DE3889779T2

DE3889779T2 - Zündsystem für eine Brennkraftmaschine.

Info

Publication number: DE3889779T2
Application number: DE3889779T
Authority: DE
Inventors: Satoru Kawamoto; Seiji Morino; Toshio Nariki; Toshio Sugimoto; Yoshihiro Yoshitani
Original assignee: NipponDenso Co Ltd
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1987-07-03
Filing date: 1988-06-30
Publication date: 1994-10-06
Anticipated expiration: 2008-07-01
Also published as: JPH01232165A; DE3889779D1; EP0297584B1; JP2591078B2; EP0297584A3; US4892080A; AU597501B2; KR930007999B1; KR890002536A; AU1851388A; EP0297584A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Hochenergie-Zündsystem bzw. eine Hochenergie-Zündanlage mit Kondensatorentladung für eine Brennkraftmaschine, bei der die Dauer der Zündfunkenentladung verlängert ist.
Zur Verhinderung eines Nachglühens oder Glimmens von Zündkerzen und zur Verbesserung deren Zündleistung sind ein schneller Anstieg des Zündfunkenentladestroms und eine lange Entladezeit erforderlich. Verschiedene Kombinationen von Zündschaltungen mit Kondensatorentladung und Stromunterbrechung sind zur Erfüllung dieser beiden Erfordernisse bereits vorgeschlagen worden (siehe U.S.-Patent Nr. 3.280.809).
Darüberhinaus ist aus der GB-A 1.117.181 eine Zündanlage für fremdgezündete Brennkraftmaschinen bekannt, die aus einer Kombination aus einem Paar Klemmen zum Anschluß an eine Gleichstromquelle in Form einer Fahrzeugbatterie, einer Induktivität, einer Diode, einem Kondensator, einer Kondensatorladeeinrichtung, einer Zündspule zur Erzeugung eines Zündfunkens und Halbleiter-Schalteinrichtungen zum Schalten gemäß einer besonderen Zeitsteuerung des Lade- und Entladeprozesses des Kondensators zur Bereitsteliung der erforderlichen Zündfunkenenergie besteht. Hierbei wird die Zündspule zum Steuern der Entladung des Kondensators über ihre Primär- und Sekundärwicklung verwendet, und der erforderliche Zündfunke wird infolge der Entladung des Kondensators über einen Gleichrichter erzeugt. Die Halbleiter-Schalteinrichtungen werden bei einem vorgegebenen Wert des Stroms aktiviert, der durch den Entladestrom in der Primärwicklung der Zündspule bestimmt wird. Daraufhin wird der Gleichrichter durch den ansteigenden Strom gesteuert, der in der Sekundärwicklung der Induktivität induziert wird, und, sobald der Gleichrichter eingeschaltet wird, wird der Kondensator über den Gleichrichter und die Primärwicklung eines Zündtransformators entladen und ein Impuls wird in der Primärwicklung des Zündtransformators zur Erzeugung des erforderlichen Zündfunkens durch Anlegen des Hochspannungsimpulses an die entsprechende Zündkerze induziert.
Außerdem offenbart die US-A 3.372.684 ein System für Fremdzündung, bei dem abhängig von dem geschlossenen Zustand einer Schalteinrichtung Energie in einer Induktivität gespeichert wird. Ist die Schalteinrichtung geöffnet, wird die Energie von der Induktivität auf einen Kondensator übertragen, und dann wird ein gesteuerter Gleichrichter zur Entladung des Kondensators über den gesteuerten Gleichrichter eingeschaltet, wobei diese Entladung einen Zündfunken erzeugt. Der Zündfunke wird erzeugt, während die Schalteinrichtung noch geöffnet ist, und wenn die Schalteinrichtung wieder geschlossen wird, wird der gesteuerte Gleichrichter in Sperrichtung vorgespannt und ausgeschaltet.
Herkömmliche Zündanlagen dieser Art benötigen jedoch bei Hochspannungs-Kondensatorzündung einen besonderen eigenen Gleichstromwandler zum Aufladen eines Kondensators auf eine hohe Spannung bzw. eine größere Zündspule zur Speicherung magnetischer Energie zur Unterbrechung des Stroms im Falle einer Zündanlage mit Spulenzündung, wodurch der allgemeine Aufbau des Systems kompliziert und sperrig wird. Im Falle einer vollelektronischen Zündanlage mit einer Vielzahl von den jeweiligen Zylindern entsprechenden Zündspulen wird dieses Problem besonders kritisch.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Beseitigung des Bedarfs eines solchen besonderen Gleichstromwandlers und die Schaffung einer Zündanlage mit Kondensatorentladung, die einfach im Aufbau ist sowie vergleichsweise kleine Abmessungen und einen schnellen Anstieg des Funkenentladestroms mit einer verlängerten Entladezeit aufweist.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Hochenergie-Zündanlage mit
einer Gleichstromquelle,
einem Kondensator zum Speichern einer ersten Zündenergie, die von diesem entladen wird,
einer Kondensator-Ladeeinrichtung zum periodischen Aufladen des Kondensators mit einem von der Gleichstromquelle erzeugten Strom und
einer Zündspule zum Erzeugen einer hohen Zündspannung an ihrer Sekundärwicklung und zum Erzeugen einer Zündfunkenentladung, wenn die erste Zündenergie ihrer Primärwicklung zugeführt wird,
wobei die Hochenergie-Zündanlage dadurch gekennzeichnet ist, daß
eine erste geschlossene Reihenschaltstufe vorgesehen ist, die eine Reihenschaltung aus der Gleichstromquelle, einer mit der Gleichstromquelle gekoppelten Energiespeicherspule und einer mit der Energiespeicherspule gekoppelten ersten Schalteinrichtung aufweist,
eine zweite geschlossene Reihenschaltstufe vorgesehen ist, die eine Reihenschaltung aus der Gleichstromguelle, der Energiespeicherspule, einer mit der Energiespeicherspule gekoppelten ersten Diode, der mit der ersten Diode gekoppelten Primärwicklung der Zündspule und einer mit der Primärwicklung gekoppelten zweiten Schalteinrichtung aufweist,
wobei der Kondensator mit Masse und über die Diode mit der Energiespeicherspule verbunden ist und
eine Steuereinrichtung der Schalteinrichtung vorgesehen ist zum
Ausschalten der ersten Schalteinrichtung und der zweiten Schalteinrichtung zum Speichern der ersten Zündenergie aus der Gleichstromquelle in dem Kondensator,
Einschalten der ersten Schalteinrichtung, während die zweite Schalteinrichtung geschlossen gehalten wird, zum Speichern einer zweiten Zündenergie aus der Gleichstromquelle in der Energiespeicherspule und
sodann zu einem Zündzeitpunkt erfolgendem Einschalten der zweiten Schalteinrichtung und im wesentlichen zur gleichen Zeit erfolgendem Ausschalten der ersten Schalteinrichtung, derart, daß der Primärwicklung der Zündspule sowohl die in der Energiespeicherspule gespeicherte zweite Zündenergie als auch die in dem Kondensator geladene erste Zündenergie zugeführt werden.
Wenn somit die erste und die zweite Schalteinrichtung ausgeschaltet werden, wird der Kondensator mit der vorher in der Energiespeicherspule gespeicherten Energie aufgeladen, woraufhin das Einschalten der ersten Schalteinrichtung zum Speichern von Energie aus der Gleichstromquelle in der Energiespeicherspule erfolgt.
Wenn die zweite Schalteinrichtung ausgeschaltet wird, wird der Kondensator über die Primärwicklung der Zündspule und die zweite Diode mit der in der Energiespeicherspule gespeicherten Energie aufgeladen, woraufhin das Einschalten der ersten Schalteinrichtung zum Speichern von Energie aus der Gleichstromquelle in der Energiespeicherspule erfolgt. Zu einem anschließenden Zündzeitpunkt wird die zweite Schalteinrichtung zu im wesentlichen derselben Zeit wie dem Ausschalten der ersten Schalteinrichtung eingeschaltet, so daß der Primärwicklung der Zündspule die in der Energiespeicherspule gespeicherte Energie und die in dem Kondensator geladene Energie über die erste Diode oder eine dritte Diode zugeführt werden.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 ist ein Schaltbild, das eine elektrische Schaltstufe des Systems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt.
