DE3803609A1

DE3803609A1 - Schaltungsanordnung mit einer in brueckenschaltung betriebenen stroemungssonde

Info

Publication number: DE3803609A1
Application number: DE3803609A
Authority: DE
Inventors: Josef Dipl Ing Kleinhans
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1988-02-06
Filing date: 1988-02-06
Publication date: 1989-08-17
Also published as: KR960015068B1; WO1989007242A1; KR900700863A; US5063352A; JPH03502362A; EP0400012A1; DE3803609C2

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde, einer Einrichtung zur Feststellung des Brückengleichgewichts, welche eine Kippschaltung steuert, die von einem Oszillator versorgbar ist und eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brückenschaltung steuert, wie sie beispielsweise aus der DE-OS 36 08 538 bekannt ist. Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist die Strömungssonde als Hitzdraht-Strömungssonde ausgebildet, deren Ausgangssignal einer Betriebsspannung proportional ist. Die Diagonalspannung der Brückenschaltung, in der die Strömungssonde angeordnet ist, wird den Eingangsklemmen eines Komparators zugeführt, dessen Ausgangsanschluß mit einem Eingang der bistabilen Kippstufe verbunden ist, deren Ausgang einen Transistor steuert, der bei Schließen eines Schalters eine Integratorschaltung an die Betriebsspannung legt. Mit der bekannten Schaltungsanordnung soll erreicht werden, daß eine sonst erforderliche hochpräzise Spannungsreferenzquelle in einem Steuergerät, welches das Ausgangssignal auswertet, entfallen kann. Die Ausgangsfrequenz der bekannten Schaltungsanordnung liegt im Bereich zwischen 1 und 10 kHz.

Aus beispielsweise der DE-PS 24 48 304 ist eine Schaltungsanordnung zur Digitalisierung eines von einer Meßsonde abgeleiteten Analogsignals mit einem Spannungs-Frequenz-Wandler bekanntgeworden, bei welcher für eine Kraftstoffeinspritzung für Brennkraftmaschinen eine elektrische Steuereinrichtung mit einem Luftmengenmesser vorgesehen ist, bei welchem ein in einer Brückenschaltung angeordneter Widerstand von einem Heizstrom durchflossen wird. Der Heizstrom weist einen Gleichstromanteil sowie einen überlagerten Wechselstromanteil auf, der aus Heizstromimpulsen konstanter Dauer besteht, wobei sich die Impulsfolgefrequenz in Abhängigkeit von der Luftmenge ändert. An eine Diagonale der Brückenschaltung ist ein Operationsverstärker angeschlossen, dessen Ausgangsspannung mit einem Spannungs-Frequenz-Wandler in eine der angesaugten Luftmenge proportionale Frequenz gewandelt wird, die einerseits den der Brückenschaltung zugeführten Wechselstrom steuert und andererseits mittelbar als Steuergröße der elektronischen Steuereinrichtung zur Kraftstoffeinspritzmengenzumessung dient. Die Ausgangsfrequenz des Spannungs-Frequenz-Wandlers wird einer Linearisierungsfunktion unterworfen, die etwa durch eine Quadrierschaltung realisiert werden kann. Mit dieser Schaltungsanordnung soll eine Weiterverarbeitung des der angesaugten Luftmenge entsprechenden Impulsfolge-Frequenzsignals auf digitale Weise erfolgen.

In der DE-OS 30 37 340 ist ein Treiber für einen Hitzdraht-Luftmengenmesser beschrieben, der einen Hitzdraht zum Abstrahlen von Wärme in einen Luftstrom und einen Widerstand zur Temperaturkompensation aufweist. Der Spannungsabfall am Hitzdraht wird mit der am Kompensationswiderstand abfallenden Spannung verglichen. Diese Spannungsdifferenz wird integriert, und das integrierte Spannungssignal wird einem zweiten Vergleich mit der Ausgangsspannung eines Sägezahngenerators unterworfen. Aufgrund des Ergebnisses dieses zweiten Vergleichs wird das Tastverhältnis des Konstantstroms durch den Hitzdraht so gesteuert, daß die Differenz zwischen der Temperatur des Heizdrahts und der Temperatur des Kompensationswiderstands konstant wird. Bei dieser bekannten Schaltung sind zum Einspeisen konstanter Ströme in den Hitzdraht beziehungsweise in den Kompensationswiderstand zwei Konstantstromquellen erforderlich.

