JP2834167B2 - 真空管増幅器相当の半導体装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景と要約 本発明は、一般に増幅器、特に全ての型式のオーディ
オ増幅器及びギター増幅器に関する。それは更にオーバ
ドライブされた真空管増幅器で得られる音を再現するデ
ィストーション・シンセサイザに関する。半導体機器が
増幅器用に熟成した構成部品となってきたので、真空管
増幅器に対して半導体又はソリッド・ステート増幅器の
長所について議論されている。一部の者は真空管が半導
体機器よりもより自然な増幅器であるから真空管の方が
良好に作動すると信じている。一部の者は半導体増幅器
は暖みのない音を出す、つまり半導体増幅器がサチュレ
ート（飽和）するまでは余りにも澄んだ音で余りにも騒
々しいと思っている。真空管増幅器はオーバドライブさ
れても問題ないように見受けられるし、到底不可能な域
に到達せんとしているかのように見受けられる。

しかしながら、真空管増幅器には幾つかの制約があ
る。一部の者にとって、その制約は単純にもウオームア
ップ時間と真空管が壊れやすいことである。ギターリス
トにとってこの問題はより深刻である。パワーのある増
幅器は狭い室内で必要であるような低レベルで作動させ
ると正しく音を発生させない。

従来技術には、真空管増幅器の音に対するギターリス
トの要望をより信頼性の高い半導体機器で充足させたり
或いは真空管増幅器から発生した音を増強しようとする
種々の試みが満ち満ちている。

ムーグは米国特許第4,180,707号において、前段増幅
器（プリアンプ）のパワーレベルでギター音を発生させ
る為に奇数高調波だけでなく偶数高調波をも発生させ得
るコンプレッサとクリッパとでオーバドライブされた増
幅器相当品を作ろうとしている。クラレットは米国特許
第4,286,492号において、低出力でクリップするため増
幅器の動作点を修正している。ウーズは米国特許第3,86
0,876号において、歪んだ入力に対する周波数特性を大
幅に修正している。スミスは米国特許第4,211,893号に
おいて、歪みを発生させる為にプリアンプステージにお
いて選択的にゲインを付加している。ソンダーメーヤ
は、米国特許第4,405,832号において、奇数高調波歪み
を切換可能に発生させ、また米国特許第4,439,742号に
おいて、ソフトなクロスオーバ歪みとともに奇数高調波
現象を発生させている。ショルツは米国特許第4,143,24
5号において、増幅器を抵抗負荷を用いて最大レベルで
動作させるとともにスピーカを増幅器の出力の一部のみ
でもって駆動することにより、任意の音圧レベルで歪み
を発生させている。

他に、トドコロは米国特許第4,000,474号において、
接合型電界効果トランジスタを用いて３極真空管増幅器
相当品を作ろうとしている。

従来技術には、多数のギター増幅器のメーカによって
なされた多数の設計例も含まれている。技術的に、ギタ
ー増幅器は真空管増幅器設計の貧弱な一例にすぎない。
確かに、今日のギター増幅器は以前の高性能増幅器のよ
うな周波数特性も透明さも有していない。しかしなが
ら、その理由は技術ではなく芸術にある。安価なオーバ
ドライブされた増幅器の音は芸術の一部になってしまっ
た。

このように、真空管増幅器相当品を作るためには、そ
の増幅器の構成部品の性質を完全に理解しておく必要が
ある。真空管増幅器の重要な構成部品の１つは出力トラ
ンスである。このトランスはオーディオ・スペクトルの
中間の比較的狭い周波数帯域を通過させる。増幅器のパ
ワーステージでフィードバックを行なえば増幅器がより
広い周波数帯域に亙って有効に作動するようにトランス
特性が拡大する。しかしながら、真空管増幅器がサチュ
レートしたときにはフィードバック機能が得られなくな
って、その特性はトランス特性まで狭くなってしまう。
勿論、真空管増幅器の他の重要な部品は真空管それ自体
である。真空管増幅器の種々のステージは通常定電圧又
は直流電圧の出力を入力からブロックしながらあるステ
ージの出力から次のステージの入力への信号を伝えるコ
ンデンサを介して接続されている。真空管のグリッドが
そのカソードよりも高電位となるように、あるステージ
へ入力されると、かなりの電流がグリッド回路へ流れる
ことになる。

すると、グリッド電流の一部がカップリング・コンデ
ンサを充電し、その結果真空管の動作点が変わり、通常
の場合よりも非対称的に増幅するようになる。この非対
称波形がプッシュ・プル出力ステージによって増幅され
対称にクリップされると、通常高出力増幅器で見受けら
れるように、奇数高調波とともに偶数高調波を発生させ
る。粗々しい奇数高調波よりも一層音楽的に聴えるのは
偶数高調波である。真空管には、他の機器と同様に入力
キャパシタンスがある。この入力キャパシタンスのかな
りの部分はグリッドとプレート間にある。これが、ミラ
ー・キャパシタンスであって真空管のゲイン倍される。
従って、入力キャパシタンスがグリッド駆動インピーダ
ンスとともに周波数特性を制限するように作用し、これ
により接続された音響機器のボリューム調整機能として
トーン（音調）を変えるように作用する。真空管のゲイ
ンはグリッド電圧に関して一定ではなく、このゲインは
一般にグリッド電圧が高くなるのに応じて増加する。こ
のことは、Ｂ又はABクラスのプッシュ・プル出力ステー
ジを分析する際に重要である。ゲイン変化は出力に高調
波を発生させる。

出力ステージでは、トランスやその他の回路部品にお
ける位相を変化させるので有効なフィードバックを用い
ることが出来ない。従って、出力ステージの出力インピ
ーダンスは比較的高くなっている。この高出力インピー
ダンスはスピーカの負荷に対して低出力インピーダンス
とは異なって作用する。適正な音に関係する出力インピ
ーダンスはスピーカのインピーダンスのそれと略等しく
なっている。AB又はＢクラスの増幅器の出力真空管は、
入力信号が大きくなる程電源から大きな電流を取り込
む。この場合、電源はその出力インピーダンスに応じて
その出力電圧を下げることで対応する。しかしながら、
この出力インピーダンスは一般に静電容量的なので、突
然現れる大きな入力信号は、短時間の間高いクリップレ
ベルで増幅され、その後低いクリップレベルになる。こ
の効果は増幅器のパンチ効果の一部をなし、増幅器から
の音の圧縮度合を低下させる。

コーラス、フランジング、残響、ビブラート、サンプ
リング、ピッチ（音の高さ）変化などのオーディオ効果
を発生させるのに現在活用し得る種々のディジタル機器
がある。フランジング、残響及びサンプリングのような
遅延効果は信号を単に録音してそれを遅らして再現す
る。ピッチ変化は信号を録音してそれを異なる速さで再
現する。これらの効果の高調波分析によれば、発生する
全ての余分の周波数はサンプリングによって発生してい
ることが判る。これらの効果の何れのものも、信号の高
調波をその信号中へ強力に導入するようになっていな
い。

別の観点から見ると、これのオーディオ効果の基本的
な考え方は遅延されそれ自体減衰したかも知れない信号
を再結合することである。このように、発生させること
の出来る高調波だけがサンブリングの過程で得られるも
のである。

このように、本発明の基本的な目的は、真空管増幅器
の歪みをまねるような半導体増幅器を提供することであ
る。本発明の他の目的は、グリッド電流の流れの効果を
まねることである。これにより、奇数高調波だけで発生
する歪みよりも一層楽しくかつ音楽的な偶数高調波歪み
が発生する。更に、静電容量的に接続された回路のグリ
ッド電流効果は音調に好ましいアタックを付与する。

本発明の更に別の目的は、優雅でプロフェショナルな
ものになるかも知れないし或いは簡単なエフェクトペダ
ルになるかも知れないようなギター増幅器用エフェクト
前段増幅器である。これは、真空管をまねることは低パ
ワーレベレでも高パワーレベルでも可能なので本願で教
示するものから極めて実現可能である。

本発明の更に別の目的は、全てのパワーレベルで高パ
ワー歪み効果を付与し得るように全ての型式のギター増
幅器に一般的な改善を加えることである。

本発明の更に別の目的は、過大な入力を見事に処理す
るような汎用型パワー増幅器を提供することである。本
発明の更に別の目的は、ギターや他の機器を正しく負荷
してスピーカを正しく駆動するために正しい入力インピ
ーダンスと出力インピーダンスとを有する増幅器を提供
することである。

本発明の別の目的は、Ｂ又はABクラスの出力ステージ
の歪みに匹敵するような不定又は可変ゲインステージを
有する増幅器を提供することである。

本発明の更に別の目的は、電源インピーダンスの効果
に匹敵するように増幅器の出力レベルを出力レベルの関
数として制御する制御技術を提供することである。本発
明の別の目的は、コンビネーション・バイアス・シフタ
及び低入力レベルで有効に作動するディストーションス
テージを有する増幅器を提供することである。本発明の
他の目的は、ディジタル信号プロセッサを介して増幅器
の効果を発生させ得るように増幅器の数学的モデル化技
術を提供することである。本発明の更に別の目的は、信
号の高周波をその信号中に強力に導入するようなアナロ
グ及びディジタルの信号プロセッサを提供することであ
る。本発明の更に別の目的は、アナログ増幅器の構造或
いはディジタル信号プロセッサの計算順序を提供するこ
とである。

本発明のこれら及び他の目的は、第１ディストーショ
ン回路と、第１の歪んだ信号のトーナリティを変えるト
ーン・コントロール回路と、上記トーン制御された信号
中へ高調波を導入し且つ合成信号を合成信号の関数とし
てクリップする第２ディストーション回路とを備えたデ
ィストーション・シンセサイザにより達成される。その
システムはアナログ・プロセッサであってもよいし、プ
ログラム化されたディジタル・プロセッサであってもよ
い。

