DE2350083C2

DE2350083C2 - Schaltungsanordnung zur Umformung eines durch einen Fühler erfaßten Meßwertes

Info

Publication number: DE2350083C2
Application number: DE2350083A
Authority: DE
Inventors: Nobuo Inagi Tokio/Tokyo Takeuchi; Masaaki Kawasaki Kanagawa Togo
Original assignee: Azbil Corp
Current assignee: Azbil Corp
Priority date: 1972-10-09
Filing date: 1973-10-05
Publication date: 1984-07-12
Also published as: US3905229A; JPS5330343B2; JPS4960255A; GB1419340A; DE2350083A1

Description

nein: Atisgüngssignal />, stehl an der Klemme 5 zur Wei ■ crvcraHieiliing zur Verfügung.

Hin tenipcraturempfindlicher Widersland 6, beispielsweise ein Platin-Meßwiderstand, ist derart angeordnet, daß er die Temperatur des Stoffes, dessen Durchflußrnenge zu messen ist, annimmt. Ein Platin-Meßwiderstand wird bevorzugt wegen seiner größeren Genauigkeit im Vergleich zu Nickcl-Meßwiderständen und außerdem wegen seines chemisch inerten Verhaltens. Der temperaturabhängige Widerstand 6 bildet zusammen mit einer Kompensationsschaltung 7 und einer Vorspannungseinstellvorrichlung 8 einen /]R/U-\Jm!oniicr, welcher Widerstandsänderungen des temperaturabhängigen Widerstands 6 in eine entsprechende elektrische Spannung F₉ umformt und diese der Eingangsklemme 9 eines A/D-Umsetzers zuleitet. Dieser Analog/Digital-Umsetzer leitet aus dem analogen Eingangssignal & ein digitales Atisgangssignal Ew ab, welches im Multiplizierer 2, 4 mit der vom Durchsatzvolumen abhängigen Impulsfolge £Ί multipliziert und auf diese Weise ein temperaturkompensiertes dem Massedurchsatz proportionales Ausgangssignal Ej erzeugt wird. Da in chemischen Prozessen die Änderung der Prozeßgrößen einschließlich der Temperatur der strömenden Stoffe relativ langsam vor sich geht, kann für die vorliegenden Zwecke ein integrierender A/D-Umset/.er verwendet werden, welcher den Vorteil hat, periodische Störungen gut zu unterdrücken. Im gezeigten Ausführungsbeispiel weist der integrierende A/D-Umsetzer eine Integricrschaltung 10 mit einem Widerstand und einen Kondensator sowie einen Gleichstromverstärker hohen Verstärkungsgrades auf. Dem Integrator 10 zugeordnet sind drei elektronische Schalter 11,12 und 13, von denen der Schalter 11 das Eingangssignal En an den Eingang des Integrators 10 legt. Der Schalter 12 verbindet den Integratoreingang mit einer ein Bezugssignal £14 erzeugenden Signalquelle 14, während der Schalter 13 der Rückstellung des Integrators dient. Ein Polaritätsdetektor 15 vergleicht das Ausgangssignal Eiodes Integrators mit einer Bezugsspannung. Die Steuerschaltung 16 steuert einerseits die elektronischen Schalter 11, 12 und 13 und andererseits einen Zählimpulsgeber 17 sowie eine Verriegelungssteuerschaltung 18. Ferner ist zwischen die Steuerschaltung 16 und eine Rückstellschaltung 20 eine Zeitbegrenzungsschaltung 19 eingeschaltet, welche eine Zeitverzögerung bewirkt.

Das Auslöse- oder Rückstellsignal £2» gelangt vom Ausgang der Rückstellschaltung 20 zur Steuerschaltung 16 sowie zu einem Zähler 21, welcher die Ausgangsimpulse des Zählimpulsgebers 17 zählt.

Ein Impulsgenerator 22 erzeugt ein Signal für die Umschaltung des Integrators 10 von der Integration des Eingangssignals E* einerseits auf die Integration des Bezugssignals E)A andererseits. Weiterhin ist eine zweite Zeitbegrenzungsschaltung 23 vorhanden. Der Zählerstand des Zählers 21 wird unter dem Einfluß eines Steuersignals der Verriegelungssteuerschaltung 18 mittels eines Auffangzählers 24 abgetastet und einerseits über die Klemme 19 dem Multiplizierer 2, 4 und andererseits der Ausgangsklemme 26 zugeleitet. An letztere kann ein nicht dargestelltes externes Gerät, beispielsweise eine Anzeigevorrichtung für den Korrekturfaktor, angeschlossen werden.

