DE3920685A1 - Schaltungsanordnung zur selbsttaetigen einstellung der frequenz eines fm-empfaengers - Google Patents

Schaltungsanordnung zur selbsttaetigen einstellung der frequenz eines fm-empfaengers

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  • Superheterodyne Receivers (AREA)
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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen FM (Frequenzmodulations)-Empfänger, hierbei speziell auf eine Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines lokalen Schwingungssignals des FM-Empfängers.
Übliche FM-Signalempfangsschaltkreise weisen einen Mikrorechner und eine PLL-Schaltung (Phasenregelkreis) in ihren Abstimmsystemen auf. Der Mikrorechner steuert hierbei ein lokales Schwingungssignal, das von der PLL-Schaltung erzeugt wird. Weiterhin kann der Mikrorechner zusätzliche Funktionen ausführen, insbesondere eine fernbedienbare Abstimmung, eine digitale Anzeige von Kanalabstimmungen, usw.
Seit kurzem wird Satelliten(-rundfunk-)übertragung angewendet. Der Satellitensender verwendet ein FM-Sendesignal. Das FM-Sendesignal, welches bei Satellitensendern eingesetzt wird, weist eine Trägerschwingung im SHF (super high frequency)-Band auf. Ein Satellitensignal-Empfänger zum Empfang des Satelliten-Sendesignales weist eine FM-Signalempfangsschaltung auf, die mit einem Mikrocomputer und einer PLL-Schaltung ausgestattet ist.
In einer solchen FM-Signalempfangsschaltung für einen Satellitensignal-Empfänger wird ein von einem Satelliten übertragenes SHF-Signal in ein niederfrequentes Signal mittels eines doppelten Umsetzsystems umgesetzt. Dem doppelten Umsetzsystem entsprechend wird das SHF-Signal zuerst in ein erstes IF (intermediate frequency, Zwischenfrequenz)-Signal umgesetzt. Anschließend wird das erste IF-Signal in ein zweites IF-Signal umgesetzt, nämlich das Niederfrequenzsignal.
Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer konventionellen FM-Signalempfangsschaltung für Satelliten-Empfang. Einem Eingangsanschluß 10 wird ein SHF-Signal, welches von einem Satelliten übertragen wird, von einer Antenne zugeführt. Das SHF-Signal wird einem ersten Frequenzumsetzer 12 zugeführt, der einen ersten Mischer 14 und einen ersten lokalen Oszillator 16 aufweist. Der erste Mischer 14 mischt das SHF-Signal mit einem ersten lokalen Schwingungssignal, welches von dem ersten lokalen Oszillator 16 erzeugt wird.
Das erste lokale Schwingungssignal hat eine vorgegebene Frequenz, die unterhalb der Frequenz des SHF-Signales liegt. Auf diese Weise wird ein erstes IF-Signal mit ungefähr 1 GHz von dem ersten Mischer 14 abgegeben. Üblicherweise ist der erste Frequenzumsetzer 12 außerhalb (des Hauses), nahe der Antenne angeordnet.
Das erste IF-Signal wird über einen ersten IF-Verstärker 20 einem zweiten Frequenzumsetzer 18 zugeführt. Der zweite Frequenzumsetzer 18 weist einen zweiten Mischer 22 und einen zweiten lokalen Oszillator 24 auf. Der zweite Mischer 22 mischt das erste IF-Signal mit einem zweiten von dem zweiten lokalen Oszillator 24 erzeugten zweiten lokalen Schwingungssignal. Das zweite lokale Schwingungssignal liegt mit seiner Frequenz ausreichend unterhalb der Frequenz des ersten IF-Signals, so daß der zweite Mischer 22 ein zweites IF-Signal abgibt.
Das zweite IF-Signal wird einem FM-Dekoder 26 zugeführt. Der FM-Dekoder 26 dekodiert das FM-Signal des zweiten IF-Signals. Das einer üblichen FM-Signalempfangseinrichtung entsprechende Demodulatorsignal ist über einen Ausgangsanschluß 28 zugänglich. Der zweite Frequenzumsetzer 18 und andere Dekoderschaltungen sind üblicherweise innerhalb (des Hauses) angeordnet. Die außerhalb befindliche Schaltungsanordnung und die innerhalb befindliche Schaltungsanordnung sind durch ein Kabel verbunden.
Fig. 2 zeigt Details des zweiten lokalen Oszillators 24, des zweiten Frequenzumsetzers 18 und des FM-Dekoders 26. Der zweite lokale Oszillator 24 wird von einer PLL-Schaltungsanordnung gebildet. Er weist einen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 30, einen Frequenzteiler 32, einen Phasenkomparator 34, einen Bezugssignalgenerator 36 und ein erstes Tiefpaßfilter (LPF) 38 auf. Der FM-Dekoder 18 weist einen FM-Demodulator 40, ein zweites Tiefpaßfilter 42, einen Spannungspegelbereichs-Detektor 44, eine Bezugsspannungsquelle 46 und einen Mikrorechner 48 auf.
In dem zweiten lokalen Oszillator 24 erzeugt der VCO 30 das zweite lokale Schwingungssignal. Dieses wird sowohl dem Frequenzteiler 32 als auch einem Ausgangsanschluß 24 a des zweiten lokalen Oszillators 24 zugeführt. Der Frequenzteiler 32 teilt die Frequenz des zweiten lokalen Schwingungssignales. Teilerdaten werden dem FM-Dekoder 18 von dem Mikrorechner 48 zugeführt, wie später beschrieben wird.
Ein Ausgangssignal des Frequenzteilers 32 wird dem Phasenkomparator 34 zugeführt. Der Bezugssignaloszillator 36 gibt sein Bezugsschwingungssignal ebenfalls an den Phasenkomparator 34 ab. Der Phasenkomparator 34 vergleicht das geteilte Signal und das Bezugsschwingungssignal. Ein Fehlersignal zwischen dem geteilten Signal und dem Bezugs-Schwingungssignal wird dem VCO 30 über das erste Tiefpaßfilter 38 zugeführt. Der VCO 30, der Frequenzteiler 32, der Phasenkomparator 34 und das erste Tiefpaßfilter 38 bilden so eine PLL-Schaltungsanordnung.
Gemäß der PLL-Schaltungsanordnung ist das zweite lokale Schwingungssignal, welches von dem VCO 30 erzeugt wird, mit hoher Genauigkeit stabilisiert. Die Frequenz f vco des zweiten lokalen Schwingungssignales kann genau einer augenblicklichen Frequenzänderung des ersten IF-Signals mit einer vorgegebenen Frequenzdifferenz folgen. Das Teilerverhältnis des Frequenzteilers 32 wird über Kanal-Abstimmdaten, die von dem Mikrorechner 48 zugeführt werden, gesteuert. Auf diese Weise wird die Frequenz f vco des zweiten lokalen Schwingungssignales von dem Mikrorechner 48 in dem FM-Dekoder 26 so gesteuert, daß ein erwünschter Satellitenübertragungs-Kanal ausgewählt wird.
Der FM-Demodulator 40 demoduliert das FM-Signal des zweiten IF-Signals von dem ersten Frequenzumsetzer 14. Das FM-Demodulatorsignal wird sowohl dem zweiten Tiefpaßfilter 42 als auch einem Ausgangsanschluß 28 zugeführt. Der Ausgangsanschluß 50 ist mit einem Fernsehempfänger, einem FM-Empfänger oder dergleichen verbindbar.
Das zweite Tiefpaßfilter 42 trennt die Wechselkomponente von dem Demodulationsfehler des FM-Demodulators 14. Die Gleich-Komponente des Demodulationsfehlers wird einem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Die im folgenden als Demodulatorfehler bezeichnete Gleichkomponente des Demodulationsfehlers ist proportional zu einer Abweichung des zweiten IF-Signales von der Mittenfrequenz f vco des zweiten lokalen Oszillators 24, d. h. des VOC 30.
Der Demodulatorfehler wird dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Eine Bezugsspannung V ref wird von der Bezugsspannungsquelle 46 ebenfalls dem Spannungspegelbereichs-Detektor zugeführt. Dieser gibt drei Spannungspegelbereiche entsprechend der Bezugsspannung V ref vor und erfaßt den Spannungsbereich, in dem der Demodulatorfehler liegt. Die drei Spannungspegelbereiche werden später erläutert.
