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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Kalibrierungsverfahren fur einen
Überlagerungs(Superhet)-Empfänger.
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Es sind Empfänger auf Grundlage eines Doppelsuperhet-Empfangs bekannt, bei denen eine
erste und eine zweite lokal erzeugte Frequenz zur Abstimmung auf Sender verändert wird.
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Einer dieser Doppelsuperhet-Empfänger, der aus der US-A-4,395,777 bekannt ist, wird
bezugnehmend auf Fig. 1 beschrieben. Bei diesem Beispiel weisen die Frequenzen die
folgenden Werte auf:
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Empfangsfrequenz f11 = 150 kHz bis 30 MHz (ungefähr).
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Erste Zwischenfrequenz f13 = 55,845 MHz
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Zweite Zwischenfrequenz f15 = 455 kHz
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Eine erste lokal erzeugte Frequenz wird in Schritten von 1 kHz verändert, während eine
zweite lokal erzeugte Frequenz in Schritten von 100 Hz verändert wird, um die
Empfangsfrequenz f11 in Schritten von 100 Hz zu verändern.
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Genauer gesagt wird ein Empfangssignal S11 von einer Antenne 11 zu einem ersten
Mischer 13 mittels eines Hochfrequenzempfängers 12 gegeben. Gleichzeitig wird ein
erstes lokal erzeugtes Signal S31 von einem ersten Lokaloszillator 31 zu dem Mischer 13
gegeben. Eine Frequenz f31 des lokal erzeugten Signals S31 ist bezüglich des
Empfangssignals f11 wie folgt:
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f31 = f11 + f13 (1)
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und daher
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f31 = (150 kHz + 55,845 MHz) bis (30 MHz + 55,845 MHz) (2)
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wobei die Frequenz 131 in Schritten von 1 kHz verändert wird.
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Somit wird das empfangene Signal S11 durch das erste lokal erzeugte Signal S31 in dem
Mischer 13 auf ein erstes Zwischenfrequenzsignal S13 (die Zwischenfrequenz f13)
heruntergemischt.
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Das sich ergebende Signal S13 wird dann durch einen ersten Zwischenfrequenzverstärker
14 zu einem zweiten Mischer 15 gegeben. Gleichzeitig wird ein zweites lokal erzeugtes
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Signal S41 von einem zweiten Lokaloszillator 41 zu dem zweiten Mischer 15 gegeben. In
diesem Fall ist eine Frequenz f41 des lokal erzeugten Signals S41 hinsichtlich der
Empfangsfrequenz f11 wie folgt:
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f41 = f13 - f15 = f31 - f11 - f15 (3)
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wobei
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f41 = (55,39 MHz + 0,5 kHz) bis (55,39 MHz - 0,4 kHz) (4)
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wobei die Frequenz f41 in Schritten von 100 Hz verändert wird.
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Somit wird das erste Zwischenfrequenzsignal S13 durch das zweite lokal erzeugte Signal
S41 auf ein zweites Zwischenfrequenzsignal S15 (die Zwischenfrequenz f15) in dem
Mischer 15 heruntergemischt.
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Das sich ergebende Signal S15 wird dann durch einen zweiten Zwischenfrequenzverstärker
16 zu einem AM-Detektor 17 gegeben, in dem ein Audiosignal demoduliert und durch
eine Umschaltschaltung 18 zu einem Anschluß 19 gegeben wird.
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Wenn ein SSB-Signal empfangen wird, wird insbesondere das Zwischenfrequenzsignal S15
von dem zweiten Zwischenfrequenzverstärker 16 genommen und zu einem
Gegentaktmischer 21 gegeben. Gleichzeitig wird ein Schwebungsfrequenzoszillator(BFO)-Signal 22
mit einer Frequenz t&sub2;&sub2; von beispielsweise 453 kHz von einem BFO 22 abgenommen und
zu dem Gegentaktmischer 21 gegeben.
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Daher wird ein Audiosignal, das von dem SSB-Signal demoduliert wird, von dem Mischer
21 abgenommen und beim Empfang des SSB-Signals durch die Umschaltschaltung 18 zu
dem Anschluß 19 gegeben.