上記第１ディストーション回路は、非対称バイアス・
シフト回路によって偶数高調波を制限し且つ導入する。
この第１ディストーション回路は信号を圧縮することも
出来る。上記第２ディストーション回路は、出力電流を
漸進的に増加させる為に並列抵抗を漸進的に加えていく
複数のスイッチを用いて入力の増加に応じて増加する可
変ゲインステージを含んでいる。第２ディストーション
回路のうちのクリップ回路は入力信号の振幅、時間又は
周波数値の関数としてクリップする。ダイレクト・エコ
ライゼーション回路も設けられていて、これはマイクロ
ホンを可聴的に駆動するスピーカに相当するもので、フ
ィルターと遅延回路とミキサとを含んでいる。このディ
ストーション・システムは、歪んだ信号であって入力信
号の増加に応じてその高調波成分が増加する歪んだ信号
を発生させる。偶数高調波成分は初めのうちは入力信号
の各サイクル毎に増加させられる。また、第１レンジの
入力信号振幅についてはゲインと全高調波歪みは増加
し、ゲインが減少し、そして第２レンジの入力信号振幅
については全高調波歪みは減少する。加えて、歪んだ信
号の振幅は最初は減少し、その後歪んだ信号の振幅が増
加する。

本発明のその他の目的、効果及び新規な構成は、添付
図面を参照しつつ本発明の以下の詳細な説明から明らか
になるだろう。

図面の簡単な説明 第１図は本発明の原理を組込んだオーディオ増幅器の
ブロック図である。

第２図は本発明の原理に基くディストーション・シン
セサイザのブロック図である。第３図は本発明の原理に
基く低パワーレベル用ディストーション・シンセサイザ
の概略構成図である。第４図は本発明の原理に基く他の
ディストーション・シンセサイザの概略構成図である。

第５図は本発明の原理に基く別のバイアス・シフタの
概略構成図である。

第６図は本発明の原理に基くギター増幅器の入力ステ
ージの概略構成図である。第７図は本発明の原理に基く
可変ゲインステージの概略構成図である。

第８図は本発明の原理に基く可変アッテネーティング
・ステージの概略構成図である。第９図は本発明の原理
に基く電源インピーダンス・エフェクト・エミュレータ
の概略構成図である。第10図は第９図の変形例の概略構
成図である。

第11図は本発明の原理に基くコンビネーション・バイ
アス・シフタ及びディストーション・ステージの概略構
成図である。第12図は本発明の原理に基く増幅器の全体
構成図である。第13図は本発明の原理に基くスピーカ・
エミュレーティング回路のブロック図である。第14図は
本発明の原理に基くギター増幅器相当のコンピュータ・
システムのブロック図である。

発明の実施の形態 トランス出力部を有する真空管増幅器をまねたディス
トーション・シンセサイザは、入力信号を非対称に減衰
（アッテネート）させること、大きな入力信号に偶数高
調波を発生させる為にバイアス点をシフトさせること、
小さな入力信号に偶数と奇数の両高調波を発生させる為
の非対称で不定のゲイン、大きな入力信号を圧縮解除す
る為にクリップ・レベルが出力の関数となっているクリ
ップ回路とを含んでいる。本発明の原理を組込んだ増幅
器は、第１図に示すように前段増幅又は入力ステージ20
に接続された入力端子15を含んでいる。プリアンプ20に
は複数の調節具25が設けられている。これらは、ゲイン
・コントロールと同様に、例えば低温と高温など周波数
のコントロールを含んでいる。プリアンプ20の出力端子
26は真空管増幅器の歪み（ディストーション）を再現す
るディストーション・シンセサイザ30の入力端子32に接
続されている。ディストーションのトーンやディストー
ション・シンセサイザ30のフィルタの周波数を選択する
為の可変コントロール33が設けられている。ディストー
ション・シンセサイザ30の第１出力端子36はパワーアン
プ40の入力端子42に接続されている。ディストーション
・シンセサイザ30の第２出力端子35はこの産業分野で用
いられる他の型式のエフェクト機器に接続するのに利用
できるようになっている。入力端子45はソース15以外の
ソース即ちより具体的には出力端子35からの信号で駆動
されるエフェクト機器の出力からパワーアンプステージ
40への第２入力端子となっている。パワーアンプ出力ス
テージ40の出力端子はターミナル50に設けられている。

このディストーション・シンセサイザ30の好ましい実
施例のブロック図は第２図に示されている。入力32は、
必要な前段増幅後に、増幅器61の非反転入力端子を駆動
するバイアス・シフタ60を駆動する。増幅器61の出力は
リミッタ62で制限される。リミッタ62の出力はフィルタ
63で処理されて出力36を発生し増幅器61の反転入力端子
へフィードバックさせる。これらの機能を物理的に実現
することは、エレクトロニクス技術、例えばトベイ、グ
ライム及びフュールスマン共著マグロウーヒル社発行の
“オペレーショナル増幅器、設計と適用例”という本に
明確に記載されている。

この実施例の特性は、信号が意図的に制限されている
場合にはフィルタの特性となる。フィルタのゲインはFO
RTRANの形式で次のように表わすことが出来る。

Ｆ＝ｓ＊ｈ＊x/〔（ｓ＋Ｗ）＊（ｓ＋Ｘ）〕 ここで、 増幅器61の出力ＡはFORTRANの形式で次のように表わ
すことが出来る。

Ａ＝Vp＊ｂ−Vm＊ａ ここで、Vp＝非反転側入力電圧 ｂ＝非反転ゲイン Vm＝反転側入力電圧 ａ＝反転出力ゲイン そこで、上記システムの特性は、何らの制限がないと
きには、 Ｒ＝ｓ＊ｂ＊ｈ＊x/ 〔（ｓ＋Ｗ）＊（ｓ＋Ｘ）＋ｓ＊ａ＊ｈ＊ｘ〕 これは概ね次のような特性を備えている。

中心周波数ゲイン＝ｂ＊h/（１＋ａ＊ｈ） 低カットオフ周波数＝w/（１＋ａ＊ｈ） 高カットオフ周波数＝ｘ＊（１＋ａ＊ｈ） それから、この増幅システムは、ａ＊ｈが零よりも大
きく且つ好ましくは３以上のときに、フィルタ63よりも
低いカットオフ周波数で且つフィルタ63よりも高い高カ
ットオフ周波数のより広い帯域幅を発生させる。

このブロック図は、真空管、半導体、リニア集積回路
及びディジタル信号プロセッサなど種々の技術を含む電
子技術の分野で夫々が周知の複数の機能から構成されて
いるということに留意されたい。

第２図のブロック図の具体例が第３図に示されてい
る。バイアス・シフタ70はバイアス・シフタ60と同様の
ものである。増幅器71は、実際の増幅器ではその出力電
圧が電源電圧に近づく増幅限度があるという点を除い
て、増幅器61と同様のものである。リミッタ72は、それ
が増幅器71のリミッタ特性に依存しておりまたそれがフ
ィルタ回路73に対してかなり大きな出力インピーダンス
を与えるという点を除いて、リミッタ62と同様のもので
ある。

入力端子32への入力信号は必要に応じて設けられるプ
リアンプ80から入力される。バイアスシフタ70はコンデ
ンサ81を介して静電容量的に接続されている。抵抗82、
84及び85は信号がダイオード86の導通電圧よりも大きく
なるまでオペアンプ87とともに標準的な反転増幅器を構
成する。次に、その信号はグリッド電流のある真空管を
通る信号と同様の変化を受けることになる。

つまり、その信号は非対称に減衰させられそしてコン
デンサ81の電荷でオフセットされることになる。抵抗83
はコンデンサ81の充電速度を制限し、これによりバイア
ス・シフトのプロセスが多数のサイクルに亙って徐々に
進行するように長びかせる。充電速度を制限すると音の
後段部分がオフセットされるにも拘らず音のアタックが
オフセットされないので、充電速度を制限することは非
常に重要である。こうして、リミッタ72は、著しく歪ん
だ音の後段部分に対してよりも最初のアタックに対して
より強力なパワーを与える波形を発生させる。この追加
的なパワーは望ましい音楽的効果を得る為には必要であ
る。

増幅器71は、抵抗90〜93とオペアンプ94とを含んでい
る。上記抵抗90〜93の抵抗値を適切に選定することによ
り必要な前記反転出力ゲインａと非反転ゲインｂにする
ことが出来る。更に、オペアンプ94は、それ自身の出力
を電源電圧の値となるように制限することによって、リ
ミッティング機能62（リミッタ62）を補助している。

リミッタ62の機能は、２つの抵抗100と101及び２つの
ダイオード102と103を用いたリミッタ72によって達成さ
れる。上記抵抗100と101及びダイオード102と103からな
るこの特定の構成は、信号を制限し又はクリップするだ
けでなく、抵抗101を有していないクリッパよりも小さ
い振幅の高調波をも発生させる。抵抗100は出力真空管
の飽和していないプレート抵抗と同様に設定されるのに
対して、抵抗101は飽和したプレート抵抗と同様に設定
される。ダイオード102と103はプレート電圧の最大電圧
偏倚に等しい電圧降下となるように設定されている。こ
れらのダイオード102と103は電圧・電流特性を選定した
発光ダイオードであることが望ましい。勿論、これらの
類似性は、安価なオペアンプは増幅出力真空管よりも小
さな電圧と電流であることから、比例的な意味において
のことである。

フィルタ73は、ハイ・パス部品110と111及びオペアン
プ114に接続されたロー・パス部品112と113で実現され
ている。コンデンサ115はリミッタに作用してフィルタ
特性に別のロールオフを付加する。この追加的で反発的
な部品とこれに伴なう追加的なオールオフは、より甘美
な歪みトーナリティの為にオーディオレンジにおいてオ
クターブ当り12デシベルのロールオフを発生させる。こ
のフィルタ73は、一般的なフィルタを包括的に提示した
ものである。実際には可変に周波数カットオフを行なう
ようにすることが望ましい。そのことによって、音楽家
や聴く者は歪みの音調を制御する為のトーン・コントロ
ールを提供される。フィードバックは周波数特性を広げ
るので歪みトーン・コントロールは不飽和状態の作動に
対しては殆ど効果を及ぼさない。

