DE3920685C2 - Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines FM-Empfängers - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen FM (Frequenzmodulations)-Empfänger, hierbei speziell auf eine Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines lokalen Schwingungssignals des FM-Empfängers.

Übliche FM-Signalempfangsschaltkreise weisen einen Mikrorechner und eine PLL-Schaltung (Phasenregelkreis) in ihren Abstimmsystemen auf. Der Mikrorechner steuert hierbei ein lokales Schwingungssignal, das von der PLL-Schaltung erzeugt wird. Weiterhin kann der Mikrorechner zusätzliche Funktionen ausführen, insbesondere eine fernbedienbare Abstimmung, eine digitale Anzeige von Kanalabstimmdaten, usw.

Seit kurzem wird Satelliten(-rundfunk-)übertragung angewendet. Der Satellitensender verwendet ein FM-Sendesignal. Das FM-Sendesignal welches bei Satellitensendern eingesetzt wird, weist eine Trägerschwingung im SHF (Super high frequency)-Band auf. Ein Satellitensignal-Empfänger zum Empfang des Satelliten-Sendesignales weist eine FM-Signalempfangsschaltung auf, die mit einem Mikrocomputer und einer PLL-Schaltung ausgestattet ist.

In einer solchen FM-Signalempfangsschaltung für einen Satellitensignal-Empfänger wird ein von einem Satelliten übertragenes SHF-Signal in ein niederfrequentes Signal mittels eines doppelten Umsetzsystems umgesetzt. Dem doppelten Umsetzsystem entsprechend wird das SHF-Signal zuerst in ein erstes IF (intermediate frequency, Zwischenfrequenz)-Signal umgesetzt. Anschließend wird das erste IF-Signal in ein zweites IF-Signal umgesetzt, nämlich das Niederfrequenzsignal.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer konventioneller FM-Signalempfangsschaltung für Satelliten-Empfang. Einem Eingangsanschluß 10 wird ein SHF-Signal, welches von einem Satelliten übertragen wird, von einer Antenne zugeführt. Das SHF-Signal wird einem ersten Frequenzumsetzer 12 zugeführt, der einen ersten Mischer 14 und einen ersten lokalen Oszillator 16 aufweist. Der erste Mischer 14 mischt das SHF-Signal mit einem ersten lokalen Schwingungssignal, welches von dem ersten lokalen Oszillator 16 erzeugt wird.

Das erste lokale Schwingungssignal hat eine vorgegebene Frequenz, die unterhalb der Frequenz des SHF-Signales liegt. Auf diese Weise wird ein erstes IF-Signal mit ungefähr 1 GHz von dem ersten Mischer 14 abgegeben. Überlicherweise ist der erste Frequenzumsetzer 12 außerhalb (des Hauses), nahe der Antenne angeordnet.

Das erste IF-Signal wird über einen ersten IF-Verstärker 20 einem zweiten Frequenzumsetzer 18 zugeführt. Der zweite Frequenzumsetzer 18 weist einen zweiten Mischer 22 und einen zweiten lokalen Oszillator 24 auf. Der zweite Mischer 22 mischt das erste IF-Signal mit einem zweiten von dem zweiten lokalen Oszillator 24 erzeugten zweiten lokalen Schwingungssignal. Das zweite lokale Schwingungssignal liegt mit seiner Frequenz ausreichend unterhalb der Frequenz des ersten IF-Signals, so daß der zweite Mischer 22 ein zweites IF-Signal abgibt.

Das zweite IF-Signal wird einem FM-Dekoder 26 zugeführt. Der FM-Dekoder 26 dekodiert das FM-Signal des zweiten IF-Signals. Das einer üblichen FM-Signalempfangseinrichtung entsprechende Demodulatorsignal ist über einen Ausgangsanschluß 28 zugänglich. Der zweite Frequenzumsetzer 18 und andere Dekoderschaltungen sind üblicherweise innerhalb (des Hauses) angeordnet. Die außerhalb befindliche Schaltungsanordnung und die innerhalb befindliche Schaltungsanordnung sind durch ein Kabel verbunden.

Fig. 2 zeigt Details des zweiten lokalen Oszillators 24, des zweiten Frequenzumsetzers 18 und des FM-Dekoders 26. Der zweite lokale Oszillator 24 wird von einer PLL-Schaltungsanordnung gebildet. Er weist einen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 30, einen Frequenzteiler 32, einen Phasenkomparator 34, einen Bezugssignalgenerator 36 und ein erstes Tiefpaßfilter (LPF) 38 auf. Der FM-Dekoder 18 weist einen FM-Demodulator 40, ein zweites Tiefpaßfilter 42, einen Spannungspegelbereichs-Detektor 44, eine Bezugsspannungsquelle 46 und einen Mikrorechner 48 auf.

In dem zweiten lokalen Oszillator 24 erzeugt der VCO 30 das zweite lokale Schwingungssignal. Dieses wird sowohl dem Frequenzteiler 32 als auch einem Ausgangsanschluß 24a des zweiten lokalen Oszillators 24 zugeführt. Der Frequenzteiler 32 teilt die Frequenz des zweiten lokalen Schwingungssignales. Teilerdaten werden dem FM-Dekoder 18 von dem Mikrorechner 48 zugeführt, wie später beschrieben wird.

Ein Ausgangssignal des Frequenzteilers 32 wird dem Phasenkomparator 34 zugeführt. Der Bezugssignaloszillator 36 gibt sein Bezugsschwingungssignal ebenfalls an den Phasenkomparator 34 ab. Der Phasenkomparator 34 vergleicht das geteilte Signal und das Bezugsschwingungssignal. Ein Fehlersignal zwischen dem geteilten Signal und dem Bezugs-Schwingungssignal wird dem VCO 30 über das erste Tiefpaßfilter 38 zugeführt. Der VCO 30, der Frequenzteiler 32, der Phasenkomparator 34 und das erste Tiefpaßfilter 38 bilden so eine PLL-Schaltungsanordnung.

Gemäß der PLL-Schaltungsanordnung ist das zweite lokale Schwingungssignal, welches von dem VCO 30 erzeugt wird, mit hoher Genauigkeit stabilisiert. Die Frequenz f_vco des zweiten lokalen Schwingungssignales kann genau einer augenblicklichen Frequenzänderung des ersten IF-Signals mit einer vorgegebenen Frequenzdifferenz folgen. Das Teilerverhältnis des Frequenzteilers 32 wird über Kanal-Abstimmdaten, die von dem Mikrorechner 48 zugeführt werden, gesteuert. Auf diese Weise wird die Frequenz f_vco des zweiten lokalen Schwingungssignales von dem Mikrorechner 48 in dem FM-Dekoder 26 so gesteuert, daß ein erwünschter Satellitenübertragungs-Kanal ausgewählt wird.

Der FM-Demodulator 40 demoduliert das FM-Signal des zweiten IF-Signals von dem ersten Frequenzumsetzer 14. Das FM-Demodulatorsignal wird sowohl dem zweiten Tiefpaßfilter 42 als auch einem Ausgangsanschluß 28 zugeführt. Der Ausgangsanschluß 50 ist mit einem Fernsehempfänger, einem FM-Empfänger oder dergleichen verbindbar.

Das zweite Tiefpaßfilter 42 trennt die Wechselkomponente von dem Demodulationsfehler (Abstimmfehler am Ausgang des Demodulators), des FM-Demodulators 14. Die Gleich-Komponente des Demodulationsfehlers wird einem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Die im folgenden als Demodulatorfehler bezeichnete Gleichkomponente des Demodulationsfehlers ist proportional zu einer Abweichung des zweiten IF-Signales von der Mittenfrequenz f_vco des zweiten lokalen Oszillators 24, d. h. des VCO 30.

Der Demodulatorfehler wird dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Eine Bezugsspannung V_ref wird von der Bezugsspannungsquelle 46 ebenfalls dem Spannungspegelbereichs-Detektor zugeführt. Dieser gibt drei Spannungspegelbereiche entsprechend der Bezugsspannung V_ref vor und erfaßt den Spannungsbereich, in dem der Demodulatorfehler liegt. Die drei Spannungspegelbereiche werden später erläutert.