Zur Erläuterung der Betriebsweise der bisher beschriebenen Schaltung wird zusätzlich auf F- i g. 5 Bezug genommen. Zur Vereinfachung der Erklärung ist unter anderem angenommen, daß die Temperatur des strömi'nden Stoffes sich wahrend einer Inlegrutionsperiode des Integrators 10 nicht ändert und somit wiihrcnd dieser /.eil das Signal /:'., konstant bleibt.

In I' i g. ¹S zeigt der obere Kiirven/.ug das Kückslellsignal Lm am Ausgang der Rüekslell- oder Auslöscschallung 20. Der zweite Kurvenzug gibt das Eingangssignal Eh des A/D-Umsetzers wieder. Die dritte Kurve entspricht der Bezugsspannung Fu. während der darunterliegende Kurvenzug das Ausgangssignal E\u des Integrators 10 darstellt. Alle Kurvenzüge sind auf eine gemeinsame Zeitachse bezogen. Sobald die Auslöse- und Rückstellschaltung 20 ein Ausgangssignal erzeugt, werden der Schalter 11 geschlossen und die Schalter 12 und 13 geöffnet. Mit dem Schließen des Schalters 11 beginnt die integration und die Umwandlung des analogen Eingangssignals F₄ in ein digitales Ausgangssignal. Das Eingangssignal Fq wird im Integrator 10 integriert. Das Schließen des Schalters 11 erfolgt auf Grund eines Steuersignals aus der Steuerschaltung 16. Letztere stößt ferner die Rückstellschaltung 20 an, welche den Zähler 21 auf einen vorgegebenen Zählerstand einstellt. Die Integration des Eingangssignal: Ej erfolgt während der Zeitspanne Ti in Fi g. 5. Der Zählimpulsgeber 17 wird gleichzeitig von der Steuerschaltung 16 eingeschaltet und schaltet den Zähler 21 schriitweise weiter. Dieser

2·; Zählwcrt bestimmt die Integrationsdauer für das Eingangssignal /i). Das Ausgangssignal Fm des Integrators 10 ändert sich längs einer abfallenden Linie. Sobald der Zählerstand des Zählers 21 den Wert »0« erreicht, wird dieser Zustand vom Schaltimpulsgenerator 22 festgestellt, woraufhin dieser Impulsgenerator einen Impuls an die Steuerschaltung 16 abgibt, welche ihrerseits den Schaher 11 öffnet und den Schalter 12 schließt. Hierdurch wird anstelle der Ausgangsspannung E^ des AR/ IV-Umformers die Bezugsspannung Fn an den Eingang

3") des Integrators 10 gelegt. Diese hat im Vergleich zur Spannung Ei entgegengesetzte Polarität, so daß während der Zeitspanne Γ; die Ausgangsspannung E10 des Integrators längs einer steigenden Linie verläuft. Während dieser Zeit bleibt der Schalter 13 geöffnet. Während der Integrationsdauer 7"> des Bezugssignals Fh steigt die Ausgangsspannung Fio des Integrators 10 bis zum Erreichen des Wertes »0« oder eines anderen Bezugswertes an. Die Zeitspanne Ti von der Einschaltung des Bezugssignals En bis zum Erreichen des Nulldurchgangs der Spannung Eui ist dem Zeitintegral der Eingangsspannung Ei über seine Integrationsdauer 7"i proportional. Während der Zeitspanne T2 zählt der Zähler 2i die ihm vom Zählimpulsgeber 17 zugeführten Impulse. Der Zählerstand zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs

% des Signals Fm stellt den dem analogen Eingangssignal Em entsprechenden Digitalwert dar. Der Nulldurchgang des Signals Fm wird vom Polarilätsdctcktor 15 festgestellt, welcher hierauf die Steuerschaltung 16 anstößt, so daß diese den Schalter 12 öffnet und den Schalter 13 schließt, während gleichzeitig die Verriegelungssteuerschaltung 18 den Auffangzähler 24 einschaltet, derart, daß dieser den Zählerstand des Zählers 21 aufnimmt und speichert. Gleichzeitig schaltet die Steuerschaltung 16 den Zählimpulsgeber 17 ab, wie dies im Kurvenzug