Fig. 2 zeigt an verschiedenen Stellen erzeugte Signalverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise des Systems gemäß Fig. 1.
Fig. 3, 4 und 6 sind Schaltbilder, die elektrische Schaltstufen der wesentlichen Teile jeweils eines zweiten bis vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung zeigen.
Fig. 5 zeigt an verschiedenen Stellen erzeugte Signalverläufe zur Erlauterung der Wirkungsweise des Systems gemäß Fig. 4.
Fig. 7 und 11 sind Schaltbilder, die jeweils elektrische Schaltstufen gemäß einem fünften und einem siebten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigen.
Fig. 8 bis 10 zeigen an verschiedenen Stellen erzeugte Signalverläufe zur Erläuterung des Systems gemäß Fig. 7.
Fig. 12 zeigt an verschiedenen Stellen erzeugte Signalverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise des Systems gemäß Fig. 11.
Fig. 13 ist ein Schaltbild, das eine elektrische Schaltstufe gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt.
Fig. 14 zeigt an verschiedenen Stellen des Systems gemäß Fig. 13 erzeugte Signalverläufe.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert. Der Minuspol einer Batterie 1, die eine Gleichstromquelle bildet, liegt an Masse, während ihr Pluspol über einen Zündschalter 2 mit einein Anschluß einer Energiespeicherspule 3 verbunden ist. Der andere Anschluß der Spule 3 ist mit dein Kollektor eines Leistungstransistors 6 in Reihe geschaltet, der eine erste Schalteinrichtung bildet. Der Emitter des Leistungstransistors 6 ist mit einem Stromerfassungs-Widerstand 7 verbunden. Ein Zündsignal IGt aus einer hinreichend bekannten elektronischen Steuereinheit (ECU) 5 wird an eine hinreichend bekannte Schließwinkel-/Konstantstrom-Steuerschaltstufe 4 gelegt, die durch Rückführung die Stromflußzeit (den Schließwinkel) und den Wert eines Stroms i&sub0;&sub1; gemäß der Erfassung durch den Stromerfassungs-Widerstand 7 steuert. Der Ausgang der Schließwinkel-/Konstantstrom-Steuerschaltstufe 4 ist mit der Basis des Leistungstransistors 6 verbunden. Eine Energiespeicher-Schaltstufe 100, die durch die Bezugszeichen 3, 4, 6 und 7 gekennzeichnete Bauteile umfaßt, weist eine Energiespeicherspule 3 ohne die Sekundärwicklung einer Zündspule einer einfachen Zündanlage mit Spulenzündung auf, während die anderen Bauteile dieselben wie in den herkömmlichen Anordnungen bleiben. Das Ausgangssignal der Energiespeicher- Schaltstufe 100 wird am Kollektor des Leistungstransistors 6 abgegriffen und über eine erste Diode 9 in Durchlaßrichtung an einen Anschluß der Primärwicklung 10a der Zündspule 10 angelegt. Der andere Anschluß der Primärwicklung 10a der Zündspule 10 ist mit dem Kollektor eines Leistungstransistors 11 verbunden, der eine zweite Schalteinrichtung bildet, wobei der Emitter des Leistungstransistors 11 an Masse liegt. Der Kollektor des Leistungstransistors 11 ist über eine zweite Diode 12 in ihrer Durchlaßrichtung angeschlossen, wobei die Kathode der Diode 12 sowohl mit einem Anschluß des Kondensators 13 als auch mit der Anode einer Diode 14 verbunden ist. Der andere Anschluß des Kondensators 13 liegt an Masse, während die Kathode der dritten Diode 14 mit der Kathode der ersten Diode 9 verbunden ist, d.h. dem Anschluß der Primärwicklung 10a der Zündspule 10. Ein Anschluß der Sekundärwicklung 10b der Zündspule 10 liegt an Masse, während der andere Anschluß der Sekundärwicklung 10b mit der Zündkerze 15 verbunden ist.
Das Zündsignal IGt aus der ECU 5 wird ebenfalls an eine monostabile Schaltstufe 8 zur Erzeugung eines Ausgangssignals V&sub8; eines hohen Pegels und einer vorgegebenen Dauer τ (ungefähr 2 ms) nach dem Absinken des Zündsignals IGt von hohen auf niedrigen Pegel angelegt, während der Ausgang der monostabilen Schaltstufe 8 mit der Basis des Leistungstransistors 11 verbunden ist. Eine kompakte Spule mit einem geschlossenen magnetischen Kreis ohne Luftspalt in dem geschlossenen magnetischen Kreis kann beliebig als Zündspule 10 verwendet werden.
In Fig. 2 sind an verschiedenen Stellen des Systems gemäß Fig. 1 erzeugte Signalverläufe dargestellt.
Nachstehend wird die Arbeitsweise des Systems mit der vorstehend erwähnten Anordnung beschrieben. Die Energiespeicher- Schaltstufe 100, die in genau der gleichen Weise wie eine einfache Zündanlage mit Spulenzündung arbeitet, wird nicht ausführlich beschrieben. Gemäß dem Zündsignal IGt aus der ECU 5 wird der Leistungstransistor 6 eingeschaltet und beginnt zu leiten, worauf ein Strom i&sub0;&sub1; in der Energiespeicherspule 3 zur Speicherung von Energie in der Spule 3 zu fließen beginnt. Wenn dieser Strom i&sub0;&sub1; einen vorgegebenen Wert erreicht, betreibt die Schließwinkel-/Konstantstrom-Steuerschaltstufe 4 den Leistungstransistor 6 in einem ungesättigten Bereich, wodurch dieser Strom iτ auf einen vorgegebenen Wert begrenzt wird. Anschließend wird zu einem Zeitpunkt t&sub0;, der einen Zündzeitpunkt definiert, das Zündsignal IGt auf niedrigen Pegel verringert, wodurch der Leistungstransistor 6 plötzlich ausgeschaltet wird. Gleichzeitig wird, falls der Leistungstransistor 11 durch das Ausgangssignal V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8 für eine vorgegebene Zeitdauer τ eingeschaltet wird, die Zündspule 10 mit der in der Energiespeicherspule 3 gespeicherten Energie versorgt, die daraufhin zum Beginn der Zündfunkenentladung der Zündspule 15 zum Zeitpunkt t&sub0; aktiviert wird. Der Wert des Stroms der Energiespeicherspule 3 wird durch die Entladung verringert, und der Entladestrom der Zündspule 15 endet zum Zeitpunkt t&sub1;, wenn der abnehmende Wert des Stroms der Spule 3 mit dem Wert des Stroms übereinstimmt, der zur vollständigen Speicherung der magnetischen Energie in der Zündspule erforderlich ist. Wird der Transistor 11 weiter in eingeschaltetem Zustand gehalten, fließt ein Strom von der Batterie bzw. Gleichstromquelle 1 zur Speicherung magnetischer Energie in der Energiespeicherspule 3 und der Primärwicklung 10a der Zündspule 10. Zu einem folgenden Zeitpunkt t&sub2; wird, wenn sich die Ausgangsspannung V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8 auf niedrigem Pegel befindet, der Leistungstransistor 11 ausgeschaltet, so daß der Kondensator 13 wie durch VC0 in Fig. 2 dargestellt durch die in der Energiespeicherspule 3 gespeicherte magnetische Energie über die zweite Diode 12 und die Primärwicklung 10a der Zündspule 10 aufgeladen wird. Mit dem Ausschalten des Transistors 11 kehrt der Primärstrom der Zündspule 10 zurück und wird durch die Dioden 12 und 14 begrenzt. Daher wird, sogar wenn der Transistor 11 außerhalb einer normalen Zündzeitperiode ausgeschaltet wird, keine nutzlose Hochspannung an der Sekundärwicklung der Zündspule 10 erzeugt.
Durch Anlegen des Zündsignals IGt aus der ECU 5 schaltet sich der Leistungstransistor 6 ein, und der Strom i&sub0;&sub1; fließt wiederum durch die Energiespeicherspule 3, damit darin magnetische Energie gespeichert wird. Mit dem Erreichen eines Zündzeitpunkts, zu dem der Strom der Energiespeicherspule 3 einen vorgegebenen Wert erreicht, wird der Leistungstransistor 6 plötzlich ausgeschaltet. Wird der Leistungstransistor 11 zugleich eingeschaltet, fließt der Strom i&sub1; durch die Primärwicklung 10a, was zu einer Vereinigung der Energie des Kondensators 13 und der der Energiespeicherspule 3 sowie der Primärwicklung 10a der Zündspule 10 führt, wodurch ein zweites Entladungs-Signal i&sub2; mit einem schnellem Anstieg und einer vergleichsweise langen Entladeperiode erzeugt wird. Derselbe Prozeß wird anschließend wiederholt.
