DE3829063A1 - Verfahren zur magnetisch-induktiven durchflussmessung und magnetisch-induktiver durchflussmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur magnetisch-in­ duktiven Durchflußmessung, bei dem eine durch ein perio­ disch alternierendes, abschnittsweise konstantes Magnet­ feld erzeugte Meßgröße in einem Abschnitt jeder Halbpe­ riode verarbeitet wird, und einen magnetisch-induktiven Durchflußmesser, insbesondere zur Durchführung dieses Verfahrens, mit einer ein Magnetfeld erzeugenden Spule, einer Magnetfeldsteuerschaltung, einer etwa senkrecht zu dem Magnetfeld und der Durchflußrichtung angeordneten Elektrodenanordnung, einem mit der Elektrodenanordnung verbundenen Verstärker und einer Auswerteschaltung.

Um die Funktion eines Durchflußmessers bzw. seines Meß­ wertumformers zu testen, seine Langzeit-Änderungen fest­ zustellen oder eine Kalibrierung vorzunehmen, ist es bekannt, anstelle der Meßgröße der Elektrodenanordnung ein Simulationssignal zu verwenden. Der dieses Signal erzeugende Simulator kann ein externes Gerät sein, das nur bei Einstellungs- oder Wartungsarbeiten verwendet wird. Es ist jedoch auch bekannt, einen Simulator in den Meßwertumformer einzubauen, so daß ein Funktions­ test oder eine Kalibrierung durch ein einfaches Umschal­ ten auf Simulatorbetrieb vorgenommen werden kann. Im Simulatorbetrieb ist dabei jedoch die Verbindung zwi­ schen Elektrodenanordnung und Meßwertumformer unterbro­ chen oder das Simulationssignal wird der Meßgröße überla­ gert. Ein Funktionstest mit Hilfe des Simulators kann deshalb normalerweise nicht ohne Störung oder Unterbre­ chung der Durchflußmessung geschehen. Aus der DE-PS 33 03 017 ist es bekannt, wechselweise ein Meßsignal und ein Testsignal an den Umformer anzuschließen, um das Testsignal mit einem Sollwert zu vergleichen. Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß eine Totzeit erzeugt wird, die insbesondere beim Messen kleiner Durch­ flußmengen zu erheblichen Fehlern führt.

Es ist aus DE-OS 35 37 752 bekannt, die Signalspannung in jeder Halbperiode während eines Meß-Signal-Abtastin­ tervalls abzutasten und den durch die Abtastung erhal­ tenen Signalwert zu speichern. Zur Kompensation einer dem Meßsignal überlagerten Störgleichspannung wird in einem auf jedes Meßsignal-Abtastintervall innerhalb der gleichen Halbperiode folgenden Kompensationsintervall durch Abtastung und Speicherung der Signalspannung eine Kompensationsspannung erzeugt, welche die Signalspannung innerhalb des Kompensationsintervalls auf den Wert Null kompensiert. Die Kompensationsspannung wird gespeichert und der Signalspannung bis zum nächsten Kompensations­ intervall überlagert. Während eines auf jedes Kompensa­ tionsintervall innerhalb der gleichen Halbperiode folgen­ den Korrektur-Abtastintervall wird die Signalspannung erneut abgetastet, und der dadurch erhaltene Signalwert wird ebenfalls gespeichert. Zur Gewinnung eines Nutzsig­ nalwertes wird zunächst die Differenz der jeweils zwi­ schen zwei Kompensationsintervallen in verschiedenen Halbperioden erhaltenen gespeicherten Signalwerte und dann die Differenz von jeweils auf diese Weise erhaltenen Differenzwerten gebildet. Ein solches System dient ledig­ lich zur Unterdrückung von Störspannungen. Die bei einem Zeit- und Temperaturdrift auftretenden Fehler im Meß­ wertumformer können hiermit jedoch nicht erkannt und korrigiert werden.

Ein weiteres Problem bei der in der DE-OS 35 37 752 gezeigten Anordnung ist, daß die Signalwerte in vier parallel angeordneten Speichern abgelegt werden. Dies hat den Nachteil, daß schon bei einem geringfügigen Zeit- und/oder Temperaturdrift eines der Speicher ein Fehler in dem berechneten Ausgangswert auftritt, weil sich eine Größe im Verhältnis zu den anderen ändert.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Ver­ fahren anzugeben, bei dem Temperatur- und/oder Zeit­ drift-Einflüsse der Komponenten eines Meßwertumformers auf den Ausgangswert weitgehend minimiert werden.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß eine abschnittsweise konstante Simulationsgröße so erzeugt wird, daß sie sich synchron zum Magnetfeld ändert und in einem weiteren Abschnitt jeder Halbperiode wechselweise mit der Meßgröße auf die gleiche Weise wie die Meßgröße zu Ausgangswerten verarbeitet wird.

Bei einer Änderung des Magnetfeldes in der Spule dauert es aufgrund der Induktivität der Spule eine gewisse Zeit, bis sich ein stabiler Zustand eingestellt hat. In dieser Zeit ist auch bei konstantem Durchfluß das Elektrodenausgangssignal aufgrund des sich ändernden Magnetfelds nicht konstant, so daß in dieser Zeit das Ausgangssignal der Elektrodenanordnung nicht als Meßgröße verwendet werden kann. Anstelle der Meßgröße kann in dieser Zeit die Simulationsgröße erzeugt und verarbeitet werden, ohne daß die Meßgröße gestört wird oder eine Totzeit auftritt. Dadurch daß die Simulationsgröße auf die gleiche Art wie die Meßgröße verarbeitet wird, ist es möglich, langsame zeitliche Abweichungen der Bauele­ mente des Meßwertumformers bzw. der Auswerteschaltung zu erkennen, da die Simulationsgröße auf gleiche Weise wie die Meßgröße beeinflußt wird.

