JPH01502873A - 真空管増幅器相当の半導体装置 - Google Patents

真空管増幅器相当の半導体装置

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 真空管増幅器相当の半導体装置 発明の背景と要約 本発明は、一般に増幅器、特に全ての型式のオーディオ増幅器及びギター増幅器 に関する。それは更にオーバドライブされた真空管増幅器で得られる音を再現す るディストーション・シンセサイザに関する。 半導体機器が増幅器用に成熟した構成部品となってきたので、真空管増幅器に対 して半導体又はソリッド・ステート増幅器の長所について議論されている。一部 の者は真空管が半導体機器よりもより自然な増幅器であるから真空管の方が良好 に作動すると信じている。一部の者は半導体増幅器は暖みのない音を出す、つま り半導体増幅器がサチュレート（飽和）するまでは余りにも澄んだ音で余りにも 關々しいと思っている。真空管増幅器はオーバドライブされても問題ないように 見受けられるし、到底不可能な域に到達せんとしているかのように見受けられる 。 しかしながら、真空管増幅器には幾つかの制約がある。一部の者にとって、その 制約は単純にもウオームアツプ時間と真空管が壊れやすいことである。ギターリ ストにとってこの問題はより深刻である。パワーのある増幅器は狭い室内で必要 であるような低レベルで作動させると正しく音を発生させない。 従来技術には、真空管増幅器の音に対するギターリストの要望をより信転性の高 い半導体機器で充足させたり或いは真空管増幅器から発生した音を増強しようと する種々の試みが満ち満ちている。 ムーブは米国特許第４．１８０，７０７号において、前段増幅器（プリアンプ） のパワーレベルでギター音を発生させる為に奇数高調波だけでなく偶数高調波を も発生させ得るコプレソサとクリンパとでオーバドライブされた増幅器相当品を 作ろうとしている。クラレフトは米国特許第４．２８６，４９２号において、低 出力でクリップするため増幅器の動作点を修正している。ウーズは米国特許第３ ，８６０゜８７６号において、歪んだ入力に対する周波数特性を大幅に修正して いる。スミスは米国特許第４，２１１，８９３号において、歪みを発生させる為 にプリアンプステージ番二おいて選択的にゲインを付加している。ソンダーメー ヤは、米国特許第４．４０５，８３２号において、奇数高ｔｌｉ波歪みを切換可 能に発生させ、また米国特許第４．４３９゜７４２号において、ンフトなりロス オーバ歪みとともに奇数高調波現象を発生させている。ショルッは米国特許第４ ．１４３，２４５号において、増幅器を抵抗負荷を用いて最大レベルで動作させ るとともにスピーカを増幅器の出力の一部のみでもって駆動することにより、任 意の音圧レベルで歪みを発生させている。 他に、トドコロは米国特許第４，０００，４７４号において、接合型電界効果ト ランジスタを用いて３極真空管増幅器相当品を作ろうとしている。 従来技術には、多数のギター増幅器のメーカによってなされた多数の設計例も含 まれている。技術的に、ギター増幅器は真空管増幅器設計の貧弱な一例にすぎな い、ＷＬかに、今日のギター増幅器は以前の高性能増幅器のような周波数特性も 透明さも有していない、しかしながら、その理由は技術ではなく芸術にある。安 価なオーバドライブされた増幅器の音は芸術の一部になってしまった。 このように、真空管増幅器相当品を作るためには、その増幅器の構成部品の性質 を完全に理解しておく必要がある。真空管増幅器の重要な構成部品の１つは出カ ドランスである。このトランスはオーディオ・スペクトルの中間の比較的狭い周 波数帯域を通過させる。増幅器のパワーステージでフィードバックを行なえば増 幅器がより広い周波域に互って有効に作動するようにトランス特性が拡大する。 しかしながら、真空管増幅器がサチュレートしたときにはフィードバンク機能が 得られなくなって、その特性はトランス特性まで狭くなってしまう。 勿論、真空管増幅器の他の重要な部品は真空管それ自体である。真空管増幅器の 種々のステージは通常定電圧又は直流電圧の出力を入力からブロックしながらあ るステージの出力から次のステージの入力へと信号を伝えるコンデンサを介して 接続されている。真空管のグリッドがそのカソードよりも高電位となるように、 あるステージへ入力されると、かなりのＮ＆がグリッド回路へ流れることになる 。すると、グリッド電流の一部がカンプリング・コンデンサを充電し、その結果 真空管の動作点が変わり、通常の場合よりも非対称的に増幅するようになる。こ の非対称波形がブツシュ・プル出力ステージによって増幅され対称にクリップさ れると、通常高出力増幅器で見受けられるように、奇数高調波とともに偶数高調 波を発生させる。粗々しい奇数高調波よりも一層音楽的に聴えるのは偶数高調波 である。 真空管には、他の機器と同様に入力キャパシタンスがある。この入力キャパシタ ンスのかなり部分はグリッドとプレート間にある。これが、ミラー・キャパシタ ンスであって真空管のゲイン倍される。従って、入力キャパシタンスがグリッド 駆動インピーダンスとともに周波数特性を制限するように作用し、これにより接 続された音９＠器のボリューム調整機能としてトーン（音調）を変えるように作 用する。 真空管のゲインはグリッド電圧に関して一定ではなく、このゲインは一般にグリ ッド電圧が高くなるのに応じて増加する。このことは、Ｂ又はＡＢクラスのブツ シュ・プル出力ステージを分析する際に重要である。ゲイン変化は出力に高調波 を発生させる。 出力ステージでは、トランスやその他の回路部品における位相を変化させるので 有効なフィードバックを用いることが出来ない、従って、出力ステージの出力イ ンピーダンスは比較的高くなっている。この高出力インピーダンスはスピーカの 負荷に対して低出力インピーダンスとは異なって作用する。適正な音に関係する 出力インピーダンスはスピーカのインピーダンスのそれと略等しくなっている。 ＡＢ又はＢクラスの増幅器の出力真空管は、入力信号が大きくなる程電源から大 きな電流を取り込む、この場合、電源はその出力インピーダンスに応じてその出 力電圧を下げることで対応する。しかしながら、この出力インピーダンスは一般 に静電容量的なので、突然現れる大きな入力信号は、短時間の間高いクリップレ ベルで増幅され、その後低いクリップレベルになる。この効果は増幅器のパンチ 効果の一部をなし、増幅器からの音の圧縮度合を低下させる。 コーラス、フラツシング、残響、ビブラート、サンプリング、ピンチ（音の高さ ）変化などのオーディオ効果を発生させるのに現在活用し得る種々のディジタル 機器がある。フラツシング、残響及びサンプリングのような遅延効果は信号を単 に録音してそれを遅らして再現する。ピッチ変化は信号を録音してそれを異なる 速さで再現する。これらの効果の高調波分析によれば、発生する全ての余分の周 波数はサンプリングによって発生していることが判る。これらの効果の何れのも のも、信号の高調波をその信号中へ強力に導入するようになっていない。 別の観点から見ると、これらの効果の基本的な考え方は遅延されそれ自体減衰し たかも知れない信号を再結合することである。このように、発生させることの出 来る高調波だけがサンプリングの過程で得られるものである。 このように、本発明の基本的な目的は、真空管増幅器の歪みをまねるような半導 体増幅器を提供することである。 本発明の他の目的は、グリッドＮＶｔの流れの効果をまねることである。これに より、奇数高調波だけで発生する歪みよりも一層楽しくかつ音楽的な偶数高調波 歪みが発生する。更に、静電容量的に接続された回路のグリッドｔｆＬ効果は音 調に好ましいアタックを付与する。 本発明の更に別の目的は、優雅でプロフェショナルなものになるかも知れないし 或いは簡単なエフェクトペダルになるかも知れないようなギター増幅器用エフェ クト前段増幅器である。これは、真空管をまねることは低パワーレベルでも高パ ワーレベルでも可能なので本願で教示するものから極めて実現可能である。 本発明の更に別の目的は、全てのパワーレベルで高パワー歪み効果を付与し得る ように全ての型式のギター増幅器に一般的な改善を加えることである。 本発明の更に別の目的は、過大な入力を兄事に処理するような汎用型パワー増幅 器を提供することである。 本発明の更に別の目的は、ギターや他の機器を正しく負荷してスピーカを正しく 駆動するために正しい入力インピーダンスと出力インピーダンスとを有する増幅 器を提供することである。 本発明の別の目的は、Ｂ又はＡＢクラスの出力ステージの歪みに匹敵するような 不定又は可変ゲインステージを有する増幅器を提供することである。 本発明の更に別の目的は、電源インピーダンスの効果に匹敵するように増幅器の 出力レベルを出力レベルの関数として制御する制御技術を提供することである。 本発明の別の目的は、コンビネーション・バイアス・シフタ及び低入力レベルで 有効に作動するディストーションステージを有する増幅器を提供することである 。 本発明の他の目的は、ディジタル信号プロセンサを介して増幅器の効果を発生さ せ得るように増幅器の数学的モデル化技術を提供することである。 本発明の更に別の目的は、信号の高周波をその信号中に強力に導入するようなア ナログ及びディジクルの信号プロセッサを提供することである。 本発明の更に別の目的は、アナプロ増幅器の構造成いはディジタル信号プロセン サの１真順序を提供することである。 本発明のこれら及び他の目的は、第１デイストーシツン回路と、第１の歪んだ信 号のトーナリティを変えるトーン・コントロール回路と、上記トーン制Ｊされた 信号中へ高調波を導入し且つ合成信号を合成信号の関数としてクリップする第２ ディストーション回路とを備えたディストーション・シンセサイザにより達成さ れる。そのシステムはアナログ・プロセッサであってもよいし、プログラム化さ れたディジタル・プロセッサであってもよい。 上記第１ディストーション回路は、非対称バイアス・シフト回路によって偶数高 調波を制限し且つ導入する。この第１ディストーション回路は信号を圧縮するこ とも出来る。 上記第２ディストーション回路は、出力を流を漸進的に増加させる為に並列抵抗 を漸進的に加えていく複数のスイッチを用いて入力の増加に応じて増加する可変 ゲインステージを含んでいる。第２ディストーション回路のうちのクリンプ回路 は入力信号の振幅、時間又は周波数値の関数としてクリップする。ダイレクト・ エコライゼーション回路も設けられていて、これはマイクロホンを可聴的に駆動 するスピーカに相当するもので、フィルターと遅延回路とミキサとを含んでいる 。 このディストーション・システムは、歪んだ信号であって入力信号の増加に応し てその高調波成分が増加する歪んだ信号を発生さ、せる。 偶数高調波成分は初めのうちは入力信号の各サイクル毎に増加させられる。また 、第ルンジの入力信号振幅についてはゲインと全高調波歪みは増加し、ゲインが 減少し、そして第２レンジの入力信号振幅については全高調波歪みは減少する。 加えて、歪んだ信号の振幅は最初は減少し、その後歪んだ信号の振幅が増加する 。 