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung, das auf eine Zylinder-Zylinder-Zündanlage eines Vierzylinder- Motors angewandt wird. Die Zündanlage umfaßt eine Vielzahl von Zündspulen 10, Leistungstransistoren 11 und zweiten Dioden 12, die den jeweiligen Zylindern entsprechen, während jedes der anderen Schaltungsbauteile von einer Vielzahl von Zylindern geteilt wird. Daher ist der Aufbau dieses Systems verglichen mit dem Fall stark vereinfacht, daß eine Vielzahl von Energiespeicher-Schaltstufen 100 für die jeweiligen Zylinder vorgesehen sind. Bezugszeichen 8A in Fig. 3 bezeichnet eine hinreichend bekannte Verteiler-Schaltstufe zur aufeinanderfolgenden Aufteilung des Ausgangssignals der monostabilen Schaltstufe 8 unter den Leistungstransistoren der Zylinder im Ansprechen auf ein Zünd-Aufteilungssignal IGd.
Fig. 4 zeigt einen Aufbau der wesentlichen Bauteile (der von dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 abweichenden Bauteile) gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Anders als bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1, bei dem der Leistungstransistor 11 durch das Ausgangssignal V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8 gesteuert wird, weist das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 eine Konstantstrom-Steuerschaltstufe 50 zum Ausschalten des Leistungstransistors 11 auf, wenn der in dem Leistungstransistor 11 fließende Strom einen vorgegebenen Wert erreicht. Das Zündsignal IGt wird sowohl an die monostabile Multivibrator-Schaltstufe 8 als auch über einen Inverter 19 an eine Differenzier-Schaltstufe 20 angelegt. Der Ausgang der Differenzier-Schaltstufe 20 ist mit dem S-Eingang eines Flipflops 30 verbunden. Der Emitter des Leistungstransistors 11 liegt zum einen über einen Widerstand 18 an Masse und ist zugleich mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 17 verbunden. Der invertierende Eingang des Vergleichers 17 ist an eine Bezugsspannung Vref angeschlossen. Der Ausgang des Vergleichers 17 ist mit einem Eingang eines UND-Schaltglieds 16 verbunden, dessen anderer Eingang über einen Inverter 23 mit dein Ausgang der monostabilen Schaltstufe 8 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Schaltglieds 16 ist mit dem R-Eingang des Flipflops 30 verbunden, dessen Ausgang Q mit einem Eingang eines UND-Schaltglieds 22 verbunden ist. Der Ausgang der Schließwinkel-Steuerschaltstufe 4 ist über den Inverter 21 mit dem anderen Eingang des UND- Schaltglieds 22 verbunden, dessen Ausgang mit der Basis des Leistungstransistors 11 verbunden ist.
Nachstehend wird die Arbeitsweise der wie vorstehend aufgebauten Schaltstufe unter Bezugnahme auf die Signalverläufe gemäß Fig. 5 erläutert. Mit dem Absinken des Impulses des Zündsignals IGt wird ein kurzer Impuls S von der Differenzier-Schaltstufe 20 über den Inverter 19 erzeugt, und wenn dieser kurze Impuls S den S-Eingang des Flipflops 30 erreicht, wechselt der Ausgang Q des Flipflops 30 auf hohen Pegel, worauf der Strom i&sub1; durch Einschalten des Leistungstransistors 11 durch die Primärwicklung 10a der Zündspule 10 fließt. In Anbetracht der Tatsache, daß der Ausgang Q des Flipflops 30 über ein UND-Schaltglied 22 angeschlossen ist, kann der Leistungstransistor 11 jedoch innerhalb des Bereichs niedrigen Pegels des Ausgangssignals der Schließwinkel-Steuerschaltstufe 4 eingeschaltet werden. Wenn der Strom des Leistungstransistors 11 einen vorgegebenen Wert erreicht, wechselt das Ausgangssignal V&sub1;&sub7; des Vergleichers 17 auf hohen Pegel, wodurch das Ausgangssignal über ein UND-Schaltglied 16 an den R-Eingang des Flipflops 30 gelegt wird. Das Ausgangssignal Q des Flipflops 30 sinkt dadurch auf niedrigen Pegel, wodurch der Leistungstransistor 11 ausgeschaltet wird. Das Ausgangssignal V&sub1;&sub7; des Vergleichers 17 steigt nach dem Absinken des Impulses des Zündsignals IGt auf hohen Pegel, wodurch das Ausgangssignal V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8 für ungefähr 1 ms nach dem Absinken des Zündsignals IGt auf hohem Pegel gehalten wird. Während das Ausgangssignal V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8 auf hohem Pegel bleibt, wird durch den Inverter 23 verhindert, daß das Ausgangssignal des Vergleichers 17 das UND-Schaltglied 16 passiert, so daß ein mit R in Fig. 5 bezeichnetes Signal an den R-Eingang des Flipflops 30 angelegt wird. Daher kann der Strom erfaßt werden, der in der Reihenschaltung aus der Energiespeicherspule 3 und der Primärwicklung 10a der Zündspule 10 fließt, ohne daß im wesentlichen der große Strom erfaßt wird, der infolge der Kondensator-Energie unmittelbar nach Beginn des Flusses aller Ströme durch die Primärwicklung 10a der Zündspule 10 fließt.
Fig. 6 zeigt einen Aufbau der wesentlichen Teile eines vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem das in Fig. 4 dargestellte System auf eine Zylinder-Zylinder-Zündanlage eines Vierzylinder-Motors angewandt wird. Der Ausgang des UND- Schaltglieds 22 ist über die Verteiler-Schaltstufe 8A mit der Basis jedes Leistungstransistors 11 verbunden, der jedem Zylinder entspricht, während die Emitter der Leistungstransistoren für die jeweiligen Zylinder mit einem Anschluß eines gemeinsamen Widerstands 18 verbunden sind.
Fig. 7 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Systems, und Fig. 8 bis 10 zeigen an verschiedenen Stellen erzeugte Signalverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise des Systems gemäß Fig. 7. Der Aufbau des fünften Ausführungsbeispiels unterscheidet sich folgendermaßen von dem des ersten bis dritten Ausführungsbeispiels:
(a) Eine Verzögerungs-Schaltstufe 40 ist zwischen der ECU 5 und der Schließwinkel-/Konstantstrom-Steuerschaltstufe 4 eingefügt.
(b) Die monostabile Schaltstufe 8 zur Erzeugung eines einzelnen monostabilen Ausgangssignals ist durch eine monostabile Schaltstufe 8a zur Erzeugung von drei monostabilen Ausgangssignalen V&sub8;, V&sub9;&sub2; und V&sub1;&sub1;&sub2; ersetzt.
(c) Eine Motordrehzahl-Erfassungsschaltstufe 90 und eine Lichtbogenzeit-Schaltstufe 110 sind hinzugefügt.
(d) Ein MOS-Feldeffekttransistor (nachstehend nur mit MOSFET bezeichnet) 11a wird als zweite Schalteinrichtung verwendet.
(e) Eine Leistungs-Schaltstufe 45 und eine Steuerschaltstufe 60 sind zum Ansteuern des MOSFET 11a hinzugefügt.
(f) Eine Schaltstufe 70 zum Verzögern der Erfassung der Kondensatorspannung bzw. zum Verhindern des gleichzeitigen Stromflusses ist hinzugefügt. Nachstehend wird der Aufbau jeder Schaltstufe ausführlich beschrieben.