Der über das zweite Tiefpaßfilter 42 gewonnene Demodulatorfehler wird dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Von der Referenzspannungsquelle 46 wird ebenfalls ein Referenzspannungssignal V_ref dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Der Spannungspegelbereichs-Detektor 44 hat zwei Schwellenspannungen V₀+V₁ und V₀-V₁. Drei Spannungspegelbereiche, d. h. ein oberer Spannungspegelbereich oberhalb der Schwellenspannung V₀+V₁ und V₀-V₁, ein mittlerer Spannungspegelbereich zwischen den Schwellenspannungen V₀+V₁ und V₀-₁ und ein unterer Spannungspegelbereich unterhalb der Schwellenspannung V₀-V₁ werden in dem Spannungspegelbereichs-Detektor vorgegeben.

Die Schwellenspannungen V₀+V₁ und V₀-V₁ werden übereinstimmend mit dem Bezugsspannungssignal V_ref, wie später erläutert wird, vorgegeben. Der Spannungspegelbereichs-Detektor 44 erfaßt demnach den Spannungsbereich in dem der Demodulatorfehler liegt.

Der Spannungspegelbereichs-Detektor 44 gibt drei Zustände ausdrückende Spannungs-Bereichsdaten D_vlr ab. Einer der Zustände liegt dann vor, wenn der Demodulatorfehler sich innerhalb des mittleren Spannungspegelbereichs befindet. Die verbleibenden zwei Zustände liegen dann vor, wenn der Demodulatorfehler in dem oberen oder dem unteren Spannungspegelbereich liegt. Die Spannungspegelbereichs-Daten D_vlr werden dem Mikrorechner 48 zugeführt. Der Mikrorechner 48 korrigiert die Kanal-Abstimmdaten entsprechend einem erwünschten Kanal über die Spannungspegelbereichs-Daten D_vlr. Die korrigierten Kanal-Abstimmdaten sind dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 24 zuführbar. Entsprechend einer üblichen FM-Signalempfangsschaltung für einen Satellitensignal-Empfänger sind die Spannungspegelbereichs-Daten D_vlr, die von dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 gewonnen werden, digitale Daten entsprechend einer Abweichung des zweiten IF-Signals von der Mittenfrequenz f_vco des zweiten lokalen Schwingungssignales. Die Spannungspegelbereichs-Daten D_vlr nehmen den Wert (0,0) an, wenn die Abweichung, also der Demodulatorfehler innerhalb des mittleren Spannungspegelbereichs liegt. Die Spannungspegelbereichs-Daten D_vlr nehmen den Wert (1,0) an, wenn der Demodulatorfehler im oberen Spannungspegelbereich liegt, sie nehmen den Wert (0,1) an, wenn der Demodulatorfehler im unteren Spannungspegelbereich liegt.

Der mittlere Spannungspegelbereich liegt um V₀ und dieser Bereich wird Unempfindlichkeitsbereich ("tote Zone") genannt, da keine Steuerung des zweiten lokalen Oszillators 24 durchgeführt wird. Der Mikrorechner 48 erzeugt abhängig von den Spannungspegelbereichs-Daten D_vlr AFT (automatic fine tuning, selbsttätige Feinabstimmungs)-Daten. Die AFT-Daten sind dem zweiten lokalen Oszillator 24 zusammen mit den Kanal-Abstimmdaten zuführbar.

Es gibt zwei verfügbare Systeme zum Bearbeiten der AFT-Daten. Das eine steuert das Teilerverhältnis des Frequenzteilers 32 unabhängig. Ein anderes überlagert die AFT-Daten den Kanal-Abstimmdaten. Im folgenden sollen Erläuterungen anhand des letzteren Systemes erfolgen.

Unter Bezug auf Fig. 3 wird ein Detail des Spannungspegelbereichs-Detektors 44 beschrieben. In Fig. 3 sind den Abschnitten, die jenen der Fig. 2 entsprechen, gleiche Symbole zugewiesen.

Die Bezugsspannung V_ref wird von der Bezugsspannungsquelle 46 zugeführt. Zwischen der Bezugsspannungsquelle 46 und dem Bezugspotential sind drei Widerstände 52, 54 und 56 in Reihe geschaltet. An zwei Verbindungspunkten der Widerstände 52, 54 und 56 werden zwei herabgesetzte Spannungen V₀+V₁ und V₀-V₁ (Spannungsteiler) gewonnen. Die erste herabgesetzte Spannung V₀+V₁ am Verbindungspunkt der Widerstände 52 und 54 wird dem invertierenden Eingangsanschluß eines ersten Operationsverstärkers 58 zugeführt, während die zweite herabgesetzte Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 54 und 56 dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß eines zweiten Operationsverstärkers 60 zuführbar ist.

Ferner wird die Spannung des Demodulatorfehlers einem Anschluß 44a, der mit dem zweiten Tiefpaßfilter 42 verbunden ist, zugeführt. Die Spannung des Demodulatorfehlers wird dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten (58) und dem invertierenden Eingangsanschluß des zweiten (60) Operationsverstärkers zugeführt. Die Ausgangssignale des ersten und zweiten Operationsverstärkers 58 und 60 werden dem Mikrorechner 48 über Ausgangsanschlüsse 62 und 64 zugeführt.

In dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 werden die erste und zweite herabgesetzte Spannung V₀+V₁ und V₀-V₁ als obere und untere Schwellenwerte eines vorgegebenen Spannungsbereiches eingesetzt. Wenn das zweite IF-Signal in dem Unempfindlichkeitsbereich um die Mittenfrequenz des zweiten lokalen Schwingungssignals liegt, werden die Potentiale an den nicht-invertierenden Eingangsanschlüssen der Operationsverstärker 58 und 60 geringer als jene an den invertierenden Eingangsanschlüssen und logische "0"-Signale werden den Anschlüssen 62 und 64 zugeführt.

Wenn die zweite IF-Frequenz oberhalb des Unempfindlichkeitsbereiches liegt, wird das Potential am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 58 größer als das am invertierenden Eingangsanschluß, wodurch ein logisches "1"-Signal dem Anschluß 62 zugeführt wird, während das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 60 oberhalb dem Potential am nicht-invertierenden Eingangsanschluß liegt, wodurch ein logisches "0"-Signal dem Anschluß 64 zugeführt wird.

Wenn die zweite IF-Frequenz unterhalb des Mittenfrequenzbereiches liegt, ist das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 58 oberhalb dem Potential am nicht-invertierenden Eingangsanschluß, wodurch ein logisches "0"-Signal dem Anschluß 62 zugeführt wird, während das Potential am nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 60 oberhalb des Potentials am invertierenden Eingangsanschluß liegt, wodurch ein logisches "1"-Signal dem Anschluß 64 zugeführt wird.

In dem Fall einer gemäß der Fig. 3 beschriebenen Schaltungsanordnung kann der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches sich gegenüber der durch die Widerstände 52, 54 und 56 vorgegebenen Breite des Unempfindlichkeitsbereiches aufgrund von Schwankungen der Demodulatorempfindlichkeit im FM-Demodulator 14 ändern. Ferner weist die Demodulatorfehlerspannung eine Temperaturabhängigkeit auf, da die Ausgangsspannung des FM-Demodulators 40 einer Temperaturdrift unterworfen ist und wenn der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches überschritten ist, tritt eine Funktionsstörung der AFT-Schaltungsanordnung auf bei der die Mittenfrequenz des zweiten IF-Signales fortlaufend einen nicht notwendigen Offset (Verschiebung) aufweist.

Der Frequenzpegel kann durch eine Erhöhung der Anzahl von Widerstandsschaltungen und Operationsverstärkern beim Spannungspegelbereichs-Detektor 44, gemäß Fig. 3, genauer beurteilt werden. Wenn der Grad der Verstimmung von der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals durch eine Erhöhung der Anzahl von Rückkopplungs-Datenbits feiner aufgeteilt ist und die Steuerung des Frequenzteilerverhältnisses entsprechend unterteilt ist, wird ordnungsgemäße Steuerung möglich. Die Genauigkeit ist jedoch abhängig von den Schaltungsabmessungen und LSI-Schaltungsanordnungen sind sehr unökonomisch.

Weiterhin sind Schwankungen der Demodulatorempfindlichkeit und der Einfluß der Temperaturdrift noch unvermeidbar.

Bei einer üblichen FM-Signalempfangsschaltung für Satellitensignal-Empfänger, die ein erwünschtes FM-Sendesignal durch Steuerung eines von einem lokalen Oszillator erzeugten lokalen Oszillationssignals anwählen, wird der Unempfindlichkeitsbereich der AFT-Steuerung (bzw. Regelung) zur Steuerung des lokalen Oszillators durch Erfassen des Spannungspegelbereichs in dem das Rückkopplungs-AFT-Signal V_aft zur Erzeugung der AFT-Daten liegt, definiert. Das Rückkopplungs-AFT-Signal V_aft wird durch Berücksichtigung der Demodulatorfehlerspannung, die eine Frequenzdifferenz zwischen dem IF-Signal und der Mittenfrequenz des lokalen Schwingungssignales anzeigt, gewonnen.

