DE3007152A1 - Schaltungsanordnung zur impedanzmessung - Google Patents

Description

ECA 73098 Ks/Ki

U.S. Serial No: 15,055

Filed: February 26, 1979

ECA Corporation
New York, N.Y., Y. St. v. A.

Sch.altun.gsanordnung zur Impedanzmessung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zum Messen der Impedanz eines Fühlers, die sich über einen weiten Dynamikbereich ändern kann. Die Erfindung betrifft insbesondere Maßnahmen, um die Auflösung der Impedanzmessung auch in Fällen, wo die zu messende Impedanz über mehrere Größenordnungen variieren kann, in wirtschaftlicher Weise verbessern.

Eine grundlegende Methode zur Impedanzmessung besteht darin, die unbekannte Impedanz in einem Ladestromkreis einzufügen und dann die Zeitkonstante der resultierenden Schaltung zu messen. Um beispielsweise einen Virkwiderstand zu messen, wird der unbekannte Widerstand E in Eeihe mit einer bekannten Kapazität C geschaltet. An diese. Beihenschaltung wird dann eine Spannung gemäß einer Sprungfunktion ("Sprungspannung¹¹) gelegt, und die zur Aufladung des Kondensators benötigte Zeit wird gemessen. Da die Ladezeit proportional der Zeitkonstante EC der Schaltung ist, läßt sich der unbekannte Wert E bestimmen. In ähnlicher Weise kann unter Verwendung eines bekannten Wirkwiderstandes E eine unbekannte Kapazität C gemessen werden. In jedem Fall wird vorausgesetzt, daß sich die Impedanz des Fühlers während der Messung nicht wesentlich ändert.

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Die gleiche Technik kann man zum Messen einer unbekannten Induktivität L anwenden, indem man einen Strom in der Induktivität durch einen bekannten Wirkwiderstand E fließen läßt. Gemessen wird die Zeit, die benötigt wird, um den durch die Induktivität L fließenden Strom auf einen vorbestimmten Wert zu bringen. Da das Meßzextintervall proportional der Zeitkonstanten L/R der Schaltung ist, läßt sich der unbekannte Wert von L bestimmen.

Die vorstehend beschriebene Meßmethode wird bei Kraftfahrzeugen angewandt, um als Teil eines Eegelkreises für die Leerlaufdrehzahl die Kühlmitteltemperatur zu messen. Die Temperatur des Kühlmittels wird durch einen Thermistor (Heißleiter) gefühlt, bei dem es sich um einen billigen Fühler handelt, der seinen Widerstand mit der Temperatur ändert. Typischerweise ändert sich der Thermistorwiderstand von 1 Megohm bei -4-0 ⁰C bis 1 Kiloohm bei +125 ⁰C. Zwischen diesen beiden Extremwerten ist die Temperatur eine logarithmische Funktion des Widerstandswerts. Die Temperaturmessung erfolgt also dadurch, daß der Widerstandswert des Thermistors gemessen und dieser Wert dann in Korrelation zur Temperatur gebracht wird. Die Nichtlinearität der Änderung des Fühl erwiderst and es führt zu Meßproblemen, insbesondere bei großem (d.h. über mehr als eine Größenordnung gehendem) Dynamikbereieh. Wenn die Auflösung der Messung am einen Ende dieses Bereichs ausreicht, ist sie am anderen Ende unzureichend.

Als Beispiel sei der Fall betrachtet, daß der Thermistorwiderstand auf digitale Weise gemessen wird, wobei als Einrichtung zum Messen eines Zeitintervalls ein 7-Bit-Digitalzähler dient. Der Zähler beginnt zu zählen, sobald der Ladestromkreis angeschlossen wird, und er hört mit dem Zählen auf, wenn ein bestimmter Ladewert erreicht ist. Nach dem Ladevorgang ist der Inhalt (Zählerstand) des Zählers proportional der Zeitkonstanten, die ihrerseits proportional dem Widerstand ist.

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Die Auflösung eines 7-Bit-Zählers ist 1 Teil in 128 Teilen oder etwa 0,8 Prozent des vollen Anzeigebereiches pro Bit. natürlicherweise ist die Auflösung der Widerstandsmessung über den gesamten Bereich konstant. Die Temperaturauflösung jedoch ist wegen der nichtlinearen Kennlinie des Thermistors nicht über den ganzen Bereich konstant. .Bei -40 ⁰C, unter Verwendung eines LinearisierungswiderStandes von 26,7 Kiloohm parallel zum Fühler, beträgt die Auflösung 2 ⁰C pro Bit. Bei +125 ⁰C ist die Auflösung 10 ⁰O pro Bit und damit unannehmbar. Mit der Erfindung soll es möglich sein, eine zufriedenstellende Auflösung zu bekommen, ohne einen Zähler mit höherer Kapazität verwenden zu müssen und ohne die für eine Messung erforderliche Zeitspanne verlängern zu müssen.