Zunächst wird auf den Aufbau der Verzögerungs-Schaltstufe 40 Bezug genommen. Das Signal IGt der ECU 5 wird über den Widerstand 33 der Basis des Transistors 34 zugeführt, dessen Emitter an Masse liegt, während dessen Kollektor über den Widerstand 35 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 41 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 41 liegt zum einen über den Kondensator 37 an Masse und ist zugleich über den Widerstand 36 mit einer SV-Spannungsquelle (Vcc) verbunden. Weiterhin liegt der invertierende Eingang des Vergleichers 41 über den Widerstand 39 an Masse und ist über den Widerstand 38 auch mit Vcc verbunden. Der Ausgang des Vergleichers 41 ist über den Widerstand 42 mit Vcc verbunden. Das Ausgangssignal des Vergleichers 41 wird an die Schließwinkel-/Konstantstrom-Steuerschaltstufe 4 angelegt.
Nachstehend wird der Aufbau der monostabilen Schaltstufe 8a beschrieben. Das Signal IGt ist über einen Widerstand 48 mit der Basis eines Transistors 82 verbunden, dessen Emitter an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors 82 ist über einen Widerstand 51 mit dem invertierenden Eingang eines Vergleichers 54 verbunden. Der invertierende Eingang des Vergleichers 54 liegt über einen Kondensator 53 an Masse, während er zugleich über einen Widerstand 52 mit Vcc verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 54 liegt über einen Widerstand 105 zum einen an Masse und ist zugleich über einen Widerstand 88 mit Vcc verbunden. Der Ausgang des Vergleichers 54 ist sowohl über einen Widerstand 55 mit Vcc als auch mit dem Kollektor eines Transistors 56 verbunden, dessen Emitter an Masse liegt und an dessen Basis über einen Widerstand 49 das IGt-Signal angelegt wird. Außerdem ist der Ausgang des Vergleichers 54 mit dem Inverter 23 verbunden.
Der invertierende Eingang eines Vergleichers 92 ist mit dem invertierenden Eingang eines Vergleichers 54 verbunden, und der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 92 liegt über einen Widerstand 91 an Masse, während er zugleich über einen Widerstand 89 mit Vcc verbunden ist. Der Ausgang des Vergleichers 92 ist sowohl über einen Widerstand 93 mit Vcc als auch mit dem Kollektor eines Transistors 95 verbunden. Der Emitter dieses Transistors 95 liegt an Masse und an dessen Basis wird über einen Widerstand 94 das IGt-Signal angelegt. Der Ausgang des Vergleichers 92 ist mit einem Eingang eines UND-Schaltgliedes 102 verbunden.
Der invertierende Eingang des Vergleichers 112 wird an den invertierenden Eingang eines Vergleichers 54 angelegt, während der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 112 sowohl über einen Widerstand 111 an Masse liegt als auch über einen Widerstand 109 mit Vcc verbunden ist. Der Ausgang des Vergleichers 112 ist über einen Widerstand 113 mit Vcc verbunden, während er zugleich mit dem Kollektor des Transistors 106 verbunden ist, dessen Emitter an Masse liegt. Die Basis des Transistors 106 ist über einen Widerstand 107 mit dem IGt-Signal und der Ausgang des Vergleichers 112 mit einem Eingang eines UND-Schaltgliedes 105 verbunden.
Nachstehend wird der Aufbau der Motordrehzahl-Erfassungsschaltstufe 90 erläutert. Das IGt-Signal ist mit dem Eingang eines hinreichend bekannten F-V-Wandlers 80 zur Erzeugung einer Spannung proportional der Frequenz des IGt-Signals verbunden. Der Ausgang des F-V-Wandlers 80 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 98 verbunden, dessen invertierender Eingang über einen Widerstand 97 an Masse liegt und über einen Widerstand 96 mit Vcc verbunden ist. Der Ausgang des Vergleichers 98 ist über einen Widerstand 99 sowohl mit Vcc als auch mit dem anderen Eingang des UND- Schaltglieds 102 verbunden. Der Ausgang des Vergleichers 98 ist ebenfalls über den Inverter 101 mit einem Eingang des UND-Schaltglieds 103 verbunden.
Nachstehend wird der Aufbau der Lichtbogenzeit-Schaltstufe 110 beschrieben. Der Ausgang des UND-Schaltglieds 102 ist mit einem Eingang eines ODER-Schaltglieds 104 und der andere Anschluß des UND-Schaltglieds 103 mit dem Ausgang des UND- Schaltglieds 105 verbunden, dessen anderer Eingang mit einem Ausgang Q des Flipflops 30 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Schaltglieds 103 ist mit dem anderen Eingang des ODER- Schaltglieds 104 verbunden, dessen Ausgang über die Verteiler-Schaltstufe 8A mit den Steuerschaltstufen 60 der jeweiligen Zylinder verbunden ist.
Nachstehend wird der Aufbau der Leistungs-Schaltstufe 45 und der Steuerschaltstufe 60 erläutert. Der Ausgang der Verteiler-Schaltstufe 8A ist über den Widerstand 58 mit der Basis eines Transistors 59 verbunden, dessen Emitter zum einen an Masse liegt und über einen Widerstand 83 mit Vcc verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 59 ist mit der Basis eines Transistors 66 verbunden, dessen Einitter zum einen an Masse liegt und zugleich über einen Widerstand 69 mit dem Gate des MOSFET 11a verbunden ist. Der Ausgang der Verteiler- Schaltstufe 8A ist über einen Widerstand 57 mit der Basis eines Transistors 61 verbunden, während der Einitter des Transistors 61 an Masse liegt und über einen Widerstand 62 mit der Basis eines pnp-Transistors 63 verbunden ist. Der Emitter dieses pnp-Transistors 63 ist über einen Widerstand 65 mit einem Anschluß des Kondensators 13, und dessen Emitter mit der Kathode einer Diode 64 verbunden, deren Anode über den Zündschalter 2 mit dem Pluspol der Gleichstromquelle 1 verbunden ist. Der Emitter des pnp-Transistors 63 ist mit einem Anschluß eines Kondensators 67 und der Kathode einer Zener- Diode 68 verbunden. Die Anode der Zener-Diode 68 und der andere Anschluß des Kondensators 67 liegen an Masse. Der Kollektor des pnp-Transistors 63 ist über eine Diode 117 mit dem Kollektor des Transistors 66 verbunden. Das Gate des MOSFET 11a ist mit der Anode einer Zener-Diode 29 und der Kathode einer Zener-Diode 31 verbunden. Die Kathode der Zener- Diode 29 ist mit dem Drain des MOSFET 11a verbunden, während die Anode der Zener-Diode 31 an Masse liegt. Die Source des MOSFET 11a liegt über einen Widerstand 18 ebenfalls an Masse.
Nachstehend wird der Aufbau der Schaltstufe 70 zum Verzögern der Erfassung der Kondensatorspannung bzw. zum Verhindern des gleichzeitigen Stromflusses erläutert. Ein Anschluß des Kondensators 13 ist über einen Widerstand 81 mit dem invertierenden Eingang eines Vergleichers 75 verbunden, und der invertierende Eingang des Vergleichers 75 liegt wiederum über einen Widerstand 72 an Masse, während er zugleich mit der Kathode einer Zener-Diode 71 verbunden ist. Die Anode der Zener-Diode 71 liegt an Masse, während der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 75 sowohl über einen Widerstand 74 mit Vcc verbunden ist als auch über einen Widerstand 73 an Masse liegt. Der Ausgang des Vergleichers 75 ist über einen Widerstand 76 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 85 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 85 ist über einen Widerstand 77 mit Vcc und ebenfalls mit einem Anschluß eines Kondensators 78 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators 78 liegt an Masse, während der invertierende Eingang des Vergleichers 85 sowohl über einen Widerstand 79 mit Vcc verbunden ist als auch über einen Widerstand 84 an Masse liegt. Der Ausgang des Vergleichers 85 ist mit der Basis eines Transistors 87 und über einen Widerstand 86 auch mit Vcc verbunden. Der Emitter des Transistors 87 liegt an Masse, während dessen Kollektor mit der Basis des Leistungstransistors 6 verbunden ist.