Demnach verändert sich der Unempfindlichkeitsbereich abhängig von der Schwankung der Demodulatorempfindlichkeit der FM-Signalempfangsschaltung. Weiterhin weist die Demodulatorausgangsspannung eine Temperaturdrift oder eine Versorgungsspannungsabhängigkeit auf. So wird die Beurteilung, ob die Spannung des Demodulatorfehlers den Unempfindlichkeitsbereich überschreitet oder nicht, ungenau. Als Ergebnis hat das IF-Signal immer einen ungewissen Offset. Zusätzlich besteht die Schwierigkeit, daß ein Überlauf auftritt, wodurch, wenn die AFT-Steuerung übermäßig ist, eine AFT-Steuerung erfolgt.

Aus der DE-PS 32 13 870 ist eine automatische Sendersuchlaufvorrichtung für einen FM-Tuner bekannt, die neben einem FM-Empfänger ein Tiefpaßfilter zum Abtrennen der Wechselkomponente von dem demodulierten Ausgangssignal, einem Spannungsgenerator zum Abgeben eines Bezugsignals und eine Steuereinrichtung aufweist.

Aus der DE-OS-29 33 416 ist ein Verfahren zur automatischen ZF-Korrektur von Rundfunkgeräten mit digital einstellbarer Empfangsfrequenz bekannt. Bei diesem Verfahren erfolgt ein automatischer Abgleich von Signalen mittels eines Mikrocomputers.

Aus E. Hilliker: "A uniquely simplified TV tuning System incorporating an equally unique digital automatic and manual fine tuning scheme", in IEEE Transactions on Consumer Electronics, Februar 1976, Seiten 61-68 ist ein digitales Abstimmsystem bekannt, das mit einer ersten Phasenregelschleife eine digitale Abstimmung auf dem gewünschten Sender durchführt, das mit einer zweiten Phaseregelschleife eine digitale automatische Feinabstimmung durchführt und daß die Möglichkeit einer manuellen Feinabstimmung vorsieht. Die in diesem Abstimmsystem enthaltenen DLL-Schaltungen weisen jedoch Nachteile hinsichtlich Offsetfehlern, Temperaturdrift und Exemplarsteuerung der notwendigen Phasendiskriminatoren auf.

Aus der US 4 498 191 ist ein FM-Empfänger bekannt, der neben einer digitalen Abstimmeinrichtung (PLL) zur Frequenzeinstellung eine Einrichtung zur selbsttätigen Frequenzregelung (AFC) aufweist. Das aus dem AFC-Detektor ausgekuppelte Gleichspannungssignal wird dabei mit einem von einem Spannungsgenerator erzeugten Bezugssignal, das der Mittenfrequenz entspricht, verglichen und abhängig vom Vergleichsergebnis wird der Überlagerungsoszillator in unterschiedlich großen Abstimmungsschritten in die entsprechende Richtung nachgesteuert.

Aus der DE-AS-28 14 429 ist eine AFC-Schaltung bekannt, bei der das Frequenzdiskriminator-Ausgangssignal einem A/D-Wandler zugeführt wird und das digitale Ausgangssignal zur Frequenzregelung verwendet wird.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Schaltungsanordnung anzugeben, die eine selbsttätige Frequenzregelung eines FM-Empfängers ermöglicht, und die, unter Beseitigung der vorherstehenden Nachteile, eine Störung des AFT-Betriebes durch Schwankung in der Demodulatorempfindlichkeit und durch Temperaturabhängigkeit der Demodulatorausgangsspannung vermeidet.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Unteransprüche bilden den Erfindungsgedanken in vorteilhaf­ ter Weise weiter.

Eine derartige Schaltungsanordnung weist den Vorteil auf, daß die Demodulatorempfindlichkeit aus einem bestimmten Spannungsänderungsumfang gewonnen wird, der einem vorgegebenen Frequenzschritt entspricht. Weiterhin wird es möglich, einen ordnungsgemäßen Unempfindlichkeitsbereich in der AFT-Regelung und den Grad der Verstimmung von der Mittenfrequenz auf der Basis dieser Demodulatorempfindlichkeit zu gewinnen. Wenn der Grad der Verstimmung hoch ist, wird die Stufe der Frequenzschritte, mit der mittels AFT in Richtung der Mittenfrequenz verschoben werden soll, groß gewählt, wohingegen bei geringfügiger Verstimmung der (incrementelle) Betrag der AFT-Änderung durch eine geringe Schrittweite herabgesetzt wird. Auf diese Weise sind die Parameter wie Teilung (Auflösung) der Verstimmung, Vorgabe des Unempfindlichkeitsbereiches etc. alle im Verhältnis zur Demodulatorempfindlichkeit und eine AFT entsprechend der Schwankung der Demodulatorempfindlichkeit ist möglich.

Weiterhin wird es möglich, da ein Temperaturkoeffizient (-einfluß) und eine Versorgungsabhängigkeit (-einfluß) verbleiben und durch Demodulation ein Ausgangssignal zu der die Mittenspannung bestimmenden Gleichspannung addiert wird, diese relativ aufzuheben.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen in der Zeichnung beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein knappes Blockschaltbild einer üblichen FM-Signalempfangsschaltung für Satellitensignal-Empfänger;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des zweiten lokalen Oszillators 24 und des FM-Dekoders 26 von Fig. 1;

Fig. 3 ein Schaltbild eines üblichen Spannungspegelbereich-Detektors von Fig. 2;

Fig. 4 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung zur automatischen Steuerung der Frequenz (AFT) des FM-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 einen Verfahrensablauf (Flußdiagramm) zur Übersicht der Betriebsweise der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 einen Verfahrensablauf zum Prozeßablauf (Betriebsprozeß) bezüglich der Demodulatorempfindlichkeit der Erfindung;

Fig. 7 einen Verfahrensablauf der AFT-Steuerung (Regelung) gemäß der vorliegenden Erfindung während des Betriebes;

Fig. 8 einen Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht durchgeführten Datenkorrektur, die vom Mikrorechner 48 während transienter Zustände durchgeführt wird;

Fig. 9, Fig. 10 Verfahrensablaufpläne zur Erläuterung der Datenspeicherfunktionen, die im Verfahrensschritt S40 der Fig. 8 durchgeführt werden;

Fig. 11, Fig. 12 Verfahrensablaufpläne zur Erläuterung der im Verfahrensschritt S38 von Fig. 8 durchgeführten Datenkorrekturen;

Fig. 13 einen Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht der vom Mikrorechner 48 durchgeführten Funktionen zur Verschiebung der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals (OFFSET) und

Fig. 14 ein Flußdiagramm zur Erläuterung der Frequenzoffset-Funktion, die im Verfahrensschritt S53 von Fig. 13 durchgeführt wird.

Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die Fig. 4 bis 14 detailliert beschrieben. Die bereits in Fig. 1 und 3 verwendeten Bezugszeichen sind zur Bezeichnung gleicher oder ähnlicher Elemente der Einfachheit halber beibehalten.

Mit Bezug auf Fig. 4 wird ein erstes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Frequenzanpassung (-regelung) für FM-Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung näher erläutert.

Später wird die vorliegende Erfindung an einem Ausführungsbeispiel erläutert, das an einen FM-SHF-Bandempfänger zum Empfang von Satelliten-Sendesignalen angeschlossen ist.

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild mit einem Ausführungsbeispiel eines Teiles eines FM-SHF-Bandempfängers, d. h. einem zweiten Frequenzumsetzer und einen FM-Dekoder des FM-SHF-Bandempfängers.

Fig. 4 zeigt einen Eingangsanschluß 10a, dem ein erstes IF-Signal zugeführt wird. Das erste IF-Signal von Anschluß 10a wird einem zweiten Mischer 22 zugeführt, in dem das erste IF-Signal in ein FM-IF-Signal umgesetzt wird. Dieses zweite IF-Signal wird einem FM-Demodulator 40 zugeführt, dessen demoduliertes Ausgangssignal einem Ausgangsanschluß 28 zugeleitet wird.