Der über das zweite Tiefpaßfilter 42 gewonnene Demodulatorfehler wird dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Von der Referenzspannungsquelle 46 wird ebenfalls ein Referenzspannungssignal V ref dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 zugeführt. Der Spannungspegelbereichs-Detektor 44 hat zwei Schwellenspannungen V₀+V₁ und V₀-V₁. Drei Spannungspegelbereiche, d. h. ein oberer Spannungspegelbereich oberhalb der Schwellenspannung V₀+V₁ und V₀-V₁, ein mittlerer Spannungspegelbereich zwischen den Schwellenspannungen V₀+V₁ und V₀-V₁ und ein unterer Spannungspegelbereich unterhalb der Schwellenspannung V₀-V₁ werden in dem Spannungspegelbereichs-Detektor vorgegeben.
Die Schwellenspannungen V₀+V₁ und V₀-V₁ werden übereinstimmend mit dem Bezugsspannungssignal V ref, wie später erläutert wird, vorgegeben. Der Spannungspegelbereichs-Detektor 44 erfaßt demnach den Spannungsbereich in dem der Demodulatorfehler liegt.
Der Spannungspegelbereichs-Detektor 44 gibt drei Zustände ausdrückende Spannungs-Bereichsdaten D vlr ab. Einer der Zustände liegt dann vor, wenn der Demodulatorfehler sich innerhalb des mittleren Spannungspegelbereichs befindet. Die verbleibenden zwei Zustände liegen dann vor, wenn der Demodulatorfehler in dem oberen oder dem unteren Spannungspegelbereich liegt. Die Spannungspegelbereichs-Daten D vlr werden dem Mikrorechner 48 zugeführt. Der Mikrorechner 48 korrigiert die Kanal-Abstimmdaten entsprechend einem erwünschten Kanal über die Spannungspegelbereichs-Daten D vlr . Die korrigierten Kanal-Abstimmdaten sind dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 24 zuführbar. Entsprechend einer üblichen FM-Signalempfangsschaltung für einen Satellitensignal-Empfänger sind die Spannungspegelbereichs-Daten D vlr , die von dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 gewonnen werden, digitale Daten entsprechend einer Abweichung des zweiten IF-Signals von der Mittenfrequenz f vco des zweiten lokalen Schwingungssignales. Die Spannungspegelbereichs-Daten D vlr nehmen den Wert (0,0) an, wenn die Abweichung, also der Demodulatorfehler innerhalb des mittleren Spannungspegelbereichs liegt. Die Spannungspegelbereichs-Daten D vlr nehmen den Wert (1,0) an, wenn der Demodulatorfehler im oberen Spannungspegelbereich liegt, sie nehmen den Wert (0,1) an, wenn der Demodulatorfehler im unteren Spannungspegelbereich liegt.
Der mittlere Spannungspegelbereich liegt um V₀ und dieser Bereich wird Unempfindlichkeitsbereich ("tote Zone") genannt, da keine Steuerung des zweiten lokalen Oszillators 24 durchgeführt wird. Der Mikrorechner 48 erzeugt abhängig von den Spannungspegelbereichs-Daten D vlr AFT (automatic fine tuning, selbsttätige Feinabstimmungs)-Daten. Die AFT-Daten sind dem zweiten lokalen Oszillator 24 zusammen mit den Kanal-Abstimmdaten zuführbar.
Es gibt zwei verfügbare Systeme zum Bearbeiten der AFT-Daten. Das eine steuert das Teilerverhältnis des Frequenzteilers 32 unabhängig. Ein anderes überlagert die AFT-Daten den Kanal-Abstimmdaten. Im folgenden sollen Erläuterungen anhand des letzteren Systemes erfolgen.
Unter Bezug auf Fig. 3 wird ein Detail des Spannungspegelbereichs-Detektors 44 beschrieben. In Fig. 3 sind den Abschnitten, die jenen der Fig. 2 entsprechen, gleiche Symbole zugewiesen.
Die Bezugsspannung V ref wird von der Bezugsspannungsquelle 46 zugeführt. Zwischen der Bezugsspannungsquelle 46 und dem Bezugspotential sind drei Widerstände 52, 54 und 56 in Reihe geschaltet. An zwei Verbindungspunkten der Widerstände 52, 54 und 56 werden zwei herabgesetzte Spannungen V₀+V₁ und V₀-V₁ (Spannungsteiler) gewonnen. Die erste herabgesetzte Spannung V₀+V₁ am Verbindungspunkt der Widerstände 52 und 54 wird dem invertierenden Eingangsanschluß eines ersten Operationsverstärkers 58 zugeführt, während die zweite herabgesetzte Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 54 und 56 dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß eines zweiten Operationsverstärkers 60 zuführbar ist.
Ferner wird die Spannung des Demodulatorfehlers einem Anschluß 44 a, der mit dem zweiten Tiefpaßfilter 42 verbunden ist, zugeführt. Die Spannung des Demodulatorfehlers wird dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des ersten (58) und dem invertierenden Eingangsanschluß des zweiten (60) Operationsverstärkers zugeführt. Die Ausgangssignale des ersten und zweiten Operationsverstärkers 58 und 60 werden dem Mikrorechner 48 über Ausgangsanschlüsse 62 und 64 zugeführt.
In dem Spannungspegelbereichs-Detektor 44 werden die erste und zweite herabgesetzte Spannung V₀+V₁ und V₀-V₁ als obere und untere Schwellenwerte eines vorgegebenen Spannungsbereiches eingesetzt. Wenn das zweite IF-Signal in dem Unempfindlichkeitsbereich um die Mittenfrequenz des zweiten lokalen Schwingungssignals liegt, werden die Potentiale an den nicht-invertierenden Eingangsanschlüssen der Operationsverstärker 58 und 60 geringer als jene an den invertierenden Eingangsanschlüssen und logische "0"-Signale werden den Anschlüssen 62 und 64 zugeführt.
Wenn die zweite IF-Frequenz oberhalb des Unempfindlichkeitsbereiches liegt, wird das Potential am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 58 größer als das am invertierenden Eingangsanschluß, wodurch ein logisches "1"-Signal dem Anschluß 62 zugeführt wird, während das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 60 oberhalb dem Potential am nicht-invertierenden Eingangsanschluß liegt, wodurch ein logisches "0"-Signal dem Anschluß 64 zugeführt wird.
Wenn die zweite IF-Frequenz unterhalb des Mittenfrequenzbereiches liegt, ist das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 58 oberhalb dem Potential am nicht-invertierenden Eingangsanschluß, wodurch ein logisches "0"-Signal dem Anschluß 62 zugeführt wird, während das Potential am nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 60 oberhalb des Potentials am invertierenden Eingangsanschluß liegt, wodurch ein logisches "1"-Signal dem Anschluß 64 zugeführt wird.
In dem Fall einer gemäß der Fig. 3 beschriebenen Schaltungsanordnung kann der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches sich gegenüber der durch die Widerstände 52, 54 und 56 vorgegebenen Breite des Unempfindlichkeitsbereiches aufgrund von Schwankungen der Demodulatorempfindlichkeit im FM-Demodulator 14 ändern. Ferner weist die Demodulatorfehlerspannung eine Temperaturabhängigkeit auf, da die Ausgangsspannung des FM-Demodulators 40 einer Temperaturdrift unterworfen ist und wenn der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches überschritten ist, tritt eine Funktionsstörung der AFT-Schaltungsanordnung auf bei der die Mittenfrequenz des zweiten IF-Signales fortlaufend einen nicht notwendigen Offset (Verschiebung) aufweist.
Der Frequenzpegel kann durch eine Erhöhung der Anzahl von Widerstandsschaltungen und Operationsverstärkern beim Spannungspegelbereichs-Detektor 44, gemäß Fig. 3, genauer beurteilt werden. Wenn der Grad der Verstimmung von der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals durch eine Erhöhung der Anzahl von Rückkopplungs-Datenbits feiner aufgeteilt ist und die Steuerung des Frequenzteilerverhältnisses entsprechend unterteilt ist, wird ordnungsgemäße Steuerung möglich. Die Genauigkeit ist jedoch abhängig von den Schaltungsabmessungen und LSI-Schaltungsanordnungen sind sehr unökonomisch.
Weiterhin sind Schwankungen der Demodulationsempfindlichkeit und der Einfluß der Temperaturdrift noch unvermeidbar.