Nachstehend wird die Arbeitsweise des fünften Ausführungsbeispiels mit dem vorstehend beschriebenen Aufbau erläutert. Zunächst wird zur Erläuterung der Umschaltung der Lichtbogen- Zeitperiode auf Signalverläufe gemäß Fig. 8 und 10 Bezug genommen. Eine monostabile Schaltstufe 8a erzeugt drei Ausgangssignale V&sub8;, V&sub9;&sub2; und V&sub1;&sub1;&sub2; mit jeweils einer unterschiedlichen vorgegebenen Zeitdauer nach dem Absinken des IGt-Signals. Das Ausgangssignal V&sub8; hat eine Pulsdauer von ungefähr 1 ms, das Ausgangssignal V&sub9;&sub2; eine kürzere Pulsdauer von ungefähr 0,3 ms und V&sub1;&sub1;&sub2; eine wesentlich längere Pulsdauer von 10 ms. Der Betrieb mit normaler Motordrehzahl wird nicht mehr ausführlich erläutert, weil er bereits in Zusammenhang mit dem dritten Ausführungsbeispiel erläutert wurde. Das Ausgangssignal V&sub8; des Vergleichers 54 dient zum Verhindern der Erfassung des großen Stroms infolge der Kondensator-Energie unmittelbar nach Beginn des Flusses aller Primärströme i&sub1; und das Ausgangssignal V&sub9;&sub2; des Vergleichers 92 zum Bestimmen der Lichtbogenzeit während des Motorbetriebs mit hoher Drehzahl. In der Motordrehzahl-Erfassungsschaltstufe 90 erzeugt die F- V-Wandler-Schaltstufe 80 ein Ausgangssignal V&sub8;&sub0; proportional zur Motordrehzahl. Diese Spannung wird von einem Vergleicher 98 mit einem vorgegebenen Wert V&sub9;&sub6; verglichen, so daß, wenn die Motordrehzahl einen vorgegebenen Pegel (beispielsweise 3000 U/min) überschreitet, der Vergleicher 98 ein Signal hohen Pegels erzeugt, das zum Wählen des Ausgangssignals V&sub9;&sub2; des Vergleichers 92 an die Lichtbogenzeit-Schaltstufe 110 angelegt wird. Auf diese Weise wird, während der Motor mit hoher Drehzahl läuft, ein kurzes Ausgangssignal V&sub9;&sub2; des Vergleichers 92 zum Verkürzen der Lichtbogenzeit der Zündkerze 15 gewählt, so daß wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 10 dargestellt die Anstiegszeit des nächsten IGt-Signals zum Verlängern der Ladeperiode der Energiespeicherspule 3 vorverlegt wird. Daher wird in der Energiespeicherspule 3 eine höhere Spannung erzeugt, während gleichzeitig die "Ein"-Zeit des MOSFET 11a verkürzt wird, wodurch die in der Zündspule 10 und dem MOSFET 11a erzeugte Hitze verringert wird. Außerdem wird der MOSFET 11a ausgeschaltet, während ein ausreichender Teil des Primärstroms bzw. Primärwicklungsstroms i&sub1; infolge der in der Energiespeicherspule 3 gespeicherten Energie fließt, wodurch der Kondensator 13 durch die bei dem Prozeß in der Energiespeicherspule 3 gespeicherte Energie auf eine ausreichende Spannung aufgeladen wird, die durch VCOH in Fig. 10 angegeben wird.
In dem Fall, in dem die Batteriespannung bei niedriger Motordrehzahl gering ist, kann andererseits wie durch ilS in Fig. 10 dargestellt der Primärstrom i&sub1; der Zündspule den vorgegebenen Wert Vref nicht erreichen. In einem solchen Fall wird das Flipflop 30 nicht zurückgesetzt und daher leitet der MOSFET 11a weiterhin, wodurch die Möglichkeit entsteht, daß er durch Überhitzung zerstört wird. Bei dem betrachteten Ausführungsbeispiel wird das Ausgangssignal V&sub1;&sub1;&sub2; des Vergleichers 112 der monostabilen Schaltstufe 8a jedoch nur für 10 ins nach dem Absinken des IGt-Signals erzeugt, worauf das UND- Schaltglied 105 geschlossen wird, so daß, sogar wenn das Flipflop 30 nicht zurückgesetzt wird, der MOSFET 11a 10 ms nach Einschaltung automatisch ausgeschaltet wird, wodurch ein Überhitzen des MOSFET 11a und der Zündspule 10 verhindert wird.
In der Leistungs-Schaltstufe 45 und der Steuerschaltstufe 60 ist der in der Ausgangsstufe der zweiten Schalteinrichtung fließende, mit i&sub1; in Fig. 8 bezeichnete Strom infolge der in dem Kondensator 13 unmittelbar nach dem Beginn des Stromflusses geladenen Energie sehr groß (ungefähr 30 A). Aus diesem Grund ist der Aufbau dargestellt, der den MOSFET 11a verwendet. Der von einem bipolaren Transistor verschiedene MOSFET 11a ist spannungsgesteuert, weshalb manchmal zur Zeit des Beginns mit einer geringen Source-Spannung kein ausreichender Strom erzeugt werden kann. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird dieser Nachteil durch Verwendung eines Kondensators 67 vermieden, der über einen Widerstand 65 mit einer vergleichsweise hohen, in dem Kondensator 13 geladenen Spannung (ungefähr 300 V) aufgeladen wird. Eine übermäßig hohe Spannung wird durch die Zener-Diode 68 blockiert, und eine Spannung von nur ungefähr 10 V wird an das Gate des MOSFET 11a sogar dann angelegt, wenn die Source-Spannung wie zur Zeit des Beginns gering ist (wie 6 V), wodurch ein stabiler Primärwicklungsstrom i&sub1; erzeugt werden kann.
Nachstehend wird die Schaltstufe 70 zum Verzögern der Erfassung der Kondensator-Spannung bzw. zum Verhindern des gleichzeitigen Stromflusses unter Bezug auf die Signalverläufe gemäß Fig. 9 beschrieben. Diese Schaltstufe hat zwei Aufgaben, die in einem einzigen Schaltungsaufbau verwirklicht sind. Eine der Aufgaben ist die Herstellung einer Zeitverzögerung zwischen dem Ausschalt-Zeitpunkt des Leistungstransistors 6 und dem Einschalt-Zeitpunkt des MOSFET 11a. Indem der Einschalt-Zeitpunkt des MOSFET 11a etwas früher als der Ausschalt-Zeitpunkt des Leistungstransistors 6 gewählt wird, wird der Primärwicklungsstrom i&sub1; erhöht, damit die Aktivierungszeit der Energiespeicherspule 3 zum Aufladen des Kondensators 13 verkürzt wird. Die bei hohen Motordrehzahlen erzeugte Spannung kann daher auf einem hohen Pegel gehalten werden. Die andere Aufgabe besteht darin, ein gleichzeitiges Auftreten von in dem Leistungstransistor 6 und dem MOSFET 11a fließenden Strömen zu verhindern. Diese beiden Aufgaben werden durch Erfassen der Spannung an dein Kondensator 13 gelöst.
Zunächst verzögert eine Verzögerungs-Schaltstufe 40 wie in Fig. 9 dargestellt das Absinken des IGt-Signals um die Zeitdauer τ&sub1; (beispielsweise 40 us) zum Erzeugen eines Ausgangssignals V&sub4;&sub1; derart, daß τ&sub1; > τ&sub2; ist, wobei τ&sub2; die Zeitdauer (beispielsweise 30 us) ist, die zum Entladen der Spannung VCO des Kondensators 13 und Absenken auf Nullpegel erforderlich ist. Die Zeitdauer τ&sub2;, in der mit Leitung des MOSFET 11a beim Absinken des IGt-Signals die Kondensatorspannung VCO von einem geladenen Zustand auf Nullpegel fällt, verändert sich mit der Kapazität des Kondensators und der Induktivität und Temperatur der Primärwicklung. Daher sollte eine Zeitverzögerung τ3 (beispielsweise 20 us) zwischen dem Ausschalt-Zeitpunkt des Leistungstransistors 6 und dem Einschalt-Zeitpunkt des MOSFET 11a derart eingestellt werden, daß die Beziehung 0 < τ&sub3; < τ&sub2; gilt. Dieser Forderung kann nicht entsprochen werden, wenn der Wert τ&sub3; auf eine feste Zeit eingestellt wird. Daher wird die Kondensatorspannung VCO gemäß Fig. 9 erfaßt, τ&sub3; wird bei einer vorgegebenen Schwellenspannung V&sub7;&sub4; bestimmt und der Transistor 87 wird von einer steigenden Flanke des Ausgangssignals V&sub8;&sub5; des Vergleichers 85 durch den Vergleicher 75 eingeschaltet, wodurch der Basisstrom des Leistungstransistors 6 zum Bestimmen des Ausschalt-Zeitpunktes des Leistungstransistors 6 abgeschnitten wird. Der Ausschalt- Zeitpunkt des MOSFET 11a fällt mit dem Zeitpunkt zusammen, zu dem der Primärstrom i&sub1; einer vorgegebenen Spannung Vref entspricht, wodurch der Kondensator 13 zu einem Zeitpunkt τ&sub5; (beispielsweise 100 us) vollständig aufgeladen ist. Bei dem Prozeß wird das gleichzeitige Auftreten der in dem Leistungstransistor 6 und