Der FM-Demodulator 40 leitet das demodulierte Ausgangssignal ebenfalls einem zweiten Tiefpaßfilter 42 zu. Das zweite Tiefpaßfilter 42 trennt die Wechsel-Komponente von dem demodulierten Ausgangssignal ab. Auf diese Weise erscheint eine Demodulatorfehlerspannung V_de am Ausgang des zweiten Tiefpaßfilters 42. Die Demodulatorfehlerspannung V_de wird dem Mikrorechner über eine erste Pegelumsetzeinrichtung 66 und einen ersten A/D-Umsetzer 68 zugeführt. Der erste A/D-Umsetzer 68 setzt das Demodulatorfehlersignal V_de des zweiten Tiefpaßfilters 42 in digitale Daten D_de um. Ferner ist ein Bezugsspannungsgenerator 46a vorgesehen zum Empfang einer Bezugsspannung V_ref. Die Bezugsspannung V_ref ist so vorgegeben, daß sie einer Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals entspricht.

Die Bezugsspannung V_ref wird dem Mikrorechner 48 über eine zweite Pegelumsetzeinrichtung 70 und einem zweiten A/D-Umsetzer 72 zugeführt, die in ihrem Aufbau ähnlich dem ersten Pegelumsetzer 66 und dem ersten A/D-Umsetzer 68 sind. Der zweite A/D-Umsetzer 72 setzt die Bezugsspannung V_ref des zweiten Tiefpaßfilters 42 in digitale Daten D_ref um.

Die erste und zweite Pegelumsetzeinrichtung (66, 70) passen die Demodulatorfehlerspannung V_de des zweiten Tiefpaßfilters 42 der Bezugsspannung V_ref an, wenn die Demodulatorfehlerspannung V_de Null ist.

Der Mikrorechner 48 führt eine Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S_d aufgrund der digitalen Daten D_de und D_ref der ersten und zweiten A/D-Umsetzer 68 und 72 durch. Der Mikrorechner 48 steuert weiterhin den zweiten lokalen Oszillator 24 durch Erzeugen von AFT-Datensignalen D_aft basierend auf den Ergebnissen der Berechnung. Das AFT-Datensignal D_aft steuert das Frequenzteilerverhältnis des Frequenzteilers 32 im zweiten lokalen Oszillator 24.

Der FM-SHF-Bandempfänger gem. Fig. 4 weist weiterhin einen Daten-Initialisierungsschaltkreis 74 auf. Dieser ist mit dem Mikrorechner 48 verbindbar zum Zuführen von anfänglichen Daten D_i an den Mikrorechner 48. Die anfänglichen Daten (Anfangswerte) werden für eine vorbestimmte Zeitspanne, wenn die Hauptversorgungsspannung zum Aktivieren des FM-SHF-Bandempfängers erstmalig eingeschaltet wurde, zugeführt. Der Mikrorechner 48 beurteilt (berechnet) das Verstreichen des transienten Zustandes nach dem erstmaligen Einschalten der Hauptversorgung und berechnet dann die digitalen Daten D_de und D_ref während des transienten Zustands basierend auf Anfangswerten D_i.

Die digitalen Daten D_de und D_ref während des transienten Zustandes werden in einem Speicherbereich des Daten-Initialisierungsschaltkreises 74 gespeichert. Bei einem weiteren Einschalten der Hauptversorgungsquelle löscht der Mikrorechner 48 Fehler in den momentanen AFT-Daten, die im transienten Zustand durch die vorher in den Speicher gespeicherten Daten erzeugt wurden. Auf diese Weise werden die aktuellen AFT-Daten automatisch berichtigt. Es wird angenommen, daß der Mikrorechner 48 immer eine Notspannungsversorgung aufweist. Der Mikrorechner 48 kann dann sofort, vom Beginn des Einschaltens der Hauptversorgung, Datenkorrekturen ausführen. Vom Mikrorechner 48 ausgeführte Verfahrensschritte zur Datenkorrektur werden später im Detail erläutert.

Der FM-SHF-Bandempfänger gem. Fig. 4 weist weiterhin eine Tastatur (Tastenfeld) 76 und eine Gruppe von Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82 auf. Die Tastatur 76 und die Gruppe von Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82 sind ebenfalls mit dem Mikrorechner 48 verbindbar. Die Tastatur 76 beinhaltet Kanalwahltasten, mit denen ein Benutzer einen erwünschten Kanal anwählen kann. Der Mikrorechner 48 gibt dann an den Frequenzteiler 32 Kanal-Abstimmdaten ab, um den Empfang eines erwünschten Kanals mit dem FM-SHF-Bandempfänger vorzugeben. Die Frequenzoffsettasten 78, 80 und 82 werden zur bewußten Verschiebung (offset) der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals, wie später erläutert wird, verwendet.

Unter Bezug auf Fig. 5, 6 und 7 wird das von dem Mikrorechner 48 auszuführende Berechnungsprogramm (Verfahrensablauf) zu Fig. 4 später näher erläutert.

Fig. 5 zeigt einen kompakten Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht über die Betriebsweise der Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines FM-Empfängers. Eine Initialisierungsphase, wie z. B. der ′Versorgungseinschalt′-Verfahrensteil (Verfahrensabschnitt) wird im Verfahrensschritt S1 durchgeführt. Dann geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S2 über. In Verfahrensschritt S2 wird geprüft, ob vorher eine Kanalabstimmfunktion ausgeführt wurde oder nicht.

Wenn die Kanalabstimmfunktion ausgeführt wurde, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S3 über die Abzweigung ′J′. In Verfahrensschritt S3 wird die Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S_d durchgeführt, basierend auf den beiden digitalen Signalen D_de und D_ref der ersten und zweiten A/D-Umsetzer 68 und 72.

Wenn die Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S_d durchgeführt ist, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S5 über den Verfahrensschritt S4. In Verfahrensschritt S4 wird ein vorgegebener Geschwindigkeits-Modus, z. B. ein sehr schneller Modus vorgegeben zur Ausführung der AFT-Regelung. In Verfahrensschritt S5 wird die AFT-Regelung des zweiten IF-Signals durchgeführt, basierend auf der Demodulatorempfindlichkeit S_d, die in Verfahrensschritt S3 erhalten wurde. Der AFT-Regelprozeß (-verfahren) umfaßt ein Unterverfahren zum Vorgeben eines ordnungsgemäßen Unempfindlichkeitsbereiches, der der im Verfahrensschritt S3 berechneten Demodulatorempfindlichkeit S_d angepaßt ist, ein Unterverfahren, welches das Maß der Verstimmung berechnet und ein Unterverfahren zum Vorgeben des ordnungsgemäßen Daten-Umfangs für das AFT-Datensignal D_aft, welches von den Abstimmkanaldaten überlagert wird.

Wenn die Kanal-Abstimmfunktion nicht in Verfahrensschritt S2 durchgeführt wurde, verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S5 über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S2. Dann wird die AFT-Regelung des zweiten IF-Signals sofort ausgeführt. Der Verfahrensschritt S5 wird wiederholt ausgeführt, ohne Berücksichtigung der Kanal-Abstimmfunktion und das zweite IF-Signal des aktuellen Kanales wird in Richtung der Mittenfrequenz verschoben.

Unter Bezug auf Fig. 6 wird ein Detail des Verfahrens, das in Verfahrensschritt S3 enthalten ist, näher erläutert. Fig. 6 zeigt ein Verfahrensablauf zur Erläuterung der Berechnungsweise der Demodulatorempfindlichkeit S_d.

Die Demodulatorempfindlichkeit S_d kann berechnet werden durch Verschieben der aktuellen Kanal-Abstimmdaten um einen vorgegebenen Daten-Verschiebebetrag (Inkrement, im folgenden als Daten-Inkrement bezeichnet) berechnet werden. Anschließend wird die Differenz zwischen zwei Demodulatorfehlern D_de1 und D_de2, die aus den aktuellen Kanal-Abstimmdaten und den verschobenen Kanal-Abstimmdaten gewonnen werden, durch eine Frequenzänderung geteilt, die dem Daten-Inkrement entspricht.