Bei der Verarbeitung der Simulationsgröße sind verschie­ dene Arten möglich. Es ist von Vorteil, wenn die Meßgröße oder ihr Ausgangswert mit der Simulationsgröße oder ihrem Ausgangswert verglichen wird. Es war bisher be­ kannt, einen Simulator zur Kalibrierung oder Nachka­ librierung einer Auswerteschaltung zu verwenden. Dies geschieht gewöhnlich, indem man im Simulatorbetrieb den Meßwertumformer und die Auswerteschaltung so lange justiert, bis der Ausgangswert innerhalb gewisser Grenzen in einem Bereich um einen Sollwert herum festgelegt ist. Damit konnte jedoch nicht vermieden werden, daß sich bei einer Langzeit-Änderung der Auswerteschaltung oder des Meßwertumformers die Randbedingungen für die Kalibrierung änderten, so daß sich ein verfälschtes Meßergebnis ergab. Erfindungsgemäß wird die Kalibrierung durch den Vergleich zwischen Simulationsgröße und Meß­ größe laufend während der Messung vorgenommen. Eine zeitliche Änderung der Werte der Bauteile des Meßwertum­ formers bis zu der Auswerteschaltung wird dadurch ausge­ glichen.

Es ist von Vorteil, wenn Meß- und Simulationsgröße nach der Verarbeitung verglichen werden. Dadurch wird sicher­ gestellt, daß alle Elemente, die einem Zeit- und Tempera­ turdrift unterliegen können, von der Meß- und Simula­ tionsgröße durchlaufen worden sind. Somit können alle Änderungen in die permanente Kalibrierung einbezogen werden.

In einer weiteren Lösung der Aufgabe werden bei einem Verfahren der eingangs genannten Art aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Meßgröße und gegebenenfalls der Simu­ lationsgröße seriell in hintereinander angeordneten Speicherstellen gespeichert, wobei bei Erzeugung eines neuen Ausgangswertes der Meß- bzw. Simulationsgröße die vorhandenen Ausgangswerte in der jeweils nächsten Speicherstelle gespeichert werden und die Auswertung unter Verwendung des Inhalts mindestens zweier Speicher­ stellen erfolgt. Die Auswertung erfolgt normalerweise durch eine Rechen- oder Verarbeitungseinrichtung. Da die Abtastwerte nacheinander auftreten, müssen sie so­ lange gespeichert werden, bis sie miteinander verarbeitet werden können. Im Gegensatz zur der aus der DE-OS 35 37 752 bekannten Verwendung von vier Speichern, die parallel zueinander angeordnet sind, werden im erfin­ dungsgemäßen Verfahren die Größen seriell gespeichert, so daß jede Meßgröße mit jeder Speicherstelle in Berüh­ rung kommt. Dadurch wird sichergestellt, daß eine Ände­ rung in einem Speicher alle Meßgrößen berührt, so daß das Verhältnis zwischen den Meßgrößen nicht verändert wird.

Vorteilhafterweise werden die Ausgangswerte der Meßgröße und der Simulationsgröße jeweils getrennt aus den Spei­ cherstellen ausgelesen und verarbeitet. Damit wird si­ chergestellt, daß die Meßgröße und die Simulationsgröße auf gleiche Weise und unter den gleichen Bedingungen, lediglich geringfügig zeitlich versetzt, verarbeitet werden.

In einem bevorzugten Verfahren werden mindestens drei aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Meß- bzw. Simu­ lationsgröße gespeichert und dann zusammen verarbeitet. Ein bekanntes Problem bei magnetisch-induktiven Durch­ flußmessern ist es nämlich, daß sich das Gleichspannungs­ niveau der Meßgröße langsam oder plötzlich verändern kann. Dadurch wird der Unterschied zwischen der positi­ ven und der negativen Halbperiode der Meßgröße, die durch das jeweils umgepolte Magnetfeld erzeugt wird, verändert, wodurch ein Fehler bei der Auswertung der Durchflußrate entsteht. Dieser Fehler kann weitgehend eliminiert werden, wenn eine Meßgröße mit der Summe der beiden Meßgrößen aus der vorhergehenden und der nachfolgenden Halbperiode verglichen wird.

Dabei wird bevorzugt, daß eine Verarbeitungsgröße aus der Differenz zwischen dem Zweifachen des zweiten Aus­ gangswerts und der Summe des ersten und dritten Ausgangs­ wertes gebildet wird. Man erzielt damit eine gute Ausmit­ telung und eliminiert daher mit zufriedenstellender Genauigkeit Änderungen des Gleichspannungsniveaus der Meßgröße. Nach diesem Prinzip können bei der Anwendung von mehreren Speicherstellen eine größere Anzahl von Meßgrößen miteinander verglichen werden.

Von besonderem Vorteil ist es, daß die Durchflußrate proportional zum Verhältnis der Verarbeitungsgröße aus Ausgangswerten der Meßgröße und der Verarbeitungsgröße aus Ausgangswerten der Simulationsgröße gebildet wird. Hierdurch kann die permanente Kalibrierung auf einfache Weise erzielt werden. Eventuelle Störungen in der Aus­ werteschaltung wirken sich gleichzeitig auf die Meßgröße und die Simulationsgröße aus. Das Verhältnis zwischen den beiden Größen bleibt jedoch im Prinzip unverändert, wodurch jederzeit eine genaue Durchflußmessung gewähr­ leistet ist. Da bekannt ist, welcher Durchfluß sich bei einer der Simulationsgröße entsprechenden Meßgröße im Normalfall ergeben muß, kann der so gebildete Quotient einfach mit einem konstanten Faktor multipliziert werden, um eine genaue Angabe über die Durchflußmenge zu machen.

Vorteilhafterweise werden aus der Verarbeitungsgröße pulsbreitenmodulierte Impulse gewonnen. Eine Pulsbreiten­ modulation ist relativ unempfindlich gegen Rauschspan­ nungen und andere Störungen auf der Meßgröße. Pulsbrei­ ten lassen sich leicht verarbeiten. Man benötigt dafür lediglich eine relativ genaue Zeittaktbasis. Eine solche Basis steht jedoch praktisch in allen Auswerteeinheiten, insbesondere bei einer Auswerteeinheit mit einem Prozes­ sor, zur Verfügung.

Es wird bevorzugt, daß die Durchflußrate mit Hilfe von vier aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird, wobei die Durchflußrate proportional zum Quotienten aus der Pulsbreitendifferenz des zweiten und vierten Impulses und der Pulsbreitendifferenz des ersten und dritten Impulses ist. Dadurch ergibt sich eine relativ einfache Auswertung.

