DE2350083A1

DE2350083A1 - Schaltungsanordnung zum korrigieren des ausgangssignals einer messvorrichtung

Info

Publication number: DE2350083A1
Application number: DE19732350083
Authority: DE
Inventors: Nobuo Takeuchi; Masaaki Togo
Original assignee: Azbil Corp
Current assignee: Azbil Corp
Priority date: 1972-10-09
Filing date: 1973-10-05
Publication date: 1974-04-18
Also published as: JPS5330343B2; JPS4960255A; US3905229A; DE2350083C2; GB1419340A

Description

08-3540 Ge , ■ .4. Oktober 1973

YAMATAKE-HONEYWELL COMPANY LTD. Tokio, Japan

Schaltungsanordnung zum Korrigieren des Ausgangssignals

einer Meßvorrichtung

.Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Korrigieren des als Impulsfolge gegebenen Ausgangssignals einer Meßvorrichtung, z.B. eines Durchflußmessers, in Abhängigkeit von einer die Meßgröße beeinflussenden Störgröße, z.B. der Temperatur oder des Druckes.

In der industriellen Verfahrenstechnik müssen vielfach gasförmige, flüssige und/oder körnige bzw. pulverförmige Stoffe in ganz bestimmten Mengenverhältnissen gemischt werden. Zur Berechnung der erforderlichen Menge der einzelnen Komponenten wird üblicherweise davon ausgegangen, daß die einzelnen Stoffe an der Mischstelle die gleiche Temperatur haben. In der Praxis jedoch werden die einzelnen Stoffe mit unterschiedlichen Temperaturen zugeführt und zwar abhängig einerseits von der Umgebungstemperatur, andererseits von der Temperatur, welche der Stoff bei einem vorangehenden Herstellungs- oder Verarbeitungsprozeß angenommen hat. Das gleiche-Problem ergibt sich, wenn in Abfüll- oder Zuteilvorrichtungen der Stoff starken Schwankungen der Umgebungstemperatur unterworfen ist, wie dies bei im Freien betriebenen Anlagen, z.B. Raffinerien, der Fall ist. Die einer Mischstelle oder einem anderen Verbraucher zugeführte volumenmäßige Menge läßt sich relativ einfach unter Verwendung eines Durchflußmessers bestimmen und überwachen. Solche

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Durchflußmesser sind in Form von Flügelradzählern, induktiven Durchflußmessern und solchen, welche mit einer Meßblende und einem daran angeschlossenen Differenzdruckumformer arbeiten, an sich bekannt. Sie liefern ,teilweise unmittelbar,teilweise in Verbindung mit einem A/D-umsetzer,als Ausgangssignal eine Impulsfolge mit einer der durchfließenden Volumenmenge proportionalen Häufigkeit. Für das Mischungsverhältnis und gegebenenfalls auch für einen Abgabepreis bei Füllstationen ist aber zumeist nicht das Volumen sondern die Masse des durchfließenden Stoffes maßgebend. Letzerehängt bekanntlich außer vom Volumen auch von der Dichte und damit von der Temperatur des Stoffes bzw. dem Druck, dem der Stoff unterworfen ist, ab.

Der Erfindung liegt folglich die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit deren Hilfe das von einem Durchflußmesser oder einer sonstigen Meßvorrichtung in Form einer Impulsfolge gelieferte Ausgangssignal in Abhängigkeit voji Störgrößen wie Temperatur und Druck korrigiert wird. Dabei v/ird die Störgrößenaufschaltung in Analogregelkreisen als bekannt vorausgesetzt.

Gelöst wird die gestellte Aufgabe durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung. Vorteilhafte Weiterbildungen dieser Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Dabei ist auch die Tatsache berücksichtigt, daß in vielen Fällen eine nichtlineare Abhängigkeit des elektrischen Fühlerausgangssignals von der Störgröße, also beispielsweise von der Temperatur gegeben ist, so daß auch das Korrektur signal eine nichtlineare Abhängigkeit von der Störgröße haben muß. Soll beispielsweise das Ausgangssignal eines Durchflußmessers auf eine Bezugstemperatur von 15 C umgerechnet werden, so muß das Volumensignal bei Temperaturen oberhalb 15°C mit einem Korrekturfaktor größer als Eins und bei Temperaturen unterhalb 15°C mit einem Korrekturfaktor kleiner als Eins multipliziert werden.