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Gemäß dem obigen Aufbau ist folgend aus Gleichung (3) die Empfangsfrequenz f11 wie
folgt:
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f11 = f13 - f41 - f15 (5)
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Da die Frequenzen f31 und f41 hinsichtlich der Empfangsfrequenz f11 innerhalb der durch
die Gleichungen (2) und (4) gegebenen Frequenzbereiche verändert werden, ist die
Empfangsfrequenz f11, wenn f31 = 150 kHz + 55,845 MHz und f41 = 55,39 MHz +
0,5 kHz als Beispiel, f31 - f41 - f15 = (150 kHz + 55,845 MHz) - (55,39 MHz + 0,5
kHz) - 455 kHz = 150 kHz - 0,5 kHz
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Wenn f31 = 30 MHz + 55,845 MHz und f41 = 55,39 MHz - 0,4 kHz als Beispiel, ist
die Empfangsfrequenz f11 = f31 - f41 - f15 = (30 MHz + 55,845 MHz) - (55,39
MHz -0,4 kHz) - 455 kHz = 30 MHz + 0,4 kHz Daher beträgt das Empfangsband ungefähr
150 kHz bis 30 MHz
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Gemäß Gleichung (5) wird durch Veränderung der ersten lokal erzeugten Frequenz f31 in
Schritten von 1 kHz bei Konstanthaltung der zweiten lokal erzeugten Frequenz f41 die
Empfangsfrequenz f11 in Schritten von 1 kHz verändert, während die zweite lokal
erzeugte Frequenz f41 in Schritten von 100 kHz bei Konstanthaltung der ersten lokal
erzeugten Frequenz f31 die Empfangsfrequenz sich in Schritten von 100 kHz ändert.
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Daher verändert sich durch jeweiliges Verändern der ersten lokal erzeugten Frequenz 1
und der zweiten lokal erzeugten Frequenz f41 die Empfangsfrequenz f11 innerhalb des
Empfangsbands von 150 kHz bis 30 MHz in Schritten von 100 kHz.
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Wie in Gleichung (5) gezeigt wird die Empfangsfrequenz f11 des Doppel-Superhet-
Empfängers gemäß diesem Beispiel sowohl durch die erste lokal erzeugte Frequenz f31
wie auch durch die zweite lokal erzeugte Frequenz f41 festgelegt. Daher müssen die erste
lokal erzeugte Frequenz f31 und die zweite lokal erzeugte Frequenz f41 genau genug sein
und gemäß der Empfangsfrequenz f11 verändert werden zu können.
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Um diese Genauigkeit und Abstimmbarkeit zu implementieren werden bekannte
Doppelsuperhet-Empfänger wie beispielsweise der oben genannte durch Lokaloszillatoren 31 und
41 jeweils mit einer phasenverriegelten Schaltung (PLL) gebildet.
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Da indessen PLLs teuer sind, steigen entsprechend die Kosten für einen Empfänger mit der
Implementierung der Lokaloszillatoren 31 und 41 mit den PLLs.
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Selbst wenn Lokaloszillatoren 31 und 41 mit den PLLs gebildet werden, können die Fehler
und/oder Schwahkungen der lokal erzeugten Frequenzen f31 und f41 nicht vollständig
beseitigt werden. Auch wenn sie für einzelne Frequenzen vernachlässigbar sein sollten,
sind diese Fehler und/oder Schwahkungen wie in Gleichung (5) gezeigt in einem Ausmaß
vorhanden, daß die sich ergebenden Fehler und/oder Schwahkungen nicht ignoriert werden
können. Daher müssen zwei PLLs so angeordnet werden, daß bestehende Fehler und/oder
Schwankungen in den lokal erzeugten Frequenzen f31 und f41 in der Gleichung (5)
ausgelöscht werden, was ebenfalls erhöhte Kosten für den Empfänger bedeutet.
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Die vorliegende Erfindung hat zur Aufgabe, die oben genannten Probleme zu lösen.
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Wenn die lokal erzeugte Frequenz 131 des Lokaloszillators 31 gleich der ersten
Zwischenfrequenz f13 gewählt wird, wird das sich ergebende lokal erzeugte Signal S31 durch den
Mischer 13 und den Zwischenfrequenzverstärker 14 zu dem Mischer 15 gegeben.
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Da das lokal erzeugte Signal S41 in dem Mischer 15 vorliegt, wird das lokal erzeugte
Signal S31, das zu dem Mischer 15 gegeben wird, durch das lokal erzeugte Signal S41 auf
das Zwischenfrequenzsignal S15 heruntergemischt, das die Frequenz f15 = f31 - f41 =
f13 - f41 aufweist. Das sich ergebende Signal SiS wird durch den
Zwischenfrequenzverstärker 16 zu dem Mischer 21 gegeben.