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde, einer Einrichtung zur Feststellung des Brückengleichgewichts, welche eine Kippschaltung steuert, die von einem Oszillator versorgbar ist und eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brückenschaltung steuert, bei welcher der Oszillator eine Betriebsfrequenz aufweist, die zumindest annähernd umgekehrt proportional zum Quadrat der Betriebsspannung der Stromversorgung ist, hat insbesondere den Vorteil, daß nur noch Halbleiter zur Schaltregelung erforderlich sind, deren Leistung geringer sein kann als beim Stand der Technik. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist daher weniger störanfällig, einfacher aufgebaut und daher kostengünstiger. Das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist ein Tastverhältnis, und dies gestattet eine direkte Auswertung des Ausgangssignals in digitalen Steuergeräten. Das Ausgangssignal ist unabhängig von der Versorgungsspannung und wird daher auch nicht durch etwaige Schwankungen der Versorgungsspannung (Betriebsspannung) beeinflußt.

Vorteilhafterweise ist zur Erzeugung der Betriebsfrequenz ein Schaltkreis vorgesehen, in welchem eine erste Vergleicherschaltung und eine zweite Vergleicherschaltung vorgesehen sind, die jeweils mit einem Eingang an eine Kapazität und mit dem anderen Eingang an eine erste Spannungsquelle beziehungsweise eine zweite Spannungsquelle angeschlossen sind, wobei von der ersten Vergleicherschaltung eine Kippschaltung zur Abgabe der Betriebsfrequenz und von der zweiten Vergleicherschaltung eine Stromversorgungsschaltung zur Aufladung der Kapazität betätigbar ist. Auf diese Weise läßt sich einfach die gewünschte umgekehrte Proportionalität zwischen der Ausgangsfrequenz und dem Quadrat der Betriebsspannung herstellen, wobei der Steuerhalbleiter im Vergleich zu einer Analogregelung eine erheblich verringerte Leistung aufweisen kann.

Vorteilhafterweise ist von der ersten Spannungsquelle eine der Betriebsspannung proportionale Spannung abgebbar und von der zweiten Spannungsquelle eine einer Referenzspannung proportionale Spannung, und der zweiten Vergleicherschaltung ist eine Integrierschaltung nachgeschaltet, deren Ausgangssignal eine steuerbare Stromquelle beaufschlagt, deren Ausgang an die Kapazität angeschlossen ist, wobei von der Kippschaltung ein Schaltglied zur Entladung der Kapazität betätigbar ist. Vorzugsweise ist die Kippschaltung eine monostabile Kippschaltung (Monoflop).

Da bei Verwendung einer einfachen Transistorschaltstufe als Schalteinrichtung für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung im eingeschalteten Zustand die Sättigungsspannung dieses Transistors das Betriebsverhalten der Schaltungsanordnung beeinflussen würde, ist als Schalteinrichtung vorteilhafterweise ein Spannungsfolger vorgesehen, welcher einen Operationsverstärker mit nachgeschaltetem Transistor aufweist. Der Spannungsfolger schaltet eine Spannung proportional zur Betriebsspannung, auf einem Pegel knapp unterhalb der Differenz zwischen der Betriebsspannung und der Sättigungsspannung des Transistors. Hierdurch lassen sich auf einfache Weise Störeinflüsse, die sonst die gewünschte umgekehrte Proportionalität zwischen der Betriebsfrequenz und dem Quadrat der Betriebsspannung gefährden könnten, vermeiden.

Vorteilhafterweise ist zur Erzeugung einer Frequenz umgekehrt proportional zum Quadrat der Betriebsspannung ein spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen, an den eine Steuerschaltung angeschlossen ist, von welcher ein Steuersignal zur Beeinflussung der Dauer der Einschaltimpulse des Oszillators in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung an den Oszillator abgebbar ist. Der die Frequenz bestimmende Abstand der Einschaltflanken der Einschaltimpulse bleibt daher unverändert, wogegen sich die Dauer der Einschaltimpulse durch entsprechende Verlagerung der Ausschaltflanke in Abhängigkeit vom Pegel der Betriebsspannung ändert.

