DE2926979A1

DE2926979A1 - Elektronischer wattstundenzaehler

Info

Publication number: DE2926979A1
Application number: DE19792926979
Authority: DE
Inventors: Ryoji Gamoh
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-07-06
Filing date: 1979-07-04
Publication date: 1980-01-17
Also published as: GB2025072B; JPS581388B2; US4315212A; GB2025072A; DE2926979C2; JPS559147A; CH649387A5

Description

Elektronischer Wattstundenzähler

Die vorliegende Erfindung betrifft einen elektronischen Wattstundenzähler gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Da elektronische Wattstundenzähler keine mechanisch beweglichen Teile aufweisen, bleibt ihre Meßgenauigkeit über lange Zeiträume unverändert. Obendrein weisen sie den Vorteil relativ kleiner Abmessungen auf, und sind für die Massenherstellung geeignet, wodurch die Herstellungskosten verringert werden. Ein derartiger Wattstundenzähler hat die Eigenschaft, daß eine Veränderung der Eingangssignale im Hinblick auf den integrierten Energiewert oder auf seine Fernschaltung durch einen einfachen elektrischen Schaltkreis erfolgen kann.

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Es scheint nunmehr, daß elektronische Wattstundenzähler die Induktions-Wattstundenzähler ersetzen, welche im wesentlichen mechanische Teile aufweisen. Eine Vielzahl von elektronischen Wattstundenzählern wurden bereits vorgeschlagen.

Ein herkömmlicher elektronischer Wattstundenzähler weist einen Schaltkreis auf, der demjenigen in Fig. 1 dargestellten entspricht und in dem ein Multiplizierer M vorgesehen ist, in welchem ein Spannungssignal e , das der Lastspannung einer Energieversorgungsleitung proportional ist, mit einem Spannungssignal e. multipliziert wird, welches dem Verbraucherstrom in der Versorgungsleitung proportional ist, so daß man ein Spannungssignal (e = K.e,.e. mit K als Konstante) erhält, das proportional der augenblicklichen Leistung in der Versorgungsleitung ist. Des weiteren ist ein Spannungs-Frequenz-Wandler VF vorgesehen, in dem das Ausgangs-Spannungssignal e des Multiplizierers M integriert wird, um ein Ausgangs-Frequenzsignal f . zu erhalten. Der Wattstundenzähler liefert also einen integrierten Energiewert durch Zählung der vom Spannungs-Frequenz-Wandler VF abgegebenen Frequenzsignale f ..

Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß der Multiplizierer M und der Spannungs-Frequenz-Wandler VF des in Fig. 1 dargestellten elektronischen Wattstundenzählers Operationsverstärker verwenden, wodurch immer eine Offsetspannung auftritt, mit dem Ergebnis, daß die Meßgenauigkeit des Wattstundenzählers beeinträchtigt wird, da die Genauigkeit eines Wattstundenzählers durch einen Absolutfehler bezüglich eines wahren Meßwertes angegeben wird, anstelle eines Relativfehlers bezüglich des vollen Skalenausschlages (Grenzwert). Demzufolge muß die Genauigkeit eines Wattstundenzählers auch dann innerhalb des Absolutfehlers liegen, wenn das Eingangssignal nur 1/30 (3,33%) des Grenzwertes (100%) oder sogar nur 1/50 (2%) beträgt. Unter der Annahme,

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daß der Grenzwert des Spannungssignals e. , das dem Verbraucherstrom entspricht , beispielsweise 5 V ist, so entspricht ein Fehler von 0,5 % einem umgewandelten Eingangssignal von 25 mV , bei einem Grenzwert von 100 %. Liegt nun das umgewandelte Eingangssignal in der Größenordnung von 25 mV, so wird die Genauigkeit nicht sonderlich beeinträchtigt. Im Falle eines Fehlers von 0,5 % (geringe Lastspannung) bezüglich eines Eingangssignals von 1/50 beträgt das umgewandelte Eingangssignal jedoch 0,5 mV. Demzufolge ist es notwendig, die Offsetspannungen, die von den Operationsverstärkern im Multiplizierer M und Spannungs-Frequenz-Wandler VF erzeugt werden, auf Werte unterhalb von 0,5 mV zu reduzieren. Es ist jedoch ziemlich schwierig, die Offsetspannung eines Operationverstärkers zu beseitigen, wobei diese Offsetspannungen obendrein noch mit der Zeit und der Temperatur variieren. Aus Vorstehendem folgt, daß es schwierig ist, bei elektronischen Wattstundenzählern eine hohe Genauigkeit aufrechtzuerhalten .

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen elektronischen Wattstundenzähler zu schaffen, bei dem der durch die Offsetspannungen der Operationsverstärker erzeugte Fehler vernachlässigbar klein sind, selbst bei kleinen Lasten.

Ausgehend von einem eingangs näher erläuterten elektronischen Wattstundenzähler erfolgt die Lösung dieser Aufgabe mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher beschrieben, in der bevorzugte Ausführungsbeispiele dar-

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gestellt sind. Es zeigen:

Fig. 2 ein teilweise als Blockdiagramm ausgeführtes Schaltdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen elektronischen WattstundenZählers,

Fig. 3a bis

3f Wellenform-Darstellungen zur Erläuterung

der Wirkungsweise der in Fig. 2 dargestellten

Schaltung,

Fig. 4a bis

4d Wellenform-Darstellungen an verschiedenen

Stellen des Spannungs-Frequenz-Wandlers von

Fig. 2,

Fig. 5 ein teilweise als Blockschaltbild dargestelltes Schaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Pulsbreitenmodulationsschaltung,

Fig. 5a bis

6c Wellenform-Darstellungen zur Erläuterung der

Wirkungsweise der in Fig. 5 gezeigten Pulsbrei tenmodulationsschal tung ,

Fig. 7 ein äquivalentes Schaltdiagramm in dem der in der Pulsbreitenmodulationsschaltung von Fig. gezeigte Vergleicher eine Offsetspannung erzeugt,

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Fig. 8 eine Darstellung zur Erläuterung' der Wirkungsweise der vom Vergleicher in der Pulsbreitenmodulationsschaltung gemäß Fig. 5 erzeugten Offsetspannung,

Fig. 9a

und 9b Schaltungen, die die Anordnung eines herkömmlichen bzw. eines neuen Spannungs-Frequenz-Wandlers zeigen,

Fig. 10 eine grafische Darstellung der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des Multiplizierers , die dem Zustand entspricht, in dem die Schaltkonstanten der in Fig. 2 dargestellten Schaltung nicht in einem vorbestimmten Verhältnis stehen,

Fig. 11 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes • Schaltbild eines Spannungs-Frequenz-Wandlers für ein anderes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers,

Fig. 12a

und 12b IJellenform-Darstellungen an bestimmten Stellen der in Fig. 11 gezeigten Schaltung,

Fig. 13 eine grafische Darstellung der Eingangs-Ausgangs-Charakteristik des in Fig. 11 dargestellten Spannungs-Frequenz-Wandlers ,

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Fig. 14 ein äquivalentes Schaltbild, in dem die durch den Vergleicher im Spannungs-Frequenz-Wandler von Fig. 11 erzeugte Offsetspannung auftritt,

Fig. 15 eine Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise der vom Vergleicher im Spannungs-Frequenz-Wandler erzeugten Offsetspannung,

Fig. 16

und 17 teilweise als Blockschaltbilder ausgeführte Schaltbilder mit Spannungs-Frequenz-Wandlern für ein drittes und viertes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel eines elektronischen Wattstundenzählers,

Fig. 18

und 3 9 Schaltbilder, die die Ausgangskreise eines herkömmlichen Vergleichers zeigen,

Fig. 20 ein Schaltbild, das den Ausgangskreis des Vergleichers eines erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers darstellt,

Fig. 21 eine äquivalente Schaltung zu der in Fig. 20 gezeigten Schaltung,

Fig. 22 ein Schaltbild mit einem Inverter, der aus C-MOS-Feldeffekttransistoren besteht, für einen erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzähler,

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Fig. 23 ein Schaltbild einer elektrischen Quelle zur Verwendung im erfindungsgemäßen elektronischen Watts tunden ζ ähler,

Fig. 24 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers, welcher unter Verwendung integrierter Schaltkreise hergestellt werden kann, und

Fig. 25 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes Schaltbild, welches ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers darstellt, der als Mehrphasen-Wattstundenzähler ausgestaltet ist.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers.' Zum besseren Verständnis der Erfindung werden zuerst die Grundzüge der Erfindung im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert, währenddie Beschreibung der einzelnen Bauteile später erfolgt.

Wie Fig. 2 zeigt, weist der Wattstundenzähler eine Pulsbreitenmodulationsschal tung 101 auf, in der ein Spannungssignal e , das proportional zu einer Arbeitsspannung ist, welche von einem Transformator PT an einer Stromversorgungsleitung abgegriffen wird, pulsbreitenmoduliert wird in einem Pulsbrei-

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tenmodulator PWM, welcher Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D abgibt, die proportional zur Größe der Spannungssignale e sind. Die Pulsbreitenmodulationsschaltung 101 weist Referenz-Spannungsquellen auf zur Erzeugung von Referenzspannungen +e , sowie einen Inverter Gl zur Erzeugung von Signalen D.

