DE3855425T2

DE3855425T2 - Halbleiter-schaltung zur simulierung eines röhrenverstärkers

Info

Publication number: DE3855425T2
Application number: DE3855425T
Authority: DE
Inventors: Eric K Pritchard
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-03-23
Filing date: 1988-03-23
Publication date: 1997-02-13
Anticipated expiration: 2008-03-24
Also published as: US4809336A; DE3855425D1; JPH01502873A; EP0307465A1; JP2834167B2; EP0307465B1; EP0307465A4; KR890700965A; WO1988007787A1

Description

HINTERGRUND UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf ein Halbleitersystem, das die Charakteristiken eines Röhrenverstärkers nachahmt und spezifischer auf Tonfrequenz- und Gitarrenverstärker. Sie bezieht sich außerdem auf Verzerrungssynthesizer, die die Geräusche von übersteuerten Röhrenverstärkern reproduzieren.
Seitdem Haibleitergeräte funktionsfähige Zubehörteile für Verstärker geworden sind, debattiert man auch über die Vorzüge der Halbleiter oder Festkörperverstärker gegenüber den Röhrenverstärkern. Einige sind der Meinung, daß Röhrenverstärker besser arbeiten, da Vakuumröhren natürlichere Verstärker sind als Halbleitergeräte. Andere wiederum denken, daß Haibleiterverstärker einen Klang ohne "Wärme" produzieren; daß sie zu hell sind, bis das Halbleitergerät übersteuert und dann sind sie zu geräuschvoll. Röhrenverstärker scheinen nicht aufzugeben, wenn sie übersteuert sind, sie scheinen das Unmögliche erreichen zu wollen.
Dennoch haben Röhrenverstärker ihre Grenzen. Für einige besteht diese Grenze ganz einfach in der Aufwärmzeit und der Zerbrechlichkeit der Vakuumröhre. Für Gitarristen ist das Problem jedoch ein emsteres. Ein leistungsfähiger Verstärker klingt nicht richtig, wenn er auf niedrigen Niveaus arbeitet, wie dies für das Ausfüllen von kleinen Räumen notwendig ist.
Der jetzige Stand der Technik ist voll von Versuchen, die Bedürfnisse des Gitarristen nach Röhrenverstärkersound mit betriebssichersten Halbleitergeräten zu befriedigen oder nur den Klang von Röhrenverstärkern zu steigern. Moog, im U.S. Patent Nr.4,180,707, das den übersteuerten Verstärker mit einem Kompressor und einem Amplitudenabschneider simuliert, der sowohl gerade als auch ungerade Oberharmonische produziereren kann, um den Gitarren klang auf Leistungsniveaus von Vorverstärkern herzustellen. Claret, im U.S. Patent Nr. 4,286,492, modifiziert den Ruhepunkt des Verstärkers, um bei niedrigerer Leistung abzuschneiden. Woods, im U.S. Patent Nr. 3,860,876, modifiziert auf gravierende Weise den Frequenzgang eines verzerrten Inputs. Smith, im U.S. Patent Nr. 4,211,893, fügt wahlweise in einer Vorverstärkerstufe Verstärkung hinzu, um eine Verzerrung zu erhalten. Sondermeyer, im U.S. Patent Nr. 4,405,832, von dem der erste Teil des Patentanspruchs ausgeht, ist umschaltbar und forciert die Verzerrung ungerader Oberharmonischer und schafft im U.S. Patent Nr.4,439,742 eine leichte Crossover- Verzerrung, auch ein Phänomen der ungeraden Oberharmonischen. Scholz, im U.S. Patent Nr. 4,143,245 schafft auf jeder Lautstärke eine Verzerrung durch das Betreiben eines Verstärkers auf Maximalniveau mit Ohmscher Belastung und das Betreiben, der Lautsprecher mit nur einem Teil der Verstärkerleistung.
Auf andere Art simuliert Todokoro, im U.S. Patent Nr. 4,000,474, einen Triodenröhrenverstärker mit Verbindungsfeldeffekttransistoren.
Auf dem jetzigen Stand der Technik gibt es jede Menge Ausführungsbeispiele, die von vielen Gitarrenverstärkerherstellern konstruiert wurden. In technischer Hinsicht ist der Gitarrenverstärker ein geringwertiges Beispiel der Ausführung von Röhrenverstärkern. Gewiss haben die Gitarrenverstärker heutzutage weder den Frequenzausgang noch die Helligkeit der High-Fidelity-Verstärker von gestern. Dennoch ist der Grund kein technischer, sondern er liegt vielmehr in der Kunst. Der Klang von billigen, übersteuerten Röhrenverstärkern ist ein Teil der Kunst geworden.
Um die Röhrenverstärker zu simulieren, muß man demgemäß die Bestandteile dieser Verstärker richtig einschätzen. Einer der Schlüsslbestandteile eines Röhrenverstärkers ist der Ausgangstransformator. Der Transformator läßt nur einen relativ engen Frequenzbereich durch die Mitte des Klangspektrums durch. Die Rückkopplung auf der nachgeschalteten Stufe des Verstärkers erweitert die Transformatorschalleistung so, daß der Verstärker effektiv in einem breiteren Frequenzbereich arbeitet. Wie dem auch sei, wenn die Verstärkerröhren übersteuert sind, können sie die Rückkopplungsfunktion nicht mehr ausführen und die Schalleistung beschränkt sich auf die Transformatorschalleistung.
Die Röhre selbst ist natürlich ein anderes Schlüsselelement des Röhrenverstärkers. Die diversen Stadien eines Röhrenverstärkers sind gewöhnlicherweise gekoppelt mit Kondensatoren, die das Signal vom Ausgang eines Stadiums zum Eingang des nächsten übertragen, während die konstante oder Gleichstromspannung des Ausgangs vom Eingang blockiert wird. Wenn der Eingang eines Stadiums so gesteuert ist, daß das Gitter der Vakuumröhre positiver als seine Kathode wird, werden bedeutende Ströme in die Gitterleitung fließen. Einige der Elektronengitterströme laden den Kupplungskondensator auf und verändern dabei den Ruhepunkt der Vakuumröhre, um asymmetrischer zu verstärken als dies gewöhnlicherweise der Fall ist. Wenn diese asymmetrische Wellenform verstärkt und durch eine Gegentaktausgangsstufe symmetrisch abgeschnitten wurde, wie dies normalerweise bei leistungsstarken Verstärkern zu finden ist, werden sowohl gerade als auch ungerade verzerrte Oberharmonische produziert. Die geraden Oberharmonischen scheinen melodischer zu sein als die härteren ungeraden Oberharmonischen.
Wie alle Geräte haben Vakuumröhren eine Eingangskapazität. Die wichtige Teileinheit dieser Kapazität ist vom Gitter zur Platte. Dies ist die Miller-Kapazität, die durch den Verstärkungsgrad der Röhre vervielfacht wird. Folglich arbeitet diese Eingangskapazität mit einer Gittersteuerimpedanz, um den Frequenzausgang zu begrenzen und damit den Klang des angeschlossenen Musikinstruments als eine Funktion der Einstellung der Lautstärkenkontrolle zu ändern.
Der Verstärkungsgrad der Röhren ist hinsichtlich der Gitterspannung nicht konstant. Allgemein nimmt die Verstärkung mit Erhöhen der Gitterspannung zu. Das ist wichtig, wenn die Gegentaktausgangsstufen der Klasse B oder AB analysiert werden. Die Änderung des Verstärkungsgrades produziert am Ausgang Oberharmonische.
Die Ausgangsstufe kann wegen der Phasenverdrehung im Transformator und in anderen Stromkreiskomponenten keine bezeichnende Rückkopplung anwenden. Daher ist die Ausgangsimpedanz der Ausgangsstufe vergleichsweise hoch. Diese hohe Ausgangsimpedanz reagiert mit der Lautsprecherleistung anders als eine niedrige Ausgangsimpedanz. Die Ausgangsimpedanz, die dem passenden Klang entsprechend zugeordnet ist, ist ungefähr gleich der Lautsprecherimpedanz.
Je größer das Eingangssignal ist, desto mehr Strom entnehmen die Ausgangsröhren eines Verstärkers der Masse AB oder B vom Netzanschluß. Das Netz reagiert darauf, indem es seine Ausgangsspannung gemäß seiner Ausgangsimpedanz vermindert. Wie dem auch sei, da diese Ausgangsimpedanz gewöhnlich kapazitiv ist, wird ein unvermutet erscheinendes, großes Eingangssignal für kurze Zeit auf einem hohen Begrenzungsniveau verstärkt werden und sich dann auf einem niedrigeren Begrenzungsniveau weiterentwickeln. Dieser Effekt ist ein Teil des Durchschlags des Verstärkers und läßt den Verstärker weniger komprimiert klingen.
Zur Zeit sind Digitalgeräte zur Produktion von Akustikeffekten wie Chorus, Flanging, Nachhallen, Vibrato, Sampling, Tonhöhenverstellung, etc. erhältlich. Die Verzögerungseffekte, wie zum Beispiel Flanging, Nachhallen und Sampling zeichnen das Signal ganz einfach auf und spielen es später ab. Die Tonhöhenverstellung zeichnet das Signal auf und spielt es in einem anderen Maß ab. Die Harmonieanalyse dieser Effekte zeigt, daß alle erzeugten Extrafrequenzen durch Sampling produziert werden. Keiner dieser Effekte führt gewollterweise Signalharmonische in das Signal ein.
Eine andere Veranschaulichung dieser Effekte zeigt, daß ihr eigentlicher Zweck das Wiederverbinden eines Signals ist, das verzögert und eventuell durch sich selbst abgeschwächt wurde. Daher sind die einzigen Harmonischen, die erzeugt werden können, durch das Samplingverfahren verursacht.
Daher ist das Hauptziel der Erfindung, einen Halbleiterverstärker zu liefern, der die Signalverzerrungen eines Röhrenverstärkers realistisch simuliert. Dieses Ziel wird durch das in Patentanspruch 1 bekanntgemachte System erreicht. Die Unteransprüche werden auf bevorzugte Ausführungsarten gerichtet.
Eine bevorugte Ausführungsart hat den besonderen Vorteil, Effekte von Gitterstromflüssen zu simulieren. Dies produziert die Verzerrung gerader Oberharmonischer, was eine angenehmere und melodischere Verzerrung ist als eine Verzerrung von ausschließlich ungeraden Oberharmonischen. Weiters produzieren die Gitterstromeffekte in einem kapazitiv gekoppeltem Stromkreis die erwünschte Bindung an eine Note.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsart der Erfindung ist ein Vorverstärker der Gitarrenverstärkereffekte, der erstklassig professionell oder ein einfaches Effektepedal sein kann. Dies ist aus den hier angeführten Unterweisungen fast möglich, weil die Röhrensimulation sowohl auf niedrigen als auch auf hohen Leistungsstufen stattfinden kann.
Noch eine weitere bevorzugte Ausführungsart der Erfindung erzielt die allgemeine Verbesserung von Gitarrenverstärker allgemeiner Anwendung, um den Hochleistungsverzerrungseffekt auf allen Leistungsstufen zu ermöglichen.
Ebenso eine weitere bevorzugte Ausführungsart der Erfindung liefert einen allgemeinen Endverstärker, der übermäßige Inputs auf "anmutige" Art und Weise behandelt.
Eine andere bevorzugte Ausführungsart der Erfindung liefert einen Verstärker mit den korrekten Ausgangs- und Eingangsimpedanzen, um die Gitarre oder andere Quellen korrekt zu speisen und den Lautsprecher korrekt zu steuern.
Wieder eine andere Ausführungsart der Erfindung liefert einen Verstärker mit einer nicht konstanten oder variablen Verstärkerstufe, um die Verzerrung einer Ausgangsstufe der Klasse B oder AB nachzuahmen.
Noch eine andere Ausführungsart der Erfindung liefert die Kontrolle des Ausgangsniveaus eines Verstärkers als Funktion des Ausgangsniveaus, um den Effekt des Netzspannungs widerstandes nachzuahmen.
Eine weitere Ausführungsart der Erfindung liefert einen Verstärker mit einem Kombinationsverzerrungsschalter und einer Verzerrungsstufe, die effektiv auf niedrigen Eingangsniveaus arbeitet.
Wieder eine andere Ausführungsart der Erfindung sorgt für die mathematische Formgebung eines Verstärkers, sodaß der Verstärkereffekt durch einen Digitalsignalprozessor erzeugt werden kann.
Eine andere Ausführungsart der Erfindung liefert Analog- und Digitalsignalprozessoren, die beabsichtigterweise Harmonische des Signals in das 2 Signal einführen.
Eine noch andere Ausführungsart der Erfindung ist charakterisiert durch die Struktur des Analogverstärkers oder des Grades der Kalkulationen des Digitalsignalprozessors.
Eine Ausführungsart der Erfindung umfaßt einen Verzerrungssynthesizer, der eine erste Verzerrungsschaltung, eine Aussteuerungsschaltung für das Wechseln der Tonart des ersten verzerrten Signals und eine zweite Verzerrungsschaltung für das Einführen Harmonischer in das genannte ausgesteuerte Signal und für das Abschneiden des sich daraus ergebenden Signals als eine Funktion des erwähnten, sich daraus ergebenden Signals besitzt. Das System kann analog oder ein programmierter Digitalprozessor sein. Durch eine asymmetrische Verzerrungsschaltungsanordnung werden in der ersten Verzerrungsschaltung gerade Oberharmonische abgeschnitten und eingeführt. Die erste Verzerrungsschaltung kann das Signal auch komprimieren. Die zweite Verzerrungsschaltung enthält eine variable Verstärkerstufe, die mit erhöhter Aufnahme zunimmt, indem eine Vielzahl von Schaltungen verwendet wird, durch die stufenweise Parallelwiderstände hinzukommen, um den Endstrom stufenweise zu erhöhen. Der Begrenzerkreis in der zweiten Verzerrungsschaltung begrenzt als eine Funktion von Amplitude, Zeit oder Frequenz den Inhalt des Eingangssignals. Es steht eine direkte Entzerrungsschaltung zur Verfügung, die einen Lautsprecher nachahmt, welcher ein Mikrophon akustisch steuert und einen Filter, eine Verzögerung und einen Mixer enthält.
Das Verzerrungssystem liefert ein verzerrtes Signal, dessen harmonischer Gehalt mit zunehmendem Eingangssignal steigt. Der Gehalt an geraden Oberharmonischen steigt anfänglich mit jedem Zyklus eines Eingangssignals. Auch der Verstärkungsgrad und die gesamte, nichtlineare Verzerrung steigen wegen einer ersten Ausdehnung von Eingangssignalamplituden und der Verstärkungsgrad nimmt ab und die gesamte, nichtlineare Verzerrung steigt wegen einer zweiten Ausdehnung von Eingangssignalamplituden. Zusätzlich nimmt die Amplitude des verzerrten Signals anfänglich ab und steigt dann in der Folge.
Andere Ziele, Vorteile und neue Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung sind aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung ersichtlich, wenn sie in Verbindung mit den beigelegten Zeichnungen betrachtet wird.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In Abbildung 1 ist ein Blockdiagramm eines Tonfrequenzverstärkers zu sehen, welcher die Grundsätze der vorliegenden Erfindung in sich zusammenschließt.
Abbildung 2 zeigt ein Blockdiagramm eines Verzerrungssynthesizers gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung.
Abbildung 3 ist ein Aufbauplan eines Verzerrungssynthesizers, der gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung auf niedrigem Leistungsniveau arbeitet.
In Abbildung 4 ist ein Aufbauplan eines anderen Verzerrungssynthesizers laut den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung zu sehen.
Abbildung 5 ist ein Aufbauplan einer anderen Verzerrungsschaltung laut den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung.
Abbildung 6 zeigt einen Aufbauplan der Aufnahme eines Gitarrenverstärkers gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung.
In Abbildung 7 ist ein Aufbauplan der variablen Verstärkungsstufe gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung zu sehen.
Abbildung 8 ist ein Aufbauplan der variablen Bedienungsstufe gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung.
Abbildung 9 zeigt einen Aufbauplan des Effekts, der die Netzspannungsimpedanz gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung nachahmt.
In Abbildung 10 ist ein Aufbauplan einer Alternative zu Abbildung 9 zu sehen.
Abbildung 11 ist ein Aufbauplan des Kombinationsverzerrungsschalters und der Verzerrungsstufe gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung.
In Abbildung 12 ist ein Blockdiagramm der Gesamtstruktur des Verstärkers gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung zu sehen.
Abbildung 13 zeigt ein Blockdiagramm einer Schaltungsanordnung, die einen Lautsprecher gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung nachahmt.
Abbildung 14 ist ein Blockdiagramm eines Computersystems für das Nachahmen eines Gitarrenverstärkers gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN

Ein Verzerrungssynthesizer, der einen Röhrenverstärker mit einem Transformatorausgang reproduziert, umfaßt eine asymmetrische Schwächung der Eingangssignale und eine Verschiebung des Vorspannungspunktes, um gerade Harmonische für große Eingangssignale zu produzieren; eine asymmetrische, nicht- konstante Verstärkung, um sowohl gerade als auch ungerade Harmonische für kleine Eingangssignale zu produzieren und einen Begrenzerkreis, dessen Begrenzungsniveau eine Funktion des Ausgangs ist, um zu große Eingangssignale zu dekomprimieren.
Ein Verstärker, der die Grundsätze der vorliegenden Erfindung in sich vereint, ist in Abbildung 1 dargestellt als ein mit einer Vorverstärkung oder Vorstufe 20 verbundener Eingang 15. Auf dem Vorverstärker 20 ist eine Vielzahl von Regelungen 25 vorgesehen. Diese umfassen Frequenzkontrollen, zum Beispiel Bass und Diskant, sowie Verstärkungskontrolle. Der Ausgang 26 vom Vorverstärker 20 ist mit dem Eingang 32 des Verzerrungssynthesizers 30 verbunden, welcher die Verzerrung eines Röhrenverstärkers reproduziert. Es ist eine variable Kontrolle 33 vorgesehen, um den Verzerrungsklang oder die Frequenz des Verzerrungssynthesizerfilters zu selektieren. Der erste Ausgang 36 des Verzerrungssynthesizers 30 ist mit dem Eingang 42 des Endverstärkers 40 verbunden. Ein zweiter Ausgang 35 des Verzerrungssynthesizers 30 ist für den Anschluß an andere, in der Industrie erhältliche Arten von Effektvorrichtungen verfügbar. Eingang 45 stellt anderen Quellen als Eingang 15 und im besonderen den Ausgängen der vom Ausgangssignal 35 gesteuerten Effektvorrichtungen einen zweiten Eingang zur Endverstärkerstufe 40 zur Verfügung. Der Ausgang des Endverstärkerstufenausgangs 40 ist am Endpunkt ("Terminal") 50 vorgesehen.
Das Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsart des Verzerrungssynthesizers 30 ist in Abbildung 2 dargestellt. Der Eingang 32 steuert nach jeglich erfordererter Vorverstärkung den Vorspannungsregler 60, der wiederum den nicht-umkehrenden Eingang des Verstärkers 61 steuert. Der Ausgang des Verstärkers 61 ist durch den Amplitudenbegrenzer 62 begrenzt. Der Amplitudenbegrenzerausgang wird dann durch den Filter 63 gefiltert, um den Ausgang 36 zu produzieren und zum Invertereingang des Verstärkers 61 zurückzukoppeln. Die physikalische Realisierung dieser Funktionen ist sehr wohl durch die Elektronik definiert, zum Beispiel in einem Buch von Tobey, Graeme und Huelsman, "Operational Amplifiers, Design und Applications" (Operationsverstärker, Ausführung und Anwendungen), McGraw-Hill.
Die Antwort dieser Ausführungsart auf ein deutlich eingeschränktes Signal kommt vom Filter. Der Verstärkungsgrad des Filters kann wie folgt in FORTRAN ausgedrückt werden:
F = s * h * x / [(s + w) * (s + x)]
wobei
s = die Laplace Übertragungsfunktion
h = die maximale Ausbeute des Filters
w = die untere Grenzfrequenz in Winkelgraden / sec.
x = die obere Grenzfrequenz in Winkelgraden / sec. ist.
Weiters kann der auch Ausgang des Verstärkers in FORTRAN ausgedrückt werden:
A = Vp * b - Vm * a
wobei
Vp = die nicht-invertierende Eingangsspannung
b = der nicht-invertierende Verstärkungsgrad
Vm = die invertierende Eingangsspannung
a = die invertierende Ausgangsverstärkung
Dann, wenn keine Begrenzung vorliegt, ist die Antwort für obengezeigtes System
R = s * b * h * x / ((s + w) * (s + x) + s * a * h * x)
welches folgende Näherungscharakteristiken hat:
Mittenfrequenzverstärkung = b * h / (l + a * h)
untere Grenzfrequenz = w / (l + a * h)
obere Grenzfrequenz = x * (l + a * h)
Dieses Verstärkersystem produziert dann eine breitere Frequenzdurchlässigkeit mit niedrigerer unterer Grenzfrequenz und höherer oberer Grenzfrequenz als der Filter 63, wenn a * h größer 0 und vorzugsweise drei oder größer ist.
Man beachte, daß sich dieses Blockdiagramm aus Funktionen zusammensetzt, die in der Elektronik alle bekannt sind und mit einer Vielzahl von Technologien, Vakuumröhren, Halbleitern, linear integrierten Schaltkreisen und Digitalsignalprozessoren ausgeführt werden können.
In Abbildung 3 ist eine Anwendungsform des Blockdiagramms aus Abb. 2 dargestellt. Der Vorspannungsregler 70 ist dem Vorspannungsregler 60 ähnlich. Der Verstärker 71 ist dem Verstärker 61 ähnlich, außer daß seine Verstärkungen eine Begrenzung aufweisen, sowie sich ihre Ausgangsspannungen ihren Anschlußspannungen annähern. Der Amplitudenbegrenzer 72 ist dem Amplitudenbegrenzer 62 ähnlich, außer daß er von der Begrenzung des Verstärkers 71 abhängt, und daß er eine ziemlich große Ausgangsimpedanz für den Filterschaltkreis 73 vorsieht. Der Filter 73 ist dem Filter 63 ähnlich.
Das Eingangssignal am Eingang 32 kommt von einem Vorverstärker 80, der nach Bedarf konfiguriert ist. Der Vorspannungsregler 70 ist durch den Kondensator 81 kapazitiv gekoppelt. Die Widerstände 82, 84 und 85 bilden einen Standardumkehrverstärker mit Operationsverstärker 87, bis das Signal größer als die übertragungsspannung der Diode 86 wird. Dann erfährt das Signal die gleichen Veränderungen wie das Signal durch eine Röhre mit Gitterstrom, d.h. das Signal wird asymmetrisch gedämpft und durch die Ladung am Kondensator 81 versetzt. Der Widerstand 83 begrenzt die Stromaufnahme des Kondensators 81 und verlängert somit nach und nach den Vorspannungsversetzungsprozeß in einer Vielzahl von Zyklen. Das Begrenzen der Stromaufnahme ist wichtig, weil der Anhall einer Note dann nicht abgesetzt wird, während spätere Quanten der Note abgesetzt werden. Der Amplitudenbegrenzer 72 kann folglich Wellenformen bilden mit mehr Leistung für den Anhall am Anfang als für die späteren Quanten der Note, die stark verzerrt ist. Die zusätzliche Leistung wird benötigt, um die gewünschten musikalischen Effekte zu erzielen.
Der Verstärker 71 umfaßt die Widerstände 90 bis 93 und einen Operationsverstärker 94. Die geeignete Wahl der Widerstandswerte kann die obengenannten erforderlichen Verstärkungen a und b produzieren. Der Operationsverstärker 94 hilft auch der Begrenzungsfunktion 62 innerhalb der Anschlußspannungen zu bleiben, indem er seinen eigenen Ausgang begrenzt.
Die Funktion des Amplitudenbegrenzers 62 wird durch den Amplitudenbegrenzer 72 vervollständigt, der zwei Widerstände 100, 101 und zwei Dioden 102, 103 verwendet. Diese spezifische Konstruktion von Widerständen und Dioden hat nicht nur die Aufgabe, das Signal zu begrenzen oder abzukappen, sondern auch Harmonische mit kleineren Amplituden zu produzieren als dies Begrenzerkreise ohne Widerstand 101 machen. Der Widerstand 100 ist dem ungesättigten Anodenwiderstand der Ausgangsröhre ähnlich, während der Widerstand 101 dem gesättigten Anodenwiderstand ähnlich ist. Die Dioden zeigen einen Spannungsabfall, der dem Maximalspannungsausschlag der Anodenspannung ähnlich ist. Diese Dioden sind vorzugsweise lichtemittierende Dioden (LED), die wegen ihrer Kennlinie Spannung/Strom ausgewählt werden. Natürlich sind diese Ähnlichkeiten nur relativ, da billige Operationsverstärker geringere Spannungen und Ströme haben als Verstärkerausgangsröhren.
Der Filter 73 ist mit den hochdurchlässigen Komponenten 110 und 111, und den geringdurchlässigen Komponenten 112 und 113 realisiert, die mit dem Operationsverstärker 114 verbunden sind. Der Kondensator 115 lädt den Amplitudenbegrenzer zur Produktion weiteren Abfalls ("Rolloff") in der Filterrückantwort auf. Diese zusätzliche rückwirkende Komponente und ihr folglich zusätzlicher Rolloff produzieren einen Rolloff von zwölf Dezibel pro Oktave im Akustikbereich fjir eine weichere Verzerrungstonart.
Der Filter 73 ist eine allgemeine Darstellung eines Allgemeinfilters. In der Praxis ist dies wünschenswert, um die Grenzfrequenzen variabel zu machen. Dies ermöglicht dem Musiker oder dem Zuhörer die Regelung des Verzerrungsklanges. Solange die Rückkopplung den Frequenzgang vergrößert, haben die Verzerrungsklangregler eine geringe Wirkung auf den ungesättigten Vorgang.