In einer bevorzugten Ausführung nimmt die Simulations­ größe über einen ersten Abschnitt, der größer als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten ersten Ein­ gangswert und über einen zweiten Abschnitt, der kleiner als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten zweiten Eingangswert an, wobei der Wechsel zwischen den beiden Eingangswerten zwischen einer Meßsignal- und einer Simu­ lationssignalmeßperiode liegt. Der Zeitpunkt des Wech­ selns des Eingangswertes der Simulationsgröße wird so gewählt, daß er zwischen einer Simulationssignalperiode und einer Meßsignalmeßperiode liegt, damit eine eventuell beim Umschalten auftretende Störspannung möglichst nicht einen der Meßwerte beeinflußt. Da die Simulationsgröße während einer Halbperiode nur in einer Viertelperiode abgetastet wird, kann die Simulationsgröße beispielsweise auch so ausgebildet sein, daß sie eine Pulsbreite von einer Viertelperiodendauer im positiven Bereich und einer Pulsbreite von 3/4-Periodendauer im negativen Bereich hat. Die Simulationsgröße ist also über einen längeren Zeitraum konstant, was sich positiv auswirken kann, wenn die Elektrodenanordnung auf äußere Einflüsse sehr empfindlich reagiert.

Dabei ist es von besonderem Vorteil, daß der zweite Eingangswert der Simulationsgröße periodisch wechselnd entweder in der ersten oder in zweiten Periodenhälfte erzeugt wird. Für die Durchflußberechnung macht es im Prinzip keinen Unterschied, ob die Simulationsgröße mit der Meßgröße phasengleich ist, d.h. positiv ist, wenn die Meßgröße auch im positiven Bereich ist, oder um 180° phasenverschoben ist, also dann im positiven Bereich ist, wenn die Meßgröße im negativen Bereich ist. Es kann jedoch das Problem auftreten, daß die Simu­ lationsgröße die Auswerteschaltung bzw. den Meßwertumfor­ mer beeinflußt. Im ersten Fall, wenn also Simulations­ größe und Meßgröße phasengleich sind, wird hauptsächlich die positive Durchflußmeßperiode beeinflußt, während im zweiten Fall hauptsächlich die negative Meßperiode beeinflußt wird. Um diesen Fehler zu eliminieren, wird zwischen den beiden möglichen Fällen periodisch gewech­ selt, so daß sich mögliche Fehler, die dadurch erzeugt werden, gegenseitig aufheben.

In einer anderen Verarbeitungsart wird der Ausgangswert der Simulationsgröße vorteilhafterweise mit einem Soll­ wert verglichen. Damit kann die korrekte Funktion des Umformers bzw. der Auswerteschaltung kontinuierlich kontrolliert werden.

Von besonderem Vorteil ist es, daß bei einer vorgege­ benen Abweichung des Ausgangswerts der Simulationsgröße vom Sollwert ein Alarm ausgelöst wird. Dieses ist beson­ ders bei Verrechnungsmessungen wünschenswert.

Es ist außerdem eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen magnetisch-induktiven Durchflußmesser anzugeben, der die Temperatur- und/oder Zeitdrift-Einflüsse seiner Komponenten auf den Ausgangswert weitgehend minimiert.

Diese Aufgabe wird bei einem magnetisch-induktiven Durch­ flußmesser der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß ein Simulationssignalgenerator zur Erzeugung einer Simulationsgröße vorgesehen ist, der mit einem Eingang eines Umschalters verbunden ist, der Verstärker mit dem anderen Eingang des Umschalters verbunden ist und der Ausgang des Umschalters mit der Auswerteschaltung verbunden ist.

Durch diesen Durchflußmesser wird auf einfache Art und Weise der Wechsel zwischen Meßgröße und Simulationsgröße so bewerkstelligt, daß beide durch die gleiche Auswerte­ schaltung ausgewertet werden können.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist im Durchflußmes­ ser ein Taktgenerator vorgesehen, der die Magnetfeld­ steuerschaltung und den Simulationssignalgenerator mit ersten Impulsen einer ersten Taktfrequenz und den Um­ schalter mit zweiten Impulsen einer doppelt so hohen zweiten Taktfrequenz versorgt, wobei bei Auftreten eines Taktimpulses die Magnetfeldsteuerschaltung die Richtung des Magnetfeldes umdreht, der Simulationssignalgenerator die Simulationsgröße zwischen einem vorbestimmten ersten Eingangswert und einem vorbestimmten zweiten Eingangswert wechselt und der Umschalter umschaltet. Mit "Auftreten eines Taktimpulses" ist dabei die ansteigende oder die abfallende Flanke eines solchen Impulses gemeint. Der Umschalter schaltet also in jeder Halbperiode zweimal zwischen Simulationsgröße und Meßgröße hin und her, wobei Simulationsgröße und Meßgröße in jeder Periode zweimal zwischen ihren beiden Werten wechseln. Damit ist sichergestellt, daß in jeder Halbperiode einmal die Simulationsgröße und einmal die Meßgröße abgetastet und verarbeitet wird.

Bevorzugterweise weist die Auswerteschaltung einen mit dem Ausgang des Umschalters verbundenen Integrator auf, der von jeder negativen und jeder positiven Flanke der zweiten Taktimpulse auf seinen Ausgangswert zurückgesetzt wird. Ein Integrator eliminiert im wesentlichen die störende Rauschspannung. Dadurch daß er von den zweiten Taktimpulsen auf seinen Ausgangswert zurückgesetzt wird, d.h. bei jedem Umschalten des Umschalters, integriert er die Meßgröße und die Simulationsgröße jeweils getrennt über 1/4-Periode auf.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die Auswerte­ schaltung ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied auf, das zwischen dem Ausgang des Umschalters und dem Eingang des Integrators angeordnet ist. Damit ist die Aussteue­ rung des Integrators unabhängig von der gewählten Meß­ frequenz. Bei einer Halbierung der Meßfrequenz wird das Signalniveau durch das Dämpfungsglied halbiert.