入力信号が低レベルのときには、ダイオード86、10
2、103は導通せず、それ故レベルのシフトや制限が起ら
ない。ディストーション・シンセサイザ30の伝達特性は
透明で、広く、歪んでいないことである。入力信号が高
レベルのときには、偶数と奇数の両方の高調波を含んだ
一層狭帯域の信号となる。上記部品の実際の値は全く主
観的に選択されるが、最高の設計では音楽家の耳に適合
させなければならない。

今や明らかであろうが、周波数特性が入力信号レベル
の関数として可変に制御されることで、本発明の目的の
１つが達成される。ギター増幅器は、プリアンプ・ステ
ージ20と出力パワー増幅器ステージ40の間に第２図・第
３図のディストーション・シンセサイザ30を設けること
により低パワーレベルにおいて合成され得る。このこと
は、歪みが起る信号レベルを決定する為に上記ダイオー
ドを用いることにより可能となった。更に、これは安価
な部品を用いながらも信頼性よくなされる。

変形例に係るディストーション・シンセサイザの設計
例が第４図に示されている。入力端子にはコンデンサ12
0と抵抗128が接続されている。抵抗121は接合型電界効
果トランジスタ（JFET）122をバイアスしている。このJ
FET122はJFET123とでプッシュ・プル構造になってい
る。これらは濾波用のロード126を駆動するとともに、J
FET123にフィードバックをかけるトランス125を駆動す
る為に結合している。この場合、過大な入力がJFET122
のゲートを導通させ、これにより充電する。

クリップは電流を制限するサイジング抵抗124により
なされる。濾波はトランス125と負荷126によりなされ
る。この設計は僅かの部品しか用いていないけれども、
JFETが広いレンジの特性を有していることから、信頼性
の高い設計を目的として用いる必要はない。コンデンサ
を含み負荷126を有するトランス増幅器に負荷をかける
と、この回路が歪んだトーンを更に強める為のディスト
ーション回路であるときには、オーディオレンジで12デ
ジベルのロールオフをもたらし得る追加的なロールオフ
を発生させるであろう。更に、所望の中間レンジの応答
性を高める為にこのコンデンサがトランスと共振するよ
うにすることも可能である。

静電容量的なリアクタンスを有する標準的な真空管増
幅器に負荷をかけると、出力パワーを大きく減少させる
ことなく、好ましい追加的ロールオフが発生する。変形
例として、抵抗128はコンデンサ120とJFET122の間に配
設してもよい。JFET122のゲートに直列に抵抗128を用い
たことにより、JFETが駆動されてそのゲート電流が流れ
るときにバイアス・シフト充電電流が制限されるように
なる。このようにすると、特に高周波数のときに回路の
ゲインが減少するので、上記のことは増幅器において通
常は見い出されていない。しかし、これは増幅器をオー
バドライブする音にアタック・タイムを与える為に必要
であり、このようにすると第３図の抵抗82及び83と同様
の機能が得られる。第３図のダイオード86と第４図のJF
ET122のゲートは何れも、入力信号の関数としてバイア
ス・シフトを起させる為のカップリング・コンデンサへ
の充電を変化させる非対称インピーダンスを実現する。
これと同様の作用をなす多数の他の回路構成があり、例
えば縮退（デジェネレーション）は、トランジスタが飽
和するときに入力インピーダンスの著しい変化を示して
いる。

しかしながら、バイアス．シフトが設計基準でないな
らば、抵抗128のような直列抵抗がゲインを低下させ且
つ増幅器のノイズを増加させるので用いない方がよい。
第５図に示すように、別の構成でバイアス・シフタ60を
構成することも出来る。入力信号レベルが低いときに
は、オペアンプ136は抵抗130及び131のみ作動する。し
かし、出力がダイオード135の電圧降下よりも大きくな
ると、コンデンサ133は抵抗134とダイオード135を介し
てフルに充電する。すると、抵抗132は、上記に起因す
るオフセットを入力に付加し、その結果偶数及び奇数の
両方の高調波を発生させる為の対称クリッパに作用する
レベル依存オフセットを発生させる。

この回路は、第３図のコンデンサ81、抵抗82と83及び
ダイオード86の非対称減衰に対立する非対称ゲインを有
するかも知れないということに留意されたい。これらの
回路がゲインを有するにせよ減衰を有するにせよ、それ
らは非対称伝達を有するのである。

これらの種々の例は、入力信号レベルに依存する周波
数特性の回路を用いて真空管増幅器の作動を半導体で合
成するという一般的なテーマを示している。更に、グリ
ッド電流を取込まずにリミットしたり或いはクリップし
これにより偶数高調波歪みを発生させるように真空管増
幅器を設計することが出来たであろう、ということも考
えられる。従って、偶数高調波ディストーション回路
は、真空管の作動を合成する上で必らずしも必要ではな
いが、偶数高調波はより音楽的なので好ましいものであ
る。この回路は、半導体又は真空管、トランス又はフィ
ルタでもって、但し真空管とトランスは合成されつつあ
る技術なので真空管とトランスでもってではなく、種々
の方式で実施することが出来る。

第６図は真空管増幅器の入力回路に接続された典型的
なギター回路を示している。部品250〜252は夫々ギター
・ピック・アップのインダクタンス、抵抗及びコンデン
サを示す。可変抵抗253はギターのボリューム・コント
ロールである。上記ボリューム・コントロールの可動子
への入力は、抵抗254へ流れる際にはホン・ジャックと
ホン・プラグと同軸ケーブルを経て増幅器へ流れる。抵
抗255は真空管256のグリッド・バイアス抵抗である。抵
抗256はプレート側の供給又は負荷抵抗である。コンデ
ンサ258はプレートとグリット間のキャパシタンス或い
はミラーキャパシタンスである。コンデンサ259はその
他の入力キャパシタンスの集まったものである。

半導体増幅器を設計するには、真空管256と抵抗257と
を、静電容量的フィードバックつまりコンデンサ258と
等価入力キャパシタンス259との何れか一方を備えた反
転増幅器で置き換えるだけでよい。線型増幅器理論によ
れば、コンデンサ258の入力キャパシタンス効果は増幅
器のゲイン倍されたキャパシタンス258に等しいキパシ
タンス259と同等である。

このように、半導体ギター増幅器の、ギターや入力ソ
ースを適正に負荷する為の正しい入力インピーダンス
は、真空管増幅器の入力インピーダンスをまねるように
適当な大きさ即ち有り得る浮遊容量よりもかなり大きな
約300ピコファラッドの大きさに設定されたシャント・
キャパシタンス又はフィードバック・キャパシタンスの
何れか一方を含んでいる。

キャパシタンスの源はコンデンサである必要はなく、
ダイオードの接続部のキャパシタンスでもよく、トラン
ジスタの接続部のキャパシタンスでもよく、電界効果部
品のゲートとチャンネル間のキャパシタンスでもよく、
微細片状のプリントサーキッドの導線のキャパシタンス
などでよい。

可変ゲイン 真空管増幅器の出力ステージは典型的にはフエーズ・
スプリッタとＢ又はABクラスで作動する１対の出力５極
真空管とで構成される。これら５極真空管の合成コンダ
クタンスはグリッド電圧が増加するのに応じて増加す
る。これら５極真空管がグリッド電圧の増加に応じて増
加するものとし、これら５極真空管が同じ特性を有して
いるものとすると、変動するゲインが奇数高調波歪みを
発生させる。しかしながら、これらの５極真空管は一般
には整合されないか或いは完全に整合されないので、偶
数高調波も同じく発生する。

第７図は偶数と奇数の両高調波をもった入力信号から
電流を発生させる可変ゲイン増幅器を示している。この
回路は非反転入力端子が接地されたオペアンプ270を有
している。入力信号電流は抵抗271を通って流れる。こ
の電流は抵抗272と273を流れるフィードバック電流によ
り整合される。ダイオード274は抵抗273の電流の流れを
基本的に一方向に制限する。それ故、このステージのゲ
インは１つの極性の入力に対しては抵抗272の抵抗値に
比例し、ダイオードの順方向電圧を無視すれば他の極性
の入力に対して抵抗272と273の並列抵抗値に比例する。
この回路のこの部分は真空管不整合に対応する偶数高調
波を発生させる。

第７図の回路は、スイッチとして作動するダイオード
275〜286と、オペアンプ270の出力を電流294（これは、
次ステージへの入力が接地電圧に略等しいので接地され
ている）に変換する抵抗287〜293とで接地されている。
１つのダイオードの電圧降下よりも小さい大きさの出力
電圧に対しては、この電流294は抵抗287のコンダクタン
スと比例している。１つのダイオードの電圧降下と２つ
のダイオードの電圧降下の間の大きさの出力電圧に対し
ては、その電流変動は抵抗287と288の合計コンダクタン
スに比例している。同様に２つのダイオードの電圧降下
と３つのダイオードの電圧降下の間の大きさの出力電圧
に対しては、その電流変動は抵抗287〜289の合計コンダ
クタンスに比例している。ダイオードの作動によって段
々と抵抗が並列的に増加し、６つのダイオードの電圧降
下よりも大きな大きさの出力電圧に対して電流294の変
動が抵抗287〜293の合計コンダクタンスに比例するまで
増加する。この電圧と電流の関係が奇数高調波を発生さ
せる。偶数高調波の増幅は抵抗272と273の相対的な抵抗
値によって制御されるようにしてもよい。抵抗273の抵
抗値が大きくなると、小さな抵抗値のときよりも小さな
振幅の偶数高調波が発生する。同様に、抵抗288〜293の
抵抗値が大きくなると、小さな抵抗値のときよりも小さ
な振幅の奇数高調波が発生する。奇数高調波の夫々の振
幅は抵抗288〜293の抵抗値を変えることにより変えるこ
とが出来る。仮にこれらの抵抗が等しいときには、真空
管に度々適用される２乗伝送特性に略等しくなる。