本発明のその他の目的、効果及び新規な構成は、添付図面を参照しつつ本発明の 以下の詳細な説明から明らかになるだろう。 図面に基〈発明の詳細な説明 トランス出力部を有する真空管増幅器をまねたディストーション・シンセサイザ は、入力信号を非対称に減衰（アッテネート）させること、大きな入力信号に偶 数高調波を発生させる為にバイアス点をシフトさせること、小さな入力信号に偶 数と奇数の両高調波を発生させる為の非対称で不定のゲイン、大きな入力信号を 圧縮解除する為にクリップ・レベルが出力の関数となっているクリップ回路とを 含んでいる。 本発明の原理を組込んだ増幅器は、第１図に示すように前段増幅又は入力ステー ジ２０に接続された入力端子１５を含んでいる。プリアンプ２０には複数の調節 具２５が設けられている。これらは、ゲイン・コントロールと同様に、例えば低 音と高音など周波数のコントロールを含んでいる。プリアンプ２０の出力端子２ ６は真空管増幅器の歪み（ディストーション）を再現するディストーション・シ ンセサイザ３００Å力端子３２に接続されている。ディストーションのトーンや ディストーション・シンセサイザ３０のフィルタの周波数を選択する為の可変コ ントロール３３が設けられている。ディストーション・シンセサイザ３０の第１ 出力端子３６はパワーアンプ４００Å力端子４２に接続されている。ディストー ション・シンセサイザ３０の第２出力端子３５はこの産業分野で用いられる他の 型式のエフェクト機器に接続するのに利用できるようになっている。 入力端子４５はソース１５以外のソース即ちより具体的には出力端子３５からの 信号で駆動されるエフェクト機器の出力力・らパワーアンプステージ４０への第 ２入力端子となっている。パワーアンプ出力ステージ４０の出力端子はターミナ ル５０に設けられている。 このディストーション・シンセサイザ３０の好ましい実施例のブロック図は第２ 図に示されている。入力３２は、必要な前段増幅後に、増幅器６１の非反転入力 端子を駆動するバイアス・シフタ６０を駆動する。増幅器６１の出力はリミッタ ６２で制限される。リミツタ６２の出力はフィルタ６３で処理されて出力３６を 発生し増幅器６１の反転入力端子へフィードバックさせる。これらの機能を物理 的に実現することは、エレクトロニクス技術、例えばトベイ、グライム及びフユ ールスマン共著マグロウーヒル社発行の“オペレーシッナル増幅器、設計と適用 例”という本に明確に記載されている。 この実施例の特性は、信号が意図的に制限されている場合には、フィルタの特性 となる。フィルタのゲインはＦＯＲＴＲＡＮの形式で次のように表わすことが出 来る。 Ｆ−ｓ＊ｈ＊ｘ／　Ｃ（ｓ＋ｗ）＊　（ｓ十ｘ））更に、増幅器の出力はＦＯＲ ＴＲＡλの形式で次のように表わすことが出来る。 Ａ＝ｖｐ＊ｂ−Ｖｍ＊ａ ここで、Ｖｐ＝非反転側入力電圧 ｂ＝非反転ゲイン Ｖ　ｍ　＝反転側入力電圧 ａ＝反転出力ゲイン　。 そこで、上記システムの特性は、何らの制限がないときには、Ｒ＝　ｓ　＊　ｂ 　＊　ｈ　＊　ｘ　／（（ｓ＋ｗ）＊　（ｓ十ｘ）　＋ｓ＊ａ＊ｈ＊ｘ）これは 概ね次のような特性を備えている。 中心周波数ゲイン＝ｂ＊ｈ／　（１＋ａ＊ｈ）低カットオフ周波数−ｗ／（１＋ ａ＊ｈ）高カントオフ周波数＝ｘ＊　（１＋ａ＊ｈ）そ杵から、この増幅システ ムは、ａ＊ｈが零よりも大きく且つ好ましくは３以上のときに、フィルタ６３よ りも低いカントオフ周波数で且つフィルタ６３よりも高い高カットオフ周波数の より広い帯域幅を発生させる。 このブロック図は、真空管、半導体、リニア集積回路及びディジタル信号プロセ ッサなど種々の技術を含む電子技術の分野で夫々が周知の複数の機能から構成さ れているということに留意されたい。 第２図のブロック図の具体例が第３図に示されている。バイアス・シフタ７０は バイアス・シフクロ０と同様のものである。増幅器７１は、実際の増幅器ではそ の出力電圧が電源電圧に近づく増幅限度があるという点を除いて、増幅器６１と 同様のものである。リミッタ７２は、それが増幅器７１のリミッタ特性に依存し ておりまたそれがフィルタ回路７３に対してかなり大きな出力インピーダンスを 与えるという点を除いて、リミッタ６２と同様のものである。 入力端子３２への入力信号は必要に応じて設けられるプリアンプ８０から入力さ れる。バイアスシフタ７０はコンデンサ８１を介して静電容量的に接続されてい る。抵抗８２．８４及び８５は信号がダイオード８６の導通電圧よりも大きくな るまでオペアンプ８７とともに標準的な反転増幅器を構成する６次に、その信号 はグリッド電流のある真空管を通る信号と同様の変化を受けることになる。つま り、その信号は非対称に減衰させられそしてコンデンサ８１の電荷でオフセフ） されることになる、抵抗８３はコンデンサ８１の充電速度を制限し、これにより バイアス・シフトのプロセスが多数のサイクルに亙って徐々に進行するように長 びかせる。充電速度を制限すると音の後段部分で、充電速度を制限することは非 常に重要である。こうして、リミッタ７２は、著しく歪んだ音の後段部分に対し てよりも最初のアタックに対してより強力なパワーを与える波形を発生させる。 この追加的なパワーは望ましい音楽的効果を得る為には必要である。 増幅器７１は、抵抗９０〜９３とオペアンプ９４とを含んでいる。 上記抵抗９０〜９３の抵抗値を適切に選定することにより必要な前記ゲインａと ゲインｂにすることが出来る。更に、オペアンプ９４は、それ自身の出力を電源 電圧の値となるように制限することによって、リミッティング機能６２（リミッ タ６２）を補助している。 リミッタ６２０機能は、２つの抵抗１００と１０１及び２つのダイオード１０２ と１０３を用いたりミンク７２によって達成される。上記抵抗１００と１０１及 びダイオード１０２と１０３からなるこの特定の構成は、信号を制限し又はクリ ップするだけでな（、抵抗１０１を有していないクリッパよりも小さい振幅の高 調波をも発生させる。 抵抗１００は出力真空管の飽和していないプレート抵抗と同様に設定されるのに 対して、抵抗１０１は飽和したプレート抵抗と同様に設定される。ダイオード１ ０２と１０３はプレート電圧の最大電圧偏倚に等しい電圧降下となるように設定 されている。これらのダイオード１０２と１０３は電圧・電流特性を選定した発 光ダイオードであることが望ましい。勿論、これらの類似性は、安価なオペアン プは増幅出力真空管よりも小さな電圧と電流であることから、比例的な意味にお いてのことである。 フィルタ７３は、ハイ・パス部品１１０と１１１及びオペアンプ１１４に接続さ れたロー・パス部品１１２と１１３で実現されている。 コンデンサ１１５はリミッタに作用してフィルタ特性に別のロールオフを付加す る。この追加的で反発的な部品とこれに伴なう追加的なロールオフは、よりせ美 な歪みトーナリティの為にオーディオレンジにおいてオクターブ当り１２デシベ ルのロールオフを発生させる。 このフィルタ７３は、−ｉ的なフィルタを包括的に提示したものである。実際に は可変に周波数カントオフを行なうようにすることが望ましい、そのことによっ て、音楽家や聴く者は歪みの音調を制御する為のトーン・コントロールを提供さ れる。フィードバックは周波数特性を広げるので歪みトーン・コントロールは不 飽和状態の作動に対しては殆ど効果を及ぼさない。 入力信号が低レベルのときには、ダイオード８６．１０２．１０３は導通せず、 それ故レベルのシフトや制限が起らない、ディストーション・シンセサイザ３０ の伝達特性は透明で、広く、歪んでいないことである。入力信号が高レベルのと きには、偶数と奇数の両方の高調波を含んだ一層狭帯域の信号となる。上記部品 の実際の値は全く主観的に選択されるが、最高の設計では音楽家の耳に適合させ なければならない。 今や明らかであろうが、周波数特性が入力信号レベルの関数として可変に制御さ れることで、本発明の目的の１つが達成される。ギター増幅器は、プリアンプ・ ステージ２０と出力パワー増幅器ステージ４０の間に第２図・第３図のディスト ーション・シンセサイザ３０を設けることにより低パワーレベルにおいて合成さ れ得る。このことは、歪みが起る信号レベルを決定する為に上記ダイオードを用 いることにより可能となった。更に、これは安価な部品を用いながらも信転性よ くなされる。 変形例に係るディストーション・シンセサイザの設計例が第４図に示されている 。入力端子にはコンデンサ１２０と抵抗１２８が接続されている。抵抗１２１は 接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）１２２をバイアスしている。このＪＦ ＥＴ１２２はＪＦＥＴ１２３とでブツシュ・プル構造になっている。これらは濾 波用のロード１２６を駆動するとともに、ＪＦＥＴ１２３にフィードバックをか けるトランス１２５を駆動する為に結合している。この場合、過大な入力がＪＦ ＥＴ１２２のゲートを導通させ、これにより充電する。クリップは電流を制限す るサイジング抵抗１２４によりなされる。濾波はトランス１２５と負荷１２６に よりなされる。この設計は僅かの部品しか用いていないけれども、ＪＦＥＴが広 いレンジの特性を有していることがら、信転性の高い設計を目的として用いる必 要はない、コンデンサを含み負荷１２６を有するトランス増幅器に負荷をかける と、この回路が歪んだトーンを更に強める為のディストーション回路であるとき には、オーディオレンジで１２デシベルのロールオフをもたらし得る追加的なロ ールオフを発生させるであろう、更に、所望の中間レンジの応答性を高める為に このコンデンサがトランスと共振するようにすることも可能である。 静電容量的なりアクタンスを有する標準的な真空管増幅器に負荷をかけると、出 力パワーを大きく減少させることなく、好ましい追加的ロールオフが発生する。 変形例として、抵抗１２８はコンデンサ１２０とＪＦＥＴ１２２の間に配設して もよい、ＪＦＥＴ１２２のゲートに直列に抵抗１２８を用いたことにより、ＪＦ ＥＴが駆動されてそのゲート電流が流れるときにバイアス・シフト充電電流が制 限されるようになる。このようにすると、特に高周波数のときに回路のゲインが 減少するので、上記のことは増幅器において通常は見い出されていない、し力１ し、これは増幅器をオーバドライブする音にアタック・タイムを与える為に必要 であり、このようにすると第３図の抵抗８２及び８３と同様の機能が得られる。 第３図のダイオード８６と第４図のＪＦＥＴ１２２のゲートは何れも、入力信号 の関数としてバイアス・シフトを起させる為のカンプリング・コンデンサへの充 電を変化させる非対称インピーダンスを実現する。これと同様の作用をなす多数 の他の回路構成があり、例えば縮退（デジェネレーション）は、トランジスタが 飽和するときに入力インピーダンスの著しい変化を示している。しかしながら、 バイアス。 シフトが設計基準でないならば、抵抗１２８のような直列抵抗がゲインを低下さ せ且つ増幅器のノイズを増加させるので用いない方がよい。 第５図に示すように、別の構成でバイアス・シフタ６０を構成することも出来る 。入力信号レベルが低いときには、オペアンプ１３６は抵抗１３０及び１３１の み作動する。