Das Problem besteht, darin, daß sich bei niedrigen Widerstandswerten die Ladeschaltung schnell auflädt, so daß hier nur ein niedriger Zählwert im Zähler aufläuft. D.h., das volle Auflösungsvermögen des Zählers (1 Teil in 128 Teilen für einen 7-Bit-Zähler) wird eigentlich unzureichend genutzt, wenn die Zeitkonstante nicht einen solchen Wert hat, daß der Zähler nahe an seinen vollen Zählwert gebracht wird. Bekannte Maßnahmen zum Verbessern der Auflösung bestehen darin, die Anzahl der Bits im Zähler und die Taktfrequenz zu erhöhen oder die Methode der sogenannten "variablen Voruntersetzung¹¹ anzuwenden. Im letztgenannten Fall wird eine zweite, langsamere Taktfrequenz für den Bereich hoher Widerstände benutzt, während die maximale Taktfrequenz für den Bereich niedriger Widerstände verwendet wird. Bei Verwendung einer niedrigeren als der maximalen Taktfrequenz wird die Meßzeit länger.

Bei der vorliegenden Erfindung wird das volle Auflösungsvermögen des Zählers (oder irgendeiner anderen Zeitmeßeinrichtung) ausgenutzt, indem die Zeitkonstante der Meßschaltung so geändert wird, daß der Zähler bis näher an seine volle Kapazität gefüllt wird. Genauer gesagt wird bei niedrigem Widerstand ein größerer Kondensator verwendet. Somit wird die Ladezeit wieder höher auf eine Größenordnung gebracht, die vergleichbar mit der

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sich bei hohen Widerstandswerten ergebenden Ladezeit ist. Somit bekommt man für hohe wie für niedrige Widerstandswerte Meßzeiten von im wesentlichen der gleichen Größenordnung, und der Zähler füllt sich stets bis in die Nähe seiner vollen Kapazität, so daß das volle Auflösungsvermögen des Zählers ausgenutzt wird.

Auf diese Weise wird, um beim obigen Beispiel zu bleiben, das volle Auflösungsvermögen von 1 Teil in 128 Teilen des 7-Bit-Zählers verfügbar gemacht für einen Betrieb mit gedehntem Maßstab über einen begrenzten, die niedrigen Widerstandswerte umfassenden Teil des Bereichs der Fühlerimpedanz. Wenn die zweite Ladeschaltung einen Kondensator enthält, der zehnmal so groß wie der erste Kondensator ist, dann wird die Auflösung der Messung um einen Faktor von ungefähr zehn verbessert. Beim vorstehenden Beispiel ist die Auflösung auf dem gedehnten Maßstab bei +125 ⁰G gleich 0,8 ⁰C pro Bit.

Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, wie sie im Patentanspruch 1 und in vorteilhaften Ausgestaltungen in den Unteransprüchen beschrieben ist, kann zur Messung der Impedanz eines Fühlers verwendet werden und hat ihren besonderen Vorteil darin, daß sie ein größeres Auflösungsvermögen in Fällen bringt, wo sich die Fühlerimpedanz über einen weiten Dynamikbereich ändert. Wie oben beschrieben, wird die Fühlerimpedanz dadurch gemessen, daß der Fühler in eine Ladeschaltung eingefügt wird und die Zeitkonstante der Schaltung gemessen wird. Gemäß der Erfindung ist mindestens eine zusätzliche Ladeschaltung gebildet und eine geeignete Steuereinrichtung vorgesehen, um die Zeitkonstante mit der zusätzlichen Ladeschaltung zu messen«, Die Steuereinrichtung, die auf die Messung der Zeitkonstanten reagiert, läßt die Ladeschaltungen selektiv wirken, um eine Messung mit höherer Auflösung in demjenigen Bereich der Fühlerimpedanz zu erhalten, wo die Auflösung ansonsten ungenügend wäre.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.

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Figur 1 zeigt teilweise im Detail und teilweise in Blockform das Schalfbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Figuren 2, 3 und 4- sind Flußdiagramme, die alternative Folgen logischer Schritte aufzeigen, wie sie von der Steuereinrichtung in der Anordnung nach Figur 1 durchgeführt werden;

Figur 5 zeigt, teilweise in Blockform, ein vereinfachtes Schaltbild zur Veranschaulichung der benutzten Meßmethode;

Figur 6 zeigt in einem Koordinatensystem mit logarithmischem Maßstab den Widerstandswert eines typischen Thermistors abhängig von der Temperatur;

Figur 7 zeigt zwei auf denselben Achsen überlagert eingetragene Spannungsverläufe, welche die Antwortsignale der Schaltung nach Figur 5 für zwei Widerstandswerte des Thermistors darstellen.