Vorzugsweise ist hierbei ein an die Brückenschaltung angeschlossenes differentielles Integrierglied vorgesehen, dessen Ausgang an den Eingang des Oszillators angeschlossen ist.

Um auf einfache Weise die Dauer der Einschaltimpulse des Oszillators in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung ändern zu können, sind vorteilhafterweise Widerstandsnetzwerke mit Vergleicherschaltungen vorgesehen. Derartige Widerstandsnetzwerke lassen sich einfach, kostengünstig und präzise aufbauen. Durch unterschiedliche Ausgestaltung der Widerstandsnetzwerke läßt sich die Annäherung einer umgekehrt zum Quadrat der Betriebsspannung proportionalen Größe auf unterschiedliche Arten erreichen; bei einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung erfolgt diese Annäherung über Funktionen, die proportional zum Kehrwert der Betriebsspannung sind.

Zeichnung

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen. Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine schematisch stark vereinfachte Ausführungsform der Erfindung mit einem Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz proportional zum Kehrwert des Quadrats der Betriebsspannung der dargestellten Schaltungsanordnung ist, Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform des in Fig. 1 angegebenen Oszillators, und Fig. 3 eine bevorzugte Ausführungsform der in Fig. 1 schematisch als Schalter dargestellten Schalteinrichtung. In Fig. 4 ist eine weitere Ausführungsform des in Fig. 1 angegebenen Oszillators dargestellt, in Fig. 5 ein Zeitdiagramm für die Schaltung gemäß Fig. 4, in Fig. 6 eine erste Ausführungsform einer Zeitsteuerschaltung für den spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Fig. 4 und in Fig. 7 eine zweite Ausführungsform einer Zeitsteuerschaltung für den in Fig. 4 angegebenen spannungsgesteuerten Oszillator mit gegenüber der in Fig. 6 dargestellten Schaltung verbesserter Approximation des Kehrwerts des Quadrats der Betriebsspannung.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Bei den Ausführungsbeispielen handelt es sich um Schaltungsanordnungen mit einem Frequenzausgang für in Brückenschaltung betriebene Strömungssonden, die etwa als Hitzdraht- oder Heißfilm-Luftmassenmesser realisiert werden können, wobei jeweils ein Oszillator mit einer zumindest annähernd umgekehrt zum Quadrat der Betriebsspannung einer Stromversorgung proportionalen Betriebsfrequenz vorgesehen ist.

Bei der in Fig. 1 schematisch stark vereinfacht in einem Blockschaltbild dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist ein von einer Betriebsspannung U _B versorgter Oszillator 10 vorgesehen, dessen Ausgangsfrequenz umgekehrt proportional zum Quadrat dieser Betriebsspannung ist. Der Ausgang des Oszillators 10 ist mit dem S-Eingang eines Flipflops F 12 verbunden, dessen Q-Ausgang eine Steuerspannung U _ST zur Betätigung eines Schalters S 14 abgibt. Der Schalter S 14 ist vorzugsweise ein elektronisches Schaltglied oder Schaltbauteil. Ein Anschluß des Schalters S 14 ist mit der Betriebsspannung U _B verbunden und der andere Anschluß dieses Schalters mit dem oberen Anschluß einer Brückenschaltung aus vier Widerständen. In einem Zweig der Brückenschaltung sind ein Kompensationswiderstand RK und ein Abgleichwiderstand R 2 vorgesehen, im anderen Zweig ein Hitzdraht- oder Heißfilmwiderstand RH und ein Meßwiderstand RM. Der untere Anschluß der Brückenschaltung ist an Masse gelegt.

Die Diagonale dieser Brückenschaltung aus den vier genannten Widerständen ist an jeweils einen Anschluß (+ beziehungsweise -) einer Vergleicherschaltung K 16 gelegt, deren Ausgang mit einem Rücksetzeingang R des Flipflops F 12 verbunden ist. Am Ausgang der Vergleicherschaltung K 16 (Komparatorschaltung) liegt als Ausgangssignal ein Tastverhältnis, welches direkt in digitalen Steuergeräten ausgewertet werden kann.