しかし、出力がダイオード１３５の電圧降下よりも大きくなると、 コンデンサ１３３は抵抗１３４とダイオード１３５を介してフルに充電する。す ると、抵抗１３２は、上記に起因するオフセントを入力に付加し、その結果偶数 及び奇数の両方の高調波を発生させる為の対称クリッパに作用するレベル依存オ フセントを発生させる。 この回路は、第３図のコンデンサ８１、抵抗８２と８３及びダイオード８４の非 対称減衰に対立する非対称ゲインを有するかも知れないということに留意された い、これらの回路がゲインを有するにせよ減衰を有するにせよ、それらは非対称 伝達を有するのである。 これらの種々の例は、入力信号レベルに依存する周波数特性の回路を用いて真空 管増幅器の作動を半導体で合成するという一般的なテーマを示している。更に、 グリ７ド電流を取込まずにリミットじたり或いはクリップしこれにより偶数高調 波歪みを発生させるように真空管増幅器を設計することが出来たであろう、とい うことも考えられる。 従って、偶数高調波ディストーション回路は、真空管の作動を合成する上で必ら ずしも必要ではないが、偶数高調波はより音楽的なので好ましいものである。こ の回路は、半導体又は真空管、トランス又はフィルタでもって、但し真空管とト ランスは合成されつつある技術なの第６図は真空管増幅器の入力回路に接続され た典型的なギター回路を示している０部品２５０〜２５２は夫々ギター・ピック ・アンプのインダクタンス、抵抗及びコンデンサを示す、可変抵抗２５３はギタ ーのボリューム・コントロールである。上記ボリューム・コントロールの可動子 への入力は、抵抗２５４へ流れる際にはホン・ジャックとホン・プラグと同軸ケ ーブルを経て増幅器へ流れる。抵抗２５５は真空管２５６のグリッド・バイアス 抵抗である。抵抗２５７はプレート側の供給又は負荷抵抗である。コンデンサ２ ５８はプレートとブリット間のキャパシタンス或いはミラーキャパシタンスであ る。コンデンサ２５９はその他の入力キャパシタンスの集まったものである。 半導体増幅器を設計するには、真空管２５６と抵抗２５７とを、静電容量的フィ ードバックつまりコンデンサ２５８と等偏入カキ中パシタンス２５９との何れか 一方を備えた反転増幅器で置き換えるだけでよい、ｍ型増幅器理論によれば、コ ンデンサ２５８の入力キャパシタンス効果は増幅器のゲイン倍されたキャパシタ ンス２５８に等しいキバシタンス２５９と同等である。 このように、半導体ギター増幅器の、ギターや入力ソースを適正に負荷する為の 正しい入力インピーダンスは、真空管増幅器の入力インピーダンスをまねるよう に適当な大きさ即ちをり得る浮遊容量よりもかなり大きな約３００ピコフアラツ ドの大きさに設定されたシャント・キャパシタンス又はフィードバンク・キャパ シタンスの何れか一方を含んでいる。 キャパシタンスの源はコンデンサである必要はなく、ダイオードの接続部のキャ パシタンスでもよく、トランジスタの接続部のキャパシタンスでもよく、電界効 果部品のゲートとチャンネル間のキャパシタンスでもより、微細片状のプリント サーキンドの導線のキャパシタンスなどでよい。 ９１υシ仁乙 真空管増幅器の出力ステージは典型的にはフェーズ・スプリッタとＢ又はＡＢク ラスで作動する１対の出力５極真空管とで構成される。 これら５極真空管の合成コンダクタンスはグリッド電圧が増加するのに応じて増 加する。これら５極真空管がグリッド電圧の増加に応じて増加するものとし、こ れら５極真空管が同じ特性を存しているものとすると、変動するゲインが奇数高 調波歪みを発生させる。しかしながら、これらの５極真空管は一般には整合され ないか或いは完全に整合されないので、偶数高調波も同じく発生する。 第７図は偶数と奇数の両高調波をもった入力信号から電流を発生させる可変ゲイ ン増幅器を示している。この回路は非反転入力端子が接地されたオペアンプ２７ ０を有している。入力信号を流は抵抗２７１を通って流れる。この電流は抵抗２ ７２と２７３を流れるフィードバック電流により整合される。ダイオード２７４ は抵抗２７３の電流の流れを基本的に一方向に制限する。それ故、このステージ のゲインは１つの極性の入力に対しては抵抗２７２の抵抗値に比例し、ダイオー ドの順方向電圧を無視すれば他の極性の入力に対して抵抗２７２と２７３の並列 抵抗値に比例する。この回路のこの部分は真空管不整合に対応する偶数高調波を 発生させる。 第７図の回路は、スイッチとして作動するダイオード２７５〜２８６と、オペア ンプ２７０の出力を電流２９４（これは、次ステージへの入力が接地電圧に略等 しいので接地されている）に変換する抵抗２８７〜２９３とで接地されている。 １つのダイオードの電圧降下よりも小さい大きさの出力電圧に対しては、この電 流２９４は抵抗２８７のコンダクタンスと比例している。１つのダイオードの電 圧降下と２つのダイオードの電圧降下の間の大きさの出力電圧に対しては、その 電流変動は抵抗２８７と２８８の合計コンダクタンスに比例している。 同様に２つのダイオードの電圧降下と３つのダイオードの電圧降下の間の大きさ の出力電圧に対しては、そのｔ流変動は抵抗２８７〜２８９０合計コンダクタン スに比例している。ダイオードの作動によって段々と抵抗が並列的に増加し、６ つのダイオードの電圧降下よりも大きな大きさの出力電圧に対して電流２９４の 変動が抵抗２８７〜２９３０合計コンダクタンスに比例するまで増加する。この 電圧と電流の関係が奇数高調波を発生させる。偶数高調波の増幅は抵抗２７２と ２７３の相対的な抵抗値によって制御されるようにしてもよい、抵抗２７３の抵 抗値が大きくなると、小さな抵抗値のときよりも小さな振幅の偶数高調波が発生 する。同様に、抵抗２８８〜２９３の抵抗値が大きくなると、小さな抵抗値のと きよりも小さな振幅の奇数高調波が発生する。奇数高調波の夫々の振幅は抵抗２ ８８〜２９３の抵抗値を変えることにより変えることが出来る。仮にこれらの抵 抗が等しいときには、真空管に度々適用される２乗伝送特性に略等しくなる。 ダイオードと抵抗の数は、増幅器の出力側においてより高い電圧となるときには 増加してもよい、この例は、ダイオードの順方向の電圧降下が約０．６ボルトの ときに、最高約４ボルトまでの信号に対処し得る。対をなす両ダイオードと抵抗 とのセクションの数は、抵抗値と同様に、ゲイン変動の平滑性を左右する。 可変ゲイン回路について数学的に観ると、複数のダイオードと抵抗は可変ゲイン に対する折線近領をなしている。この可変ゲイン回路について別の見方をすると 、入力信号に対する出力信号の比率は入力信号の増加に応じて増加する。 第８図は、第７図の一部のものと同様の不定アッテネータを示している。ここで 、ダイオード３０１〜３０５及び抵抗３１１〜３１５は順方向電流を扱い、これ に対してダイオード３０６〜３１０及び抵抗３１６〜３２０は逆方向電流を扱っ ている。１つのダイオードの電圧降下よりも小さな入力電圧値のときの１Ｊ１３ ２１は抵抗３００のコンダクタンスに比例している。順方向電圧が１つのダイオ ードの電圧降下と２つのダイオードの電圧降下の間のときの電流変動は抵抗３０ ０と３１１で決定される。入力電圧が２つのダイオードの電圧降下と３つのダイ オードの電圧降下の間のときの電流変動は抵抗３００．３１１及び３１２で決定 される。電圧が増すのに応して多くの抵抗が関係してくる。逆方向電圧の場合の 電流変動は同様に決定される。第８図のものは第７図のものよりもフレキシブル であるが、より高価になるであろう。 オペアンプの技術には非線型増幅回路が多数音まれており、その数例は、トベイ 等共著のマグロウ−ヒル社発行の前記テキストロオペレーショナルアンプ、設計 と適用例」に載っている。 バンチ六°　エミュレーション 第９図は幾つかの特徴を備えたパンチ効果エミュレータの回路図である。 パンチとは、大きな入力信号が入力され始めた直後に出力パワーを低減すること である。パワー出力は、クリッパを備えたシステムへ偶数高調波を導入すること 、大きな信号が電流の増加を要求することによって発生した電源電圧の降下、こ れら２つの現象で低減する。電源電圧は、フィルター用コンデンサの大きさ、ト ランスのインピーダンス及び負荷時のトランス１次側のインピーダンスなどで決 定されて、約０．２秒以上に互って徐々に降下するａＴａＴａ圧電圧の信号が低 いレベルになるか或いは除去されるまで低くなっている。この効果を増強すると 、信号が減少しな（でも電圧を復帰させ得るようになる。 この電源効果（パワー・サプライ・エフェクト）をもう一つの観点からみると、 これにより増幅器或いは音が生き生きすることであり、この効果を与えない場合 は音がかなり萎縮したようになることである。 抵抗３３０と３３１は標準的な反転オペアンプ（反転オペレーショナル増幅器） 回路の入力及びフィードバック用の抵抗である。増幅器３３２は、単一ゲイン構 造として接続されたナショナル製半導体素子ＬＭ３０８０のようなトランスコン ダクタンス型オペアンプである。 この増幅器はフィードバック抵抗３３３を介してオペアンプ３３４を駆動する。 トランスコンダクタンス型増幅器が出力し得る最大電流はバイアス電流３４６　 （ＬＭ３０８０の５番ビン）によって決定される。 このように、出力端子に出力される最大電圧はバイアス電流と抵抗３３３の抵抗 値とで決定される電圧に比例する。このように、出力電圧はバイアス！［に比例 するクリップレベルとなる。 構成部品３３５〜３３８は、出力信号に応じてトランジスタ３３９０ベースに信 号を発生させる。抵抗３３５はオペアンプ３３４を容量的負荷から絶縁すると同 時にコンデンサ３３７への充電電流を制限する。ダイオード３３６は出力信号を 整流する。ポテンショメータ３３８がオフ状態から最大値へ変化して平滑化を許 容するとき、コンデンサ３３７は整流された信号を平滑化する。抵抗３４０はエ ミッター・デジエネレータであり、またベースに印加される信号電圧に略比例し てトランジスタ３３９にＮ’／Ａを流させる。コンデンサ３４１はトランジスタ ３３９のコレクタに印加される電圧の変化率を減少させる。トランジスタのコレ クタ信号はコンデンサ３４３を経てオペアンプ３３２の抵抗３４４・３４５を含 むバイアス設定回路に供給される。もし、出力信号が入力信号の増大に起因して 大きく増幅されると、トランジスタ３３９のベースに印加される電圧が大きくな る。この結果、コレクタ電流はコンデンサ３４１により部分的に決定される時定 数でコレクタ電圧を低減させる。コンデンサ３４３はバイアスを減少させるため にこの信号をバイアス回路に供給し、これにより出力信号を低減させる。コンデ ンサ３４３はバイアスを増大し得るように徐々に充電され、これにより出力信号 の増大が許容される。この効果は、トランジスタ増幅器に共通している圧縮効果 を低減させる、真空管増幅器の電源効果を増強したものである。 この効果の増強することはコンデンサ３４３によってなされる。もし、このコン デンサが設けられないで短絡されているならば、出力信号はコンデンサ３４１の 電圧まで低減され、入力信号が降下して逆流するまで増加しない。このことは、 大電流の要求で降下した電圧がその要求がなくなるまで復帰しない増幅器の電源 装置によく僚でいる。 