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Zur Erläuterung.der Erfindung wird im folgenden auf die Zeichnungen Bezug genommen. Darin zeigen die Fig. 1 und 2 grafische Darstellungen von Verläufen des Volumenkorrektürfaktors in Abhängigkeit von der Temperatur des Stoffes, ·

Fig. 3 die Abhängigkeit des Widerstandswertes eines temperaturabhängigen Widerstandes von der Temperatur, Fig. 4 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, Fig. 5 die Signalverläufe an verschiedenen Schaltungspunkten der Schaltungsanordnung gemäßFig. 4, Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel für einen eine Widerstandsänderung in ein Gleichstromsignal umsetzenden Meßwertumformer, Fig. 7 eine abgewandelte Ausführungsform eines solchen Umformers und .

Fig. 8 und 9 die Abhängigkeit der Ausgangsspannung der Pmformer gemäßden Fig. 6 und 7 von der Temperaturdifferenz bzw. der Widerstandsänderung.

Zunächst wird die Schaltungsanordnung gemäßFig. 4 beschrieben. Der Eingangsklemme 1 wird von einem Durchflußmesser ein impulsförmiges in seiner Impulsfolgefrequenz dem gemessenen volumenmäßigen Durchsatz proportionales Eingangssignal E- zugeleitet. Es gelangt zu einem Impulszähler 2, welcher durch ein externes Rückstellsignal E₃ an der Klemme 3 zurückgestellt werden kann.Eine eine Differenzierschaltung und eine Torschaltung umfassende Schaltungsanordnung 4 bildet zusammen mit dem Zähler 2 einen Multiplizierer , der das über die Klemme 1 zugeführte Du.cchf lußsignal ~ mit einem vom Eingang 19 des Multiplizierers ankommenden Temperaturkorrektursignal E₁₉ multipliziert. Das durch Produktbildung .gewonnenene Ausgangssignal E₅ steht an der Klemme 5 zur Weiterverarbeitung zur Verfügung. '

Ein temperaturempfindlicher Widerstand 6, beispielsweise ein Platin-Meßwiderstand, ist derart angeordnet, daß er die Temperatur

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des Stoffes, dessen Durchflißmenge zu messen ist, annimmt. Ein Platin-Meßwiderstand wird bevorzugt wegen seiner größeren Genauigkeit im Vergleich zu Nickel-Meßwiderständen und außerdem wegen seines chemisch inerten Verhaltens. Der temperaturabhängige Widerstand 6 bildet zusammen mit einer Kompensationsschaltung 7 und einer Vorspannungseinstellvorrichtung 8 einen

«4R/U-Umformer, welcher Widerstandsänderungen des temperaturabhängigenWiderstands 6 in eine entsprechende elektrische Spannung Eq umformt und diese der Eingangsklemme 9 eines A/D-Umsetzers zuleitet. Dieser Analog/Digital-Umsetzer leitet aus dem analogen Eingangssignal E_g ein digitales Ausgangssignal E-_g ab, welches im Multiplizierer 2,4 mit der vom Durchsatzvolumen abhängigen Impulsfolge E₁ multipliziert und auf diese Weise ein temperaturkompensiertes dem Massedurchsatz proportionales Ausgangssignal Er erzeugt wird. Da in chemischen Prozessen die Änderung der Prozeßgrößen einschließlich der Temperatur der strömenden Stoffe relativ langsam vor sich geht, kann für die vorliegenden Zwecke ein integrierender A/D-Umsetzer verwendet werden, welcher den Vorteil hat, periodische Störungen gut zu unterdrücken. Im gezeigten Ausführungsbeispiel weist der integrierende A/D-Umsetzer eine Integrierschaltung 10 mit einem Widerstand und einen Kondensator sowie einen Gleichstromverstärker hohen Verstärkungsgrades auf. Dem Integrator 10 zugeordnet sind drei elektronische Schalter 11, 12 und 13, von denen der Schalter 11 das Eingangssignal E_g an den Eingang des Integrators 1O legt. Der Schalter 12 verbindet den Integratoreingang mit einer ein Bezugssignal E₁₄ erzeugenden Signalquelle 14, während der Schalter 13 der Rückstellung des Integrators dient.Ein Polaritätsdetektor 15 vergleicht das Ausgangssignal E₁₀ des Integrators mit einer Bezugsspannung. Die Steuerschaltung 16 steuert einerseits die elektronischen Schalter 11, 12 und 13 und andererseits einen Zählimpulsgeber 17 sowie eine Verriegelungssteuerschaltung 18. Ferner ist zwischen die Steuerschaltung 16 und eine Rückstellschaltung 20 eine Zeitbegrenzungsschaltung 19 eingeschaltet, welche eine Zeitverzögerung bewirkt.