W) Fi7 in F i g. 5 dargestellt ist. Außerdem wird die Zeitbegrenzungsschaltung 19 eingeschaltet, so daß nach einer vorgegebenen Zeitspanne Tc nach dem Nulldurchgang des jigniils Em die Rückstellschaltung 20 erneut eingeschaltet wird und ein Signal Eo erzeugt. Damit beginnt

6". der nächste A/D-Umwandlungszyklus. Diese Schaltfolge wird mit hoher Folgegeschwindigkeil wiederholt, um eine möglichst genaue Bestimmung des Temperaturkorrekturl'aktors /11 erreichen. Ein Kurvcnzug Fi 1 in F i g. 5

zeigt das Anwachsen des Zählerstandes im Zähler 21 nur schematisch in Form einer ansteigenden Linie. In Wirklichkeit erfolgt die Fortschaltung des Zählers schrittweise, also gemäß einer Treppenkurvc. Während der Verzögerungszeit Tc behält der Zähler 21 seinen Zählerstand bei Er wird anschließend durch das Rückstellsignal £_>» zurückgestellt. Der die Übernahme des Zählerstandes des Zählers 21 in den Auffangzähler 24 bewirkende Ausgangsimpuls Ew der Vcrricgclungssteuerschaltung 18 ist im vorletzten Kurvenzug in F i g. 5 wiedergegeben. Der letzte Kurvenzug Ew zeigt den Betrag des Digitalwertes des im Auflangzähler 24 auch während der nachfolgenden Abtastperiode gespeichert bleibenden Temperaturkorrekturfaktors £m. Mit diesem Wert wird im Multiplizierer 2, 4 das volumenmäßige Durchsatzsignal E₁ so lange multipliziert, bis nach Ablauf der Zeitspanne (T₁ + T\ + T₂) ein neuer Wert für den Temperaturkorrekturfaktor £m vorliegt. Der temperaturkorrigierte, z. B. auf eine Bezugstemperatur von 15⁰C bezogene Durchsatzwert steht an der Ausgangsklemme 5 zur Verfugung.

Eine zweite Zeitbegrenzungsschaltung 2.3 hält den Zählimpulsgenerator 17 an, falls die Integrationsperiode T₂ sich infolge irgendwelcher anormaler Zustände über die normale Zeitspanne erstrecken sollte, während der der Zähler 21 seinen vollen Zählerstand erreicht.

Der den temperaturabhängigen Widerstand 6, die Kompensationsschaltung 7 sowie die Vorgabeschaltung 8 umfassende AR/U-Umformer ist derart ausgestaltet, daß er zugleich die nichtlineare Abhängigkeit zwischen der Widerstandsänderung des Fühlerwiderstandcs 6 und der Temperatur des gemessenen Stoffes kompensiert und dadurch ein analoges Ausgangssignal Et liefert, welches mit großer Genauigkeit dem erforderlichen Temperaturkorrekturfaktor Em entspricht. Der Aufbau eines bevorzugten Ausführungsbeispiels für einen solchen ^Ä/LZ-Umformer wird nachstehend anhand von Fi g. 6 erläutert. Der temperaturabhängige Widerstand 6 ist zwischen den Kollektor eines Transistors 26 und eine Bezugsleitung 27 eingeschaltet. Ein Widerstand 28 für die Nullpunkteinstellung ist mit seinem einen Ende an den Kollektor eines Transistors 29 und mit seinem anderen Ende über einen Widerstand 30 ebenfalls an Bezugspotential 27 geführt. Die Emitter beider Transistoren 26 und 29 stehen über Widerstände 31 bzw. 32 mit dem einen Ende eines Rückkopplungswiderstandes 33 in Verbindung, dessen anderes Ende an eine positive .Spannungsquelle + B geführt ist. Die Basiselektroden beider Transistoren sind über die Reihenschaltung einer Diode 35 und einer Zenerdiode 36 an die mit der Klemme + ö verbundene Leitung 34 angeschlossen sowie über einen Widerstand 45 an die Leitung 27. Die Transistoren 26 und 29 bilden zusammen mit den Widerständen 31,32,33, der Diode 35 und der Zenerdiode 36 zwei einstellbare Konstantstromquellen praktisch gleicher Kennlinie. Diese Stromquellen erzeugen Ausgangsströme, welche den Stromänderungen im Rückkopplungswiderstand 33 proportional sind.

