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Spannungs-Frequenz-Wandler mit Rückkopplungszweig Die Erfindung betrifft
einen Spannungs-Frequenz-Wandler mit einer Schaltungsanordnung, der das von einer
Gleichspannung gebildete Eingangssignal zugeführt wird und die ein periodisches
Ausgangssignal erzeugt, dessen Folgefrequenz eine Funktion der Spannung des Eingangssignals
ist, und mit einer mit dieser Schaltungsanordnung gekoppelten Steuerschaltung, die
der Schaltungsanordnung in Abhängigkfit von einem von deren Ausgangssignal abgeleiteten
Rückkopplungssignal ein elektrisches Steuersignal zuführt.
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''Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Lnearität solcher
Spannungs-Frequenz-Wandler zu verbessern. Diese Aufgabe wird nach der Erfindung
dadurch gelöst, daß die Steuerschaltung eine Korrektionsschaltung, der von der Schaltungsanordnung
ein für das Eingangssignal charakteristisches Signal zugeführt wird, und eine Schaltvorrichtung
umfaßt, die von dem Rückkopplungssignal gesteuert wird und die Korrektionsschaltung
in einem von der Frequenz des Rückkopplungssignals abhängigen Takt mit einer Referenzspannungsquelle
verbindet, so daß das von der Korrektionsschaltung erzeugte Steuersignal eine Funktion
des für das Eingangssignal charakteristischen Signals und der Frequenz der Tastung
der Beztgsspannung ist, und daß die Steuerung der Schaltungsanordnung im Sinn einer
Verminderung des Suersignals erfolgt.
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'Durch die Erfindung wird also eine Linearisierung des Spannungs-Frequenz-Wandlers
nach Art einer Gegenkopplung erzielt. Das zu diesem Zweck benötigte, mit dem Eingangssignal
vergleichbare Gleichspannungssignal wird durch die Tastung einer Bezugsspannung
erzeugt. Die Tastung erfolgt in Abhängigkeit von der Frequenz des Ausgangssignals
des Spannungs-Frequenz-Wandlers. Durch einen Vergleich zwischen der Eingangsspannung
und dem Gleichspannungspegel, der sich aus der Tastung der Bezugsspannung gemäß
der Frequenz des Ausgangssignals ergibt, wird dann ein Steuersignal abgeleitet,
dessen Größe von den beiden in die Korrekturschaltung eingegebenen Signalen abhängt
und das zur Linearisierung des Spannungs-Frequenz-Wandlers dient. Dieses Steuersignal
hat eine solche Korrektur der Frequenz des Ausgangssignals zur Folge, daß seine
Größe vermindert wird. Bei korrekter Zuordnung der Frequenz des Ausgangssignals
zu der Spannung des Eingangssignals muß das Steuersignal Null sein.
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Die Erfindung wird im folgenden an Hand eines in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispiels näher beschrieben und erläutert. Es zeigt F i g. 1 ein Blockschaltbild
eines nach der Erfindung ausgebildeten Spannungs-Frequenz-Umsetzers, F i g. 2 das
Schaltbild einer benutzten Zerhackeranordnung, F i g. 3 das Schaltbild eines benutzten
potentiometrischen Verstärkers, F i g. 4 das Schaltbild eines benutzten spannungsgesteuerten
Oszillators, F i g. 5 das Schaltbild eines benutzten Integrationsverstärkers, F
i g. 6 das Schaltbild eines weiteren benutzten Verstärkers, F i g. 7 das Schaltbild
eines Rückstellungsmultivibrators, der einen Teil eines : benutzten Frequenzteilers
bildet,
F i g. 8 ein Zeitdiagramm, das die verschiedenen Ausgangsspannungen
am erwähnten Frequenzteiler zeigt, F i g. 9 eine Abwandlung des in F i g. 1 dargestellten
Umsetzers und F i g. 10 eine graphische Darstellung der Ausgangsspannungen eines
Integrationsverstärkers nach Fig. 9.
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Der in F i g. 1 dargestellte Umsetzer umfaßt eine Umsetzungsschaltung
I, FC, All, A12, BC, VCO, die dazu dient, eine Eingangsspannung in
eine entsprechende Frequenz umzuwandeln. Die Eingangsspannung wird von einem Eingangskreis
I geliefert, der durch ein entsprechendes Kästchen des Blockdiagramms dargestellt
ist und der mit der Klemme TE1 am Eingang eines zerhacker-stabilisierten Verstärkers
All verbunden ist, der einen Teil einer Verstärkeranordnung bildet, die zusätzlich
den Verstärker A 12 enthält. Der Verstärker A 12 wird von dem Ausgangssignal
des Verstärkers A 11 und außerdem von einem Zusatzkreis BC her ausgesteuert.
Die Aussteuerung mit Hilfe des Zusatzkreises erfolgt in Abhängigkeit von der Differenz
zwischen Eingangsspannung und einer Rückkopplungsspannung. Die Eingangsspannung
wird dem Zusatzkreis BC von der Klemme TE1 und die Rückkopplungsspannung vom Ausgang
des Verstärkers A 12 her zugeführt. Der Ausgang des Zusatzkreises BC ist über einen
Kondensator C 2 an den Eingang des Verstärkers A 12 angekoppelt. Zweck dieses Zusatzkreises
ist es, die Ansprechgeschwindigkeit zu steigern. Das Ausgangssignal des Verstärkers
A 12 wird der Eingangsklemme TE5 eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO zugeführt,
der Ausgangsstufen aufweist, die durch die Klemmen TE7 und TE8 repräsentiert werden.
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Der Eingangskreis I kann ein Wandler sein, der dazu geeignet ist,
eine physikalische Größe in eine Eingangsspannung umzuwandeln, oder eine geeignete
Spannungsquelle.
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Eine potentialfreie Zerhackeranordnung FC ist an die Eingangsklemmen
TE2 und TE3 des Verstärkers A 11 angekoppelt, um das Eingangssignal mit einer
bestimmten Frequenz zu modulieren. An die Klemme TE 3 des Verstärkers
All ist weiterhin der Ausgang des Verstärkers A 12 angeschlossen, um einen
die Verstärkeranordnung umgehenden Rückkopplungskreis zu vervollständigen. Ein Rückkopplungskondensator
C 1 kann weiterhin zwischen Ausgang und Eingang des Verstärkers A 12 geschaltet
; sein.
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Der Eingang eines Integrationsverstärkers A 2 mit dem Integrationskondensator
C3 ist an eine Klemme TE9 angekoppelt, die zu einem Netzwerk von Präzisionswiderständen
gehört. Dieses Netzwerk ; umfaßt einen Widerstand R 1, von dessen Enden das eine
mit dem Ausgang des potentiometrischen Verstärkers verbunden ist, und weiterhin
einen Widerstand R 2, der an eine negative Referenzspannung -V"s angeschlossen ist.
Der Ausgang des Integrationsverstärkers A 2 ist über einen Widerstand R 5 an eine
Klemme TE9a angeschlossen, die einem Spannungsteiler angehört, der zwischen dem
Rückkopplungskreis des potentiometrischen Verstärkers und der negativen Referenzspannung
-V"f angeordnet ist. Dieser Spannungsteiler umfaßt die in Serie geschalteten Präzisionswiderstände
R 3 und R 4 und einen abstimmbaren Zweig mit dem Widerstand R 3 a, der einen verstellbaren
Abgriff R 3 b aufweist: Der Widerstand R 3 bildet den Teil eines Kreises zur Einstellung
der Linearität, der eine gesteuerte Kompensation des Ausgangs des Integrationsverstärkers
A 2 in Abhängigkeit vom Ausgang des Verstärkers A 12 und damit eine Verbesserung
des Betriebsverhaltens ermöglicht.
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Das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers A 2 wird einem Filter
F zugeführt, dessen Ausgangssignal seinerseits einem Verstärker 31 zugeführt wird,
bei dem es sich wiederum um einen zerhacker-stabilisierten Verstärker handelt, dessen
Eingänge an die Ausgangsklemme TE4 der Zerhackeranordnung und an Masse als Referenzspannung
angeschlossen sind.
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Das Ausgangssignal des Verstärkers A 31 ist mit Hilfe eines Verstärkers
A 32 einer Steuer- oder Korrektursignalklemme TE6 des spannungsgesteuerten Oszillators
zugeführt, wodurch die Steuerschleife vervollständigt wird.