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Das Auslöse- oder Rückstellsignal E₂ gelangt vom Ausgang der Rückstellschaltung 20 zur Steuerschaltung 16 sowie zu einem Zähler 21, welcher die Ausgangsimpulse des Zählimpulsgebers 17. zählt.

Ein Impulsgenerator 22 erzeugt ein Signal für die Umschaltung des Integrators 10 von der Integration des Eingangssignals E_n einer-

seits auf die Integration des Bezugssignals E-₄ andererseits. Weiterhin ist eine zweite Zeitbegrenzungsschaltung 23 vorhanden. Der Zählerstand des Zählers 21 wird unter dem Einfluß eines Steuersignals der Verriegelungssteuerschaltung 18 mittels eines

.Auffanglagers 24 abgetastet und einerseits über die Klemme 19 dem Multiplizierer 2,4 und andererseits der Ausgangsklemme 26 zugeleitet. An letztere kann ein nicht dargestelltes externes Gerät, beispielsweise eine Anzeigevorrichtung für den Korrekturfaktor, angeschlossen werden.

Zur Erläuterung der Betriebsweise der bisher beschriebenen Schaltung wird zusätzlich auf Figur 5 Bezug genommen. Zur Vereinfachung der Erklärung ist unter anderem angenommen, daß die Temperatur des strömenden Stoffes sich während einer Integrationsperiode des Integrators 10 nicht ändert und somit während dieser Zeit das Signal E_g konstant bleibt.

In Figur 5 zeigt der obere Kurvenzug das Rückstellsignal E2Q am Ausgang der Rückstell- oder Auslöseschaltung 20. Der zweite Kurvenzug gibt das Eingangssignal E_g des A/D-Umsetzers wieder Die dritte Kurve entspricht der Bezugsspannung E₁₄, während der darunterliegende Kurvenzug das Ausgangssignal E₁ des Integrators 10 darstellt. Alle Kurvenzüge sind auf eine gemeinsame Zeitachse bezogen. Sobald die Auslöse- und Rückstellschaltung 20 ein Ausgangssignal erzeugt, werden der Schalter 11 geschlossen und die Schalter 12 und 13 geöffnet. Mit dem Schließen des Schalters 11 beginnt die Integration und die Umwandlung des analogen Eingangssignals Ε. in ein digitales AusgangssignalfEingangssignal Eg wird im Integrator 10 integriert. Das Schließen des Schalters