Bei einer üblichen FM-Signalempfangsschaltung für Satellitensignal-Empfänger, die ein erwünschtes FM-Sendesignal durch Steuerung eines von einem lokalen Oszillator erzeugten lokalen Oszillationssignals anwählen, wird der Unempfindlichkeitsbereich der AFT-Steuerung (bzw. Regelung) zur Steuerung des lokalen Oszillators durch Erfassen des Spannungspegelbereichs in dem das Rückkopplungs-AFT-Signal V aft zur Erzeugung der AFT-Daten liegt, definiert. Das Rückkopplungs-AFT-Signal V aft wird durch Berücksichtigung der Demodulatorfehlerspannung, die eine Frequenzdifferenz zwischen dem IF-Signal und der Mittenfrequenz des lokalen Schwingungssignales anzeigt, gewonnen.
Demnach verändert sich der Unempfindlichkeitsbereich abhängig von der Schwankung der Demodulatorempfindlichkeit der FM-Signalempfangsschaltung. Weiterhin weist die Demodulatorausgangsspannung eine Temperaturdrift oder eine Versorgungsspannungsabhängigkeit auf. So wird die Beurteilung, ob die Spannung des Demodulatorfehlers den Unempfindlichkeitsbereich überschreitet oder nicht, ungenau. Als Ergebnis hat das IF-Signal immer einen ungewissen Offset. Zusätzlich besteht die Schwierigkeit, daß ein Überlauf auftritt, wodurch, wenn die AFT-Steuerung übermäßig ist, eine AFT-Steuerung erfolgt.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Schaltungsanordnung anzugeben, die eine selbsttätige Frequenzregelung eines FM-Empfängers ermöglicht, und die, unter Beseitigung der vorherstehenden Nachteile, eine Störung des AFT-Betriebes durch Schwankung in der Demodulatorempfindlichkeit und durch Temperaturabhängigkeit der Demodulatorausgangsspannung vermeidet.
Die Aufgabe ist bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß sie folgende Schaltungsteile aufweist:
einen Oszillator zur Erzeugung eines frequenzgesteuerten Ausgangsschwingungssignals abhängig von einem empfangenen FM-Eingangssignal,
einen Frequenzmuster zum Umsetzen des FM-Eingangssignals auf ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Mittenfrequenz, abhängig von dem Ausgangsschwingungssignal des Oszillators und
einen Demodulator zum Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals in ein demoduliertes Ausgangssignal mit Gleich- und Wechselkomponente,
einen Tiefpaßfilter zum Abtrennen der Wechselkomponente von dem demodulierten Ausgangssignal,
einen ersten A/D-Umsetzer zum Umsetzen des verbleibenden Gleichanteils des demodulierten Ausgangssignals in ein digitalen Abstimmsignal,
einen Spannungsgenerator zum Abgeben eines der Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzsignals entsprechenden Bezugsspannungssignals,
einen zweiten A/D-Umsetzer zum Umsetzen des Bezugsspannungssignals des Spannungsgenerators in ein digitales Bezugsspannungssignal und
eine Recheneinrichtung zum Berechnen der Demodulatorempfindlichkeit des digitalen Abstimmsignals aus dem digitalen Abstimmsignal und dem digitalen Bezugsspannungssignal und zum Erzeugen eines AFT-Datensignals abhängig von der Demodulatorempfindlichkeit des digitalen Abstimmsignals zum Steuern der Frequenz des Oszillatorsignals.
Eine derartige Schaltungsanordnung weist den Vorteil auf, daß die Demodulatorempfindlichkeit aus einem bestimmten Spannungsänderungsumfang gewonnen wird, der einem vorgegebenen Frequenzschritt entspricht. Weiterhin wird es möglich, einen ordnungsgemäßen Unempfindlichkeitsbereich in der AFT-Regelung und den Grad der Verstimmung von der Mittenfrequenz auf der Basis dieser Demodulatorempfindlichkeit zu gewinnen. Wenn der Grad der Verstimmung hoch ist, wird die Stufe der Frequenzschritte, mit der mittels AFT in Richtung der Mittenfrequenz verschoben werden soll, groß gewählt, wohingegen bei geringfügiger Verstimmung der (incrementelle) Betrag der AFT-Änderung durch eine geringe Schrittweite herabgesetzt wird. Auf diese Weise sind die Parameter wie Teilung (Auflösung) der Verstimmung, Vorgabe des Unempfindlichkeitsbereiches etc. alle im Verhältnis zur Demodulatorempfindlichkeit und eine AFT entsprechend der Schwankung der Demodulatorempfindlichkeit ist möglich.
Weiterhin wird es möglich, da ein Temperaturkoeffizient (-einfluß) und eine Versorgungsabhängigkeit (-einfluß) verbleiben und durch Demodulation ein Ausgangssignal zu der die Mittenspannung bestimmenden Gleichspannung addiert wird, diese relativ aufzuheben.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen in der Zeichnung beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein knappes Blockschaltbild einer üblichen FM-Signalempfangsschaltung für Satellitensignal-Empfänger;
Fig. 2 ein Blockschaltbild des zweiten lokalen Oszillators 24 und des FM-Dekoders 26 von Fig. 1;
Fig. 3 ein Schaltbild eines üblichen Spannungspegelbereich-Detektors von Fig. 2;
Fig. 4 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung zur automatischen Steuerung der Frequenz (AFT) des FM-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 einen Verfahrensablauf (Flußdiagramm) zur Übersicht der Betriebsweise der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 einen Verfahrensablauf zum Prozeßablauf (Betriebsprozeß) bezüglich der Demodulatorempfindlichkeit der Erfindung;
Fig. 7 einen Verfahrensablauf der AFT-Steuerung (Regelung) gemäß der vorliegenden Erfindung während des Betriebes;
Fig. 8 einen Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht durchgeführten Datenkorrektur, die vom Mikrorechner 48 während transienter Zustände durchgeführt wird;
Fig. 9, Fig. 10 Verfahrensablaufpläne zur Erläuterung der Datenspeicherfunktionen, die im Verfahrensschritt S 40 der Fig. 8 durchgeführt werden;
Fig. 11, Fig. 12 Verfahrensablaufpläne zur Erläuterung der im Verfahrensschritt S 38 von Fig. 8 durchgeführten Datenkorrekturen;
Fig. 13 einen Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht der vom Mikrorechner 48 durchgeführten Funktionen zur Verschiebung der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals (OFFSET) und
Fig. 14 ein Flußdiagramm zur Erläuterung der Frequenzoffset-Funktion, die im Verfahrensschritt S 53 von Fig. 13 durchgeführt wird.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die Fig. 4 bis 14 detailliert beschrieben. Die bereits in Fig. 1 und 3 verwendeten Bezugszeichen sind zur Bezeichnung gleicher oder ähnlicher Elemente der Einfachheit halber beibehalten.
Mit Bezug auf Fig. 4 wird ein erstes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Frequenzanpassung (-regelung) für FM-Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung näher erläutert.
Später wird die vorliegende Erfindung an einem Ausführungsbeispiel erläutert, das an einen FM-SHF-Bandempfänger zum Empfang von Satelliten-Sendesignalen angeschlossen ist.
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild mit einem Ausführungsbeispiel eines Teiles eines FM-SHF-Bandempfängers, d. h. einem zweiten Frequenzumsetzer und einen FM-Dekoder des FM-SHF-Bandempfängers.
Fig. 4 zeigt einen Eingangsanschluß 10 a, dem ein erstes IF-Signal zugeführt wird. Das erste IF-Signal von Anschluß 10 a wird einem zweiten Mischer 22 zugeführt, in dem das erste IF-Signal in ein FM-IF-Signal umgesetzt wird. Dieses zweite IF-Signal wird einem FM-Demodulator 40 zugeführt, dessen demoduliertes Ausgangssignal einem Ausgangsanschluß 28 zugeleitet wird.
Der FM-Demodulator 40 leitet das demodulierte Ausgangssignal ebenfalls einem zweiten Tiefpaßfilter 42 zu. Das zweite Tiefpaßfilter 42 trennt die Wechsel-Komponente von dem demodulierten Ausgangssignal ab. Auf diese Weise erscheint eine Demodulatorfehlerspannung V de am Ausgang des zweiten Tiefpaßfilters 42. Die Demodulatorfehlerspannung V de wird dem Mikrorechner über eine erste Pegelumsetzeinrichtung 66 und einen ersten A/D-Umsetzer 68 zugeführt. Der erste A/D-Umsetzer 68 setzt das Demodulatorfehlersignal V de des zweiten Tiefpaßfilters 42 in digitale Daten D de um. Ferner ist ein Bezugsspannungsgenerator 46 a vorgesehen zum Empfang einer Bezugsspannung V ref . Die Bezugsspannung V ref ist so vorgegeben, daß sie einer Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals entspricht.