Ein Operationverstärker 37, vorzugsweise in Form einer integrierten Schaltung, ist mit Widerständen 38, 39, 40 und 46 beschaltet. Das Ausgangssignal des Verstärkers 37 gelangt zur Basis des Transistors 41. dessen Kollektor über den Rückkopplungswiderstand 33 ebenfalls an die Spannungsquelle + B angeschlossen ist. Sein Emitter steht über einen Bereichseinsteller 42 in Form eines veränderbaren Widerstandes mit der Bezugsspannungsleiiung 27 in Verbindung. Von den Stromversorgungsklemmen + B und — B werden die Anschlüsse 43 und 44 des Operationsverstärkers mit den nötigen Spannungen versorgt.

Bei der gezeigten Schaltung wird die Spannung am icinperuiiirabhüngigcn Widerstände über einen Widerstand 38 dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 37 zugeführt, während die Nullpunktspannung vom Schleifer des Widerstands 28 abgegriffen wird und über einen Widerstand 40 zum nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers gelangt.

κι Dieser Eingang ist ferner über einen Widerstand 46 an das Bezugspotential angeschlossen. Die Nullpunkteinstellspannung ist derart gewählt, daß die Eingangsspannungsdifferenz, gleich Null ist am oberen Ende T,„,_n des Temperatureinstellbereichs (vgl. F i g. 3).

!5 In der nachfolgenden Erläuterung der Wirkungsweise isi davon ausgegangen, daß der Temperaturbereich zwischen einem unteren Temperaturgrenzwert T,„„, und einem oberen Temperaturgrenzwert T_nux liegt. Der Widerstandswert des Temperaturfühlers 6 beim unteren

:·ο Temperaturgrenzwert T„„_n ist mit R., bezeichnet, während sich für den Widerstandswert an der oberen Grenze 7"„_m des Temperaturbereiches der Wert R_s + y,„ ergibt. Der Einstellwiderstand 28 in F i g. 6 ist derart eingestellt, daß die Eingangsspannung e, für den Operationsverstärker 37 an der oberen Temperaturgrenze gleich Null ist. Dies wird als Nullpunkteinstellung bezeichnet. Der Widerstandswert des Temperaturfühlers 6 bei einer beliebigen Temperatur T innerhalb des genannten Temperaturbereichs (T„„„ < T < T,_mx) ergibt

so sich zu R·. + y, wobei y der Widerstandsänderung bei einer Temperaturdifferenz von θ entspricht, wobei θ = T — T„,in ist. Die Ausgangsströme der beiden erwähnten Konstantstromquellen können als praktisch gleich angeschen werden. Sie betragen

Λ bei der unteren Grenztemperatur T_mm

/, -I- /',„ beim oberen Temperaturgrenzwert T„,.-„

und

h + i bei der Temperatur T.

Die Eingangsspannung e, für den Operationsverstärker ergibt sich dann bei der Temperatur Tzu

e, = ('/- y,„) ■ (h

Der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers ist mit Av bezeichnet

K — ~

wobei /?i« und Rv, die Widerstandswerte der Widerstände 38 und 39 sind. Damit ergibt sich eine Ausgangsspannung e„ des Operationsverstärkers zu

e„

- Ke,

Unter der Annahme, daß der Verstärkungsgrad des Transistors 41 genügend hoch ist, beträgt der Kollektorstrom dieses Transistors bei der Temperatur T

wobei /?42 der Widerstandswert des Widerstands 42 ist. Dieser Kollektorstrom erzeugt am Rückkopplungswiderstand 33 einen Spannungsabfall, der eine Stromände-

rung in den zuvor erwähnten Konstanistromquellcn bewirkt, wobei ;„ = 0 bei c, = 0. Diese Beziehung kann grob angenähert werden als

/ = In

- k ■ R

worin k positiv und konstant ist und Rn den Widerstandswert des Rückkopplungswiderstandes 33 bedeutet.