回路をクリップさせるのに十分な振幅でもって、１秒間トーン・オフしまた１秒 間トーン・オンするトーン・バーストへのパンチ効果エミュレータの応答は、初 期において最大である。この応答はほとんどコンデンサー３４１．３４３とトラ ンジスタ３３９に流れる電流及び抵抗３４２．３４４．３４５により決定される 時間である約０．２秒の間に、最低レベルに減衰する。もしこの増強（エンハン スメント）がない場合には、トーン・バーストが終るまでこの最低レベルに留ま ることになる。この増強された回路により、主にコンデンサ３４３及び抵抗３４ １．３４３で決定される約０．５秒の間に出力レベルが最高レベルに復帰する。 トーン・バーストが消えると、パンチ効果コンデンサ３４１と３４３は次のトー ン・バーストに備えて放電する。ポテンショメータ３３８はパンチ効果の最低レ ベルとパンチ効果の程度を制御する。パンチ効果回路は時間及び以前の出力信号 のみならず出力レベルの関数でもあるクリップ或いはリミントレベルを有する回 路の一つである。 抵抗３３３はレベルの関数である周波数特性を制限する回路網の代表的な部品で ある。抵抗３３３は抵抗とコンデンサーを並列にしたものに置き代えることもで きる。すると、最高出力レベルはバイアスのみならず周波数の関数となる。こう して、抵抗３３３を一つの回路に置き代えることによりクリップするときの周波 数特性が変化する。すなわち、帯域幅および帯域通過が狭められ、或いは高周波 が入力信号の関数として減少する。 変形例に係る効果回路が第１０図に示しである。入力信号は抵抗４５０を通過し てクランピング用ダイオード４５１と４５２へ流れ、出力信号を出力するバッフ ァ増幅器４５３に送られる。入力信号は電圧りをダイオードの電圧降下分越える と、ダイオード４５１によってクランプされる。また入力信号は電圧−Ｌよりダ イオードの電圧降下分低いときには、ダイオード４５２によりクランプされる。 第１０図に図示の回路のバランスは、出力信号の関数としてのクランプ電圧り及 び−Ｌを作り出す、抵抗４５４はコンデンサ４５８の充電速度を制限するだけで なく、抵抗４５５及び電圧源４５６と共にパンチ効果の程一度を設定する。電圧 源４５６が大きいと、パンチ効果は大きくなり、電圧源が小さいとパンチ効果は 小さくなる。ダイオード４５７はオフセットと減衰した出力信号を検出し、それ に応じてコンデンサー４５８に充電する。抵抗４５９はコンデンサー４５８の放 電抵抗である。 コンデンサー４５８に作用する信号は抵抗４６０と４６３、コンデンサ４６１と ４６２及び増幅器４６４で構成されたバンドパス・フィルタを通過し、クランプ 電圧りを発生させる。バンドパス・フィルタは増強されたパンチ効果を与えるた めに設けられている。ローパス・フィルタを用いて、標準的なパンチ効果を作り 出すことも可能である。 クランプ電圧りは電圧源４６５により初期不動電圧に設定されている。 クランプ電圧−りはクランプ電圧りを車に逆転したもので、抵抗４６６と４６７ 及び増幅器４６８により発生する。 十分大きく且つ長いトーン・バーストに対しては、この回路はクリップされた出 力であって、初期値から減少してその後初期値に戻り且つ初期値を越えるかも知 れない出力を発生させる。 ′士人バイアス・シフタ乃びディストーション・シンセサイザ結合バイアス・シ フタとディストーション・シンセサイザーが第１１図に示されている。この結合 はもし比較的小さな信号が歪められまたバイアス・シフトされつつあるならば必 要になる。入力ステージの構成部品はコンデンサ３５０と抵抗３５１であり、フ ィードパ、り用構成部品は抵抗３５２と３５５及びダイオード３５３と３５４で ある。 オペアンプ３５６は、非反転側端子を接地した状態で通常の反転方法で接続され ている。これらの構成部品は小さな信号に対して入力構成部品３５０と３５１及 びフィードバック用抵抗３５２によりゲインが決定される増幅器を形成している 。抵抗３５２は歪ゲインを制御し得るように可変であることが望ましい。より大 きな信号はダイオード３５３と３５４でクリップされる。抵抗３５５はクリップ される形状をダイオードの形状から変えるインピーダンスをあられしている。 バイアス・シフトは抵抗３５７とダイオード３５８とでなされる。 これらは第３図に示す抵抗８３とダイオード８６とに類似のものである。しかし 、ダイオード３５８は第３図のように接地されていないが、出力端子に接続され ている。上記の小さな変化によって、ダイオード３５８が低レベル信号を歪ませ るのに必要な小さな順方向導通電圧をもつかのように見せかける。いずれにして も、コンテ′ンサ３５０は、ダイオード３５８が導通していないときには抵抗３ ５１からなり、またダイオード３５８が導通しているときには抵抗３５１と抵抗 ３５７とからなる変動するインピーダンスを駆動する。これが、偶数高調波を発 生させる非対称のインピーダンスである。 抵抗或いはインピーダンス３５５は、対称なりリップがバイアス・シフタの非対 称インピーダンスを修復又は補償しないが故に、依然として偶数高調波を発生さ せる非対称クリップを起こさせるという点に留意されたい。 ダイオード３５３．３５４及び３５８を導通させるのに十分な振幅でもって、１ 秒間はトーン・オフまた次の１秒間；よトーン・オンするトーン・バーストに対 する供給バイアス・シフタとディストーションシンセサイザの応答は、初めのう ちは、抵抗３５５で発生させられかつ制限さ乙た偶数高調波を有する信号である 。 次に、コンデンサ３５０が充電するのシュつれて出力には偶数高調波が発生する 。信号がない間は、コンデンサ３５０は次のトーン・バーストのために放電する 。 その°のアナログ−炉　の１ 第１２図は、真空管増幅器の特徴を有する半導体増幅器の第２実施例のプロツク 図である。この増幅器はプリアンプへの入力端子である入力端子３７０を備えて いる。プリアンプ３７１は、適当な入力インピーダンスを与えるために、第１０ 図に基いて前述したように容量的入力負荷を含んでいるとともに、増幅器の基本 的な音調特性を確立するフィルタを含んでいる。プリアンプ３７１は、好ましく は第１０図の結合バイアス・シフタとディストーション・ステージである第１デ ィストーション回路を駆動する。その合成信号は、第９図のｔ源効果エミュレー タとパンチ回路を駆動する第７図に図示の高調波発生器である第２デイストーシ ヨン・シンセサイザ３７４によって再び歪められる前にトーン・コントロール部 ３７３により音調が変調される。第９図の抵抗３３０は第７図の抵抗２８７〜２ ９３で置き換えられることに留意すべきである。第２デイストーシヨン・シンセ サイザ３７４の出力はエフェクト・ループ３７５を駆動する。第２デイストーシ ヨン・シンセサイザとエフェクト・ループ３７５の両方が、パワーアンプ３７７ とスピーカ３７８及びダイレクト・イコライゼーション回路３７９を駆動するエ フェクト・ミキサー３７６を駆動する。ダイレクト・イコライゼーション回路３ ７９はスピーカ３７８とスピーカのすぐ近くに設けられたマイクロホンから発生 する信号を表す出力３８０を出す。 種々のステージにおけるゲイン及びクリップ・レベルは、第２デイストーシヨン ・シンセサイザ３７４が他の先行ステージよりも低いレベル（約１ミリボルト） でクリップするように歪んだ音の為に設計されている。第１デイストーシヨン・ シンセサイザ３７２は約５ミリボルトでクリップする。他の全てのステージは僅 かの歪みで或いは歪みなしに動作する。１ミリボルト以下の信号は特に不定ゲイ ン・ステージで左右される。高調波ゲイン分析は、不定ゲイン・ステージは増大 する入力に対しては高調波ゲインを増大させ、一方第１ディストーション・シン セサイザ３７２及び第２デイストーシヨン・シンセサイザ３７４のパンチ回路は 増大する入力に対しては一般に高調波ゲインを低下させるということを示す為に 以下に述べられている。 イレクト・イコライゼーション ダイレクト・イコライゼーション回路３７９は、複雑ではあるが１つのフィルタ で構成することが出来るけれども、好ましいイコライゼーション回路が第１３図 に示しである。。このダイレクト・イコライゼーション回路３７９は、１つのス ピーカ及び／又は種々のスピーカの種々の部分からマイクロホンへの伝達時間を 表す時開遅延を含んでいる。フィルタ３９０と３９４だけが固有周波数応答にほ ぼ近いかもしれないが、固有振幅対単一パルス時間応答を近似していない、スピ ーカの異なる部分や異なったスピーカからの時間遅れは異なり、位相周波数を抑 える一方で位相周波数を増強する。従って、時間遅れはスピーカとマイクロホン システムの周波数特性に影響を与える。 時間遅れは伝達時間周波数応答効果を処理するので、フィルタはスピーカ・バス 共鳴と一般的な３倍ロールオフのような非遅延周波数応答効果のみを処理する必 要がある。 入力はスピーカ或いはスピーカの一部に相当するフィルタ３９０を駆動する。フ ィルタを通った信号はミキサ３９２でミキシングするための様々な時間遅れを有 する信号を作り出すタップ・ディレィ３９１を駆動する。ミックスされた信号は バランスのとれた形で増幅器３９３により出力される。入力は、ブロック３９４ で示され他のスピーカやスピーカの他の部分に相当する別のフィルタを駆動する 。これらのフィルタはタップ・ディレィ３９５を駆動し、タップ・ディレィ３９ ５の出力はミキサ３９２でミンクスされる。ミキサの出力は直接出力になる。 多数のディレィラインを駆動する多数のフィルタの構成は、ミキサにおいて必要 とされる全ての信号を発生させ得る一つの一般化である。 しかし、ディレィ出力端とミキサの間にフィルタを設けることによって必要な信 号を得ることはより安価かもしれない。いづれにしても、ダイレクト・イコライ ゼーションは信号時間遅れとフィルタとで作り出される。 タップディレィラインは昨今幾つかのりバベレーション効果に使われているＣＣ ＤＪＰＢＢＤであってもよい。 ｉツノ」グΣ糺Ｉ医 第２図〜５図、第７図〜１２図は入力信号の高調波を出力回路に導入する目的の 回路を示している。これらの図のいくうかのものの作動上の特徴は、信号処理の 間に入力信号の高調波をその信号に故意に導入するようなデジタルシステムを作 り出す為のコンピュータの作動に変換される。実際、全ての増幅器及び信号プロ セッサはある信号の高調波をその信号に導入する。しかしながら、このことは一 般に目的をもってなされたものではｆｌ　（、通常、増幅器や信号プロセッサの 欠点の１つと考えられている。しかしながら、ある信号の高調波をその信号に故 意に導入する本発明はそういうケースに当てはまらない。 １つのシステムのためにある信号の高調波をその信号に導入することの主なる意 図は完全な部品で構成されていると仮定して、そのシステムを分析することであ る。高調波を導入する目的をもたないあるシステムでの高調波発生は数学的解析 の限界にあるが、故意に高調波を導入するようなシステムでの高調波の発生は重 要な高調波を有するであろう、デジタルシステムに完璧な特性を与えるには、無 限のサンプリングレート、演算レート、メモリーそして限りなく正確であること が必要である。 第１４図はギター増幅器に相当する１つのデジタルコンピュータシステムのブロ ック図である。