Auf niedrigen Eingangssignalniveaus leiten die Dioden 86, 102 und 103 nicht und produzieren daher keinerlei Niveauverschiebung oder -begrenzung. Die Charakteristik des Verzerrungssynthesizers 30 ist klar, breit und unverzerrt. Auf hohen Eingangssignalniveaus leiten die Dioden, um einen engeren Signalbereich mit sowohl geraden, als auch ungeraden Harmonischen zu produzieren. Die tatsächlichen Werte der obengenannten Komponenten werden ziemlich subjektiv gewählt. Die endgültige Ausführung muß in den Ohren des Musikers gut klingen.
Es sollte nun klar sein, daß eines der Ziele dieser Erfindung erreicht wurde, indem der Frequenzgang als eine Funktion der Eingangssignalniveaus varlierbar ist. Ein Gitarrenverstärker kann auf niedrigen Leistungsstufen durch das Anbringen des Verzerrungssynthesizers 30 in Abb. 2 und 3 zwischen der Vorverstärkerstufe 20 und einer Ausgangsendverstärkerstufe 40 synthetisiert werden. Das ergibt sich aus der Anwendung von Dioden zum Bestimmen des Signalniveaus, auf dem die Verzerrung stattfindet. Außerdem kann die Verzerrung zuverlässig durchgeführt werden, wenn billige Komponenten verwendet werden.
In Abbildung 4 wird eine alternative Ausführung eines Verzerrungssynthesizers gezeigt. Der Eingang ist durch einen Kondensator 120 und einen Widerstand 128 gekoppelt. Der Widerstand 121 spannt einen Verbindungsfeldeffekttransistor, JFET 122, vor. Dieser JFET 122 steht in einer Gegentaktkonfiguration (= "Push-Pull"-Konfiguration) mit JFET 123. Gemeinsam steuern sie den Transformator 125, welcher wiederum eine Filterlast 126 steuert und eine Rückkopplung zu JFET 123 liefert. In diesem Fall veranlaßt ein übermässiges Input das "Gate" von JFET 122 zu leiten und folglich aufzuladen. Das Begrenzen kann durch das Dimensionieren des Widerstandes 124 erfolgen, um den Stromfluß einzuschränken. Das Filtern geschieht durch den Transformator 125 und den Verbraucher 126.
Obwohl dieses Schema wenige Komponenten anwendet, kann es nicht zuverlässig sein, da die JFETS breite Charakteristikbereiche haben.
Das Belasten der Transformatorverstärker mit der Last 126, welche einen Konsendator umfaßt, wird einen zusätzlichen Rolloff schaffen, welcher einen Rolloff von zwölf Dezibel im Akustikbereich schaffen kann, wenn dies eine Verzerrungsschaltung ist, um den Verzerrungsklang weiter zu verstärken. Weiters ist es für diesen Kondensator möglich, mit dem Transformator in Resonanz zu sein, um die gewünschte Antwort im mitfleren Bereich zu verstärken.
Das Belasten von Standardröhrenverstärker mit einem kapazitiven Widerstand wird den gewünschten zusätzlichen Rolloff produzieren, ohne jedoch die Ausgangsleistung wesentlich zu verringern.
Eine alternative Lage für Widerstand 128 ist zwischen dem Kondensator 120 und dem JFET 122.
Die Anwendung von Widerstand 128 in Serie mit dem Gate vom JFET 122 begrenzt den Ladestrom der Vorspannungsverschiebung (= bias shifting), wenn der JFET durch den Gatestrom gesteuert ist. Das ist normalerweise in Verstärkern nicht zu finden, weil das den Schaltungsverstärkungsgrad reduziert, besonders bei hohen Frequenzen. Aber es ist notwendig, um der Note, die den Verstärker übersteuert, eine Anhallzeit zu geben und als solche dient eine ähnliche Funktion wie die der Widerstände 82 und 83 von Abbildung 3.
Die Diode 86 von Abbildung 3 und das Gate von JFET 122 von Abbildung 4 führen beide zu einer asymmetrischen Impedanz, welche die Ladung eines Kopplungskondensators ändert, um eine Vorspannungsverschiebung als eine Funktion des Eingangssignals zu schaffen. Es gibt eine Reihe anderer Schaltungsstrukturen, die die gleiche Funktion haben, zum Beispiel zeigt die Gegenkopplung eine drastische Änderung der Eingangsimpedanz, wenn der Transistor übersteuert. Wie dem auch sei, sofern die Vorspannungsverschiebung kein Ausführungskriterium darstellt, würde ein Serienwiderstand wie der 128 nicht verwendet werden, weil er das Gate verkleinert und das Verstärkergeräusch erhöht.
Es gibt noch andere Möglichkeiten für das Bewirken der Vorspannungsverschiebung 60, wie in Abbildung 5 zu sehen ist. Auf niedrigen Eingangssignalniveaus arbeitet der Operationsverstärker 136 nur mit den Widerständen 130 und 131. Aber wenn der Ausgang den Spannungsabfall der Diode 135 überschreitet, dann lädt sich der Kondensator 133 durch Widerstand 134 und die Diode 135 auf. Der Widerstand 132 setzt dann das sich daraus ergebende Offset (=Polarisation) an den Eingang und produziert folglich ein vom Niveau abhängiges Offset, das gemeinsam mit einem symmetrischen Begrenzerkreis arbeiten wird, um sowohl gerade, als auch ungerade Harmonische zu produzieren.
Beachte, daß diese Schaltanordnung eine asymmetrische Verstärkung als Widerstand gegen eine asymmetrische Schwächung des Kondensators 81, der Widerstände 82 und 83, und der Diode 84 der Abbildung 3 haben kann. Ob diese Schaltanordnungen nun Verstärkung oder Schwächung bewirken, sie bewirken auf jeden Fall eine asymmetrische Übertragung.
Diese verschiedenen Beispiele zeigen ein allgemeines Kennsignal des Synthetisierens der Wirkungsweise eines Röhrenverstärkers mit Halbleitern, indem eine Schaltanordnung verwendet wird, die einen vom Eingangssignalniveau abhängigen Frequenzgang besitzt. Es ist weiters absehbar, daß ein Röhrenverstärker konzipiert werden kann, um ohne das Verbrauchen von Gitterstrom zu begrenzen oder abzuschneiden und somit die Verzerrung gerader Harmonischer zu produzieren. Folglich sind für das Synthetisieren der Röhrenfunkhon die Schaltanordnungen für die Verzerrung gerader Harmonischer nicht notwendig, aber erwünscht, da die geraden Harmonischen melodischer klingen. Es wurde die Wirkungsweise eines Verzerrungssynthesizers beschrieben, der die Kennlinie Eingang/ Ausgang eines Röhrenverstärkers simuliert. Diese Schaltanordnung kann auf verschiedene Arten ausgeführt werden, mit Halbleiter oder Röhren, mit Transformatoren oder Filtern, nur nicht mit Röhren und Transformatoren, zumindest bis heute, denn mit dieser Erfindung beabsichtigt man, dies zu synthetisieren.
Abbildung 6 stellt eine typische Gitarrenschaltung dar, die mit einem Eingangsstromkreis eines Röhrenverstärkers gekoppelt ist. Die Komponenten 250 bis 252 zeigen in dieser Reihenfolge die Induktivität, den Widerstand und die Kapazität eines Gitarrentonabnehmers (Gitarren-pickups). Der variable Widerstand 253 ist die Lautstärkenregelung der Gitarre. Das Signal am Abgreifer der Lautstärkenregelung wird durch Kopfhörerbuchsen, -stecker und Koaxialkabel zum Verstärker übertragen, wo es durch den Widerstand 254 geht. Widerstand 255 ist der Gitterverschiebungswiderstand für die Röhre 256. Widerstand 257 ist die Anodenspeisung oder der Verbraucherwiderstand. Der Widerstand 258 ist die Anode zur Gitterkapazität oder Millerkapazität. Kondensator 259 ist eine Ansammlung anderer Eingangskapazitäten.
Die Konstruktion eines Halbleiterverstärkers bedarf nur der Ersetzung der Röhre 256 und des Widerstands 257 durch einen umkehrenden Verstärker mit entweder kapazitiver Rückkopplung, d. h. Kondensator 258, oder äquivalenter Eingangskapazität 259. Die Theorie der linearen Verstärker gibt an, daß die Kapazitätswirkung auf den Eingang des Kondensators 258 äquivalent einer Kapazität 259 ist, die ihrerseits gleich der mit dem Verstärkungsgrad des Verstärkers multiplizierten Kapazität 258 ist.
Somit umfaßt die korrekte Eingangsimpedanz eines Halbleitergitarrenverstärkers zum korrekten Speisen einer Gitarren oder Eingangsquelle entweder einen Querkapazitätswiderstand oder eine passend bemessene Rückkopplungskapazität, um jene der Röhre zu reproduzieren, ungefähr 300 Pikofarad, was bedeutend größer ist als eine mögliche Streukapazität. Die Quelle der Kapazitäten muß nicht unbedingt ein Kondensator sein. Sie kann auch die Kapazität einer Diodenverbindung, die Kapazität einer Transisitorverbindung, die Kapazität eines Gates zur Stromrinne eines Feldeffektgerätes, Durchschaltungsnetz, wie zum Beispiel Microstrip etc. sein.