Die Abstimmung auf einen vorgegebenen Kanal wird in Verfahrensschritt S31 ausgeführt. Dann geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S32. In Verfahrensschritt S32 wird die AFT-Regelung abgeschaltet. Die AFT-Regelung kann beispielsweise dadurch abgeschaltet werden, daß vermieden wird, das AFT-Datensignal D_aft den Kanal-Abstimmdaten zu überlagern. Die digitalen Daten D_de1, die der Demodulatorfehlerspannung V_de1 entsprechen, werden in Verfahrensschritt S33 gelesen. Wenn die digitalen Daten D_de1, die der Demodulatorfehlerspannung V_de1 entsprechen basierend auf dem ersten Abstimmkanal gewonnen werden, werden die Kanal-Abstimmdaten um N-Einheiten (N ist eine ganze Zahl) einer vorgegebenen Minimalfrequenzänderung in der Frequenzteilung von Verfahrensschritt S34 verschoben. Unter der Annahme, daß eine minimale Frequenzänderungs-Einheit einer Frequenzänderung bei einer, einem Teilerverhältnis K (K ist eine positive reelle Zahl) entsprechenden Frequenzteilung entspricht, erhöht oder verringert sich das lokale Schwingungssignal f_vco nach der Verschiebung um N Einheiten der minimalen Frequenzänderung um K·N Hz. Dann werden in Verfahrensschritt S35 die digitalen Daten D_de2 gelesen, die der Demodulatorfehlerspannung V_de2 nach Verschieben um N Einheiten der minimalen Frequenzänderungs-Schritte entsprechen. Verfahrensschritt S36 ist das Verfahren der Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S_d aus den digitalen Daten D_de1 und D_de2, die den Demodulatorfehlerspannungen V_aft1 und V_aft2, welche in den Verfahrensschritten S33 und S35 gewonnen wurden, entsprechen.

Die Berechnung von Verfahrensschritt S36 wird folgendermaßen beschrieben:

Dann wird das Verfahren zur Bestimmung des Unempfindlichkeitsbereichs, basierend auf der durch diese Berechnung gewonnenen Demodulatorempfindlichkeit S_d, der Berechnung des Grades der Verstimmung und der Ausführung der AFT-Regelung des zweiten lokalen Oszillators 24 anhand Fig. 7 erläutert.

Der Verfahrenslauf von Fig. 7 zeigt die Regelung des AFT-Datensignals D_aft entsprechend der Demodulatorempfindlichkeit S_d, die durch die Berechnung gem. Fig. 6 gewonnen wurde für zwei verschiedene Berechnungsgeschwindigkeiten. Hier wird die Regelung mit einer großen frequenzänderungs-Einheit in dem vorgegebenen Geschwindigkeitsmodus durchgeführt und die alternative Regelung mit der weiteren, geringen Frequenzänderungs-Einheit wird bei geringem Geschwindigkeitsmodus durchgeführt.

In Verfahrensschritt S11 wird beurteilt, ob der aktuelle Modus bei Beenden der Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S_d der Hochgeschwindigkeits-Modus oder der Nieder-Geschwindigkeitsmodus ist. Hier wird, da der aktuelle Modus zum vorher beschriebenen Modus, z. B. dem hohen Geschwindigkeitsmodus gemäß dem Verfahrensschritt S4 (Fig. 5) gesetzt wurde, die Beurteilung von Verfahrensschritt S11 ′J′ gewählt. Folglich verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S12a.

In Verfahrensschritt S12a werden die digitalen Daten D_de, die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechen und von dem zweiten IF-Signal des aktuellen Kanals gewonnen sind und die digitalen Daten D_ref, die der Bezugsspannung V_ref entsprechen, gelesen. Anschließend verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S13a. In Verfahrensschritt S13a wird beurteilt, ob der folgende Ausdruck mit der Demodulatorempfindlichkeit S_d, den Digitaldaten D_de und D_ref, die der Demodulatorfehlerspannung V_de und der Bezugsspannung V_ref entsprechen, erfüllt ist oder nicht.

|D_de-D_ref| <m·S_d (2).

Dieses ermittelt den Grad der Verstimmung zum Zeitpunkt der aktuellen Kanalabstimmung. In dem Ausdruck (2) ist in eine vorgegebene Größe zur Kompensierung der Demodulatorempfindlichkeit S_d. Der Koeffizient m wird auf einen konstanten Wert fixiert. Wenn angenommen wird, daß der Koeffizient m größer ist als 1, wird die verstärkte Demodulatorempfindlichkeit m·S_d verglichen mit den digitalen Daten D_de und D_ref, die der Demodulatorfehlerspannung V_de und der Bezugsspannung V_ref entsprechen. Dieses dient der Vergrößerung des Datenbereiches des Unempfindlichkeitsbereiches.

Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de ausreichend unterschiedlich von den der Bezugsspannung V_ref entsprechenden digitalen Daten D_ref sind, ist der Ausdruck (2) erfüllt. Dann geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ des Verfahrensschrittes S13a über zu Verfahrensschritt S16a. Der angenommene Fall zeigt, daß der Grad der Verstimmung groß ist.

In Verfahrensschritt S16a wird beurteilt, ob die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de des aktuellen Kanales oberhalb des Unempfindlichkeitsbereiches liegen oder nicht. Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de größer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S18a über die Verzweigung ′J′ des Verfahrensschrittes S16a über. In Verfahrensschritt S18a werden die Kanal-Abstimmdaten um P-Einheiten der minimalen Frequenzänderung schrittweise inkrementiert. Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de geringer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S17a über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S16a. In Verfahrensschritt S17a werden die Kanal-Abstimmdaten schrittweise um P-Einheiten der minimalen Frequenzänderung dekrementiert.

Nach Verfahrensschritt S18a oder S17a geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S19a über. In Verfahrensschritt S19a wird dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 34 ein neues Frequenzteilerverhältnis vorgegeben, entsprechend den Kanal-Abstimmdaten, die in Verfahrensschritt S18a oder S17a abgeleitet wurden.

Nun wird der andere Fall, bei dem die Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de geringer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches, erläutert. Dieser Fall zeigt an, daß der Grad der Verstimmung gering ist. Hierfür ist der Ausdruck (2) nicht erfüllt. Folglich geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S15a über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S13a über. In Verfahrensschritt S15a wird der Geschwindigkeits-Modus der Berechnung des AFT-Datensignals D_aft in den Niedergeschwindigkeits-Modus umgeschaltet.

Anschließend geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S11 zurück. In Verfahrensschritt S11 wird wiederum beurteilt, ob der aktuelle Modus nach Beendigung der Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S_d der Hochgeschwindigkeits-Modus oder der Niedergeschwindigkeits-Modus ist. Hier ergibt die Beurteilung von Verfahrensschritt S11 ′N′, da der aktuelle Modus in Verfahrensschritt S15a zu Niedergeschwindigkeits-Modus gewählt wurde.

In den Verfahrensschritten S12d und S13d wird genauso verfahren wie in den Verfahrensschritten S12a und S13a. Wenn das der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechende digitale Datensignal D_de geringer ist als die kompensierte Demodulatorempfindlichkeit m·S_d ist der Ausdruck (2) nicht erfüllt. Für diesen Fall verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S14 über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S13d. Dieser Fall zeigt an, daß der Grad der Verstimmung gering ist.

Im Verfahrensschritt S14 wird beurteilt, ob der folgende Ausdruck mit der Demodulatorempfindlichkeit S_d den digitalen Daten D_de und D_ref, die der Demodulatorfehlerspannung V_de und der Bezugsspannung V_ref entsprechen, erfüllt ist oder nicht

|D_de-D_ref| <n·S_d (3).

Auf diese Weise wird der Grad der Verstimmung zum Zeitpunkt der Kanalabstimmung beurteilt. In dem Ausdruck (3) ist n ein weiterer vorgegebener Koeffizient zur Kompensation der Demodulatorempfindlichkeit S_d. Der Koeffizient n wird auf einen bestimmten Wert fixiert. Wenn angenommen wird, daß der Koeffizient n kleiner als 1 ist, wird die verringert Demodulatorempfindlichkeit n·S_d mit den digitalen Daten D_de und D_ref, die der Demodulatorfehlerspannung V_de und der Bezugsspannung V_ref entsprechen, verglichen. Auf diese Weise wird der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches reduziert.

Wenn die Demodulatorfehlerspannung V_de größer ist als die kompensierte Demodulatorempfindlichkeit n·S_d wird der Ausdruck (3) erfüllt. Hierbei geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ des Verfahrensschrittes S14 zu Verfahrensschritt S16b über.

In Verfahrensschritt S16b wird beurteilt, ob die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de des aktuellen Kanales größer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches oder nicht. Wenn die Demodulatorfehlerspannung V_de größer ist als der Spannungsbereich der Unempfindlichkeitsbereich, verzweigt das Verfahren über die Verzweigung ′J′ von Verfahrensschritt S16d zu Verfahrensschritt S18b. In Verfahrensschritt S18b werden die Kanal-Abstimmdaten schrittweise um Q-Einheiten der minimalen Frequenzänderung inkrementiert. Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V_de entsprechenden digitalen Daten D_de geringer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S17b. Hier werden die Kanal-Abstimmdaten schrittweise dekrementiert um Q-Einheiten der minimalen Frequenzänderung.