Es ist bevorzugt, daß die Auswerteschaltung ein Schiebe­ register mit mindestens zwei Speicherstellen aufweist, das mit dem Ausgang des Integrators verbunden ist, bei Auftreten der zweiten Impulse den aktuellen Wert des Integratorausgangs in der ersten Speicherstelle spei­ chert und dem bisherigen Inhalt aller Speicherstellen um eine Speicherstelle weiterschiebt. Damit stehen ge­ nügend Meßwerte zur Verfügung, mit denen durch eine zeitliche Mittelung der durch den Unterschied zwischen der positiven und der negativen Halbperiode der alter­ nierenden Meßgröße verursachte Fehler eliminiert werden kann.

Dabei ist besonders bevorzugt, daß das Schieberegister fünf Speicherstellen aufweist. Da Meßgröße und Simula­ tionsgröße abwechselnd abgetastet werden, ist der Inhalt des Schieberegisters also immer entweder Simulations­ größe-Meßgröße-Simulationsgröße-Meßgröße-Simulationsgröße oder Meßgröße-Simulationsgröße-Meßgröße-Simulations­ größe-Meßgröße. Die einzelnen Größen sind durch zeitlich versetzte Messungen entstanden. Damit stehen sowohl für die Meßgröße als auch für die Simulationsgröße immer ausreichend viele Werte zur Verfügung, um eine zeitliche Mittelung zu bewerkstelligen.

Bevorzugterweise ist eine Summationsschaltung mit dem Schieberegister verbunden, die die Differenz zwischen der Summe des Inhalts der ersten und fünften Speicher­ stelle und dem Doppelten des Inhalts der dritten Spei­ cherstelle bildet. Dies führt zu einer relativ einfachen Berechnungsart.

Besonders vorteilhaft ist es, daß die Auswerteschaltung eine Pulsbreiten-Modulationseinrichtung aufweist, die aus aus Ausgangswerten des Integrators gewonnen Größen Auswerteimpulse mit von den Größen abhängigen Breiten bildet. Ein pulsbreitenmoduliertes Signal läßt sich relativ leicht weiterverarbeiten. Es ist lediglich not­ wendig, daß eine Zeitbasis mit ausreichend hoher Auflö­ sung zur Verfügung steht, damit die Zeitdauer der Impulse gemessen werden kann. Damit ist eine von Störungen weit­ gehend unbelastete Analog/Digital-Wandlung möglich.

Mit Vorteil weist der Durchflußmesser eine Recheneinrich­ tung auf, die die Auswerteimpulse in Vierer-Gruppen zusammenfaßt und den Durchfluß proportional zum Quotien­ ten aus der Differenz der Breiten des zweiten und des vierten Impulses und der Differenz der Breiten des ersten und des dritten Impulses bildet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung beschrieben. Darin zeigen:

Fig. 1 einen magnetisch-induktiven Durchflußmesser,

Fig. 2 einen Teil des Durchflußmessers im Detail,

Fig. 3 eine Ausführungsform des Simulationssignalgenera­ tors,

Fig. 4 Zeitverläufe von Signalen an verschiedenen Stellen des Durchflußmessers nach Fig. 1,

Fig. 5 eine weitere Ausführungsform der Takterzeugungs­ einrichtung und

Fig. 6 ein Zeitdiagramm von Größen der Takterzeugungs­ einrichtung nach Fig. 4.

Fig. 1 zeigt einen magnetisch-induktiven Durchflußmesser, der den Durchfluß einer durch ein Rohr 1 fließenden Flüssigkeit mißt. Eine Magnetsteuerschaltung 4 ist mit einer Spule 2 verbunden, die im vorliegenden Ausführungs­ beispiel durch zwei Spulenhälften 2 a und 2 b gebildet ist und ein senkrecht zur Durchflußrichtung stehendes Magnetfeld im Rohr 1 erzeugt. Etwa senkrecht zur Durch­ flußrichtung und senkrecht zur Richtung des Magnetfelds, das durch die Spule 2 erzeugt ist, ist eine Elektroden­ anordnung 3 angeordnet, die mit einem Verstärker 5 ver­ bunden ist. Die Elektrodenanordnung 3 mißt in bekannter Weise eine durch das Magnetfeld und den Fluid-Strom erzeugte elektrische Größe. Der Ausgang des Verstärkers 5 ist mit einer Endwertwahlschaltung 38 verbunden, mit der ein Benutzer den gewünschten Endwert einstellen kann. Diese Schaltung 38 ist mit einem Eingang eines Umschalters 8 verbunden. Der andere Eingang des Umschal­ ters 8 ist mit einem Simulationssignalgenerator 7 verbun­ den. Der Simulationssignalgenerator 7 ist mit einer Synchronisationsschaltung 6 verbunden, die vom Taktgeber 25 gesteuert wird und die die Abtastfrequenz der Elektro­ denanordnung 3 mit der Magnetisierungsfrequenz der Mag­ netsteuerschaltung 4 synchronisiert. Der Ausgang des Umschalters 8 ist mit einer Auswerteschaltung 9 ver­ bunden.

Die Auswerteschaltung 9 weist einen Integrator 12 auf, dessen Eingang über ein frequenzabhängiges Dämpfungs­ glied 11 mit dem Ausgang des Umschalters 8 verbunden ist. Das frequenzabhängige Dämpfungsglied 11 dämpft den Eingangspegel des Integrators 12 proportional zur Frequenz, mit der der Umschalter 8 umgeschaltet wird, d.h. bei halber Frequenz ist der Eingangspegel des Inte­ grators 12 auch nur noch halb so groß. Damit wird eine Übersteuerung der dem Integratorausgang nachgeschalteten Schaltungsteile vermieden. Der Ausgang des Integrators 12 ist mit einem Schieberegister 13 mit fünf Speicher­ stellen 14 bis 18 verbunden. Die erste Speicherstelle 14 und die fünfte Speicherstelle 18 sind mit den inver­ tierenden Eingängen einer Summationsschaltung 20 verbun­ den, während die dritte Speicherstelle 16 über einen Multiplikator 19, der den Wert des Inhalts der dritten Speicherstelle 16 verdoppelt, mit dem positiven Eingang der Summationsschaltung 20 verbunden ist. Die Summations­ schaltung 20 bildet also die Differenz aus dem Zweifachen der dritten Speicherstelle weniger der Summe des Inhalts der ersten und der fünften Speicherstelle.