dem MOSFET 11a fließenden Ströme verhindert, indem verhindert wird, daß der Leistungstransistor 6 eingeschaltet wird, bis der Kondensator 13 vollständig auf die Kondensatorspannung VCO aufgeladen ist. Im einzelnen wird der Transistor 87 zum Nebenschluß des Basisstroms des Leistungstransistors 6 bis zu einem Zeitpunkt eingeschaltet, der dem vom Ladebeginn des Kondensators 13 um τ&sub6; (beispielsweise 20 us) verzögerten Zeitpunkt um eine vorgegebene Zeit τ&sub4; (beispielsweise 120 us) nacheilt, wenn die Kondensatorspannung VCO mit der vorgegebenen Schwellenspannung V&sub7;&sub4; verglichen und von dem Vergleicher 75 erfaßt wird. Auf diese Weise wird die Kondensatorspannung VCO durch Verwenden der vorgegebenen Schwellenspannung V&sub7;&sub4; zum Erhalt eines Puls-Ausgangssignals V&sub7;&sub5; erfaßt und außerdem während eines mit einer vorgegebenen Zeitverzögerung über den Kondensator 78 und den Vergleicher 85 nach Absinken des Puls-Ausgangssignals V&sub7;&sub5; erzeugten Pulses V&sub8;&sub5; der Leistungstransistor 6 ausgeschaltet, so daß der Einschalt-Zeitpunkt des MOSFET 11a um eine vorgegebene Zeit τ&sub3; vom Ausschalt-Zeitpunkt des Leistungstransistors 6 zum Erhöhen des Primärwicklungsstroms i&sub1; vorverlegt wird. Auf diese Weise wird einerseits die Stromflußzeit der Energiespeicherspule 3 zum Aufladen des Kondensators 13 verkürzt und durch Aufladen des Kondensators andererseits verhindert, daß der Leistungstransistor 6 vor dem vollen Anstieg der Kondensatorspannung VCO eingeschaltet wird.
Bei dem vorstehend erwähnten fünften Ausführungsbeispiel wird die Motordrehzahl-Erfassungsschaltstufe 90 zum Schalten des Lichtbogenzeitpunktes bei einer vorgegebenen Motordrehzahl verwendet. Alternativ kann der Lichtbogenzeitpunkt durch den in dem Tabellen-Speicher gespeicherten Wert gemäß der Motordrehzahl, dem negativen Druck des Ansaugkrümmers oder einem ähnlichen Motorparameter gewählt werden.
Außerdem ist das vorstehend beschriebene fünfte Ausführungsbeispiel derart aufgebaut, daß der Lichtbogenzeitpunkt von einem kurzen Puls-Ausgangssignal V&sub9;&sub2; der monostabilen Schaltstufe 8a gesteuert wird, wenn die Motordrehzahl höher als ein vorgegebener Wert ist. Stattdessen kann ohne Verwenden des Puls-Ausgangssignals der monostabilen Schaltstufe 8a der Lichtbogenzeitpunkt derart gesteuert werden, daß der MOSFET 11a ausgeschaltet wird, wenn das Ausgangssignal des Vergleichers 17 mit Abnahme des Primärwicklungsstroms i&sub1; unter einen vorgegebenen Pegel (Zeitpunkt t&sub5; in Fig. 8) auf niedrigen Pegel fällt. Dadurch kann die Ladespannung des Kondensators 13 bei hohen Motordrehzahlen konstant gehalten werden.
Fig. 11 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung und Fig. 12 an verschiedenen Stellen erzeugte Signalverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise des Systems gemäß Fig. 11. Bei dem sechsten Ausführungsbeispiel sind folgende Punkte vom fünften Ausführungsbeispiel verschieden:
(a) Der Kondensator 13 ist mit einer Parallelschaltung aus der Primärwicklung 10a der Zündspule 10 und dem MOSFET 11a verbunden.
(b) Die Diode 24 ist mit dem Kondensator 13 parallelgeschaltet, wobei die Anode der Diode 24 an Masse liegt, während die Dioden 12 und 14 entfernt sind.
(c) Die Konstantstrom-Steuerschaltstufe 50 ist durch eine Kondensatorauflade-Steuerschaltstufe 50a zum Steuern des Leistungstransistors 6 ersetzt.
(d) Die monostabile Schaltstufe 8a zum Erzeugen von drei monostabilen Ausgangssignalen ist durch eine monostabile Schaltstufe 8b zum Erzeugen von zwei monostabilen Ausgangssignalen V&sub8; und V&sub1;&sub1;&sub2; ersetzt, und ein Ausgang V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8b ist direkt mit der Verteiler-Schaltstufe 8A verbunden, während die Lichtbogenzeit-Schaltstufe 110 entfernt ist.
(e) Von allen Bauteilen der Motordrehzahl-Erfassungsschaltstufe 90 wird nur der F-V-Wandler 80a (dessen Ausgangsspannung proportional zum Anstieg der Motordrehzahl abnimmt) verwendet, und der Ausgang des F-V-Wandlers 80a ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 54 der monostabilen Schaltstufe 8b verbunden.
(f) Die Basis-Emitter-Schaltung des Transistors 87 der Schaltstufe 70 zum Verzögern der Erfassung der Kondensatorspannung bzw. zum Verhindern des gleichzeitigen Stromflusses ist mit der Kollektor-Emitter-Schaltung des Transistors 115 parallelgeschaltet, dessen Basis über einen Widerstand 114 mit dem Ausgang Q des Flipflops der Kondensatorauflade- Steuerschaltstufe 50a verbunden ist.
Nachstehend wird der Aufbau der Kondensatorauflade-Steuerschaltstufe 50a ausführlich beschrieben. Der Ausgang des Vergleichers 17 ist mit dem R-Eingang des Flipflops 30 und ein Ausgang V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8b über einen Inverter 32 mit dem Eingang der Differenzier-Schaltstufe 20 verbunden. Der Ausgang Q des Flipflops 30 ist mit einem Eingang des UND-Schaltglieds 16 verbunden, dessen Ausgang über einen Widerstand 46 mit der Basis eines Transistors 47 verbunden ist, dessen Emitter und Kollektor jeweils an Masse liegen und mit der Basis eines Transistors 26 in der Energiespeicherschaltung 100 verbunden sind. Der andere Eingang des UND-Schaltglieds 16 ist mit dem anderen Ausgang V&sub1;&sub1;&sub2; der monostabilen Schaltstufe 8b verbunden. Der Ausgang Q des Flipflops 30 ist mit dem Kollektor des Transistors 116 verbunden, dessen Emitter und Basis jeweils an Masse liegen und an die über einen Widerstand 108 das IGt-Signal angelegt wird.
Nachstehend wird die Arbeitsweise des sechsten Ausführungsbeispiels mit dem vorstehend erwähnten Aufbau unter Bezugnahme auf Fig. 12 beschrieben. Das IGt-Signal schaltet den Leistungstransistor 6 ein, worauf in der Energiespeicherspule 3 Energie gespeichert wird. Wenn das IGt-Signal zu einem Zeitpunkt t&sub0;, der einen Zündzeitpunkt darstellt, auf niedrigen Pegel verringert wird, wird der Leistungstransistor 6 ausgeschaltet. Zur nahezu gleichen Zeit wird das Ausgangssignal V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8b zum Einschalten des MOSFET 11a während der Pulsdauer (t&sub0; bis t&sub1; in Fig. 12) und zu dem durch dieses Ausgangssignal V&sub8; dargestellten Zündzeitpunkt erzeugt. Daraufhin fließt ein Strom als Primärstrom, der die Energie in dem Kondensator 13 mit der in der Energiespeicherspule 3 vereinigt und dessen Pulsdauer der Hauptlichtbogenzeit der Zündkerze 15 entspricht und fortschreitend mit dem Anstieg der Motordrehzahl im Ansprechen auf das Ausgangssignal des F-V-Wandlers 80a abnimmt.
Wenn das Ausgangssignal V&sub8; der monostabilen Schaltstufe 8 zum Zeitpunkt t&sub1; gemäß Fig. 12 auf niedrigen Pegel sinkt, wird das Flipflop 30 durch den Inverter 32 und die Differenzier- Schaltstufe 20 gesetzt, so daß der Transistor 47 anfängt zu leiten. Der Basisstrom des Transistors 26 in der Energiespeicherspule 100 wird daher zur erneuten Einschaltung des Leistungstransistors 6 und damit zur erneuten Speicherung von Energie in der Energiespeicherspule 3 umgeleitet. Zum Zeitpunkt t&sub2;, zu dem der in der Energiespeicherspule 3 fließende Strom i&sub0;&sub1; einen vorgegebenen Wert wie in Fig. 12 dargestellt erreicht, wird von dem Vergleicher 17 ein Signal hohen Pegels zum Zurücksetzen des Flipflops 30 erzeugt, während der Leistungstransistor 6 ausgeschaltet wird. Infolgedessen wird der Kondensator 13 durch die in der Energiespeicherspule 3 gespeicherte Energie auf eine mit VCO in Fig. 12 bezeichnete vorgegebene Spannung aufgeladen, wodurch die Ladespannung des Kondensators 13 für den nächsten Zündzyklus verwendet wird.