Somit ergibt sich für die Ausgangsspannung e,, des Umformers aus den Gleichungen III, IV und V

= -"(y-Ym)

i-ß-R₃₃-(Y-Ym)

mit x=K (l_s + i_m) und β = k K/R_i2-

Die Gleichung Vl ist in F i g. 8 dargestellt. Der Verlauf der Ausgangsspannung e„ ist nach oben hin konvex gekrümmt bezogen auf die Widerstandsänderung γ des Temperaturfühlers 6. Bezeichnet man die Abweichung von der Linearität mit ε, so folgt

c =

NL-ML QR

2(2+ß-R₃₃-Yj

Diese Abweichung von der Linearität wächst mit zunehmender Größe des Rückkopplungswiderstandes 33 in positiver Richtung. Nimmt also der Widerstand des Temperaturfühlers 6 mit der Temperatur linear zu, beispielsweise gemäß der Linie 1 in F i g. 3, d. h., nach der Funktion

Y = -Sb. - 0 (VIII)

so hat der Verlauf der Ausgangsspannung c„ der durch Einsetzen dieser Gleichung bei der Temperatur θ in die Gleichung VI erhältlich ist, den gleichen nach oben hin konvexen nichtlinearen Verlauf wie die Kurve in F i g. 8. Durch Bemessung des Rückkopplungswiderstandes 33 derart, daß die Abweichung ε von der Linearität gleich ist der Linearitätsabweichung η des Temperaturkorrekturfaktors gemäß F i g. 2 und gegeben durch

NL-ML

sowie durch Einstellung der Vorspannungsquelle 8 entsprechend der vorgegebenen Bezugstemperattii-'ar den Temperaturkorrekturfaktor läßt sich eine Linearisierung der Eingangsspannung Ei₉ und damit eine lineare Abhängigkeit des Temperaturfaktors von der Temperatur erzielen.

F i g. 7 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des /JR/U-Vmiormers, welche sich von der Schaltung gemäß F i g. 6 im wesentlichen dadurch unterscheidet, daß die Emitter der beiden Transistoren 26 und 29 über die Widerstände 31 und 32 unmittelbar an die positive Versorgungsspannungsklemme +B angeschlossen sind, während ihre Basiselektroden über die Reihenschaltung von Diode 35 und Zenerdiode 36 mit dem Kollektor des Transistors 41 in Verbindung stehen, welche über den Rückkopplungswidcrstand 33 ebenfalls an die Klemme + B angeschlossen ist. Bei dieser Schaltung hat die Ausgangsspannung C₁, einen nach unten gekrümmten, also ^r, konkaven nichllinearen Verlauf der Widerstandsänderung entsprechend Fig. 9, so daß die Abweichung von der Linearität bei Vergrößerung des Rückkopplungswiderstandes 33 in negativer Richtung r'-höhi wird. Auch hier kann durch geeignete Bemessung des Rückkopp-

K) lungswiderstandes 33 eine Eingangsspannung E₁ abgeleitet werden, die genau dem Temperaturkompensationslaktor bei einer bestimmten vorgegebenen Bezugstemperatur entspricht (vgl. Fig. 2). Eiei Verwendung eines Platin-Meßwiderstandes ergibt sich eine Ab-

i^r> hängigkcit des Widerstandes gemäß Fig. 3. Selbst in diesem Fall kann durch geeignete Bemessung des Rüekkopplungswiderstandes 33 der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 oder 7 eine Linearisierung erreicht werden. Er wird so eingestellt, daß die Nichtlinearität des Umformers die Nichtlinearität der Widerstandsabhängigkeit von der Temperatur gerade kompensiert. Mit dem Einstellwiderstand 42 läßt sich eine hinsichtlich des Bereiches normierte Ausgangsspannung e'„ einstellen.
Während im gezeigten Ausführungsbeispiel die lntegrationszeitdauer 7Ί als konstante Zeitspanne solcher Dauer angegeben ist, welche zum Vollzählen des Zählers erforderlich ist, kann diese Zeitspanne auch durch einen in geeigneter Weise voreingestellten rückstellbaren Zähler vorgegeben werden. Die Schaltungsanordnung des JÄ/iV-Umformers erzeugt ein Eingangssignal Et, welches mit hoher Genauigkeit gegenüber der Nichtlinearität des temperaturabhängigen Widerstands kompensiert und der linearen Abweichung des Temperaturkorrekturfaktors angepaßt ist. Auf diese Weise kann man größere Temperaturbereiche einstellen. Da im z//?/(7-Umformer zur Umwandlung der Widerstandsänderungen in eine Spannung ein eingeprägter Strom verwendet wird, sind Fehler infolge von Leitungswiderständen beträchtlich verringert im Vergleich zu Schaltungen, bei denen die Umwandlung von einer Spannung ausgeht. Darüber hinaus kann die Bezugstemperatur leicht mit Hilfe des Vorspannungsgebers 8 eingestellt werden. Da die Schaltungsanordnung 4 eine Differenzierschaltung zum Differenzieren jedes Ausgangsimpulses des Impulszählers 21 sowie eine Torschaltung aufweist, welche den differenzierten Impuls sowie den Ausgangsimpuls des A/D-Umsetzers aufnimmt, ist es möglich, den Bereich des Korrekturfaktors ohne Verminderung der Genauigkeit auszudehnen, indem man die Anzahl der Bits des Zählers 21 sowie den Digitalwert entsprechend dem Eingangssignal des A/D-Umsetzers erhöht, so daß die Änderung und Einstellung des Bereiches leicht möglich ist. Der Multiplizierer besteht vorzugsweise aus einem integrierten Halbleilerschaltkreis. Ein für diese Zwecke verwendbarer Multiplizierer ist ferner in der DE-OS 15 24 294 beschrieben.