Die Betriebsweise der in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist wie nachstehend angegeben:
Zum Zeitpunkt t =0 setzt der Oszillator 10 das Flipflop F 12, wodurch der Schalter S 14 geschlossen wird. In ungeheiztem Zustand hat der Hitzdraht-Widerstand RH einen geringeren Widerstandswert als den Sollwert bei Sollübertemperatur, und daher ist das Potential am nicht invertierenden Eingang des Komparators K 16 zum Zeitpunkt t =0 niedriger als am invertierenden Eingang. Eine vom Schalter S 14 an die Brückenschaltung der vier Widerstände abgegebene Spannung U _A läßt nun einen Heizstrom fließen, welcher den Widerstand des Widerstands RH erhöht, bis die Eingangsspannungen am Komparator K 16 gleich sind. In diesem Moment wird der Ausgang des Komparators K 16 umgeschaltet und hierdurch das Flipflop F 12 zurückgesetzt. Über die vom Flipflop F 12 abgegebene Steuerspannung U _ST wird der Schalter S 14 geöffnet, und RH kühlt wieder ab, bis der nächste Impuls des Oszillators 10 den voranstehend angegebenen Vorgang erneut einleitet. Je mehr der Widerstand RH von der ihn umgebenden Luft abgekühlt wird, desto länger dauert der Ausgleichsvorgang. Daher stellt das Tastverhältnis am Ausgang des Komparators K 16 ein Maß für die den Hitzdrahtwiderstand RH umströmende Luft dar.

Für die Energiebilanz am Hitzdraht-Widerstand RH gilt:

P _H=I _H² RH =g () Δ T (1)

Hierbei bedeutet P _H die Leistung, T _H den Heizstrom, g( ) eine Kennlinienfunktion und Δ T =T _H-T _U eine Temperaturdifferenz zwischen zwei unterschiedlichen Temperaturen T _H und T _U, wobei T _H<T _U ist. Für eine genügend hohe Ausgangsfrequenz f _o kann gesetzt werden: RH = =konstant, Δ T = =konstant.

Wegen RK +R 2» +RM gilt für I _H:

I _H=U _B/( +RM) (2)

Mit T _i=Einschaltzeit von S 14 und T _o=1/f _o gilt für die mittlere Leistung:

Faßt man die konstanten Größen zusammen, so erhält man:

Es wird deutlich, daß für das Tastverhältnis T _i/T _o eine unerwünschte Abhängigkeit von der Betriebsspannung U _B besteht. Gemäß der vorliegenden Erfindung fällt jedoch diese Abhängigkeit heraus, wenn f _o =1/T _o proportional zu 1/U _B² gewählt wird.

Fig. 2 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung, mit welcher eine Frequenz erzeugt wird, die umgekehrt proportional zum Quadrat der Betriebsspannung U _B ist.

Die Betriebsspannung U _B liegt an einem Eingang einer Verstärkerschaltung V 20 an, die die Betriebsspannung U _B um einen Faktor k₁, der kleiner als 1 ist, teilt.

Der Ausgang des Komparators K 22 ist an den Trigger-Eingang eines Monoflops (monostabile Kippschaltung) M 24 angeschlossen, an deren Ausgang Impulse mit der gewünschten Ausgangsfrequenz f _o bereitstehen.

Der Ausgang des Monoflops M 24 ist zur Betätigung eines Schalters S 28, der vorzugsweise als elektronisches Schaltglied ausgeführt ist, an diesen angeschlossen. Ein Anschluß des Schalters S 28 ist an Masse gelegt, der andere an den nicht invertierenden Eingang des Komparators K 22 und einen Anschluß eines Kondensators C 30, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Weiterhin ist der gemeinsame Anschluß des Kondensators C 30 und des Schalters S 28 mit dem invertierenden Eingang eines weiteren Komparators K 38 verbunden, der als Open-Collector-Komparator ausgebildet ist.