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11 erfolgt auf Grund eines Steuersignals aus der Steuerschaltung 16. Letztere stößt ferner die Rückstellschaltung 20 an, welche den Zähler 21 auf einen vorgegebenen Zählerstand, beispielsweise den vollen Zählerstand einstellt. Die Integration des Eingangssignals Ε» erfolgt während der Zeitspanne T₁: in Figur 5. Der Zählimpulsgeber 17 wird gleichzeitig von der Steuerschaltung 16 eingeschaltet und schaltet den Zähler 21 schrittweise herunter. Dieses Abwärtszählen bestimmt die Integrationsdauer für das Eingangssignal E_g. Das Ausgangssignal E₁₀ des Integrators 10 ändert sich längs einer abfallenden Linie. Sobald der Zählerstand des Zählers 21 den Wert "O" erreicht, wird dieser Zustand vom Schaltimpulsgenerator 22 festgestellt, woraufhin dieser im. Pulsgenerator ein^eiimpuls an die Steuerschaltung 16 abgibt, welche ihrerseits den Schalter 11 öffnet und den Schalter 12 schließt. Hierdurch wird an Stelle der Ausgangsspannung E» des ^R/ü-Umformers die Bezugsspannung E₁^ an den Eingang des Integrators 1O gelegt. Diese hat im Vergleich zur Spannung Eg entgegengesetzte Polarität, so daß während der Zeitspanne T₂ die Ausgangsspannung E₁₀ des Integrators längs einer steigenden Linie verläuft. Während dieser Zeit bleibt der Schalter 13 geöfnet. Während der Integrationsdauer T_ des Bezugssignals E-₄ steigt die Ausgangsspannung E₁ des Integrators 10 bis zum Erreichen des Wertes "O" oder eines anderen Bezugswertes an. Die Zeitspanne % ^von der Einschaltung des Bezugssignals E** bis zum Erreichen des Nulldurchgangs der Spannung E_1Q ist dem Seitintegral der Eingangs spannung E „ über seine Integrationsdauer T₁ proportional. Während der Zeitspanne T₂ zählt der Zähler 21 die ihm vom Zählimpulsgeber 17 zugeführten Impulse. Der Zählerstand zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Signals E_1Q stellt den dein analogen Eingangssignal Eg entsprechenden Digitalwert dar. Der Nulldurchgang des Signals E₁₀ wird vom Polaritätsdetektor 15 festgestellt, welcher hierauf die Steuerschaltung 16 anstößt, so daß diese den Schalter 12 öffnet und den Schalter 13 schließt, während gleichzeitig die Verriegelungssteuerschaltung 18 den Auffangzähler 24 einschaltet, derart, daß dieser den Zählerstand des Zählers 21 aufnimmt und speichert. Gleichzeitig schaltet die Steuerschaltung

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16 den Zählimpulsgeber 17 ab, wie dies im Kurvenzug E₁- in Figur 5 dargestellt ist. Außerdem wird die Zeitbegrenzungsschal-

nach
tung 19 eingeschaltet, so daß exnervorgegebenen Zeitspanne T_ nach dem Nulldurchgang des Signals E₁ die Rückstellschaltung erneut eingeschaltet wird und ein Signal E₃₀ erzeugt. Damit beginnt der nächste A/D-Umwandlungszyklus. Diese Schaltfolge v/ird mit hoher Folgegeschwindigkeit wiederholt, um eine möglichst genaue Bestimmung des Temperaturkorrekturfaktors zu erreichen. Ein Kurvenzug E₃₁ in Figur 5 zeigt, das Anwachsen des Zählerstandes im Zähler 21 nur schematisch in Form einer ansteigenden Linie '.. ·. In Wirklichkeit erfolgt die Fortschaltung.des Zählers schrittweise, also gemäß einer Treppenkurve. Während der Verzögerungszeit T- behält der Zähler 21 seinen Zählerstand bei. Er wird anschließend durch das Rückstellsignal E₃₀ zurückgestellt. Der die Übernahme ides Zählerstandes des Zählers 21 in den Auffangzähler 24 bewirkende Ausgangsimpuls E₁Q der Verriegelungssteuerschaltung 18 ist im vorletzten Kurvenzug in Figur 5 wiedergegeben. Der letzte Kurvenzug E_1g zeigt den Betrag des Digitalwertes des im Auffangzähler 24 auch während der nachfolgenden Abtastperiode gespeichert bleibenden Temperaturkorrektur-

wird

faktors E₁₉. Mit diesem Wert im Multiplizierer 2,4 das v.olumenmäßige Durchsatzsignal E₁ so lange multipliziert, bis nach Ablauf der Zeitspanne (T + T- + T₂) ein neuer Wert für den Temperaturkorrekturfaktor E₁ vorliegt. Der temperaturkorrigierte, z.B. auf eine Bezugstemperatur von 15°C bezogene Durchsatzwert steht an der Ausgangsklemme 5 zur Verfügung.

Eine zweite Zeitbegrenzungsschaltung 23 hält den Zählimpulsgenerator 17 an, falls die Integrationsperiode T₂ sich infolge irgendwelcher anormaler Zustände über die normale Zeitspanne erstrecken sollte, während der der Zähler 21 seinen vollen Zählerstand erreicht.