Die Bezugsspannung V ref wird dem Mikrorechner 48 über eine zweite Pegelumsetzeinrichtung 70 und einem zweiten A/D-Umsetzer 72 zugeführt, die in ihrem Aufbau ähnlich dem ersten Pegelumsetzer 66 und dem ersten A/D-Umsetzer 68 sind. Der zweite A/D-Umsetzer 72 setzt die Bezugsspannung V ref des zweiten Tiefpaßfilters 42 in digitale Daten D ref um.
Die erste und zweite Pegelumsetzeinrichtung (66, 70) passen die Demodulatorfehlerspannung V de des zweiten Tiefpaßfilters 42 der Bezugsspannung V ref an, wenn die Demodulatorfehlerspannung V de Null ist.
Der Mikrorechner 48 führt eine Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S d aufgrund der digitalen Daten D de und D ref der ersten und zweiten A/D-Umsetzer 68 und 72 durch. Der Mikrorechner 48 steuert weiterhin den zweiten lokalen Oszillator 24 durch Erzeugen von AFT-Datensignalen D aft basierend auf den Ergebnissen der Berechnung. Das AFT-Datensignal D aft steuert das Frequenzteilerverhältnis des Frequenzteilers 32 im zweiten lokalen Oszillator 24.
Der FM-SHF-Bandempfänger gem. Fig. 4 weist weiterhin einen Daten-Initialisierungsschaltkreis 74 auf. Dieser ist mit dem Mikrorechner 48 verbindbar zum Zuführen von anfänglichen Daten D i an den Mikrorechner 48. Die anfänglichen Daten (Anfangswerte) werden für eine vorbestimmte Zeitspanne, wenn die Hauptversorgungsspannung zum Aktivieren des FM-SHF-Bandempfängers erstmalig eingeschaltet wurde, zugeführt. Der Mikrorechner 48 beurteilt (berechnet) das Verstreichen des transienten Zustandes nach dem erstmaligen Einschalten der Hauptversorgung und berechnet dann die digitalen Daten D de und D ref während des transienten Zustands basierend auf Anfangswerten D i .
Die digitalen Daten D de und D ref während des transienten Zustandes werden in einem Speicherbereich des Daten-Initialisierungsschaltkreises 74 gespeichert. Bei einem weiteren Einschalten der Hauptversorgungsquelle löscht der Mikrorechner 48 Fehler in den momentanen AFT-Daten, die im transienten Zustand durch die vorher in den Speicher gespeicherten Daten erzeugt wurden. Auf diese Weise werden die aktuellen AFT-Daten automatisch berichtigt. Es wird angenommen, daß der Mikrorechner 48 immer eine Notspannungsversorgung aufweist. Der Mikrorechner 48 kann dann sofort, vom Beginn des Einschaltens der Hauptversorgung, Datenkorrekturen ausführen. Vom Mikrorechner 48 ausgeführte Verfahrensschritte zur Datenkorrektur werden später im Detail erläutert.
Der FM-SHF-Bandempfänger gem. Fig. 4 weist weiterhin eine Tastatur (Tastenfeld) 76 und eine Gruppe von Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82 auf. Die Tastatur 76 und die Gruppe von Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82 sind ebenfalls mit dem Mikrorechner 48 verbindbar. Die Tastatur 76 beinhaltet Kanalwahltasten, mit denen ein Benutzer einen erwünschten Kanal auswählen kann. Der Mikrorechner 48 gibt dann an den Frequenzteiler 32 Kanal-Abstimmdaten ab, um den Empfang eines erwünschten Kanals mit dem FM-SHF-Bandempfänger vorzugeben. Die Frequenzoffsettasten 78, 80 und 82 werden zur bewußten Verschiebung (offset) der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals, wie später erläutert wird, verwendet.
Unter Bezug auf Fig. 5, 6 und 7 wird das von dem Mikrorechner 48 auszuführende Berechnungsprogramm (Verfahrensablauf) zu Fig. 4 später näher erläutert.
Fig. 5 zeigt einen kompakten Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht über die Betriebsweise der Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines FM-Empfängers. Eine Initialisierungsphase, wie z. B. der "Versorgungseinschalt"-Verfahrensteil (Verfahrensschritt) wird im Verfahrensschritt S 1 durchgeführt. Dann geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 2 über. In Verfahrensschritt S 2 wird geprüft, ob vorher eine Kanalabstimmfunktion ausgeführt wurde oder nicht.
Wenn die Kanalabstimmfunktion ausgeführt wurde, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 3 über die Abzweigung ′J′. In Verfahrensschritt S 3 wird die Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S d durchgeführt, basierend auf den beiden digitalen Signalen D de und D ref der ersten und zweiten A/D-Umsetzer 68 und 72.
Wenn die Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S d durchgeführt ist, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 5 über den Verfahrensschritt S 4. In Verfahrensschritt S 4 wird ein vorgegebener Geschwindigkeits-Modus, z. B. ein sehr schneller Modus vorgegeben zur Ausführung der AFT-Regelung. In Verfahrensschritt S 5 wird die AFT-Regelung des zweiten IF-Signals durchgeführt, basierend auf der Demodulatorempfindlichkeit S d , die in Verfahrensschritt S 3 erhalten wurde. Der AFT-Regelprozeß (-verfahren) umfaßt ein Unterverfahren zum Vorgeben eines ordnungsgemäßen Unempfindlichkeitsbereiches, der der im Verfahrensschritt S 3 berechneten Demodulatorempfindlichkeit S d angepaßt ist, ein Unterverfahren, welches das Maß der Verstimmung berechnet und ein Unterverfahren zum Vorgeben des ordnungsgemäßen Daten-Umfangs für das AFT-Datensignals D aft , welches den Abstimmkanaldaten überlagert wird.
Wenn die Kanal-Abstimmfunktion nicht in Verfahrensschritt S 2 durchgeführt wurde, verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 5 über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S 2. Dann wird die AFT-Regelung des zweiten IF-Signals sofort ausgeführt. Der Verfahrensschritt S 5 wird wiederholt ausgeführt, ohne Berücksichtigung der Kanal-Abstimmfunktion und das zweite IF-Signal des aktuellenn Kanales wird in Richtung der Mittenfrequenz verschoben.
Unter Bezug auf Fig. 6 wird ein Detail des Verfahrens, das in Verfahrensschritt S 3 enthalten ist, näher erläutert. Fig. 6 zeigt ein Verfahrensablauf zur Erläuterung der Berechnungsweise der Demodulatorempfindlichkeit S d .
Die Demodulatorempfindlichkeit S d kann berechnet werden durch Verschieben der aktuellen Kanal-Abstimmdaten um einen vorgegebenen Daten-Verschiebebetrag (Inkrement, im folgenden als Daten-Inkrement bezeichnet). Anschließend wird die Differenz zwischen zwei Demodulatorfehlern D de ₁ und D de ₂, die aus den aktuellen Kanal-Abstimmdaten und den verschobenen Kanal-Abstimmdaten gewonnen werden, durch eine Frequenzänderung geteilt, die dem Daten-Inkrement entspricht.