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Die Eingänge und Ausgänge des Integrationsverstärkers A 2 werden periodisch
mit Hilfe eines Rückstellungskreises RC periodisch geerdet. Dieser Rückstellungskreis
umfaßt ein Paar Schalter S 1 und S2,
die an den Eingang bzw. Ausgang des Verstärkers
A 2 angeschlossen sind. Wenn die Schalter S1 und S2 geschlossen sind, sind der Eingang
und der Ausgang an Masse angeschlossen, wie es die Zeichnung zeigt. Es ist möglich,
im Rückstellkreis RC mechanische Schalter zu verwenden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung werden jedoch Transistoren als Schaltelemente verwendet. Wie später
noch beschrieben wird, wird in jedem der Schalter S1 und S 2 eine Mehrzahl von Transistoren
verwendet, die in entsprechender Schaltung eine schnelle und wirksame Erdung der
entsprechenden Kreise ermöglichen.
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Die Steuerung der Schalter S 1 und S 2 erfolgt mit Hilfe eines Frequenzteilers
FD, der einen Rückstellungszähler RCO und einen Rückstellungsmultivibrator FC umfaßt.
Der Rückstellungszähler kann durch einen beliebigen geeigneten Zähler gebildet werden,
jedoch wird hier ein Zähler bevorzugt, der eine Vielzahl bistabiler Multivibratoren
enthält, die in üblicher Weise in Kaskade geschaltet sind, indem jeder Ausgangskreis
an den Eingang des Kreises der nächsthöheren Ordnung gelegt ist, um die übliche
binäre Wirkungsweise zu erzielen. Solch ein Zähler kann zehn in Kaskade geschaltete
Multivibratoren FR 1 bis FR 10 umfassen, wie es in der Zeichnung angedeutet
ist, und von denen die Ausgänge RS7, RS 8, 1RS 9 und RS 10 an den Eingang
des Rückstellungsmultivibrators RFC angeschlossen sind, um diesen Rückstellungsmultivibrator
zu steuern, damit dieser an seinem Ausgang RS11 während jeder Zählperiode des Zählers
RCO einen Impuls erzeugt. Die Ausgangsklemme RS11 ist mit den Schaltern S1 und S2
verbunden, um diese Schalter periodisch zu betätigen und den Eingang sowie den Ausgang
des Verstärkers A 2 periodisch zu erden. Da der Frequenzteiler FD an den spannungsgesteuerten
Oszillator VCO angekoppelt ist, um von diesem gesteuert zu werden, ist es ersichtlich,
daß die Schaltfolge oder Periode der Schalter S1 und S2 unmittelbar von der Frequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators abhängt, daß also die Dauer der Schaltperiode
zunimmt, wenn die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators abnimmt, und kürzer
wird, wenn die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zunimmt. Infolgedessen
ist die Ausgangsspannung
des Integrationsverstärkers sowohl eine
Funktion des Eingangssignals als auch der Zeitspanne, während welcher er arbeitet.
Dies wird durch die folgenden Erläuterungen deutlich: Wird der Gesamtanordnung kein
Eingangssignal zugeführt, fließt dem Integrationsverstärker A 2 ein im wesentlichen
konstanter Eingangsstrom zu, der von der Spannungsquelle -V"r und dem Widerstand
R 2 geliefert wird. Dieser Strom ist der Mittelfrequenz des Ausgangssignals des
spannungsgesteuerten Oszillators VCO proportional. Da die Referenzspannung negativ
ist, ist das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers A 2 eine positiv ansteigende
Spannung. Der Spannungsanstieg wird durch die Werte des Widerstandes R 2 und des
Kondensators C 3 bestimmt. Das Ausgangssignal des Integrationsveretärkers A 2 hat
ein mittleres Gleichspannungspotential, dessen Wert mit Hilfe der Widerstände R
5 und R4 auf Masse eingestellt wird. Dieses Ausgangssignal wird nach dem Filtern
mit Hilfe des Verstärkers A 31 weiterverstärkt. Da dem Verstärker
A 11 kein Eingangssignal zugeführt wird, ist die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators VC,O auf einen Wert stabilisiert, bei dem die mittlere Gleichspannung
am Ausgang des Integrationsverstäkers A 2 durch die Widerstände R 5 und R 4 ausgeglichen
wird, so daß dem Verstärker 31 eine virtuelle Nullspannung als Eingangssignal zugeführt
wird. Dabei wird angenommen, daß es sich bei dem Verstärker A 31 um einen Verstärker
mit sehr hohem Gewinn handelt. Sollte die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten
Verstärkers zu hoch sein, stellen die Schalter S 1 und S 2 das Ausgangssignal des
Integrationsverstärkers A 2 in kürzeren Zeitintervallen zurück, und es entsteht
am Ausgang des Integrationsverstärkers A 2 ein Signal mit einer weniger positiven
mittleren Gleichspannung. Dies hat ein negatives Signal am Eingang des Verstärkers
A 31, der auf Masse bezogen ist, zur Folge. Dieses Signal wird im Verstärker A 31
verstärkt und in ein positives Eingangssignal für den spannungsgesteuerten Oszillator
VCO umgewandelt, um dessen Frequenz zu vermindern und den Fehler zu korrigieren.
Wird an den Verstärker A 11 eine positive Eingangsspannung angelegt, so gelangt
auch ein positives Signal an den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators. Dies
hat ein Ausgangssignal geringerer Frequenz zur Folge, das seinerseits eine Vergrößerung
der Zeitspanne zwischen den Schaltungen der Schalter S 1 und S2 und infolgedessen
eine Vergrößerung der Zeitspanne zwischen den einzelnen Rückstellungen des Integrationsverstärkers
A 2 bewirkt. Jetzt wird jedoch der Eingangsstrom zum Integrationsverstärker A 2
durch den Strom vermindert, der den Widerstand R 1 durchfließt und der dem Strom
durch den Widerstand R 2 entgegengesetzt ist. Die Steilheit des Spannungsanstiegs
am Ausgang des Integrationsverstärkers A 2 ist jetzt geringer, d. h., das Verhältnis
von Spannungsanstieg pro Zeiteinheit ist kleiner, und die von der Spannungskurve
begrenzte mittlere Fläche, also der mittlere Spannungspegel des Ausgangssignals
am Integrationsverstärker A 2, bleibt im wesentlichen konstant, wenn das Verhältnis
von Eingangsspannung des Systems zur Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
den gewünschten Wert hat.
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Der elektrische Umsetzer nach F i g. 1 umfaßt eine Vielzahl von Verstärkern
und Integrationskreisen, die so ausgebildet und angeordnet sind, daß eine im wesentlichen
lineare Umwandlung einer Eingangsspannung, die dem Spannungs-Frequenz-Umsetzer zugeführt
wird, in eine sich zeitlich ändernde Spannung am Ausgang des spannungsgesteuerten
Oszillators erzielt wird, deren Frequenz der Größe und dem Vorzeichen der in bezug
auf Masse gemessenen Eingangsspannung proportional ist. Dieser Umsetzer wird noch
besser verständlich durch die Erläuterung spezieller Einzelheiten, die in den F
i g. 2 bis 8 dargestellt sind. Potentialfreie Zerhackeranordnung FC Der Verstärker
A Il ist ein zerhacker-stabilisierter Verstärker, dessen Eingangssignal mit
Hilfe des Ausgangssignals eines potentialfreien Zerhackers zerhackt oder moduliert
wird, der in seiner Gesamtheit mit FC bezeichnet ist. Seine für die Anwendung bei
dem erfindungsgemäßen Umsetzer geeignete Zerhackeranordnung zeigt F i g. 2. Sie
umfaßt einen Multivibrator mit den pnp-Transistoren Q 1 und Q 2,
deren
Ausgangssignal den npn-Transistor Q 3 aussteuert, dessen Kollektor mit Hilfe eines
Widerstandes R 14 an die Basen eines komplementären Transistorpaares Q 4
und Q 5 angekoppelt ist.
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Dieser Schaltung wird die Spannung über die mit -!- 6 V und - 6 V
bezeichneten Klemmen zugeführt. Die Basis des Transistors Q 1 des Multivibrators
ist an die gemeinsame Klemme des Spannungsteilers angekoppelt, der zwischen den
-f- 6-V- und - 6-V-Klemmen angeordnet ist und die in Serie geschalteten Widerstände
R 6 und R 7 enthält. Die Spannungsteilung ist so bemessen, daß der Transistor Q
1 zu leiten beginnt, wenn seine Emitterspannung über die festgelegte Basisspannung
ansteigt. Der Emitter des Transistors Q 1 ist, über einen Widerstand R 8 mit der
+6-V-Leitung verbunden, während sein Kollektor über den Widerstand R 9 mit der -6-V-Leitung
verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q 1 ist auch mit der Basis des Transistors
Q 2 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 2 ist wiederum über einen Widerstand
R 10 mit -f-6 V und sein Kollektor über den Widerstand R 11 mit -6 V verbunden.