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In dem Mischer wird das Signal S15, das zugeführt wird, durch das BFO-Signal S22
(Frequenz f22) durch Überlagerung heruntergemischt, so daß ein Signal S21 mit einer
Frequenz f21 = f15 - 122 = f13 - f41 - f22 von dem Mischer 21 ausgegeben wird. Wenn
beispielsweise die Frequenz f41 des lokal erzeugten Signals f41 = (55, 39 MHz + 0,5
KHz) ist, dann ist f21 = 55,845 MHz - (55,39 MHz + 0,5 kHz) - 453 kHz = 1,5 kHz,
wenn f41 = 55,39 MHz ist, dann ist 121 = 55,846 MHz - 55,39 MHz - 453 kHz = 2
kHz, und wenn f41 = (55,39 MHz -0,4 kHz) ist, dann ist 121 = 55,845 MHz - (55,39
MHz -0,4 kHz) - 453 kHz = 2,4 kHz Das heißt, wenn ein Wert n eine ganze Zahl
zwischen -5 und +4 einschließlich ist, und f41 = (55,39 MHz - n x 0,1 kHz) ist, dann ist
121 = 55,845 MHz - (55,39 MHz - n x 0,1 kHz) - 453 kHz = (2 + n x 0,1) kHz
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Wenn daher zu dem Zeitpunkt der Frequenzkalibrierung:
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1) der Lokaloszillator 31 durch eine PLL gebildet ist,
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2) die Frequenz f31, die durch den Lokaloszillator 31 erzeugt wird, gleich er ersten
Zwischenfrequenz f13 gemacht wird,
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3) der Lokaloszillator 41 durch einen Oszillator mit variabler Frequenz gebildet ist,
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4) eine Steuerspannung Vn des Lokaloszillators 41, wenn die Frequenz 121 des Signals
S21 geprüft und als (2 + n x 0,1) kHz befunden wird, in einem Speicher gespeichert
ist, und
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5) die Steuerspannung Vn, die in dem Speicher in Schritt 4 gespeichert. wurde, zu dem
Lokaloszillator 41 zum Zeitpunkt des Empfangs gegeben wird, dann wird die Frequenz
f41 durch den Lokaloszillator 41 kalibriert, wodurch ein Empfang ohne
Frequenzstörungen und/oder Schwankungen ausgeführt werden kann.
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Die EP-A-0 124 332 offenbart einen Superhet-Empfänger mit zwei Mischern, einem ersten
Lokaloszillator, der mittels einer PLL-Schaltung ausgeführt ist und einem zweiten
Lokaloszillator,
der nicht durch eine PLL-Schaltung ausgeführt ist. Eine Frequenzkalibrierung
ist notwendig, da ein Offset einer DC-Spannung durch die Abweichung eines FM-Signals
erzeugt wird.
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Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Kalibrierverfahren für einen
Superhet-Empfänger zu schaffen, das die oben genannte Technik verwendet, um eine
Frequenz f41, die durch einen zweiten Lokaloszillator 41 erzeugt wird, ohne Verwendung
eines teuren PLL für den zweiten Lokaloszillator 41 zu kalibrieren.
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Die genannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruches 1 gelöst.
Bei der Ausführung der Erfindung gemäß einem der Aspekte ist ein Superhet-Empfänger
vorgesehen, der in einem ersten Mischer 13 ein Empfangssignal auf eine erste
Zwischenfrequenz des Signales S13 durch ein erstes lokal erzeugtes Signal S31 von einem
ersten Lokaloszillator heruntermischt, in einem zweiten Mischer 15 das sich ergebende
erste Zwischenfrequenzsignal S13 auf ein zweites Zwischenfrequenzsignal S15 durch ein
zweites lokal erzeugtes Signal S41 von einem zweiten Lokaloszillator 41 heruntermischt
und das sich ergebende zweite Zwischenfrequenzsignal S15 zu einem Demodulator 17 zur
Demodulation eines ursprünglichen Audiosignals gibt. Der Empfänger weist einen
Oszillator mit variabler Frequenz bestehend aus einer PLL 30 zur Implementierung des
ersten lokalen Oszillators 31 und einem weiteren Oszillator mit variabler Frequenz zur
Implementierung des zweiten lokalen Oszillators 41 auf, wobei wenigstens eine Frequenz
f31 des ersten lokal erzeugten Signals S31 beim Empfang zur Abstimmung der
Empfangsfrequenz f11 verändert wird, die Frequenz f31 des ersten lokal erzeugten Signals
S31 bei der Frequenzkalibrierung auf einem Pegel gleich einer ersten Frequenz f13 des
ersten Zwischenfrequenzsignals gesetzt wird, das zweite Zwischenfrequenzsignal S15
durch ein BFO-Signal S22 auf ein Signal S21 mit einer Frequenz 121 eines Audiobands
heruntergemischt wird und die Frequenz f41 des zweiten lokal erzeugten Signals S41 so
kalibriert wird, daß die Frequenz f41 des frequenzumgesetzten (heruntergemischten)
Signals S21 auf einen spezifizierten Pegel gesetzt wird.
