DE2403892C2

DE2403892C2 - Schaltungsanordnung zur Frequenz- und Phasensteuerung eines Oszillators

Info

Publication number: DE2403892C2
Application number: DE2403892A
Authority: DE
Inventors: Osamu Tokio/Tokyo Hamada
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1973-01-29
Filing date: 1974-01-28
Publication date: 1987-01-08
Also published as: JPS4999466A; NL7401235A; FR2215749B1; GB1455621A; JPS5620735B2; IT1006190B; CA992620A; US3908174A; DE2403892A1; FR2215749A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruches 1 vorausgesetzten Art ist durch die GB-PS 9 17 580 bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruches 1 genannten Art dahin weiter zu entwickeln, daß unter Verwendung einer einfach aufgebauten Phasenvergleichsschaltung der Fangbereich erweitert und die Fangzeit verkürzt wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1 gelöst.
Über- oder unterschreitet die Frequenz des Rechteckimpulssignales des Oszillators einen vorbestimmten Bereich um die Bezugsfrequenz, so liefert der die Frequenz dieses Rechteckimpulssignales ermittelnde Schaltungsteil ein Ausgangssignal an Schaltelemente, die dann die Amplitude des Sägezahnsignales auf dem maximalen bzw. minimalen Wert festhalten, bis die Frequenz des Oszillators innerhalb des vorbestimmten Frequenzbereiches um die Bezugsfrequenz liegt. Auf diese Weise wird der Oszillator auch bei einer ursprünglich großen Frequenzabweichung rasch in den engeren Bereich um die Bezugsfrequenz geführt, innerhalb dessen dann die übliche Phasensteuerung erfolgt. Bei einfachem schaltungstechnischen Aufbau der Phasenvergleichsschaltung läßt sich auf diese Weise ein großer Fangbereich und eine kurze Fangzeit erzielen.
Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 1 bis 6 beispielsweise erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung zur Frequenz- und Phasensteuerung eines Oszillators,
Fig. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
Fig. 4A bis 4D, 5A bis 5C und 6A bis 6C Diagramme zur Erläuterung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3.
Die Erfindung wird nun anhand der Fig. 1 beschrieben, die das allgemeine Prinzip der Erfindung in Form eines Blockschaltbilds zeigt. Ein mit veränderbarer Spannung gesteuerter Oszillator 1 erzeugt ein Ausgangssignal, das einem Frequenzdiskriminator 4 und einem Phasenkomparator 3 zugeführt wird. Der Phasenkomparator 3 erhält auch ein Bezugssignal von einem Bezugsoszillator 2.
Der Frequenzdiskriminator 4 stellt fest, ob die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 1 innerhalb eines vorbestimmten Fangbereichs liegt. Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators 4 wird auf den Phasenkomparator 3 gegeben, um sein Ausgangssignal je nach dem Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators auf ein Maximum oder Minimum zu klemmen.
Wenn bei einer praktischen Ausführungsform das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 2 100 KHz beträgt, beträgt der Bereich, in dem die Steuerung durchgeführt wird, 100 KHz ± 10 KHz. Die Ausgangsfrequenz des Oszillators 1 wird von einer Steuerspannung mit niedrigem Pegel erhöht und von einer Steuerspannung mit hohem Pegel verringert. In Fig. 2 ist in der Abszisse die Frequenz F in KHz und in der Ordinate die Steuergleichspannung V dargestellt. Wenn die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators niedriger als 90 KHz ist, wird dem Oszillator 1 von dem Phasenkomparator 3 eine minimale Spannung zugeführt, bis die Ausgangsfrequenz des Oszillators 1 wieder 90 KHz überschreitet. Wenn die Ausgangsfrequenz des Oszillators 1 höher als 110 KHz ist, wird von dem Phasenkomparator 3 die maximale Spannung auf den Oszillator 1 gegeben, bis seine Frequenz niedriger als 110 KHz wird.
Die Fig. 3 bis 6 zeigen eine praktische Ausführungsform der Erfindung.