VARIABLE VERSTÄRKUNG

Die Ausgangsstufe eines Röhrenverstärkers besteht typischerweise aus einem Phasenteiler und einem Paar Fünfpolendröhren, die in Klasse B oder AB arbeiten. Die Röhrenkonduktanz der Fünfpolröhren steigt mit zunehmender Gitterstromspannung. Wenn wir annehmen, daß die Verstärkung der Fünfpolröhren mit zunehmender Gitterstromspannung steigt und wenn wir weiters annehmen, daß die Fünfpolröhren die gleichen Charakteristiken haben, produziert das Ändern der Verstärkung eine ungeradlinige Verzerrung. Wie dem auch sei, normalerweise sind die Fünfpolröhren nicht gleich oder zumindest nicht genau gleich und folglich werden auch gerade Harmonische produziert.
Abbildung 7 zeigt einen variablen Vorverstärker, der einen Strom aus einem Eingangssignal produziert, welches sowohl gerade, als auch ungerade Signalharmonische besitzt. Die Schaltungsanordnung hat einen Operationsverstärker 270, dessen nicht-invertierender Eingang an der Erde liegt. Der Eingangssignalstrom geht durch den Widerstand 271. Dieser Strom wird durch die Rückkopplungsströme in den Widerständen 272, 273 angeglichen. Die Diode 274 begrenzt den Stromfluß in Widerstand 273 auf hauptsächlich eine Richtung. Die Verstärkung dieser Stufe ist dann proportional zu Widerstand 272 für einen Polaritätseingang und bei Nichtberücksichtigung der Diodendurchlaßspannung, proportional zum Parallelwert der Widerstände 272 und 273 für den anderen Polaritätseingang. Dieser Teil des Stromkreises schafft die geraden Harmonischen, die der Röhrenkonturabweichung entsprechen.
Der Stromkreis von Abbildung 7 geht weiter mit den Dioden 275 bis 286, die wie Unterbrecher und Widerstände 287 bis 293 funktionieren, die die entnommene Leistung des Operationsverstärkers 270 in den Strom 294 konvertieren (, welcher hier als zur Erde gehend gezeigt ist, da der Eingang der folgenden Stufe ungefähr gleich der Erde ist). Für Endspannungsbeträge kleiner eines Diodenabfalls ist dieser Strom proportional zur Konduktanz des Widerstands 287. Für Endspannungsbeträge zwischen einem und zwei Diodenabfälle ist die Stromänderung proportional zur Summe der Wirkleitwerte der Widerstände 287 und 288. Ähnlich für Beträge zwischen zwei und drei; die Stromänderung ist proportional zur Summe der Wirkleitwerte der Widerstände 287 bis 289. Das Wirken der Dioden schaltet einfach mehr und mehr Widerstände parallel bis für Endspannungsbeträge größer als sechs Diodenabfälle die Stromänderung 294 proportional zur Summe der Wirkleitwerte der Widerstände 287 bis 293 ist. Diese Beziehung zwischen Spannungen und Ströme schafft ungerade Harmonische.
Die Amplituden der geraden Harmonischen können durch die jeweiligen Werte der Widerstände 272 und 273 kontrolliert werden. Hohe Werte für Widerstand 273 produzieren gerade Harmonische mit kleineren Amplituden als geringere Widerstandswerte. Ähnlich produzieren hohe Werte für die Widerstände 288 bis 293 ungerade Harmonische mit kleineren Amplituden als kleinere Widerstandswerte. Die einzelnen Amplituden der ungeraden Harmonischen können durch das Ändern der Widerstandswerte 288 bis 293 geändert werden. Falls diese Widerstände gleich sind, nähert sich der Stromkreis der Charakteristik des Quadratgesetzes, das bei Vakuumröhren häufig Anwendung findet.
Die Anzahl der Dioden und Widerstände kann erhöht werden, um größere Spannungen am Ausgang des Verstärkers 270 zu bewältigen. Dieses Beispiel arbeitet mit Signalen bis zu einem Scheitelwert von ca. 4 Volt, wenn der Spannungsabfall der Diode bei ca. 0,6 Volt liegt. Die Anzahl der Felder eines Diodenpaars und eines Widerstands, sowie der Widerstandswert, bestimmen die Ebenheit der Verstärkungsschwankung.
Eine mathematische Betrachtung der variablen Verstärkungsschaltanordnung zeigt, daß die Dioden und Widerstände eine stückweise, lineare Annäherung an die variable Verstärkung sind. Eine andere Betrachtung der variablen Verstärkungsschaltanordnung ist, daß das Verhältnis des Ausgangssignals zum Eingangssignals mit zunehmendem Eingangssignal größer wird.
Abbildung 8 zeigt einen nicht-konstanten Abschwächer, der einem Bereich von Abbildung 7 ähnlich ist. Hier bewältigen die Dioden 301 bis 305 und Widerstände 311 bis 315 positive Ströme, während die Dioden 306 bis 310 und Widerstände 316 bis 320 negative Ströme behandeln. Der Strom 321 für einen Eingangsspannungbetrag kleiner als ein Diodenabfall ist proportional zum Wirkleitwert des Widerstands 300. Die Stromänderung für positive Spannungen zwischen einem und zwei Diodenabfälle wird durch die Widerstände 300 und 311 bestimmt. Für Eingänge zwischen zwei und drei Diodenabfallen wird die Stromänderung durch die Widerstände 300, 311 und 312 bestimmt. Größere Spannungen beziehen mehrere Widerstände mit ein. Die Stromänderungen für negative Spannungen werden ähnlich bestimmt. Abbildung 8 ist flexibler als Abbildung 7, aber auch teurer.
Der Bereich der Operationsverstärker ist angefüllt mit nichtlinearen Verstärkerschaltungen, einige davon sind im obenerwähnten Test "Operational Amplifiers, Design und Applications", Tobey und andere, McGraw-Hill, zu finden.