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Dieser Aufbau kalibriert die Frequenz f41, die durch den zweiten Lokaloszillator 41
erzeugt wird, wobei das erste lokal erzeugte Signal S31 als Frequenz-Referenzsignal
verwendet wird. Daher muß der zweite Lokaloszillator 41 nicht aus einer PLL bestehen,
wobei die Empfangsfrequenz weiterhin korrekt erhalten werden kann.
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Es folgt eine kurze Beschreibung der Figuren.
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Fig. 1 ist eine systematische Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der
vorliegenden Erfindung,
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Fig. 2 ist ein Flußdiagramm eines Beispiels eines Kalibrierungsablaufs, und
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Fig. 3 ist eine schematische Darstellung des Signalverlaufs, der bei einer Frequenzmessung
erhalten wird.
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In Fig. 1 ist ein erster Lokaloszillator 31 ein VCO einer PLL 30, d.h. der VCO 31 ist als
Lokaloszillator 31 vorgesehen, wobei ein von ihm erzeugtes Signal zu einem ersten
Mischer 13 als erstes lokal erzeugtes Signal S31 gegeben wird. Das Signal 31 wird dann
zu einem varuerbaren Teiler 32 gegeben, um durch N geteilt zu werden. Das geteilte
Signal wird zu einem Phasenkomparator 33 gegeben. Gleichzeitig wird eine
Referenzfrequenz, beispielsweise ein Signal S34 mit einer Frequenz von 1 kHz von einem
Referenzoszillator 34 abgenommen und zu dem Phasenkomparator 33 gegeben. Das
Ergebnis des Vergleichs zwischen den beiden Signalen wird durch ein Tiefpaßfilter 35 zu
dem VCO 31 als Steuerspannung gegeben.
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In einem geregelten Zustand ist das geteilte Signal von dem Teiler 32 gleich dem
erzeugten Signal S34 hinsichtlich der Frequenz, so daß eine Frequenz f31 des erzeugten
Signals S31 folgenden Wert hat:
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f31 = N x 1 [kHz]
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Es ist anzumerken, daß somit die Gleichung (5) realisiert wurde.
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Durch Veränderung des Teilerverhältnisses N zwischen 55995 und 85845 einschließlich in
Schritten von 1 wird die lokal erzeugte Frequenz f31 in dem Bereich wie er durch
Gleichung (2) festgelegt ist, in Schritten von 1 kHz verändert, was wiederum eine
Empfangsfrequenz f11 in Schritten von 1 kHz verändert. Wenn N = 55845 ist, kann die
erzeugte Frequenz f11 einer ersten Zwischenfrequenz f13 gleich gemacht werden.
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Ein zweiter Lokaloszillator 41 besteht aus einem VCXO. In diesem Fall ist der VCXO 41
ein Frequenzoszillator mit variabler Frequenz, der einen Kristalloszillator und eine Diode
mit variabler Kapazität aufweist. Eine Ausgangsspannung f42 eines D/A-Umsetzers 42
wird zu der Diode mit variabler Kapaztität als Steuerspannung gegeben. Ein durch den
VCXO 41 erzeugtes Signal wird zu einem zweiten Mischer 15 als zweites lokal erzeugtes
Signal S41 gegeben. In diesem Beispiel sei der Einfachheit halber angenommen, daß eine
erzeugte Frequenz f41 des VCXO 41 proportional zu dem Pegel der Ausgangsspannung
f42 ist.