Der Koeffizient Q ist geringer als der Koeffizient P (Q < P) folglich werden abweichend von dem Hochgeschwindigkeitsmodus die Kanaldaten um Q-Einheiten verschoben, was geringer ist als die Verschiebung um P-Einheiten im Hochgeschwindigkeits-Modus.

Nach Verfahrensschritt S18b oder S17b verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S19d. In Verfahrensschritt S19b wird ein neues Frequenzteilerverhältnis dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 24 entsprechend den im Verfahrensschritt S18b oder S17b ermittelten Kanal-Abstimmdaten vorgegeben.

Wenn der Ausdruck (3) in Verfahrensschritt S13d erfüllt ist, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S15e über die Verzweigung ′J′ von Verfahrensschritt S13d über. Dieser Fall zeigt an, daß der Grad der Verstimmung groß ist. In Verfahrensschritt S15b wird der Geschwindigkeitsmodus zur Berechnung des AFT-Datensignals D_aft im den Hochgeschwindigkeits-Modus verändert. Anschließend geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S16a über. Auf diese Weise werden, wie beschrieben, die Verfahrensschritte S16a, S18a (oder S17a) und S19a durchgeführt.

Wie bereits beschrieben, werden in diesem Realisierungsbeispiel ordnungsgemäße Frequenzänderungs-Beträge bei AFT-Regelung durch zwei Geschwindigkeitsmodi vorgegeben, entsprechend dem Grad der Verstimmung. Bisher werden alle Standards anhand der Demodulatorempfindlichkeit S_d entschieden. Allen Parameter werden exakte numerische Werte vorgegeben, proportional zu der Demodulatorempfindlichkeit S_d entsprechend den folgenden Bedingungen.
Schwellenwert in des Grades der Verstimmung <
Schwellenwert N des Unempfindlichkeitsbereiches (4)
Einheiten der Verschiebung im Niedergeschwindigkeits-Modus, Q <
Einheiten der Verschiebung im Hochgeschwindigkeits-Modus, P (5).

Auf diese Weise wird eine AFT-Regelung mit geringerer Störanfälligkeit durch Schwankung der Demodulatorempfindlichkeit S_d möglich.

Weiterhin wird es möglich, hochgenaue Temperaturkompensation durch Verschiebung (Offset) des Temperaturkoeffizienten der Demodulatorfehlerspannung V_de durch Hinzufügen des Temperaturkoeffizienten zu der Bezugsspannung V_ref, d. h. in dem Ausführungsbeispiel wird sie dem Bezugsspannungsgenerator 46a vorgegeben.

Wenn mehr als zwei Schwellenwerte für den Grad der Verstimmung vorgesehen sind, wird es möglich, eine Änderungsschrittweite zwischen jeweiligen Schwellenwerten vorzugeben und eine genauere AFT-Regelung wird möglich.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 8 bis 12 wird die von dem Mikrorechner 48 während transienter Zustände ausgeführte Datenkorrektur näher erläutert.

Fig. 8 zeigt einen Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht über die vom Mikrorechner 48 während eines transienten Zustandes ausgeführten Datenkorrekturen. In Verfahrensschritt S40 wird das erstmalige Einschalten der Leistungsversorgung erfaßt. Vorher im in dem Daten-Initialisierungsschaltkreis vorgesehenen Speicher gespeicherte Daten werden in Verfahrensschritt S41 gelöscht. Ferner wird der Mikrorechner 48 auf einen transienten Modus in Verfahrenschritt S41 vorbereitet. Dann geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S42. Im Verfahrenschritt S42 wird geprüft, ob die Kanal-Abstimmfunktion ausgeführt wurde oder nicht. Im Fall ′J′, d. h. wenn die Kanalabstimmfunktion ausgeführt wurde, geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S43 über die Verzweigung ′J′.

In Verfahrensschritt S43 wird geprüft, ob beide Digitalsignale D_de und D_ref des ersten und zweiten A/D-Umsetzers 68 und 72 im Speicher gespeichert wurden oder nicht. Wenn sie gespeichert wurden, verzweigt das Verfahren zum Verfahrensschritt S44. In Verfahrensschritt S44 werden die Digitalsignale D_de und D_ref gelöscht. Anschließend geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S45. Im Fall ′N′ geht das Verfahren ebenfalls zu Verfahrensschritt S45 über. Hier wird der transiente Modus abgelöst, so daß der Mikrorechner 48 die notwendige Durchführung der AFT-Funktion ausführt.

Für den Fall ′J′ im Verfahrensschritt S42, d. h. wenn die Kanal-Abstimmfunktion nicht ausgeführt wurde, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S46 über die Verzweigung N über. In Verfahrensschritt S46 wird geprüft, ob die Digitalsignale D_de und D_ref gültig sind oder nicht. Für den ′N′-Fall geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S49 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S49 wird geprüft, ob der aktuelle Modus der transiente Modus ist oder nicht. Für den ′J′-Fall geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ über zu Verfahrensschritt S50. Hier werden die Digitalsignale D_de und D_ref im Speicher gespeichert. Für den ′N′-Fall von Verfahrensschritt S49 geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S51 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S51 führt der Mikrorechner 48 die für die Kanal-Abstimmfunktion notwendige Bearbeitung durch. Danach wird die bereits erwähnte AFT-Funktion ausgeführt.

Für den ′J′-Fall von Verfahrensschritt S46 geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S47 über die Verzweigung ′J′. Im Verfahrensschritt S47 wird geprüft, ob der aktuelle Modus der transiente Modus ist oder nicht. Für den ′J′-Fall geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S48 über die Verzweigung ′J′. In Verfahrensschritt S48 wird das Digitalsignal D_de korrigiert. Die Datenkorrektur wird durch Verwenden entsprechender bei vorheriger Verarbeitung für den transienten Modus im Speicher gespeicherten Daten ausgeführt. Für den ′N′-Fall von Verfahrensschritt S47 geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S51. So wird die Bearbeitung der Kanal-Abstimmfunktion in Verfahrensschritt S51 ausgeführt.

Gemäß dem obigen Verfahren speichert der Mikrorechner 48 Anfangswerte (Daten) der Digitalsignale D_de und D_ref während einer vorbestimmten transienten Zeitspanne, wenn der FM-SHF-Bandempfänger erstmalig benutzt wird. Vom Zeitpunkt der zweiten Benutzung des FM-SHF-Bandempfängers an führt der Mikrorechner 48 den transienten Modus für ein vorbestimmtes Zeitintervall durch, wenn die Versorgungsquelle eingeschaltet wird. Im transienten Modus werden die Anfangswerte der Digitalsignale D_de und D_ref, die vorher gespeichert wurden, als gültige Daten für den transienten Zustand verwendet. Auf diese Weise kann der FM-SHF-Bandempfänger sofort in einem stabilen Zustand arbeiten, sogar in dem transienten Zustand.

Unter Bezug auf die Fig. 9 und 10 wird der in Verfahrensschritt S50 durchgeführte Verfahrensablauf näher erläutert. Beide Fig. 9 und 10 zeigen Verfahrensabläufe zum Speichern von Anfangswerten der Digitalsignale D_de und D_ref. In den Verfahren speichert der Mikrorechner 48 Daten für viele Zeiten, wenn individuelle Daten variieren. Die Datenspeicher-Funktion wird für bestimmte Zeiten im transienten Modus ausgeführt. Der Mikrorechner 48 prüft ebenfalls während des transienten Zustandes, ob sich die Daten ändern oder nicht.

Verfahrensschritt S501a von Fig. 9 zeigt ein Verfahren zum Speichern der Digitaldaten D_de und D_ref, entsprechend den Spannungssignalen V_de und V_ref, die von der ersten und zweiten Pegelumsetzeinrichtung 66 und 70 (gem. Fig. 4) zugeführt werden. Das Verfahren geht dann zu Verfahrensschritt S502a über. In Verfahrensschritt S502a werden die aktuellen Daten D_de(n) und D_ref(n) zu einem ′n′-ten Zeitpunkt verglichen mit vorhergehenden Daten D_de(n-1) und D_ref(n-1), die zu vorhergehenden Zeitpunkten, d. h. ′n-1′-ter Folge, gespeichert wurden. Während der Datenspeicher-Funktion wird der Zeitpunkt (Folge) ′n′ mit einem geeigneten Zähler gezählt. Der Zähler befindet sich vorzugsweise im Mikrorechner 48.