ダイオードと抵抗の数は、増幅器の出力側においてよ
り高い電圧となるときには増加してもよい。この例は、
ダイオードの順方向の電圧降下が約0.6ボルトのとき
に、最高約４ボルトまでの信号に対処し得る。対をなす
両ダイオードと抵抗とのセクションの数は、抵抗値と同
様に、ゲイン変動の平滑性を左右する。

可変ゲイン回路について数学的に観ると、複数のダイ
オードと抵抗は可変ゲインに対する折線近似をなしてい
る。この可変ゲイン回路について別の見方をすると、入
力信号に対する出力信号の比率は入力信号の増加に応じ
て増加する。

第８図は、第７図の一部のものと同様の不定アッテネ
ータを示している。ここで、ダイオード301〜305及び抵
抗311〜315は順方向電流を扱い、これに対してダイオー
ド306〜310及び抵抗316〜320は逆方向電流を扱ってい
る。１つのダイオードの電圧降下よりも小さな入力電圧
値のときの電流321は抵抗300のコンダクタンスに比例し
ている。順方向電圧が１つのダイオードの電圧降下と２
つのダイオードの電圧降下の間のときの電流変動は抵抗
300と311で決定される。入力電圧が２つのダイオードの
電圧降下と３つのダイオードの電圧降下の間のときの電
流変動は抵抗300、311及び312で決定される。電圧が増
すのに応じて多くの抵抗が関係してくる。逆方向電圧の
場合の電流変動は同様に決定される。第８図のものは第
７図のものよりもフレキシブルであるが、より高価にな
るであろう。

オペアンプの技術には非線型増幅回路が多数含まれて
おり、その数例は、トベイ等共著のマグロウーヒル社発
行の前記テキスト「オペレーションアンプ、設計と適用
例」に載っている。

パンチ効果エミュレーション 第９図は幾つかの特徴を備えたパンチ効果エミュレー
タの回路図である。

パンチとは、大きな入力信号が入力され始めた直後に
出力パワーを低減することである。パワー出力は、クリ
ッパを備えたシステムへ偶数高調波を導入すること、大
きな信号が電流の増加を要求することによって発生した
電源電圧の降下、これら２つの現象で低減する。電源電
圧は、フィルター用コンデンサの大きさ、トランスのイ
ンピーダンス及び負荷時のトランス１次側のインピーダ
ンスなどで決定されて、約0.2秒以上に亙って徐々に降
下する。電源電圧はその信号が低いレベルになるか或い
は除去されるまで低くなっている。この効果を増強する
と、信号が減少しなくても電圧を復帰させ得るようにな
る。

この電源効果（パワー・サプライ・エフェクト）をも
う一つの観点からみると、これにより増幅器或いは音が
生き生きすることであり、この効果を与えない場合は音
がかなり萎縮したようになることである。抵抗330と331
は標準的な反転オペアンプ（反転オペレーショナル増幅
器）回路の入力及びフィードバック用の抵抗である。増
幅器332は、単一ゲイン構造として接続されたナショナ
ル製半導体素子LM3080のようなトランスコンダクタンス
型オペアンプである。この増幅器はフィードバック抵抗
333を介してオペアンプ334を駆動する。トランスコンダ
クタンス型増幅器332が出力し得る最大電流はバイアス
電流346（LM3080の５番ピン）によって決定される。こ
のように、出力端子に出力される最大電圧はバイアス電
流346と抵抗333の抵抗値とで決定される電圧に比例す
る。このように、出力電圧はバイアス電流346に比例す
るクリップレベルとなる。

構成部品335〜338は、出力信号に応じてトランジスタ
339のベースに信号を発生させる。抵抗335はオプアンプ
334を容量的負荷から絶縁すると同時にコンデンサ337へ
の充電電流を制限する。ダイオード336は出力信号を整
流する。ポテンショメータ338がオフ状態から最大値へ
変化して平滑化を許容するとき、コンデンサ337は整流
された信号を平滑化する。抵抗340はエミッター・デジ
ェネレータであり、またベースに印加される信号電圧に
略比例してトランジスタ339に電流を流させる。コンデ
ンサ341はトランジスタ339のコレクタに印加される電圧
の変化率を減少させる。トランジスタのコレクタ信号は
コンデンサ343を経てオペアンプ332の抵抗344・345を含
むバイアス設定回路に供給される。もし、出力信号が入
力信号の増大に起因して大きく増幅されると、トランジ
スタ339のベースに印加される電圧が大きくなる。この
結果、コレクタ電流はコンデンサ341により部分的に決
定される時定数でコレクタ電圧を低減させる。コンデン
サ343はバイアスを減少させるためにこの信号をバイア
ス回路に供給し、これにより出力信号を低減させる。コ
ンデンサ343はバイアスを増大し得るように徐々に充電
され、これにより出力信号の増大が許容される。この効
果は、トランジスタ増幅器に共通している圧縮効果を低
減させる、真空管増幅器の電源効果を増強したものであ
る。

この効果を増強することはコンデンサ343によってな
される。もし、このコンデンサ343が設けられないで短
絡されているならば、出力信号はコンデンサ341の電圧
まで低減され、入力信号が降下して逆流するまで増加し
ない。このことは、大電流の要求で降下した電圧がその
要求がなくなるまで復帰しない増幅器の電源装置によく
似ている。回路をクリップさせるのに十分な振幅でもっ
て、１秒間トーン・オフしまた１秒間トーン・オンする
トーン・バーストへのパンチ効果エミュレータの応答
は、初期において最大である。この応答はほとんどコン
デンサー341、343とトランジスタ339に流れる電流及び
抵抗342、344、345により決定される時間である約0.2秒
の間に、最低レベルに減衰する。もしこの増強（エンハ
ンスメント）がない場合には、トーン・バーストが終る
までこの最低レベルに留まることになる。この増強され
た回路により、主にコンデンサ343及び抵抗344、345で
決定される約0.5秒の間に出力レベルが最高レベルに復
帰する。トーン・バーストが消えると、パンチ効果コン
デンサ341と343は次のトーン・バーストに備えて放電す
る。ポテンショメータ338はパンチ効果の最低レベルと
パンチ効果の程度を制御する。パンチ効果回路は時間及
び以前の出力信号のみならず出力レベルの関数でもある
クリップ或いはリミットレベルを有する回路の一つであ
る。

抵抗333はレベルの関数である周波数特性を制限する
回路網の代表的な部品である。抵抗333は抵抗とコンデ
ンサーを並列にしたものに置き代えることもできる。す
ると、最高出力レベルはバイアス346のみならず周波数
の関数となる。こうして、抵抗333を一つの回路に置き
代えることによりクリップするときの周波数特性が変化
する。すなわち、帯域幅およひ帯域通過が狭められ、或
いは高周波が入力信号の関数として減少する。

変形例に係るエフェクト回路が第10図に示している。
入力信号は抵抗450を通過してクランピング用ダイオー
ド451と452へ流れ、出力信号を出力するバッファ増幅器
453に送られる。入力信号は電圧Ｌをダイオードの電圧
降下分越えると、ダイオード451によってクランプされ
る。また入力信号は電圧−Ｌよりダイオードの電圧降下
分低いときには、ダイオード452によりクランプされ
る。第10図に図示の回路のバランスは、出力信号の関数
としてのクランプ電圧Ｌ及び−Ｌを作り出す。抵抗454
はコンデンサ458の充電速度を制限するだけでなく、抵
抗455及び電圧源456と共にパンチ効果の程度を設定す
る。電圧源456が大きいと、パンチ効果は大きくなり、
電圧源が小さいとパンチ効果は小さくなる。ダイオード
457はオフセットと減衰した出力信号を検出し、それに
応じてコンデンサー458に充電する。抵抗459はコンデン
サー458の放電抵抗である。コンデンサー458に作用する
信号は抵抗460と463、コンデンサ461と462及び増幅器46
4で構成されたバンドパス・フィルタを通過し、クラン
プ電圧Ｌを発生させる。バンドパス・フィルタは増強さ
れたパンチ効果を与えるために設けられている。ローパ
ス・フィルタを用いて、標準的なパンチ効果を作り出す
ことも可能である。クランプ電圧Ｌは電圧源465により
初期不動電圧に設定されている。クランプ電圧−Ｌはク
ランプ電圧Ｌを単に逆転したもので、抵抗466と467及び
増幅器468により発生する。

十分大きく且つ長いトーン・バーストに対しては、こ
の回路はクリップされた出力であって、初期値から減少
してその後初期値に戻り且つ初期値を越えるかも知れな
い出力を発生させる。

結合バイアス・シフタ及びディストーション・シンセサ
イザ 結合バイアス・シフタとディストーション・シンセサ
イザーが第11図に示されている。この結合はもし比較的
小さな信号が歪められまたバイアス・シフトされつつあ
るならば必要になる。入力ステージの構成部品はコンデ
ンサ350と抵抗351であり、フィードバック用構成部品は
抵抗352と355及びダイオード353と354である。オペアン
プ356は、非反転側端子を接地した状態で通常の反転方
法で接続されている。これらの構成部品は小さな信号に
対して入力構成部品350と351及びフィードバック用抵抗
352によりゲインが決定される増幅器を形成している。
抵抗352は歪ゲインを制御し得るように可変であること
が望ましい。より大きな信号はダイオード353と354でク
リップされる。抵抗355はクリップされる形状をダイオ
ードの形状から変えるインピーダンスをあらわしてい
る。

バイアス・シフトは抵抗357とダイオード358とでなさ
れる。これらは第３図に示す抵抗83とダイオード86とに
類似のものである。しかし、ダイオード358は第３図の
ように接地されていないが、出力端子に接続されてい
る。上記の小さな変化によって、ダイオード358が低レ
ベル信号を歪ませるのに必要な小さな順方向導通電圧を
もつかのように見せかける。いずれにしても、コンデン
サ350は、ダイオード358が導通しないときには抵抗351
からなり、またダイオード358が導通しているときには
抵抗351と抵抗357とからなる変動するインピーダンスを
駆動する。これが、偶数高調波を発生させる非対称のイ
ンピーダンスである。