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Daher wird durch Eingabe spezifizierter Steuerdaten D42 in den D/A-Umsetzer 42 die
Frequenz f41 des Signals S41, die durch den VCXO 41 erzeugt wird, gemäß den Daten
D42 verändert, wodurch durch die Daten D42 die erzeugte Frequenz f4 1 innerhalb des
durch die Gleichung (4) festgelegten Bereichs in Schritten von 100 Hz und die
Empfangsfrequenz f11 in Schritten von 100 Hz verändert werden kann.
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Das Bezugszeichen 50 bezeichnet einen Mikrocomputer zur Systemsteuerung, das
Bezugszeichen 51 bezeichnet eine CPU des Mikrocomputers, das Bezugszeichen 52 bezeichnet
eine ROM zur Speicherung von Programmen, das Bezugszeichen 53 bezeichnet einen
RAM für den Arbeitsbereich, das Bezugszeichen 54 bezeichnet einen Eingang und das
Bezugszeichen 55 bezeichnet einen Ausgang. Der Mikrocomputer so ist mit einem
numerischen Tastenfeld 61 zur direkten Eingabe eines Wertes der Empfangsfrequenz f11
und einer Betriebstastenanordnung 62 zur Festlegung verschiedener Vorgänge verbunden.
Es ist anzumerken, daß der Mikrocomputer 50 durch einen muPD-75328, hergestellt von
der NEC Corporation, implementiert werden kann.
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Wenn auf einen Sender abgestimmt wird, wird das Teilerverhältnis N von dem Ausgang
55 des Mikrocomputers 50 zur Einstellung des Teilers 32 ausgegeben, während die Daten
D42 zu dem D/A-Umsetzer 42 gegeben werden. Ein Steuersignal von dem Mikrocomputer
50 steuert eine Umschalt-Schaltung 8 zum Umschalten zwischen AM-Empfang und SSB-
Empfang an.
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Durch Bedienung der Tasten 61 oder 62 kann der Mikrocomputer 50 die
Empfangsfrequenz f11 in Schritten von 100 Hz auswählen.
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Ein in Fig. 2 beispielsweise gezeigter Kalibrationsablauf 100 wird in dem ROM 62
gespeichert. Ein Ausgangssignal S21 eines Mischers 21 wird zu einem Begrenzerverstärker
63 gegeben, um von einem sinusförmigen Signal in ein äquivalentes rechteckförmiges
Signal S63 umgeformt zu werden, das zu dem Eingang 54 gegeben wird.
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Dann wird der Ablauf 100 durch die CPU 51 zur Kalibrierung der zweiten lokal erzeugten
Frequenz f41 ausgeführt, so daß die Gleichung (4) ausgeführt wird.
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Das bedeutet, das Einschalten des Empfängers oder die Bedienung einer Taste in dem
Tastenfeld 62 während des Empfangs läßt die CPU 51 den Ablauf 100 startend mit Schritt
101 ausführen. In Schritt 102 wird ein Teilerverhältnis von 55845 von dem Ausgang 55 zu
dem Teiler 32 als das Teilerverhältuis N für die Kalibrierung eingestellt. Das Signal 531,
das durch den VCO 31 erzeugt wird, nimmt die Frequenz f31 = f13 (= 55,845 MHz)
ein.
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Die Verarbeitung durch die CPU 51 geht weiter zu Schritt 103, bei dem die Daten D42 =
von dem Ausgang 55 zu dem D/A-Umsetzer 42 gegeben werden. In diesem Fall kann
sich die Frequenz f41, die durch den VCXO 41 erzeugt wird, nur zwischen -0,4 kHz und
+0,5 kHz um die Frequenz von 55,39 MHz herum wie in der Gleichung (4) gezeigt
verändern, wenn indessen der VCXO 41 eine Frequenzschwahkung aufweist, kann eine
Veränderung zwischen -0,4 kHz und +0,5 kHz nicht ausreichend sein, um die erzeugte
Frequenz f41, die durch die Gleichung (4) festgelegt wird, zu schaffen.
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Zur Lösung dieses Problems wird bei dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung die erzeugte Frequenz f41 durch ±1kHz verändert, um einen sich ergebenden
Frequenzbereich zu verwenden, der die Gleichung (4) erfüllt. In Schritt 103 werden die
Daten D42 = 0 zu dem D/A-Umsetzer 42 als Daten entsprechend der niedrigsten
Frequenz (55,39 MHz - 1 kHz) in dem Bereich gegeben. Daher wird in Schritt 103 die
Frequenz f41, die durch den VCXO 41 erzeugt wird, als die Frequenz (55,39 MHz - 1
kHz) betrachtet, wenn der VCXO 41 keine Frequenzschwankung aufweist.