Der Mikrorechner 48 prüft weiterhin, ob die folgende Gleichung erfüllt ist oder nicht:

D_ref(n)-D_ref(n-1) = 0 (6).

Wenn die Gleichung (6) nicht erfüllt ist, geht das Verfahren über zu dem Verfahrensschritt S505a über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S505a wird der Zeitpunkt (die Folge) der Verarbeitung um 1 erhöht. Auf diese Weise werden die Daten D_de(n) und D_ref(n) zu jedem Zeitpunkt des Aufwärtszählens im Speicher gespeichert. Es wird nun angenommen, daß die Daten als Anfangswerte D_de-1(n) und D_ref-1(n) gespeichert sind.

Wenn die Gleichung (6) in Verfahrensschritt S502a erfüllt ist, geht das Verfahren über zu den Verfahrensschritten S503a und S504a in gleicher Reihenfolge. In Verfahrensschritt S503a wird der transiente Modus abgelöst. In Verfahrensschritt S504a wird ein maximaler Zählerstand (Folge) ′m′ zur Festlegung des Endes des transienten Zeitabschnittes vorgegeben.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Verfahren der Datenspeicherungs-Funktion, näherungsweise ähnlich dem Verfahren von Fig. 9. In Fig. 10 sind die Verfahrensschritte S501b, S503b, S504b und S505b die gleichen wie die Verfahrensschritte S501a, S503a, S504a und S505a von Fig. 9. Nur Verfahrensschritt 502b ist unterschiedlich von Verfahrensschritt 502a. Hier prüft der Mikrorechner 48, ob die folgenden zwei Gleichungen erfüllt sind oder nicht:

D_de(n)-D_de(n-1) = 0 (7)
D_ref(n)-D_ref(n-1) = 0 (8).

Das Verfahren geht nur zu Verfahrensschritt 503b, wenn beide Gleichungen (7) und (8) gleichzeitig erfüllt sind. Folglich weist das System nach Fig. 10 eine höhere Zuverlässigkeit als das System von Fig. 9 auf. Die Daten D_de und D_ref, die im Speicher des Daten-Initialisierungsschaltkreises 74 gespeichert sind, werden als Anfangswerte D_de-1 und D_ref-1 verwendet.

Unter Bezug auf die Fig. 11 und 12 wird das Verfahren gem. Verfahrensschritt S48 von Fig. 8 näher erläutert. Beide Fig. 11 und 12 zeigen Verfahrensabläufe zum Korrigieren der Digitaldaten D_de im transienten Modus. In den Verfahren korrigiert der Mikrorechner 48 aktuelle Daten D_de mehrfach entsprechend der Datenspeicherungs-Funktion, die bei erstmaligem Einschalten des Gerätes durchgeführt wurde. Die Datenkorrekturen werden nach der Datenspeicher-Funktion von Verfahrensschritt S50 gem. Fig. 8 durchgeführt, d. h. die Funktion gem. Fig. 9 oder 10 wurde vervollständigt. Demnach wird die Datenkorrektur dann ausgeführt, wenn die Gültigkeit der Anfangswert (Daten) D_i nachgewiesen sind.

Verfahrensschritt S481a von Fig. 11 zeigt ein Verfahren zum Korrigieren aktueller Digitaldaten D_de während des transienten Modus nach Einschalten der Spannungsversorgung. Die Datenkorrektur wird unter Inanspruchnahme der Anfangswert-Daten D_i, die im Speicher des Daten-Initialisierungsschaltkreises 74 gespeichert wurden, ausgeführt. Die Datenkorrekturen werden von dem Zählerstand ′n′ gesteuert, der von dem Zähler, wie bereits beschrieben, gezählt wurde. Die Datenkorrekturen in Verfahrensschritt S48 werden zu den Zeiten von dem Einschalten der Spannungsversorgung durchgeführt, genauso wie die im Verfahrensablauf von Verfahrensschritt S50.

Im Verfahrensschritt S481a wird die folgende Berechnung durchgeführt:

D_de(n) = D_de(n)+ α·[D_de-1(n)-D_ref-1(n)] (9),

wobei D_de(n) der linken Seite den korrigierten Datenwert darstellt, D_de(n) der rechten Seite sind aktuelle Daten, die von dem ersten A/D-Umsetzer 68 zugeführt werden, α ist ein Kompensationsfaktor.

Das Verfahren geht dann über zu Verfahrensschritt S482a. In Verfahrensschritt S482a wird geprüft, ob der Zählerstand ′n′ mit dem maximalen Zählerstand ′m′ übereinstimmt oder nicht. Der Mikrorechner 48 prüft folglich, ob die folgende Gleichung erfüllt ist:

n-m = 0 (10).

Wenn die Gleichung (10) nicht erfüllt ist, geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S485a über die Verzweigung ′n′. In Verfahrensschritt S485a wird die Folge der Verarbeitung um 1 erhöht. Dadurch werden die aktuellen Daten D_de(n) für jeden Zeitpunkt des Hochzählens korrigiert.

Wenn im Verfahrensschritt S485a die Gleichung (10) erfüllt ist, geht das Verfahren zu den Verfahrensschritten S483a und S484a (in gleicher Reihenfolge) über. In Verfahrensschritt S483a wird der transiente Modus abgelöst. In Verfahrensschritt S484a wird der Zählerstand ′n′ gelöscht (n=0) zur Vervollständigung des Verfahrens der Datenkorrektur im transienten Modus.

Fig. 12 zeigt einen weiteren Verfahrensablauf der Datenkorrektur, der näherungsweise ähnlich zu dem Verfahren von Fig. 11 ist. In Fig. 12 sind die Verfahrensschritte S482b, S483b, S484b und S485b die gleichen wie die Verfahrensschritte S482a, S483a, S484a und S485a von Fig. 11. Nur Verfahrensschritt S841b ist unterschiedlich vom Verfahrensschritt S481a. In Verfahrensschritt S481b wird die folgende Berechnung durchgeführt:

D_de(n) = D_de(n)+ α·[D_de-1(m)-D_ref-1(m)] (11).

Gemäß der Gleichung (11) werden die aktuellen Daten D_de(n) durch einen vorgegebenen Betrag von Korrekturdaten korrigiert, d. h. α·[D_de-1(m)-D_ref-1(m)]. Die Daten D_de-1(m) und D_ref-1(m) entsprechen den Daten, die dann gespeichert wurden als der transiente Zustand vorüber und der Betrieb des Gerätes stabilisiert war. Die Datenkorrektur gem. Fig. 12 ist weniger genau als die gem. der Fig. 11, sie ist jedoch sehr einfach. Die Datenkorrektur gem. der Fig. 12 ist vorteilhafterweise für typische FM-Radioempfänger einsetzbar.

Unter Bezugnahme auf Fig. 13 und Fig. 14 wird die bewußte Verschiebe-Funktion der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals näher erläutert.

Fig. 13 zeigt einen kurzgefaßten Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht über die vom Mikrorechner durchgeführten Operationen.

In Verfahrensschritt S60 wird der Mikrorechner abhängig von einer Einschaltung der Versorgungsspannung zum Betrieb vorbereitet. In Verfahrensschritt S61 prüft der Mikrorechner 48 die Tastatur (Tastenfeld) 76 und die Gruppe der Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82. In Verfahrensschritt S62 werden von einem Anwender über ein Tastenfeld 76 ausgewählte erwünschte Kanaldaten dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 24 (Fig. 4) von dem Mikrorechner zugeführt. In Verfahrensschritt S63 wird die Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals abhängig von dem Betriebszustand der Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82 verschoben. Es wird im folgenden angenommen, daß die erste Taste 78 ausgewählt wurde zum Aufwärtsverschieben der Mittenfrequenz. Es wird weiterhin angenommen, daß die zweite Taste 80 ausgewählt ist zum Abwärtsverschieben der Mittenfrequenz. Ebenfalls wird angenommen, daß die dritte Taste 82 ausgewählt ist zum Rücksetzen einer verschobenen Frequenz auf die Original-Mittenfrequenz. Der Verfahrensablauf von Verfahrensschritt S63 wird später detailliert erläutert. Dann geht das Verfahren über zu den Verfahrensschritten S64 und S65. In Verfahrensschritt S64 wird die AFT-Regelung des zweiten lokalen Oszillators 24 so ausgeführt, wie unter Bezug auf Fig. 7 erläutert wurde. In Verfahrensschritt S65 wird die Demodulatorempfindlichkeit S_d wie bereits anhand von Fig. 6 erläutert wurde berechnet.