"PUNCH EFFEKT"-SIMULATION

Abbildung 9 ist das Schema eines "Punch-Effekt"-Simulators mit einigen Verbesserungen. "Punch" ist die Verminderung der Ausgangsleistung sofort nach Beginnen eines großen Eingangssignals. Die Ausgangsleistung wird durch zwei Erscheinungen verringert, das Einführen von geraden Harmonischen in ein System mit einem Begrenzerkreis und der Zusammenbruch der Anschlußspannung, der durch die zunehmende Stromnachfrage der großen Signale geschaffen wird. Die Anschlußspannung fällt langsam, über ca. 0,2 Sekunden, wie dies durch die Größe der Filterkondensatoren, der Transformatorimpedanz und der Transformatorprimärspule unter Belastung bestimmt ist. Die Anschlußspannung bleibt niedrig, bis das Signal verkleinert oder abgesetzt wird. Die Verbesserung der Wirkung bedeutet, der Spannung zu erlauben, wieder anzusteigen, auch wenn das Signal nicht reduziert wurde.
Eine andere Betrachtung der Wirkung eines Leistungszufuhreffektes ist, daß mit dem Leistungszufuhreffekt der Verstärker oder Klang "lebendig" klingt, ohne den Eindruck zu machen, daß der Klang zu komprimiert ist.
Die Widerstände 330 und 331 sind die Eingangs- und Gegenkopplungs widerstände eines Standardumkehroperationsverstärkerstromkreises. Verstärker 332 ist ein Steilheitsoperationsverstärker, wie ein National Halbleiter LM3080, verbunden mit einer Verstärkung Eins Konfiguration. Er steuert einen Operationsverstärker 334 mit einem Gegenkopplungswiderstand 333. Der Maximalstrom, der von einem Steilheitsverstärker produziert werden kann, ist durch den Vorspannungsstrom 346 (Pin 5 von LM3080). Somit ist die Maximalspannung, die am Ausgang erscheinen kann, proportional zum Produkt des Vorspannungsstroms und des Widerstands 333. Somit hat die Ausgangspannung ein zum Vorspannungsstrom proportionales Begrenzungsniveau.
Die Komponenten 335 bis 338 produzieren ein Signal an der Basis von Transistor 339 als Antwort auf das Ausgangssignal. Widerstand 335 begrenzt den Ladestrom zu Kondensator 337 ebenso, wie er den Operationsverstärker 334 von einer Kapazitätsbelastung isoliert. Diode 336 richtet das Ausgangssignal gleich. Kondensator 337 nivelliert das gleichgerichtete Signal, während ein Potentiometer 338 ermöglicht, daß der Effekt von null bis zu einem Maximalwert variiert. Widerstand 340 ist ein Emitterableiter und macht den Strom in Transistor 339 annähernd proportional zur Signalspannung an seiner Basis. Der Kondensator 341 reduziert die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Anode des Transistors 339. Das Transistoranodensignal geht durch den Kondensator 343 zum Polarisationsnetz des Operationsverstärkers 332, der die Widerstände 344 und 345 umfaßt. Falls das Ausgangssignal in der Amplitude aufgrund eines erhöhten Eingangssignals zunimmt, dann wird auch die Spannung an der Basis des Transistors 339 erhöht. Der folgende Anodenstrom reduziert die Anodenspannung mit einer teilweise durch den Kondensator 341 bestimmten Zeitkonstante. Der Kondensator 343 leitet dieses Signal zum Polarisationsnetz weiter, um die Verzerrung und somit das Ausgangssignals zu vermindern. Der Kondensator 343 lädt sich langsam auf, um die Steigerung der Verzerrung und somit die Erhöhung des Ausgangssignals zu ermöglichen. Diese Wirkung ist eine Steigerung des Leistungszufuhreffektes des Röhrenverstärkers, welcher den Kompressionseffekt reduziert, der bei Transistorverstärkern sehr üblich ist.
Die Steigerung dieser Wirkung wird durch den Kondensator 343 verursacht. Falls dieser Kondensator nicht im Stromkreis, d. h. kurzgeschlossen wäre, dann würde das Ausgangssignal durch die Spannung an Kondensator 341 reduziert und nicht größer werden, solange das Eingangssignal erst kleiner und dann wieder größer wird. Dies ist ähnlich einer Leistungszufuhr eines Verstärkers, dessen Spannung mit hohen Stromanforderungen abfällt und nicht zurückkommt, solange diese Anforderungen bestehen.
Die Antwort des "Punch-Effekt"-Simulators auf einen Tonstoß mit dem Ton aus für eine Sekunde und dem Ton an für eine Sekunde mit ausreichender Amplitude, um die Schaltanordnung zum Begrenzen zu veranlassen, ist anfänglich ein Maximum. Dieses verursacht dann in einer weitgehend durch die Kondensatoren 341 und 343 festgelegten Zeit, daß der Strom in Transistor 339 und in den Widerständen 342, 344, 345 in ungefähr 0,2 Sekunden auf ein Minimalniveau abfällt. Dann, wenn die Steigerung nicht eintritt, bleibt dieses Minimalniveau bis zum Ende des Tonstosses bestehen. Der verstärkte Kreislauf erlaubt dann dem Ausgangsniveau in einer weitgehend durch den Kondensator 343 und die Widerstände 344, 345 festgelegten Zeit, d.h. in ungefähr 0,5 Sekunden auf das Maximum zurückzukehren. Wenn der Tonstoß ausgeht, entladen sich die "Punch- Effekt"-Kondensatoren 341 und 343 in Vorbereitung auf den nächsten Tonstoß. Das Potentiometer 338 kontrolliert das Minimalniveau und die Ausdehnung des "Puncheffektes".
Die "Puncheffektm-Schaltanordnung ist ein Schaltkreislauf mit einem Begrenzerkreis oder Amplitudenabschneider, welcher eine Funktion des Ausgangsniveaus, der Zeit und der vorhergehenden Ausgangssignale ist.
Der Widerstand 333 ist ein Vertreter eines Leitungsnetzes, das den Frequenzgang als eine Funktion des Niveaus begrenzt. Der Widerstand 333 kann durch einen Parallelwiderstand und Kondensator ersetzt werden. Das Maximalausgangsniveau ist dann eine Funktion der Frequenz sowie der Vorspannung. Somit, d.h. durch Ersetzen des Widerstandes 333 mit einem Leitungsnetz, wird der Frequenzgang geändert, wenn begrenzt wird, d. h. die Frequenzdurchlässigkeit oder der Banddurchlaßbereich ist enger, oder die hohe Frequenz ist als eine Funktion des Eingangssignal reduziert.
Eine alternative "Puncheffekt"-Schaltung ist in Abbildung 10 dargestellt. Das Eingangssignal geht durch den Widerstand 450 zu den Klemmdioden 451 und 452 und zur Trennstufe 453, welche das Ausgangssignal liefert. Das Eingangssignal wird durch die Diode 451 geklemmt, falls es eine Spannung L durch einen vorangehenden Spannungsabfall der Diode übersteigt. Es wird auch geklemmt von der Diode 452, falls es aufgrund eines vorangehenden Diodenspannungsabfalls kleiner ist als eine Spannung -L. Der Ausgleich des in Abbildung 10 gezeigten Stromkreises schafft die Klemmspannungen L und -L als eine Funktion des Ausgangssignals. Der Widerstand 454 begrenzt nicht nur die Aufladegeschwindigkeit von Kondensator 458, sondern regelt mit dem Widerstand 455 und der Spannungsquelle 456 die Ausdehnung des Puncheffektes. Wenn die Spannungsquelle 456 groß ist, ist auch der Effekt groß, wenn sie klein ist, ist auch der Effekt gering. Die Diode 457 richtet das abgesetzte und abgeschwächte Ausgangssignal gleich und lädt dementsprechend den Kondensator 458 auf. Der Widerstand 459 entlädt Kondensator 458.
Das Signal am Kondensator 458 geht durch den Frequenzfilter, der durch die Widerstände 460 und 463, die Kondensatoren 461 und 462 und den Verstärker 464 gebildet wird, um die Klemmspannung L zu produzieren. Der Frequenzfilter wird angewendet, um für einen verstärkten "Puncheffekt" zu sorgen. Ein niedriger Durchlaßfilter könnte auch verwendet werden, um einen Standard-"Puncheffekt" zu schaffen. Die Klemmspannung L wird durch die Spannungsquelle 465 auf eine anfängliche Ruhespannung eingestellt. Die Klemmspannung -L ist ganz einfach eine Inversion der Klemmspannung L und sie wird durch die Widerstände 466 und 467 und den Vestärker 468 produziert.
Dieser Stromkreis wird für einen ausreichend hohen und langen Tonstoß eine verkürzte Endamplitude erzeugen, welche ihren anfänglichen Wert reduziert und dann umkehrt und ihren anfänglichen Wert überschreiten kann.

KOMBINATION AUS VORSPANNUNGSREGLER UND VERZERRUNGSSYNTHESIZER

Die Kombination aus Vorspannungsregler und Verzerrungssynthesizer ist in Abbildung 11 dargestellt. Diese Kombination ist nötig, wenn relativ kleine Signale verzerrt und spannungsversetzt werden. Die Eingangsstufenkomponenten sind der Kondensator 350 und Widerstand 351 und die Feedbackkomponenten sind die Widerstände 352 und 355 und die Dioden 353 und 354. Der Operationsverstärker 356 ist auf normalumkehrende Weise mit seinem nichtumkehrenden, geerdeten Eingang verbunden. Diese Komponenten bilden einen Verstärker mit einem Verstärkungsgrad, der durch die Eingangskomponenten 350 und 351 und den Gegenkopplungswiderstand 352 für kleine Signale bestimmt wird. Widerstand 352 ist vorzugsweise variabel, um eine Kontrolle des Verzerrungsverstärkungsgrades zu schaffen. Größere Signale werden durch die Dioden 353 und 354 verkürzt. Der Widerstand 355 vertritt eine Impedanz, die die Form der Begrenzung bezüglich jener der Diode abändert.
Die Vorspannungsverschiebung geschieht durch den Widerstand 357 und die Diode 358. Diese sind ähnlich dem Widerstand 83 und der Diode 86 von Abbildung 3. Jedoch ist die Diode 358 nicht mit der Erde verbunden, wie dies in Abbildung 3 der Fall ist, sondern mit dem Ausgang. Tatsächlich macht es diese geringe Änderung aus, daß die Diode 358 eine geringe Durchlaßübertragungsspannung hat, wie dies für das Verzerren von Signalen niedrigen Niveaus nötig ist. In jedem Fall steuert die Kapazität 350 eine wechselnde Impedanz, die aus einem Widerstand 351 besteht, wenn die Diode 358 nicht leitet und aus den Widerständen 351 und 357, wenn die Diode 358 leitet. Dies ist eine nicht-symmetrische Impedanz, welche gerade Harmonische produziert.
Man beachte, daß der Widerstand oder die Impedanz 355 eine asymmetrische Beschneidung schafft, die dennoch gerade Harmonische produziert, weil die Symmetrie der Begrenzung die Asymmetrie der Impedanz des Vorspannungsreglers nicht wiederherstellt oder ausbalanciert.
Die Antwort der Kombination aus Vorspannungsregelung und Verzerrungssynthesizer auf einen Tonstoß mit dem Ton aus für eine Sekunde und dem Ton an für eine Sekunde mit ausreichender Amplitude, um die Dioden 353, 354 und 358 zum Leiten zu veranlassen, ist anfänglich ein Signal mit vom Widerstand 355 geschaffenen, begrenzten geraden Harmonischen. Dann, wenn sich der Kondensator 350 auflädt, erreicht die Endamplitude gerade Harmonische. Während der Zeitspanne ohne Signalübertragung enflädt sich der Kondensator 350, um sich auf den nächsten Tonstoß vorzubereiten.

EINE ANDERE ANALOGVERSTÄRKERSTRUKTUR

Abbildung 12 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsart eines Halbleiterverstärkers mit Röhrenverstärkercharakteristiken. Der Verstärker hat einen Eingang 370, welcher der Eingang zum Vorverstärker ist. Der Vorverstärker 371 beinhaltet das kapazitive Belasten des Eingangs, wie oben mit Abbildung 10 erklärt, um die richtige Eingangsimpedanz zu präsentieren, und das Filtern, welches die Basistoncharakteristiken des Verstärkers festlegt. Der Vorverstärker 371 steuert den Grundverzerrungsstromkreis 372, welcher am besten die Kombination aus Vorspannungsverschiebung und Verzerrungsstufe aus Abbildung 10 ist. Das sich daraus ergebende Signal ist durch die Tonkontrollen 373 tonlich modifiziert, ehe es durch den zweiten Verzerrungssynthesizer 374 wieder verzerrt wird, welcher der Erzeuger der Harmonischen aus Abbildung 7 ist und in Abbildung 9 den Leistungszufuhreffektsimulator und die Punchschaltanordnung steuert. Es sollte beachtet werden, daß der Widerstand 330 von Abb. 9 durch die Widerstände 287 bis 293 in Abbildung 7 ersetzt ist. Der Ausgang des zweiten Verzerrungssynthesizers 374 steuert den Zyklus der Effekte 375. Sowohl der zweite Verzerrungssynthesizer, als auch der Effektzyklus 375 steuern die Effektmischvorrichtung 376, welche ihrerseits den Endverstärker 377 und die Lautsprecher 378 und eine direkte Gleichrichtungsschaltanordnung 379 steuert. Die direkte Gleichrichtungsschaltanordnung 379 liefert eine Endamplitude 380, die kennzeichnend für das vom Lautsprecher 378 und von einem nahe des Lautsprechers angebrachten Mikrophon produzierte Signal ist.
Die Verstärkungsgrade und die Begrenzungsniveaus der diversen Stufen sind für den verzerrten Klang so gestaltet, daß der zweite Verzerrungssynthesizer 374 an höheren Niveaus verkürzt als alle vorherigen Stufen, bei ungefähr 1 mV. Der erste Verzerrungssynthesizer 372 verkürzt bei ca. 5 mV. Alle anderen Stufen arbeiten mit geringer oder gar keiner Verzerrung. Signale unter 1 mV sind der nicht-konstanten Verstärkerstufe besonders ausgesetzt. Es werden im folgenden Analysen der harmonischen Verstärkung angeführt, um zu zeigen, daß die nicht- konstante Verstärkerstufe für ein zunehmendes Input die harmonische Verstärkung erhöht, während der erste Verzerrungssynthesizer 372 und der Punchstromkreis des zweiten Verzerrungssynthesizers 374 allgemein eine abnehmende Verstärkung der Harmonischen bei zunehmendem Input haben.