この増幅器への入力はプリアンプ４００で受けられ、プリアンプ ４００はギターや或いは他の入力源に適切な負荷を与えるとともに、Ａ／Ｄコン バータ４０１に必要な排斥的（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ）濾波のみならず全 ての望ましい音調特性に共通するあらゆる濾波をも与える。 デジタル信号プロセッサ４０２はサンプルされた信号を受け入れて処理する。そ の処理は、共鳴第１デイストーシヨン・シンセサイザ３７２の歪み発生及びバイ アスシフト、３７３のトーン制御、第２デイストーシツン・シンセサイザ３７４ の高調波発生と電源エミュレーション、エフェクト・ループ３７５に接続される エフェクター類、エフェクト・ミキサ３７６のエフェクト・ミキシング、ダイレ クト・イコライゼーション３７９の濾波及び時間遅延などを含むプリアンプ３７ １の音調特性を与える。デジタル信号プロセッサ４０２はＤ／Ａコンバータ４Ｑ ３、ａ段コンバージョン・フィルタ４０４、パワー権幅器４０５及びスピーカ４ ０６を駆動するとともに、Ｄ／Ａコンバータ４０７、後段コンバージョン・フィ ルタ４０８及びバランスされた出力増幅器４０９を選択的に駆動する。 セントアップ・コンピュータ４１０はフィルタ型セレクションを有するデジタル 信号プロセッサ４０２、フィルタ・パラメータ、ゲイン値、音９機器インターフ ェイスのような電気的インクフヱイスから入力された入力からのエフェクトパラ メータ、フットスイッチ及びパネルコントロール４１１を制御箕する。更に、セ ントアップ・コンピュータは４１１によりその操作モードを表示し、ユーザーに 対しセントアンプ・コマンド編集のための親しみやすいインターフェイスを提供 している。 デジタル・フィルター 現実的な疑問は、多くの人々が真空管増幅器のように動作するトランジスタ増幅 器を作るためにわずかの歩みを始めたばかりの時に、どのようにしてディジタル ・コンピュータを真空管増幅器の動作に相当（エミュレート）させるのかという ことである。その答は、真空管増幅器を理解すること、その重要な諸効果とその 挙動を知ること、そしてその重要な諸効果を知ってそれらを無視することにある 。 その増幅器の音調特性とトーン制御の挙動はデジタル的に実現されるフィルタに より設定される。デジタル技術にはデジタル濾波に関するテキストが満ち満ちて いる。代表的なフィルタは、ＦＯＲＴＩＩＡＮ　で表現され、−ｍ化されている 周波数特性Ｒ（Ｓ）を有していて、以下のように記述される。 Ｒ（Ｓ）＝　（Ａｓ５本本２＋ＢｓＳ　十Ｃ）／（Ｓ＊＊２＋Ｄ＊Ｓ　＋Ｅ）Ｒ （Ｓ）は次のように書きかえることも出来る。 Ｒ（Ｓ）＝（Ａ＋Ｂ／Ｓ　＋Ｃ／Ｓ＊＊２）／（１＋Ｄ／Ｓ　＋Ｅ／Ｓｓ傘２） 上式において、Ｒ（Ｓ）は応答、Ａはバイパスゲイン定数、Ｂはバンドパスゲイ ン定数、Ｃはローパスゲイン定数、Ｄはダンピング定数、Ｅは共鳴周波数定数、 Ｓはラプラス演算子である。第２式のＳにおける各項は積分演算子である。積分 演算子の簡単な形は基礎的な積分理論にもとづくものである。ある関数の積分は 、時間とその関数に仮数を代入した時の各関数値との積を加算することにより近 似される。更に積分理論によれば、有効時間をより小さくして加算項の数を増加 すると、その加算値はその関数を実際に積分した値に近ずくということがわかる 。以下に示す演算操作は十分に速く処理されると、上記応答に近づく。 ＣＩＮＩＴＩＡＬＩＺＥ　Ｔ）ＩＥ　ＰＩＩＩＯＧＲＩＣＷＡＩＴ　ＦＯＲＴＩ ＩＥ　ＴＩ？ＩＩＮＧ　ＰＩＩＬＳＥ　ＡＮＤ　ＧＥＴ　ＩＮＰＵＴＩ　ＣＡＬ Ｌ　ＷＡＩＴ ＣＡＬＬ　ＡＴＯＤ　ｍ） ＣＦＩＬＴＥＲＴＩＤＥ　ＩＮＰＵＴ Ｖ２−Ｖｌ−Ｄ　＊　Ｖ３　−　ＥＩ　Ｖ４Ｖ３　＝　Ｖ３　＋　ＤＥＬＴＡ　 ＊　Ｖ２Ｖ４　＝　Ｖ４　＋ＤＥＬＴＡ　＊　ν３ＶＯ！　Ａ＊Ｖ２＋Ｂ　＊Ｖ ３＋（：　＊Ｖ４Ｃ０１ｌＴＰＵＴ　ＯＦ　ＴＨＥ　ＦＩＬＴＥＲＥＤ　ＶＡＬ ＵＥＣＡＬＬ　０丁００　（％’０） Ｇｏ　ＴＯＩ ＦＯＲＴＲＡＮで記述された上記プログラムでは、最初の２つのステートメント においてｖ３とｖ４は０に初期化される。次に、コンピュータはサブルーチンＷ ＡＩＴにおいて次の演算タイマー・パルスを待つ、その後、コンピュータはサブ ルーチンＡＴＯＤを経て、Ａ／Ｄコンバータから入力値ｖ１を得る。次のステー トメントは、重み−Ｄと−Ｅを付加されたｖｌ、ｖ３及びｖ４で作られる重み入 力により第１積分演算子ｖ２に対する入力を計算する。そして次の２つのステー トメントにおいて、コンピュータはｖ３とｖ４を積分する。ＤＥＬＴＡ　ｃ′） 値は上記プログラムを一巡するに要する時間に等しい。そして出力値ν０はν２ 、ν３及びｖ４の加重加算として計算される。サブルーチンＤＴＯＡはアナログ の世界にその価値を出力する。 そしてプログラムはサブルーチン１１ＡＩＴをコールする為に最初に戻る。 上記例はツー・ポール・フィルタを示したものである。上記例はｖ３及び−４と 同様の更に多くの変数を加えることにより、多ポール・フィルタに拡張すること が出来る。もう一つのポールｖ５を付は加える場合は、ν２と一〇と髪″５、〜 ′５−シ５　＋ＤＥＬＴＡ　＊　Ｖ４を積分するもう一つのラインの計算におい て一１５項を加えることが必要となる。同様に、シングル・ポール・フィルタは ｖ４に関する項とｖ４を積分するラインを削除することによりプログラムされる ・ 濾波処理のもう一つの利用法は共鳴音を付加し１こりキャンセルすることにより ギターや他の楽器の共鳴特性を変化させることにある。産業の発達により正確に 音を拾い上げるピンク・アップが作り出されるようになっ１こので、この濾波処 理の利用法は有益である。上記フィルタ例はＲ（Ｓ）を表す式において単にＤの 値を余りに小さくない程度に設定することにより共鳴を有したものにすることが 出来る。事実、共鳴特性を有しないギターのトーンとトーン・バリエーションは 全て増幅器に依存している。 ディジタル第１デイストーシヨン・シンセサイザ第１デイストーシヨン・シンセ サイザは結合バイアス・シフタであり、ディストーション回路は信号極性と不定 ゲイン・ステージに依存したカットオフ周波数を有するバイパスフィルタとして 数学的にモデル化出来る。このステージでのＦＯＲＴＲＡＮコードは以下の通り である。 ＦＵＮＣＴＩＯＮ　ＦＤＳＴ　（Ｖｌ）ＣＯＭＦＩＯへ／ＦＤＳＴＰ／　ＤＥＬ （２）、ＧＡＩＮ（２０）、ＯＦＦＳＥＴ（２０）ＣＯＭＭＯＮ　／ＦＤＳＴＰ ／　Ｊ！１１〜．　Ｊ？ＩＡχＣ０Ｍｌ０Ｎ　／ＦＤＳＴＩ／　Ｖ３ ＣＤｏ　ＨＩＧＨＰＡＳＳ　ＦＩＬＴＥＩ？ＩＰ　（Ｖ２　、ＧＴ、　０．０） 　Ｉ＝　２Ｖ３　＝　Ｖ３　＋ＤＥＬ（１）　＊　Ｖ２ＣＤＯ５ＯＮ−ＣＯＮＳ ＴＡＮＴ　ＧＡＩＮＪ＝ＩＦＩＸ（ν２） ＩＰ　（Ｊ　、ＧＴ、　ＪＭＡχ）　Ｊ　＝　ＩＡＸＩＰ　（Ｊ　、ＬＴ、　Ｊ ＭＩＮ）　Ｊ　＝　Ｊ？１ＩＮＪ　＝　Ｊ　−ＪＭＩＮ　＋　１ ＦＤＳＴ　＝　Ｖ２　本ＧＡＩＮ　（Ｊ）　＋０ＦＦＳＥＴ　（Ｊ）ＲＥ丁ＵＲ Ｎ ＮＤ ＤＥＬの値は所定の低カフトオフ周波数と偶数高調波を発生させる速度とに固定 される場合が多い、　ＤＥＬの値は上述した非対称インピーダンスに対応するも のである。不定ゲインは、ティラー級数展開で演算され、その第一項で近似され る。その後、上記演算は所望の非線形ゲインに近領する折線近位の出力を作り出 す演算部分に分けられる。　ＧＡＩＮ及び０ＦＦＳＥＴの値はセントアップ・コ ンピュータ４１０により歪みゲインの関数として設定される。　ＧＡＩＮと０Ｆ ＦＳＥＴのより正確な演算は以下にＦＯＲＴＲＡＮで記述したようにクリップ関 数ＣＦとして与えられる。ＣＦは入力の関数としてのクリップ出力である。 ＲＪ　＝　ＦＬＯＡＴ　（Ｊ） ＧＡＩＮ（Ｊ）　＝　ＣＦ（ＲＪ　＋１．０）　−ＣＦ（ＲＪ）ＯＦＦＳＥＴ（ Ｊ）　＝　ＣＦ（ＲＪ）　−ＲＪ　＊　ＧＡＩＮ（Ｊ）変数Ｖ３はプログラム実 行開始時に初期化される。上記プログラムの不定ゲインは、信号の高調波をその 信号に導入する第１番目の例である。Ｊが信号の関数であり、ＧＡＩＮがＪの関 数であることに注意されたい。従って、ＧＡ　ＩＮが信号の関数である。このこ とが入力と非線形出力との関係を与えるのである。不定ゲインの高調波ゲインは 次の表に示されている。−１と＋１間の入力に対するゲインは１であり、その他 の入力に対するゲインはＯである。Ｖ２は入力値である。　０ＩＩＴ　ｌはＦＤ ＳＴの基本ゲインであり、ＯＵＴ　３は第３高調波のゲインであり、以下同様で ある。負のゲインは逆位相のものである。 表１ 人力レベルに対するリミッタ高調波ゲインＶＳ　０ＬｔＴ１　０ＵＴ３　（ｌＵ Ｔ５　０ＵＴ７　０［ＩＴ９　ＴＨＤ！１．０　１．０００　０．０００　０． ０００　０．０００　０．０００　０．００１．４　０．８１８　０．１０６− ０．０２１−０．０１５　０．００７　１３．４２２．０　０．６０９　０．１ ３８　０．０２８−０．０１０−０．０１４　２３．２９２．８　０．４４１　 ０．１２３　０．０４９　０．０１５−０．００１　３０．３４４．０　０．３ １５　０．０９６　０．０４８　０．０２５　０．０１２　３５．４３５．７　 ０．２２４　０．０７２　０．０３９　０−０２５　０．０１６　３９．２０８ ．０　０．１５９　０．０５２　０．０３０　０．０２０　０．０１４　４１． ７５１１．３　０．１１２　０．０３７　０．０２２　０．０１５　０．０１１ 　４３．６４１６．０　０．０８０　０．０２６　０．０１６　０．０１１　０ ．００８　４５．００２２．６　０．０５６　０．０１９　０．０１１　０．０ ０８　０．００６　４５．９７３２．０　０．０４０　０．０１３　０．００８ 　０．００６　０．００４　４６．６６表１において注目すべき大事な点は、基 本ゲインは入力を増大させると低下してゆくことである。他の高調波ゲインは０ から最大値に増加するか或いは０と最大値間を振動した後、低下してゆく。第１ デイストーシヨン・シンセサイザの応答は、バイアス・シフタとディストーショ ン・シンセサイザを組み合せたものの、Ｊの値をＪＭＡＸ或いは月ＩＮに制限さ せるのに十分な振幅でもって一秒間隔でその音が０Ｎ１０ＦＦされているトーン バーストに対する応答に似ており、その最初の応答信号は制限された偶数高調波 を有する。 その後、変数Ｖ３が変化するにつれ出力には偶数高調波が付加される。無信号の 間に、ｖ３の値は次のトーン・バーストに備えてＯに戻る。 ディジクル・トーン・コントロール トーン・コントロールは、上述したように、可変且つ線形なゲインを有するフィ ルタを単に寄せ集めたものである。フィルタとゲインパラメータはセットアンプ コンピュータにより増幅器の音を指示するコマンド群で設定される。このように して、全てのトーン・コントロール或いはフィルタはパラメータ的に動作し得る 。従って、このディジタル増幅器は異なるトーン・パラメータで作動する現在の 種々の増幅器と同等のものとなる。 第２デイジタル・ディストーション・シンセサイザ第２デイストーシヨン・シン セサイザは電源エミュレータに先行するもう一つの不定ゲイン：ステージとパン チ回路とで構成されている。 このような不定ゲイン・ステージのＦＯＲＴＲＡＮ　コードは以下の通りである 。 