Ein Stromtransformator CT zur Messung des Verbraucherstromes in der Versorgungsleitung ist vorgesehen, dessen Wicklung einen Shunt-Widerstand RL aufweist. Die Mittenanzapfung der Wicklung des Stromtransformators CT ist geerdet. An den gegegenüberliegenden Anschlüssen des Widerstands RL werden Spannungssignale +e. erzeugt, welche proportional zum Verbraucherstrom in den Versorgungsleitungen sind, wobei die beiden Signale gleiche Amplitude, aber eine Phasenverschiebung

von 180° zueinander aufweisen. Die Spannungssignale +e. wer-

den einem Multiplizierer 102 zugeführt, welcher Festkörperschaiter Sl - S4 aufweist, die durch ein logisches Signal "1" eingeschaltet werden und durch ein logisches Signal "0" ausgeschaltet werden. Die Schalter können aus Halbleiter-Bauteilen bestehen, wie z.B. J-FET's oder MOS-FET's. Die Eingänge der Analogschalter S1 und S2 sind mit einem Ende der Wicklung des Stromtransformators CT verbunden, während die Eingänge der Analogschalter S3 und S4 mit dem anderen Ende verbunden sind. Die Ausgänge der Analogschalter S1 und S3 sind gemeinsam mit einem Tiefpaßfilter verbunden, das aus einem Widerstand R11 und einem Kondensator C11 besteht. Die Ausgänge der Analogschalter S2 und S4 sind ebenfalls gemeinsam mit einem Tiefpaßfilter verbunden, welches aus einem Widerstand R12 und einem Kondensator C12 besteht. Der Widerstandswert des Widerstandes R11 ist dabei gleich demjenigen, des Widerstandes R12. Die Kapazität des Kondensators Ct1 ist gleich derjenigen des Kondensators Ct2.

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Die Spannungssignale +e. die dem Verbraucherstrom in den Versorgungsleitungen proportional sind, werden vom Sfcromtransformator CT dem Multiplizierer zugeführt, der Gleichspannungssignale e und e von gleichem Absolutwert, aber entgegen-

op ο**
gesetzter Polarität abgibt, und zwar durch die Analogschalter S1 - S4, welche abwechselnd durch die Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D der Pulsbreitenmodulationsschaltung betätigt werden, durch die Tiefpaßfilter hindurch. Das Signal e oder e ist ein Gleichspannungssignal, das proportional ist zum Produkt aus dem Spannungssignal e_v, welches wiederum proportional zur Arbeitsspannung in den Versorgungsleitungen ist, und dem Spannungssignal e.,welches proportional zum Verbraucherstrom ist; das bedeutet, daß es ein Gleichspannungssignal ist, das der augenblicklichen Leistung proportional ist, wie es noch näher erläutert werden wird.

Die Gleichspannungssignale e und e werden einer Frequenzwandlerschaltung 103 zugeführt, die weiter unten näher beschrieben wird. Diese Frequenzwandlerschaltung 1O3 weist Festkörperschalter Sa und Sb auf, die mit den entsprechenden Tiefpaßfiltern verbunden sind. Die Ausgänge der Schalter Sa und Sb sind über einen Widerstand R21 mit einem Eingang einer Integrierschaltung A1 verbunden, die aus bekannten Operationsverstärkern aufgebaut ist, während ihr anderer Eingang geerdet ist. Der Ausgang der Integrierschaltung A1 ist mit einem Eingang eines Vergleichers A2 verbunden, der aus bekannten Operationsverstärkern aufgebaut ist und der die logischen Signale "1" oder "0" abgibt, wenn das Ausgangssignal der Integrierschaltung einen vorgegebenen Wert erreicht. Das Ausgangssignal der mtegrierschaltung At wird ihrem Eingang über einen Kondensator C21 rückgekoppelt. Der andere Eingang des Vergleichers A2 ist über einen Widerstand R31 ge-

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geerdet. Die Schalter Sa und Sb. werden durch das Ausgangssignal des Vergleichers A2 betätigt. Das Ausgangssignal des Vergleichers A2 wird dem Schalter Sa zugeführt, sowie über einen Inverter G2 dem Schalter Sb, so daß dieser geöffnet wird, wenn der Schalter Sa geschlossen ist und umgekehrt. Außerdem ist der Ausgang des Vergleichers A2 über einen Inverter G3 und einen Widerstand R32 mit seinem Eingang verbunden. Die Widerstände R31 und R32 weisen gleiche Werte auf.

In Fig. 2 ist mit e~ die Ausgangsspannung der. Integrierschaltung A1 bezeichnet, mit e die Spannung am negativen Eingang des Vergleichers A2 und mit e eine Spannung,die dem negativen Eingang der Integrierschaltung A1 über die Schalter Sa. oder Sb zugeführt wird.

Der Vergleicher A2 gibt demzufolge eine logische "1" oder eine logische "0" ab, entsprechend dem Spannungswert am Ausgang der Integrierschaltung. Gibt der Vergleicher A2 das logische Signal "1" ab, so wird der Schalter Sa geschlossen, um so das Gleichspannungssignal e der Integrierschaltung A1 zuzuführen. Gibt der Vergleicher A2 das logische Signal "0" ab, so wird der Schalter Sb geschlossen, um das Gleichspannungssignal e der Integrierschaltung A1 zuzuführen. Das integrierte Ausgangssignal der Integrierschaltung A1 ist demzufolge proportional zum Gleichspannungssignal e oder e (Augenblickswert der Energie) und das logische Signal des Vergleichers A2 wird durch den vorgegebenen Spannungsweit des Ausgangssignals der Integrierschaltung invertiert, um so eine Impulsfrequenz zu bilden. Das bedeutet, daß ein Frequenzsignal f proportional zur Energie am Ausgang des Vergleichers A2 erhalten.wird.

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Im folgenden wird die Betriebsweise des in Fig. 2 gezeigten Wattstundenzählers beschrieben.

Zuerst wird das durch den Transformator PT gelieferte Spannungssignal e in ein Pulsbreiten.-Arbeitszyklus-Signal D im Pulsbreitenmodulator PTiM umgewandelt, das proportional zum Spannungssignal e ist.

Dieser Vorgang wird durch die Wellenform-Darstellungen in Fig. 3 näher erläutert. Vergrößert man denjenigen zum Zeitraum S gehörenden Teil des Spannungssignals e gemäß Fig. 3a, so erhält man die in Fig. 3d gezeigte Darstellung. In diesem Fall weisen die Spannungssignale +e. und -e. die in Fig. 3b und 3c dargestellte Form auf. Wird das Spannungssignal e von Fig. 3d pulsbreitenmoduliert, so erhält man pulsbreitenmodulierte Arbeitszyklus-Signale D und D wie sie in Fig. 3e dargestellt sind. Wird im Arbeitszyklus-Signal D die Zeitdauer während des Auftretens des logischen Signals "1" mit ta bezeichnet, und die Zeitdauer während des Auftretens des logischen Signals "0" mit tb, so ist in der Pulsbreitenmodulationsschaltung PWM ta = tb mit e = 0, woraus man ein 50%iges Arbeitszyklus-Signal D erhält. Für die Pulsbreite gilt dann das ta< tb ist, wenn das Spannungssignal e positiv ist und ta> tb ist, wenn das Spannungssignal negativ ist. Diese Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D können wie folgt ausgedrückt werden:

ta

	e	r	e	r	+	e	V	e	V



η =

tb

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Wobei mit e die Referenzspannung der Pulsbreitenmodulationsschaltung PWM bezeichnet ist.

Das Signal D wird dazu verwendet, die Schalter S2 und S3 im Multiplizierer 102 zu schließen, wenn es den logischen Pegel "1" erreicht und das Signal Ό wird dazu verwendet, die Analogschalter S1 und S4 zu schließen, wenn es den logischen Pegel "1" erreicht.

Danach werden die dem Verbraucherstrom in den Netzleitungen proportionalen Spannungssignale +^e· durch die Schalter S1 - S4 geleitet , um derart die Gleichspannungssignale e und e zu erhalten. Das heißt, die durch Multiplikation der Spannungssignale e und e. erzeugten Gleichspannungssignale

e und e werden durch Steuerung der Ein-Aus-Stellungen op on ^y ^

der Schalter S1 - S4 mittels der Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D erhalten. Die
wie folgt ausgedrückt werden:

Signale D und D erhalten. Die Signale e und e können ^ ^ op on

^eop = e_± . D + (-e_±) . D

e , e e - e

Z

= e. . + (-e 2 e

^eon = e. . D + (-e_±) . D

= e. . + (-e. . _{ei +} e_v

2 e —=

2 e_r

e, . e (4)

J- ν

^er

Wie aus den Gleichungen (3) und (4) ohneiweiteres hervorgeht, sind die Absolutwerte der Signale e und e gleich, die also positive und negative Gleichspannungssignale darstellen, welche dem durch e. und e dargestellten augenblicklichen Energiewert proportional sind. Die Gleichungen (3) und (4) sind jedoch nur dann gültig, wenn die Bedingung erfüllt ist, daß R11ÄR21 ist. Dabei sind die Einflüsse der Schalter Sa und Sb außer acht gelassen. Das bedeutet, daß die mittleren Werte e und e der Spannungssignale -e. und + e.,die durch Schließen der Schalter S1 und S4 erhaltenwerden, durch Steuerung der Ein-Aus-Stellungen der Schalter S1 - S4 geleitet werden.