In Fig. 3 erhält ein Anschluß 1 a das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 1, der in Fig. 1 gezeigt ist. Ein Anschluß 2 a erhält das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 2, der in Fig. 1 gezeigt ist, und ein Ausgangsanschluß 3 a ist der Ausgangsanschluß, an dem eine Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator 1 erhalten wird. Die Anschlüsse V _cc ₁, V _cc ₂ und V _cc ₃ sind Eingangsanschlüsse, auf die Spannungen von 26 V, 5 V und 15 V gegeben werden.
Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 1, das auf den Anschluß 1 a gegeben wird, wird über einen Kondensator der Basis eines Transistors 5 eines Phaseninverters 40 zugeführt, der seine Phase umkehrt und es der Basis eines Transistors 9 in einem Bootstrap-Kreis 6 zuführt. Der Phasenkomparator 3 (Fig. 1) wird von dem Kreis 6, einem Abtasttorkreis 7 und einem Abtasthaltekreis 8 gebildet. Wenn der Transistor 9 des Bootstrap-Kreises 6 gesperrt wird, wird ein Kondensator 10 allmählich mit der Spannung von 26 V des Anschlusses V _cc ₁ geladen; wenn der Transistor 9 geöffnet wird, wird die in dem Kondensator 10 gespeicherte Ladung über den Transistor 9 entladen. Daher wird an dem Verbindungspunkt zwischen den Emittern eines NPN-Transistors 11 und eines PNP-Transistors 12, die komplementär geschaltet sind, um die Ausgangsimpedanz zu verringern und die Ladezeitperiode des Bootstrap-Kreises 6 zu verkürzen, ein Sägezahnsignal erhalten. Fig. 4A zeigt das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 1, das auf den Anschluß 1 a gegeben wird; Fig. 4B zeigt das Sägezahnsignal, das von dem Bootstrap-Kreis 6 auf den Abtasttorkreis 7 von dem Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren 11 und 12 gegeben wird.
Der Abtasttorkreis 7 weist einen Brückengleichrichter auf, der aus Dioden 13 a bis 13 d besteht. In der Diodenbrücke sind die Anode der Diode 13 a und die Kathode der Diode 13 d miteinander verbunden und bilden einen Eingangsanschluß, auf den das Sägezahnsignal von dem Bootstrap-Kreis 6 gegeben wird. Der Verbindungspunkt zwischen der Anode der Diode 13 b und der Kathode der Diode 13 c ist der Ausgangsanschluß, mit dem der Abtasthaltekreis 8 verbunden ist. Der Verbindungspunkt zwischen den Kathoden der Dioden 13 a und 13 b ist mit dem Anschluß V _cc ₁ über einen Widerstand 14 und eine Sekundärwicklung 15 b eines Impulstransformators 15 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Anoden der Dioden 13 c und 13 d ist über einen Widerstand 16 und die Sekundärwicklung 17 b eines Impulstransformators 17 verbunden. Die Primärwicklungen 15 a und 17 a der Impulstransformatoren 15 und 17 sind zwischen den Kollektor eines Transistors 18 und den Anschluß V _cc ₁ in Reihe geschaltet. Die Basis des Transistors 18 erhält das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 2, der in Fig. 1 gezeigt ist, an dem Anschluß 2 a.
Der Abtasthaltekreis 8 weist einen Haltekondensator 19 und einen Feldeffekttransistor 20 mit hoher Eingangsimpedanz auf. Der Ausgangsanschluß des Abtasttorkreises 7 ist über den Kondensator 19 geerdet und ist auch mit der Steuerelektrode des Feldeffektransistors 20 verbunden.
Der Abtasttorkreis 7 arbeitet wie folgt: Wenn das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 2 auf den Eingangsanschluß 2 a des Abtasttorkreises 7 gegeben wird, vergleicht er den Spannungspegel der Eingangs- und Ausgangssignale. Wenn die Eingangs- und Ausgangssignale gleichen Spannungspegel haben, fließt der gleiche Strom durch die Diodenpaare 13 a, 13 d bzw. 13 b, 13 c. Wenn jedoch die Eingangsspannung höher als die Ausgangsspannung ist, wird der Kondensator 19 geladen; wenn die Eingangspannung niedriger als die Ausgangsspannung ist, wird die in dem Kondensator 19 gespeicherte Ladung entladen. Wie Fig. 4D zeigt, erscheint die Ausgangsspannung an dem Anschluß 3 a, der mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 20 in dem Abtasthaltekreis 8 verbunden ist, und hat eine Amplitude, die abhängt von der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 1, das in Fig. 4A gezeigt ist. Die dem Anschluß 3 a zugeführte Ausgangsspannung wird zu dem spannungsgesteuerten Oszillator 1 zurückgekoppelt, wie Fig. 1 zeigt, um die Phasendifferenz auf Null zu bringen.