Ein Kondensator C 5 verbindet die Emitter der Transistoren Q 1 und
Q 2. Normalerweise ist der Transistor Q 2 leitend. Bei leitendem Transistor
Q 2 wird der Kondensator C 5 aufgeladen und der Emitter des Transistors Q
1 der Spannung -I- 6 V genähert. Wenn dabei der Transistor Q 1 zu leiten beginnt,
nimmt die Spannung am Kollektor zu, wodurch der Transistor Q2 vorübergehend gesperrt
wird. Die Periode dieses Vorgangs wird durch die Aufladungs- und Entladungszeit
des Kondensators C 5 bestimmt. Wenn der Transistor Q 2 leitend ist, wird mit Hilfe
des Kollektorkreises dieses Transistors die Basis des Transistors Q 3 in bezug auf
dessen Emitter genügend positiv vorgespannt, um diesen Transistor leitend zu machen.
Wenn dann die Leitfähigkeit des Transistors Q 2 abnimmt, sinkt die Basisspannung
am Transistor Q 3 ab, und auch der Transistor Q 3 wird weniger leitend. Die Kollektorspannung
des Transistors Q 3 ist also zeitlich veränderlich und wird den Basen eines komplementären
Transistorpaares Q 4 und Q 5 zugeführt, das durch das Anwachsen oder
Absinken der Basisspannung so beeinflußt wird, daß jeweils der eine der beiden Transistoren
stärker leitet als der andere oder umgekehrt.
Die Kollektorkreise
der Transistoren Q 4 und Q 5
sind jeweils durch einen KondensatorC6
bzw. C7 mit der geerdeten Seite der Primärwicklung PW eines Transformators TR 1
verbunden, deren andere Seite mit Hilfe eines Kondensators C8 an den gemeinsamen
Emitterkreis der Transistoren Q 4 und Q 5 an-
geschlossen ist. Der
Wechselstromausgang der bisher beschriebenen Zerhackerschaltung, der an diese Primärwindung
angeschlossen ist, ist also an dieser Stelle auf das Massepotential bezogen.
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Der potentialfreie Ausgang wird mit Hilfe einer Schaltung erzielt,
welche die Sekundärwicklung SW
des Transformators TR 1 enthält. Eine Seite
dieser Wicklung ist über einen Kondensator C9 und eine damit in Serie geschaltete
Diode D2 an die Basis eines Ausgangstransistors Q 6 angekoppelt. Die Anode einer
weiteren Diode D 1 ist an die Verbindung zwischen dem Kondensator C9 und der Diode
D 2 angeschlossen. Ihre Kathode ist mit der anderen Seite der Sekundärwicklung des
Transformators verbunden. Ein Ladewiderstand R 17 ist parallel zu diesem Schaltungsteil
zwischen der gemeinsamen Seite der Sekundärwicklung des Transformators und der Kathode
der Diode D 2 angeordnet. Der Emitter des Transistors Q 6 ist über einen Widerstand
R 18 und einen Kondensator C 9 ebenfalls an die gemeinsame Seite der Sekundärwicklung
SW angeschlossen. Der gemeinsame Punkt zwischen diesem Widerstand und dem
Kondensator ist an die Basis des Transistors mit Hilfe entgegengesetzt gepolter
Klemmdioden D 3 und D 4 angekoppelt. Der Ausgangskreis enthält eine in Serie geschaltete
Diode D 5 und die Lastwiderstände R 19 und R 20, die einerseits an die Anode bzw.
Kathode der Diode D 5 und andererseits an die gemeinsame Seite der Transformatorwicklung
angeschlossen sind. Die potentialfreien Ausgangsklemmen sind mit TE2 und TE3 bezeichnet.
Wie später noch im einzelnen beschrieben wird, enthält diese Schaltung noch eine
weitere Ausgangsklemme TE4. Verstärker A 11 Die Klemmen TE 2 und TE
3 der potentialfreien Zerhackeranordnung sind, wie F i g. 3 zeigt, mit der
Basis und dem Kollektor eines npn-Transistors Q 7 verbunden, der als Modulationsstufe
dient. Der Emitter des Transistors Q 7 ist mit Hilfe eines Kondensators C11 mit
der Basis eines npn-Transistors Q 8 verbunden, der die Eingangsstufe des zerhackerstabilisierten
Verstärkers A11 bildet. Die Eingangsklemme TE1, die zum Anschluß der die Eingangsspannung
liefernden Anordnung I an den Eingang des zerhacker-stabilisierten Verstärkers A
11 dient, ist an den Kondensator C 11 über einen Widerstand R21 angeschlossen. Der
Emitterkreis des Transistors Q 8 ist mit der Basis eines pnp-Transistors
Q 9 verbunden, dessen Emitterkreis wiederum mit der Basis eines pnp-Transistors
Q 10 eines Differenzverstärkers in Verbindung steht, der noch einen zweiten pnp-Transistor
Q 11 umfaßt. Der Differenzverstärker ist durch die geerdete Basis des Transistors
Q 11 auf Masse bezogen. Die Kollektorkreise der Transistoren Q 10 und Q 11 des Differenzverstärkers
sind jeweils mit der Basis der Komplementärtransistoren Q 12 und Q13 verbunden,
die zueinander in Serie an das Netzgerät angeschlossen sind. Der Kollektorkreis
des Transistors Q I2 ist mit der Basis eines pnp-Transistors Q 14 verbunden,
dessen Emitter über eine Diode an die positive Seite des Netzgerätes angeschlossen
ist, während dessen Kollektor über einen Widerstand R 32 mit der negativen Seite
des Netzgerätes verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q 14 ist mit Hilfe
geeigneter Rückkopplungswiderstände R 24 a und R 24
b mit der Basis des Eingangstransistors Q 8 und weiterhin über einen Kondensator
C13 und einen Widerstand R33 mit dem Emitter eines npn-Transistors Q 15 verbunden,
der einen geerdeten Kollektor hat. Der Transistor Q 15 bildet einen Demodulator.
Zu diesem Zweck ist seine Basis mit der Klemme TE4 der potentialfreien Zerhackeranordnung
FC mit Hilfe eines Widerstandes R34 verbunden. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wurde mit dem Verstärker All
eine Gleichstromverstärkung
mit einem Gewinn von 60 db erzielt. Verstärker A 12 Der Ausgang des Verstärkers
All ist mit der Basis eines npn-Transistors Q16 verbunden, der die Eingangsstufe
des Verstärkers A 12 bildet. Der Kopplungskreis umfaßt die Serienwiderstände R 34
und R 35. Das Netzgerät für diesen Verstärker ist durch die mit -f-15 V und -15
V bezeichneten Klemmen angedeutet. Der Emitter des Transistors Q16
ist geerdet, während sein Kollektor über einen Widerstand R 36 an die +15-V-Klemme
angeschlossen ist. Der Kollektorkreis des Transistors Q 16 ist zur Aussteuerung
des pnp-Transistors Q 17 mit der Basis dieses Transistors verbunden, dessen Emitterkreis
über den Widerstand R 38 an -I-15 V und dessen Kollektor über einen Widerstand R
39 an -15 V angelegt ist. Der Kollektor dieses Transistors ist unmittelbar mit der
Basis eines npn-Transistors Q18 verbunden. Der Kollektor dieses Transistors ist
mit der positiven Seite des Netzgerätes über einen WiderstandR40 und der Emitter
mit dem gemeinsamen Punkt zweier Serienwiderstände R 41 und R42 verbunden, die als
Spannungsteiler zwischen der negativen Seite des Netzgerätes und Masse angeordnet
sind. Der Ausgang des Verstärkers A 12 umfaßt ein komplementäres Transistorpaar
Q 19 und Q 20, deren Basen gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors
Q 18 verbunden sind. Die Emitter dieser Transistoren sind an einen gemeinsamen Ausgang
mit Hilfe der Widerstände R 43 und R 44 angeschlossen. Die Kollektoren der Ausgangstransistoren
sind direkt mit der positiven bzw. negativen Seite des Netzgerätes verbunden, wie
es die Zeichnung zeigt.
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Wie es an Hand der F i g. 1 beschrieben worden ist, kann die Eingangsspannung,
die der Eingangsklemme TE 1 des Verstärkers A 11 zugeführt wird, in
gewissen Grenzen sowohl positive als auch negative Werte annehmen. Bei einer speziellen
Ausführungsform des Verstärkers A 11 konnte die Ausgangsspannung zwischen ± 2 und
3 V Spitzenspannung betragen. Die Ausgangsspannung des Verstärkers A 12 variierte
zwischen ± 10 V Spitzenspannung bei einer Spannung von etwa ±1/1o V am Ausgang des
Verstärkers A 11. Die dargestellte Schaltung ergibt bei entsprechender Wahl der
Parameter eine Gleichstromverstärkung mit einem Gewinn von 40 db bei Phasengleichheit
zur Eingangsspannung am Verstärker A 11. Es besteht eine unmittelbare Rückkopplung
zwischen dem Ausgang des Verstärkers A 12 und dem Modulatortransistor
Q7 am Eingang des Verstärkers A 11, wodurch die Rückkopplungsschleife geschlossen
wird und eine gute Regelung
und entsprechend hohe Linearität zwischen
Eingangs- und Ausgangssignal erzielt wird.