Schaltet andererseits der MOSFET 11a zum Zeitpunkt t&sub1; gemäß Fig. 12 ab, wird die in der Zündspule 10 gespeicherte Energie (mit umgekehrter Polarität) von dem positiven Anschluß entladen, d.h. von der Sekundärwicklung 10b zur Zündkerze 15, wodurch die Lichtbogenzeit entsprechend verlängert wird.
Bei dem Prozeß, bei dem der Widerstand 114 und ein Transistor 115 zu der Schaltstufe 70 zum Verzögern der Erfassung der Kondensatorspannung bzw. zum Verhindern des gleichzeitigen Stromflusses hinzugefügt werden, wird die Schaltstufe 70 für die Zeit der Pulsdauer des Ausgangssignals Q des Flipflops 30 außer Betrieb gesetzt. Infolgedessen kann der Leistungstransistor 6 sogar dann, wenn der Kondensator 13 nicht aufgeladen ist, für die Pulsdauer des Ausgangssignals Q des Flipflops 30 wieder eingeschaltet werden. Der Transistor 107 leitet ebenfalls, während sich das IGt-Signal auf hohem Pegel befindet, zum Umleiten des Ausgangssignals Q des Flipflops 30, so daß das Ausgangssignal Q des Flipflops 30 bevorzugt auf niedrigen Pegel sinkt, während sich das IGt-Signal auf hohem Pegel befindet. Dadurch wird der Transistor 47 zwangsweise abgeschaltet, falls das IGt-Signal für den nächsten Zündzyklus ansteigt, bevor der Strom i&sub0;&sub1; während der hohen Motordrehzahl einen vorgegebenen Wert erreicht. Infolge der Tatsache, daß das Ausgangssignal Q des Flipflops 30 auf niedrigen Pegel wechselt, schaltet andererseits auch der Transistor 115 ab, so daß die Inbetriebsetzung der Schaltstufe 70 zum Verzögern der Erfassung der Kondensatorspannung bzw. zum Verhindern des gleichzeitigen Stromflusses erfolgt. Der Leistungstransistor 6 ist ausgeschaltet, bis der Kondensator 13 voll aufgeladen ist, worauf anschließend der Leistungstransistor 6 durch das IGt-Signal eingeschaltet wird.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 11 dient die Diode 24 zu dem Zweck, daß in dem Fall, in dem der Kondensator 13 durch den MOSFET 11a entladen wird, sogar nachdem der Kondensator 13 vollständig entladen ist, ein Strom weiterhin über den MOSFET 11a und die Diode 24 in der Primärwicklung 10a durch die in der Primärwicklung 10a induzierte elektromotorische Kraft fließt, wodurch die Lichtbogenzeit in der Zündkerze 15 verlängert wird. Die Lichtbogenzeit könnte auch dadurch verlängert werden, daß die Anode der Diode 24 mit dem Anschlußpunkt der Primärwicklung 10a und des MOSFET 11a verbunden wird, anstelle sie zu an Masse zu legen. In diesem Fall würde jedoch zum Zeitpunkt t&sub1; gemäß Fig. 12 bei Ausschalten des MOSFET 11a die in der Primärwicklung 10a gespeicherte Energie nutzlos über die Diode 24 entladen (als Folge des Sekundärausgangssignals mit einer solchen Polarität, daß der zweite, zwischen den Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2; gemäß Fig. 12 erzeugte Sekundär-Entladestrom aufgehoben wird), was zu einer unerwünschten Erhitzung der Zündspule führt.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 11, bei dem der Leistungstransistor 6 gleichzeitig mit dem Ausschalten des MOSFET 11a eingeschaltet wird, ermöglicht die Verwendung eines Thyristors anstelle des MOSFET 11a als zweite Schalteinrichtung ein automatisches Ausschalten des Thyristors, da die Source-Spannung wegen des Einschaltens des Leistungstransistors 6 (mit unterbrochenem Haltestrom) nicht an den Thyristor angelegt wird. Wird ein Thyristor auf diese Weise verwendet, kann daher ein kurzer Auslöserimpuls am Gate des Thyristors zu seinem Einschalten zum Zeitpunkt t&sub0; gemäß Fig. 12 erzeugt werden. Ebenso kann ein Transformator mit den Primär- und Sekundärwicklungen anstelle einer Spule mit einer einzigen Wicklung als Energiespeicherspule 3 verwendet werden.
Ein System, das den vorstehend erwähnten Aufbau verwendet, ist als siebtes Ausführungsbeispiel in Fig. 13 dargestellt. Bezugszeichen 3 in Fig. 13 bezeichnet einen eine Energiespeicherspule bildenden Transformator mit einer Primärwicklung 3a1 und einer Sekundärwicklung 3a2 mit im wesentlichen der gleichen Windungszahl. Die Primärwicklung 3a1 ist zwischen dem Zündschalter 2 und dem Kollektor des Leistungstransistors 6 geschaltet, und ein Ende der Sekundärwicklung 3a2 liegt an Masse, während deren anderes Ende mit der Anode der Diode 9 verbunden ist. Bezugszeichen 11b bezeichnet einen für jeden Zylinder anstelle des MOSFET 11a eingefügten Thyristor und Bezugszeichen 20a eine Differenzier-Schaltstufe, die die zwischen die Verteiler-Schaltstufe 8A und dem Gate jeden Thyristors 11b geschaltete Steuerschaltstufe 60 ersetzt. Die Diode 24 ist mit der Primärwicklung 10a jeder Zündspule 10 parallelgeschaltet und in die Zündspule 10 eingebaut. Die an verschiedenen Stellen der in Fig. 13 dargestellten Schaltstufe erzeugten Signalverläufe, die das Zündsignal IGt, den in dem Erfassungs-Widerstand 7 fließenden Strom i&sub0;&sub1;, den Primärstrom i&sub1; der Zündspule 10 und den Sekundär-Entladestrom i&sub2; der Zündspule 10 enthalten, sind in Fig. 14 dargestellt.
Bei den vorstehend erwähnten Ausführungsbeispielen wird die Diode 9 zum Verhindern der Entladung des Kondensators 13 durch die Energiespeicherspulen 3, 3a verwendet. Anstelle einer solchen Diode 9 kann eine Schalteinrichtung eingefügt werden, die nur sofern notwendig eingeschaltet wird.
Darüber hinaus wird in jedem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel der Kondensator 13 durch die in den Energiespeicherspulen 3, 3a gespeicherte Energie aufgeladen. Die Spulen 3, 3a können jedoch durch einen Gleichstromwandler zum Aufladen des Kondensators 13 mit einer hohen Spannung ersetzt werden.
Aus der vorstehend ausgeführten Beschreibung wird verständlich, daß ein Kondensator durch die in einer Energiespeicherspule gespeicherte Energie aufgeladen werden kann und die Primärwicklung der Zündspule mit der in dem Kondensator geladenen und in der Energiespeicherspule gespeicherten Energie zum Aufladen des Kondensators auf eine hohe Spannung versorgt wird, damit kein besonderer Gleichstromwandler mehr erforderlich ist. Infolgedessen ist die einzige Aufgabe der Zündspule, im Grunde genommen als Transformator zu arbeiten. Sie muß keine große magnetische Energie speichern, wodurch ihre Größe verringert werden kann. Daher wird eine Zündanlage geschaffen, die verhältnismäßig kompakt und einfach im Aufbau ist und deren Zündfunkenentladestrom schnell ansteigt und eine lange Entladezeit für eine verbesserte Zündleistung hat.
Außerdem wird, während die zweite Schalteinrichtung ausgeschaltet ist, der Kondensator über die Primärwicklung der Zündspule und eine zweite Diode durch die vorher in der Energiespeicherspule gespeicherte Energie aufgeladen, so daß die erste Schalteinrichtung nur einmal für jeden Zündzyklus unterbrochen werden kann. Darüber hinaus kehrt der Primärstrom der Zündspule sogar dann, wenn die zweite Schalteinrichtung ausgeschaltet ist, über die erste und zweite Diode zurück, wodurch verhindert wird, daß der Primärstrom plötzlich ausgeschaltet und dadurch eine unnötig hohe Spannung in der Sekundärwicklung der Zündspule erzeugt wird, wenn die zweite Schalteinrichtung ausgeschaltet wird.