Von einer Referenzspannungsquelle 34, die beispielsweise als Zenerdiode ausgebildet sein kann, wird eine Referenzspannung U _REF abgegeben, und hierzu ist der Ausgang der Referenzspannungsquelle 34 mit dem Eingang einer weiteren Verstärkerschaltung V 36 sowie mit einem Anschluß eines Widerstands R 32 verbunden, dessen anderer Anschluß an den Ausgang des Komparators K 38 angeschlossen ist. Das Verstärkerglied V 36 verstärkt die Referenzspannung U _REF um einen Faktor k₂, welcher größer oder kleiner als 1 sein kann. Der Ausgang des Verstärkerbauteils V 36 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators K 38 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Komparators K 38 führt zu einem schematisch dargestellten Integrierglied I 40, an dessen Ausgang eine Spannung U _I bereitsteht. Diese Spannung wird auf eine spannungsgesteuerte Konstantstromquelle 26 gegeben, deren Eingang an die Betriebsspannung U _B und deren Ausgang an den Kondensator C 30 angeschlossen ist. Die Konstantstromquelle 26 gibt daher einen Strom I an den Kondensator C 30 ab, der der Ausgangsspannung U _I des Integrators I 40 proportional ist.

Der Kondensator C 30 wird mit dem Strom I von 0 Volt an aufgeladen. Im Komparator K 22 wird die Spannung des Kondensators C 30 mit der zur Versorgungsspannung proportionalen Spannung k₁ · U _B verglichen. Stimmen diese beiden Spannungen überein, so schaltet der Komparator K 22 und triggert das Monoflop M 24, welches einen kurzen Impuls abgibt. Dieser kurze Impuls betätigt den Schalter S 28 und führt zu einer schnellen Entladung des Kondensators C 30. Daraufhin beginnt der Ladevorgang für den Kondensator C 30 erneut und dies führt dazu, daß am Kondensator C 30 eine Sägezahnspannung anliegt. Für die Aufladezeit des Kondensators C 30 gilt:

k₁ U _B=(I · T _A)/C 30 (5)

In den zweiten Komparator K 38 wird die Spannung des Kondensators C 30 mit der zur Referenzspannung U _REF proportionalen Spannung k₂ · U _REF verglichen, die kleiner als die Spannung k₁ · U _B ist. Vom Zeitpunkt t =0 bis zum Umschaltpunkt des Komparators K 38 liegt an dessen Ausgang die Referenzspannung U _REF, danach die Spannung 0. Für den Umschaltpunkt T _S gilt:

k₂ U _REF=(I · T _s)/C 30 (6)

Für die Ausgangsspannung U _I des Integrators I 40 gilt:

Aus diesen Gleichungen folgt:

und mit Gleichung (7)

Da der Strom I, mit dem der Kondensator C 30 aufgeladen wird, proportional der Spannung U _I ist, gilt somit:

beziehungsweise

Für die Ausgangsfrequenz f _o=1/T _A gilt dann die gewünschte Proportionalität

Damit ist diese Schaltung am Ausgang in ihrer Frequenz unabhängig von der Betriebsspannung U _B.

In Fig. 3 ist eine vorteilhafte Ausführungsform für den in Fig. 1 nur schematisch dargestellten Schalter S 14 dargestellt. Die Steuerspannung U _ST liegt an der Basis eines NPN-Transistors T 52, dessen Emitter an Masse und dessen Kollektor an die Basis eines weiteren NPN-Transistors T 50 angeschlossen ist. Weiterhin ist die Basis des Transistors T 50 über einen Widerstand RC mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers OP 54 verbunden. Am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 54 liegt über einen Widerstand RB die positive Betriebsspannung U _B an, und weiterhin ist dieser Eingang des Operationsverstärkers OP 54 mit einem Anschluß eines Widerstands RA verbunden, dessen anderer Anschluß an Masse gelegt ist. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP 54 ist mit dem Emitter des Transistors T 50 und einem Ausgangsanschluß zur Angabe einer Ausgangsspannung U _A verbunden. Der Kollektor des Transistors T 50 ist an die Betriebsspannung U _B angeschlossen.

Der Operationsverstärker OP 54 und der Transistor T 50 bilden einen Spannungsfolger, der eine Spannung proportional zu U _B an die in Fig. 1 dargestellte Brückenschaltung schaltet. Aufgrund der Leistung des Transistors T 50 erfolgt eine Schaltung bei einer Spannung, die knapp unterhalb der Spannung (U _B-U _SAT) liegt, wobei U _SAT die Sättigungsspannung des Transistors T 50 ist. Hierdurch ist die gewünschte Proportionalität zum Kehrwert des Quadrats der Betriebsspannung U _B gewährleistet.

In der linken Hälfte der Fig. 3 sind die Schaltzustände noch einmal anhand der Spannungen U _ST und U _A verdeutlicht.