Die Abstimmung auf einen vorgegebenen Kanal wird in Verfahrensschritt S 31 ausgeführt. Dann geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S 32. In Verfahrensschritt S 32 wird die AFT-Regelung abgeschaltet. Die AFT-Regelung kann beispielsweise dadurch abgeschaltet werden, daß vermieden wird, das AFT-Datensignal D aft den Kanal-Abstimmdaten zu überlagern. Die digitalen Daten D de ₁, die der Demodulatorfehlerspannung V de ₁ entsprechen, werden in Verfahrensschritt S 33 gelesen. Wenn die digitalen Daten D de ₁, die der Demodulatorfehlerspannung V de ₁ entsprechen, basierend auf dem ersten Abstimmkanal, gewonnen werden, werden die Kanal-Abstimmdaten um N-Einheiten (N ist eine ganze Zahl) einer vorgegebenen Minimalfrequenzänderung in der Frequenzteilung von Verfahrensschritt S 34 verschoben. Unter der Annahme, daß eine minimale Frequenzänderungs-Einheit einer Frequenzänderung bei einer, einem Teilerverhältnis K (K ist eine positive reelle Zahl) entsprechenden Frequenzteilung entspricht, erhöht oder verringert sich das lokale Schwingungssignal f vco nach der Verschiebung um N Einheiten der minimalen Frequenzänderung um K · N Hz. Dann werden in Verfahrensschritt S 35 die digitalen Daten D de ₂ gelesen, die der Demodulatorfehlerspannung V de ₂ nach Verschieben um N Einheiten der minimalen Frequenzänderungs-Schritte entsprechen. Verfahrensschritt S 36 ist das Verfahren der Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S d aus den digitalen Daten D de ₁ und D de ₂, die den Demodulatorfehlerspannungen V aft ₁ und V aft ₂, welche in den Verfahrensschritten S 33 und S 35 gewonnen wurden, entsprechen.
Die Berechnung von Verfahrensschritt S 36 wird folgendermaßen beschrieben:
Dann wird das Verfahren zur Bestimmung des Unempfindlichkeitsbereichs, basierend auf der durch diese Berechnung gewonnenen Demodulatorempfindlichkeit S d , der Berechnung des Grades der Verstimmung und der Ausführung der AFT-Regelung des zweiten lokalen Oszillators 24 anhand Fig. 7 erläutert.
Der Verfahrenslauf von Fig. 7 zeigt die Regelung des AFT-Datensignals Daft entsprechend der Demodulatorempfindlichkeit S d , die durch die Berechnung gem. Fig. 6 gewonnen wurde für zwei verschiedene Berechnungsgeschwindigkeiten. Hier wird die Regelung mit einer großen Frequenzänderungs-Einheit in dem vorgegebenen Geschwindigkeitsmodus durchgeführt und die alternative Regelung mit der weiteren, geringen Frequenzänderungs-Einheit wird bei geringem Geschwindigkeitsmodus durchgeführt.
In Verfahrensschritt S 11 wird beurteilt, ob der aktuelle Modus bei Beenden der Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S d der Hochgeschwindigkeits-Modus oder der Nieder-Geschwindigkeitsmodus ist. Hier wird, da der aktuelle Modus zum vorher beschriebenen Modus, z. B. dem hohen Geschwindigkeitsmodus gemäß dem Verfahrensschritt S 4 (Fig. 5) gesetzt wurde, die Beurteilung von Verfahrensschritt S 11 ′J′ gewählt. Folglich verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 12 a.
In Verfahrensschritt S 12 a werden die digitalen Daten D de , die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechen und von dem zweiten IF-Signal des aktuellen Kanals gewonnen sind und die digitalen Daten D ref , die der Bezugsspannung V ref entsprechen, gelesen. Anschließend verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 13 a. In Verfahrensschritt S 13 a wird beurteilt, ob der folgende Ausdruck mit der Demodulatorempfindlichkeit S d , den Digitalenden D de und D ref , die der Demodulatorfehlerspannung V de und der Bezugsspannung V ref entsprechen, erfüllt ist oder nicht
| D de - D ref | < m · S d (2).
Dieses ermittelt den Grad der Verschmutzung zum Zeitpunkt der aktuellen Kanalabstimmung. In dem Ausdruck (2) ist m eine vorgegebene Größe zur Kompensierung der Demodulatorempfindlichkeit S d . Der Koeffizient m wird auf einen konstanten Wert fixiert. Wenn angenommen wird, daß der Koeffizient m größer ist als 1, wird die verstärkte Demodulatorempfindlichkeit m · S d verglichen mit den digitalen Daten D de und D ref , die der Demodulatorfehlerspannung V de und der Bezugsspannung V ref entsprechen. Dieses dient der Vergrößerung des Datenbereiches des Unempfindlichkeitsbereiches.
Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de ausreichend unterschiedlich von den der Bezugsspannung V ref entsprechenden digitalen Daten D ref sind, ist der Ausdruck (2) erfüllt. Dann geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ des Verfahrensschrittes S 13 a über zu Verfahrensschritt S 16 a. Der angenommene Fall zeigt, daß der Grad der Verstimmung groß ist.
In Verfahrensschritt S 16 a wird beurteilt, ob die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de des aktuellen Kanales oberhalb des Unempfindlichkeitsbereiches liegen oder nicht. Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de größer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 18 a über die Verzweigung ′J′ des Verfahrensschrittes S 16 a über. In Verfahrensschritt S 18 a werden die Kanal-Abstimmdaten um P-Einheiten der minimalen Frequenzänderung schrittweise incrementiert. Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de geringer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 17 a über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S 16 a. In Verfahrensschritt S 17 a werden die Kanal-Abstimmdaten schrittweise um P-Einheiten der minimalen Frequenzänderung dekrementiert.
Nach Verfahrensschritt S 18 a oder S 17 a geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 19 a über. In Verfahrensschritt S 19 a wird dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 34 ein neues Frequenzteilerverhältnis vorgegeben, entsprechend den Kanal-Abstimmdaten, die in Verfahrensschritt S 18 a oder S 17 a abgeleitet wurden.
Nun wird der andere Fall, bei dem die Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de geringer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches, erläutert. Dieser Fall zeigt an, daß der Grad der Verstimmung gering ist. Hierfür ist der Ausdruck (2) nicht erfüllt. Folglich geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 15 a über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S 13 a über. In Verfahrensschritt S 15 a wird der Geschwindigkeits-Modus der Berechnung des AFT-Datensignals D aft in den Niedergeschwindigkeits-Modus umgeschaltet.
Anschließend geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 11 zurück. In Verfahrensschritt S 11 wird wiederum beurteilt, ob der aktuelle Modus nach Beendigung der Berechnung der Demodulatorempfindlichkeit S d der Hochgeschwindigkeits-Modus oder der Niedergeschwindigkeits-Modus ist. Hier ergibt die Beurteilung von Verfahrensschritt S 11 ′N′, da der aktuelle Modus in Verfahrensschritt S 15 a zu Niedergeschwindigkeits-Modus gewählt wurde.
In den Verfahrensschritten S 12 d und S 13 d wird genauso verfahren wie in den Verfahrensschritten S 12 a und S 13 a. Wenn das der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechende digitale Datensignal D de geringer ist als die kompensierte Demodulatorempfindlichkeit m · S d , ist der Ausdruck (2) nicht erfüllt. Für diesen Fall verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 14 über die Verzweigung ′N′ des Verfahrensschrittes S 13 d. Dieser Fall zeigt an, daß der Grad der Verstimmung gering ist.
Im Verfahrensschritt S 14 wird beurteilt, ob der folgende Ausdruck mit der Demodulatorempfindlichkeit S d den digitalen Daten D de und D ref , die der Demodulatorschaltung V de und der Bezugsspannung V ref entsprechen, erfüllt ist oder nicht
| D de -D ref | < n · S d (3).
Auf diese Weise wird der Grad der Verstimmung zum Zeitpunkt der Kanalabstimmung beurteilt. In dem Ausdruck (3) ist n ein weiterer vorgegebener Koeffizient zur Kompensation der Demodulatorempfindlichkeit S d . Der Koeffizient n wird auf einen bestimmten Wert fixiert. Wenn angenommen wird, daß der Koeffizient n kleiner als 1 ist, wird die verringerte Demodulatorempfindlichkeit n · S d mit den digitalen Daten D de und D ref , die der Demodulatorfehlerspannung V de und der Bezugsspannung V ref entsprechen, verglichen. Auf diese Weise wird der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches reduziert.
Wenn die Demodulatorfehlerspannung V de größer ist als die kompensierte Demodulatorempfindlichkeit n · S d wird der Ausdruck (3) erfüllt. Hierbei geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ des Verfahrensschrittes S 14 zu Verfahrensschritt S 16 b über.