Die Summationsschaltung 20 ist mit einem Eingang eines zweiten Umschalters 21 verbunden. Der zweite Eingang des zweiten Umschalters 21 ist mit einem Referenzsignal­ generator 22 verbunden. Der Ausgang des zweiten Umschal­ ters 21 ist mit einem Dual-Slope-Integrator und Pulsbrei­ tenmodulator 23 verbunden, dessen Ausgang mit dem Ein­ gang eines Mikroprozessors 24 verbunden ist. Der Dual- Slope-Integrator integriert den von der Summationsschal­ tung 20 gelieferten Wert über einen vorgegebenen Zeit­ raum auf. Mit dem am Ende des vorgegebenen Zeitraums erreichten Wert als Ausgangswert integriert er mit der von dem Referenzsignalgenerator gelieferten konstanten Spannung in die andere Richtung, so daß ein dreieckför­ miges Signal entsteht, dessen beiden Flanken in der Regel eine unterschiedliche Steigung haben. Der Puls­ breitenmodulator ermittelt die Zeit, die notwendig ist, damit der Integrator von seinem am Ende des ersten vor­ bestimmten Zeitraums erreichten Ausgangswertes wieder auf Null zurückintegriert.

Weiterhin weist der Durchflußmesser auch eine Takterzeu­ gungsschaltung 10 auf. Ein Taktgenerator 25 ist mit dem zweiten Umschalter 21 und dem Dual-Slope-Integrator und Pulsbreitenmodulator 23 verbunden. Der zweite Um­ schalter 21 wird bei Auftreten eines jeden Taktimpulses umgeschaltet, während der Dual-Slope-Integrator und Pulsbreitenmodulator 23 bei Auftreten eines jeden Taktim­ pulses seine Integrationsrichtung ändert. Der Taktgene­ rator 25 ist weiterhin mit einem Teiler 26 verbunden, der die Taktfrequenz einerseits durch den Faktor 2 teilt und mit dieser durch zwei geteilten Taktfrequenz den Umschalter 8 und das Schieberegister 13 versorgt und andererseits durch den Faktor 4 teilt und mit dieser Frequenz die Magnetsteuerschaltung 4 versorgt. Bei Auf­ treten eines Taktimpulses dreht die Magnetsteuerschaltung 4 das Magnetfeld in der Spule 2 um und der Simulations­ signalgenerator 7 wechselt von einem ersten vorbestimmten Wert auf einen zweiten vorbestimmten Wert und umgekehrt. Der Umschalter 8 schaltet zwischen der Meßgröße und der Simulationsgröße um. Der Taktgenerator 25 ist wei­ terhin mit einem Impulsformer 27 verbunden, der bei jeder ansteigenden Flanke des Taktsignals einen Impuls erzeugt, der den Integrator 12 auf seinen Ausgangswert zurücksetzt.

Fig. 2 zeigt den Aufbau des Integrators 12 und der Sum­ mationsschaltung 20. Das von den Elektroden 3 kommende Signal wird im Verstärker 5 verstärkt, dessen Verstär­ kungsfaktor durch eine Impedanz Z von außen einstellbar sein kann. Über die Endwertwahlschaltung 38 gelangt das Ausgangssignal des Verstärkers 5 zu dem Umschalter 8, der durch einen Multiplexer gebildet werden kann.

Der mit dem Ausgang des Umschalters 8 verbundene Inte­ grator wird durch einen Operationsverstärker 28, einen Widerstand R und einen Kondensator C gebildet. Bei Auf­ treten eines Resetimpulses von der Impulsformerschaltung 27 wird der Kondensator C kurz geschlossen, wobei der Ausgangswert des Integrators auf Null gesetzt wird. Das frequenzabhängige Dämpfungsglied 11 ist aus Gründen der Übersicht in Fig. 2 weggelassen.

Das Schieberegister 13 schiebt bei jedem Taktimpuls am Eingang 37 den Inhalt der Speicherstellen um eins weiter nach rechts. In der Speicherstelle 14 wird dabei der augenblickliche Ausgangswert des Integrators 12 festgehalten. Der Ausgang der ersten Speicherstelle 14 und der Ausgang der fünften Speicherstelle 18 sind über Widerstände R mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 29 verbunden, in dessen Rückfüh­ rungszweig ein gleichgroßer Widerstand R angeordnet ist. Der Ausgang der dritten Speicherstelle 16 ist über einen gleichen Widerstand R mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 29 verbunden. Zwischen dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstär­ kers 29 und Masse ist ein doppelt so großer Widerstand 22 angeordnet. Dadurch wird eine Summationschaltung realisiert, die vom zweifachen des Inhalts der dritten Speicherstelle 16 die Summe der Inhalte der ersten Spei­ cherstelle 14 und der fünften Speicherstelle 18 abzieht. Wenn die erste, dritte und fünfte Speicherstelle 14, 16 und 18 die Meß- bzw. Simulationsgröße speichert, speichert die zweite und die vierte Speicherstelle 15 und 17 jeweils die Simulations- bzw. Meßgröße. Durch die Summationsschaltung 20 werden also immer nur Größen der gleichen Art miteinander verknüpft.

Fig. 3 zeigt eine einfache Ausführungsform eines Simu­ lationssignalgenerators. Eine Referenzspannungsquelle 35 ist über einen Spannungsteiler R 1, R 2 mit Masse ver­ bunden. Über den zweiten Widerstand R 2 wird die Simula­ tionsgröße abgegriffen. Dazu schaltet ein Umschalter 36 den Simulationssignalgeneratorausgang zwischen dem Verbindungspunkt zwischen R 1 und R 2 und Masse hin und; her. Die Simulationsgröße ist danach ein Rechtecksignal, dessen beiden Werte beispielsweise 0 V und 5 mV betragen. Es ist natürlich auch denkbar, den Simulationssignal­ generator so aufzubauen, daß die Simulationsgröße syme- trisch zur Nullachse verteilt ist. Dies ist aber unerheb­ lich, da durch die dem Integrator 12 folgende Summations­ schaltung 20 eine Offsetspannung eliminiert wird und lediglich die Differenz zwischen den beiden Werten der Simulationsgröße eine Rolle spielen.