Der beim hier beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendete Temperaturfühler sei ein Thermistor, wie er mit R in den Figuren 1 und 5 dargestellt ist. Die Figur 6 zeigt die Temperaturkennlinie eines typischen Thermistors. Man erkennt in dieser Figur, daß sich der Widerstandswert des Fühlers im wesentlichen logarithmisch mit der Temperatur ändert, er steigt von 1 Kiloohm bei 125 ⁰C auf 1 Megohm bei -4-0 ⁰C an.

Das vereinfachte Schaltbild nach Figur 5 veranschaulicht das Grundprinzip der Messung. Der Thermistor E ist in Reihe mit einem Kondensator C1 und mit einer Schalteinrichtung Q1 angeordnet. Zwei Widerstände R2 und R3 bilden einen Spannungsteiler zur Bereitstellung einer Bezugsspannung V-bt™· Eine Klemme 10 ist mit einer Quelle eines Betriebspotentials V^ verbunden, und eine Klemme 12 ist an eine Quelle des Bezugspotentials angeschlossen, das ein fester Bruchteil des Betriebspotentials ist.

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Ein Vergleicher 14 vergleicht die an seinen Eingangsanschlüssen liegenden Signale miteinander und zeigt an, welches der beiden Signale größer ist. Die Spannung am Ausgang 17 des Vergleichers ist "hoch", wenn V₃ größer ist als Vjyg-g,, ίηκΙ sie ist "niedrig", wenn V_REg, gleich oder größer als V ist. IUr die Beschreibung sei angenommen, daß alle verwendeten logischen Schalt- oder Verknüpfungsglieder gemäß positiver logischer Darstellung arbeiten. Wie leicht einsehbar, könnten stattdessen auch Schaltungsanordnungen verwendet werden, die gemäß negativer logischer Darstellung arbeiten.

Mit dem Ausgang 17 des Vergleichers 14 ist eine Impulsdauer-Meßeinrichtung 18 verbunden, um die Zeitspanne zwischen der Vorderflanke und der abfallenden oder Eückflanke eines Impulses zu messen, der während einer Zeitkonstantenmessung am Ausgang 17 erscheint. Die Impulsdauer-Meßeinrichtung 18 ist selbstauslösend, sie beginnt eine neue Messung auf die ansteigende oder Vorderflanke des Ausgangsimpulses des Vergleichers hin. (Alternativ könnte die Impulsdauer-Meßeinrichtung auch so ausgebildet sein, daß sie eine neue Messung auf ein von der Steuereinrichtung 16 kommendes Eüeksetzsignal hin beginnt.)

Die Schaltungsanordnung arbeitet in folgender Weise: am Anfang ist Q1 nichtleitend, und 01 hat sich über E1, RJ und E₀ entladen. Der Vergleicher ausgang 17 ist niedrig. I¹Ur die Widerstandsmessung schaltet die Steuereinrichtung 16 den die Schalteinrichtung bildenden Transistor Q1 über Widerstände 11 und 13 ein, wodurch Q1 in den gesättigten Zustand gebracht wird. Hierdurch wird an die Reihenschaltung von E und C1 eine Spannung gelegt, die gleich der Betriebsspannung V^ minus der Kollektor- Emitter-Sättigungsspannung von Q1 ist. Die geringe Kollektor-Emitter-Spannung von Q1 während der Sättigung ist als vernachlässigbar anzusehen. Es sei darauf hingewiesen, daß der Spannungsteiler E2, E3 zur Erzeugung der Bezugs spannung V-o-g-n, an den Kollektor von Q1 und nicht an eine gesonderte Spannungsquelle angeschlossen ist. Diese Anordnung verhindert, daß sich ein Fehler

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infolge der Sättigungsspannung von Q1 ergibt, da Änderung der an C1 und R gelegten Spannung folgt. Weiterhin

bedeutet dies, daß die Widerstandsmessung im wesentlichen unabhängig vom Absolutwert der Betriebsspannung V-^ ist.

Wenn Q1 durchschaltet, wird V_g größer als "Vj^, so daß der

Vergleicherausgang 17 in einen hohen Zustand umschaltet. Die Spannung am Schaltungsknoten V verhält sich daraufhin so, wie es in Figur 7 dargestellt ist. Am Anfang springt die Span nung V auf den Wert V^^, und anschließend nimmt sie exponentiell mit einer Zeitkonstanten ab, die gleich dem Erodukt vom G1 und E ist. Die Wellenform 20 in Figur 7 zeigt das rasche exponentielle Absinken von V , wenn der Fühlerwiderstand niedrig ist. Die Wellenform 22 zeigt den etwas langsameren exponentiell!
Standes.

nentiellen Abfall von V im Falle eines größeren Fühlerwider-

Wenn V auf einen Wert unterhalb V-mro absinkt, dann geht der Vergleicherausgang 17 wieder in den niedrigen Zustand über. Mit dem Einschalten von Q1 durch die Steuereinrichtung 16 wird also der Ausgang 17 des Vergleichers 14 für eine Zeitspanne t hoch, die proportional der Zeitkonstanten der Meßschaltung ist. Im Falle eines kleineren Widerstandswertes von R , bei dem die Kurve 20 in Figur 7 gilt, ist die Dauer des Ausgangsimpulses des Vergleichers 17 gleich t^. Wenn K einen höheren Widerstandswert hat, für den die Kurve 22 in Figur 7 ■ gilt, dann ist die Dauer des Ausgangsimpulses des Vergleichers 14 gleich tg.