ＦＵＩＪＣＴＩＯＮ　５ＤＳＴ　（Ｖｌ）ＣＯＭＭＯＮ　／５ＤＳＴＰ／　ＧＣ ＯＮＳＴ、ＧＥＶＥＮ、ＧＯＤＤＣＯＭＭＯＮ　／５ＤＳＴＰ／　ＤＥＣＡＹ、 ＣＩ’１ＡＲＧＥ、ＰＵＮＣ）ＩＣＯ闘ＯＮ　／５ＤＳＴＰ／　ＤＥＬＴＡ、Ｐ ＳＤ、ＰＳＥ、ＰＳＢ、ＰＳＦＣＯｒＩＭＯＮ　／５ＤＳＴＩ／　Ｐｓ、ＶＣ３ ３７，Ｖ５．　Ｖ６ＣＣＯ！ＩＰＬＴＥ　ＴＨＥ　Ｎ０Ｎ−ＣＯＮＳＴＡＮＴ　 ＧＡＩＮＧＡＴＮ　＝ＧＣＯＮＳＴ＋　Ｖｌ　率ＧＩＶＥＮ＋ＡＢＳ（Ｖｌ）　 傘ＧＯＯＤＶ２　＝　ｖ１傘ＧＡＩＮ ＣＣＬＩＰ　ＣＩＴＰＵＴ　ＰＥＲＰｏｔ＜ＥＲ５ｔｌＰＰＬＹ　ＥＦＦＥＣＴ ｌＦ　（〜’２　、ＧＴ、　ＰＳ）　Ｖ２　＝　ＰＳＩＦ　（〜２１丁、−ＰＳ ）　〜２＝−ＰＳＣＣＯ？ｌＰＬ！ＴＥ　Ｔｌ（Ｅ　ＰＯＩｉＥＲ５ＵＰＰＬＹ ！Ｆ　（〜’２　、ＧＴ、〜’Ｃ３３７）　Ｇｏ　Ｔｏ　ＩＶＣ３３７＝　ＶＣ ３３７＊　ＤＥＣＡＹＧＯＴｏ　２ １　ＶＣ３３７＝　ＶＣ３３７−（Ｖ２−ＶＣ３３７）　傘Ｃ／ＢＡＲＧＥ２　 Ｃ０ＮＴＩＮしＥ Ｖ３　＝　ＶＣ３３７＊　ＰＵＮＣＨ Ｖ４　＝〜’３−　ＰＳＤ　＊　Ｖ５−　ＰＳＥ　＊　Ｖ６Ｖ５＝％’５＋ＤＥ ＬＴＡ＊Ｖ４ Ｖ６　＝　Ｖ６　＋　ＤＥＬＴＡ　＊　Ｖ５ＰＳ　＝　ＰＳＦ　−ＰＳＢ　＊　 Ｂ５５Ｏ５Ｔ　冨　ν２ ＲＥＴＵｌｌＮ ＮＤ 上記プログラムに示したように、Ｃ０ＭＭ０Ｎ／５ＤＳＴＰ／ステートメントに おける変数の全ての価はセントアンプ・コンピユータ４１０から提供されるか、 或いは固定されている。　Ｃ０Ｆｌ？ｌＯ＼／５ＤＳＴＩステートメントにおけ る変数はプログラム実行開始時に初期化される０例えば、この不定ゲインは真空 管歪みを自乗近位で近位したものである。　ＧＡＩλ演算のステートメントは、 出力真空管の安定ゲインに相当する変数ＧＯＯＤを含む項と・出力真空管の不安 定ゲインに相当する変数ＧＥＶＥＮを含む項を有している。上記プログラムの不 定ゲインは、信号にその信号の高調波を導入する第２番目の例である。変数ＶＣ ３３７は第９図のコンデンサ３３７にかかっている電圧に相当するものである。 ＰＵＮＣＨはボテンシッメータ３３８の設定である０次の４行のコードは第９図 の回路の出力端で得られる最大信号レベルをあられす信号を作り出すフィルタで ある０回路をクリップさせるに十分大きな振幅でもって、−柱間隔で音が０Ｎ１ ０ＦＦされるトーン・バーストに対する電源エフェクト。 エミュレータとパンチ回路の応答は、最初は最大であるが、約０．２秒以内には 最小レベルまで低下する。そして、約０．５秒以内に出力レベルは最大に戻る。 トーン・バーストが消えると、パンチ効果値ＶＣ３３７、■５及びＶ６は次のト ーン・バーストに備えて放電する。　ＰＵＮＣＨ（！はパンチ効果の程度と最小 レベルを制御する。第９図の回路を変更してクリンプ効果に周波数効果を含ませ ることが出来るように、上記プログラムを変更してそのクリップ効果に周波数効 果を含ませることが出来る。 このコードの作成手順は５ＰＩＣＥや５ＣＥＰＴＩ？Ｅや　λＥＴなどのサーキ ット・シュミレータを作成する手順と同じである。　５ＣＥＰＴＲＥを定式化す るための照会先を以下に示す。 ｒＳＣＥＰＴＲＥ　ｓ　Ａ　Ｃｏｍｐｕｔｅｒ　Ｐｒｏｇｒａｍ　ｆｏｒ　Ｃ１ ｒｃｕｉｔ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　Ａｎａｌｙｓｉｓ　ｓ　Ｊ　Ｊ、Ｃ，Ｂ ｏｗｅｒｓ　ｅｔ　ａｌ、、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ　）Ｉａｌｌ　％　Ｅｎｇｌｅｗ ｏｏｄ　Ｃ１１ｆｆｓ、ＮＪ。 １９７１゜ 次の表は、入力信号の関数として種々の高調波波のゲインを示したち（Ｄである ０、：れらの値は　ＧＣＯＮＳＴ−１，０、ＧＯＤＤ−０，１、ＧＥＶＥＮ　＝ 　０゜０５として計算されたものである。ＯＵＴ　１はＶｌによって正規化され たｖ２の基本成分である。　ＯＵＴ　２は■１によって正規化されたｖ２の第２ 高調波成分である。以下同様。 表２ 人力レベルに対する非線型増幅高調波ゲインＶＳ　ＯＵＴ　１　０１１Ｔ２　０ ＵＴ３　０ＵＴ５　０ＵＴ７　ＴＨＤ！０．１１．００８５０．００２５０．０ ０４７０．００１９０．００１２　１．４８０．２０．０１７００．００５００ ．００９３０．００２８０．００２４　２．９３０．３１．０２５５０．００７ ５０．０１４００．００５６０．００３６　４．３６０．４１．０３４００．０ １０００．０１８７０．００７５０．００４８　５．７７０．５１．０４２４０ ．０１２５０．０２３３０．００９４０．００６０　７．１５０．６１．０５０ ９０．０１５００．０２８００．０１１３０．００７２　８．５２０．７１．０ ５９４０．０１７５０．０３２７０．０１３２０．００８３　９．８６０．８１ ．０６７９０．０２０００．０３７３０．０１５１０．００９５１１．１７０． ９１．０７６４０．０２２５０．０４２００．０１６９０．０１０７１２．４７ １．０１．０８４９０．０２５００．０４６７０．０１８８０．０１１９１３． ７５全ての高調波と全高調波歪み（ＴＨＤ　）に対するゲインは、入力ｖ１が大 きくなるに従い増加していることに注目されたい。この事は上記プログラムにお いてＧＡＩＮと■２の計算からも明らかである。このように、この事は入力信号 の高調波を出力に故意に導入するような入力信号の関数であるゲインを有する一 つのデジタル・システムを示している。サンプリング過程及び非サンプリング過 程において余分な信号が発生するが、これらの信号は信号プロセッサにより故意 に導入されたものではなく、デジタル信号プロセッサを使用していることによっ て変換プロセスで発生するものである。この事は、入力の増大に伴い高調波導入 速度即ち高調波ゲインが入力の増大に応じて増大するような入力のレンジを与え る。 ＳＤＳ丁は第７図・第８ＵｊＪの可変ゲイン回路に相当するので、これは入力と 高調波ゲインの間の同様の関係を与える。一旦、信号ｖ２がリミソ）ＰＳを越え ると、高調波成分の値は表１に示したようになる。第１２図の第２のアナログの 実施例に関して、そのデジタルの実施例は、低レベル入力信号は第２デイストー シヨン・シンセサイザにおいてクリップされることなく、それ故増大する信号に 対しては増大する高調波ゲインを有するように、また高レベル信号は第２デイス トーシヨン・シンセサイザでクリップされるか又は第１及び第２ディスト−シラ ン・シンセサイザの両方でクリンプされて、それ故増大する信号に対しては振動 するか或いは減少する高調波ゲインを有するように設計されたゲインとクリップ レベルを存していなければならない。システム・ノイズの効果を無視すると、全 高調波歪みは入力信号が増大するに伴い常に増大する。 デジタル・　″イレクト・イコーイゼーションダイレクト・イコライゼーション は１つ或いはそれ以上のフィルタと、関連するタップ・ディレィと、ミキサとの 組合せである。フィルタは既にコード化されたフィルタを変形したものの一つで ある。タップ・ディレィはＦＩＦＯ型（先入先出型）のストレージアレイである 。 ミキサは単なる諸値の加重合計である。そのＦＯＲＴＲＡＮコードは以下の通り である。 Ｓｌ：ＢＩｉ’０ＵＴＩＮＦ　ＤＩＲＥＣＴ　ｍ）ＣＯｌｌＭＯＮ　／ＤＲＣＴ Ｐ／　ＤＩＤＥＬ、ＤＩＡ、ＤＩＢ、ＤＴＣ，ＤＴＤＣＯ肘ＯＮ　／ＤＲＣＴＰ ／　ＤＩＥ、ＤＩＦ、ＤＩＧ、ＩＴＩ、ＩＴ２．ＩＴ３ＣＯＭＭＯＮ　／ＤＲＣ ＴＰ／Ｄ？ｌＡ、ＤＭＢ、ＤＭＣ，ＤＭＤＣＯＭＭＯＮ　／ＤＲＣＴＰ／　Ｖ３ ．Ｖ４．％’５．　Ｉ、　ＦＩＦＯ（２００）ＣＣＯＭＰＵＴＥ　ＴＨＥ　ＦＩ ＬＴＥＲ０ＵＴＰＵＴＶ２＝Ｖｌ−ＤＩＥ　六ν３−ＤＴＰ　＊シ４−ＤＩＧ　 ＊　Ｖ５％’３＝Ｖ３＋ＤＩＤＥＬ傘Ｖ２ Ｖ４＝Ｖ４＋ＤＩＤＥＬ　＊　Ｖ３ 〜’５＝Ｖ５＋ＤＩＤＥＬ　＊　Ｖ４ ＶＯ＝ＤＩＡ＊Ｖ２＋ＤＩＢ＊Ｖ３＋ＤＩＣ＊ν４＋ＤＩＤ＊Ｖ５ＣｌＮＰｔ！ Ｔ　ＴＯＴＨＥ　ＦＩＦＯＡＲＲＡＹｌ　＝　１＋１１０Ｄ　（１＋１．２００ ）ＦＩＦＯ（１）＝ＶＯ ＣＧＥＴ　Ｔ’ＨＥ　ＴＡＰ　ＶＡＬＵＥＳＶ６＝ＦＩＦＯ＜ｉ　十？ｌ０Ｄ（ Ｉ　−ＩＴＩ、２００））Ｖ７＝ＦＩＦＯ（１〒ＭＯＤ（１−１１２，２００） ）Ｖ８＝ＦＩＦＯ（１−１０Ｄ（１−Ｉ７３，２００＞）Ｃ？ＩＩＸ　ＴＨＥ　 ＴＡＰＳ　ＡＮＤ　０ＬＩＴＰｔｌＴ　ＴＨＥ　Ｉ’ｉＥＳＵＬＴＶ９＝ＤＭＡ 　＊　ＶＯ＋Ｄ？ｌＢ　Ｉ　Ｖ６＋Ｄ：′ＩＣ１１Ｖ７＋ＤＭＤ　本ＶＢＣＡＬ Ｌ　ＤＤＴＯＡ（Ｖ９） ＥＴＵＲＮ ＮＤ ＣＯＭＭＯＮ／ＤＦ’ＣＴＰ中の値はコンビニーりで設定されるか或いは固定値 である。　ＣＯ？１Ｍ０Ｎ／ＤＲＣＴＩ中の値はプログラム実行開始時に初期化 される。 −例をあげると、フィルタはサード・オーダのものである。関数ＭＯＤ（Ｊ、　 Ｋ）はモジュロ動作であって、ＪをＫで割算した余りである。幾つかのモジュロ 間数は負のＪに対しては負の結果になるが、このモジュロ関数は常に○とＫの間 の値になる。サブルーチンＤＤＴＯＡは第１４図のＤ／Ａコンバータにｖ９の値 を出力する。上記の例は、１つのフィルタとタップ・ディレィを単に実現しただ けのものである。それ以上の数のフィルタ及びディレィも同様に実現出来る。 ディジタル　−８のメインプログラム 増幅器全体のコードを以下ＦＯＲＴＲＡＮで記述する。 ＰＲＯＧＲＡ？ｌ　ＡＭＰ ＣＯＭ？！ＯＮ　／ＡＭＰＰ／　ＶＯＬＩｉｆｉＥ、？ＩＴＸ１．ＭＩＸ２ＣＡ ＬＬ　Ｉ［ＩＴ Ｉ　ＣＡＬＬ　ＷＡＩＴ ＣＡＬＬ　ＡＴＯＤ　（ＶＡＴＯＤ） ＶＡ＝ＳＯ３Ｔ（ＴＯＮＥ　（ＦＤＳＴ　（ＰＲＥＡＭＰ　（ＶＡＴＯＤ））） ）ｖＡＭＰ＝ｖｏＬＵｒ＋Ｅ　本　（ＶＡ＋ｒ＋ＩＸ１　＊　ＥＦＦＥＣＴＩ（ ＶＡ）本　十？ｌｌＸ２　本　ＥＦＦＥＣＴ２（ＶＡ））ＣＡＬＬ　ＡＤＴＯＡ 　（ＶＡＭＰ） ＣＡＬＬ　ＤＩＲＥＣＴ　（ＶＡＭＰ）Ｇｏ　Ｔｏ　Ｉ ＮＤ サブルーチンＩＮＩＴは初期化の必要な全ての変数を初期化する。サブルーチン ＷＡＩＴは演算を開始する為のタイミングパルスを待っている。 ルーチンＡＴＯＤは、第１４図のＡ／Ｄコンバータ４０１から数値を得る。 ＰＲＥＡ？ｌＰは増幅器の基本音調を設定する濾波ルーチンである。　ＦＤＳＴ とＳＤ訂は上記した歪み関数である。 １０にＥはトーン・コントロール濾波関数である。　ＥＦＦＣＴ　１とＥＦＦＣ Ｔ　２はフランジング、コーラシング、リバーベレーション（余韻）、ビフ。 ラード、ピッチ変化などの効果関数である。これらの機能は現在アナログとデジ タルの両タイプで販売されている。このプログラムのラインでは諸効果にドライ 信号ＶＡをミンクスし、出力音量を設定する。 サブルーチンＡＤＴＯＡは、第１４図のＤ／Ａコンバータ４０３に１つの数値を 出力する。ダイレクト・イコライゼーションと出力がＤＩＲＥＣＴにより処理さ れた後、プログラムループは最初にもどり次の演算タイミングパルスを待つ。 デジタル・コンプレフサ 増幅器プログラムはＦＤＳＴをコンプレフサ・エミュレーティング・ルーチンに 置き代えることにより、すぐにもベース・ギターに使えるように変更出来る。コ ンプレッサは自身の出力信号レベルを整流器とフィルターにより検知して、その 出力信号レベルに応じてコンプレッサ・ゲインを調整し、はぼ一定の出力信号レ ベルにする。