DIREKTE GLEICHRICHTUNG

Der Direktgleichrichtungsstromkreis 379 kann ein Filter sein, obgleich sehr komplex, aber der bevorzugte Direktgleichrichtungsstromkreis ist in Abbildung 13 dargestellt. Diese Direktgleichrichtungsschaltanordnung 379 umfaßt Zeitverzögerungen, die kennzeichnend sind für die Übertragungszeit der diversen Quanten eines einzelnen Lautsprechers und/oder verschiedenen Lautsprechern zum Mikrophon. Die Filter 390 und 394 alleine können dem angemessenen Frequenzgang grob nahekommen, aber sie schaffen es nicht, die korrekte Antwort der Amplitude bezüglich der Zeit einem Impuls anzupassen. Zeitverzögerungen von verschiedenen Quanten der Lautsprecher und von verschiedenen Lautsprechern sind unterschiedlich und nehmen in der Folge in Phasenfrequenzen zu, während sie außerhalb der Phasenfrequenzen gedämpft werden. Somit beeinflussen die Zeitverzögerungen den Frequenzgang der Lautsprecher und des Mikrophonsystems.
Solange die Zeitverzögerungen die Übergangsantwort des Frequenzgangs behandeln, hat der Filter nur die nicht-verzögerten Frequenzgangeffekte zu behandeln, wie zum Beispiel die Lautsprecherbassabstimmung und allgemeiner Höhenabfall.
Der Eingang steuert den Filter 390, welcher einen Lautsprecher oder einen Teil eines Lautsprechers nachahmt. Das gefilterte Signal steuert die abgezweigte Verzögerung 391, welche eine Mehrzahl von verzögerten Signalen für das Mischen durch die Mischvorrichtung 392 produziert. Die gemischten Signale sind eine Leistungsabgabe des Verstärkers 393 in ausgeglichenem Format. Der Eingang steuert auch andere durch einen Block 394 dargestellten Filter, um andere Lautsprecher oder Teile eines Lautsprecher nachzuahmen. Diese Filter steuern die abgezweigten Verzögerungen 395, deren Endamplituden auch durch die Mischvorrichtung 392 gemischt werden. Die Leistung der Mischvorrichtung ist eine direkte Leistung.
Der Zusammenschluß von mehreren Filtern, die mehrere Verzögerungsleitungen steuern, ist eine Verallgemeinerung, die alle notwendigen Signale am Mischpult produzieren kann. Dennoch kann es billiger sein, die erforderlichen Signale durch das Setzen von Filtern zwischen den Verzögerungsausgängen und der Mischvorrichtung auszuführen. Auf jeden Fall wird die direkte Gleichrichtung mit Signalzeitverzögerungen und Filtern geschaffen.
Die abgezweigte Verzögerungsleitung kann eine gekoppelte Ladung oder eine Kompensationsvorrichtung ("bucket brigade device") sein, die heutzutage in einigen Nachhalleffekten angewendet werden.

DIGITALAUSFÜHRUNGSART

Die Abbildungen 2-5 und 7-12 zeigen Schaltanordnungen, deren Zweck es ist, Harmonische des Eingangssignals in den Ausgangsstromkreis einzuführen. Die Betriebscharakteristiken einiger dieser Abbildungen sind in Programmabläufe umgesetzt, um auch ein Digitalsystem für das beabsichtigte Einführen Harmonischer eines Eingangssignals in das Signal während der Signalverarbeitung herzustellen. Tatsächlich führen alle Verstärker und Signalprozessoren Signalharmonische in das Signal ein. Jedoch ist dies allgemein nicht beabsichtigt und wird daher gewöhnlicherweise als ein Fehler des Verstärkers oder des Signalprozessors angesehen. Dies ist jedoch nicht der Fall bei der vorliegenden Erfindung, welche die Harmonischen eines Signals beabsichtigterweise in das Signal einführt.
Eine Beurteilung des Zweckes für ein System, Signalharmonische in das Signal einzuführen ist, das System zu analysieren unter Annahme von perfekten Komponenten. Die Erzeugung Harmonischer eines Systems, das nicht beabsichtigt, Harmonische einzuführen, wird dann an den Grenzen des mathematischen Prozesses sein, während ein System, das beabsichtigt, Harmonische einzuführen, indessen bedeutende Harmonische erzeugen wird. Perfekte Charakteristiken für ein Digitalsystem beinhalten unzählige Samplinggeschwindigkeiten, Berechnungsgesch windig keiten, Speicher und Genauigkeit.
Abbildung 14 ist ein Blockdiagramm eines Digitalcomputersystems für das Nachahmen eines Gitarrenverstärkers. Das Input des Verstärkers wird vom Vorverstärker 400 erhalten, welcher für die entsprechende Belastung der Gitarre(n) oder Eingangsquelle(n) und für jegliches Filtern, das allgemein üblich ist für die gewünschten Toncharakteristiken, sowie für das "anti-aliasing" Filtern sorgt, das vom Analog-zu-Digital-Konverter 401 gefordert wird. Der Digitalsignalprozessor 402 erhält und verarbeitet das bemusterte Signal. Das Verarbeiten liefert die tonlichen Charakteristiken des Vorverstärkers 371, welcher folgendes umfassen kann: Resonanzen, die Verzerrung und Vorspannungverschiebung des ersten Verzerrungssynthesizers 372, die Tonkontrolle von 373, die Erzeugung Harmonischer und Leistungszufuhrsimulation des zweiten Verzerrungssynthesizers 374, die Effekte, die mit dem Effektzyklus 375 verbunden werden können, die Effektversetzung aus dem Effektmischpult 376 und das Filtern und die Zeitverzögerung aus der Direktgleichrichtung 379. Der Digitalsignalprozessor 402 steuert den Digital-zu- Analog-Konverter 403, den Nachumkehrungsfilter 404, den Endverstärker 405 und Lautsprecher 406. Alternativ dazu steuert der Digitalsignalprozessor 402 den Digital-zu-Analog-Konverter 407, den Nachumkehrungsfilter 408 und den Gegentaktendverstärker 409.
Ein Setup-Computer 410 kontrolliert den Digitalsignalprozessor 402 mit Filtertypaus wahl, Filterparametern, Verstärkungs werten und Wirk ungsparametern vom Eingang von einer elektrischen Berührungsfläche wie eine digitale Musikinstrumentberührungsfläche, ein Tretschalter und Schaltfeldkontrollen 411. Der Setup-Computer stellt über 411 auch seinen Betriebsmodus dar und sorgt für eine benutzerfreundliche Berührungsfläche für die Bearbeitung der Setupbefehle.

EIN DIGITALFILTER

Eine realistische Frage, die sich stellt, ist wie ein Digitalcomputer die Funktion eines Röhrenverstärkers nachahmen kann, wo doch so viele versucht haben, einen Transistorverstärker als Röhrenverstärker arbeiten zu lassen, was sehr viel einfacher scheint. Die Antwort liegt im Verstehen des Röhrenverstärkers, einerseits die wichtigen Wirkungen und deren Verhalten zu kennen und andererseits die wichtigen Wirkungen zu kennen und sie zu ignorieren.
Die Toncharakteristiken des Verstärkers und das Tonkontrollverhalten werden durch Filter festgelegt, die digital ergänzt werden können. Die Digitaltechniken sind voll von Texten über digitale Filterung. Ein typischer Filter hat einen Frequenzgang R(S), der wie folgt in FORTRAN verallgemeinert und ausgedrückt wird:
R(S) = (A * S ** 2 + B * S + C)/(S ** 2 + D * S + E)
was wie folgt umgeschrieben werden kann:
R(S) = (A + B / S + C / S ** 2)/(1 + D / S + E / S ** 2)
wobei R(S) die Antwort ist
A ist eine Konstante hoher Gangverstärkung
B ist eine Bandfilterkonstante
C ist eine Konstante niedriger Gangverstärkung
D ist ein Dämpfungsexponent
E ist eine Resonanzfrequenzkonstante
S ist der Laplace-Operator
Das Glied in 5 der zweiten Gleichung stellt Integratoren dar. Eine einfache Form des Integrators wird von der Grundintegrationstheorie abgeleitet. Ein Integral einer Funktion ist annähernd die Summe der Produkte aus der Funktion und der Zeit ist, für die der Funktionswert angenommen wird. Die Theorie besagt weiters, daß sich bei steigender Anzahl der Glieder der Aufzämung durch das Kleinermachen der gültigen Zeiten die Aufzählung dem tatsächlichen Wert des Integrals annähert. Die folgende Operation wird sich, wenn sie ausreichend schnell durchgeführt wird, dem obenangeführten Gang annähern:
Das obengenannte, in FORTRAN geschriebene Programm setzt anfangs V3 und V4 in den ersten zwei Aussagen null. Als nächstes wartet der Computer auf den nächsten berechneten Taktimpuls im Unterprogramm WAIT. Dann erhält er den Eingangswert Vi vom Analog-zu-Digital-Konverter durch das Unterprogramm ATOD. Die nächste Aussage berrechnet den Eingang zum ersten Integrator V2 für ein belastetes Input, das gebildet wird aus V1, V3 und V4 mit den Gewichten -D und -E. Dann, in den nächsten zwei Aussagen, werden V3 und V4 integriert. Der Wert von DELTA ist gleich der Zeit, die das obengenannte Programm benötigt, um zur Schleife zu schalten. Der Ausgangswert V0 wird dann berechnet als die belastete Summe von V2, V3 und V4. Das Unterprogramm DTOA gibt den Wert an die analoge Welt aus. Dann schaltet das Programm zur Schleife zum Abruf des Unterprogramms WAIT.
Das obenangeführte Beispiel ist für einen zweipoligen Filter. Das Beispiel kann auf mehrere Pole ausgedehnt werden, indem mehrere Variablen, die V3 und V4 ähnlich sind, hinzugefügt werden. Die Addition eines weiteren Poles V5 würe ein VS-Glied in den Berechnungen von V2 und V0 und eine weitere Zeile zum Integrieren von V5, V5 = V5 + DELTA * V4 erfordern. Ähnlich werden einpolige Filter programmiert, indem die Glieder für V4 und die Zeile, die V4 integriert, gestrichen werden.
Wie oben erwähnt gibt es viele digitale Filtertechniken, jene obengenannte ist durch das Beispiel erklärt.
Die Technik des Filterns wird weiters angewendet, um die Resonanzcharakteristiken einer Gitarre oder eines anderen Instrumentes zu verändern, indem entweder Resonanzen gelöscht oder zusätzliche produziert werden. Das ist nützlich, seit eine Industrie durch das Schaffen von Pickups mit dem passenden Sound entstanden ist. Das Filterbeispiel kann frequenzabhängig gemacht werden, indem der Wert von D in der Gleichung oben für R(S) ganz einfach ausreichend klein gemacht wird. Tatsächlich könnte eine Gitarre mit einem nicht- resonanten Gang völlig vom Verstärker in Bezug auf ihren Ton und ihre Tonvariationen abhängen.