In Verfahrensschritt S 16 b wird beurteilt, ob die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de des aktuellen Kanales größer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches oder nicht. Wenn die Demodulatorfehlerspannung V de größer ist als der Spannungsbereich der Unempfindlichkeitsbereich, verzweigt das Verfahren über die Verzweigung ′J′ von Verfahrensschritt S 16 d zu Verfahrensschritt S 18 b. In Verfahrensschritt S 18 b werden die Kanal-Abstimmdaten schrittweise um Q-Einheiten der minimalen Frequenzänderung inrekementiert. Wenn die der Demodulatorfehlerspannung V de entsprechenden digitalen Daten D de geringer sind als der Spannungsbereich des Unempfindlichkeitsbereiches verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 17 b. Hier werden die Kanal-Abstimmdaten schrittweise dekrementiert um Q-Einheiten der minimalen Frequenzänderung.
Der Koeffizient Q ist geringer als der Koeffizient P (Q < P) folglich werden abweichend von dem Hochgeschwindigkeitsmodus die Kanaldaten um Q-Einheiten verschoben, was geringer ist als die Verschiebung um P-Einheiten im Hochgeschwindigkeits-Modus.
Nach Verfahrensschritt S 18 b oder S 17 b verzweigt das Verfahren zu Verfahrensschritt S 19 d. In Verfahrensschritt S 19 b wird ein neues Frequenzteilerverhältnis dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 24 entsprechend den im Verfahrensschritt S 18 b oder S 17 b ermittelten Kanal-Abstimmdaten vorgegeben.
Wenn der Ausdruck (3) in Verfahrensschritt S 13 d erfüllt ist, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 15 e über die Verzweigung ′J′ von Verfahrensschritt S 13 d über. Dieser Fall zeigt an, daß der Grad der Verstimmung groß ist. In Verfahrensschritt S 15 b wird der Geschwindigkeitsmodus zur Berechnung des AFT-Datensignals D aft im Hochgeschwindigkeits-Modus verändert. Anschließend geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 16 a über. Auf diese Weise werden, wie beschrieben, die Verfahrensschritte S 16 a, S 18 a (oder S 17 a) und S 19 a durchgeführt.
Wie bereits beschrieben, werden in diesem Realisierungsbeispiel ordnungsgemäße Frequenzänderungs-Beträge bei AFT-Regelung durch zwei Geschwindigkeitsmodi vorgegeben, entsprechend dem Grad der Verstimmung. Bisher werden alle Standards anhand der Demodulatorempfindlichkeit S d entschieden. Allen Parametern werden exakte numerische Werte vorgegeben, proportional zu der Demodulatorempfindlichkeit S d entsprechend den folgenden Bedingungen.
Schwellenwert m des Grades der Verstimmung <
Schwellenwert N des Unempfindlichkeitsbereiches (4)
Einheiten der Verschiebung im Niedergeschwindigkeits-Modus, Q <
Einheiten der Verschiebung im Hochgeschwindigkeits-Modus, P (5)
Auf diese Weise wird eine AFT-Regelung mit geringerer Störanfälligkeit durch Schwankung der Demodulatorempfindlichkeit S d möglich.
Weiterhin wird es möglich, hochgenaue Temperaturkompensation durch Verschiebung (Offset) des Temperaturkoeffizienten der Demodulatorfehlerspannung V de durch Hinzufügen des Temperaturkoeffizienten zu der Bezugsspannung V ref , d. h. in dem Ausführungsbeispiel wird sie dem Bezugspannungsgenerator 46 a vorgegeben.
Wenn mehr als zwei Schwellenwerte für den Grad der Verstimmung vorgesehen sind, wird es möglich, eine Änderungsschrittweite zwischen jeweiligen Schwellenwerten vorzugeben und eine genauere AFT-Regelung wird möglich.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 8 bis 12 wird die von dem Mikrorechner 48 während transienter Zustände ausgeführte Datenkorrektur näher erläutert.
Fig. 8 zeigt einen Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht über die vom Mikrorechner 48 während eines transienten Zustandes ausgeführten Datenkorrekturen. In Verfahrensschritt S 40 wird das erstmalige Einschalten der Leistungsversorgung erfaßt. Vorher im in dem Daten-Initialisierungsschaltkreis vorgesehenen Speicher gespeicherte Daten werden in Verfahrensschritt S 41 gelöscht. Ferner wird der Mikrorechner 48 auf einen transienten Modus in Verfahrensschritt S 41 vorbereitet. Dann geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S 42. Im Verfahrensschritt S 42 wird geprüft, ob die Kanal-Abstimmfunktion ausgeführt wurde oder nicht. Im Fall ′J′, d. h. wenn die Kanalabstimmfunktion ausgeführt wurde, geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S 43 über die Verzweigung ′J′.
In Verfahrensschritt S 43 wird geprüft, ob beide Digitalsignale D de und D ref des ersten und zweiten A/D-Umsetzers 68 und 72 im Speicher gespeichert wurden oder nicht. Wenn sie gespeichert wurden, verzweigt das Verfahren zum Verfahrensschritt S 44. In Verfahrensschritt S 44 werden die Digitalsignale D de und D ref gelöscht. Anschließend geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 45. Im Fall ′N′ geht das Verfahren ebenfalls zu Verfahrensschritt S 45 über. Hier wird der transiente Modus abgelöst, so daß der Mikrorechner 48 die notwendige Durchführung der AFT-Funktion ausführt.
Für den Fall ′J′ im Verfahrensschritt S 42, d. h. wenn die Kanal-Abstimmfunktion nicht ausgeführt wurde, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 46 über die Verzweigung ′N′ über. In Verfahrensschritt S 46 wird geprüft, ob die Digitalsignale D de und D ref gültig sind oder nicht. Für den ′N′-Fall geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 49 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S 49 wird geprüft, ob der aktuelle Modus der transiente Modus ist oder nicht. Für den ′J′-Fall geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ über zu Verfahrensschritt S 50. Hier werden die Digitalsignale D de und D ref im Speicher gespeichert. Für den ′N′-Fall von Verfahrensschritt S 49 geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 51 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S 51 führt der Mikrorechner 48 die für die Kanal-Abstimmfunktion notwendige Bearbeitung durch. Danach wird die bereits erwähnte AFT-Funktion ausgeführt.
Für den ′J′-Fall von Verfahrensschritt S 46 geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 47 über die Verzweigung ′J′. Im Verfahrensschritt S 47 wird geprüft, ob der aktuelle Modus der transiente Modus ist oder nicht. Für den ′J′-Fall geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 48 über die Verzweigung ′J′. In Verfahrensschritt S 48 wird das Digitalsignal D de korrigiert. Die Datenkorrektur wird durch Verwenden entsprechender bei vorheriger Verarbeitung für den transienten Modus im Speicher gespeicherten Daten ausgeführt. Für den ′N′-Fall von Verfahrensschritt S 47 geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 51. So wird die Bearbeitung der Kanal-Abstimmfunktion in Verfahrensschritt S 51 ausgeführt.
Gemäß dem obigen Verfahren speichert der Mikrorechner 48 Anfangswerte (Daten) der Digitalsignale D de und D ref während einer vorbestimmten transienten Zeitspanne, wenn der FM-SHF-Bandempfänger erstmalig benutzt wird. Vom Zeitpunkt der zweiten Benutzung des FM-SHF-Bandempfängers an führt der Mikrorechner 48 den transienten Modus für ein vorbestimmtes Zeitintervall durch, wenn die Versorgungsquelle eingeschaltet wird. Im transienten Modus werden die Anfangswerte der Digitalsignale D de und D ref , die vorher gespeichert wurden, als gültige Daten für den transienten Zustand verwendet. Auf diese Weise kann der FM-SHF-Bandempfänger sofort in einem stabilen Zustand arbeiten, sogar in dem transienten Zustand.
Unter Bezug auf die Fig. 9 und 10 wird der in Verfahrensschritt S 50 durchgeführte Verfahrenablauf näher erläutert. Beide Fig. 9 und 10 zeigen Verfahrensabläufe zum Speichern von Anfangswerten der Digitalsignale D de und D ref . In den Verfahren speichert der Mikrorechner 48 Daten für viele Zeiten, wenn individuelle Daten variieren. Die Datenspeicher-Funktion wird für bestimmte Zeiten im transienten Modus ausgeführt. Der Mikrorechner 48 prüft ebenfalls während des transienten Zustandes, ob sich die Daten ändern oder nicht.