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Zusatzkreis BC Bei der bisher beschriebenen Schaltung kann eine Verbesserung
der Ansprechempfindlichkeit mit Hilfe eines speziellen Zusatzkreises erzielt werden,
der in seiner Gesamtheit mit BC bezeichnet ist. Dieser Zusatzkreis enthält einen
npn-Transistor Q21, dessen Basis mit Hilfe eines Kondensators C 15 an den
Eingang des Verstärkers A 11 angekoppelt ist. Der Kolleldor dieses Transistors
ist an den gemeinsamen Punkt zweier in Serie geschalteter Widerstände R 46 und R47
angeschlossen, die zwischen dem positiven Pol, des Netzgerätes und dem Emitter eines
pnp-Transistors Q23 angeordnet sind. Der Emitter des Transistors
Q21 ist mit der negativen Seite des Netzgerätes über einen Widerstand R 45
und weiterhin unmittelbar mit der Basis des Transistors Q23 verbunden. Der Kollektor
des Transistors Q23 ist an die negative Seite des Netzgerätes unmittelbar angeschlossen.
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Der Ausgangstransistor dieses Kreises ist mit Q 24
bezeichnet.
Es handelt sich um einen pnp-Transistor, dessen Emitter geerdet ist. Der Kollektor
dieses Transistors ist an die negative Seite des Netzgerätes über einen Widerstand
R48 angeschlossen. Die Basis des Transistors Q24 ist mit dem Emitterkreis
des Transistors Q 23 über einen Widerstand R 48 a angekoppelt. Die Basisspannung
des Transistors Q24 wird weiterhin von einem npn-Rückkopplungstransistor Q 25 gesteuert,
der einen geerdeten Emitter und einen Kollektor aufweist, der mit der positiven
Seite des Netzgerätes über einen Widerstand R 53 und mit der Basis des Transistors
Q24 über eineu Widerstand R55 verbunden ist. Der Basiskreis des Transistors
Q25 ist mit Hilfe eines Widerstandes R 53 an den Ausgangskreis des
Verstärkers A12 angekoppelt. Dieser Basiskreis ist außerdem mit der negativen
Seite des Netzgerätes durch die Widerstände R 49 und R50 verbunden. Das Ausgangssignal
des Zu-Satzkreises wird von dem Kollektor des Transistors Q 24 abgenommen und dem
gemeinsamen Punkt zwisc4.en den Widerständen R 34 und R 35 im Eingangskreis
des Verstärkers A 12 mit Hilfe eines Kopplungskondensators C 2 zugeführt. Auf diese
Weise werden die Wechselstromkomponenten, welche die verstärkte Differenz zwischen
dem Eingangssignal, das diesem potentiometrischen Verstärker zugefügt wird, und
dem am Ausgang dieses Verstärkers abgenommenen Rückkopplungssignal darstellen, dazu
benutzt, den Eingang des Verstärkers A 12 kräftig auszusteuern und die Ansprechgeschwindigkeit
zu verbessern. Spannungsgesteuerter Oszillator VCO Wie aus F i g. 1 hervorgeht,
wird das Ausgangs-Signal des Verstärkers A 12 der Eingangsklemme TES des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO zugeführt. Diese Eingangsklemme ist in F i g. 4 dargestellt und
als »Eingang« bezeichnet. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO besteht aus einem
spannungsempfindlichen Oszillatorkreis, der so ausgelegt ist, daß er bei Fehlen
einer Eingangsspannung mit einer vorbestimmten Frequenz schwingt. Die Arbeitsfrequenz
des Oszillators nimmt ab, wenn an die Eingangsklemme TE 5 eine positive Spannung
gelegt wird, und nimmt zu, wenn an diese Eingangsklemme eine negative Spannung gelangt.
Der Oszillator ist mit einer geregelten Spannungsversorgung versehen, die hier mit
-h5 V und -5 V bezeichnet ist und die, wie in F i g. 4 dargestellt, von einer Spannungsquelle
mit 6 V abgeleitet und mit Hilfe der Regeltransistoren Q 30 und
Q 31 konstant gehalten wird. Der Oszillatorkreis umfaßt einen pnp-Eingangstransistor
Q 32, dessen Basis mit der Eingangsklemme TE5 verbunden ist. Der Emitter dieses
Transistors ist mit der positiven Seite der geregelten Spannung über einen Widerstand
R 56 verbunden, während der Kollektor mit Hilfe des Kondensators C20 an Masse gelegt
ist.
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Das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors Q32 ist im
wesentlichen sägezahnförmig und wird direkt dem Emitter eines pnp-Transistors Q
33 zugeführt, dessen Basis an den gemeinsamen Punkt der Widerstände R 57 c
und R 57 b gelegt ist, die in Serie zu einem weiteren Widerstand
R 57 a an der geregelten Spannung anliegen. An den gemeinsamen Punkt zwischen
den Widerständen R 57 a und R 57 b sind der Kollektor des Transistors
Q33 und die Basis eines weiteren Transistors Q34 angeschlossen. Der Transistor
Q 34 bildet den einen Transistor eines komplementären Transistorpaares, das miteinander
verbundene Emitter aufweist und dessen zweiter Transistor von dem Transistor Q 35
gebildet wird. Der Kollektor des Transistors Q 34 ist mit Hilfe des Widerstandes
R 57 c, wie dargestellt, an die Spannung -f-5 V gelegt, während der Kollektor
des Transistors Q 35 über den Widerstand R 58 an -,,6 V anliegt. Die Basis des Transistors
Q 35 ist an den gemeinsamen Punkt der Widerstände R 59 und R 60 angeschlossen,
die einen Spannungsteiler zwischen Masse und -5 V bilden. Ein Kondensator ist dem
Widerstand R 60
parallel geschaltet. Der Kollektor des Transistors
Q35 ist mit Hilfe eines Kondensators C21 an die Basis eines npn-Transistors
Q36 angeschlossen, der einen direkt geerdeten Emitter aufweist. Der Kollektor des
Transistors Q 36 ist mit Hilfe eines Widerstandes R 61 an -I-5 V angeschlossen.
Vom Kollektorkreis des Transistors Q 36 wird eine negative Rückkopplung abgenommen,
die mit Hilfe der Kondensatoren C22 und C23 sowie des Widerstandes R 62 gefiltert
und dann der Basis des pnp-Transistors Q 37 zugeführt wird. Der Transistor
Q 37 hat einen geerdeten Kollektor und einen mit dem Emitter des Eingangstransistors
Q 32 verbundenen Emitter.
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Das Eingangssignal an der Basis des Transistors Q 36 ist ein
positiver Impuls. Der Transistor Q 36 ist ein npn-Transistor und ist demnach
bestrebt, jedesmal seine Leitfähigkeit zu erhöhen, wenn ein positiver Impuls an
seine Basis angelegt wird. Der Kollektor des Transistors Q36 wird infolgedessen
zwischen etwa -I-5 V und Masse hin und her geschaltet und erzeugt so den dargestellten,
umgekehrten Impuls. Der Kollektor des Transistors Q36 ist weiterhin über
einen Kondensator C 25 mit der Basis des pnp-Transistors Q 38 verbunden, dessen
Emitter geerdet und dessen Kollektor über den Widerstand R 64 an - 6; V angeschlossen
ist. Ein Widerstand R 63 verbindet die Basis des Transistors Q38 mit -I-5 V. An
den Kollektor des Transistors Q 38 sind zwei Ausgänge angeschlossen, nämlich unmittelbar
der Ausgang TE7, der zu de Rückstellungszähler RCO nach F i g. 1 führt, und über
eine Serienschaltung eines Widerstandes R 65 und eines Kondensators C 26 der Ausgang
TE8, der zu dem Eingang einer Torschaltung G führt. Wenn der Transistor
Q38 in vollem Maß leitend ist, liegt sein Kollektor an annähernd -i-5 V.
Hat
der Transistor Q 38 seine minimale Leitfähigkeit, so tritt am Kollektor eine Spannung
von -5 V auf, was durch geeignete Bemessung des Widerstandes R64 erzielt wird, über
den der Kollektor an -6V liegt. Die Spannung am Ausgang des Oszillators variiert
infolgedessen etwa zwischen ± 5 V Spitzenspannung.