Der Spannungspegel V-g-gj» wird durch Wahl der Widerstände R2 und RJ eingestellt. Ein günstiger Wert für das Verhältnis R3/(R2 + R3) ist gleich 0,37 bzw. 37 Ecozent. Da eine Exponentialkurve in einer dem Wert der Zeitkonstanten entsprechenden Zeitspanne auf etwa 37 Erozent ihres Anfangswerts absinkt, ist V nach einem Zeitintervall, das gleich dem Erodukt von 01 und R ist, gleich V-reF" Somit ist die Impulsdauer proportional dem Wider-

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- 15 standswert E_ des Fühlers.

Die Widerstände E2 und E3 bilden nicht nur einen ohmschen Spannungsteiler zur Erzeugung des Bezugspegels V_EEF sondern auch einen Stromweg zum Entladen des Kondensators G1 nach der Messung. Nach vollständiger Entladung ist die Schaltungsanordnung für eine zweite Messung bereit.

Die bis hierher beschriebene Schaltungsanordnung mißt in der Hauptsache einen Widerstandswert, der noch mit der Temperatur korreliert werden muß. Eine Möglichkeit wäre die Verwendung einer Nachschlagetabelle, die für jeden Widerstandswert die entsprechende Temperatur angibt. Eine solche Tabelle läßt sich durch einen Mikroprozessor mit einem Festwertspeicher realisieren. Es ist auch möglich, eine Analog- oder Digitalschaltung zu verwenden, um die inverse logarithmische Funktion des gemessenen Widerstandes zu bilden und ein angepaßtes Signal zu erzeugen, das die Temperatur darstellt.

Die Schaltungsanordnung nach Figur 1 verbessert die Auflösung durch Heranziehung einer zusätzlichen Ladeschaltung, die aus einer Schalteinrichtung Q2 (mit den zugehörigen Widerständen 31 und 33) und einem in Eeihe dazu geschalteten Kondensator 02 besteht· Die zusätzliche Ladeschaltung bringt im Effekt einen gedehnten Maßstab für einen Teil des Bereichs, über den die Meßschaltung arbeitet.

Wie weiter oben beschrieben, wird eine Messung des Widerstandswerts E durch Einschalten von Q1 eingeleitet. Im vorliegenden Fall schaltet die Steuereinrichtung 30 den Transistor Q1 durch Erzeugung eines Signals EIN 1 ein. (Wenn EIN 1 hoch wird, dann wird EIN¹ 1 niedrig, womit Q1 eingeschaltet wird). Der gedehnte Maßstab wird geschaffen, wenn 02 über den Transistor Q2 in die Schaltung eingefügt wird. Wenn Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet sind (durch niedrigen Zustand der Signale EIN 1 und ΕΪΝ¹ 2), dann ist die Gesamtkapazität (01 + 02) höher, womit die Zeit-

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— Ib —

konstante der Meßschaltung vermindert ist. (Wenn jedoch 02 größer als C1 ist, braucht man für eine Messung mit gedehntem Maßstab nur Q2 einzuschalten, solange V-dj*™ unabhängig erzeugt wird).

Die erhöhte Zeitkonstante führt zu einem langsameren exponentiell en Absinken von V , was seinerseits einen längeren Ausgangsimpuls am Vergleicher 14 zur Folge hat. Die zusätzliche Ladeschaltung wird so eingesetzt, daß bei niedrigen Werten von R das volle Auflösungsvermögen der Zextmeßeinrichtung ausgenutzt wird, um die Auflösung der Messung solcher Widerstandswerte zu verbessern.

Die Steuereinrichtung 30 spricht auf die Zeitmessung an, wie es mit dem Datenweg 34· angedeutet ist. Bei der hier beschriebenen speziellen Ausführungsform enthält der Datenweg 34 den Uberlaufanzeiger eines für die Messung der Impulsdauer verwendeten Zählers 32.

Bei der gezeigten Ausführungsform umfaßt der Impulsdauer-Zähler 32 einfach einen getasteten Zähler und eine Quelle für Bezugs-Taktimpulse, wie sie beide an sich bekannt sind. Der Zähler 32 wird auf Hull gesetzt, wenn der Vergleicherausgang 17 hoch wird, und"anschließend werden durch Tastung durchgelassene Taktimpulse zum Zähler geliefert. Beim Erscheinen der abfallenden Flanke des am Vergleicherausgang 17 erzeugten Impulses ,steht der Zähler 32 auf einem Zählwert, der proportional der Impulsdauer ist. Falls die Impulsdauer so lange ist, daß der Zähler 32 überläuft, dann liefert der Überlauf anzeiger ein hohes Signal. Wenn andererseits der Zähler nach dem Ende des vom Vergleicher 14 kommenden Ausgangsimpulses nicht übergelaufen ist, enthält der Zähler einen gültigen Zählwert, der proportional dem Widerstandswert des Temperaturfühlers ist.