抵抗或いはインピーダンス355は、対称なクリップが
バイアス・シフタの非対称インピーダンスを修復又は補
償しないが故に、依然として偶数高調波を発生させる非
対称クリップを起こさせるという点に留意されたい。

ダイオード353、354及び358を導通させるのに十分な
振幅でもって、１秒間はトーン・オフまた次の１秒間は
トーン・オンするトーン・バーストに対する供給バイア
ス・シフタとディストーションシンセサイザの応答は、
初めのうちは、抵抗355で発生させられかつ制限された
偶数高調波を有する信号である。次に、コンデンサ350
が充電するのにつれて出力には偶数高調波が発生する。
信号がない間はコンデンサ350は次のトーン・バースト
のために放電する。

その他のアナログ増幅器の構成 第12図は、真空管増幅器の特徴を有する半導体増幅器
の第２実施例のブロック図である。この増幅器はプリア
ンプへの入力端子である入力端子370を備えている。プ
リアンプ371は、適当な入力インピーダンスを与えるた
めに、第10図に基いて前述したように容量的入力負荷を
含んでいるとともに、増幅器の基本的な音調特性を確立
するフィルタを含んでいる。プリアンプ371は、好まし
くは第10図の結合バイアス・シフタとディストーション
・ステージである第１ディストーション回路を駆動す
る。その合成信号は、第９図の電源効果エミュレータと
パンチ回路を駆動する第７図に図示の高調波発生器であ
る第２ディストーション・シンセサイザ374によって再
び歪められる前にトーン・コントロール部373により音
調が変調される。第９図の抵抗330は第７図の抵抗287〜
293で置き換えられることに留意すべきである。第２デ
ィストーション・シンセサイザ374の出力はエフェクト
・ループ375を駆動する。第２ディストーション・シン
セサイザとエフェクト・ループ375の両方が、パワーア
ンプ377とスピーカ378及びダイレクト・イコライゼーシ
ョン回路379を駆動するエフェクト・ミキサー376を駆動
する。ダイレクト・イコライゼーション回路379はスピ
ーカ378とスピーカのすぐ近くに設けられたマイクロホ
ンから発生する信号を表す出力380を出す。

種々のステージにおけるゲイン及びクリップ・レベル
は、第２ディストーション・シンセサイザ374が他の先
行ステージよりも低いレベル（約１ミリボルト）でクリ
ップするように歪んだ音の為に設計されている。第１デ
ィストーション・シンセサイザ372は約５ミリボルトで
クリップする。他の全てのステージは僅かの歪みで或い
は歪みなしに駆動する。１ミリボルト以下の信号は特に
不定ゲイン・ステージで左右される。高調波ゲイン分析
は、不定ゲイン・ステージは増大する入力に対しては高
調波ゲインを増大させ、一方第１ディストーション・シ
ンセサイザ372及び第２ディストーション・シンセサイ
ザ374のパンチ回路は増大する入力に対しては一般に高
調波ゲインを低下させるということを示す為に以下に述
べられている。

ダイレクト・イコライゼーション ダイレクト・イコライゼーション回路379は、複雑で
はあるが１つのフィルタで構成することが出来るけれど
も、好ましいイコライゼーション回路が第13図に示して
ある。このダイレクト・イコライゼーション回路379
は、１つのスピーカ及び／又は種々のスピーカの種々の
部分からマイクロホンへの伝達時間を表す時間遅延を含
んでいる。フィルタ390と394だけが固有周波数応答にほ
ぼ近いかもしれないが、固有振幅対単一パルス時間応答
を近似していない。スピーカの異なる部分や異なったス
ピーカからの時間遅れは異なり、位相周波数を抑える一
方で位相周波数を増強する。従って、時間遅れはスピー
カとマイクロホンシステムの周波数特性に影響を与え
る。時間遅れは伝達時間周波数応答効果を処理するの
で、フィルタはスピーカ・バス共鳴と一般的な３倍ロー
ルオフのような非遅延周波数応答効果のみを処理する必
要がある。

入力はスピーカ或いはスピーカの一部に相当するフィ
ルタ390を駆動する。フィルタを通った信号はミキサ392
でミキシングするための様々な時間遅れを有する信号を
作り出すタップ・ディレイ391を駆動する。ミックスさ
れた信号はバランスのとれた形で増幅器393により出力
される。入力は、ブロック394で示され他のスピーカや
スピーカの他の部分に相当する別のフィルタを駆動す
る。これらのフィルタはタップ・ディレイ395を駆動
し、タップ・ディレイ395の出力はミキサ392でミックス
される。ミキサ392の出力は直接出力になる。多数のデ
ィレイラインを駆動する多数のフィルタの構成は、ミキ
サにおいて必要とされる全ての信号を発生させ得る一つ
の一般化である。しかし、ディレイ出力端とミキサの間
にフィルタを設けることによって必要な信号を得ること
はより安価かもしれない。いづれにしても、ダイレクト
・イコライゼーションは信号時間遅れとフィルタとで作
り出される。タップディレイラインは昨今幾つかのリバ
ベレーション効果に使われているCCDやBBDであってもよ
い。

デジタルの実施例 第２図〜５図、第７図〜12図は入力信号の高調波を出
力回路に導入する目的の回路を示している。これらの図
のいくつかのものの作動上の特徴は、信号処理の間に入
力信号の高調波をその信号に故意に導入するようなデジ
タルシステムを作り出す為のコンピュータの作動に変換
される。実際、全ての増幅器及び信号プロセッサはある
信号の高調波をその信号に導入する。しかしながら、こ
のことは一般に目的をもってなされたものではなく、通
常、増幅器や信号プロセッサの欠点の１つと考えられて
いる。しかしながら、ある信号の高調波をその信号に故
意に導入する本発明はそういうケースに当てはまらな
い。

１つのシステムのためにある信号の高調波をその信号
に導入することの主なる意図は完全な部品で構成されて
いると仮定して、そのシステムを分析することである。
高調波を導入する目的をもたないあるシステムでの高調
波発生は数学的解析の限界にあるが、故意に高調波を導
入するようなシステムでの高調波の発生は重要な高調波
を有するであろう。デジタルシステムに完璧な特性を与
えるには、無限のサンプリングレート、演算レート、メ
モリーそして限りなく正確であることが必要である。

第14図はギター増幅器に相当する１つのデジタルコン
ピュータシステムのブロック図である。この増幅器への
入力はプリアンプ400で受けられ、プリアンプ400はギタ
ーや或いは他の入力源に適切な負荷を与えるとともに、
A/Dコンバータ401に必要な排斥的（anti−aliasing）濾
波のみならず全ての望ましい音調特性に共通するあらゆ
る濾波をも与える。

デジタル信号プロセッサ402はサンプルされた信号を
受け入れて処理する。その処理は、共鳴第１ディストー
ション・シンセサイザ372の歪み発生及びバイアスシフ
ト、373のトーン制御、第２ディストーション・シンセ
サイザ374の高調波発生と電源エミュレーション、エフ
ェクト・ループ375に接続されるエフェクター類、エフ
ェクト・ミキサ376のエフェクト・ミキシング、ダイレ
クト・イコライゼーション379の濾波及び時間遅延など
を含むプリアンプ371の音調特性を与える。デジタル信
号プロセッサ402はD/Aコンバータ403、後段コンバーシ
ョン・フィルタ404、パワー増幅器405及びスピーカ406
を駆動するとともに、D/Aコンバータ407、後段コンバー
ション・フィルタ408及びバランスされた出力増幅器409
を選択的に駆動する。

セットアップ・コンピュータ410はフィルタ型セレク
ションを有するデジタル信号プロセッサ402、フィルタ
・パラメータ、ゲイン値、音響機器インターフェイスの
ような電気的インタフェイスから入力された入力からの
エフェクトパラメータ、フットスイッチ及びパネルコン
トロール411を制御する。更に、セットアップ・コンピ
ュータは411によりその操作モードを表示し、ユーザー
に対しセットアップ・コマンド編集のための親しみやす
いインターフェイスを提供している。

デジタル・フィルター 現実的な疑問は、多くの人々が真空管増幅器のように
動作するトランジスタ増幅器を作るためにわずかの歩み
を始めたばかりの時に、どのようにしてディジタル・コ
ンピュータを真空管増幅器の動作に相当（エミュレー
ト）させるのかということである。その答は、真空管増
幅器を理解すること、その重要な諸効果とその挙動を知
ること、そしてその重要な諸効果を知ってそれらを無視
することにある。その増幅器の音調特性とトーン制御の
挙動はデジタル的に実現されるフィルタにより設定され
る。デジタル技術にはデジタル濾波に関するテキストが
満ち満ちている。代表的なフィルタは、FORTRANで表現
され、一般化されている周波数特性Ｒ（Ｓ）を有してい
て、以下のように記述される。

Ｒ（Ｓ）＝（Ａ＊Ｓ＊＊２＋Ｂ＊Ｓ＋Ｃ）／（Ｓ＊＊
２＋Ｄ＊Ｓ＋Ｅ） Ｒ（Ｓ）は次のように書きかえることも出来る。

Ｒ（Ｓ）＝（Ａ＋B/S＋C/S＊＊２）／（１＋D/S＋E/S
＊＊２） 上式において、Ｒ（Ｓ）は応答、Ａはハイパスゲイン
定数、Ｂはバンドパスゲイン定数、Ｃはローパスゲイン
定数、Ｄはダンピング定数、Ｅは共鳴周波数定数、Ｓは
ラプラス演算子である。第２式のＳにおける各項は積分
演算子である。積分演算子の簡単な形は基礎的な積分理
論にもとづくものである。ある関数の積分は、時間とそ
の関数に仮数を代入した時の各関数値との積を加算する
ことにより近似される。更に積分理論によれば、有効時
間をより小さくして加算項の数を増加すると、その加算
値はその関数を実際に積分した値に近ずくということが
わかる。以下に示す演算操作は十分に速く処理される
と、上記応答に近づく。