Der den temperaturabhängigen Widerstand "6", die Kompensationsschaltung 7 sowie die Vorgabeschaltung 8 umfassende ^R/U-ümformer ist in Weiterbildung der Erfindung derart ausgestalltet, daß er zu-

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gleich die nichtlineare Abhängigkeit zwischen der Widerstandsänderung des Fühlerwiderstandes 6 und der Temperatur des gemessenen Stoffes kompensiert und dadurch ein analoges Ausgangssignal E_q liefert, welches mit großer Genauigkeit dem erforderlichen Temperaturkorrekturfaktor E₁„ entspricht. Der Aufbau eines bevorzugten Ausführungsbeispiels für einen solchen Umformer wird nachstehend anhand von Figur 6 erläutert. Der temperaturabhängige Widerstand 6 ist zwischen den Kollektor eines Transistors 26 und eine Bezugsleitung 27 eingeschaltet. Ein Widerstand 28 für die Nullpunkteinstellung ist mit seinem einen Ende an den Kollektor eines Transistors 29 und mit seinem anderen Ende über einen Widerstand 30 ebenfalls an Bezugspotential 27 geführt. Die Emitter beider Transistoren 26 und 29 stehen über Widerstände 31 bzw. 32 mit dem einen Ende eines Rückkopplungswiderstandes 33 in Verbindung dessen anderes Ende an eine positive Spannungsqüelle + B geführt ist. Die Basiselektroden beider Transistoren sind über die Reihenschaltung einer Diode 35 und einer Zenerdiode 36 an die mit der Klemme + B verbundene Leitung 34 angeschlossen sowie über einen Widerstand 45 an die Leitung 27. Transistoren 26 und 29 bilden zusammen mit den Widerständen 31/ 32, 33 der Diode 35 und der Zenerdiode 36 zwei einstellbare Konstantstromquellen praktisch gleicher Kennlinie. Diese Stromquellen erzeugen Ausgangsströme, welche den Stromänderungen im Rückkopplungswiderstand 33 proportional sind.

Ein Operationsverstärker 37 mit Differentialeingang,vorzugsweise in Form einer integrierten Schaltung, ist mit Widerständen 38, 39, 40 und 46 beschaltet. Das Ausgangssignal des Verstärkers 37 gelangt zur Basis des Transistors 41, dessen Kollektor über den . , Rückkopplungswiderstand 33 ebenfalls an die Spannungsquelle + B angeschlossen ist. Sein Emitter steht über einen Bereichseinsteller 42 in Form eines veränderbaren Widerstandes mit der Bezugsspannungsleitung 27 in Verbindung. Von den Stromversorgungsklemmen + B und - B werden die Anschlüsse 43 und 44 des Operationsverstärkers mit den nötigen Spannungen versorgt.

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mm Q «.

Bei der gezeigten Schaltung wird die Spannung am temperaturabhängigen Widerstand 6 über einen Widerstand 38 dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 37 zugeführt, während, die die Nullpunktspannung vom Schleifer des Widerstands 28 abgegriffen wird und über einen Widerstand 40 zum nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers gelangt. Dieser Eingang ist ferner über einen Widerstand 26 an Bezugspotential angeschlossen. Die Nullpunkteinstellspannung ist derart gewählt, daß die Eingangsspannungsdifferenz gleich Null ist am oberen Ende T _„ des

max ·

Temperatureinstellbereichs (vgl. Figur 3).

In der nachfolgenden Erläuterung der Wirkungsweise ist davon ausgegangen, daß der Temperaturbereich zwischen einem unteren Temperaturgrenzwert T . und einem oberen Temperaturgrenzwert T liegt. Der Widerstandswert des Temperaturfühlers 6 beim

/ illClΛ ·

unteren Temperaturgrenzwert T . ist mit R bezeichnet, während ^- . mm. s

sich für den Widerstandswert an der oberen Grenze T des Tem-

max.

peraturbereiches der Wert R + Jj¹- ergibt. Der Ei-nstellwiderstand 28 in Figur 6 ist derart eingestellt, daß die Eingangsspannung e. für den Operationsverstärker 37 an der oberen Temperaturgrenze gleich Null ist. Dies wird als Nullpunkteinstellung bezeichnet. Der Widerstandswert des Temperaturfühlers 6 bei einer beliebigen Temperatur T innerhalb des genannten Temperaturbereichs (τ . έ T — T )ergibt sich zu R + ^ , wobei £- der Widerstandsänderung bei einer Temperaturdifferenz von Θ entspricht, wobei θ = T - T . ist. Die Ausgangsströme der beiden erwähnten Konstantstromquellen können als praktisch gleich angesehen werden. Sie betragen

ι bei der unteren Grenztemperatur T .