Die Figur 2 zeigt das logische Erogramm der Steuereinrichtung 30 nach Figur 1. Am Anfang sind die Signale EHi 1 und EIN 2 beide hoch. Eine eventuell am Kondensator C1 liegende Spannung

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entlädt sich, über den Spannungsteiler R2 und R3» wie es oben besehrieben wurde. Die Transistoren Q3 und Q4 sind eingeschaltet, wodurch der Kondensator 02 und die Spannung am Meßknoten V_g entladen werden.

Zur Durchführung der Widerstandsmessung erzeugt die Steuereinrichtung Signale EIH 1 und EIH 2, wie es der Block 52 in Figur 2 zeigt. Die Schalteinrichtungen Q1 und Q2 schalten durch, so daß an "beide Kondensatoren 01 und 02 die Betriebsspannung gelegt wird. Der Vergleicher ausgang wird hoch, weil V auf den Spannungswert V^ springt, der höher ist als ν_ΕΕρ. Wie weiter oben beschrieben, wird der Vergleicherausgang wieder niedrig, wenn V auf einen Wert gleich oder kleiner als Vg-gj, absinkt. Es sei angemerkt, daß mit dem Einschalten von Q1 und Q2 die Kondensatoren 01 und 02 eine kumulative Kapazität bilden, welche die Kapazität der Ladeschaltung erhöht.

Wie im Flußdiagramm nach 3?igur 2 gezeigt ist, wird in der Steuereinrichtung nun ein Entseheidungselement 50 erreicht. Palis kein Überlauf am Zähler stattgefunden hat, wird der Zählwert gemäß dem Block 58 als eine den Fühlerwiderstand proportionale Heßgröße verwendet. Wenn andererseits ein Überlauf angezeigt wird, dann setzt die Steuerlogik beide Signale STIFT und EIN in den hohen Zustand, inschließend wird EIN 1 niedrig gemacht, wie es der Block 54- angibt. Damit wird nur die Schalteinrichtung Q1 durchgeschaltet und die Spannung V·^ an den Kondensator 01 gelegt. Der Kondensator 02 ist von der Schaltung entkoppelt. Da somit nur ein Kondensator in der Ladeschaltung wirksam ist, ist die Ladezeit kurzer. Nach der Messung wird der Inhalt 40 (Figur 1) des Zählers 32 als eine dem Fühlerwiderstand proportionale Meßgröße weiterverwendet. Ein Datenumwandler 40a korreliert den Thermistorwiderstand mit der Temperatur.

Zwei andere Logikfolgen, die als Alternative von der Steuereinrichtung 30 durchgeführt werden könnten, sind durch entsprechende Flußdiagramme in den Figuren 3 und 4 gezeigt. Es

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sei erwähnt, daß in jedem der mit den Flußdiagrammen veranschaulichten Programme eine ausreichende Programmverzögerung zwischen Ereignissen notwendig ist, um die Meßzeit oder die Kondensatorentladezeit in der notwendigen Weise zu berücksichtigen.

Gemäß Figur $ wird zuerst der Betrieb für den Bereich hoher Widerstandswerte (mit dem Kondensator 01) eingeschaltet, wie es der Block 54- veranschaulicht. Wenn das Meßergebnis höher ist als ein vorbestimmter Widerstands-Grenzwert, dann wird die Messung akzeptiert, wie es der Block 58a zeigt. Im anderen Fall wird der Betrieb für den Bereich niedriger Widerstandswerte eingeschaltet (Block 52). Das Entscheidungselement 50a fällt faktisch eine Entscheidung über die Genauigkeit der Meßanzeige. Wenn das Meßergebnis gleich dem vorbestimmten Grenzwert ist, dann kann diese Bedingung beliebig als Über- oder als Unterschreitung der Genauigkeitsgrenze ' aufgenommen werden. Dies ist ähnlich wie im Falle der Figur 2, da die erste Messung angenommen wird, wenn ihre Präzision hoch genug ist; andernfalls wird der zweite Meßbereich eingeschaltet. In Wirklichkeit ist die Figur 2 ein Spezialfall des in Figur 3 veranschaulichten allgemeineren Falles. Im Falle der Figur 2 ist der vorbestimmte Grenzwert, mit dem das Meßergebnis verglichen wird, gleich dem maximalen Zähl wert plus 1, d.h. die Grenzbedingung ist der Zählerüberlauf.