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Integrationsverstärker A 2 Wie an Hand F i g. 1 beschrieben wurde,
ist die zweite Eingangsklemme TE6 des spannungsgesteuerten Oszillators an den Ausgang
eines Verstärkers A 32 angeschlossen, der den Teil einer Korrektionsschleife bildet,
die zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators dient. Die Eingangsklemme
TE 6 für das Korrektionssignal ist ebenfalls an der Basis des Transistors
Q 32 mit Hilfe eines geeigneten Widerstandes angekoppelt. Es wird daran erinnert,
daß diese Schleife zum Korrigieren des Oszillators einen Integrationsverstärker
enthält, der insgesamt mit A 2 bezeichnet wird und dessen Eingang mit einer Klemme
TE 9 und dessen Ausgang über einen Widerstand R 5 mit einer Klemme TE9a verbunden
ist, wobei die Klemmen TE9 und TE9a Teile eines Netzwerkes aus Präzisionswiderständen
sind, das zwischen dem Ausgang des potentiometrischen Verstärkers und der Quelle
einer negativen Referenzspannung -V"s angeordnet ist. Der Verstärker A 2 wird durch
das Potential an der Klemme TE 9 gesteuert, das aus der Differenz zwischen
dem Potential der Kopplung und dem Referenzpotential und Teilen dieser Differenz
mit Hilfe der Präzisionswiderstände R 1 und R 2 gebildet wird.
-
Wie F i g. 5 erkennen läßt, ist die Klemme TE9 über Widerstände R70
und R71 und den Kondensator C27 an die Basis eines npn-Transistors Q40 angekoppelt,
dessen Kollektor an einem Spannungsteiler anliegt, der die Widerstände
R72 a und R 72 b
umfaßt, von dessen Enden das eine an die Verbindung
zwischen dem Emitter eines pnp-Transistors Q 41 und der Basis .eines
npn-Transistors Q 42 und das andere in der dargestellten Weise an
+ 6 V angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q40 ist über einen Widerstand
R73 an -6 V angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q41 ist direkt mit
- 6 V verbunden. Die Transistoren Q 42 und Q 43,
die
beide npn-Transistoren sind, bilden den Teil eines Differenzverstärkers.
-
Ihre Emitter sind gemeinsam über einen Widerstand R 74 an - 6 V angeschlossen.
Widerstände R 75 und R76 verbinden je einen der Kollektoren dieser Transistoren
mit -I-6 V. Die Basis des Transistors Q43 ist unmittelbar an Masse
gelegt. Die Kollektoren dieses Differenzverstärkers sind mit je einer der Basen
von npn-Transistoren Q44 und Q45 eines zweiten Differenzverstärkers verbunden.
Die Emitter dieser Transistoren Q44 und Q45 sind mit Hilfe eines Widerstandes
R 77 an -6V gelegt. Die Kollektoren sind mit Hilfe von Widerständen R78 und
R79 an eine Spannung von +l5 V angeschlossen. Die Kollektorkreise des zweiten
Differenzverstärkers sind an je eine der Basen eines komplementären Transistorpaares
Q 46 und Q 47 angeschlossen, deren Emitter miteinander
verbunden sind. Der Kollektor des Transistors Q 47 ist unmittelbar an +15 V gelegt,
während der Kollektor des Transistors Q46
über einen Widerstand R 80 an -
6 V liegt. Der Kollektor des Transistors Q 46 ist mit Hilfe von Widerständen R 85,
R 86 und R 87 mit dem Widerstand R 5 und endlich der Klemme TE 9 a verbunden,
die ihrerseits zum Eingang des Filters F führt. Ein Integrationskondensator C 3
verbindet die Klemme TE9 b
mit dem Eingang des Verstärkers A 2 am Kondensator
C27, wie es F i g. 5 zeigt.
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Der Integrationsverstärker ist so ausgebildet, daß er eine lineare
Sägezahnspannung erzeugt, deren Periode von der Frequenz des Ausgangssignals des
spannungsgesteuerten Oszillators VCO bestimmt wird, wie es in Verbindung mit F i
g. 1 beschrieben wurde. Wie aus F i g. 1 ersichtlich, werden die dazu benötigten
Schaltvorgänge mit Hilfe von Schaltern S1 und S2 bewerkstelligt. In Fig.5 sind spezielle
Ausführungsformen der Schalter dargestellt, von denen der Schalter S 1 die Transistoren
Q 49, Q50 und Q51 umfaßt, während der Schalter S2 die Schalttransistoren
Q 52, Q 53 und Q 54 enthält. Diese Transistoren sind in den dargestellten
Kreisen verkehrt herum geschaltet, nämlich mit geerdeten Kollektoren und Emittern,
die in der dargestellten Weise mit Ausgangs- und Eingangskreisen verbunden sind.
Die Basis des Transistors Q49 ist an einen Spannungsteiler angeschlossen, der zwischen
-6 V und Masse von den Widerständen R 88 und R 89 gebildet wird. In gleicher Weise
ist die Basis des Transistors Q50 mit einem Spannungsteiler verbunden, der
zwischen -6 V und Masse von den Widerständen R90 und R91 gebildet wird. Die Basis
des Transistors Q51 ist über den Widerstand R 91a geerdet. Die Basen
aller Transistoren Q 49 bis Q 54 der beiden Schalter S1 und S2 sind mit dem Emitterkreis
eines npn-Transistors Q 48 über Widerstände R 92 bis R 97 wie dargestellt verbunden.
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Der Transistor Q48 ist ein Schalttransistor mit einer Basis,
die an die Klemme RS 11 des Rückstellmultivibratorkreises RFC angeschlossen
ist. Sein Kollektor ist über einen Widerstand R 98 an -I-15 V angelegt. Der Emitter
des Transistors ist über einen Widerstand R 99 mit -15 V verbunden. Normalerweise
ist der Transistor durch den Spannungszustand an der Klemme RS1 gesperrt, der in
seinem unteren Bereich (etwa -5 V) an der Basis dieses Transistors die Sperrung
bewirkt. Während positiver Abweichungen des Spannungszustandes an der Klemme RS11,
der einen Pegel von etwa -I-5 V annehmen kann, wird der Transistor schnell in den
leitenden Zustand versetzt. In seinem leitenden Zustand überträgt der Transistor
Q 48 die Schaltspannung an die Basis aller Schalttransistoren Q 49 bis
Q 54.
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Wie ersichtlich, ist der Emitter des Transistors Q49
mit der linken Klemme des Widerstandes R70 verbunden. Der Emitter des Transistors
Q50 ist mit dem Punkt zwischen den Widerständen R 70 und R 71 und der Emitter
des Transistors Q51 mit dem Eingangskondensator C27 am Eingang des Verstärkers
A 2 verbunden. Am Ausgang des Verstärkers A 2 ist der Emitter des
Schalttransistors Q 52 mit dem Punkt zwischen den Widerständen R85 und R86, der
Emitter des Schalttransistors Q S3 mit dem Punkt zwischen den Widerständen
R 86 und R87 und der Emitter des Schalttransistors Q 54 mit der Klemme TE
9 b verbunden.
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Die Schalttransistoren, die an den Eingang und den Ausgang des Verstärkers
A 2 in der dargestellten Weise angeschlossen sind, sind tatsächlich auch mit den
entgegengesetzten Belägen des Integrationskondensators C 3 verbunden. Sie sind voneinander
durch
,die verschiedenen genannten Widerstände getrennt so angeordnet,
daß sie parallele Schaltpfade zur Masse bilden, um die Last zu verteilen, den Schaltvorgang
zu beschleunigen und eine geringere Impedanz gegen Masse zu bilden. Hierdurch wird
mit sehr hoher Geschwindigkeit eine gute Erdung der entgegengesetzten Beläge des
Integrationskondensators erzielt. Die Transistoren Q55, Q56 und
Q57 bilden den Teil eines Abstimmnetzwerkes, das von einem Abstimmpotentiometer
PT 1 gesteuert wird, das zwischen - 6 V und Masse geschaltet ist, wie es
die Zeichnung zeigt. Der Abgriff dieses Potentiometers ist über eine Widerstandsanordnung
direkt mit der Basis des Eingangstransistors Q 40 verbunden und ist weiterhin über
Widerstände an den Emitter des Transistors Q55 angekoppelt, dessen Kollektor an
Masse liegt. Die Basis des Transistors Q55 ist mit dem Emitterkreis des Schalttransistors
Q48.verbunden und wird infolgedessen so geschaltet, daß er jedesmal leitend wird,
wenn der Emitterkreis des Transistors R 48 ins Positive stößt. Der Emitter des Transistors
Q 55 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q 56 verbunden, dessen Emitter
über einen Widerstand mit kleinem Wert an Masse liegt. Die Basis des Transistors
Q 56 ist mit dem Emitter des Transistors Q 57 verbunden, dessen Kollektor an Masse
liegt und dessen Basis über einen Widerstand mit dem Emitterkreis des Schalttransistors
Q48 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q 57 ist ebenfalls durch eine
Widerstandskopplung mit dem Kollektorkreis des Transistors Q 46 verbunden und oberhalb
des Massepotentials durch den Spannungsabfall an einer Serien-Dol)peldiode festgelegt,
die in der Zeichnung als einfache Diode CD dargestellt ist.