I + i beim oberen Temperaturgrenzwert T_ und I- + i bei der Temperatur T.

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Die Eingangsspannung e. für den Operationsverstärker ergibt
sich dann bei der Temperatur T zu

^ei - (^ "fm W^S*¹) (D

Der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers ist mit K bezeichnet, wobei

K=- R 39 (II)

R 38

Damit ergibt sich eine Ausgangsspannung e des Operationsverstärkers zu

e_o = -

- K

Unter der Annahme, daß der Verstärkungsgrad des Transistors 41 genügend hoch ist, beträgt der Kollektorstrom dieses Transistors bei der Temperatur T

i = ⁶Q (IV) ,

O R₄₂

wobei R₄₂ der Widerstandswert des Widerstands 42 ist. Dieser
Kollektorstrom erzeugt am Rückkopplungswiderstand 33 einen
Spannungsabfall, der eine Stromänderung in den zuvor erwähnten Konstantstromquellen bewirkt, wobei i_Q = O bei e^ - O
Diese Beziehung kann grob angenähert werden als

^{1 β 1}In- ^k-^R33 * ¹O ' ■" . ^(V>

worin k positiv und konstant ist und R₃₃ den Widerstandswert des Rückkopplungswiderständes 33 bedeutet.

Somit ergibt sich für die Ausgangsspannung e_Q des Umformers aus den Gleichungen III, IV und V

e₀ = — (VI)

mitoC = K (I₀ + i ) und β - k K/R42 ·

Die Gleichung VI ist in Figur 8 dargestellt. Der Verlauf der Ausgangsspannupg e ist nach oben hin konvex gekrümmt bezogen auf die Widerstandsänderung v- des Temperaturfühlers 6. Bezeichnet man die Abweichung von der Linearität mit £■ ,so folgt

NL-ML

(VII)

Diese Abweichung von der Linearität wächst mit zunehmender Größe des RückkopplungswiderStandes 33 in positiver Richtung. Nimmt also der Widerstand des Temperaturfühlers 6 mit der Temperatur linear zu, beispielsweise gemäß der Linie 1 in Figur 3, d.h., nach der Funktion

⁰^ (VIII)

so hat der Verlauf der Ausgangsspannung e_ der durch Einsetzen dieser Gleichung bei der Temperatur θ in die Gleichung VI erhältlich ist, den gleichen nach oben hin konvexen nichtlinearen Verlauf wie die Kurve in Figur 8. Durch Bemessung des Rückkopplung swid er Standes 33 derart, daß die Abweichung £ von der Linearität gleich ist der Linearitätsabweichung η des Temperaturkorrekturfaktors gemäß Figur 2 und gegeben durch

_ Wl -Wl

ι (ix)

sowie durch Einstellung der Vorspannungsquelle 8 entsprechend der vorgegebenen Bezugstemperatur für den Temperaturkorrekturfaktor

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läßt sich eine Linearisierung der Eingangsspannung E₁„ und damit eine lineare Abhängigkeit des Temperaturfaktors von der Temperatur erzielen.

Figur 7 zeigt eine abgewandetle Ausführungsform des Umformers, welche sich von der Schaltung gemäß Figur 6 im wesentlichen dadurch unterscheidet, daß die Emitter der beiden Transistoren 26 und 27 über die Widerstände 31 und 32 unmittelbar an die positive Versorgungsspannungsklemme + B angeschlossen sind, während ihre Basiselektroden über die Reihenschaltung von Diode 35 und Zenerdiode 36 mit dem Kollektor des Transistors 41 in Verbindung stehen, welche über den Rückkopplungswiderstand 33 ebenfalls an die Klemme + B angeschlossen ist. Bei dieser Schaltung hat die Ausgangsspannung e einen nach unten gekrümmten, also konkaven nichtlinearen Verlauf der Widerstandsänderung entsprechend Figur 9, so daß die Abweichung von der Linearität bei Vergrößerung des RückkopplungswiderStandes 33 in negativer Richtung erhöht wird. Auch hier kann durch geeignete Bemessung des Rückkopplungswiderstandes 33 eine Eingangsspannung E_g abgeleitet werden, die genau dem Temperaturkompensationsfaktor bei einer bestimmten vorgegebenen Bezugstemperatur entspricht, (vgl. Figur 2). Bei Verwendung eines Platin-Meßwiderstandes ergibt sich eine Abhänigkeit des Widerstandes gemäß Figur 3. Selbst in diesem Fall kann durch geeignete Bemessung des RückkopplungswiderStandes 33 der Schaltungsanordnung nach Figur 6 oder 7 eine Linearisierung erreicht werden. Er wird so eingestellt, daß die Nichtlinearität des Umformers die Nichtlinearität der Widerstandsabhängigkeit von der Temperatur gerade kompensiert. Mit dem Einstellwiderstand 42