Die mittleren Werte e und e sind also ähnlich denjenigen

on op j ϊ)

durch die Gleichungen (3) und (4) erzeugten Gleichspannungssignalen.Dies ist in Fig. 3f dargestellt, in der der Mittelwert der gestrichelten Teile dem Signal e entspricht und der Mittelwert der übrigbleibenden Teile dem Signal e entspricht.

Die Schalter Sa und Sb im Eingangsteil der Integrierschaltung A1 werden asynchron zu den Ein-Aus-Betätigungen der Schalter S1 - S4 ein- und ausgeschaltet.

Es sei angenommen, daß der Wert des Widerstandes R11 sehr viel kleiner ist als derjenige des Widerstandes R21 (R11 '*- R21). Unter dieser Bedingung werden, wenn die Schalter Sa. und Sb ein-und ausgeschaltet werden, die Gleichspannungssignale e und e abwechselnd am gemeinsamen Ausgang der Schalter Sa und Sb erzeugt, so daß man ein Spannungssignal e erhält, wie es in Fig. 4a dargestellt ist. Das Spannungssignal

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e wird in ein Frequenzsignal fo durch die Integrierschaltung A1 und den Vergleicher A2 umgewandelt, wie es noch näher erläutert werden wird.

Die einzelnen Schaltungen für den in Fig. 2 dargestellten elektronischen Wattstundenzähler werden nun im einzelnen erläutert. Fig. 5 zeigt die Pulsbreitenmodulationsschaltung. Ohne eine genaue Pulsbreitenmodulation kann keine genaue elektrische Energie erhalten werden. In herkömmlichen Pulsbreitenmodulationsschaltungen treten bei den Operationsverstärkern die Offsetspannungen auf.

Bei der in Fig. 5 dargestellten Pulsbreitenmodulationsschaltung wird das Spannungssignal e durch einen Widerstand R10 dem negativen Eingang einer Integrierschaltung A10 zugeführt, die als Operationsverstärker ausgeführt ist. Das Ausgangssignal der Integrierschaltung A10 wird dem positiven Eingang eines Vergieichers A11 zugeführt, der als Operationsverstärker ausgeführt ist. Ein Kondensator C10 ist zwischen dem negativen Eingang der Integrierschaltung A10 und ihrem Ausgang geschaltet, um eine Integration des Eingangssignals durchzuführen. Das Ausgangssignal des Vergleichers A11 wird über einen Widerstand R24 dem negativen Eingang der Integrierschaltung A10 zugeführt und andererseits einem Inverter G4. Das Ausgangssignal des Inverters G4 wird durch gleiche, in Serie geschaltete Widerstände R22 und R23 einer Spannungstellung unterworfen, wobei letzterer Widerstand geerdet ist, wonach das resultierende Signal von der Verbindungsstelle der Widerstände R22 und R23 dem negativen Eingang des Vergleichers A11 zugeführt wird. Desweiteren ist der Ausgang von G4 mit einem Anschluß eines Widerstandes R13 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem positiven Eingang der Integrierschaltung A10 verbunden ist, sowie über einen Kondensator C13 geerdet ist.

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Der Widerstand R13 und der Kondensator C13 bilden also einen Tiefpaßfilter.

In Fig. 5 ist mit e die dem positiven Eingang der Integrierschaltung A10 zugeführte Eingangsspannung, mit e, die dem negativen Eingang des Vergleichers A11 zugeführte Eingangsspannung und mit e, die Ausgangsspannung der Integrierschaltung A10 bezeichnet.

Im folgenden wird der Fall beschrieben, in dem das Tiefpaßfilter von der in Fig. 5 gezeigten Pulsbreitenmodulationsschaltung abgeschaltet ist und die Integrierschaltung A10 geerdet ist, wie es durch die gestrichelte Linie angedeutet ist.

Der Vergleicher A11 ist so ausgelegt, daß er mit dem logischen Signal "1" das Signal +e abgibt und mit dem logischen Signal "0" das Signal -e abgibt.

Zum leichteren Verständnis der Wirkungsweise sei angenommen, daß das Spannungssignal e = 0 und das logische Signal "1" am Ausgang des Vergleichers A11 anliegen. In diesem Fall wird das durch Spannungsteilung mit den Widerständen R22 und R23 erhaltene negative Spannungssignal e, dem negativen Eingang des Vergleichers A11 zugeführt. Obendrein wird das positive Spannungssignal +e über den Widerstand R24 dem negativen Eingang der Integrierschaltung A10 zugeführt.

Die Integrierschaltung A10 führt also eine Integration in positiver Richtung durch. Erreicht die Ausgangsspannung e_fc

der Integrierschaltung A10 den Wert -e /2 und ist e, = e,

r Kn

erfüllt, dann ändert sich das logische Ausgangssignal "1" des Vergleichers A11 auf "0".

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Demzufolge wird nun das Spannungssignal e, mit dem Wert +e /2 an den negativen Eingang des Vergleichers A11 gelegt und das Spannungssignal -e über den Widerstand R24 an den negativen Eingang der Integrierschaltung A10 gelegt. Die Integrierschaltung A10 führt nun eine Integration in positiver Richtung durch. Erreicht die Ausgangsspannung e, der Integrierschaltung den Wert +e /2 und ist e, = e, erfüllt, so ändert sich das logische Ausgangssignal "0" des Vergleichers A11 auf "1". Auf diese Weise führt also die Pulsbreitenmodulationsschaltung Eigenschwingungen aus.

Die an den verschiedenen Stellen dieser Schaltung auftretenden Signale sind in Fig. 6 dargestellt. Insbesondere zeigt Fig. 6a das Ausgangssignal des Vergleichers A11, Fig. 6b das Eingangssignal e, ,das dem negativen Eingang des Vergleichers A11 zugeführt wird und Fig. 6c das Ausgangssignal der Integrierschaltung A10.

Aus Fig. 6 wird klar, daß die Intervalle ta und tb der Integrationen gleich zueinander sind, wenn das Spannungssignal e am negativen Eingang der Integrierschaltung A10 0 Volt beträgt, so daß man einen 50% Arbeitsimpuls erhält. Nach Anlegen des Spannungssignals e wird die Aufintegration durchgeführt mittels der Widerstände R10 und R24, womit die Pulsbreitenmodulation erhalten wird.

Im Hinblick auf die Pulsbreitenmodulationsschaltung werden nunmehr die Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D berechnet. Werden die Intervalle, für die das logische Ausgangssignal des Vergleichers A11 den logischen Pegel "1" erreicht, durch ta dargestellt und das Intervall, für den es den logischen Pegel "0" erreicht, durch tb bezeichnet, dann gilt für

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das Ausgangssignal e, der Integrierschaltung A10 für das

Kl

Intervall ta:	. 1	O	ta	e_v . dt +	1	I	ta
	⁽ R10.C1		J	ta	R24.C1O		J e_r.dt)
k a	, ta	O		R24-.C1O
	¹ R10.C1		^cv	^ev	r
	ta ( °^r	C10	+	R10.C10
	^{ta (}R24.

Mit e, (ta) in negativer Integrierrichtung erhält man e_k (ta) = -e_r (6).

Aus den Gleichungen (5) und (6) folgt dann: ^ta ⁽ R24.C1O ⁺ R1O.C1O ^{J + e}r

Für das Intervall ta gilt dann:

. ^er . R10 . R24 . C10

e . R10 + e . R24
r ν

Gilt in diesem Fall R10 = R24, dann kann das Intervall ta durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden (8):

ta = (8).

^er ^ev

Andererseits gilt für das Ausgangssignal e, für das andere Intervall tb:

tb tb

^ek ^(tb) - - ⁽ /^ev * ^dt - J^&r ' ^dt)

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^{= tb}

R1	O . C1	O	"ν	R24	.C10
	^er				^ev
	R24 .-	C10		R10	.C10

e ) r'

Mit e, (tb) in positiver Integrierrichtung gilt:

e_k (tb) = +e_r (10)

Aus den Gleichungen (9) und (10) folgt dann ^{tb (} R24 . C10 " R10 . C10 * ~ ^er

Das Intervall tb kann dann durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt werden:

e R1O.R24.C1O
tb = —^r—- (11).

e_r . R10 - e_y . R24

Gilt in diesem Fall R10 = R24 dann kann das Intervall tb durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden (12):

e .R10 . C10
tb = — (12).

e - e
r ν

Das Verhältnis der Änderungen der Intervalle ta und tb aufgrund des Spannungssignals e , d.h. der Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D kann aus dem oben erhaltenen

Resultat wie folgt gewonnen werden:

^er.R10.C10

⁽ g
ta

ta+tb

e ₊ e) ^{+ (}e^ r ν r ν

^{2 e}r

909883/08^5

tb	tb
ta +	eb
^er +

2e_r ⁽¹⁴⁾·

Das bedeutet, daß das Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signal D der Schaltung PWM dem Eingangs-Spannungssignal e genau proportional ist und der Einfluß des Kondensators C10 aus den Gleichungen (13) und (14) entfernt ist. Theoretisch ist damit die Pulsbreitenmodulationsschaltung ziemlich stabil. In der Pulsbreitenmodulationsschaltung PWM ist das Spannungssignal e der Lastspannung der Stromversorgungsleitungen proportional,die ein Wechselspannungssignal von 50/60 Hz ist. Die Eigenschwingungsfrequenz in der Pulsbreitenmodulationsschaltung PWM wird demzufolge so gewählt, daß sie ausreichend größer als 50/60 Hz ist. Die Eigenschwingungsfrequenz ergibt sich aus der umgekehrten Intervallzahl (ta + tb)

Da aber die Integrierschaltung A10 der Pulsbreitenmodulationsschaltung in der Praxis aus einem Operationsverstärker besteht, bewirkt die ihm eigene Offsetspannung einen Fehler in den Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signalen D und D.