EIN DIGITALER ERSTVERZERRUNGS SYNTHESIZER

Ein erster Verzerrungssynthesizer ist die Kombination aus Verzerrungsverschiebung und Verzerrungsstromkreis, die mathematisch als ein Hochpaßfilter mit einer von der Polarität des Signals abhängigen Grenzfrequenz und ein nicht-konstanter Verstärkungsgrad abgebildet werden können. Der FORTRAN- Schlüssel für diese Stufe ist:
Die Werte für DEL würden höchstwahrscheinlich für eine gegebene niedrige Grenzfrequenz und Geschwindigkeit der Produktion von geraden Harmonischen festgesetzt werden. Die Werte von DEL entsprechen der oben erwähnten asymmetrischen Impedanz.
Die nicht-konstante Verstärkung kann errechnet und an die Taylor'sche Reihe, die an er ersten Ableitung gestoppt wird, angenähert werden. Die Berechnung teilt sich dann in Bereiche, die den Ausgang stückweise linear an die gewünschte nicht-lineare Verstärkung annähern. Die Werte für VERSTÄRKUNG (=GAIN) und OFFSET sind durch den Setup-Computer 410 als eine Funktion der Verzerrungsverstärkung festgelegt.
Eine genauere Berechnung von GAIN und OFFSET ist unten für die Begrenzerfunktion CF in FORTRAN angegeben. CF ist die Begrenzungsausgangsleistung als eine Funktion des Input.
Die Variable V3 erhält ihren Urwert zu Beginn der Programmausführung.
Die nicht-konstante Verstärkung im Programm oben ist das erste Beispiel für das Einführen von Signalharmonischen in das Signal. Man beachte, daß J eine Funktion des Signals und die VERSTÄRKUNG (GAIN) eine Funktion von J ist. Daher ist (GAIN) eine Funktion des Signals. Dies macht die Beziehung des Eingangs zum Ausgang nicht-linear.
In der folgenden Tabelle wird die harmonische Verstärkung einer nicht- konstanten Verstärkung präsentiert. Die Verstärkung ist 1 für ein Input zwischen -1 und 1 und andernfalls ist sie 0. V2 ist der Eingangswert. OUT 1 ist die Grundverstärkung von FDST, OUT 3 ist die Verstärkung der dritten Harmonischen, etc. Eine negative Verstärkung ist eine Phasenumkehr. TABELLE 1 Harmonischenverstärkung des Begrenzers bezüglich des Eingangsniveaus
Eine in der Tabelle oben zu beachtende, wichtige Tatsache ist, daß die Grundverstärkung mit zunehmendem Input abnimmt. Andere Verstärkungen von Harmonischen steigen oder pendeln von Null zu einem Maximum und fallen dann.
Die Antwort des ersten Verzerrungssynthesizers ist ähnlich derjenigen der Kombination aus Vorspannungsregler und Verzerrungssythesizer auf einen Tonstoß mit Ton aus für eine Sekunde und Ton an für eine Sekunde mit ausreichender Amplitude, um die Begrenzung des Wertes J auf JMAX oder JMIN zu bewirken und diese Antwort ist anfanglich ein Signal mit begrenzten geraden Harmonischen. Dann, sobald sich der Wert V3 ändert, gewinnt der Ausgang gerade Harmonische. Während der "Kein-Signal"-Zeitspanne, kehrt der Wert V3 auf Null zurück, um sich auf den nächsten Tonstoß vorzubereiten.

DIGITALE TONKONTROLLEN

Die Tonkontrollen sind einfach eine Ansammlung von Filtern mit variablen, linearen Verstärkungen wie oben besprochen. Die Filter- und Verstärkungsparameter sind durch Befehle des Setup-Computers festgesetzt, die den Klang des Verstärkers diktieren. Diese Anordnung erlaubt jeder Tonkontrolle oder jedem Filter, parametrisch zu sein. Weiters gestattet sie dem Digitalverstärker, verschiedene Typen von Verstärkern, die derzeit produziert werden, nachzuahmen, da sie mit verschiedenen Tonparametern arbeiten.

EIN DIGITALER ZWEITER VERZERRUNGSSYNTHESIZER

Der zweite Verzerrungssynthesizer besteht aus einer weiteren nicht- konstanten Verstärkungsstufe, gefolgt vom Netzanschlußsimulator und "Punch"- stromkreis. Der FORTRAN - Code für eine solche Stufe ist folgender:
Wie oben, werden alle Werte für die Variable in den COMMON /SDSTP/ Aussagen vom Setup-Computer 410 geliefert oder festgelegt. Die Variablen in der COMMON /SDSTI/ Aussage werden am Anfang der Programmausführung ureingegeben. Beispielsweise folgt diese nicht-konstante Verstärkung der Annäherung des Quadratgesetzes für die Röhrenverzerrung. Die Aussage zur Berechnung von GAIN (=Verstärkung) hat ein Glied, das die Variable GODD für das Nachahmen der ausgeglichenen Verstärkung der Ausgangsröhren und ein Glied, das die Variable GEVEN für das Nachahmen der unausgeglichenen Verstärkung der Ausgangsröhren beinhaltet. Die nicht-konstante Verstärkung im Programm oben ist das zweite Beispiel für das Einführen Signalharmonischer in das Signal.
Die Variable VC337 ist ähnlich der Spannung am Kondensator 337 von Abbildung 9. PUNCH ist das Einstellen des Potentiometers 338. Die nächsten vier Zeilen des Codes stellen einen Filter dar, welcher ein Signal erzeugt, das bezeichnend ist für das maximal verfügbare Signalniveau am Ausgang des Stromkreises in Abbildung 9.
Die Antwort des Leistungszufuhreffekt-Simulators und "Punchstromkreises" -auf einen Tonstoß mit dem Ton aus für eine Sekunde und dem Ton an für eine Sekunde mit ausreichender Amplitude, um den Stromkreis zum Abschneiden zu veranlassen, ist anfänglich ein Maximum, fällt aber dann in ungefähr 0,2 Sekunden auf ein Minimum ab. Dann kehrt das Ausgangsleistungsniveau in ca. 0,5 Sekunden auf das Maximum zurück. Wenn der Tonstoß abgeht, entladen sich die "Puncheffekt"-Werte VC337, V5 und V6 in Vorbereitung auf den nächsten Tonstoß. Der Wert PUNCH kontrolliert das Minimalniveau und die Ausdehnung des "Puncheffektes".
So wie der Stromkreis der Abbildung 9 geändert werden kann, sodaß die Begrenzereffekte Frequenzeffekte beinhalten, kann das obengezeigte Programm verändert werden, sodaß seine Begrenzerwirkungen Frequenzen umfassen. Das Verfahren für das Erstellen dieses Codes ist das gleiche wie für das Schreiben von Schaltungssimulatoren, wie z.B. SPICE, SCEPTRE und NET angewendet wird. Ms Hinweis für die Formulierung von SCEPTRE dient "SCEPTRE, A Computer Program for Circuit und Systems Analysis" (in Deutsch: SCEPTRE, Ein Computerprogramm für Schalt- und Systemanalysen), J.C. Bowers und andere, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ. 1971.
Die folgende Tabelle zeigt die Verstärkungsgrade verschiedener Harmonischer als eine Funktion des Eingangssignals. Diese Werte werden aufgrund von GCONST = 1.0; GODD = 0,1; und GEVEN = 0,05 berechnet (wobei GCONST = konstante Verstärkung, GODD = Verstärkung ungerader- und GEVEN = Verstärkung gerader Harmonischer). OUT 1 ist der durch V1 normalisierte Grundgehalt von V2; OUT 2 ist der durch V1 normalisierte Gehalt der zweiten Harmonischen; etc. Tabelle 2 Verstärkung der Harmonischen des nicht-linearen Verstärkers bezüglich des Eingangsniveaus
Man beachte, daß die Verstärkungen für alle Harmonischen und die Gesamtverzerrung der Harmonischen (THD) mit zunehmendem Input V1 steigen. Dies ist auch ersichtlich aus den Berechnungen von GAIN (=Verstärkung) und V2 im Programm oben. Somit zeigt dies ein Digitalsystem mit einer Verstärkung, die die Funktion eines Eingangs ist mit beabsichtigter Einführung von Harmonischen des Eingangssignals in das Ausgangssignal. Obwohl auch durch den Sampling- und "Entsamplingsprozess" produzierte Extrasignale vorkommen, werden diese Signale nicht beabsichtigterweise durch den Signalprozessor eingeführt, aber sie existieren eben aufgrund des Umwandlungsprozesses, der durch die Anwendung eines Digitalsignalprozessors erforderlich ist. Das zeigt ferner einen Eingangsbereich, für den der Grad der Einführung von Harmonischen, d.h. die Verstärkung Harmonischer, mit zunehmendem Input steigt.
Da SDST dem variablen Verstärkungsstromkreis aus den Abbildungen 7 und 8 ähnlich ist, stellt sie eine ähnliche Beziehung zwischen dem Input und der Harmonischenverstärkung her.
Wenn das Signal V2 einmal die Grenze PS überschreitet, beginnt der Oberwellengehalt sich so zu verhalten, wie dies in Tabelle 1 angegeben ist. Wie für die zweite analoge Ausführungsart in Abbildung 12 müssen die digitalen Ausführungsarten so gestaltete Verstärkungen und Begrenzungsniveaus haben, sodaß Eingangssiganale niedrigen Niveaus nicht im zweiten Verzerrungssynthesizer abgeschnitten werden und folglich eine steigende Harmonischenverstärkung für zunehmende Signale haben, und daß Signale hohen Niveaus durch den zweiten Verzerrungssynthesizer abgeschnitten werden und folglich eine pendelnde oder abnehmende Harmonischenverstärkung für zunehmende Signale haben. Wenn man die Effekte des Systemgeräusches unbeachtet läßt, steigt die gesamtnichtlineare Verzerrung immer mit zunehmenden Eingangssignalen.

DIGITALE DIREKTGLEICHRICHTUNG

Die direkte Gleichrichtung ist eine Kombination aus einem oder mehreren Filter(n), angeschlossenen abgezweigten Verzögerungen und einer Mischvorrichtung. Der Filter ist eine Variation der bereits chiffnerten Filter. Die abgezweigte Verzögerung ist ein first in-first out (FIFO)-Speicherungsmatrize. Die Mischvorrichtung ist einfach eine belastete Summe von Werten. Der Code in FORTRAN ist folgender:
Die Werte in COMMON /DRCTP/ sind entweder durch den Setup-Computer festgelegt oder es sind Festwerte. Die Werte in COMMON /DRCTI/ werden am Beginn der Ausführung des Computerprogramms ureingegeben. Beispielsweise ist der Filter verallgemeinert dritter Ordnung. Die Funktion MOD (J,K) ist die Modulfunktion und der Rest der Division J durch K. Obwohl einige Modulfunktionen ein negatives Ergebnis für negative J bringen werden, produziert diese Modulfunktion immer ein Ergebnis zwischen Null und K. Das Unterprogramm DDTOA gibt den Wert V9 an den Digital zu Analog-Konverter 407 in Abbildung 14 aus.
Das obengezeigte Beispiel setzt nur einen einzelnen Filter und eine abgezweigte Verzögerung in Kraft. Mehrere Filter und Verzögerungen funktionieren gleichermaßen.