Claims

1. Hochenergie-Zündsystem bzw. -Zündanlage mit

einer Gleichstromquelle (1),

einem Kondensator (13) zum Speichern einer ersten Zündenergie, die von diesem entladen wird,

einer Kondensator-Ladeeinrichtung (3, 6, 11, 12) zum periodischen Aufladen des Kondensators (13) mit einem von der Gleichstromquelle (1) erzeugten Strom und

einer Zündspule (10) zum Erzeugen einer hohen Zündspannung an ihrer Sekundärwicklung (10b) und zum Erzeugen einer Zündfunkenentladung, wenn die erste Zündenergie ihrer Primärwicklung (10a) zugeführt wird,

wobei die Hochenergie-Zündanlage dadurch gekennzeichnet ist, daß

eine erste geschlossene Reihenschaltstufe vorgesehen ist, die eine Reihenschaltung aus der Gleichstromquelle (1), einer mit der Gleichstromquelle (1) gekoppelten Energiespeicherspule (3) und einer mit der Energiespeicherspule (3) gekoppelten ersten Schalteinrichtung (6) aufweist,

eine zweite geschlossene Reihenschaltstufe vorgesehen ist, die eine Reihenschaltung aus der Gleichstromquelle (1), der Energiespeicherspule (3), einer mit der Energiespeicherspule (3) gekoppelten ersten Diode (9), der mit der ersten Diode (9) gekoppelten Primärwicklung (10a) der Zündspule (10) und einer mit der Primärwicklung (10a) gekoppelten zweiten Schalteinrichtung (11) aufweist,

wobei der Kondensator (13) mit Masse und über die Diode (9) mit der Energiespeicherspule (3) verbunden ist und

eine Steuereinrichtung (4, 5, 8) der Schalteinrichtung vorgesehen ist zum

Ausschalten der ersten Schalteinrichtung (6) und der zweiten Schalteinrichtung (11) zum Speichern der ersten Zündenergie aus der Gleichstromquelle (1) in dem Kondensator (13),

Einschalten der ersten Schalteinrichtung (6), während die zweite Schalteinrichtung (11) geschlossen gehalten wird, zum Speichern einer zweiten Zündenergie aus der Gleichstromquelle (1) in der Energiespeicherspule (3) und

sodann zu einem Zündzeitpunkt erfolgendem Einschalten der zweiten Schalteinrichtung (11) und im wesentlichen zur gleichen Zeit erfolgendem Ausschalten der ersten Schalteinrichtung (6), derart, daß der Primärwicklung (10a) der Zündspule (10) sowohl die in der Energiespeicherspule (3) gespeicherte zweite Zündenergie als auch die in dem Kondensator (13) geladene erste Zündenergie zugeführt werden.

2. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (4, 5, 8) der Schalteineinrichtung

eine Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8) aufweist zum Erzeugen eines ersten Steuersignals (V8) zum Einschalten der zweiten Schalteinrichtung (11) zum Zündzeitpunkt und zum Ausschalten der zweiten Schalteinrichtung (11) zu einem Kondensatorlade-Zeitpunkt, zu dem die in der Energiespeicherspule (3) gespeicherte Ladeenergie sich in dem Kondensator (13) befindet, und

eine zweite Zündenergie-Erzeugungseinrichtung (4) aufweist zum Erzeugen eines zweiten Steuersignals zum Einschalten der ersten Schalteinrichtung (6), wenn der Kondensator (13) zum Speichern der ersten Zündenergie und zum Ausschalten der ersten Schalteinrichtung (6) zum Zündzeitpunkt vollständig aufgeladen ist.

3. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8) eine monostabile Schaltstufe (8) zum Erzeugen eines monostabilen Ausgangssignals mit einer vorgegebenen Zeitperiode ab dem Zündzeitpunkt durch die Kondensator-Ladezeit aufweist.

4. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung eine Ausschalt-Steuereinrichtung (50) zum Ausschalten der zweiten Steuereinrichtung (11) aufweist, wenn die zweite Zündenergie in ausreichender Menge in der Energiespeicherspule (3) während der Zündfunkenentladung gespeichert ist.

5. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8) eine Ausschalt-Außerbetriebsetzeinrichtung (8, 16, 23) im wesentlichen zum Außerbetriebsetzen der Ausschalt-Steuereinrichtung (50) während einer eingeschränkten Zeitperiode aufweist, die zum Zündzeitpunkt beginnt.

6. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8) eine Ausschalt-Steuereinrichtung (8a) zum Ausschalten der zweiten Schalteinrichtung (11) aufweist, falls der durch die zweite Schalteinrichtung (11) fließende Strom nach Ablauf einer vorgegebenen Zeit ab dem Einschalten der zweiten Schalteinrichtung (11) nicht einen vorgegebenen Wert erreicht.

7. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8) eine Zeitsteuereinrichtung (110) zum Steuern der Einschaltzeit der zweiten Schalteinrichtung (11) zum Anpassen der Zündfunkenentladezeit an die Motordrehzahl aufweist.

8. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Zündenergie-Erzeugungseinrichtung (4) eine zweite Steuersignal-Sperreinrichtung (70) zum Verhindern der Erzeugung des zweiten Steuersignals aufweist, bevor die Spannung an dem Kondensator (13) einen vorgegebenen Wert überschreitet.

9. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (13) mit der Primärwicklung (10a) und der zweiten Schalteinrichtung (11) parallelgeschaltet ist.

10. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 9 mit einer Steuereinrichtung der Schalteinrichtung, gekennzeichnet durch

eine Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8, 8b, 50a) zum Erzeugen eines ersten Steuersignals zum Einschalten der ersten Schalteinrichtung (6) zum Ende der Zündfunkenentladung und zum Ausschalten der ersten Schalteinrichtung (6) zu einem Kondensator-Ladezeitpunkt, zu dem die in der Energiespeicherspule (3) gespeicherte Ladeenergie sich in dem Kondensator (13) befindet, und

eine zweite Zündenergie-Erzeugungseinrichtung (4) zum Erzeugen eines zweiten Steuersignals zum Einschalten der ersten Schalteinrichtung (6) bei vollständiger Aufladung des Kondensators (13) zum Speichern der ersten Zündenergie und zum Ausschalten der ersten Schalteinrichtung (6) zum Zündzeitpunkt.

11. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeenergie-Erzeugungseinrichtung (8, 8b, 50a) eine Ausschalt-Steuereinrichtung (50a) zum Ausschalten der ersten Schalteinrichtung (6) aufweist, wenn die zweite Zündenergie in ausreichender Menge in der Energiespeicher spule (3) gespeichert ist.

12. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündspule (10) aus einer Spule eines geschlossenen magnetischen Kreises besteht, in der ein Luftspalt aus dem geschlossenen magnetischen Kreis absichtlich beseitigt ist.

13. Hochenergie-Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiespeicherspule (3), die erste Schalteinrichtung (6) und der Kondensator (13) von einer Vielzahl von Zündspulen (10) und der zweiten Schalteinrichtung (11) geteilt werden, die beide einer Vielzahl von Zylindern entsprechen.