Der in den Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signalen D und D enthaltene Fehler wird nun beschrieben. Jedoch bewirkt die Offsetspannung im Vergleicher A11 aus dem folgenden Grund keinen Fehler: die äquivalente Schaltung für den Vergleicher A11 einschließlich der Offsetspannung ist in Fig. 7 dargestellt. Die Of f setspannung e -... liegt am negativen Eingang des Vergleichers A11, bewirkt jedoch keinen die Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D beeinflussenden Fehler, da die Offsetspannung unabhängig von ihrer Größe mit einer Hysterese -Span-

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nung e^ zum Vergleich (Fig. 8) in Phase ist. Fig. 8 zeigt die Ausgangsspannung des Vergleichers. Die durchgezogene Linie gibt dabei die Ausgangsspannung in dem Fall an, in dem keine Offsetspannung vorhanden ist und die gestrichelte Linie gibt die Ausgangsspannung in dem Fall an, in dem die Offsetspannung vorhanden ist. In jedem Fall ist die Spannungsbreite e und die Werte der Zeitintervalle ta und tb bleiben unverändert, gleichgültig ob die Offsetspannung vorhanden ist oder nicht.

Da die Offsetspannung der Integrierschaltung A10 andererseits dem Spannungssignal e in Serie addiert wird, können die dadurch hervorgerufenen Fehler durch die folgenden Gleichungen beschrieben werden:
im Falle, der Gleichungen (8) und (12)gilt:

_ ^er .RIO . C10 ,

^{ta (15)}

e . R10 . C10

^{tb =} ⁽¹⁶⁾·

^er ν ^A ^eos10

Entsprechend gilt für die Arbeitszyklus-Signale D und D :

(17).

D =	r	V	2	^er	os 10
D =		^h ^ev ■	- 2
^er ^H		^eos10

(18).

2 e
r

Es ist demzufolge notwendig,eine Abgleichschaltung vorzusehen, um die Offsetspannung e -._ in den Gleichungen (17) und (18) auf Null zu bringen. Weiterhin ist es notwendig, Operationsverstärker mit einer geringen Offset-Drift zu verwenden, um die

Einflüsse von Temperaturänderungen und Alterung zu beseitigen. Dieses ist jedoch unerwünscht, da nicht nur die Operationsverstärker dadurch teuerer werden, sondern da auch ein bestimmter Zeitaufwand erforderlich ist, um die Offsetspannung abzugleichen, so daß die Betriebssicherheit abnimmt.

Bei der in Fig. 5 dargestellten Pulsbreitenmodulationsschaltung ist das aus dem Widerstand R13 und dem Kondensator C13 bestehende Tiefpaßfilter zwischen dem positiven Eingang der Integrierschaltung A10 und dem Ausgang des Inverters G4 geschaltet. Die durch Glätten der Ausgangsspannung des Inverters G4 mit dem Tiefpaßfilter erhaltene Spannung e beträgt dann:

^en - ita(-e_r) + £tb (e_r)
wobei mit (-) der Mittelwert bezeichnet ist.

Der Ausgang des Inverters G4 ist mit dem logischen Signal "1" +e und mit dem logischen Signal "0" -e . Da es sich um ein Wechselspannungssignal handelt, enthält das Spannungssignal e keine Gleichstrom-Offsetspannung. Demzufolge ist der Wert der Infinitesimalintegration Null. Wird nun die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters sehr viel größer als die Frequenz des Spannungssignals e gemacht, um so die Offsetspannung ^e _os-i₀ der Integrierschaltung A10 auf Null zu bringen, dann ist ^ ta = £.tb und e wird null Volt. Ist die Off setspannung e_Qs10 positiv, so ist £ta = £tb und die Spannung e erzeugt eine positive Spannung, die der Größe der Offsetspannung ^e _osiQ proportional ist. Daraus folgt, daß die Bedingung ^e _osi(-w^en ^ei-ⁿ9^estellt werden kann durch geeignete

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Auswahl der Amplitude der Ausgangsspannung des Inverters G4. Gemäß den Gleichungen (15} und (16), die die Eigenschaften der Pulsbreitenmodulationsschaltung PWM darstellen, ist die Offsetspannung e .._ der Integrierschaltung A10 an den negativen Eingang der Integrierschaltung AiO angelegt. Das bedeutet, daß bei der Rückkopplung einer Spannung e ,die gleich der Offsetspannung e .._ ist, an den positiven Eingang der Integrierschaltung AiO,die Offsetspannung ^e _os-i₀ der Integrierschaltung A10 praktisch ausgelöscht wird.

Aus obiger Beschreibung geht hervor daß in der Pulsbreitenmodulat ionssschaltung nach Fig. 5 die Offsetspannung ^e _os-i₀ der Integrierschaltung A10 durch Vorsehen der Rückkopplungsschaltung mittels des Tiefpaßfilters korrigiert werden kann. Dadurch wird es möglich, billige Operationsverstärker zu verwenden, die Herstellungskosten zu verringern und den Einfluß der Offsetspannung zu vermeiden. Der Einsatz von Operationsverstärkern ist bei der Herstellung der Pulsbreitenmodulationsschaltung in Form einer integrierten Schaltung besonders vorteilhaft, wobei zusätzlich die Notwendigkeit eines von außen erfolgenden Abgleichs der Offsetspannung vermieden ist. Da obendrein die Rückkopplung mit Hilfe der Zeitkonstanten des Widerstandes R13 und des Kondensators C13 erfolgt, kann die Offsetspannung automatisch nach der Verzögerung der Zeitkonstanten reguliert werden (Sekunden) aufgrund der Zeitschwankungen oder der Temperaturänderungen. Die Pulsbreitenmodulationsschaltung weist also über lange Zeiträume eine hohe Stabilität auf und es kann eine sehr genaue Messung mit ihr durchgeführt werden.

Die erfindungsgemäß eingesetzte Spannungs-Frequenzumwandlungsschaltung 103 wird nun im einzelnen beschrieben.

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Im Fall der Fig. 2 werden, wenn der Schalter Sa im Intervall te geschlossen ist, und der Schalter Sb im Intervall td durch das logische Ausgangssignal des Vergleichers A2 geöffnet ist, die Signale e_Qpl, e_Qnl, e_op2, e^·- als

Spannungssignal e der Integrierschaltung A1 zugeführt, wie es Fig.4a zeigt. Das Spannungssignal e wird in der Integrierschaltung A1 integriert, deren Ausgangssignal e_Q (Fig. 4b) einere Eingang des Vergleichers A2 zugeführt wird. Dem anderen Eingang des Vergleichers A2 wird für Vergleichszwecke ein weiteres Spannungssignal e zugeführt. Das Span-

nungssignal e hat den Wert -e /2 im Intervall te und den c ρ

Wert +e /2 im Intervall td, wie es Fig. 4d zeigt. Wenn die Integrierschaltung A1 das positive Gleichspannungssignal e im Intervall te erhält, entspricht sie der nach unten zeigenden Kurve. Wenn das Ausgangssignal e_Q der Integrierschaltung den Wert -e /2 erreicht, wird das logische Ausgangssignal des Vergleichers A2 invertiert und wird zum Intervall td. Im Intervall td wird das negative Gleichspannungssignal e der Integrierschaltung A1 zugeführt, wodurch das Ausgangssignal e_n der Integrierschaltung A1 erhöht wird. Erreicht das Ausgangssignal e_Q der Integrierschaltung den Wert +e /2,so wird das logische Ausgangssignal des Vergleichers A2 invertiert und das Intervall te erneut hergestellt. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß Fig. 4c die Ein-Aus-Zustände der Schalter Sa und Sb darstellt.

Die Inversionsperiode To des Vergleichers A2 ist demzufolge:

e .R2.C2 e .R2.C2

P P
To = te + td = - (20)

e e

op on

Werden e und e aus den Gleichungen (3) und (4) in die

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Gleichung (20) eingesetzt, so erhält man

To = 2 e . e . R2.C2
^ei · ^ev

Demzufolge erhält man am Ausgang des Vergleichers A2 ein Frequenzsignal fo gemäß der folgenden Gleichung (21):

_{fo =} ^ei * ⁶V (21)

^r 2e . e .R2 . C2

ir *-

Da e und e konstante Referenzspannungen sind, ist der Wert des Prequenzsignals fo proportional zur Verbraucherenergie (e..e ) in den Versorgungsleitungen- Ein integrierter Energiewert kann durch Zählung dieses Wertes erhalten werden.