Verahrensschritt S 501 a von Fig. 9 zeigt ein Verfahren zum Speichern der Digitalenden D de und D ref , entsprechend den Spannungssignalen V de und V ref , die von der ersten und zweiten Pegelumsetzeinrichtung 66 und 70 (gem. Fig. 4) zugeführt werden. Das Verfahren geht dann zu Verfahrensschritt S 502 a über. In Verfahrensschritt S 502 a werden die aktuellen Daten D de (n) und D ref (n) zu einem ′n′-ten Zeitpunkt verglichen mit vorhergehenden Daten D de (n-1) und D ref (n-1), die zu vorhergehenden Zeitpunkten, d. h. ′n-1′-ter Folge, gespeichert wurden. Während der Datenspeicher-Funktion wird der Zeitpunkt (Folge) ′n′ mit einem geeigneten Zähler gezählt. Der Zähler befindet sich vorzugsweise im Mikrorechner 48.
Der Mikrorechner 48 prüft weiterhin, ob die folgende Gleichung erfüllt ist oder nicht:
D ref (n)-D ref (n-1) = 0 (6).
Wenn die Gleichung (6) nicht erfüllt ist, geht das Verfahren über zu dem Verfahrensschritt S 505 a über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S 505 a wird der Zeitpunkt (die Folge) der Verarbeitung um 1 erhöht. Auf diese Weise werden die Daten D de (n) und D ref (n) zu jedem Zeitpunkt des Aufwärtszählens im Speicher gespeichert. Es wird nun angenommen, daß die Daten als Anfangswerte D de-₁(n) und D ref-1 (n) gespeichert sind.
Wenn die Gleichung (6) in Verfahrensschritt S 502 a erfüllt ist, geht das Verfahren über zu den Verfahrensschritten S 503 a und S 504 a in gleicher Reihenfolge. In Verfahrensschritt S 503 a wird der transiente Modus abgelöst. In Verfahrensschritt S 504 a wird ein maximaler Zählerstand (Folge) ′m′ zur Festlegung des Endes des transienten Zeitabschnittes vorgegeben.
Fig. 10 zeigt ein weiteres Verfahren der Datenspeicherungs-Funktion, näherungsweise ähnlich dem Verfahren von Fig. 9. In Fig. 10 sind die Verfahrensschritte S 501 b, S 503 b, S 504 b und S 505 b die gleichen wie die Verfahrensschritte S 501 a, S 503 a, S 504 a und S 505 a von Fig. 9. Nur Verfahrensschritt 502 b ist unterschiedlich von Verfahrensschritt 502 a. Hier prüft der Mikrorechner 48, ob die folgenden zwei Gleichungen erfüllt sind oder nicht:
D de (n)-D de (n-1) = 0 (7)
D ref (n)-D ref (n-1) = 0 (8)
Das Verfahren geht nur zu Verfahrensschritt 503 b, wenn beide Gleichungen (7) und (8) gleichzeitig erfüllt sind. Folglich weist das System nach Fig. 10 eine höhere Zuverlässigkeit als das System von Fig. 9 auf. Die Daten D de und D ref , die im Speicher des Daten-Initialisierungsschaltkreis 74 gespeichert sind, werden als Anfangswerte D de-₁ und D ref-₁ verwendet.
Unter Bezug auf die Fig. 11 und 12 wird das Verfahren gem. Verfahrensschritt S 48 von Fig. 8 näher erläutert. Beide Fig. 11 und 12 zeigen Verfahrensabläufe zum Korrigieren der Digitaldaten D de im transienten Modus. In den Verfahren korrigiert der Mikrorechner 48 aktuelle Daten D de mehrfach entsprechend der Datenspeicherungs-Funktion, die bei erstmaligem Einschalten des Gerätes durchgeführt wurde. Die Datenkorrekturen werden nach der Datenspeicher-Funktion von Verfahrensschritt S 50 gem. Fig. 8 durchgeführt, d. h. die Funktion gem. Fig. 9 oder 10 wurde vervollständigt. Demnach wird die Datenkorrektur dann ausgeführt, wenn die Gültigkeit der Anfangswert (Daten) D i nachgewiesen sind.
Verfahrensschritt S 481 a von Fig. 11 zeigt ein Verfahren zum Korrigieren aktueller Digitaldaten D de während des transienten Modus nach Einschalten der Spannungsversorgung. Die Datenkorrektur wird unter Inanspruchnahme der Anfangswert-Daten D i , die im Speicher des Daten-Initialisierungsschaltkreises 74 gespeichert wurden, ausgeführt. Die Datenkorrekturen werden von dem Zählerstand ′n′ gesteuert, der von dem Zähler, wie bereits beschrieben, gezählt wurde. Die Datenkorrekturen in Verfahrensschritt S 48 werden zu den Zeiten von dem Einschalten der Spannungsversorgung durchgeführt, genauso wie die im Verfahrensablauf von Verfahrensschritt S 50.
Im Verfahrensschritt S 481 a wird die folgende Berechnung durchgeführt:
D de (n) = D de (n) + α · [D de-₁(n)-D ref-₁(n)] (9),
wobei D de (n) der linken Seite den korrigierten Datenwert darstellt. D de (n) der rechten Seite sind aktuelle Daten, die von dem ersten A/D-Umsetzer 68 zugeführt werden, α ist ein Kompensationsfaktor.
Das Verfahren geht dann über zu Verfahrensschritt S 482 a. In Verfahrensschritt S 482 a wird gerüft, ob der Zählerstand ′n′ mit dem maximalen Zählerstand ′m′ übereinstimmt oder nicht. Der Mikrorechner 48 prüft folglich, ob die folgende Gleichung erfüllt ist:
n-m = 0 (10).
Wenn die Gleichung (10) nicht erfüllt ist, geht das Verfahren über zu Verfahrensschritt S 485 a über die Verzweigung ′n′. In Verfahrensschritt S 485 a wird die Folge der Verarbeitung um 1 erhöht. Dadurch werden die aktuellen Daten D de (n) für jeden Zeitpunkt des Hochzählers korrigiert.
Wenn im Verfahrensschritt S 485 a die Gleichung (10) erfüllt ist, geht das Verfahren zu den Verfahrensschritten S 483 a und S 484 a (in gleiche Reihenfolge) über. In Verfahrensschritt S 483 a wird der transiente Modus abgelöst. In Verfahrensschritt S 484 a wird der Zählerstand ′n′ gelöscht (n=0) zur Vervollständigung des Verfahrens der Datenkorrektur im transienten Modus.
Fig. 12 zeigt einen weiteren Verfahrensablauf der Datenkorrektur, der näherungsweise ähnlich zu dem Verfahren von Fig. 11 ist. In Fig. 12 sind die Verfahrensschritte S 482 b, S 483 b, S 484 b und S 485 b die gleichen wie die Verfahrensschritte S 482 a, S 483 a, S 484 a und S 485 a von Fig. 11. Nur Verfahrensschritt S 841 b ist unterschiedlich vom Verfahrensschritt S 481 a. In Verfahrensschritt S 481 b wird die folgende Berechnung durchgeführt:
D de (n) = D de (n) + α · [D de-₁(m)-D ref-₁(m)] (11).
Gemäß der Gleichung (11) werden die aktuellen Daten D de (n) durch einen vorgegebenen Betrag von Korrekturdaten korrigiert, d. h.
α · [D de-₁(m)-D ref-₁(m)].
Die Daten D de-₁(m) und D ref-₁(m) entsprechen den Daten, die dann gespeichert wurden als der transiente Zustand vorüber und der Betrieb des Gerätes stabilisiert war. Die Datenkorrektur gem. Fig. 12 ist weniger genau als die gem. der Fig. 11, sie ist jedoch sehr einfach. Die Datenkorrektur gem. der Fig. 12 ist vorteilhafterweise für typische FM-Radioempfänger einsetzbar.
Unter Bezugnahme auf Fig. 13 und Fig. 14 wird die bewußte Verschiebe-Funktion der Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals näher erläutert.
Fig. 13 zeigt einen kurzgefaßten Verfahrensablauf zur Erläuterung einer Übersicht über die vom Mikrorechner durchgeführten Operationen.