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Während derZeitintervalle,während deren sich der Lnütter des Schalttransistors
Q 48 im unteren seiner beiden Spannungszustände befindet, während deren z1so kein
Schaltimpuls an seiner Basis vorhanden ist, ist der Transistor Q57 so vorgespannt,
daß er leitet und die Basis des Transistors Q56 unmittelbar an Masse legt. Da es
sich beim Transistor Q56 um einen npa-Transistor handelt, dessen Emitter über einen
Widerstand geerdet ist, ist dieser Transistor hierbei Are; perrt. Der Abgriff des
Abstinimpotentiometers PT 1 ist so eingestellt, daß der Transistor
Q40 so vorgespannt ist, daß das mittlere Potential am Emitter des Transistors
Q 55 dazu geeignet ist, den Transistor Q 40 auf der richtigen Vorspannung
zu halten. Daher bewirkt zu der Zeit, wenn ein Schaltvorgang stattfindet und der
Transistor Q 45 leitend gemacht und der Transistor Q 57 gesperrt wird, die Kollektorspan-Z
des Transistors Q46 ein Leiten des Transistors 52, der das Laden des Kondensators
C50 steuert. Wenn der Transistor Q48 abgeschaltet hat, ist der Kondensator
C 50 effektiv mit der Basis des Transistors Q40 verbunden, und das von ihm
abgegebene Signal wird` mit Hilfe des Filterkondensators C51 gefiltert. Hierdurch
wird die Vorspannung an der Basis des Transistors Q 40 im richtigen Arbeitsbereich
gehalten. Die Wellenform am Emitter des Transistors Q 54, also an der Klemme
TE 9 b, ist eine Sägezahnspannung mit einer äußerst scharf abfallenden Rückflanke,
ohne daß ein Nachschwingen auftritt. Diese Sägezahnspannung ist in der Zeichnung
angedeutet. Bei einem typischen Ausführungsbeispiel der Erfindung beträgt der Spannungshub
am Ausgangskreis etwa 8 bis 10 V. Bei Verwendung eines Zählers mit vierzehn Multivibratoren
und eines Rückstellungsmultivibrators beträgt die Schaltfrequenz' des Integrators
etwa 170 Hz, wenn der Eingang des Spannungs-Frequenz-Umsetzers .0 V beträgt. Bei
maximaler positiver Eingangsspannung beträgt ' di2 Schaltfrequenz des Integrators
etwa 85 Hz, während bei der maximalen negativen Eingangsspannung die Schaltfrequenz
etwa 255 Hz beträgt. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel, bei dem von einem Zähler
mit dreizehn Multivibratoren Gebrauch gemacht wurde, betrugen die entsprechenden
Frequenzen 340, 370 und 510 Hz.
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Verstärker A 31 Nach dem Filtern wird das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers
dem Eingang eines Verstärkers A 31 zugeführt, von dem zum Zweck der Erläuterung
angenommen werden kann, daß er ebenso aufgebaut ist wie der Verstärker A 11, der
oben behandelt worden ist, mit der Ausnahme, daß die Basis des Transistors
Q7 nun mit der Klemme TE4 verbunden und der Kollektor des Transistors Q 7
geerdet ist und mit der weiteren Abweichung, daß der Transistor Q 15 ein
pnp-Transistor ist, der den Ausgang an Masse bindet und ein Ausgangssignal liefert,
dessen Phase demjenigen des Verstärkers A 11 entgegengesetzt ist.
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Verstärker A 32 Das Ausgangssignal des Verstärkers A 31 wird dem Verstärker
A 32 als Eingangssignal zugeführt. Die Einzelheiten dieses Verstärkers sind in F
i g. 6 dargestellt. Der Eingangskreis dieses Verstärkers enthält die Kopplungswiderstände
R 66 und R 67, die in Serie geschaltet sind und an die Basis eines npn-Transistors
Q
60 führen, der den einen Transistor eines Differenzverstärkers bildet;
der einen zweiten npn-Transistor Q 61 mit geerdeter Basis iunfaßt. Die Emitter der
Transistoren dieses Differenzverstärkers sind gemeinsam über einen Widerstand R68
an, -5 V gelegt, während die Kollektoren jeweils über einen Widerstand R 69
a und R 69
b an -f- 5 V angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors
Q60
ist mit der Basis eines pup-Transistors Q
62 verbunden, dessen
Emitter mit Hilfe eines Widerstandes R81 an -I-5 V und dessen Kollektor mit Hilfe
eines Widerstandes R 82 an -5 V gelegt ist. Der Kollektor des letztgenannten Transistors
ist unmittelbar mit der Basis eines Transistors
Q 63 verbunden, der ebenfalls
mit Hilfe eines Emitterwiderstandes R
83 a und eines Kollektorwiderstandes
R 83 b an das Netzgerät angeschlossen ist. Der Emitter dieses Transistors ist weiterhin
über einen Widerstand R 83 c geerdet. Der Kollektor ist mit Hilfe eines Kondensators
C4 mit der Basis des Eingangstransistors
Q60 verbunden, wodurch eine Rückkopplungsschleife
gebildet wird. Der Ausgangswiderstand R 84 verbindet den Kollektor des Ausgangstransistors
Q 63 dieses Verstärkers mit der Klemme TE6, welche die Eingangsklemme für ein Korrektursignal
bildet, das dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird. Die Regelung, die
durch diese Schleife erzielt wird, erfolgt in gewünschter Weise bei einer in bezug
auf die normale Arbeitsfrequenz des Oszillators sehr geringen Frequenz. Da außerdem
die Kreise so aufgebaut worden sind, daß im wesentlichen eine 99prozentige Linearität
der Umwandlung von Spannung in Frequenz bei direkter Kopplung durch die potentiometrische
Verstärkeranordnung und den spannungsgesteuerten
Oszillator erzielt
wird, ist weiterhin die von der Rückkopplungsschleife geforderte Korrektur nur sehr
gering, nämlich in der Größenordnung von 1%, wodurch die Regelprobleme stark herabgesetzt
werden. Frequenzteiler FD Wie oben erwähnt, enthält der Frequenzteiler einen üblichen
binären Zähler mit zehn Multivibratoren. Die Multivibratoren eines solchen Zählers
können von bekannter Art sein. In dieser Hinsicht wird auf die S. 126 des Buches
»Logic Design of Digital Computers« von Montgomery P h i s t e r jr. Bezug genommen,
wo ein Multivibrator vom Standardtyp J-K beschrieben ist. Zur Erleichterung wird
nachstehend die Tafel der Schaltzustände (truth table) für solch einen Multivibrator
wiedergegeben.
| in 1 Kn Qn+i |
| Q. |
| 0 1 0 |
| 1 0 1 |
| 1 1 Qn |
Solch ein Multivibrator enthält zwei Eingänge. Wenn ein Schaltsignal an den K-Eingang
des Multivibrators angelegt wird, wird dieser in den elektrischen Zustand gebracht,
der der »0« entspricht. Wird dagegen ein Schaltsignal an den J-Eingang des Multivibrators
angelegt, wird dieser in den elektrischen Zustand überführt, der die »1« darstellt.
Wenn ein Eingangssignal zugleich an die beiden Eingänge des Multivibrators angelegt
wird, ändert dieser seinen elektrischen Zustand, d. h., daß er in den Zustand »0«
umschaltet, wenn er sich vorher in dem die »1« darstellenden elektrischen Zustand
befunden hat.
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Nähere Einzelheiten über transistorisierte bistabile Multivibratoren
sind dem Buch »Digital Computer Components and Circuits« von R. K. Richards, insbesondere
den Fig. 4 bis 12 a auf S. 161 zu entnehmen.
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Wie bereits weiter oben erwähnt, können solche Multivibratoren in
Kaskade geschaltet werden, um einen üblichen binären Zähler zu bilden, indem eine
Ausgangsklemme je eines Multivibrators jeweils mit den beiden Eingangsklemmen des
Multivibrators der nächsthöheren Ordnung verbunden wird, um die Zählkette zu vervollständigen.