Gemäß Figur 4· enthält die Steuereinrichtung einen Speicher, und nacheinander werden Messungen für den hohen Bereich und den niedrigen Bereich gemacht (Blöcke 52 und 5²O und die Meßergebnisse im Speicher gespeichert (Blöcke 60 und 62). Anschließend wird das genauere der beiden Meßergebnisse gemäß einem Algorithmus, wie er in Figur 2 oder in Figur 3 gezeigt ist, von der Steuereinrichtung ausgewählt (Block 50)·

Das vorstehend beschriebene Meßprinzip unterscheidet sich grundsätzlich von der bekannten digitalen Meßmethode, die

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weiter oben als "variable Voruntersetzung" "bezeichnet wurde. Bei der "bekannten Methode wird eine maximale Taktfrequenz als Zeit "basis für die Messung niedriger Wider standswerte benutzt. Zur Messung hoher Widerstandswerte dient eine zweite, niedrigere Taktfrequenz, die z.B. um den Faktor 10 gegenüber der maximalen Taktfrequenz vermindert ist. Daher ist die Meßzeit für hohe Widerstandswerte um den Faktor 10 höher. Bei der vorliegenden Erfindung liegt die Meßzeit immer in praktisch der gleichen Größenordnung, egal o"b hohe oder niedrige Widerstandswerte gemessen werden.

In der Figur 1 sind noch einige zusätzliche Teile dargestellt. Die Ladung am Kondensator 02 wird über ein aktives Element Q3 immer dann entladen, wenn das Signal El!ff 1 hoch ist. An sich ist es auch möglich, einen passiven Entladeweg für den Kondensator 02 vorzusehen, wie es beim Kondensator C1 der Fall ist. Da jedoch 02 typischerweise zehnmal so groß wie C1 ist, würde ein ohmscher Entladeweg einen zu hohen Strom für die Schalteinrichtung Q2 erforderlich machen. Daher ist ein aktiver Entladeweg vorzuziehen. Der Widerstand E1 dient dazu, das Ansprechverhalten des Temperaturfühlers E etwas zu linearisieren. Die Widerstände 36 und 38 sind Bemessungswiderstände für den Maßstab der Signale am Eingang des Vergleichers 14·. Die Diode 42 schützt den Vergleicher 14- vor negativen Spannungen am Eingang,

wenn 02 über Q3 entladen wird.

Es sei erwähnt, daß die Einrichtung zum Messen des Zeitintervalls zwischen dem Auftreten zweier vorbestimmter Spannungsoder Stromwerte auch durch andere Mittel als einen Vergleicher und einen Zähler realisiert werden kann. Auch für die Steuereinrichtung 30 sind verschiedene andere Ausführungsformen denkbar, z.B. festverdrahtete Logikschaltungen oder ein programmierter Mikroprozessor. Mit welchen Mitteln die in den Figuren 2, 3 und 4· dargestellten Steuerfolgen dabei im einzelnen realisiert werden, ist im Grunde nur eine einfache Konstruktionsaufgabe, deren Lösung im Bereich des Könnens eines auf dem Gebiet der digitalen Schaltungstechnik bewanderten Durchschnitts-

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fachmanns liegt. Es sind viele Abwandlungen und zusätzliche Ausgestaltungen möglich. Die Messungen können periodisch durchgeführt werden, d.h. mit jedem festen Zeitintervall erfolgt xtfieder eine neue Messung. Wenn zur Erzielung der geforderten Auflösung zwei Bereiche nicht ausreichen, kann eine dritte Ladeschaltung eingefügt werden. Das beschriebene Meßprinzip ist auch nicht auf Widerstandsmessungen beschränkt. Nach der gleichen Methode kann auch die Auflösung einer Kapazitätsmessung für über einen weiten Dynamikbereich veränderliche Kapazitäten verbessert werden. In allen Fällen ist das Prinzip das gleiche: man verwendet eine oder mehr Ladeschaltungen, abhängig von der Messung der Zeitintervalls, betreibt die Ladeschaltungen nacheinander und wählt das jeweils genauere (oder genaueste) der aufeinanderfolgenden Meßergebnisse aus.

Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen sind nur als Beispiele der Erfindung zu verstehen und nicht als Einschränkungen aufzufassen.

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Leerseite

Claims (10)

1. Patentansprüche

   Anordnung zur Impedanzmessung, mit einem Meßanschluß, an den ein Ende der zu messenden Impedanz anschließbar ist, und mit einer ersten und einer zweiten Speiseklemme, zwischen die eine Betriebsspannung gelegt werden kann und deren erste mit dem anderen Ende der zu messenden Impedanz verbunden ist, gekennzeichnet durch:

   mehrere Ladeschaltungen (01, Q1; C2, Q2), die zwischen den Meßanschluß (Verbindungspunkt B1/C2) und die zweite Speiseklemme (10) geschaltet sind, um jeweils einen Ladestrom durch die Impedanz (E₅₅) zu schicken, und deren 3 ede iii Verbindung mit der Impedanz eine zugeordnete Zeitkonstante hat und jeweils eine Einrichtung (30, 11, 13, Q1, 01} 30, 31, 33, Q2, 02) zur wahlweisen Inbetriebsetzung aufweist;