In Fig. 4 ist eine weitere Ausführungsform einer Schaltung angegeben, wobei die Ausgangsfrequenz f _o des Oszillators die gewünschte Proportionalität zum Kehrwert des Quadrats der Betriebsspannung U _B aufweist. Hierzu ist bei der in Fig. 4 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordung ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 60 vorgesehen, der von einer nachstehend noch eingehend erläuterten Zeitsteuerschaltung 62 gesteuert wird.

Ähnlich wie bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung sind bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 vier Widerstände RH, RM, RK und R 2 in einer Brückenschaltung angeordnet. Diese Brückenschaltung wird über einen Transistor T 76 mit Strom versorgt. Hierzu ist der Emitter des Transistors T 76 mit dem oberen Anschluß der Brückenschaltung verbunden, der Kollektor des Transistors T 76 mit der Betriebsspannung U _B, die ebenfalls an das Zeitsteuerglied 62 gelegt, und zur Bestätigung des Transistors T 76 ist dessen Basis an das Zeitsteuerglied 62 angeschlossen.

Die Diagonalspannung der Brückenschaltung gelangt in einem Zweig über einen Widerstand R 66 zum invertierenden Eingang eines Komparators K 70, der über einen Kondensator C 72 mit dem Ausgang des Komparators K 70 verbunden ist. Der andere Zweig der Brückenschaltung ist über einen Widerstand R 68 an den nicht invertierenden Eingang des Komparators K 70 gelegt, an welchen ebenfalls ein weiterer Kondensator C 74 angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K 70 ist zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 60 mit diesem verbunden.

Die gesamte Anordnung aus den Widerständen R 66, R 68, den Kondensatoren C 74, C 72 und dem Komparator K 70 stellt einen Integrator mit Differenzeingang dar, welcher schematisch mit der Bezugsziffer 64 bezeichnet ist.

Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung regelt derart, daß die mittlere Spannung _M annähernd gleich der mittleren Spannung ₂ ist, es werden also die Rechteckspannungen U _M und U₂ gefiltert und verglichen. Die Ausgangsspannung des differentiellen Integrators 64 steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 60 so, daß die Brückenschaltung abgeglichen ist. Das Ausgangssignal f _o des spannungsgesteuerten Oszillators ist derart, daß die Frequenz eine Funktion der den Hitzdraht-Widerstand RH umströmenden Luftmasse ist, während die Einschaltdauer dieser Impulse in Abhängigkeit von der Betriebsspannung U _B gesteuert wird, um die am Hitzdraht-Widerstand RH anfallende Heizleistung unabhängig von der Betriebsspannung U _B zu machen.

Dies ist schematisch in dem Zeitablaufdiagramm von Fig. 5 verdeutlicht. Man sieht, daß der Abstand der Einschaltflanken der Impulse des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 60 konstant bleibt und sich nur in der gewünschten Weise in Abhängigkeit von der Luftmasse ändert. Bei einer Änderung des Pegels der Betriebsspannung U _B dagegen ändert sich die Dauer der einzelnen Impulse in entsprechender Weise, was in Fig. 5 durch verlängerte Impulse (gestrichelte Linien) angedeutet ist.

In Fig. 6 ist eine erste Ausführungsform einer Steuerschaltung angegeben, mit welcher die für die in Fig. 4 gezeigte Schaltung erforderliche Steuerung der Zeit T _o in Abhängigkeit von der Betriebsspannung U _B erreicht werden kann.

Zu diesem Zweck ist ein Monoflop (monostabile Kippschaltung) mit einem Widerstandsnetzwerk vorgesehen. Im einzelnen ist der spannungsgesteuerte Oszillator VCO an den Setzeingang S eines Flipflops 80 angeschlossen, dessen Rücksetzeingang R mit dem Ausgang eines Komparators K 82 verbunden ist. Der Ausgang des Flipflops F 80 ist mit der Basis eines Transistors T 84 verbunden, dessen Emitter an Masse und dessen Kollektor an den nicht invertierenden Eingang des Komparators K 82 gelegt ist. Der invertierende Eingang des Komparators K 82 führt zu einer Spannungsteilerschaltung aus Widerständen R 86, R 90, wobei der andere Anschluß des Widerstands R 90 an Masse liegt und der andere Anschluß des Widerstands R 86 an der Betriebsspannung U _B.