läßt sich eine hinsichtlich des Bereiches normierte Ausgangs-

spannung e'_o einstellen.

Während im gezeigten Ausführungsbeispiel die Integrationszeit- dauer T- als konstante Zeitspanne solcher Dauer angegeben ist, welche zum Vollzählen des Zählers erforderlich ist, kann diese Zeitspanne durch einen in geeigneter Weise voreingestellten

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-. 13 -

Zähler vorgegeben werden. Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung erzeugt ein Eingangssignal E», welches mit hoher Genauigkeit gegenüber der Nichtlinearität des temperaturabhängigen Widerstands kompensiert und der linearen Abweichung des■Temperaturkorrekturfaktors angepaßt ist. Auf diese Weise kann man größere Temperaturbereiche einstellen. Da im Umformer zur Um-Wandlung der Widerstandsänderungen in eine Spannung ein eingeprägter Strom verwendet wird,, sind Fehler infolge von Leitungswiderständen beträchtlich verringert im Vergleich zu Schaltungen, bei denen die Umwandlung von einer Spannung ausgeht. Darüberhinaus kann die Bezugstemperatur leicht mit Hilfe des Vorspannungsgebers 8 eingestellt werden. Da die Schaltungsanordnung 4 eine Differenzierschaltung zum Differenzieren jedes Ausgangsimpulses des Impulszählers 21 sowie eine Torschaltung aufweist, welche den differenzierten Impuls sowie den Ausgangsimpuls des A/D-Umsetzers aufnimmt, ist es möglich, den Bereich des Korrekturfaktors ohne Verminderung der Genauigkeit auszudehnen, indem man die Anzahl der Bits des Zählers 21 sowie den Digitalwert entsprechend dem Eingangssignal des A/D-Umsetzers erhöht, so daß die Änderung und Einstellung des Bereiches leicht möglich ist.

be
Der Multiplizierer steht vorzugsweise aus einem integrierten Halbleiterschaltkreis, wie er beispielsweise unter der Modellnummer SN 74 97 von der Firma TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED angeboten wird. Ein für diese Zwecke verwendbarer Multiplizierer ist ferner in der DT-OS 1 524 294 beschrieben.

Die Temperaturkompensationseinrichtung gemäß der Erfindung besteht aus einem ΛR/U-Umformer, einem A/D-Umsetzer sowohl wie einem Multiplizierer. Mit dieser Einrichtung kann eine Temperaturkompensation für mehrere getrennte Durchflußmesser erzielt werden, und zwar auch dann, wenn die einzelnen Stoffe unterschiedliche Temperaturausdehnungskoeffizienten haben und sich ihr Volumen in Abhängigkeit von der Temperaturunterschieden ändert. Man kann für mehrere Durchflußmesser den gleichen A/D-Umsetzer und Multiplizierer einsetzen, indem man jedem Stoff bzw. Durchfluß-

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messer einen getrennten ΔR/v-Umformer zuordnet, und die einzelnen Umformer nacheinander gestaffelt an den A/D-Umsetzer anschließt und gleichzeitig die Ausgangssignale auf entsprechende Verbraucher oder Anzeigevorrichtungen umschaltet.

Obwohl die vorangehende Beschreibung sich ausführlich mit der Temperaturkompensation eines Durchflußmessers befaßt, ist die Erfindung nicht auf diese spezielle Anwendung beschränkt, sondern kann auch bei anderen Meßvorrichtungen eingesetzt werden, bei denen die Meßgröße Einflüssen einer Störgröße unterworfen ist.