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   eine mit der Impedanz (R ) gekoppelte Zeitmeßeinrichtung (32, 40), die auf einen ersten und einen zweiten vorbestimmten Spannungswert am Meßanschluß anspricht, um das Zeitintervall zwischen dem Auftreten des ersten und dem Auftreten des zweiten Spannungswerts zu messen, und die eine Ausgangsgröße liefert, welche proportional der jeweils wirksamen Zeitkonstante über einen Bereich ist;

   eine auf die Ausgangsgröße der Zeitmeßeinrichtung ansprechende Steuereinrichtung (30), welche die Ladeschaltungen (01, Q1; 02, Q2) selektiv wirksam macht, derart daß diejenige der verfügbaren Zeitkonstanten ausgewählt wird, die zu einem gemessenen Zeitintervall führt, das einerseits so lang wie möglich, andererseits aber noch innerhalb des Meßbereichs der Zeitmeßeinrichtung liegt, so daß das Auflösungsvermögen der Zeitmeßeinrichtung voll ausgenutzt wird.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitmeßeinrichtung (32, 40) folgendes enthält:

   einen Vergleicher (14), der mit dem Meßanschluß (Verbindungspunkt R1/C2) verbunden ist und auf den ersten und den zweiten vorbestimmten Spannungswert am Meßanschluß anspricht, um je nach dem, ob der erste oder der zweite Spannungswert am Meßanschluß erscheint, ein erstes oder ein zweites Ausgangssignal zu liefern}

   eine digitale Zähleinrichtung (32), die mit dem Ausgang des Vergleichers (14) verbunden ist, um das Zeitintervall zwischen dem Erscheinen des ersten und dem Erscheinen des zweiten Ausgangssignals zu messen, und die einen Takteingang zum Empfang von Bezugs-Taktimpulsen aufweist und eine dem gemessenen Zeitintervall proportionale digitale Ausgangsgröße liefert.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltungen eine erste (01, Q1) und eine zweite Ladeschaltung (02, Q2) beinhalten, von denen

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   jede einen mit dem Meßanschluß (Verbindungspunkt E1/C2) verbundenen Kondensator (01 bzw. 02) und eine Schalteinrichtung (Q1 "bzw, Q2) mit jeweils einer ersten, einer zweiten und einer dritten Elektrode aufweist, wobei die dritte Elektrode die Leitfähigkeit zwischen der ersten und der zweiten Elektrode steuert und mit der Steuereinrichtung (30) verbunden ist und wobei die erste Elektrode mit dem zweiten Ende des betreffenden Kondensators (01 bzw. 02) verbunden ist und die zweite Elektrode mit der zweiten Speiseklemme (10) verbunden ist.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Entladeeinrichtung (E2, E3), die auf die Steuereinrichtung (30) anspricht, um den ersten und den zweiten Kondensator (01, 02) der ersten bzw. der zweiten Ladeschal tung (01, Q1; 02, Q2) zu entladen.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeeinrichtung (E2, E3) für den ersten Kondensator (01) einen ersten Widerstand (E2) enthält, der mit seinem einen Ende an die erste Elektrode der ersten Schalteinrichtung (Q1) angeschlossen ist, und einen zweiten Widerstand (EJ), der mit seinem einen Ende an das andere Ende des ersten Widerstandes und mit seinem anderen Ende an die erste Speiseklemme (12) angeschlossen ist, wobei der erste und der zweite Widerstand einen Spannungsteiler bilden, der immer wenn die erste Schalteinrichtung (Q1) der ersten Ladeschaltung (01, Q1) im leitenden Zustand ist, am Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Widerstandes eine Spannung liefert, die gleich dem zweiten Spannungswert ist.
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (30) gemäß nachstehender Schrittfolge betrieben wird:

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   a) Erzeugung einer solchen Spannung an der dritten Elektrode der Schalteinrichtung (Q1) der ersten Ladeschaltung (01, Q1), daß diese Schalteinrichtung zwischen ihrer ersten und ihrer zweiten Elektrode leitet, um eine Eeihenschaltung zum Aufladen des Kondensators (G1) der ersten Ladeschaltung über den unbekannten Widerstand (E ) zu bilden;

   b) Messung eines ersten Zeitintervalls zwischen dem Auftreten des ersten und des zweiten vorbestimmten Spannungswerts am Meßanschluß (Verbindungspunkt E1/02);

   c) Vergleich des ersten gemessenen Zeitintervalls mit einem vorbestimmten Zeitmaß, um festzustellen, ob die Genauigkeit des ersten gemessenen Z e it int er valls oberhalb oder unterhalb einer vorbestimmten Genauigkeit liegt;

   d) Verwendung des ersten gemessenen Zeitintervalls als eine dem Wert des unbekannten Widerstandes (R )