Mit der Betriebsspannung U _B ist auch ein Anschluß eines Widerstands R 88 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K 82, einem Kondensator C 92, dessen anderer Anschluß an Masse liegt, und mit dem Eingang eines Widerstandsnetzwerks verbunden ist, von welchem beispielhaft zwei Widerstände R 94, R 96 dargestellt sind. Weitere Leitungspfade dieses Widerstandsnetzwerks sind durch gestrichelte Linien angedeutet.

Jeder der Widerstände R 94, R 96 ist an den Ausgang eines zugehörigen Komparators K 98 beziehungsweise K 100 angeschlossen. Jeweils ein Eingang der Komparatoren K 98, K 100 liegt an einer Referenzspannung U _REF. Der jeweils andere Eingang der Komparatoren K 98, K 100 liegt an einem Spannungsteiler, der aus einer Widerstandskette R 102, R 104, R 106 besteht, wobei die Widerstandskette an einem Ende mit Masse und am anderen Ende mit der Betriebsspannung U _B verbunden ist.

Rechts unten in Fig. 6 ist schematisch anhand der Abhängigkeit der Einschaltzeit T _M des Monoflops von der Betriebsspannung U _B angegeben, wie die gewünschte Approximation (Sollwert) durch das Widerstandsnetzwerk (gestrichelte Istkurve) realisiert wird.

Eine Verbesserung dieser Approximation läßt sich mit der in Fig. 7 dargestellten weiteren Ausführungsform der Erfindung realisieren, bei welcher, wie unten in der Figur angegeben ist, eine Approximation der gewünschten Funktion 1/U _B² durch Funktionen 1/U _B erfolgt.

Der linke Teil der Fig. 7 entspricht im wesentlichen dem in Fig. 6 dargestellten Monoflop und ist deswegen schematisch noch stärker vereinfacht dargestellt. An einen Flipflop 120 sind der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO), der Ausgang eines Komparators K 122 und die Basis eines Transistors 124 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors T 124 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K 122 verbunden und der Emitter mit Masse. Der invertierende Eingang des Komparators K 122 ist an eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen R 126, R 128 angeschlossen, die einerseits mit Masse und andererseits mit der Betriebsspannung U _B verbunden ist.

Am nicht invertierenden Eingang des Komparators K 122 liegt ein Netzwerk, welches sich von dem in Fig. 6 dargestellten Netzwerk unterscheidet. Zunächst sind hier der Kollektor eines Transistors T 132 und ein Anschluß eines Kondensators C 134 angeschlossen, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Der Emitter des Transistors T 132 ist mit dem invertierenden Eingang eines Komparators K 136 und einem Anschluß eines Widerstands R 130 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einem Widerstand R 138 und einer Referenzspannungsquelle U _REF verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K 136 führt zur Basis des Transistors T 132.

Der nicht invertierende Eingang des Komparators K 136 führt zu einer Spannungsteilerschaltung aus dem Widerstand R 138 und einem weiteren Widerstand R 140, dessen anderer Anschluß an Masse liegt.

Weiterhin ist der nicht invertierende Eingang des Komparators K 136 an ein Widerstandsnetzwerk aus Widerständen angeschlossen, von denen beispielhaft drei Widerstände R 142, R 144 und R 146 dargestellt und weitere Widerstände durch gestrichelte Linien angedeutet sind. Der andere Anschluß dieser Widerstände führt jeweils zum Ausgang eines zugehörigen Komparators K 148, K 150, K 152. Jeweils ein Eingang der Komparatoren K 148, K 150 und K 152 ist an eine Spannungsteilerkette angeschlossen, deren eines Ende an Masse und deren anderes Ende an der Referenzspannung U _REF liegt und von welcher beispielhaft zwei Widerstände R 154, R 162 dargestellt sind. Der jeweils andere Eingang der Komparatoren K 148, K 150, K 152 liegt an einer weiteren Spannungsteilerkette, deren eines Ende an Masse und deren anderes Ende an die Betriebsspannung U _B angeschlossen ist und die beispielhaft durch drei Widerstände R 156, R 158, R 160 verdeutlicht ist.