Ｃ INITIALIZE THE PROGRAM V3＝0.0 V4＝0.0 Ｃ WAIT FOR THE TIMING PULSE AND GET INPUT １ CALL WAIT CALL ATOD（V1） Ｃ FILTER THE INPUT V2＝V1−Ｄ＊V3−Ｅ＊V4 V3＝V3＋DELTA＊V2 V4＝V4＋DELTA＊V3 V0＝Ａ＊V2＋Ｂ＊V3＋Ｃ＊V4 Ｃ OUTPUT OF THE FILTERED VALUE CALL DTOO（V0） GO TO 1 FORTRANで記述された上記プログラムでは、最初の２
つのステートメントにおいてV3とV4は０に初期化され
る。次に、コンピュータはサブルーチンWAITにおいて次
の演算タイマー・パルスを待つ。その後、コンピュータ
はサブルーチンATODを経て、A/Dコンバータから入力値V
1を得る。次のステートメントは、重み−Ｄと−Ｅを付
加されたV1、V3及びV4で作られる重み入力により第１積
分演算子V2に対する入力を計算する。そして次の２つの
ステートメントにおいて、コンピュータはV3とV4を積分
する。DELTAの値は上記プログラムを一巡するに要する
時間に等しい。そして出力値V0はV2、V3及びV4の加重加
算として計算される。サブルーチンDTOAはアナログの世
界にその値を出力する。そしてプログラムはサブルーチ
ンWAITをコールする為に最初に戻る。上記例はツー・ポ
ール・フィルタを示したものである。上記例はV3及びV4
と同様の更に多くの変数を加えることにより、多ポール
・フィルタに拡張することが出来る。もう一つのポール
V5を付け加える場合は、V2とV0とV5、V5＝V5＋DELTA＊V
4を積分するもう一つのラインの計算においてV5項を加
えることが必要となる。同様に、シングル・ポール・フ
ィルタはV4に関する項とV4を積分するラインを削除する
ことによりプログラムされる。

濾波処理のもう一つの利用法は共鳴音を付加したりキ
ャンセルすることによりギターや他の楽器の共鳴特性を
変化させることにある。産業の発達により正確に音を拾
い上げるピック・アップが作り出されるようになったの
で、この濾波処理の利用法は有益である。上記フィルタ
例はＲ（Ｓ）を表す式において単にＤの値を余りに小さ
くない程度に設定することにより共鳴を有したものにす
ることが出来る。事実、共鳴特性を有しないギターのト
ーンとトーン・バリエーションは全て増幅器に依存して
いる。

ディジタル第１ディストーション・シンセサイザ 第１ディストーション・シンセサイザは結合バイアス
・シフタであり、ディストーション回路は信号極性と不
定ゲイン・ステージに依存したカットオフ周波数を有す
るハイパスフィルタとして数学的にモデル化出来る。こ
のステージでのFORTRANコードは以下の通りである。

FUNCTION FDST（V1） COMMON/FDSTP/DEL（２）,GAIN（20）,OFFSET（20） COMMON/FDSTP/JMIN,JMAX COMMON/FDSTI/V3 C DO HIGH PASS FILTER V2＝V1−V3 Ｉ＝１ IF（V2.GT.0.0）Ｉ＝２ V3＝V3＋DEL（Ｉ）＊V3 C DO NON−CONSTANT GAIN Ｊ＝IFIX（V2） IF（J.GT.JMAX）Ｊ＝JMAX IF（J.LT.JMIN）Ｊ＝JMIN Ｊ＝Ｊ−JMIN＋１ FDST＝V2＊GAIN（Ｊ）＋OFFSET（Ｊ） RETURN END DELの値は所定の低カットオフ周波数と偶数高調波を
発生させる速度とに固定される場合が多い。DELの値は
上述した非対称インピーダンスに対応するものである。
不定ゲインは、テイラー級数展開で演算され、その第一
項で近似される。その後、上記演算は所望の非線形ゲイ
ンに近似する折線近似の出力を作り出す演算部分に分け
られる。GAIN及びOFFSETの値はセットアップ・コンピュ
ータ410により歪みゲインの関数として設定される。GAI
NとOFFSETのより正確な演算は以下にFORTRANで記述した
ようにクリップ関数CFとして与えられる。CFは入力の関
数としてのクリップ出力である。

RJ＝FLOAT（Ｊ） GAIN（Ｊ）＝CF（RJ＋1.0）−CF（RJ） OFFSET（Ｊ）＝CF（RJ）−RJ＊GAIN（Ｊ） 変数V3はプログラム実行開始時に初期化される。上記
プログラムの不定ゲインは、信号の高調波をその信号に
導入する第１番目の例である。Ｊが信号の関数であり、
GAINがＪの関数であることに注意されたい。従って、GA
INが信号の関数である。このことが入力と非線形出力と
の関係を与えるのである。不定ゲインの高調波ゲインは
次の表に示されている。−１と＋１間の入力に対するゲ
インは１であり、その他の入力に対するゲインは０であ
る。V2は入力値である。OUT1はFDSTの基本ゲインであ
り、OUT3は第３高調波のゲインであり、以下同様であ
る。負のゲインは逆位相のものである。

表１において注目すべき大事な点は、基本ゲインは入
力を増大させると低下してゆくことである。他の高調波
ゲインは０から最大値に増加するか或いは０と最大値間
を振動した後、低下してゆく。第１ディストーション・
シンセサイザの応答は、バイアス・シフタとディストー
ション・シンセサイザを組み合せたものの、Ｊの値はJM
AX或いはJMINに制限させるのに十分な振幅でもって一秒
間隔でその音がON/OFFされているトーンバーストに対す
る応答に似ており、その最初の応答信号は制限された偶
数高調波を有する。

その後、変数V3が変化するにつれ出力には偶数高調波
が付加される。無信号の間に、V3の値は次のトーン・バ
ーストに備えて０に戻る。

ディジタル・トーン・コントロール トーン・コントロールは、上述したように、可変且つ
線形なゲインを有するフィルタを単に寄せ集めたもので
ある。フィルタとゲインパラメータはセットアップコン
ピュータにより増幅器の音を指示するコマンド群で設定
される。このようにして、全てのトーン・コントロール
或いはフィルタはパラメータ的に動作し得る。従って、
このディジタル増幅器は異なるトーン・パラメータで作
動する現在の種々の増幅器と同等のものとなる。

第２ディジタル・ディストーション・シンセサイザ 第２ディストーション・シンセサイザは電源エミュレ
ータに先行するもう一つの不定ゲイン・ステージとパン
チ回路とで構成されている。このような不定ゲイン・ス
テージのFORTRANコードは以下の通りである。

FUNCTION SDST（V1） COMMON/SDSTP/GCONST,GEVEN,GODD COMMON/SDSTP/DECAY,CHARGE,PUNCH COMMON/SDSTP/DELTA,PSD,PSE,PSB,PSF COMMON/SDSTI/PS,VC337,V5,V6 C COMPUTE THE NON−CONSTANT GAIN GAIN＝GCONST＋V1＊GIVEN＋ABS（V1）＊GODD V2＝V1＊GAIN C CLIP OUTPUT PER POWER SUPPLY EFFECT IF（V2.GT.PS）V2＝PS IF（V2.LT.−PS）V2＝−PS C COMPUTE THE POWER SUPPLY IF（V2.GT.VC337）GO TO 1 VC336＝VC337＊DECAY GO TO 2 １ VC337＝VC337＋（V2−VC337）＊CHARGE ２ CONTINUE V3＝VC337＊PUNCH V4＝V3−PSD＊V5−PSE＊V6 V5＝V5＋DELTA＊V4 V6＝V6＋DELTA＊V5 PS＝PSF−PSB＊B5 SDST＝V2 RETURN END 上記プログラムに示したように、COMMON/SDSTP/ステ
ートメントにおける変数の全ての値はセットアップ・コ
ンピュータ410から提供されるか、或いは固定されてい
る。COMMON/SDSTIステートメントにおける変数はプログ
ラム実行開始時に初期化される。例えば、この不定ゲイ
ンは真空管歪みを自乗近似で近似したものである。GAIN
演算のステートメントは、出力真空管の安定ゲインに相
当する変数GODDを含む項と、出力真空管の不安定ゲイン
に相当する変数GEVENを含む項を有している。上記プロ
グラムの不定ゲインは、信号にその信号の高調波を導入
する第２番目の例である。変数VC337は第９図のコンデ
ンサ337にかかっている電圧に相当するものである。PUN
CHはポテンショメータ338の設定である。次の４行のコ
ードは第９回路の回路の出力端で得られる最大信号レベ
ルをあらわす信号を作り出すフィルタである。回路をク
リップさせるに十分大きな振幅でもって、一秒間隔で音
がON/OFFされるトーン・バーストに対する電源エフェク
ト・エミュレータとパンチ回路の応答は、最初は最大で
あるが、約0.2秒以内には最小レベルまで低下する。そ
して、約0.5秒以内に出力レベルは最大に戻る。トーン
・バーストが消えると、パンチ効果値VC337、V5及びV6
は次のトーン・バーストに備えて放電する。PUNCH値は
パンチ効果の程度と最小レベルを制御する。第９図の回
路を変更してクリップ効果に周波数効果を含ませること
が出来るように、上記プログラムを変更してそのクリッ
プ効果に周波数効果を含ませることが出来る。