   proportionale Meßgröße, wenn das erste gemessene Zeitintervall oberhalb der vorbestimmten Genauigkeit liegt, und Durchführung der nachfolgenden Schritte zum Bestimmen eines zweiten Zeitintervalls, wenn das gemessene Zeitintervall unterhalb der vorbestimmten Genauigkeit liegt;

   e) Entladung des Kondensators (C1)^der ersten Ladeschaltung ;

   f) Erzeugung einer derartigen Spannung an der dritten Elektrode der Schalteinrichtung (Q2) der zweiten Ladeschaltung (02, Q2), daß diese Schalteinrichtung zwischen ihrer ersten und ihrer zweiten Elektrode leitet, um eine Eeihenschaltung zum Aufladen des Kondensators (02) der zweiten Ladeschaltung (02, Q2) über den unbekannten Widerstand (E ) zu bilden;

   g) Messen eines zweiten Zeitintervalls zwischen dem Auftreten des ersten und des zweiten vorbestimmten

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   _ 5 -Spannungswertes am Meßanschluß (Verbindungspunkt

   h) Verwendung des zweiten gemessenen Zeit Intervalls als eine dem Wert des unbekannten Widerstandes proportionale Meßgröße.
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (30) gemäß nachstehender Schrittfolge "betrieben wird:

   a) Erzeugung einer derartigen Spannung an den dritten Elektroden der Schalteinrichtungen (Q1, Q2) der ersten und der zweiten Ladeschaltung (01, Q1; 02, Q2), daß diese Schalteinrichtungen jeweils zwischen ihrer ersten und ihrer zweiten Elektrode leitend sind, um Reihenschaltungen zum Aufladen der Kondensatoren (01, 02) der ersten und der zweiten Ladeschaltungen über den unbekannten Widerstand (S_n) zu bilden;

   b) Messung eines ersten Zeitintervalls zwischen dem Auftreten des ersten und des zweiten vorbestimmten Span-» nungswertes am Meßanschluß (Verbindungspunkt R1/C2);

   c) Vergleich des ersten gemessenen Zeitintervalls mit einem vorbestimmten Zeitmaß, um festausteilen, ob die Genauigkeit des ersten gemessenen Zeitintervalls oberhalb oder unterhalb einer vorbestimmten Genauigkeit liegt;

   d) Verwendung des ersten gemessenen Zeitintervalls als eine dem Wert des unbekannten Widerstandes proportionale Größe, wenn das erste gemessene Zeitintervall oberhalb der vorbestimmten Genauigkeit liegt, und Durchführung der nachfolgenden Schritte zum Bestimmen eines zweiten Zeitintervalls, wenn das erste gemessene Zeitintervall unterhalb der vorbestimmten Genauigkeit liegt;

   e) Entladung der Kondensatoren (01, 02) der ersten und der zweiten Ladesehaltung;

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   f) Erzeugung einer derartigen Spannung an der dritten Elektrode der Schalteinrichtung (Q1) der ersten Ladeschaltung (01, Q1), daß diese Schalteinrichtung zwischen ihrer ersten und ihrer zweiten Elektrode leitet, um eine Reihenschaltung zum Aufladen des Kondensators (01) der ersten Ladeschaltung über den unbekannten Widerstand (R ) zu bilden;

   g) Messung eines zweiten ZeitIntervalls zwischen dem Auftreten des ersten und des zweiten vorbestimmten Spannungswertes am Meßanschluß (Verbindungspunkt R1/C2);

   h) Verwendung des zweiten gemessenen Zeit Intervalls als eine dem Wert des unbekannten Widerstandes proportionale Größe.
8. 8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,dadurch gekennzeichnet, daß die zu messende Impedanz (R ) die Fühlimpedanz eines Fühlers für eine physikalische Veränderliche ist, wobei sich diese Fühlimpedanz abhängig von der physikalischen Veränderlichen über einen Bereich von mindestens zwei Größenordnungen ändert.
9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Datenumwandler (4Oa) vorgesehen ist, um das gemessene Zeitintervall mit der physikalischen Veränderlichen für die Messung dieser Veränderlichen zu korrelieren, so daß die Meßauflösung der gemessenen physikalischen Veränderlichen über einen Meßbereich verbessert wird, der dem Bereich der in der niedrigeren Größenordnung liegenden Impedanzwerte der Fühlimpedanz (R_) zugeordnet ist.
10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei der gemessenen physikalischen Veränderlichen um Temperatur handelt und daß der Fühler (R )

    ein Thermistor ist, der im wesentlichen ohmisch ist und

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    seinen Wirkwiderstand mit der Temperatur gemäß einer bekannten, im wesentlichen logarithmischen Funktion ändert, und daß der Datenumwandler (40a) das gemessene Zeitintervall mit der Thermistortemperatur entsprechend der bekannten logarithmischen Funktion korreliert, um eine zur Temperatur proportionale Ausgangsgröße zu liefern.

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