Die sich mit der in Fig. 7 angegebenen erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergebende Approximation der gewünschten Funktion 1/U _B² durch Funktionen 1/U _B ist im unteren Teil der Fig. 7 in einer Fig. 6 entsprechenden Darstellung noch einmal verdeutlicht.

Claims

1. Schaltungsanordung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde, einer Einrichtung zur Feststellung des Brückengleichgewichts, welche eine Kippschaltung steuert, die von einem Oszillator versorgbar ist und eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brückenschaltung steuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (10) eine Betriebsfrequenz (f _o) aufweist, welche zumindest annähernd umgekehrt proportional zum Quadrat (U _B²) der Betriebsspannung (U _B) der Stromversorgung ist.

2. Schaltungsanordung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Betriebsfrequenz (f _o) ein Schaltkreis vorgesehen ist, in welchem eine erste Vergleicherschaltung (K 20) und eine zweite Vergleicherschaltung (K 38) vorgesehen sind, die jeweils mit einem Eingang an eine zweite Kapazität (C 30) und mit dem anderen Eingang an eine erste Spannungsquelle (V 20) beziehungsweise eine zweite Spannungsquelle (V 36) angeschlossen sind, wobei von der ersten Vergleicherschaltung (K 20) eine Kippschaltung (M 24) zur Abgabe der Betriebsfrequenz (f _o) und von der zweiten Vergleicherschaltung (K 38) eine Stromversorgungsschaltung (I 140, 26) zur Aufladung der Kapazität (C 30) betätigbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß von der ersten Spannungsquelle (V 20) eine der Betriebsspannung (U _B) proportionale Spannung (K₁×U _B) und von der zweiten Spannungsquelle (V 36) eine einer Referenzspannung (U _REF) proportionale Spannung (K₂×U _REF) abgebbar ist, daß der zweiten Vergleicherschaltung (K 38) eine Integrierschaltung (I 40) nachgeschaltet ist, deren Ausgangssignal (U _I) eine steuerbare Stromquelle (26) beaufschlagt, deren Ausgang an die Kapazität (C 30) angeschlossen ist, und daß von der Kippschaltung (M 24) ein Schaltglied (S 28) zur Entladung der Kapazität (C 30) betätigbar ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippschaltung eine monostabile Kippschaltung (M 24) ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Schalteinrichtung ein Spannungsfolger vorgesehen ist, der einen Operationsverstärker (OP 54) mit nachgeschaltetem Transistor (T 50) aufweist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) (60) vorgesehen ist, an den eine Steuerschaltung (62) angeschlossen ist, von welcher ein Steuersignal zur Beeinflussung der Dauer der Einschaltimpulse des Oszillators (60) in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung (U _B) an den Oszillator (60) abgebbar ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein an die Brückenschaltung (RH, RM, RK, R 2) angeschlossenes differentielles Integrierglied (64) vorgesehen ist, dessen Ausgang an den Eingang des Oszillators (60) angeschlossen ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ein Widerstandsnetzwerk (R 94, R 96, R 102, R 104) aufweist, welches mit Vergleicherschaltungen (K 98, K 100) versehen ist, deren jeweils einer Eingang über zumindest einen der Widerstände (R 102, R 104) mit der Betriebsspannung (U _B) und deren jeweils anderer Eingang mit einer Referenzspannungsquelle (U _REF) verbunden ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ein Widerstandsnetzwerk (R 142, R 144, R 146, R 154, R 156, R 158, R 160, R 162) aufweist, welches mit Vergleicherschaltungen (K 148, K 150, K 152) versehen ist, deren jeweils eine Eingang über zumindest einen der Widerstände (R 156, R 158, R 160) mit der Betriebsspannung (U _B) und deren jeweils anderer Eingang direkt oder indirekt (R 154) mit einer Referenzspannungsquelle (U _REF) verbunden ist, deren anderer Anschluß über einen Spannungsteiler (R 138, R 140) zusammen mit dem Ausgang des Widerstandsnetzwerks an einen Anschluß (+) einer Vergleicherschaltung (K 136) und über einen Widerstand (R 130) an deren anderen Anschluß (-) gelegt ist, welcher an ein Schaltglied (T 132) angeschlossen ist, das vom Ausgang der Vergleicherschaltung (K 136) betätigbar ist.