Fig. 4 zeigt einige Funktionsverläufe von Signalen aus Fig. 1 und 2. In Fig. 1 sind die die jeweiligen Signale führenden Leitungen mit den Buchstaben der entsprechenden Zeilen bezeichnet.

Der Taktgenerator 25 erzeugt erste Taktimpulse, die in Fig. 4a gezeigt sind. Aus diesem Taktsignal werden im Impulsformer 27 die Resetimpulse (Fig. 4e) erzeugt, die bei jeder ansteigenden Flanke des Taktimpulses ge­ bildet werden. Ein zweiter Taktimpuls (Fig. 4b) hat die halbe Taktfrequenz, wie die ersten Taktimpulse a. Das Simulationssignal (Fig. 4c) ist in der vorliegenden Ausführung als eine positive Rechteckspannung ausgebil­ det, die mit der Meßgröße (Fig. 4d) synchron ist. Fig. 4f zeigt die Ausgangsspannung des Integrators. Fig. 4g zeigt die Ausgangsspannung der Summationsschaltung 20. Diese ist abschnittsweise konstant, weil die Spei­ cherstellen 14 bis 18 des Schieberegisters 13 zu einem bestimmten Zeitpunkt den Ausgangswert des Integrators 12 festhalten und erst beim Auftreten eines neuen Takt­ impulses verändert werden. Fig. 4h zeigt den Ausgang des Dual-Slope-Integrators und Fig. 4i zeigt die breiten­ modulierten Impulse, die dem Mikroprozessor 24 zugeführt werden.

In der ersten 1/4-Periode ist der Integrator 12 über den Schalter 8 mit dem Simulationssignalgenerator 7 verbunden. Die hohe, positive Simulationsgröße (Fig. 4c) in dieser 1/4-Periode läßt die Integratorausgangs­ spannung auf einen relativ hohen Wert ansteigen, bis der Integrator durch den Resetimpuls (Fig. 4e) wieder auf Null gesetzt wird. In der nächsten 1/4-Periode ist der Integrator 12 über den Schalter 8 mit der Meßgröße (Fig. 4d) verbunden. Der Wert dieser Größe ist in dem gezeigten Beispiel ein kleinerer positiver Wert als die vorgehende Simulationsgröße und läßt den Integrator 12 auf eine relativ kleine Spannung steigen bis die Spannung vom Resetimpuls (Fig. 4e) wieder auf Null ge­ setzt wird. In der folgenden 1/4-Periode ist der Integra­ tor wieder mit dem Simulationssignalgenerator 7 verbun­ den, der jetzt eine niedrige positive Spannung abgibt, was wieder eine relativ kleine positive Spannung am Integratorausgang verursacht. In der letzten 1/4-Periode ist der Integrator 12 wieder mit der Meßgröße verbunden, die wegen eines im Gegensatz zur zweiten 1/4-Periode umgedrehten Magnetfeldes jetzt negativ ist, so daß der Ausgangswert des Integrators 12 auf einen negativen Wert ansteigt. Die hier gezeigte Ausgangsspannung (Fig. 4f) des Integrators 12 geht von einem nicht-inver­ tierenden Integrator aus. Bei der Anwendung des in Fig. 2 gezeigten Umkehrintegrators haben die Ausgangswerte des Integrators das umgekehrte Vorzeichen. Die in Fig. 4d gezeigte Meßgröße ist eine ideale Meßspannung ohne Störspannungen oder Verschiebung des Gleichstromniveaus. Dem tatsächlichen Meßsignal ist jedoch immer eine Stör­ spannung überlagert, die um das Tausendfache größer sein kann als die eigentliche Meßspannung. Aus diesem Grund ist das gezeigte Integratorsignal (Fig. 4f) auch eine idealisierte Darstellung. In der Praxis treten wesentliche größere Spannungsunterschiede zwischen den einzelnen Spannungen auf. Deshalb kann dieses Integrator­ signal auch nicht direkt in ein digitales Signal umge­ wandelt werden, ohne daß ein wichtiger Teil der Infor­ mation bei der Analog/Digital-Wandlung verloren geht.

Jedesmal dann, wenn der Umschalter 8 umgeschaltet wird, wird der Integrator 12 durch einen Resetimpuls wieder auf Null zurückgesetzt. Gleichzeitig wird der erreichte Ausgangswert des Integrators 12 in der ersten Speicher­ stelle 14 des Schieberegisters 13 gespeichert, während die bisherigen Speicherinhalte um eine Speicherstelle weiter nach rechts verschoben werden. An der Summations­ schaltung 20 liegen also nur Werte an, die über eine halbe Schaltperiode des Umschalters 8 konstant sind. Der Dual-Slope-Integrator 23 integriert die Ausgangsspan­ nung der Summationsschaltung 20 über die Hälfte dieses Zeitraumes auf. Am Ende dieses Zeitraums schaltet der zweite Umschalter 21 um, worauf hin der Integrator mit einer konstanten Spannung des Referenzsignalgenerators 22 eine abfallende Spannung erzeugt. Der Zeitraum, wäh­ rend dessen der Integrator 23 seine abfallende Flanke erzeugt, ist ein Maß für die Breite des Impulses, der am Ausgang des Pulsbreitenmodulators 23 erscheint. Je niedriger die Eingangsspannung des Dual-Slope-Integrat;ors war, desto weniger Zeit benötigt die Spannung des Refe­ renzsignalgenerators 22, um die Ausgangsspannung des Integrators wieder auf Null zurückzubringen und desto schmaler wird der Impuls am Ausgang des Pulsbreitenmo­ dulators 23.

Die Impulse mit unterschiedlichen Breiten werden dem Mikroprozessor 24 zugeführt, der den Durchfluß aus dem Quotienten der Differenz der Breite des Impulses W 4 und der Breite des Impulses W 2 und der Differenz aus der Breite des Impulses W 3 und der Breite des Impulses W 1 bestimmt. Dieser Quotient muß lediglich mit einer Konstanten multipliziert werden, um den wahren Durchfluß zu ermitteln.

