daß Regel-

mittel (32, 34, 26) vorgesehen sind, die auf den Kollcklorslrom des /weiten Bezugsiransisiors ansprechen, und die Basisspannung des ersten Bezugstransisiors automatisch so einstellen, daß sein Kollektorsirom konstant bleibt, wodurch automatisch d.e Basisspannung des Konstant-Transistors (14) so eingestellt wird, daß der Kolleklorstrom des gera Ie leitenden Transistors des zweiten Transistorkreises konstant gehalten wird.

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