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Dann geht die Verarbeitung durch die CPU 51 zu Schritt 111, wo eine Frequenz des
rechteckförmigen Signals S63 gemessen wird. Diese Messung entspricht dem unter 4) bei
der Beschreibung des Standes der Technik gezeigten Prüfvorgangs und wird durch Zählen
der Anzahl an Takt-Impulsen des Mikrocomputers 50 in einer Halbzyklusperiode τ des
Signals S63 wie in Fig. 3 gezeigt implementiert. Somit wird die Frequenz des Signals S63,
d.h. die Frequenz f21 des Signals S21 gemessen.
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Als nächstes geht die Verarbeitung durch die CPU 51 zum Schritt 112, wo die in Schritt
111 gemessene Frequenz geprüft wird um zu sehen, ob sie als die Frequenz 121 wie unter
4) bei der Beschreibung des Standes der Technik gezeigt verwendet werden kann.
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Wenn nämlich der DIA-Umsetzer 42 beispielsweise 8 Bit aufweist, decken diese 8 Bit die
Variationsbreite der Frequenz f41 von ± 1 kHz ab, so daß die Auflösungprobit2 kHz /
256 Schritte, d.h. ungefähr 8 Hz, beträgt. Dies bedeutet, daß jedesmal, wenn sich das LSB
(geringstwertige Bit) der Daten D42 ändert, die Frequenz f41 sich um ungefähr 8 Hz
ändert. Daher wird in Schritt 112 die in Schritt 111 gemessene Frequenz geprüft, um zu
sehen, ob es eine Frequenz ist, die innerhalb eines 4-Hz-Bereichs der Frequenz f21 gleich
der Hälfte der 8-Hz-Auflösung fällt.
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Wenn die Prüfung ergibt, daß die in Schritt 111 gemessene Frequenz einen Wert aufweist,
der als die Frequenz f21 wie unter 4) bei der Beschreibung des Standes der Technik
gezeigt verwendet werden kann, geht die Verarbeitung durch die CPU 51 von dem Schritt
112 zu dem Schritt 113, bei dem die Werte der Daten D42, die zu dem D/A-Umsetzer 42
gegeben werden, in einer Frequenztabelle FTBL in dem RAM 53 registriert werden.
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Dann geht die Verarbeitung durch die CPU 51 zu Schritt 114, in dem die Frequenztabelle
FTBL hinsichtlich der Einträge sämtlicher Daten D42 (entsprechend n = -5 bis +4)
geprüft wird, die zur Erfüllung der Gleichung (4) notwendig sind. Wenn kein Eintrag
gefunden wird, geht die Verarbeitung von Schritt 114 zu Schritt 115, in dem die Daten
D42 geprüft werden um zu sehen, ob sie einen Höchstwert erreicht haben. Wenn der
Höchstwert nicht erreicht wurde, geht die Verarbeitung von Schritt 115 zu Schritt 116, in
dem die Daten D42 um ein LSB inkrementiert werden. Dann geht die Verarbeitung zu
Schritt 111 zurück. Es ist anzumerken, daß, wenn die Frequenz, die in Schritt 111
gemessen wurde, in Schritt 112 nicht als die Frequenz f21 wie unter Punkt 4) bei der
Beschreibung des Standes der Technik beschrieben verwendet werden kann, die
Verarbeitung von Schritt 112 zu Schritt 115 geht.
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Dementsprechend wird durch Wiederholen einer Schleife von Schritt 111 bis 116
sequentiell in der Frequenztabelle FTBL sämtliche Daten D42 registriert, die zur
Schaffung der Gleichung (4) notwendig sind, oder die Daten D42, die n = -5 bis +4
entsprechen.
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Wenn sämtliche Daten D42 registriert wurden, geht die Verarbeitung durch die CPU 51
vorn Schritt 114 zu Schritt 121, wo dieser Ablauf 100 normalerweise beendet wird. Zum
Zeitpunkt des Empfangs werden die Daten D42 aus der Frequenztabelle FTBL gemäß
einem Abstimmvorgang ausgelesen, um zu dem D/A-Umsetzer 42 gegeben zu werden.