Die Frequenzwandlerschaltung des erfindungsgemäßen Wattstundenzählers wird nun mit einem herkömmlichen Wandler verglichen, bezüglich der Offsetspannung. Fig. 9a zeigt eine herkömmliche Frequenzwandlerschaltung. In dieser Schaltung ist eine Polaritätsumkehrschaltung AO im Vorderteil einer Integrierschaltung A1 vorgesehen, um so eine Doppelflänken-Arbeitsweise zu ermöglichen. Die Umkehrschaltung AO kann ein Signal -e aufnehmen. Durch die Schaltzustände eines Schalters SW können Signale +e einer Integrierschaltung Al5 zugeführt werden. In Fig. 9a bezeichnet Al 6 einen Vergleicher. Daraus folgt daß die Polaritätsumkehrschaltung AO einen Operationsverstärker benötigt, wodurch der Nachteil des Auftretens von Offsetspannungen am Operationsverstärker beim Auftreten geringer Lasten entsteht (d.h. wenn der Pegel des Eingangssignals e gering ist). Die Offsetspannung be-

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dingt aber große Meßfehler in einem Wattstundenzähler, für den anstelle der auf den vollen SkalenaussGhlag bezogenen Genauigkeit die Meßgenauigkeit wichtig ist.

Beim erfindungsgemäßen Wattstundenzähler hingegen werden

die Signale e und e .deren Absolutwerte gleich sind ^ op on' ^

und die entgegengesetzte Polaritäten aufweisen, während der Multiplikation von e und e. erhalten, so daß selbst beim Auftreten von geringen Lasten kein Fehler erzeugt wird.

Bei dem in Fig. 2 dargestellten Multiplizierer werden die Gleichspannungssignale e und e gemäß den Gleichungen (3) und (4), die Inversionsperiode To des Vergleichers A2 gemäß der Gleichung (20) und das Frequenzsignal fo gemäß der Gleichung (21) nur dann erzeugt, wenn die Widerstände R11 und R21 die Bedingung R11^R21 erfüllen, wie es oben beschrieben ist. Unter Berücksichtigung der Werte der Widerstände R11 und R21 erhält man daraus

e = e (D) ^R11 - (^ei-^eop)D ₍₂₂₎

op ι R11+R21 R₁-ι//R₂1

Aus Gleichung (22) geht hervor, daß bei einer großen Linearität von mehr als 0,05%, R2 = 1000R1 sein muß. Liegt z.B. der Wert des Widerstandes R11 in der Größenordnung von 1O Kü so ist der Wert des Widerstandes R12 größer als 10 MIi, wobei es schwierig ist,einen Widerstand mit hoher Stabilität zu erhalten. Diese Schwierigkeit kann durch Verringerung des Widerstandswertes des Widerstandes R11 umgangen werden. Dies ist jedoch nachteilig,da die Spannungssignale e. und e Wechselspannungssignale der üblichen Frequenz sind (50/60 Hz) und es demzufolge notwendig ist, über einen Tiefpaßfilter

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mit einer relativ großen Zeitkonstante (R1.C1) zu verfügen, so daß der Verringerung des Widerstandswertes des Widerstandes R11 Grenzen gesetzt sind.

Wird die Bedingung R11«*R21 nicht erfüllt, dann führt das zweite Glied der Gleichung (22) zu einer zweiten Charakteristik, wodurch die Eingangs-Ausgangs-Kurve des Multiplizierers sich im Sättigungsbereich befindet, wie Fig. 10 zeigt, in der die obere Kurve die tatsächliche e.-fo Kurve zeigt, und die untere Kurve die ideale Kurve ist, wobei e konstant ist. Dementsprechend beeinflußt die oben beschriebene Nicht-Linearität den Multiplizierer, sowie einen mit dem Ausgang der Fre- ■ quenzwandlerschaltung verbundenen Zählstufe, wodurch es schwierig wird, elektrische Energie mit hoher Genauigkeit zu messen.

Der Einfluß der Nicht-Linearität kann durch Vorsehen eines die Impedanz umkehrenden Operationsverstärker A3 im Vorderteil der Integrierschaltung A17 überwunden werden, wie es Fig. 9b zeigt. Das Vorsehen des Operationsverstärkers A3 erhöht nicht nur die Herstellungskosten, sondern auch die Offsetspannung dieses Operationsverstärkers A3 erhöht die Schwierigkeiten zu Zeiten geringer Lasten. Selbst wenn die Offsetspannung des Operationsverstärkers A3 von außen her abgeglichen wird, treten noch Probleme hinsichtlich der Zeitschwankungen und Temperaturänderungen auf. In der Praxis ist es erforderlich, einen teueren Operationsverstärker mit geringer Driftneigung zu verwenden.

Zur Vermeidung der genannten Schwierigkeiten und zur Verbesserung der Linearität und der Genauigkeit ist in Fig. ein Ausführungsbeispiel eines Teils des erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers dargestellt.

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Anstelle des erwähnten Operationsverstärkers A3 ist ein Widerstand R4 im Rückkopplungssystem vorgesehen, zwischen dem Ausgang des Integrierkreises A1 und seinem negativen Eingang zur Erzielung einer Linearität. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß die durch die Widerstände R11 und R21 erzeugten Nicht-Linearitäten dadurch korrigiert werden, um eine lineare Eingangs-Ausgangs-Charakteristik zu erzielen. Die Wirkungsweise des die Linearität korrigierenden Widerstandes R4 wird nun erläutert.

Fig. 12a und 12b zeigen Diagramme, die der Eingangsspannung e bzw. der Ausgangsspannung e_ der Integrierschaltung A1 mit dem die Linearität korrigierenden Widerstand R4 im nicht angeschlossenen Zustand (gestrichelte Linien) und im angeschlossenen Zustand (ausgezogene Linien) entsprechen. Wird der Widerstand R4 angeschlossen,so erhöht sich die Ausgangsspannung genauso wie e„, wenn die Schalter Sa und Sb geschaltet werden. Die Amplitude dieses Sprunges beträgt

wobei sie proportional zum Multiplikationswert der Gleichspannungssignale e oder e ist. Das bedeutet, daß die Integration des Integrierers Al durch den Spannungssprung e reduziert wird. Ist also der Widerstand R4 angeschlossen, so verläuft die Frequenz-Ausgangskurve des Frequenzwandlerteils genau entgegengesetzt zu derjenigen von Fig. 10, wie Fig. 13 zeigt, in der die obere Kurve die ideale e -fo Kurve darstellt und die untere Kurve die tat-

In

sächliche e -fo Kurve ist.
m

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Werden also die Werte für die Widerstände R11, R21 und R4 und für den Kondensator C_"l in der Schaltung gemäß Fig. 11 geeignet gewählt, dann tritt der den Multiplizierer betreffende Fehler nicht auf, und es wird ein Frequenzsignal erhalten, das den idealen Eigenschaften proportional den Werten e. und e entspricht.

Ähnlich wie in der Pulsbreitenmodulationsschaltung werden auch in der Integrierschaltung A1 und im Vergleicher A2 Operationsverstärker eingesetzt. Deren Offsetspannungen wiederum bewirken Fehler,die sich zu Zeiten geringer Lasten bemerkbar machen. Wie jedoch bereits im Zusammenhang mit Fig. 7 und 8 erwähnt, erzeugen die Offsetspannungen des Vergleichers A2 keinen Fehler. Dies wird aus Fig. 14 und 15 deutlich, die ähnlich den Fig. 7 und 8 sind. Die Offsetspannung e ₂ des Vergleichers A2 ist fast in Phase mit einer Hysteresespannung e , die als Referenzspannung für Vergleichszwecke dient, wodurch das Ausgangssignal in den Intervallen te und td nicht beeinflußt wird, in denen die Frequenz bestimmt wird.

Die Offsetspannung e ₁ der Integrierschaltung A1 liegt jedoch in Serie zu den Gleichspannungssignalen e und e , wodurch ein Fehler bewirkt wird. Die Auswirkungen der Offsetspannung der Integrierschaltung Al wird im Zusammenhang mit Fig. 2 (oder Fig. 12) und Fig. 4 beschrieben.

Das Ausgangssignal e_ (te) der Integrierschaltung im Intervall te kann wie folgt dargestellt werden:

909883/08SS

BAD ORIGINAL

	Γ 1	tc	(e H op	- - e P
e_Q (te) = -i	IR2.C2	^J
= te	^eop	+ ^ec
daraus folgt e	* R2.	C2		(
	R2 . C2
	+ ^eos1		^{h e}os1^{} dt})

(24)

Das Ausgangssignal e_Q (td) der Integrierschaltung im Intervall td kann wie folgt dargestellt werden:

e_Q (td) - - { R2TC2-/ (-

_Q (td) - { R2TC2/ (e_on + e^)} = - e_p . _{td (} _}

R2. C2 und damit:

e . R2. C2

td = -E (25)

on - os1

Für die Periode To gilt demzufolge

2 e e R2. C2

To = 2E^ =

- ^eos1

und daraus folgt für die Frequenz f

² - e

fo = (26)

2 e e R2. C2 op. p.

Da sich das Gleichspannungssignal e aus der Multiplikation von e. und e ergibt, kann die Gleichung 26 auch wie folgt geschrieben werden:

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^(Ke1 - ^ev^} - ^eos1
2K.e.. e . e . R2.C2

wobei K eine Konstante ist.