Der Durchflußmesser von Fig. 1 wird mit einer konstanten Taktfrequenz des Taktgenerators 25 betrieben. Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform der Taktimpulserzeu­ gungsschaltung 10. Hierbei wird der Takt des Taktgene­ rators 25 nicht über einen festen Teiler 26 geleitet, sondern über einen Teiler 30 zu einer Auswahlschaltung 31 geführt. Der Teiler 30, der beispielsweise durch einen Schaltkreis CMOS 4520 realisiert werden kann, teilt die Taktfrequenz durch zwei, durch vier und durch acht. Der Auswahlschaltung 31, die beispielsweise durch einen Multiplexer CMOS 4052 realisiert werden kann, werden also vier Taktsignale zugeführt, deren Frequenzen im Verhältnis 1 : 2 : 4 : 8 stehen. Über die Größen A ₀ und A ₁ kann man auswählen, welche Frequenz am Ausgang Q erscheinen soll. Damit läßt sich die Umschaltfrequenz des Schalters 8 und damit die Periodendauer der Magnet­ steuerschaltung und des Simulationssignalgenerators verschiedenen Erfordernissen anpassen. Die gewählte Frequenz wird dabei durch die beiden Größen A ₀ und A ₁ bestimmt. Wenn beide Größen Null sind, gelangt die Fre­ quenz des Ausgangssignals CP des Taktgenerators 25 direkt zum Ausgang Q der Auswahlschaltung 31. Für A ₀=1 A ₁=0 wird die Frequenz halbiert, für A ₀=0 und A ₁=1 wird sie geviertelt und, wenn beide Größen 1 sind, wird sie durch 8 dividiert. Das Signal Q wird direkt in den Impulsformer 27 eingespeist, der bei jeder ansteigenden Flanke des Signals Q ein Resetsignal R erzeugt. Das Signal Q wird weiterhin in einem Teiler 32 halbiert. Das Ausgangssig­ nal Q/2 wird dem Umschalter 8 zugeführt. Der Teiler 32 teilt das Signal Q ebenfalls durch den Faktor 4 und führt das Ausgangssignal Q/4 der Magnetsteuerschaltung 4 zu.

Die verschiedenen Taktfrequenzen, die so ausgewählt werden können, ermöglichen, daß verschiedene Werte für die Magnetisierungsfrequenzen verwendet werden können, um damit die Zeitkonstanten des Meßgeräts zu ändern. Da die Simulationsfrequenz der Magnetisierungsfrequenz angepaßt sein soll, läßt sich auf diese Weise der Betrieb der Meßvorrichtung auch für verschiedene Magnetisierungs­ frequenzen sicherstellen.

Im Gegensatz zur Schaltung der Fig. 1 und dem Signal­ verlauf der Fig. 4, wo die Simulationsgröße jeweils über eine halbe Periode konstant blieb, wird der Simu­ lationssignalgenerator 7 im vorliegenden Ausführungsbei­ spiel anders gesteuert. Da die Simulationsgröße nur in jeder ersten und dritten 1/4-Periode abgetastet wird, kann das Simulationssignal auch eine Pulsbreite von nur 1/4-Periode mit einem Wert und von 3/4-Perioden mit einem anderen Wert haben. Beispielsweise kann über 1/4-Periode das in Fig. 3 gezeigte Signal von 5 mV er­ zeugt werden, während über 3/4 der Periode der Wert 0 V erzeugt wird. Für die Durchflußberechnung macht es im Prinzip keinen Unterschied, ob die Simulationsgröße mit der Meßgröße phasengleich ist oder um 180° phasen­ verschoben ist. Zur Erzeugung dieses Simulationssteuer­ signals wird im Teiler 32 nicht nur das Signal Q/4 er­ zeugt, sondern auch das dazu inverse Signal Q/4. Durch eine Logikschaltung 33 wird dann ein Signal erzeugt, daß dem Signal U entspricht, bei dem jeder zweite Impuls weggelassen ist. Für ein mit dem Magnetsteuersignal M phasengleiches Signal wird dabei einer der beiden Ausgangsleitungen des Gatters 33 verwendet, während für den anderen Fall die andere Leitung verwendet wird. Welches Signal letztendlich verwendet wird, wird in der Auswahlschaltung 34 bestimmt und zwar in Abhängig­ keit von einer Größe A ₂.

Fig. 6 zeigt die Signalverläufe des Magnetsteuersignals M und des Umschaltersteuersignals U für vier verschie­ dene Betriebsarten und des Simulationssteuersignals S und des Reset-Signals R für zwei verschiedene Betriebs­ arten.

Für den Fall A ₂=0 ist das Simulationssteuersignal S phasengleich mit dem Magnetsteuersignal M. Für A ₂=1 ist es um 180° phasenverschoben. Es kann nämlich das Problem auftreten, daß das Simulationssteuersignal und die Simulationsgröße die Elektrodenanordnung oder den Integrator beeinflussen. Wenn man die Simulatorsteuerung mit A ₂=0 benutzt, bedeutet dies, das hauptsächlich die positive Durchfluß-Meßperiode beeinflußt wird, während mit der anderen Betriebsart (A ₂=1) hauptsächlich die negative Meßperiode beeinflußt wird. Um diesen Fehler zu eliminieren, wird periodisch zwischen den beiden möglichen Simulatorsteuerungen gewechselt, so daß sich mögliche Fehlerbeiträge gegeneinander aufheben.

Claims (23)

1. Verfahren zur magnetisch-induktiven Durchflußmessung, bei dem eine durch ein periodisch alternierendes, abschnittsweise konstantes Magnetfeld erzeugte Meß­ größe in einem Abschnitt jeder Halbperiode verarbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine abschnitts­ weise konstante Simulationsgröße so erzeugt wird, daß sie sich synchron zum Magnetfeld ändert und in einem weiteren Abschnitt jeder Halbperiode wechsel­ weise mit der Meßgröße auf die gleiche Weise wie die Meßgröße zu Ausgangswerten verarbeitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßgröße oder ihr Ausgangswert mit der Simu­ lationsgröße oder ihrem Ausgangswert verglichen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß Meß- und Simulationsgröße nach der Verar­ beitung verglichen werden.