このコードの作成手順はSPICEやSCEPTREやNETなどの
サーキット・シミュレータを作成する手順と同じであ
る。SCEPTREを定式化するための照会先を以下に示す。
「SCEPTRE、A Computer Program for Circuit and Syst
ems Analysis、」J.C.Bowers et al.、Prentice Hall、
Englewood Cliffs、NJ、1971. 次の表は、入力信号の関数として種々の高調波波のゲ
インを示したものである。これらの値は、GCONST＝1.
0、GODD＝0.1、GEVEN＝0.05として計算されたものであ
る。OUT1はV1によって正規化されたV2の基本成分であ
る。OUT2はV1によって正規化されたV2の第２高調波成分
である。以下同様。

全ての高調波と全高調波歪み（THD）に対するゲイン
は、入力V1が大きくなるに従い増加していることに注目
されたい。この事は上記プログラムにおいてGAINとV2の
計算からも明らかである。このように、この事は入力信
号の高調波を出力に故意に導入するような入力信号の関
数であるゲインを有する一つのデジタル・システムを示
している。サンプリング過程及び非サンプリング過程に
おいて余分な信号が発生するが、これらの信号は信号プ
ロセッサにより故意に導入されたものではなく、デジタ
ル信号プロセッサを使用していることによって変換プロ
セスで発生するものである。この事は、入力の増大に伴
い高調波導入速度即ち高調波ゲインが入力の増大に応じ
て増大するような入力のレンジを与える。

SDSTは第７図・第８図の可変ゲイン回路に相当するの
で、これは入力と高調波ゲインの間の同様の関係を与え
る。一旦、信号V2がリミットPSを越えると、高調波成分
の値は表１に示したようになる。第12図の第２のアナロ
グの実施例に関して、そのデジタルの実施例は、低レベ
ル入力信号は第２ディストーション・シンセサイザにお
いてクリップされることなく、それ故増大する信号に対
して増大する高調波ゲインを有するように、また高レベ
ル信号は第２ディストーション・シンセサイザでクリッ
プされるか又は第１及び第２ディストーション・シンセ
サイザの両方でクリップされて、それ故増大する信号に
対しては振動するか或いは減少する高調波ゲインを有す
るように設計されたゲインとクリップレベルを有してい
なければならない。システム・ノイズの効果を無視する
と、全高調波歪みは入力信号が増大するに伴い常に増大
する。

デジタル・ダイレクト・イコライゼーション ダイレクト・イコライゼーションは１つ或いはそれ以
上のフィルタと、関連するタップ・ディレイと、ミキサ
との組合せである。フィルタは既にコード化されたフィ
ルタを変形したものの一つである。タップ・ディレイは
FIFO型（先入先出型）のストレージアレイである。ミキ
サは単なる諸値の加重合計である。そのFORTRANコード
は以下の通りである。

SUBROUTINE DIRECT（V1） COMMON/DRCTP/DIDEL,DIA,DIB,DIC,DID COMMON/DRCTP/DIE,DIF,DIG,IT1,IT2,IT3 COMMO/DRCTP/DMA,DMB,DMC,DMD COMMON/DRCTP/V3,V4,V5,I,FIFO（200） C COMPUTE THE FILTER OUTPUT V2＝V1−DIE＊V3−DIE＊V4−DIG＊V5 V3＝V3＋DIDEL＊V2 V4＝V4＋DIDEL＊V3 V5＝V5＋DIDEL＊V4 V0＝DIA＊V2＋DIB＊V3＋DIC＊V4＋DID＊V5 C INPUT TO THE FIFO ARRAY Ｉ＝１＋MOD（Ｉ＋1,200） FIFO（Ｉ）＝V0 C GET THE TAP VALUES V6＝FIFO（１＋MOD（Ｉ−IT1,200）） V7＝FIFO（１＋MOD（１−IT2,200）） V8＝FIFO（１＋MOD（１−IT3,200）） C MIX THE TAPS AND OUTPUT THE RESULT V9＝DMA＊V0＋DMB＊V6＋DMC＊V7＋DMD＊V8 CALL DDTOA（V9） RETURN END COMMON/DRCTP中の値はコンピュータで設定されるか或
いは固定値である。COMMON/DRCTI中の値はプログラム実
行開始時に初期化される。一例をあげると、フィルタは
サード・オーダのものである。関数MOD（J,K）はモジュ
ロ動作であって、ＪをＫで割算した余りである。幾つか
のモジュロ関数は負のＪに対しては負の結果になるが、
このモジュロ関数は常にＯとＫの間の値になる。サブル
ーチンDDTOAは第14図のD/AコンバータにV9の値を出力す
る。上記の例は、１つのフィルタとタップ・ディレイを
単に実現しただけのものである。それ以上の数はフィル
タ及びディレイも同様に実現出来る。

ディジタル増幅器のメインプログラム 増幅器全体のコードを以下FORTRAMで記述する。

PROGRAM AMP COMMON/AMPP/VOLUME,MIX1,MIX2 CALL INIT １ CALL WAIT CALL ATOD（VATOD） VA＝SDST（TONE（FDST（PREAMP（VATOD）））） VAMP＝VOLUME＊（VA＋MIX1＊EFFECT1（VA） ＊ ＋MIX2＊EFFECT2（VA）） CALL ADTOA（VAMP） CALL DIRECT（VAMP） GO TO 1 END サブルーチンINITは初期化の必要な全ての変数を初期
化する。サブルーチンWAITは演算を開始する為のタイミ
ングパルスを待っている。ルーチンADODは、第14図のA/
Dコンバータ401から数値を得る。PREAMPは増幅器の基本
音調を設定する濾波ルーチンである。FDSTとSDSTは上記
した歪み関数である。

TONEはトーン・コントロール濾波関数である。EFFCT
1とEFFCT 2はフランジング、コーラシング、リバーベレ
ーション（余韻）、ビブラート、ピッチ変化などの効果
関数である。これらの機能は現在アナログとデジタルの
両タイプで販売されている。このプログラムのラインで
は諸効果にドライ信号VAをミックスし、出力音量を設定
する。サブルーチンADTOAは、第14図のD/Aコンバータ40
3に１つの数値を出力する。ダイレクト・イコライゼー
ションと出力がDIRECTにより処理された後、プログラム
ループは最初にもどり次の演算タイミングパルスを待
つ。

デジタル・コンプレッサ 増幅器プログラムはFDSTをコンプレッサ・エミュレー
ティング・ルーチンに置き代えることにより、すぐにも
ベース・ギターに使えるように変更出来る。コンプレッ
サは自身の出力信号レベルを整流器とフィルターにより
検知して、その出力信号レベルに応じてコンプレッサ・
ゲインを調整し、ほぼ一定の出力信号レベルにする。こ
の確立された技術の機能はすぐにもデジタル増幅器に組
み込むことが出来る。事実、デジタル増幅器の多機能性
はデジタル信号プロセッサのスループット（プロセッサ
の単位時間の仕事の処理量）とプログラム・メモリのサ
イズにのみ制限されている。以下にコンプレッサの１つ
のプログラムを示す。

FUNCTION CMPRS（V1） COMMON/CMPRSP/CDECAY,CATACK,GMAX COMMON/CMPRSI/CGAIN,VSIG C COMMON THE OUTPUT CMPRS＝CGAIN＊V1 C COMPUTE THE GAIN REC＝ABS（CMPRS） IF（REC.GT.VSIC）GO TO 1 VSIG＝VSIG＊CDECAY GO TO 2 １ VSIG＝VSIG＋（REC−VSIG）＊CATACK ２ CONTINUE CGAIN＝GMAX−VSIG RETURN END コンプレッサーCMPRSの出力は単に入力に内部発生ゲ
イン値CGAINを掛け合せたものである。RECは全波整流さ
れた出力又はその絶対値である。VSIGの値は整流された
出力を単に濾波した値である。フィルタにはその減衰と
拘束時間に異なる時定数CDECAYとCATACKを使用してい
る。このとき、VSIGがゲインの演算に使用される。VSIG
の簡単な濾波とCGAINを求める上記演算アルゴリズムは
単に例として示しただけで、更に複雑なアルゴリズムは
より有益である。CDECAY、CATACKとGMAXの値はコンピュ
ータにより与えられ、一方CGAINとVSIGはプログラム実
行開始時に初期化される。

入力マルチプレクシングと他の変形 デジタル増幅器の多機能性は余りにも素晴しく、音楽
家達はデジタル増幅器を使って様々な楽器を演奏したく
なるであろう。これを実現するには、プリアンプ400は
多様な入力信号を受け、これらの入力信号を混ぜ合せ、
或いはこれらの信号から１つを選択してA/Dコンバータ4
01へ出力するのに適している。これらの多様な入力信号
の混ぜ合せや選択はコンピュータ410の制御のもとで行
なわれる。

デジタル増幅器の出力ステージ、D/Aコンバータ403と
407、後段変換フィルタ404と408、増幅器405と409及び
スピーカ406はデジタルテープレコーダのインターフェ
イスのような他のタイプのデジタル出力装置に置き代え
たり、それらを追加してもよい。403と407のようなD/A
コンバータの有する多様性と種々の効果を出し得るデジ
タル処理能力が、準ステレオ音響信号の創成も可能とす
る。ステレオ効果は、１つの信号を夫々異なった音調及
びタイミング特性をもつように２通りに処理することに
より作り出される。増幅器や電子技術に詳しい人は上記
以外の真空管増幅器シンセサイザを作ることが出来る。
本発明は詳細に記述され図示されているが、それは図示
と具体例の為にすぎず、それらに制限されるべきでもな
いことは明瞭に理解されるべきである。本発明の思想と
範囲は添付のクレームの諸項によってのみ限定されるべ
きである。