In Verfahrensschritt S 60 wird der Mikrorechner abhängig von einer Einschaltung der Versorgungsspannung zum Betrieb vorbereitet. In Verfahrensschritt S 61 prüft der Mikrorechner 48 die Tastatur (Tastenfeld) 76 und die Gruppe der Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82. In Verfahrensschritt S 62 werden von einem Anwender über ein Tastenfeld 76 ausgewählte erwünschte Kanaldaten dem Frequenzteiler 32 des zweiten lokalen Oszillators 24 (Fig. 4) von dem Mikrorechner zugeführt. In Verfahrensschritt S 63 wird die Mittenfrequenz des zweiten IF-Signals abhängig von dem Betriebszustand der Frequenzoffset-Tasten 78, 80 und 82 verschoben. Es wird im folgenden angenommen, daß die erste Taste 78 ausgewählt wurde zum Aufwärtsverschieben der Mittenfrequenz. Es wird weiterhin angenommen, daß die zweite Taste 80 ausgewählt ist zum Abwärtsverschieben der Mittenfrequenz. Ebenfalls wird angenommen, daß die dritte Taste 82 ausgewählt ist zum Rücksetzen einer verschobenen Frequenz auf die Original-Mittenfrequenz. Der Verfahrensablauf von Verfahrensschritt S 63 wird später detailliert erläutert. Dann geht das Verfahren über zu den Verfahrensschritten S 64 und S 65. In Verfahrensschritt S 64 wird die AFT-Regelung des zweiten lokalen Oszillators 24 so ausgeführt, wie unter Bezug auf Fig. 7 erläutert wurde. In Verfahrensschritt S 65 wird die Demodulatorempfindlichkeit S d wie bereits anhand von Fig. 6 erläutert wurde berechnet.
Unter Bezug auf Fig. 14 wird die Frequenzoffset-Funktion, die in Verfahrensschritt S 63 durchgeführt wird, später detailliert erläutert. Fig. 14 zeigt einen Verfahrensablauf zum Erläutern einer Übersicht über die Frequenzoffset-Funktion. In Verfahrensschritt S 631 wird die Geschwindigkeit der AFT-Funktion überprüft. Wenn die AFT-Funktion in dem Hochgeschwindigkeits-Modus ist, wird das Verfahren über die Verzweigung ′N′ beendet. (′END′). Die Frequenzoffset-Funktion aufgehalten. Dieses deshalb, da die Frequenzoffset-Funktion während des Hochgeschwindigkeits-Modus fehlerhaft arbeitet.
Wenn die AFT-Funktion im Niedergeschwindigkeits-Modus ist, geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ über zum Verfahrensschritt S 632. Hier wird geprüft, ob die erste Taste 78 betätigt wurde oder nicht. Wenn die erste Taste 78 betätigt wurde, geht das Verfahren über die Verzweigung ′J′ zu dem Verfahrensschritt S 633. Hier werden aktuelle Offset-Daten D off (n) verglichen mit vorgegebenen maximalen Offset-Daten D off (max). Dieser vorgegebene maximale Offset-Wert D off (max) wird dem Mikrorechner 48 vorgegeben. Wenn die aktuellen Offset-Werte D off (n) gleich oder größer als der vorgegebene maximale Offset-Wert D off (max) wird das Verfahren mit dem Verfahrensschritt ′END′ über die Verzweigung ′J′ beendet. Dabei ist die Funktion zur Verschiebung der Mittenfrequenz aufwärts vervollständigt. Wenn die aktuellen Offset-Werte D off (n) geringer als die vorgegebenen maximalen Offset-Werte D off (max) sind, geht das Verfahren zu Verfahrensschritt S 634 über die Verzweigung ′N′. Hier wird der Offset-Wert D off (n) um einen Einheitswert (Inkrement) D off erhöht. Anders gesagt, wird die folgende Gleichung in Verfahrensschritt S 634 ausgeführt:
D off (n) = D off (n) + D off (12).
Wenn die erste Taste 78 in Verfahrensschritt S 634 nicht betätigt wurde, geht das Verfahren über zum Verfahrensschritt S 635 über die Verzweigung ′J′. In Verfahrensschritt S 635 wird geprüft, ob die zweite Taste 80 betätigt wurde oder nicht. Wenn die zweite Taste 80 betätigt wurde, geht das Verfahren über zum Verfahrensschritt S 636 über die Verzweigung ′J′. Hier wird ein aktueller Wert der Offset-Daten D off (n) verglichen mit einem vorgegebenen minimalen Offset-Wert D off (min). Dieser vorgegebene minimale Offset-Wert D off (min) wird ebenfalls dem Mikrorechner 48 vorgegeben. Wenn der aktuelle Offset-Wert D off (n) gleich oder kleiner als der vorgegebene minimale Offset-Wert D off (min) ist, wird das Verfahren über den Verfahrensschritt ′N′ über die Verzweigung ′J′ beendet. Dann ist die Funktion zum Verschieben der Mittenfrequenz abwärts vervollständigt. Wenn der aktuelle Offset-Wert D off (n) größer als der vorgegebene minimale Offset-Wert D off (min) ist, geht das Verfahren über zum Verfahrensschritt S 637 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S 637 wird der Offset-Wert D off (n) um einen Einheitswert D off herabgesetzt. Anders formuliert wird die folgende Gleichung in Verfahrensschritt S 637 ausgeführt:
D off (n) = D off (n)-D off (13).
Wenn die zweite Taste 80 nicht in Verfahrensschritt S 635 betätigt war, geht das Verfahren zum Verfahrensschritt S 638 über die Verzweigung ′N′. In Verfahrensschritt S 638 wird geprüft, ob die dritte Taste 82 betätigt worden ist oder nicht. Wenn diese Taste nicht betätigt worden ist, wird das Verfahren über die Verzweigung ′N′ mit dem Verfahrensschritt ′END′ beendet. Wenn die dritte Taste 82 betätigt war, geht das Verfahren zum Verfahrensschritt S 639 über die Verzweigung ′J′ über. In dem Verfahrensschritt S 639 wird der Offset-Wert D off (n) gelöscht. Auf diese Weise ist die Mittenfrequenz ohne Verschiebung wiederhergestellt.
Die dritte Taste 82 ist nicht nur zum Wiederherstellen der Mittenfrequenz verwendbar, sondern auch für den provisorischen Betrieb mit einer anderen Frequenzoffset-Betriebsweise durch die erste oder zweite Taste 78, 80. Die dritte Taste 82 zum Rücksetzen kann entfallen, wenn eine Anzeige zum Anzeigen der verschobenen Frequenz vorgesehen ist.
Wie beschrieben, wird mit der Erfindung ein äußerst vorteilhaftes Gerät zum automatischen Frequenzabstimmen bei FM-Empfängern geschaffen.
Selbstverständlich sind weitere Ausführungsbeispiele möglich, die Erfindung soll nicht auf die in den Ansprüchen wiedergegebene technische Lehre beschränkt sein.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Einstellung der Frequenz eines FM-Empfängers
mit einem Oszillator (24) zur Erzeugung eines frequenzgesteuerten Ausgangsschwingungssignals abhängig von einem empfangenen FM-Eingangssignal,
mit einem Frequenzumsetzer (22) zum Umsetzen des FM-Eingangssignals auf ein Zwischenfrequenzsignal (IF) mit einer Mittenfrequenz, abhängig von dem Ausgangsschwingungssignal des Oszillators (24), und
mit einem Demodulator (40) zum Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals in ein demoduliertes Ausgangssignal mit Gleich- und Wechselkomponente,
gekennzeichnet durch
ein Tiefpaßfilter (42) zum Abtrennen der Wechselkomponente von dem demodulierten Ausgangssignal,
einen ersten A/D-Umsetzer (68) zum Umsetzen des verbleibenden Gleichanteils des demodulierten Ausgangssignals in ein digitales Abstimmsignal,
einen Spannungsgenerator (46 a) zum Abgeben eines der Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzsignals entsprechenden Bezugsspannungssignals,
einen zweiten A/D-Umsetzer (72) zum Umsetzen des Bezugsspannungssignals des Spannungsgenerators (46 a) in ein digitales Bezugsspannungssignal und
eine Recheneinrichtung (48) zum Berechnen der Demodulationsempfindlichkeit des digitalen Abstimmsignals aus dem digitalen Abstimmsignal und dem digitalen Bezugsspannungssignal und zum Erzeugen eines AFT-Datensignals abhängig von der Demodulationsempfindlichkeit des digitalen Abstimmsignals zum Steuern der Frequenz des Oszillators.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß erster (68) und zweiter (72) A/D-Umsetzer je eine Pegelumsetzeinrichtung (66, 70) aufweisen.
3. Schaltungsanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (24) einen Frequenzteiler (32) aufweist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Recheneinrichtung (48) einen Microrechner aufweist.
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