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Claims

Patentansprüche

1.\Schaltungsanordnung zum Korrigieren des als Impulsfolge ge-V_/ gebenen Ausgangssignals einer Meßvorrichtung, z.B. eines Durchflußmessers, in Abhängigkeit von einer die Meßgröße beeinflussenden Störgröße/ z.B. der Temperatur oder des Druckes, dadurch gekennzeichnet, daß ein dem Einfluß der Störgröße ausgesetzter Fühler (6) an einen Meßwertumformer (7,8) angeschlossen ist, dessen elektrisches Ausgangssignal einen ein digitales Korrektursignal liefernden A/D-Umsetzer zugeführt wird, und daß aus dem Korrektursignal und der Meßimpulsfolge in einer Multiplizierschaltung (2,4) ein störgrößenkompensiertes Ausgangssignal abgeleitet wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Fühler (6) eine nichtlineare Abhängigkeit seiner Ausgangsgröße (z.B. elektrischer Widerstand) von der Störgröße (z.B. Temperatur) hat, und der Meßwertumformer (7,8) eine diese Nichtlineärität kompensierende Kennlinie aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, mit einem temperaturabhängigen Widerstand als Fühler, dadurch gekennzei c h η e t, daß der Meßwertumformer eine gleichstromgespeiste Brückenschaltung (6, 26, 28, 29, 30, 31, 32) aufweist, in deren einem Zweig der Fühler (6) liegt, .daß der mit dem Fühler verbundene Diagonalpunkt der Brückenschaltung an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (37) und der gegenüberliegende Diagonalpunkt an den nicht-invertierenden Eingang angeschlossen ist und daß eine vom Operationsverstärker gespeiste, eine vom Widerstandswert des Fühlers nichtlinear abhängige Ausgangsspannung erzeugende Ausgangsschaltung über einen Rückkopplungswiderstand (33) an die Gleichstromquelle

(B) angeschlossen ist, der zugleich im Stromversorgungskreis

• ·

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der Brückenschaltung liegt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen den Rückkopplungswider stand (33) einerseits und den ersten bzw. den zweiten Diagonalpunkt der Brückenschaltung andererseits, je eine als Konstantstromquelle dienende Schaltungsanordnung (31,26; 32,29; 35,36) eingeschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet , daß zwei weitere Zweige der Brückenschaltung jeweils durch die Reihenschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors (26;29) mit einem Widerstand (31; 32) gebildet sind und der vierte Zweig einen Festwiderstand (30) sowie einen Einstellwiderstand (28) enthält, dessen Abgriff an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (37) angeschlossen ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch g e k e m.n zeichnet, daß die miteinander verbundenen Basiselektroden der beiden Transistoren (26, 29) einerseits über einen Widerstand (45) mit dem Fußpunkt (27) der Brückenschaltung und andererseits über die Reihenschaltung einer Diode (35) und einer Zenerdiode (36) mit der einen Stromversorgungsklemme (-ν B) in Verbindung stehen, wobei der Rückkopplungswider stand (33) mit den Emitterwiderständen (31,32) der beiden Transistoren in Reihe geschaltet ist (Figur 6).

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die miteinander verbundenen Basiselektroden der beiden Transistoren (26,29) einerseits über einen Widerstand (45) mit dem Fußpunkt (27) der Brückenschaltung und andererseits über die Reihenschaltung einer Diode (35), einer Zenerdiode (36) und des Rückkopplungswiderstandes (33) mit der einen Stromversorgungsklemme (+ B) in

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Verbindung stehen, wobei die Emitterwiderstände (31,32) der beiden Transistoren unmittelbar an die genannte Stromversorgungsklenune (+ B) angeschlossen sind (Fig· 7) ·

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Rückkopplungswiderstand (33) die Kollektor^-Emitter-Strecke eines weiteren Transistors (41) und ein Bereichseinstellwiderstand

(42) in Reihe geschaltet sind.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Widerstand (39) zwischen den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (37) und den Verbindungspunkt von weiterem Transistor (41) und Bereichseinstellwiderstand (42) eingeschaltet ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß als.Fühler ein temperaturabhängiger Platin-Widerstand (6) jdient.

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