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Der Rückstellungsmultivibrator verlangt dagegen eine spezielle Schaltung,
weshalb dieser in F i g. 7 dargestellt ist. Der dargestellte bistabile Multivibrator
(Flip-Flop) umfaßt ein Paar gesteuerter Schalttransistoren vom pnp-Typ, die mit
Q65 und Q66 bezeichnet sind. Die Kollektoren und Basen dieser
Transistoren sind kreuzweise mit Hilfe der Kopplungsglieder N1 und N2 in der dargestellten
Weise miteinander verbunden. Die Kopplungsglieder enthalten je eine Parallelschaltung
eines Widerstandes und eines Kondensators. Die Emitter dieser beiden Transistoren
sind gemeinsam mit Hilfe des Widerstandes R 101 an -f-15 V angelegt. Die
Kollektoren der Transistoren Q 65 und Q 66 sind weiterhin mit den
entsprechenden Kollektoren eines weiteren Paares von npn-Transistoren
Q 67 und Q 68 verbunden, deren Emitter gemeinsam über einen Widerstand
R 102 an -15 V angelegt sind. Die Kollektoren und Basen der letztgenannten
beiden Transistoren sind ebenfalls kreuzweise miteinander mit Hilfe der Kopplungsglieder
N3 und N4 verbunden. Die Basen der Transistoren Q.65 und Q 67 sind durch das Kopplungsglied
N5 miteinander verbunden. Weiterhin verbindet ein Widerstand R 104 die Basis
des Transistors. Q65 mit -I-15 V und ein Widerstand R106 die Basis des Transistors
Q 67 mit -15 V. Ein weiteres Kopplungsglied N6 ist zwischen die Basen der Transistoren
Q 66 und Q 68 geschaltet, und es sind diese Basen mit -I-15 V bzw. -15 V mit Hilfe
der Widerstände R105 und R107 verbunden. Die Basis des Transistors Q66
ist weiterhin mit dem Kollektorkreis durch einen Widerstand R 100 und eine
Diode verbunden, die so gepolt ist, daß ins Positive gehende Spannungen an die Basis
gelangen. Die Basis des. Transistors Q 65 ist mit dem Kollektor eines pnp-Schalttransistors
Q 69 verbunden und wird von diesem gesteuert. Die Verbindung enthält einen Widerstand
R 109 und die dargestellte Diode. Der Kollektor des Transistors Q69 ist weiterhin
mit den Emittern der Transistoren Q 67 und Q 68 über den Widerstand
R 108 und weiter über den Widerstand R 102 mit -15 V verbunden. Der
Emitter des Transistors Q 691 liegt über den Widerstand R 101 an -I-15 V.
Da einer der beiden Transistoren Q 67 und Q 68 bei den verschiedenen
Schaltzuständen des Flip-Flops leitend ist,, ist stets eine vorbestimmte Emitterspannung
vorhanden, deren Größe durch die Parameter des speziellen Kreises bedingt ist. Diese
Spannung kann bis -5 V ansteigen. Diese Spannung wird über die Widerstände R
108 und R 109 und die dazu in Serie geschaltete Diode an die Basis
des Transistors Q 65 gekoppelt und spannt diesen Transistor so vor, daß er leitet.
Wenn der Transistor Q 65 leitet, ist der Transistor Q66 gesperrt.
Die Kopplungsglieder erzeugen daher an der Basis des Transistors Q68 eine
ins Positive gehende Spannung, so daß dieser Transistor leitet. Wenn der Transistor
68 leitet, liegt die Ausgangsklemme RS11 auf dem unteren ihrer Spannungspegel. Durch
die beschriebenen inneren Vorspannungsverhältnisse wird der Multivibrator stets
in eine Ausgangsstellung gebracht, bei der die Klemme RS11 auf ihrem unteren Spannungspegel
gehalten wird. Die Basis des Transistors Q 69 ist an den Verbindungspunkt zweier
Widerstände R 110 und R 111 angeschlossen, die in Serie zu einem Transistor
Q 70 geschaltet sind, der den Teil eines Tores bildet. Der erwähnte Serienkreis
ist zwischen -I-15 V und Masse geschaltet.
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Der Transistor Q 70 ist ein npn-Transistor, dessen Kollektor mit dem
Widerstand R 111 und dessen Emitter direkt mit Masse verbunden ist. Die Glieder
zur Steuerung der Basis des Transistors Q70 enthalten die Eingangswiderstände R112,
R113, R114
und R118, von denen jeder mit einer Seite an die Basis angeschlossen
ist. Das zweite Ende des Widerstandes R 118 ist an -I-15 V angeschlossen. Die verbleibenden
Enden der anderen Widerstände sind mit den AusgangsklemmenRS8, RS9 und RS10 von
bistabilen Multivibratoren verbunden. Zu dem Zeitpunkt, zu dem alle Eingangssignale
RS 8s, RS9s und RS 10s das obere der beiden möglichen Spannungszustände annehmen,
wird der Transistor Q 70 leitend. Bei leitendem Transistor Q70 wird die Basis des
Transistors Q 69 unter die Emitterspannung gezogen, so daß auch der Transistor Q
69 leitend wird. Hierdurch wird die KoIlektorspannung angehoben und zieht das Basispotential
des Transistors Q65 genügend
weit ins Positive mit, um
eine Sperrung des Transistors Q 65 zu erzielen. Sobald dies erfolgt, werden die
leitenden Zustände der Transistoren umgekehrt, und die Transistoren Q 66
und Q67 werden leitend. Zu diesem Zeitpunkt schaltet das Potential des Kollektorkreises,
das an der Ausgangsklemme RS11 erscheint, von einem unteren Potential auf ein höheres
Potential um.
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Die Transistoren werden aus diesem Zustand durch das Signal RS7s zurückgeschaltet.
Ein Zeitdiagramm, das die gegenseitige Zuordnung aller dieser Signale aufzeigt;
ist in F i g. 8 dargestellt. Wie aus F i g. 7 ersichtlich, wird das Signal
RS 7s, das an die KlemmeRS7 angelegt wird, mit Hilfe einer Diode der Basis
eines pnp-Schalttransistors Q71 zugeführt, dessen Emitter über eine Diode geerdet
ist und dessen Kollektor über einen Widerstand R 115 an -15V liegt. Ein Widerstand
R 117 verbindet die Basis mit -15 V. Der Kollektor ist weiterhin über einen Widerstand
R116 mit Masse verbunden. Der Widerstand R 116 bildet den Teil eines Spannungsteilers
für diesen Kollektor. Die Widerstände R 115 und R 116 können etwa den gleichen Widerstandswert
haben, so daß der Kollektor normalerweise an etwa -7,5 V liegt. Der Kollektor ist
weiterhin mit Hilfe der Kapazitäten C 28 und C 29 mit den Basen der Multivibratortransistoren
Q 65 und Q 66 verbunden. Es wird so erreicht, daß die nächste negative
Änderung des Signals RS7s den Transistor Q71 in den leitenden Zustand versetzt und
dadurch den Kollektorkreis an Masse legt, nachdem der Multivibrator so umgeschaltet`worden
war, daß die Transistoren Q 66 und Q 67
in der beschriebenen Weise
leitend sind und das Ausgargssignal RS11 den höheren seiner beiden Spannungszustände
angenommen hat. Da die Kollektorspnnung des Transistors Q 69 immer noch hoch ist,
wird das ansteigende Signal am Kollektor des Transistors Q71 über die Kondensatoren
C28 und C29 an die Basen der Transistoren Q65 und Q66 gekoppelt, so
daß durch diesen Spannungsanstieg der Transistor Q 66 gesperrt und der Multivibrator
in seinen Ausgangszustand zurückgeschaltet wird, bei dem sich das Signal RS11 in
seinem unteren Zustand befindet. Die Betrachtung der F i g. 8 zeigt, daß jedesmal,
wenn die Signale RS 7 s bis RS 10 s gleichzeitig das höhere ihrer beiden Spannungsniveaus
annehmen, das Ausgangssignal RS 11 s ebenfalls von dem unteren seiner Spannungszustände
auf den oberen umgeschaltet' wird, beispielsweise zu den Zeiten T 0 und T
l. Bei der nächsten negativen Veränderung des Signals RS7s wird dann durch den vom
Transistor Q71 eingeleiteten Schaltvorgang der Multivibrator in den unteren seiner
beiden Spannungszustände zurückgeschaltet. Wie bereits beschrieben, schaltet das
Signal RS 11s den Transistor Q 48, um den Integrationsverstärker nach
F i g. 5 zurückzustellen, wie es in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben worden ist.