Unter Bezug auf Fig. 14 wird die Frequenzoffset-Funktion, die in Verfahrensschritt S63 durchgeführt wird, später detailliert erläutert. Fig. 14 zeigt einen Verfahrensablauf zum Erläutern einer Übersicht über die Frequenzoffset-Funktion. In Verfahrensschritt S631 wird die Geschwindigkeit der AFT-Funktion überprüft. Wenn die AFT-Funktion in dem Hochgeschwindigkeits-Modus ist, wird das Verfahren über die Verzweigung ′N′ beendet. (′END′). Die Frequenzoffset-Funktion aufgehalten. Dieses deshalb, da die Frequenzoffset-Funktion während des Hochgeschwindigkeits-Modus fehlerhaft arbeitet.

Wenn die AFT-Funktion im Niedergeschwindigkeits-Modus ist, geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ über zum Verfahrensschritt S632. Hier wird geprüft, ob die erste Taste 78 betätigt wurde oder nicht. Wenn die erste Taste 78 betätigt wurde, geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ zu dem Verfahrensschritt S633. Hier werden aktuelle Offset-Daten D_off(n) verglichen mit vorgegebenen maximalen Offset-Daten D_off(max). Dieser vorgegebene maximale Offset-Wert D_off(max) wird dem Mikrorechner 48 vorgegeben. Wenn die aktuellen Offset-Werte D_off(n) gleich oder größer als der vorgegebene maximale Offset-Wert D_off(max) wird das Verfahren mit dem Verfahrensschritt ′END′ über die Verzweigung ′J′ beendet. Dabei ist die Funktion zur Verschiebung der Mittenfrequenz aufwärts vervollständigt. Wenn die aktuellen Offset-Werte D_off(n) geringer als die vorgegebenem maximalen Offset-Werte D_off(max) sind, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S634 über die Verzweigung ′N′. Hier wird der Offset-Wert D_off(n) um einen Einheitswert (Inkrement) D_off erhöht. Anders gesagt, wird die folgende Gleichung in Verfahrensschritt S634 ausgeführt:

D_off(n) = D_off(n) + D_off (12).

Wann die erste Taste 78 in Verfahrensschritt S634 nicht betätigt wurde, geht das Verfahren über zum Verfahrensschritt S635 über die Verzweigung ′J′. In Verfahrensschritt S635 wird geprüft, ob die zweite Taste 80 betätigt wurde oder nicht. Wenn die zweite Taste 80 betätigt wurde, geht das Verfahren über zum Verfahrensschritt S636 über die Verzweigung ′J′. Hier wird ein aktueller Wert der Offset-Daten D_off(n) verglichen mit einem vorgegebenen minimalen Offset-Wert D_off(min). Dieser vorgegebene minimale Offset-Wert D_off(min) wird ebenfalls dem Mikrorechner 48 vorgegeben. Wenn der aktuelle Offset-Wert D_off(n) gleich oder kleiner als der vorgegebene minimale Offset-Wert D_off(min) ist, wird das Verfahren über den Verfahrensschritt ′N′ über die Verzweigung ′J′ beendet. Dann ist die Funktion zum Verschieben der Mittenfrequenz abwärts vervollständigt. Wenn der aktuelle Offset-Wert D_off(n) größer als der vorgegebene minimale Offset-Wert D_off(min) ist, geht das Verfahren über zum Verfahrensschritt S637 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S637 wird der Offset-Wert D_off(n) um einen Einheitswert D_off herabgesetzt. Anders formuliert wird die folgende Gleichung in Verfahrensschritt S637 ausgeführt:

D_off(n) = D_off(n) - D_off (13).

Wenn die zweite Taste 80 nicht in Verfahrensschritt S635 betätigt war, geht das Verfahren zum Verfahrensschritt S638 über die Verzweigung ′N′ . In Verfahrensschritt S638 wird geprüft, ob die dritte Taste 82 betätigt worden ist oder nicht. Wenn diese Taste nicht betätigt worden ist, wird das Verfahren über die Verzweigung ′N′ mit dem Verfahrensschritt ′END′ beendet. Wenn die dritte Taste 82 betätigt war, geht das Verfahren zum Verfahrensschritt S639 über die Verzweigung ′J′ über. In dem Verfahrensschritt S639 wird der Offset-Wert D_off(n) gelöscht. Auf diese Weise ist die Mittenfrequenz ohne Verschiebung wiederhergestellt.

Die dritte Taste 82 ist nicht nur zum Wiederherstellen der Mittenfrequenz verwendbar, sondern auch für den provisorischen Betrieb mit einer anderen Frequenzoffset-Betriebsweise durch die erste oder zweite Taste 78, 80. Die dritte Taste 82 zum Rücksetzen kann entfallen, wenn eine Anzeige zum Anzeigen der verschobenen Frequenz vorgesehen ist.

Wie beschrieben, wird mit der Erfindung ein äußerst vorteilhaftes Gerät zum automatischen Frequenzabstimmen bei FM-Empfängern geschaffen.

Selbstverständlich sind weitere Ausführungsbeispiele möglich.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines FM-Empfängers
mit einem Oszillator (24) zur Erzeugung eines Ausgangsschwingungssignals mit einer Frequenz, die abhängig von Eingangs-Abstimmdaten gesteuert ist,
mit einem Frequenzumsetzer (22) zum Empfang eines FM-Eingangssignals der Schaltungsanordnung und zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals (IF) mit einer von dem Ausgangsschwingungssignal des Oszillators (24) abhängigen Mittenfrequenz und mit einem Demodulator (40) zum Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals (IF) in ein demoduliertes Ausgangssignal mit Gleich- und Wechselkomponente,
gekennzeichnet durch

• - ein Tiefpaßfilter (42) zum Abtrennen der Wechselkomponente von dem demodulierten Ausgangssignal und zur Abgabe seiner Gleichkomponente,
• - einen ersten A/D-Umsetzer (68) zum Umsetzen der Gleichkomponente des demodulierten Ausgangssignals in ein digitales Abstimmsignal,
• - einen Spannungsgenerator (46a) zum Bereitstellen eines der Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzsignals entsprechenden Bezugsspannungssignals,
• - einen zweiten A/D-Umsetzer (72) zum Umsetzen des Bezugsspannungssignals in ein digitales Bezugssignal und
• - eine Recheneinrichtung (48) zum Berechnen der Demodulationsempfindlichkeit (S_d) der Schaltungsanordnung abgeleitet aus der Größe einer Änderung im digitalen Abstimmsignal, die durch eine Änderung der Abstimmdaten verursacht ist und zum Erzeugen von Abstimmdaten als Eingangssignale an den Oszillator (24) zum Steuern der Frequenz des Oszillator-Ausgangsschwingungssignals (24a), wobei die Abstimmdaten auf der Grundlage eines Vergleichs zwischen der berechneten Demodulationsempfindlichkeit und der Differenz zwischen dem digitalen Abstimmsignal und dem digitalen Bezugssignal bestimmt sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (68) und zweite (72) A/D-Umsetzer je eine Pegelumsetzeinrichtung (66, 70) aufweisen.

3. Schaltungsanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (24) einen Frequenzteiler (32) aufweist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Recheneinrichtung (48) einen Microrechner aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Recheneinrichtung (48) die Demodulationsempfindlichkeit (S_d) wie folgt berechnet:

• a) Vorgeben erster und zweiter Werte (D_de1, D_de2) als Abstimmdaten um jeweilige IF-Signale erster und zweiter Frequenz zu erhalten, welche Frequenzen sich durch einen IF-Frequenzhub (k·N) unterscheiden;
• b) Lesen der ersten und zweiten digitalen Abstimmsignale, die sich durch einen digitalen Abstimmsignalhub (D_de2-D_de1) unterscheiden, bei erster und zweiter Frequenz des IF-Signales;
• c) Bestimmen der Demodulationsempfindlichkeit (S_d) als Verhältnis des digitalen Abstimmsignalhubs (D_de2-D_de1) zu dem IF-Frequenzhub (k·N).

6. Schaltungsanordnung gemäß einem vorherstehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß die Recheneinrichtung (48) eine AFT-Abstimmung mittels Abgleich der Abstimmdaten ausführt, die dem Oszillator (24) inkrementell zugeführt werden, basierend auf einem Fehlerwert, der durch Vergleich des digitalen Abstimmsignals und des digitalen Bezugssignals (V_ref) berechnet ist, wobei die Höhe der Inkremente von der Größe des Fehlerwertes abhängt, welcher in Bezug auf die bestimmte Demodulationsempfindlichkeit (S_d) ermittelt wird.