この確立された技術の機能はすぐにもデジタル増幅器に組み込むこ とが出来る。事実、デジタル増幅器の多機能性はデジタル信号プロセ、すのスル ープット（プロセッサの単位時間の仕事の処理量）とプログラム・メモリのサイ ズにのみ制限されている。以下にコンプレッサの１つのプログラムを示す。 ＦＵＮＣ丁１ＯＮ　ＣＭＰＩ’ｉＳ（％’１）ＣＯ？Ｉ！ＭＯＮ　／ＣＭＰＲ３ Ｐ／　ＣＤＥＣＡＹ、ＣＡＴＡＣＫ、Ｇｌ’１ＡＸＣＯ聞ＯＮ　／ＣＭＰＲ５Ｉ ／ＣＧＡＩＮ、〜’５ＩＧＣＣＯ？ｌ？ｌＯＮ　ＴＨＥ　ＯｔｌＴＰＵＴＣＭＰ ＲＳ　＝　ＣＧＡＩＮ　１１％１１ＣＣ０ｆｉＰＬ！ＴＥ　ＴＨＥ　ＧＡＩＮＲ ＥＣ＝　ＡＢＳ（ＣＭＰＲ５） １Ｆ（ＲＥＣ、ＧＴ、ＶＳＴＣ）ＧＯＴＯＩＶＳＩＧ＝ＶＳＴＧ　＊　ＣＤＥＣ ＡＹＧＯＴｏ　２ １　ＶＳＩＧ＝ＶＳＩＧ＋（ＲＦＣ−ν５ＩＧ）　＊　ＣＡＴＡＣＫ２　Ｃ０Ｎ ＴＩＮＵＥ ＣＧＡＩＮ　＝　ＧＭＡＸ　−ＶＳＩＧＥＴＵＲＮ ＮＤ コンプレッサーＣＭＰＲＳの出力は単に入力に内部発生ゲイン値ＣＧＡＴＮを掛 は合せたものである。　ＲＥＣは全波整流された出力又はその絶対値である。　 ＶＳＴＧの値は整流された出力を車に濾波した値である。フィルタにはその減衰 と拘束時間に異なる時定数ＣＤＥＣＡＹとＣＡＴＡＣＫを使用している。このと き、％’ＳＩＧがゲインの演算に使用される。　ＶＳＩＧの簡単な濾波とＣＧＡ ＩＮをめる上記演算アルゴリズムは車に例として示しただけで、更に複雑なアル ゴリズムはより有益である。ＣＤＥＣＡＹ、　ＣＡＴＡＣＸとＧ４ＡＸの値はコ ンピュータにより与えられ、一方ＣＧＡＴＮとＶＳＩＧはプログラム実行開始時 に初期化される。 ”　マルチプレクシングと　の′・イ デジタル増幅器の多機能性は余りに素晴しく、音楽家達はデジタル増幅器を使っ て様々な楽器を演奏したくなるであろう。これを実現するには、プリアンプ４０ ０は多様な入力信号を受け、これらの入力信号を混ぜ合せ、或いはこれらの信号 から１つを選択してＡ／Ｄコン）＜−タ４０１へ出力するのに適している。これ らの多様な入力信号の混ぜ合せや選択はコンピュータ４１０の制御のもとで行な われる。 デジタル増幅器の出力ステージ、Ｄ／Ａコンバータ４０３と４０７、後段変換フ ィルタ４０４と４０８、増幅器４０５と４０９及びスピーカ４０６はデジタルテ ープレコーダのインターフェイスのような他のタイプのデジタル出力装置に置き 代えたり、それらを追加してもよい。 ４０３と４０７のようなり／Ａコンバータの有する多様性と種々の効果を出し得 るデジタル処理能力が、準ステレオ音響信号の創成も可能とする。ステレオ効果 は、１つの信号を夫々異なった音調及びタイミング特性をもつように２通りに処 理することにより作り出される。 増幅器や電子技術に詳しい人は上記以外の真空管増幅器シンセサイザを作ること が出来る。本発明は詳細に記述され図示されているが、それは図示と具体例の為 にすぎず、それらに制限されるべきでもないことは明瞭に理解されるべきである 。本発明の思想と範囲は添付のクレームの諸項によってのみ限定されるべきであ る。 図面の簡単な説明 第１画一よ本発明の原理を組込んだオーディオ増幅器のブロック図である。 第２図は本発明の原理に基くディストーション・シンセサイザのブロック図であ る。 第３図は本発明の原理に基く低パワーレベル用ディストーション・シンセサイザ の概略構成図である。 第４図は本発明の原理に基く他のディストーション・シンセサイザの概略構成図 である。 第５図は本発明の原理に基く別のバイアス・シフタの概略構成図である。 第６図は本発明の原理に暴くギター増幅器の入力ステージの概略構成図である。 第７図は本発明の原理に基く可変ゲインステージの概略構成図である。 第８図は本発明の原理に基く可変アソテネーティング・ステージの概略構成図で ある。 第９図は本発明の原理に基く電源インピーダンス・エフェクト・エミュレータの 概略構成図である。 第１Ｏ図は第９図の変形例の概略構成図である。 第１１図は本発明の原理に暴くコンビネーション・バイアス・シフタ及びディス トーション・ステージの概略構成図である。 第１２図は本発明の原理に基く増幅器の全体構成図である。 第１３図は本発明の原理に基くスピーカ・エミニレーティング回路のブロック図 である。 第１４図は本発明の原理に基くギター増幅器相当のコンピュータ・システムのブ ロック図である。 第１図 第２図 第１１図 悶腔揮査餠失 １Ｍ１−ｂ＠〜゛１”°０“−１°に↑たＳ１１＋’１１０１０２５

Claims (59)

    【特許請求の範囲】
  1. １．入力信号を受信する為の入力手段と、第１歪み信号を発生させる為に歪みを 導入する第１ディストーション手段と、第１歪み信号のトーナリティを変化させ トーン・コントロールされた信号を作り出すトーン・コントロール手段と、上記 トーン・コントロールされた信号に高調波を導入し、その合成信号を上記合成信 号の関数としてクリップする第２ディストーション手段と、出力手段とを備えた ことを特徴とする半導体ディストーション・システム。
  2. ２．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手段は 、前段増幅器と、上記入力信号を静電容量的に入力させる静電容量手段を含んだ もの。
  3. ３．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手段は 、前段増幅器と、上記前段増幅器の基本トーナリティを得る為の入力信号を濾波 する濾波手段を含んだもの。
  4. ４．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第１ディス トーション手段は、上記入力信号を制限し、且つ偶数高調波を導入する手段を含 んだもの。
  5. ５．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第１ディス トーション手段は、非対称バイアス・シフト手段と制限手段を含んだもの。
  6. ６．第５請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記バイアス・ シフト手段は非対称インピーダンスと１つのコンデンサーを含んだもの。
  7. ７．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第２ディス トーション手段は、増大する入力信号に対して、入力信号に対する出力信号の比 を増大させる為の入力と出力を有する伝達手段を含んだもの。
  8. ８．第７請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記伝達手段は 、出力電流を漸進的に増大させる為に上記第２ディストーション手段の上記入力 に応答して並列抵抗を漸進的に付加していく複数のスイッチ手負を含んだもの。
  9. ９．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第２ディス トーション手段は、上記合成信号の周波数値の関数として上記合成信号をクリッ プするクリップ手段を含んだもの。
  10. １０．第１請求項の半導体ディストーション・システムは、マイクロホンを可聴 的に駆動するスピーカの信号変化をまねるダイレクト・イコライゼーション手段 を含み、上記ダイレクト・イコライゼーション手段は濾波手段と、遅延手段と、 ミキシング手段を含んだもの。
  11. １１．第１０請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記濾波手 段はスピーカのバス共鳴に近似する共鳴を含んだもの。
  12. １２．第１０請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記時間遅 延手段は上記スピーカの一端側から上記マイクロホンヘの音の伝達時間と上記ス ピーカの他端側から上記マイクロホンヘの音の伝達時間との差に近似する時間遅 延を含んだもの。
  13. １３．第１０請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記遅延手 段は第１スピーカから上記マイクロホンヘの音の伝達時間と第２スピーカから上 記マイクロホンヘの伝達時間との差に近似する時間遅延を含んだもの。
  14. １４．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手段 は優先通過周波数領域を有するトランスレス濾波手段と、上記半導体ディストー ション・システムヘの入力の増大する振幅の関数として上記領域を縮小させる手 段とを備えたもの。
  15. １５．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手段 と出力手段は夫々増幅器を含んだもの。
  16. １６．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手段 はアナログ入力信号をデジタル入力信号に変換する変換手段を備え、上記第１デ ィストーション手段とトーン・コントロール手段と第２ディストーション手段は 第１ディストーション・プログラムとトーン・コントロール・プログラムと第２ ディストーション・プログラムを有するデジタル・プロセッサを備えたもの。
  17. １７．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第１デ ィストーション・プログラムは上記入力信号を圧縮するもの。
  18. １８．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手 段は上記アナログ入力を受信して上記変換手段へのアナログ信号を作り出す前段 増幅器を含み、上記前段増幅器は入力源を適切に入力する為に浮遊線間容量に加 えて増幅器の入力静電容量を増加させる手段を含んだもの。
  19. １９．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第１デ ィストーション・プログラムは入力信号が上記第１ディストーション・プログラ ムによりクリップされる前に入力信号を濾波する濾波プログラムを含んだもの。
  20. ２０．第１９請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記濾波は 共鳴を含むもの。
  21. ２１．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記トーン ・コントロール・プログラムはトーンをパラメータ的に変化させるもの。
  22. ２２．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記デジタ ル・プロセッサは更にマイクロホンを可聴的に駆動するスピーカの信号変化に相 当するエミュレーション・プログラムを含み、上記エミュレーション・プログラ ムは濾波プログラムと、遅延プログラムと、ミキシング・プログラムを含んだも の。