Spannungs-Frequenz-Umsetzer (Ausführungsform 2) Eine zweite Ausführungsform des
Spannungs-Frequenz-Umsetzers ist in F i g. 9 dargestellt. In dieser Figur wurde
den Teilen, welche denjenigen der F i g. 1 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen
gegeben. Die Funktion dieser Teile ist aus der Beschreibung der F i g. 1 und auch
aus der speziellen Beschreibung dieser Teile an Hand der F i g. 2 bis 8 verständlich.
Die in F i g. 9 dargestellte Schaltung umfaßt eine Verstärkeranordnung
A 11 und A 12 und einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO wie das
Ausführungsbeispiel nach F i g. 1. Bei dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel
wird jedoch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators einem Impulsgenerator
PG als Eingangssignal zugeführt. Es kann sich dabei um einen Impulsgenerator üblicher
Bauweise handeln. Das Ausgangssignal des Impulsgenerators PG wird in eine Rückkopplungsschleife
eingekoppelt, die in Serie einen Eichwiderstand und einen Integrationsverstärker
A 21 üblicher Bauart enthält. Das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers
A 21 wird an der Klemme TE 3 dem Kollektor des Modulationstransistors
des Verstärkers A 11 zugeführt, ebenso wie bei der bereits beschriebenen Schaltung.
Eine zweite Rückkopplungsschleife enthält ein Widerstandsnetzwerk R 1, R 2, das
in Serie zwischen dem Ausgang des Verstärkers A 21 und einer negativen Referenzspannung
- V"f geschaltet ist. Der gemeinsame Punkt TE9 der Widerstände R 1 und R 2 ist mit
dem Eingang des Integrationsverstärkers A 2 verbunden, der mit Hilfe der Schalter
S1 und S2 in der beschriebenen Weise umschaltbar ist, wobei diese Schalter an dem
Frequenzteiler FD gesteuert werden, der seinerseits von dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO gesteuert wird. Das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers
A 2, das an der Klemme TE 9 b
erscheint, wird über den Widerstand R
5 an den gemeinsamen Punkt TE9 a der Widerstände R 3 und R 4 gelegt, die
in Serie zwischen den Ausgang des Verstärkers A 21 und die negative Referenzspannung
-vref geschaltet sind. Das an der gemeinsamen Klemme TE 9 a erscheinende
Signal wird nach einer aus der Zeichnung nicht ersichtlichen Filterung einem Verstärker
zugeführt, bei dem es sich um eine Verstärkeranordnung mit den Elementen
A 31 und A 32
nach F i g. 1 handeln kann. Das Ausgangssignal dieser
Verstärkeranordnung wird dem Impulsgenerator PG zugeführt, um diesen zu steuern.
-
Die Betrachtung der bisher beschriebenen Schaltung macht deutlich,
daß ein erster Unterschied zwischen dieser Schaltung und derjenigen nach F i g.
1 in der Verwendung eines Impulsgenerators in der Rückkopplungsschleife besteht,
welche den spannungsgesteuerten Oszillator steuert, wobei der Impulsgenerator vom
Ausgangssignal des spannungsgesteuersten Oszillators gesteuert wird, um eine Rückkopplungsspannung
zu erzeugen, und daß eine zweite Steuerschleife, die den Verstärker A 2 enthält,
von dieser Rückkopplungsspannung gesteuert wird und dazu benutzt wird, den Impulsgenerator
zu steuern.
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Die den Impulsgenerator PG umgehende Korrektionsschleife und der Integrationsverstärker
A 21 sind so ausgelegt, daß jede Abweichung oder Nichtlinearität in der Frequenz-Spannungs-Umwandlung
korrigiert wird, die zwischen dem Impulsgenerator und dem Integrationsverstärker
besteht. Zu diesem Zweck wird die Ausgangsspannung, die im wesentlichen eine reine,
vom Integrationsverstärker A 21 abgegebene Gleichspannung ist, dem Eingang des Integrationsverstärkers
A 2 zugeführt, bei dem es sich um einen virtuellen Massepunkt handelt. Der Kondensator
C3, der den Ausgang mit dem Eingang des Verstärkers A 2 verbindet, ist ein Kondensator
hoher Qualität und wie bei der eingangs beschriebenen Schaltung zusammen mit geeigneten
Schaltern S1 und S2 angeordnet, um den Eingang und den Ausgang dieser
Anordnung
nach Zeitintervallen zu erden, die durch den Frequenzteiler FD bestimmt werden.
Das Ausgangssignal des Verstärkers A 2 wird gemittelt und mit der Referenzspannung
-V,.ef verglichen und dann in die Verstärker A 31-A 32 eingespeist, deren Ausgangssignal
die Arbeitsweise des Impulsgenerators korrigiert.
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Zum Zweck der Erläuterung sei angenommen, daß dem Eingangskreis I
ein Eingangssignal von -1 V zugeführt wird. Die Eingangsverstärkeranordnung bewirkt,
daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Verstärkers verändert wird, bis die Rückkopplungsspannung
der Eingangsspannung gleich oder doch im wesentlichen gleich ist. Die Änderung der
Rückkopplungsspannung und ihre Annäherung an -f-1 V bewirkt, daß ein Strom geringerer
absoluter Größe dem Integrationsverstärker A 2 zugeführt wird und daß der Anstieg
seines Ausgangssignals entsprechend geringer wird, also weniger Volt pro Zeiteinheit
beträgt. Unter der Voraussetzung, daß keine Fehler zu korrigieren sind, benötigt
jedoch der Frequenzteiler FD wegen der geringeren Oszillatorfrequenz eine längere
Zeit, bevor er die Schalter S1 und S2 betätigt, um den Kondensator C3 zurückzustellen.
Infolgedessen bleibt die Fläche unter der Spannungs-Zeit-Kurve des Ausgangssignals
des Verstärkers A 2 der Fläche einer mittleren Gleichspannung gleich, die mit der
Referenzspannung -Vref verglichen wird.
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Die charakteristische Wirkungsweise veranschaulicht F i g. 10. Hier
ist die Fläche II der Eingangsfrequenz proportional und die Fläche I der Rückstellungszeit,
die frequenzunabhängig ist. Dies bedeutet, daß die mittlere Gleichspannung des Verstärkers
A 2 auch bei Frequenzänderungen konstant bleiben würde, wenn die Fläche 1I das einzige
Ausgangssignal wäre. Da jedoch die Fläche I frequenzunabhängig ist, wird die mittlere
Gleichspannung bei einem Frequenzanstieg proportional zu diesem ebenfalls ansteigen.
Dieser Anstieg kann durch einen genau gleichen Strom kompensiert werden, der von
dem Spannungspunkt der Rückkopplung, also dem Ausgang des Verstärkers A 21, her
zugeführt wird. Es sei nun angenommen, daß sich die Wellenform des Impulsgenerators
verändert, so daß bei der gleichen Eingangsfrequenz eine stärker positive Ausgangs-Gleichspannung
entsteht. Dies hat eine geringere Stromzufuhr zum Integrationsverstärker A 2 zur
Folge, und die Fläche 1I hat einen geringeren Spannungs-Zeit-Inhalt, so daß ein
Fehlersignal in den Verstärker A 31A 32 eingeleitet wird. Das Ausgangssignal
dieses Verstärkers ändert nun die Form der Impulse, die von dem Impulsgenerator
PG erzeugt werden, und zwar in einem solchen Sinn, um das korrekte Verhältnis und
Gleichspannung wiederherzustellen. Wenn die Rückstellungszeit für den Kondensator
C 3 unendlich klein gemacht werden kann, dann nähert sich der Inhalt der Fläche
I Null, und der Kompensationswiderstand R3 würde nicht benötigt. Dadurch, daß die
Impulsform der von dem Impulsgenerator PG erzeugten Impulse steuerbar ist, kann
die mittlere Gleichspannung in der Rückkopplungsschleife, d. h. also am Ausgang
des Verstärkers A 21, so geregelt werden, daß stets die genaue Ausgangsfrequenz
erzeugt wird, die von der augenblicklichen Eingangsspannung verlangt wird.
-
Der beschriebene Spannungs-Frequenz-Umsetzer kann mit einer digitalen
Vorrichtung verbunden und als digitales Voltmeter benutzt werden. Eine weitere Abänderung
dieser Anordnung kann dadurch erzielt werden, daß der Ausgang des Verstärkers A
12 von dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators an der Klemme TE5 unterbrochen
wird. Das Verhalten der Anordnung würde dabei im wesentlichen unverändert bleiben,
abgesehen davon, daß nun die gesamte Energie zur Aussteuerung des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO von dem Ausgang des Verstärkers A 32 geliefert werden müßte und
nicht nur gerade die zur Regelung benötigte Energie.