Ist die Offsetspannung e . der Integrierschaltung A1 Null (e .j = 0) , so folgt aus Gleichung (27) :

, K . e.. e
ι ν

Damit erhält man die ideale Ausgangsfrequenz. Ist jedoch (K.e..e )^> e_1f so erhält man eine quadratische Gleichung und der Fehler kann sehr klein gemacht werden. Im Falle von geringen Lasten jedoch ist der Wert (K.e..e ) manchmal sehr klein. In diesem Fall ist,wie Gleichung (27) zeigt, der Einfluß des Fehlers aufgrund der Offsetspannung e .. auch mit der in Fig. 2 oder Fig. 11 dargestellten Frequenzwandlerschaltung nicht zu vermeiden.

Zur Vermeidung des Einflusses der Offsetspannung und zur Durchführung von Messungen mit hoher Genauigkeit wird im folgenden ein anderes Ausführungsbeispiel eines Frequenzwandlers im erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzähler im Zusammenhang mit Fig. 16 beschrieben. Bei diesem Frequenzwandlerteil ist ein aus einem Widerstand R5 und einem Kondensator C3 bestehendes Tiefpaßfilter zwischen dem positiven Eingang einer Integrierschaltung A1 und einem Inverter G3 geschaltet (wobei der positive Eingang nicht direkt geerdet ist). Die durch Glättung der Ausgangsspannung des Inverters G3 mit dem Tiefpaßfilter R5 und C3 erhaltene Spannung e_f kann wie folgt berechnet werden:

^ef tc(-e ) + td (el ⁽²⁹⁾·

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Der Inverter G3 gibt mit dem logischen Signal "1" das Signal +e ab und mit dem logischen Signal "0" das Signal -e , wobei die Signale jfe gleiche Amplitude,aber entgegengesetzte Polarität aufweisen. Die der Integrierschaltung A1 zugeführten Gleichspannungssignale e und e weisen ebenfalls gleiche Absolutwerte und entgegengesetzte Polaritäten auf. Ist die Offsetspannung e .. der Integrierschaltung A1 Null, so folgt aus Gleichungen (24) und (25), daß te = td ist, und damit die Spannung e_f Null ist. Ist die Offsetspannung e ₁ positiv, so ist tc<td und die Spannung e^ ist positiv, während in dem Fall in dem die Offsetspannung e ₁ negativ ist, totd ist und die Spannung e_f negativ ist. Dementsprechend kann die Bedingung e λΘλ durch geeignete Wahl des Ausgangspegels (Amplitude von e ) des Inverters G3 erhalten werden.

Im Hinblick auf die Gleichungen (24) und (25), die die Integration darstellen, wird die Offsetspannung e ,· an'den negativen Eingang der Integrierschaltung A1 (Fig. 14) angelegt. Wird nun die der Spannung e . gleiche Spannung e_f nach dem Glätten durch das aus dem Widerstand R5 und dem Kondensator C3 bestehende Tiefpaßfilter,an den positiven Eingang der Integrierschaltung A1 gelegt, so kann die Offsetspannung e ₁ praktisch zum Verschwinden gebracht werden.

Wie aus der obigen Beschreibung deutlich hervorgeht, wird bei dem in Fig. 16 dargestellten Frequenzwandlerteil die Offsetspannung der Integrierschaltung A1, die einen Operationsverstärker aufweist, ausschließlich durch die Rückkopplung, d.h. das Tiefpaßfilter korrigiert. Damit ist es möglich einen billigen Operationsverstärker zu verwenden unter Vermeidung des Einflusses der Offsetspannung und so das Frequenzwandlerteil als integrierte Schaltung auszuführen.

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ORIGINAL INSPECTED

Aus dem gleichen Grunde ist es auch überflüssig,die Offsetspannung von außen abzugleichen. Selbst beim Auftreten von Zeitschwankungen und Temperaturänderungen wird die Offsetspannung automatisch korrigiert nach der Zeitkonstantenverzögerung (Sekunde), so daß der Frequenzwandlerteil eine hohe Stabilität über einen langen Zeitraum aufweist.

Fig. 17 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel einer Frequenzwandlerschaltung für den erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzähler. Bei der in Fig. 16 dargestellten Frequenzwandlerschaltung wird das Ausgangssignal des Inverters G3 dem positiven Eingang der Integrierschaltung A1 rückgekoppelt. In der Frequenzwandlerschaltung nach Fig. 17 hingegen wird das Ausgangssignal eines Inverters G3 dem negativen Eingang der Integrierschaltung A1 über eine andere Integrierschaltung A20 rückgekoppelt. Das Ausgangssignal des Inverters G3 wird über einen Widerstand R5 dem negativen Eingang der Integrierschaltung A20 zugeführt, während ihr positiver Eingang geerdet ist. Zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang der Integrierschaltung A20 ist ein Kondensator C22 geschaltet. Der Ausgang der Integrierschaltung A20 ist über einen Widerstand R6 mit dem negativen Eingang der Integrierschaltung A1 verbunden.

Das Ausgangssignal des Verg'leichers A2 wird demzufolge dem negativen Eingang der Integrierschaltung A1 über die Integrierschaltung A20 rückgekoppelt,wie beschrieben. Dies geschieht, um eine Offsetspannung in einer Eingangsspannung je | oderie ι zu vermeiden. Mit der in Fig. 16 gezeigten Schaltung ist es möglich, die Offsetspannung der Integrierschaltung A1 zu kompensieren/ es ist jedoch unmöglich, das Auftreten einer Offsetspannung in der Eingangsspannung|e |oder

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le I vollständig zu vermeiden. Ein Offsetspannungs-Anteil in der Eingangsspannung e oder e wirkt sich jedoch auf die Ein-Aus-Betätigungen der Schalter S1 - S4 im Multiplizierer aus, sowie auf die Schalter Sa und Sb, wodurch der Wert e von dem Wert e durch die Offsetspannung abwei-

op on *

chen kann. Aus diesem Grund wird das Ausgangssignal der Integrierschaltung A20 in Fig. 17 dem negativen Eingang der Integrierschaltung A1 rückgekoppelt, um so die Spannung e am negativen Eingang der Integrierschaltung A1 auf Null Volt zu bringen. Dadurch kann die in der Eingangsspannung je I oder le I enthaltene Offsetspannung kompensiert werden.

Im folgenden wird die Stabilisierung der Ausgangsspannung des Vergleichers beschrieben, der in Zusammenhang mit Fig. und 5 näher erläutert wurde. Das Ausgangssignal des Vergleichers muß den Wert +e oder +e beim logischen Signal "1" aufweisen und den Wert -e oder -e beim logischen Signal "0".

Im allgemeinen enthält der Ausgangskreis einer derartigen Vergleicherschaltung eine bipolare integrierte Schaltung, wie sie in Fig. 18 dargestellt ist. In dieser Figur ist mit e. ein Signal bezeichnet, das durch Umwandlung eines Differenzeingangssignals erhalten wird. Wird ein Transistor Q3 durch das Signal e. leitend geschaltet (eingeschaltet), so wird ein Transistor Q2 ebenfalls leitend geschaltet,um so eine Ausgangsspannung der Größe ungefähr -Vee abzugeben. Wird andererseits der Transistor Q3 gesperrt, so wird ein Transistor Q1 leitend geschaltet, um eine Ausgangsspannung von ungefähr +Vcc abzugeben.

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In einer derartigen Schaltung sind die Sättigungsspannungen der Transistoren Q1 und Q 2 begrenzt. Insbesondere wird im Transistor Q2 eine Offsetspannung von ungefähr 2V erzeugt. Bei Verwendung einer elektrischen Quelle von +1!5V _Zum Beispiel beträgt also die Ausgangsspannung ungefähr 14.5V beim logischen Signal "1" und ungefähr -13V beim logischen Signal "0" .

Zur Vermeidung dieser Schwierigkeiten können, wie Fig. 19 zeigt, Zenerdioden Dz mit dem Ausgang des Vergleichers verbunden sein um so die Ausgangsspannung festzuhalten und ihre Amplitude zu stabilisieren.

Mit dieser Methode ist es jedoch schwierig, die Amplituden der positiven und negativen Ausgangsspannungen gleich groß zu halten, da die Zenerspannungen der Zenerdioden Dz schwanken.

Zur Vermeidung dieser Schwierigkeit ist der Ausgangskreis des Komparators bei dem erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzähler, wie er z.B. in Fig. 20 dargestellt ist, aus einem C-MOS-Kreis aufgebaut, wobei mit Q11 und Q12 P-bzw. N-Kanal-Anreicherungs-MOS-Feldeffekt-Transistoren bezeichnet sind. In dieser Schaltung leitet der Transistor Q11 wenn der Transistor Q13 leitet, und leitet der Transistor Q12 wenn der Transistor Q13 gesperrt ist.