Daher ändert sich die lokal erzeugte Frequenz f41 innerhalb des Bereichs, wie er in
Gleichung (4) dargelegt ist, in Schritten von 100 Hz. Und, da die Frequenz f41 durch den
Ablauf 100 kalibriert wurde, kann ein abgestimmter Sender mit der korrekt kalibrierten
Frequenz empfangen werden.
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Es ist anzumerken, daß, wenn die Daten D42 den höchsten Wert in Schritt 115 erreicht
haben, die Verarbeitung von Schritt 115 zu Schritt 122 geht, wo sie anormal beendet wird,
wenn sämtliche Daten D42 entsprechend n = -5 bis +4 noch nicht in der Frequenztabelle
FTBL registriert wurden, da die Daten D42 nicht den Höchstwert überschreiten können.
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Somit wird durch Einschalten der Spannungsversorgung des Empfängers oder Bedienung
einer Taste in dem Tastenfeld 62 während des Empfangs die Ausführung des Ablaufs 100
durch die CPU 51 gestartet, um die zweite lokal erzeugte Frequenz f41 zu kalibrieren.
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Der obige Aufbau zeigt die Situation, daß die Empfangsfrequenz durch Veränderung der
zweiten lokal erzeugten Frequenz f41 variiert wird. Wenn die zweite lokal erzeugte
Frequenz f41 festgehalten wird, wenn die Genauigkeit oder Stabilität der Frequenzen nicht
vollständig garantiert werden kann, kann die Frequenz auch in der gleichen Weise wie bei
dem oben beschriebenen Aufbau kalibriert werden. Es ist anzumerken, daß, auch wenn der
obige Aufbau einen Doppelsuperhet-Empfang verwendet, die vorliegende Erfindung auch
auf Dreifach- oder höherwertige Superhet-Empfangsverfahren genauso gut anwendbar ist.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Empfänger auf Grundlage eines
Doppelsuperhet-Empfangs wie oben beschrieben so aufgebaut, daß die zweite lokal erzeugte
Frequenz f41 kalibriert wird, um sicher einen Sender mit einer gewünschten Frequenz zu
empfangen. Der erfindungsgemäße Empfänger benötigt nicht die Verwendung einer teuren
PLL für den zweiten Lokaloszillator 41, wodurch die Herstellungskosten verringert
werden.
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Wenn ein Oszillator zur Erzeugung einer Referenzfrequenz zur Kalibrierung separat
vorgesehen wird, spiegeln sich die Fehler und/oder Schwahkungen in der durch den
Oszillator erzeugten Frequenz direkt in den Fehlern und/oder Schwankungen in der
zweiten lokal erzeugten Frequenz f41 bei ihrer Kalibrierung wieder. Daher muß der
Oszillator die Frequenz erzeugen, die korrekt und stabil genug zum guten Empfang ist,
wodurch die Herstellungskosten steigen.
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Indessen wird gemäß der vorliegenden Erfindung die erste lokal erzeugte Frequenz 131,
die von Anfang an hochgenau und stabil ist, zum Zeitpunkt der Kalibrierung auf einem
Pegel gleich dem der ersten Zwischenfrequenz f13 gesetzt, die als das Signal mit der
Kalibrierungsfrequenz verwendet wird, wodurch die Notwendigkeit zum separaten
Vorsehen eines teueren Referenz-Frequenzoszillators nicht mehr besteht.
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Zusätzlich wird gemäß der vorliegenden Erfindung das zweite Zwischenfrequenzsignal S15
durch das BOF-Signal S22 in dem Mischer 21 für SSB-Empfang durch Schwebung
heruntergernischt, um die Frequenz des heruntergemischten Signals S21 zum Zeitpunkt der
Kalibrierung zu prüfen, wodurch der Mikrocomputer 50 über die Systemsteuerung leicht
den Prüfvorgang ausführen kann. Dies trägt auch zur Beseitigung der Notwendigkeit des
separaten Vorsehens einer speziellen Schaltung bei.
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Dementsprechend, wie gut aus Fig. 1 ersichtlich ist, wird gemäß der vorliegenden
Erfindung nur der Begrenzerverstärker 63 zu einer grundlegenden Schaltung hinzugefügt,
die für einen Superhet-Empfang benötigt wird, um die zweite lokal erzeugte Frequenz f41
zu kalibrieren, wodurch insgesamt die Herstellungskosten sinken.