Die Temperaiurkompensationseinrichtung besteht aus einem ^.RZOUmformer, einem A/D-Umsetzer sowohl wie einem Multiplizierer. Mit dieser Einrichtung kann eine Temperaturkompensation für mehrere getrennte Durchflußmesser erzielt werden, und zwar auch dann, wenn die einzelnen Stoffe unterschiedliche Temperaturausdehnungskoeffizienten haben und sich ihr Volumen in Abhängigkeit von der Temperaturunterschieden ändert. Man kann für mehrere Durchflußmesser den gleichen A/D-Umsetzer und Multiplizierer einsetzen, indem man jedem Stoff bzw. Durchflußmesser einen getrennten *i/f/L/-Umformer zuordnet, und die

ψ- it

t ί

einzelnen JR/U-Umfovmer nacheinander gestaffelt an den A/D-Unisetzer anschließt und gleichzeitig die Ausgangssignale auf entsprechende Verbraucher oder Anzeigevorrichtungen umschaltet.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

H)

20

2^r>

40

bO

Claims

Patentansprüche:

!. Schaltungsanordnung zur Umformung eines durch einen Fühler erfaßten Meßwertes, insbesondere der durch einen temperaturabhängige Widerstand gemessenen Temperatur, in ein Gleichstromsignal unter Berücksichtigung der nichtlinearcn Charakteristik des Fühlers mit einem von einer glcichstromgespeisten Brückenschaltung angesteuerten Operationsverstärker, einer Kons'iantstromquelle zur Speisung der Brückenschallung und einer vom Ausgang des Operationsverstärkers gesteuerten Ausgangsschaltung, die über einen Rückkopplungswideistand auf die Brückenschaltung einwirkt, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Rückkopplungswiderstand (33) einerseits und den ersten bzw. zweiten an den Operationsverstärker (43) angeschlossenen Diagonalpunkt der Brückenschaltung andererseits je eine als Konstantstromquelle dienende Schaltungsanordnung (31, 26; 32, 29; 35, 36) eingeschaltet ist und daß ein Diagonalpunkt durch einen Einstellwiderstand (28) vergegeben ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die als Konstantstromquelle dienende Schaltungsanordnung jeweils Transistoren (26,29) mit in Reihe geschalteten Emitterwiderständen (31, 32) aufweist, und daß die Basiselektroden beider Transistoren miteinander verbunden sind und einerseits über einen Widerstand (45) mit dem Fußpunkt der Brückenschaltung und andererseits über die Reihenschaltung einer Diode (35) und einer Zenerdiode (36) mit der einen Stromversorgungsquelle ( + B) in Verbindung stehen, wobei der Rückkopplungswiderstand (33) mit den Emitterwiderständen (31,32) der beiden Transistoren in Reihe geschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die als Konstantstromquelle dienende Schaltungsanordnung jeweils Transistoren (26,29) mit in Reihe geschalteten Emitterwiderständen (31, 32) aufweist und daß die Basiselektroden beider Transistoren miteinander verbunden sind und einerseits über einen Widerstand (45) mit dem Fußpunkt der Brückenschaltung und andererseits über die Reihenschaltung einer Diode (35), einer Zenerdiode (36) und des Rückkopplungswiderstandes (33) mit der einen Stromversorgungsqucllc (+ B) in Verbindung stehen, wobei die Emitterwiderstände (31, 32) der beiden Transistoren unmittelbar an die Stromversorgungsquellc (+ B) angeschlossen sind.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Rückkopplungswidcrstand (33) die Kollektor-Emitter-Strecke eines weiteren Transistors (41) und ein Bereichseinstellwidcrstand (42) in Reihe geschallet sind, wobei der Transistor (41) an seiner Basis vom Ausgang des Operationsverstärkers (37) beaufschlagt wird.
5. Schaltungsanordnung nach Atispruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Widerstand (39) /wischen den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (37) und den Verbindungspunki von weiterem Transistor (41) mul Rm-ichsi.-insteilwiderstand (42) eingeschaltet ist.