Eine Eigenart dieser Schaltung ist, daß im wesentlichen keine Offsetspannung erzeugt wird, da die Feldeffekt-Transistoren Q11 und Q12 spannungsgesteuert sind. Eine äquivalente Schaltung zu der in Fig. 20 dargestellten Schaltung kann durch Ersatz dieser Schaltung durch eine Widerstandsschaltung

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erhalten werden, wie Fig. 21 zeigt. Da im allgemeinen jeder Transistor Q11 und Q12 im leitenden Zustand Widerstandswerte von einigen zehn Ohm bis einigen hundert Ohm aufweist, und im gesperrtem Zustand Widerstandswerte von einigen tausend Megohm aufweist, kann die in Fig. 20 dargestellte Schaltung durch eine Schalter-Schaltung ersetzt werden, wie es in Fig. 21 dargestellt ist. Die Amplitude der Ausgangsspannung des Vergleichers unter Verwendung der Transistoren Q11 und Q12 kann dann beim logischen Ausgangssignal "1" durch die folgende Gleichung (30) und beim logischen Ausgangssignal "0" durch die folgende Gleichung (31) dargestellt werden:

^RL (30)

(31)

Dabei ist e_QH das Ausgangssignal e_o bei hohem Pegel und e„._T das Ausgangssignal e~ bei niedrigem Pegel.

UJj U

Wird also die Versorgungsspannung V_nn gleich der Versorgungsspannung -Vg₃ gemacht und der Einschaltwiderstand des Feldeffekttransistors Q11 gleich demjenigen des Feldeffekttransistor Q12 gemacht, so ist es möglich, einen gleich großen Wert (d.h. absoluten Amplitudenwert) für e_otI und e,__T zu er-

(JrI ULi

halten. Das bedeutet, daß man mit der in Fig. 20 dargestellten Schaltung genau die oben beschriebenen Ausgangsspannungen jfe und +e erhalten kann.

Im folgenden wird die Stabilisierung der Ausgangssignale des Inverters beschrieben.

	RL +	rds	'Ρ
^eOL -	RL
" ^VDD	RL +	rds	.n
⁼ - ^vss

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Fig. 22 zeigt einen Inverter der ähnlich wie der in Fig. gezeigte Vergleicher aus C-MOS-P-und N-Feldeffekt-Transistören Q21 bzw. Q22 aufgebaut ist. Wird dem Eingang der Schaltung eine Spannung +e zugeführt/ so leitet der Transistor Q22 und gibt ein Ausgangssignal -e ab. Wird dem Eingang der Schaltung eine Spannung -e zugeführt, so leitet der Transistor Q21 und gibt ein Ausgangssignal +e ab. Mit dieser Schaltung können also genaue Ausgangsspannungen, die durch invertieren der Eingangsspannungen erzeugt werden, dadurch erhalten werden, daß die Einschaltwiderstände der Feldeffekt-Transistoren Q21 und Q22 gleich groß gemacht werden.

Aus obiger Beschreibung wird deutlich, daß der Ausgangskreis des Vergleichers und der Inverter aus C-MOS-FeIdeffekt-Transistoren aufgebaut sind, wobei der Sättigungs-Einschalt-Widerstand des P-Kanal-Feldeffekt-Transistors, der mit der elektrischen Quelle +V_Dn verbunden ist, gleich demjenigen des N-Kanal-Feldeffekt-Transistors ist, der mit der elektrischen Quelle ~V_gs verbunden ist und daß diese elektrischen Quellen +V^_n und -V_pc gleiche Amplitude und

UU Ob

hohe Stabilität zur Steuerung der Transistoren aufweisen. Demzufolge können die vorgegebenen Ausgangsspannungen mit hoher Genauigkeit erhalten werden.

Fig. 23 zeigt eine geeignete elektrische Versorgungsquelleinheit zur Steuerung der einzelnen Teile des elektronischen Wattstundenzählers.

Dazu werden die elektrischen Quellen +V_nn und ~v"^_q so als Referenzspannungen e und e so verwendet, wie sie sind. Demzufolge müssen wegen der Eigenschaften der Referenzspannungen e und e positive und negative elektrische Quellen

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mit gleicher Spannungsamplitude vorgesehen werden.

Da der gesamte Stromverbrauch des erfindungsgemäßen elektronischen Wattstundenzählers in der Größenordnung von einigen Milliampere liegt (mA), wird die in Fig. 23 dargestellte elektrische Versorgungsquelle mit vollständigen Gleichlaufeigenschaften (tracking) im Wattstundenzähler verwendet. In Fig. 23 bezeichnet REG einen positiven Spannungsstabilisator. Die Ausgangsspannung e des Stabilisators REG wird so gewählt, daß sie die folgende Bedingung erfüllt:

^e O = ^{+ V}DD - <"^VSS>

Die Mittelpunktsspannung OV wird durch die Widerstände R40 und R41 und einen die Impedanz umkehrenden Pufferverstärker A30 bestimmt. Um demzufolge z.B. +12V als elektrische Versorgungsspannungen zu gewährleisten, ist es erforderlich, einen 24V Stabilisator vorzusehen und den Wert des Widerstandes R40 gleich demjenigen des Widerstandes R41 zu wählen (R40 = R41). Als Pufferverstärker A30 wird ein Operationsverstärker gewählt. Aufgrund der Anordnung der in Fig. 23 gezeigten Schaltung weist der Operationsverstärker eine unendliche Eingangsimpedanz auf und eine Ausgangsimpedanz von im wesentlichen Null. Damit ergibt sich die Eingangsspannung e für den Pufferverstärker A30:

e - _P ^R4Q
^{e e}

^ez " ^eo R40 + R41

Dieser Wert zeigt die Mittelpunktsspannung OV der Schaltung. Wird die Ausgangsspannung des Pufferverstärkers A30 = OV gewählt, so erhält man

+V = e ^R4°

^VDD ^eo R 40 + R41

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-V = e ^R4°

^VSS ^e

SS ο R40 + R41
und daraus |V_DD|= JV_ss|.

Mit dieser elektrischen Versorgungsquelle ist also die Änderung der Ausgangsspannung e des Stabilisators REG gleichmäßig auf die Spannungen +V_nn und -ν_ςς verteilt. Die elektrische Quelleneinheit ist also eine solche mit völligen Gleichlaufeigenschaften.

Beim vorstehend beschriebenen Wattstundenzähler weisen sowohl die Pulsbreitenmodulationsschaltung als auch das Frequenzwandlerteil eine Integrierschaltung auf, während der Vergleicher einen Ausgangspuffer aufweist, der C-MOS-FeIdeffekt-Transistoren sowie Schalter S1 - S4 und Sa und Sb aufweist.

Im allgemeinen ist es schwierig für eine monolithische integrierte Schaltung passive Bauteile aufzunehmen, wohingegen es für eine monolithische integrierte Schaltung möglich ist, aktive Bauteile aufzunehmen. Werden demzufolge die Integrierschaltungen aus Operationsverstärkern, der Vergleicher und die Schalter als aktive Bauteile ausgestaltet, dann kann der Wattstundenzähler aus einer monolithischen integrierten Schaltung aufgebaut werden.

Fig. 24 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Wattstundenzählers mit integrierten Schaltungen (IC). Der mit 1O bezeichnete Abschnitt des Multiplizierers weist eine Pulsbreitenmodulationsschaltung auf (durch die gestrichelte Linie angedeutet), die identisch mit dem Frequenzwandlerabschnitt ist, in dem die Spannungen e und e nach der Multiplika-

op on

tion in Frequenzen umgewandelt werden. Die Bauteile in Fig. 24,die zuvor im Zusammenhang mit Fig. 5 und 16 beschrieben worden sind, sind ähnlich bezeichnet und ihre Wirkungsweise

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entspricht derjenigen, die bereits beschrieben wurde. Zusätzlich sind im Frequenzwandlerabschnitt 20 Schalter Sc und Sd vorgesehen, um eine Konstanthaltung des Lastwiderstandes R20 bezüglich der Gleichspannungssignale e und e zu erzielen,unabhängig von den Ein-Aus-Betätigungen der Schalter Sa- Sd. Insbesondere ist der Widerstand R20, der den gleichen Wert wie der Eingangswiderstand der Integrierschaltung A1 aufweist, mit dem gemeinsamen Anschluß der Schalter Sc und Sd verbunden. Die in Fig. 24 dargestellte Schaltung kann also durch zwei identische integrierte Schaltungen hergestellt werden, wodurch eine Verringerung der Zufuhrzeit und damit der Herstellungskosten erzielt wird und eine Erleichterung des Kontroll- und Wartungsaufwandes. Um eine hohe Genauigkeit beim Betrieb des in Fig. 24 gezeigten Wattstundenzählers zu gewährleisten, sollte die in Fig. 23 dargestellte oben beschriebene elektrische Versorgungsquelle verwendet werden.

Die Erfindung ist bisher im Zusammenhang mit einem Einphasen-Wattstundenzähler für zwei Leitungen beschrieben worden. Es sei jedoch betont, daß durch Vorsehen einer Vielzahl von Signalfühlerabschnitten einschließlich Transformatoren PT und Stromwandler CT, sowie einer Vielzahl von Multiplizierabschnitten 10 die Erfindung auch für einen Mehrphasen-Wattstundenzähler geeignet ist.