4. Verfahren zur magnetisch-induktiven Durchflußmessung, bei dem eine durch ein periodisch alternierendes, abschnittsweise konstantes Magnetfeld erzeugte Meß­ größe in einem Abschnitt jeder Halbperiode verarbeitet wird, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Meßgröße und gegebenenfalls der Simulationsgröße seriell in hintereinander angeordne­ ten Speicherstellen gespeichert werden, wobei bei Erzeugung eines neuen Ausgangswertes der Meß- bzw. Simulationsgröße die vorhandenen Ausgangswerte in der jeweils nächsten Speicherstelle gespeichert werden und die Auswertung unter Verwendung des Inhalts min­ destens zweier Speicherstellen erfolgt.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangswerte der Meßgröße und der Simulationsgröße jeweils getrennt aus den Speicherstellen ausgelesen und verarbeitet werden.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens drei aufeinanderfol­ gende Ausgangswerte der Meß- bzw. Simulationsgröße gespeichert und dann zusammen verarbeitet werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Verarbeitungsgröße aus der Differenz zwischen dem zweifachen des zweiten Ausgangswertes und der Summe des ersten und dritten Ausgangswertes gebildet wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeich­ net, daß die Durchflußrate proportional zum Verhält­ nis der Verarbeitungsgröße aus Ausgangswerten der Meßgröße und der Verarbeitungsgröße aus Ausgangswer­ ten der Simulationsgröße gebildet wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Verarbeitungsgröße brei­ ten modulierte Impulse gewonnen werden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchflußrate mit Hilfe von vier aufeinander­ folgenden Impulsen gebildet wird, wobei die Durch­ flußrate proportional zum Quotienten aus der Puls­ breiten-Differenz des zweiten und vierten Impulses und der Pulsbreiten-Differenz des ersten und dritten Impulses ist.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Simulationsgröße über einen ersten Abschnitt, der größer als die halbe Perioden­ dauer ist, einen konstanten ersten Eingangswert und über einen zweiten Abschnitt, der kleiner als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten zweiten Eingangswert annimmt, wobei der Wechsel zwischen den beiden Eingangswerten zwischen einer Meßsignal- und einer Simulationssignalmeßperiode liegt.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Eingangswert des Simulationsgröße periodisch wechselnd entweder in der ersten oder in der zweiten Periodenhälfte erzeugt wird.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangswert der Simulations­ größe mit einem Sollwert verglichen wird.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer vorgegebenen Abweichung des Ausgangs­ wertes der Simulationsgröße vom Sollwert ein Alarm ausgelöst wird.

15. Magnetisch-induktiver Durchflußmesser, insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem der An­ sprüche 1 bis 14, mit einer ein Magnetfeld erzeugen­ den Spule, einer mit der Spule verbundenen Magnet­ feldsteuerschaltung, einer etwa senkrecht zu dem Magnetfeld und zur Durchflußrichtung angeordneten Elektrodenanordnung, einem mit der Elektrodenanord­ nung verbundenen Verstärker und einer Auswerteschal­ tung, dadurch gekennzeichnet, daß ein Simulationssig­ nalgenerator (7) zur Erzeugung einer Simulationsgröße vorgesehen ist, der mit einem Eingang eines Umschal­ ters (8) verbunden ist, der Verstärker (5) mit dem anderen Eingang des Umschalters (8) verbunden ist und der Ausgang des Umschalters (8) mit der Auswerte­ schaltung (9) verbunden ist.

16. Durchflußmesser nach Anspruch 15, dadurch gekenn­ zeichnet, daß ein Taktgenerator (25) vorgesehen ist, der die Magnetfeldsteuerschaltung (4) und den Simulationssignalgenerator (7) mit ersten Impulsen einer ersten Taktfrequenz und den Umschalter (8) mit zweiten Impulsen einer doppelt so hohen zweiten Taktfrequenz versorgt, wobei bei Auftreten eines Taktimpulses die Magnetfeldsteuerschaltung (4) die Richtung des Magnetfeldes umdreht, der Simulations­ signalgenerator (7) die Simulationsgröße zwischen einem vorbestimmten ersten Eingangswert und einem vorbestimmten zweiten Eingangswert wechselt und der Umschalter (8) umschaltet.

17. Durchflußmesser nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (9) einen mit dem Ausgang des Umschalters (8) verbundenen Integrator (12) aufweist, der von jeder negativen und jeder positiven Flanke der zweiten Taktimpulse auf seinen Ausgangswert zurückgesetzt wird.

18. Durchflußmesser nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Auswerteschaltung (9) ein frequenz­ abhängiges Dämpfungsglied (11) aufweist, das zwischen dem Ausgang des Umschalters (8) und dem Eingang des Integrators (12) angeordnet ist.

19. Durchflußmesser nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (9) ein Schieberegister (13) mit mindestens zwei Speicherstellen (14 bis 18) aufweist, das mit dem Ausgang des Integrators (12) verbunden ist, bei Auftreten der zweiten Impulse den aktuellen Wert des Integratorausgangs in der ersten Speicherstelle (14) speichert und den bisherigen Inhalt aller Spei­ cherstellen (14-18) um eine Speicherstelle (14-18) weiterschiebt.

20. Durchflußmesser nach Anspruch 19, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Schieberegister (13) fünf Speicher­ stellen (14-18) aufweist.

21. Durchflußmesser nach Anspruch 20, dadurch gekenn­ zeichnet, daß eine Summationsschaltung (20) mit dem Schieberegister (13) verbunden ist, die die Differenz zwischen der Summe des Inhalts der ersten (14) und fünften (18) Speicherstelle und dem doppel­ ten des Inhalts der dritten Speicherstelle (16) bildet.

22. Durchflußmesser nach einem der Ansprüche 17 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (9) eine Pulsbreiten-Modulationseinrichtung (21- 23) aufweist, die aus aus Ausgangswerten des Integra­ tors (12) gewonnen Größen Auswerteimpulse mit von den Größen abhängigen Breiten bildet.

23. Durchflußmesser nach Anspruch 22, gekennzeichnet durch eine Recheneinrichtung (24), die die Auswerte­ impulse in Vierergruppen zusammengefaßt und den Durchfluß proportional zum Quotienten aus der Diffe­ renz der Breiten des zweiten und des vierten Impulses und der Differenz der Breiten des ersten und des dritten Impulses bildet.