  23. ２３．第２２請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記濾波プ ログラムはスピーカのバス共鳴を近似する共鳴を含んだもの。
  24. ２４．第２２請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記時間遅 延プログラムはスピーカの一端側からマイクロホンヘの音の伝達時間と上記スピ ーカーの他端側から上記マイクロホンヘの音の伝達時間との差に近似する時間遅 延を含んだもの。
  25. ２５．第２２請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記時間遅 延プログラムは第１スピーカからマイクロホンヘの音の伝達時間と第２スピーカ ーから上記マイクロホンヘの音の伝達時間との差に近似する時間遅延を含んだも の。
  26. ２６．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第２デ ィストーション・プログラムは第１の値を受けとり、その第１の値の増大速度に 応じて第１の値に対する第２の値の比が増大するような第１の値の関数として第 ２の値を計算するもの。
  27. ２７．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第２デ ィストーション・プログラムは上記合成信号の振幅の関数として出力信号をクリ ップするクリップ・プログラムを含んだもの。
  28. ２８．第２７請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記クリッ ピングは時間の関数でもあるもの。
  29. ２９．第２７請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記クリッ ピングは合成信号の周波数値の関数でもあるもの。
  30. ３０．第１６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記入力手 段は多様な入力信号から処理すべき入力信号を選択するマルチプレックス手段を 含んだもの。
  31. ３１．第１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第２ディ ストーション手段は、入力端子及び出力端子と、上記入力端子に接続される第１ 入力と第２入力及び出力を有する増幅手段と、上記増幅手段の出力を制限するた めに上記増幅手段の出力に接続されるリミッタ手段と、上記リミッタ手段を上記 出力端子に接続する濾波手段と、上記増幅手段の第２入力へ上記出力端子を接続 するフィードバック手段とを含んだもの。
  32. ３２．第３１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記第１デ ィストーション手段は予め設定された値以上に非対称に入力信号を伝達するバイ アス・シフト手段を含んだもの。
  33. ３３．入力手段と、出力手段と、上記入力手段と出力手段の間に設けられ上記出 力手段において入力信号が増大するのに応じて高調波成分か増大する歪み信号を 発生させるディストーション手段を備えたことを特徴とする半導体ディストーシ ョン・システム。
  34. ３４．第３３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は、増大した入力信号に限って入力信号の各サイクル毎に初期に は上記歪み信号の偶数高調波成分を増大させる手段を含んだもの。
  35. ３５．第３４請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は、第１レンジの入力信号振幅については入力振幅を増大させる 為に、ゲイン及び上記歪み信号の全高調波歪みを増大させ、第２レンジの入力信 号振幅については入力振幅を増大させる為に、ゲインを減少させて上記歪み信号 の全高調波歪みを増大させるもの。
  36. ３６．第３５請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は上記歪み信号の振幅を初期の振幅から減少させる手段を含んだ もの。
  37. ３７．第３６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は十分な振幅と持続時間を有する入力信号に応答して上記振幅が 最小振幅に達した後には上記振幅を増大させる手段を含んだもの。
  38. ３８．第３３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段はアナログ半導体回路であるもの。
  39. ３９．第３３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記バース ト手段は、入力アナログ信号を入力デジタル信号に変換する変換手段と、上記出 力に上記入力信号の高調波を意図的に導入し、あるレンジの入力信号振幅に対し ては入力の増大に応じて上記高調波導入速度を増大させるデジタル信号処理手段 を含んだもの。
  40. ４０．第３３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は、第１レンジの入力信号振幅については入力振幅を増大させる 為に、ゲインと上記歪み信号の全高調波歪みゲインを増大させ、第２レンジの入 力信号振幅については入力振幅を増大させる為に、ゲインを減少させて上記歪み 信号の全高調波歪みを増大させるもの。
  41. ４１．第４０請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は上記歪み信号の振幅を初期振幅から減少させる手段を含んだも の。
  42. ４２．第４１請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は十分な振幅と持続時間を有する入力信号に応答して上記振幅が 最小振幅に達した後、つづいて上記振幅を増大させる為の手段を含むもの。
  43. ４３．第３３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は上記歪み信号の振幅を初期振幅から減少させる手段を含んだも の。
  44. ４４．第４３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は十分な振幅と持続時間を有する入力信号に応答して上記振幅が 畳小振幅に達した後には上記振幅を増大させる為の手段を含んだもの。
  45. ４５．第４３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記ディス トーション手段は増大した入力信号に限って入力信号の各サイクル毎に初期には 上記歪み信号の偶数高調波成分を増大させる手段を含んだもの。
  46. ４６．入力手段と、出力手段と、増大する入力信号に対しては入力信号に対する 出力信号の比を増大させる伝達手段とを備え、上記伝達手段は、漸進的に出力電 流を増大させる為に、増大する入力信号振幅に応答して、複数の並列抵抗手段を 介して漸進的に電流が流れることを可能にする直列接続された複数のダイオード 手段を含んだことを特徴とする真空管増幅器の作動に相当する半導体ディストー ション・システム。
  47. ４７．第４６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、各ダイオー ド手段は並列に接続された２つのダイオードであって、第１ダイオードのアノー ドは第２ダイオードのカソードに接続され、第１ダイオードのカソードは第２ダ イオードのアノードに接続されたダイオードを含んだもの。
  48. ４８．第４６請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、複数のダイ オードからなる２組のダイオード手段と、複数の抵抗からなる２組の抵抗手段を 有し、各手段は夫々入力信号の各極性に対応するもの。
  49. ４９．入力信号を増幅する増幅手段と、増幅された入力信号をクリップするクリ ップ手段と、増幅された信号に対して、増幅された信号レベルの関数としてクリ ップレベルを設定する設定手段とを備えたことを特徴とする真空管増幅器の作動 に相当する半導体ディストーション・システム。
  50. ５０．第４９請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記設定手 段は更に時間の関数としてクリップレベルを設定するもの。
  51. ５１．第４９請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記設定手 段は更に上記信号の周波数の関数としてクリップレベルを設定するもの。
  52. ５２．第４９請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、入力と出力 を有し、あるレンジの入力信号を越えて増大する入力信号に対して、その入力信 号に対する出力信号の比を増大させる伝達手段を含むもの。
  53. ５３．マイクロホンを可聴的に駆動するスピーカの信号伝達に相当する半導体デ ィストーション・システムであって、入力信号を濾波する濾波手段と、濾波信号 を遅延させる遅延手段と、遅延信号をミキシングするミキシング手段を備えたこ とを特徴とする半導体ディストーション・システム。
  54. ５４．第５３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記濾波手 段はスピーカのバス共鳴に近似する共鳴を含むもの。
  55. ５５．第５３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記時間遅 延手段は上記スピーカの一端側から上記マイクロホンヘの音の伝達時間と上記ス ピーカの他端側からマイクロホンヘの音の伝達時間との差に近似する時間遅延を 含んだもの。
  56. ５６．第５３請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記遅延手 段は第１スピーカからマイクロホンヘの音の伝達時間と第２スピーカから上記マ イクロホンヘの音の伝達時間との差に近似する時間遅延を含むもの。
  57. ５７．入力手段と、出力手段と、上記入力手段と出力手段の間に接続され予め設 定された値以上に入力信号を非対称に伝送するバイアス・シフト手段とを備えた ことを特徴とする半導体ディストーション・システム。
  58. ５８．第５７請求項の半導体ディストーション・システムであって、上記バイア ス・シフト手段と協働して偶数高調波を導入する制限手段を含むもの。
  59. ５９．第５７請求項の半導体ディストーション・システムにおいて、上記バイア ス・シフト手段は非対称インピーダンスと１つのコンデンサを含むもの。
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