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Gattungsbegriff des Anspruches 1.

Aus der DE-OS 20 15132 tet eine derartige Schaltungsanordnung bekanntgeworden, die der Umformung eines durch einen Fühler erfaßten Meßwertes, insbesondere der durch einen temperaturabhängige!! Widerstand gemessenen Temperatur, in ein Gleiehstromsignal dient. Die bekannte Schaltungsanordnung berücksichtigt hierbei die nichtlineare Charakteristik des Fühlers.

Zu diesem Zweck verwendet sie einen von einer gleichstromgespeisten Brückenschaltung angesteuerten Operationsverstärker, wobei eine Konstantstromquelle die Brückcnschaltung speist. Eine von dem Ausgang des Operationsverstärkers angesteuerte Ausgangsschallung wirkt über einen Rückkopplungswiderstand auf die Brückenschaltung ein. Der Aufbau der bekannten Schaltungsanordnung hat zur Folge, daß bei einer Widerstandsänderung in einem Zweig der Brückenschaltung eine Unsymmetrie bezüglich der durch die Zweige der Brückenschaltung fließenden Ströme entsteht. Diese Unsymmetrie führt zu einer Aussteuerung des Operationsverstärkers, ohne daß diese Aussteuerung durch den Meßwert verursacht wäre.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß einerseits nur durch den Meßwert eine Aussteuerung des Operationsverstärkers erfolgt und zum anderen bei jeder vorgegebenen Temperatur ein Abgleich der Schaltungsanordnung erfolgen kann.

Die Lösung dieser Aufgabe gelingt gemäß der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Zur Erläuterung der Erfindung wird im folgenden auf die Zeichnungen Bezug genommen. Darin zeigen die

F i g. 1 und 2 grafische Darstellungen von Verlaufen des Volumenkorrekturfaktors eines Stoffes in Abhängigkeit von der Temperatur des Stoffes,

F i g. 3 die Abhängigkeit des Widerstandswertes eines temperaturabhängigen Widerstandes von der Temperatur.

F i g. 4 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung,
Fig.5 die Signalverläufe an verschiedenen Schaltungspunkten der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 4.

F i g. 6 ein Ausführungsbeispiel für einen eine Widerstandsänderung in ein Gleichstromsignal umsetzenden Meßwertumformer,
Fig. 7 eine abgewandelte Ausführungsform eines

V) Meßwerturnformers gemäß F i g. 6 und

Fig. 8 und 9 die Abhängigkeit der Ausgangsspannung der Meßwertumformer gemäß den Fig.6 und 7 von der Temperaturdifferenz bzw. der Widerstandsänderung.

Zunächst wird die Schaltungsanordnung gemäß Fig.4 beschrieben. Der Eingangsklemme 1 wird von einem Durchflußmesser ein tmpulsförmiges in seiner Itnpulsfolgefrequenz dem gemessenen volumenmäßigen Durchsatz proportionales Eingangssignal E\ zuge-

bO leitet. Es gelangt zu einem Impulszähler 2, welcher durch ein externes Rückstellsignal £j an der Klemme 3 zurückgestellt werden kann. Eine eine Differenzierschaltung und eine Torschaltung umfassende Schaltungsanordnung 4 bildet zusammen mit dem Zähler 2

hi einen Multiplizierer, der das über clic Klemme 1 zugclührte Durchflußsignal mit einem vom Eingang 19 des Multiplizierers ankommenden Temperaturkorrektursignal £'m multipliziert. Das durch Produktbildung gcwon-