DIGITALVERSTÄRKERHAUPTPROGRAMM

Nun kann der Code für den gesamten Verstärker in FORTRAN geschrieben werden:
Das Unterprogramm INIT nimmt die Ureingabe aller Variablen vor, die einer Ureingabe bedürfen. Das Unterprogramm WAIT wartet auf einen Steuerungsimpuls für das Beginnen der Berechnungen. Maschinenprogramm ATOD erhält einen Wert vom Analog-zu-Digital-Konverter 401 aus Abbildung 14. PREAMP ist ein Filterungsprogramm, welches den Grundton des Verstärkers festsetzt. FDST und SDST sind Verzerrungsfunktionen, die vorher besprochen wurden. TONE ist die Tonkontrollenfilterungsfunktion. EFFCT1 und EFFCT2 sind die Effektfunktionen wie zum Beispiel "Flanging", Chorus, Nachhallen, Vibrato, "Pitch Change". Diese Funktionen sind zur Zeit sowohl in analoger als auch digitaler Version auf dem Markt erhältlich. Diese Serie mischt auch die Effekte mit dem reinen Signal VA und setzt die Ausgangslautstärke fest. Das Unterprogramm ADTOA gibt einen Wert an den Digital-zu-Analog-Konverter 403 von Abbildung 14 weiter. Nachdem die Direktgleichrichtung und die Endamplitude durch DIRECT behandelt wurden, schaltet das Programm zur Schleife zurück, um auf den nächsten berechneten Steuerungsimpuls zu warten.

EIN DIGITALKOMPRESSOR

Das Verstärkerprogramm kann ohne weiteres für die Anwendung mit einer Baßgitarre modifiziert werden, indem ein Kompressor eingesetzt wird, der das Maschinenprogramm für FDST nachahmt. Ein Kompressor überprüft sein Ausgangssignalniveau mit einem Gleichrichter und Filtern und stellt die Kompressorverstärkung dementsprechend ein, um ein annähernd konstantes Ausgangssignalniveau zu produzieren. Die Funktionalität dieser feststehenden Technik kann ohne weiteres mit einem Digitalverstärker verbunden werden. In der Tat ist die Anpassungsfähigkeit des Verstärkers nur durch den Durchsatz des Digitalsignalprozessors und die Größe des Programmspeichers begrenzt. Im folgenden wird ein Programm für einen Kompressor dargestellt:
Die Leistung des Kompressors CMPRS ist ganz einfach das Input multipliziert mit dem intern erzeugten Verstärkungswert CGAIN. REC ist der absolute Ausgangswert einer doppelweggleichgerichteten Endamplitude. Der Wert VSIG ist ein einfach gefilterter Wert der gleichgerichteten Endamplitude. Die Filterung verwendet verschiedene Zeitkonstanten CDECAY und CATACK für Nachwirk- und Anhallzeiten. VSIG wird dann angewendet, um die Verstärkung zu berechnen. Das einfache Filtern von VSIG und der berechnende Mgorithmus für CGAIN dienen nur als Beispiel, komplexere Mgorithmen sind zweckdienlicher. Die Werte CDECAY, CATACK und GMAX werden durch den Setup-Computer geliefert, während CGAIN und VSIG am Beginn der Programmausführung ureingegeben werden.

EINGANGSMEHRFACHSCHALTUNG UND ANDERE VARIATIONEN

Die Anpassungsfähigkeit des Digitalverstärkers ist so groß, daß Musiker durch ihn eine Vielzahl von Instrumenten spielen werden wollen. Um dies zu erleichtern, ist der Vorverstärker 400 darauf abgestimmt, eine Vielzahl von Eingangssignalen zu erhalten und mehrere Signale gleichzeitig zu senden oder eines dieser Signale für den Ausgang zum Analog-zu-Digitalkonverter 401 auszuwählen. Die Mehrfachschaltung oder Auswahl geschieht unter Kontrolle des Setup-Computers 410.
Der Ausgang des Digitalverstärkers, der Digital-zu-Analog-Konverter 403 und 407, der Nachumkehrungsfilter 404 und 408, der Verstärker 405 und 409 und der Lautsprecher 406 können durch andere Typen von Digitalausgängen, wie z.B. eine Grenzfläche zu einem Digitalmagnetophon ersetzt oder verstärkt werden.
Die Vielfalt der Digital-zu-Analog-Konverter, wie 403 und 407, und der Digitalbearbeitungsfähigkeit, welche Effekte produzieren kann, erlaubt die Entstehung von pseudostereophonischen Signalen. Die Stereoeffekte entstehen durch das doppeltgerichtete Bearbeiten eines Signals, sodaß das sich daraus ergebende Signal unterschiedliche Ton- und Taktcharakteristiken hat.
Wenn man einmal vertraut ist mit den Verstärker- und Elektroniktechniken, kann man andere Röhrenverstärkersynthesizer als oben beschrieben kreieren. Obwohl die vorliegende Erfindung detailliert beschrieben und illustriert wurde, versteht es sich, daß dies eben nur Beispiele und Illustrationen sind und diesen keine Grenzen gesetzt sind. Dem Sinn und Zweck der vorliegenden Erfindung sind nur durch die Bedingungen der angehängten Patentansprüche Grenzen gesetzt.

Claims

1. Ein Halbleitersystem für das Nachahmen der Charakteristiken eines Röhrenverstärkers, welches umfaßt:

ein Eingangsmittel (60, 61; 70, 71; 370) für das Empfangen eines Eingangssignals,

ein Begrenzungsmittel (62, 72; 122 bis 124; 330 bis 334; 351 bis 355; 451, 452; 466 bis 468), das auf ein vom Eingangsmittel geliefertes Signal anspricht, und

ein Ausgangsmittel (36; 63; 73) für das Erzeugen eines Ausgangssignals des Systems,

charakterisiert durch

Rückkopplungsmittel (336 bis 345; 357, 358; 458 bis 464), die auf ein von besagten Begrenzungsmitteln bearbeitetes Signal ansprechen, um ein Rückkopplungssignal (L, 346) an die Eingangsseite des Begrenzungsmittels zu liefern.

2. Ein System gemäß Patentanspruch 1, wobei das Begrenzungsmittel ein Begrenzungsniveaukontrollmittel (332, 451, 466) enthält, an welches besagtes Rückkopplungssignal (L, 346) gesendet wird, um das Begrenzungsniveau des Begrenzungsmittels zu kontrollieren.

3. Ein System gemäß Patentanspruch 2, wobei das Begrenzungsmittel einen variablen Steilheitsverstärker (332) enthält.

4. Ein System gemäß Patentanspruch 2 oder 3, wobei das Rückkopplungsmittel Gleichrichtungsmittel (336, 457) umfaßt.

5. Ein System gemäß der Patentansprüche 2 bis 4, wobei das Rückkopplungsmittel Filtermittel (341 bis 345; 458 bis 464) umfaßt.

6. Ein System gemäß Patentanspruch 5, wobei das Filtermittel ein Multipolfilter ist (460 bis 464).

7. Ein System gemäß Patentanspruch 6, wobei besagtes Filtermittel ein Frequenzbereichfilter ist (341 bis 345; 460 bis 464).

8. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 7, wobei die Ausgangsmittel einen Filter (63; 73) enthalten, der auf besagtes, durch das Begrenzungsmittel bearbeitete Signal anspricht, um besagtem Rückkopplungsmittel ein gefiltertes Signal zu liefern.

9. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 8, wobei besagte Rückkopplungsmittel (357, 358) nichtlineare Signalübertragungscharakteristiken haben.

10. Ein System gemäß Patentanspruch 9, wobei die Eingangsmittel einen Kopplungskondensator (350) enthalten und besagtes Rückkopplungssignal die Ladung am besagten Kondensator ändert und eine Vorspannungsverschiebung an einem Eingangsverzweigungspunkt des Begrenzungsmittels als Reaktion auf das durch das Begrenz ungs mittel bearbeitete Signal bewirkt.

11. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 10, wobei die Eingangsmittel Mittel (60; 70) für das Erzeugen gerader Harmonischer des besagten Eingangssignals enthalten.

12. Ein System gemäß Patentanspruch 11, wobei besagte Mittel, die gerade Harmonische erzeugen, Signalniveaubegrenzungsmittel (83, 86) enthalten.

13. Ein System gemäß Patentanspruch 11 oder 12, wobei besagte Mittel, die gerade Harmonische erzeugen, Vorspannungsverschiebungsmittel für das Verschieben einer Vorspannung an einen Verzweigungsknoten des Begrenzungsmittel enthalten.

14. Ein System gemäß Patentanspruch 13, wobei besagte Vorspannungsverschiebungsmittel eine asymmetrische Impedanz (82 bis 84, 86; 121 bis 124, 128; 131, 132, 134, 135; 351 357, 358) und einen Kondensator (81; 120; 133; 350) enthalten.

15. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 14, wobei besagte Eingangsmittel Bass- und Hochtonsignalniveauregler (25) enthalten.

16. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 15, einschließlich der Signalübertragungsmittel (270 bis 293; 300 bis 323), die eine Verstärkung haben, welche als Reaktion auf eine zunehmende Amplitude eines Eingangssignals der besagten Übertragungsmittel steigt.

17. Ein System gemäß Patentanspruch 16, wobei besagtes Signalübertragungsmittel eine Vielzahl von Schaltmitteln (275 bis 286; 301 bis 310) für das Verändern der Anzahl von Widerständen (288 bis 293; 300, 311 bis 320) umfaßt, welche in besagten Signalübertragungsmitteln betriebsfähig, sind als Reaktion auf die Amplitude des besagten Eingangssignals der Signalübertragungsmittel.

18. Ein System gemäß Patentanspruch 17, wobei die Vielzahl der Schaltmittel schrittweise Widerstände parallel zuschaltet als Reaktion auf die zunehmende Amplitude des besagten Eingangssignals der Signalübertragungsmittel.

19. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 18, einschließlich Filtermittel (379; 390 bis 395; 407 bis 409) für das Erzeugen eines ausgeglichenen Ausgangssignals des Systems.

20. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 19, einschließlich eines Vorverstärkers (371), eines ersten Verzerrungssynthesizers (372), Tonreglermittel (373) und eines zweiten Verzerrungssynthesizers (374).

21. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 20, wobei besagte Eingangsmittel Umwandlungsmittel (401) für das Umwandeln eines analogen Eingangssignals in ein digitales Eingangssignal enthält, besagtes System umfaßt ferner einen Digitalprozessor (402).

22. Ein System gemäß Patentanspruch 21, einschließlich eines Tonregelungsprogramms für das Kontrollieren des besagten Digitalp rozessors, sodaß der Ton des Eingangssignals parametrisch umgeändert wird.

23. Ein System gemäß Patentanspruch 21 oder 22, einschließlich eines Verzerrungsprogrammes für das Kontrollieren des Digitalprozessors, sodaß besagtes Eingangssignal komprimiert wird.

24. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 23, wobei besagte Eingangsmittel einen Mehrfachkoppler (400) enthalten für das Auswählen des besagten Eingangssignals aus einer Vielzahl von Signalen, die dem System geliefert werden.

25. Ein System gemäß der Patentansprüche 1 bis 15, einschließlich Verstärkungsmitteln (270 bis 293; 300 bis 320) mit einem Verstärkungsgrad, der sich ohne zu begrenzen als Reaktion auf die Amplitude der Signale in den Verstärkungsmitteln ändert.