Claims (28)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】真空管増幅器の特性を有する真空管増幅器
   相当の半導体装置において、 入力信号を受ける入力手段（60,61;70,71;370）と、 前記入力手段から供給される信号に応答するクリップ手
   段（62,72;122〜124;330〜334;351〜355;451,452;466〜
   468）と、 出力信号を発生させる出力手段（36;63;73）と、 前記クリップ手段の入力側にフィードバック信号（L,34
   6）を供給する為に前記クリップ手段によって処理され
   た信号に応答するフィードバック手段（336〜345;357,3
   58;458〜464）とを備え、 前記出力手段が、フィードバック手段に濾波された信号
   を供給する為に、クリップ手段で処理された信号に応答
   するフィルター（63;73）を含むことを特徴とする真空
   管増幅器相当の半導体装置。
2. 【請求項２】前記入力手段が、前記入力信号の偶数高調
   波を発生させる偶数高調波発生手段（60;70）を含むこ
   とを特徴とする請求項１に記載の真空管増幅器相当の半
   導体装置。
3. 【請求項３】前記偶数高調波発生手段が、信号レベル制
   限手段（83,86）を含むことを特徴とする請求項２に記
   載の真空管増幅器相当の半導体装置。
4. 【請求項４】前記偶数高調波発生手段が、クリップ手段
   の入力ノードにおいてバイアスをシフトさせるバイアス
   シフト手段を含み、 前記バイアスシフト手段が、非対称インピーダンス（83
   〜84,86;121〜124,128;131,132,134,135;351,357,358）
   と、コンデンサー（81;120;133;350）とを含むことを特
   徴とする請求項３に記載の真空管増幅器相当の半導体装
   置。
5. 【請求項５】前記フィードバック手段が、フィルター手
   段（341〜345;458〜464）を含むことを特徴とする請求
   項１〜４の何れか１項に記載の真空管増幅器相当の半導
   体装置。
6. 【請求項６】前記入力手段が、低温と高温の信号レベル
   コントローラ（25）を含むことを特徴とする請求項１〜
   ５の何れか１項に記載の真空管増幅器相当の半導体装
   置。
7. 【請求項７】信号伝達手段（270〜293;300〜323）であ
   って、その入力信号の振幅が大きくなるのに応じて増大
   するゲインを有する信号伝達手段を備えたことを特徴と
   する請求項１〜６の何れか１項に記載の真空管増幅器相
   当の半導体装置。
8. 【請求項８】前記信号伝達手段が、その入力信号の振幅
   に応じて、信号伝達手段において作動可能な抵抗器（28
   8〜293;300,311〜320）を数を変える為の複数のスイッ
   チ手段（275〜286;301〜310）を含むことを特徴とする
   請求項７に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
9. 【請求項９】前記複数のスイッチ手段が、前記信号伝達
   手段の入力信号の振幅が大きくなるのに応じて漸増的に
   抵抗器を並列的に加えるように構成されたことを特徴と
   する請求項８に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
10. 【請求項１０】半導体装置の均一化された出力信号を発
    生させる為のフィルター手段（379;390〜395;407〜40
    9）を備えたことを特徴とする請求項１〜９の何れか１
    項に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
11. 【請求項１１】プリアンプ（371）と、第１ディストー
    ション・シンセサイザ（372）と、トーンコントロール
    手段（373）と、第２ディストーション・シンセサイザ
    （374）とを備えたことを特徴とする請求項１〜10の何
    れか１項に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
12. 【請求項１２】前記入力手段が、アナログの入力信号を
    ディジタルの入力信号に変換する変換手段（401）を備
    え、更に、ディジタルプロセッサー（402）を設けたこ
    とを特徴とする請求項１〜11の何れか１項に記載の真空
    管増幅器相当の半導体装置。
13. 【請求項１３】前記入力信号が圧縮されるようにディジ
    タルプロセッサーを制御する為のディストーション・プ
    ログラムを備えたことを特徴とする請求項12に記載の真
    空管増幅器相当の半導体装置。
14. 【請求項１４】真空管増幅器の特性を有する真空管増幅
    器相当の半導体装置において、 入力信号を受ける入力手段（60,61;70,71;370）と、 前記入力手段から供給される信号に応答するクリップ手
    段（62,72;122〜124;330〜334;351〜355;451,452;466〜
    468）と、 出力信号を発生させる出力手段（36;63;73）と、 前記クリップ手段の入力側にフィードバック信号（L,34
    6）を供給する為に前記クリップ手段によって処理され
    た信号に応答するフィードバック手段（336〜345;357,3
    58;458〜464）とを備え、 前記クリップ手段が、そのクリップレベルを制御する為
    にフィードバック信号（L,346）が供給されるクリップ
    レベル制御手段を備え、 前記フィードバック手段が、整流手段（336,457）とフ
    ィルター手段（341〜345;458〜464）を含むことを特徴
    とする真空管増幅器相当の半導体装置。
15. 【請求項１５】前記クリップ手段が、可変のトランスコ
    ンダクタンス型増幅器（332）を含むことを特徴とする
    請求項14に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
16. 【請求項１６】真空管増幅器の特性を有する真空管増幅
    器相当の半導体装置において、 入力信号を受ける入力手段（60,61;70,71;370）と、 前記入力手段から供給される信号に応答するクリップ手
    段（62,72;122〜124;330〜334;351〜355;451,452;466〜
    468）と、 出力信号を発生させる出力手段（36;63;73）と、 前記クリップ手段の入力側にフィードバック信号（L,34
    6）を供給する為に前記クリップ手段によって処理され
    た信号に応答するフィードバック手段（336〜345;357,3
    58;458〜464）とを備え、 前記フィードバック手段（357,358）が、非線型の信号
    伝達特性を有することを特徴とする真空管増幅器相当の
    半導体装置。
17. 【請求項１７】前記入力手段が、カップリングコンデン
    サ（350）を有し、前記フィードバック信号がそのコン
    デンサの電荷を変化させて、前記クリップ手段で処理さ
    れた信号に応じてクリップ手段の入力ノードにおけるバ
    イアスシフトを達成するように構成されたことを特徴と
    する請求項16に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
18. 【請求項１８】オーディオ入力信号に応答して歪んだオ
    ーディオ出力信号を発生させるディストーション回路を
    備え、真空管増幅器の特性を有する真空管増幅器相当の
    半導体装置において、 前記入力信号に応じてその入力信号に真空管増幅器とほ
    ぼ同様にバイアス・シフトを発生させる為に入力信号に
    応答する半導体バイアス・シフタ（60,81〜84,86;120〜
    122,128;130〜136;350,351,357,358;コンピュータ402用
    に記載したプログラムFDST）と、 クリップすることなくバイアス・シフトされた信号を歪
    ませることにより、バイアス・シフトされた信号に応じ
    て出力信号を発生させる高調波発生手段（270〜293;300
    〜320;コンピュータ402用に記載したプログラムSDST）
    と、 静電容量手段（81;120;133;350;前記プログラムFDSTに
    おける変数V3）に充電する為の非対称手段（82〜84,86;
    121,122,128;131,132,134,135;351,357,358;アレイDEL
    とコンピュータ402用に記載したプログラムFDSTにおけ
    るアレイDELの活用）とを備え、 前記高調波発生手段が、その高調波発生手段のゲイン
    を、その高調波発生手段への入力の関数として変えるゲ
    イン手段（275〜293,300〜320;コンピュータ402用に記
    載したプログラムSDST）を備えたことを特徴とする真空
    管増幅器相当の半導体装置。
19. 【請求項１９】前記非対称手段における非対称を発生さ
    せるダイオード手段（86,135;358）を有することを特徴
    とする請求項18に記載の真空管増幅器相当の半導体装
    置。
20. 【請求項２０】前記非対称手段における非対称を発生さ
    せる接続手段（122）を有することを特徴とする請求項1
    8に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。
21. 【請求項２１】前記高調波発生手段が、各ダイオード手
    段のカソードを次のダイオード手段のアノードに接続し
    て直列接続された複数のダイオード手段（275,277,279,
    281,283,285;276,278,280,282,284,286;301〜305;306〜
    310）を備えたことを特徴とする請求項19に記載の真空
    管増幅器相当の半導体装置。
22. 【請求項２２】前記高調波発生手段が、その高調波発生
    手段への入力の関数として漸増的に抵抗器（287〜293;3
    00,311〜320）を並列に加える為に、スイッチと抵抗器
    （275〜293;300〜320）とのラダー型回路を備えたこと
    を特徴とする請求項18〜21の何れか１項に記載の真空管
    増幅器相当の半導体装置。
23. 【請求項２３】前記高調波発生手段が、偶数高調波を発
    生させる為の手段（273,274;300〜320;コンピュータ402
    用に記載したプログラムSDST）を備えたことを特徴とす
    る請求項18〜22の何れか１項に記載の真空管増幅器相当
    の半導体装置。
24. 【請求項２４】前記高調波発生手段が、奇数高調波を発
    生させる為の手段（275〜293;コンピュータ402用に記載
    したプログラムSDST）を備えたことを特徴とする請求項
    18〜22の何れか１項に記載の真空管増幅器相当の半導体
    装置。
25. 【請求項２５】前記出力信号をクリップする為のクリッ
    プ手段（100〜103;330〜345;450〜468;コンピュータ402
    用に記載したプログラムSDST）を備えたことを特徴とす
    る請求項18〜24の何れか１項に記載の真空管増幅器相当
    の半導体装置。
26. 【請求項２６】前記クリップ手段が、前記出力信号の関
    数としてその出力信号をクリップする為の手段（330〜3
    45;450〜468;コンピュータ402用に記載したプログラムS
    DST）を備えたことを特徴とする請求項25に記載の真空
    管増幅器相当の半導体装置。
27. 【請求項２７】前記歪んだオーディオ信号は、ディジタ
    ルコンピュータ（402）で発生したディジタル信号であ
    り、また、前記バイアス・シフタと高調波発生手段が、
    前記入力信号としてのディジタル信号に応じて作動する
    前記コンピュータにおけるプログラム（前記プログラム
    FDSTとプログラムSDST）であることを特徴とする請求項
    18〜26の何れか１項に記載の真空管増幅器相当の半導体
    装置。
28. 【請求項２８】前記コンピュータ（402）において作動
    する前記プログラムが、前記ディジタルコンピュータで
    発生した前記ディジタル信号をクリップする為のプログ
    ラム（前記プログラムSDST）を含むことを特徴とする請
    求項27に記載の真空管増幅器相当の半導体装置。