Fig. 2 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Mehrphasen-Wattstundenzählers. In diesem Mehrphasen-Wattstundenzähler ist die elektrische Energie die Summe der einzelnen Phasenenergien :

^Po ⁼ VT ^ei1 ^{+ e}v2· ^ei2 ^{+ e}vn· ^ein ⁽³⁵⁾

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In diesem Fall werden die den Verbraucherströmen der einzelnen Phasen proportionalen Spannungssignale e. durch die Schalter S1 - S4 mit Hilfe der in der Pulsbreitenmodulationsschaltung erzeugten Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale D und D weitergeschaltet, so daß die für jede Phase erhaltenen Signale nach der Multiplikation durch die Tiefpaßfilter addiert werden. Somit erhält man die Energie P gemäß der Gleichung (35). Auch beim vorstehend beschriebenen Mehrphasen-Wattstundenzähler kann der Multiplizierer 10 einschließlich der Pulsbreitenmodulationsschaltung als integrierte Schaltung ausgebildet sein und zwar für jede Phase eine. Da der Frequenzwandlerteil 20 gemeinsam für alle Phasen verwendet werden kann, ist der Mehrphasen-Wattstundenzähler bis dahin dem Einphasen-Wattstundenzähler ähnlich.

Im oben beschriebenem Ausführungsbeispiel wird das Spannungssignal e der Pulsbreitenmodulationsschaltung zugeführt und das Spannungssignal e. dem Multiplizierer; es ist jedoch auch möglich, das Spannungssignal e dem Multiplizierer zuzuführen und das Spannungssignal e. der Pulsbreitenmodulationsschaltung.

Es sei nocheinmal betont, daß bei einer Pulsbreitenmodulationsschaltung, die eine Integrationsschaltung und einen Vergleicher enthält, in denen Operationsverstärker vorgesehen sind, durch diese eine Offsetspannung erzeugt wird; diese kann jedoch durch Anlegen einer gleich großen Spannung an den Eingang der Operationsverstärker mittels eines im Rückkopplungssystem vorgesehenen Tiefpaßfilter kompensiert werden. Demzufolge kann die Pulsbreitenmodulationsschaltung aus allgemein einsetzbaren billigen Operationsverstärkern aufgebaut werden, und trotzdem Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signale mit hoher Genauigkeit

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erhalten werden, ohne daß die Offsetspannung von außen abgeglichen werden muß. Im Tiefpaßfilter erfolgt die Rückkopplung mittels der durch den Widerstand und den Kondensator bestimmten Zeitkonstanten. Das bedeutet, daß auch bei Schwankungen der Offsetspannung mit der Zeit oder mit der Temperatur eine automatische Anpassung des Tiefpaßfilters an diese Schwankungen der Offsetspannung erfolgt. Der erfindungsgemäße Wattstundenzähler kann demzufolge über lange Zeiträume sehr stabil arbeiten.

Auch der Frequenzwandler weist eine Integrationsschaltung und einen Vergleicher mit einem Operationsverstärker auf, wobei die gleichen oben beschriebenen Wirkungen auftreten.

Der Ausgangskreis sowohl des Vergleichers als auch der PuIsbreitenmodulationsschaltung und des Frequenzwandlerteils besteht aus P - und N-Kanal-C-MOS-Feldeffekttransistoren, wodurch Schwankungen der positiven und negativen Ausgangsspannungen vermieden werden, welche bei herkömmlichen bipolaren integrierten Schaltungen oder Klemmdioden auftreten. Da nämlich ein C-MOS-Feldeffekttransistor spannungsgesteuert ist, ist der Unterschied zwischen den Widerständen im leitenden und im gesperrten Zustand sehr groß, so daß ein C-MOS-Feldeffekttransistor als vollständiges Schaltteil verwendet werden kann. Dies gilt nicht nur für die Integrationsschaltung, sondern auch für den Inverter im Frequenzwandlerteil .

Zum Erhalt positiver und negativer Versorgungsspannungen ist ein Operationsverstärker mit einer Ausgangsimpedanz von null und einer Eingangsimpedanz von unendlich mit dem Spannungsteiler-Widerstandskreis im Ausgangskreis des einen Stabilisators verbunden, wodurch genaue positive und nega-

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tive elektrische Versorgungsquellen erhalten werden. Obendrein ist der Multiplizierer einschließlich der Pulsbreitenmodul ationsschaltung im Aufbau identisch mit dem Frequenzwandlerteil, wobei sowohl der Multiplizierer als auch der Frequenzwandlerteil aus aktiven Bauteilen gebildet werden. Beide Schaltungen können daher als integrierte Schaltungen ausgeführt werden, wodurch die Abmessungen des elektronischen Wattstundenzählers besonders klein gehalten werden können.

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Claims

Patentansprüche :

Elektronischer Wattstundenzähler, gekennzeichnet durch: eine Pulsbreitenmodulationsschaltung, in der ein einer Lastspannung in einer Energieversorgungsleitung proportionales Spannungssignal pulsbreitenmoduliert wird, um so ein Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signal zu erhalten; einen Multiplizierer mit einer Vielzahl von Schaltern, die selektiv mittels des Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signals betätigt werden, um so positive und negative Gleichspannungssignale gleicher Absolutwerte aus dem Produkt eines dem Verbraucherstrom in der Energieversorgungsleitung proportionalen Spannungssignals mit dem vom zur Lastspannung proportionalen Spannungssignal herrührenden Pulsbreiten-Arbeitszyklus-Signal zu erhalten;

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und einen Doppelflanken-Frequenzwandler, zur Umwandlung der positiven und negativen Gleichspannungen in ein Frequenzsignal.
2. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pulsbreitenmodulationsschaltung einen Integrierer aufweist mit einem Operationsverstärker, dessen negativem Eingang das der Lastspannung proportionale Spannungssignal zur Durchführung einer Aufintegration zugeführt wird und einen Vergleicher aufweist, dessen Polarität umgekehrt wird, sowie die Ausgangsspannung des Integrierers einen vorbestimmten Wert erreicht.
3. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß er ein Tiefpaßfilter aufweist zum Anlegen des Ausgangssignals des Vergleichers an den positiven Eingang des Integrierers, um so die Offsetspannung zu beseitigen, die durch den integrierer erzeugt wird.
4. Elektronischer Wattstundenzähler nach Ansprüchen 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplizierer zwei Gruppen von Tiefpaßfiltern im Ausgangskreis der Analog-Schalter aufweist.
5. Elektronischer Wattstundenzähler,nach Ansprüchen 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler einen Integrierer zur Integration der positiven und negativen vom Multiplizierer abgegebenen Gleichspannungen aufweist, sowie einen Vergleicher aufweist, dessen Polarität umgekehrt wird, sowie die Ausgangsspannung des Integrierers einen vorbestimmten Wert erreicht.

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6. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß er ein Tiefpaßfilter aufweist, zum Anlegen des Ausgangssignals des Vergleichers an den positiven Eingang des Integrierers, um so die vom Integrierer erzeugte Offsetspannung zu beseitigen.
7. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß er einen in Serie mit einem Kondensator geschalteten Korrekturwiderstand aufweist, zur Festlegung der Integrations-Zeitkonstanten des Integrierers, wobei der Korrekturwiderstand zur Verbesserung der Nichtlinearität der Ausgangsspannung am Integrierer dient, die von den positiven und negativen an den Integrierer angelegten Spannungen herrührt.
8. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß er einen weiteren Integrierer aufweist, dessen negativer Eingang mit dem Ausgang des Vergleichers verbunden ist und wobei das integrierte Ausgangssignal des zweiten Integrierers dem negativen Eingang des ersten Integrierers rückgekoppelt wird.
9. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Ausgangskreise des Vergleichers der Pulsbreitenmodulationsschaltung und des Frequenzwandlers Schalter aufweist, die aus einem P-Kanal-C-MOS-Feldeffekttransistor und einem N-Kanal-C-MOS-Feldeffekttransistor bestehen, die mit positiven und negativen elektrischen Versorgungsquellen verbunden sind.
10. Elektronischer Wattstundenzähler nach Anspruch Ϊ_Γ dadurch

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gekennzeichnet, daß der Multiplizierer einschließlich der Pulsbreitenmodulationsschaltung aus aktiven Bauteilen und äußerlich angeschlossenen passiven Bauteilen aufgebaut ist, und daß der Frequenzwandler aus aktiven Bauteilen und äußerlich angeschlossenen passiven Bauteilen aufgebaut ist, und daß die Anordnung und der Aufbau der aktiven Bauteile zur gemeinsamen Verwendung gleich zueinander ist.
11. Elektronischer Wattstundenzähler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Vielzahl von Pulsbreitenmodulationsschaltungen und eine Vielzahl von Multiplizierern aufweist und daß die Ausgangsspannungen der Vielzahl von Multiplizierern getrennt addiert werden, entsprechend den positiven und negativen Polaritäten und daß die Addierergebnisse einem Frequenzwandlerteil zugeführt werden, um so einen elektrischen Mehrphasen-Energiewert zu erhalten.
12. Elektronischer Wattstundenzähler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Verbraucherstrom proportionale Spannungssignal der Pulsbreitenmodulationsschaltung zugeführt wird und daß das der Lastspannung proportionale Spannungssignal dem Multiplizierer zugeführt wird.
13. Elektronischer Wattstundenzähler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die positiven und negativen elektrischen Versorgungsquellen einen Operationsverstärker aufweisen, dessen Eingang unendlicher Impedanz und dessen Ausgang mit einer Impedanz von im wesentlichen null mit einem Spannungsteiler verbunden ist, der mit dem Ausgang eines Stabilisierers verbunden ist, um so das Mittelpunkts-

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Potential der positiven und negativen elektrischen Quelle zu bestimmen.

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