Es ist zu beachten, daß das Impulssignal, das auf den Anschluß 2 a des Abtasttorkreises 7 gegeben wird, von dem Ausgangsanschluß 3 a des Abtasthaltekreises 8 isoliert ist. Dies bedeutet, daß, wenn die Anzahl der Windungen der Primär- und Sekundärwicklungen des Impulstransformators 15 und 17 gleich gewählt wird, die Ströme, die durch die Sekundärwicklungen 15 b und 17 b fließen, wenn der Transistor 18 öffnet, gleich sind. Somit ist der Strom, der in die Dioden 13 a bis 13 d fließt und von der Ausgangsspannung des Bootstrap-Kreises 6 hervorgerufen wird, wenn die Dioden 13 a bis 13 d geöffnet werden, gleich demjenigen, der aus den Dioden 13 a bis 13 d fließt, so daß die Spannung über dem Kondensator 19 von dem auf den Anschluß 2 a gegebenen Impulssignal nicht beeinflußt wird.
Der Frequenzdiskriminator 4 (Fig. 1), der in Fig. 3 mit 50 bezeichnet ist, arbeitet wie folgt: Er erzeugt die minimale Spannung als Steuerspannung, wenn die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators sehr niedrig ist, und er erzeugt die maximale Spannung als Steuerspannung, wenn die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators sehr hoch ist. Wenn die Basis des Transistors 9 des Bootstrap-Kreises 6 auf Erdpotential liegt, ist die Ausgangsspannung des Bootstrap-Kreises 6 auf die maximale Spannung geklemmt. Somit wird auch die Steuerspannung, die an dem Anschluß 3 a erhalten wird, auf dem maximalen Wert festgehalten. Wenn die Basen der Transistoren 11 und 12 geerdet sind, wird die Steuerspannung auf den minimalen Wert festgehalten.
Es wird nun der Aufbau des Frequenzdiskriminators beschrieben, der in Fig. 3 insgesamt mit 50 bezeichnet ist. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird auf den Anschluß 1 a gegeben und über einen Kondensator der Basis eines Transistors 21 zugeführt. Das an dem Kollektor des Transistors 21 erscheinende Ausgangssignal wird auf die Basis eines Transistors 22 gegeben, dessen Kollektor über einen Kondensator 23 geerdet ist. Dieser Kollektor ist auch mit dem Anschluß V _cc ₂ über einen Widerstand 24 verbunden. Somit wird der Kondensator 23 geladen, wenn der Transistor 22 gesperrt ist, und ein Sägezahnsignal wird an dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 23 und dem Widerstand 24 erzeugt. Das Sägezahnsignal wird von einem Integrierkreis, der aus einem Widerstand 25 und einem Kondensator 26 besteht, integriert und auf die Basis eines Transistors 27 gegeben, der zusammen mit einem Transistor 28 einen Differentialverstärker bildet. Der Basis des Transistors 28 wird von dem Anschluß V _cc ₂ eine Bezugsgleichspannung zugeführt.
Die Fig. 5A bis 5C zeigen Sägezahnsignale, die an dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 23 und dem Widerstand 24 in Abhängigkeit von Ausgangssignalen mit verschiedenen Frequenzen des spannungsgesteuerten Oszillators 1 erzeugt werden. Das in Fig. 5B gezeigte Sägezahnsignal stellt den Fall dar, in dem die Frequenz die Bezugsfrequenz von z. B. 100 KHz ist. Die in Fig. 5A gezeigte Kurve gilt für den Fall, daß die Frequenz niedriger als die Bezugsfrequenz ist, und die in Fig. 5C gezeigte Kurve gilt für den Fall, daß die Frequenz höher als die Bezugsfrequenz ist. Da die Sägezahnsignale integriert werden, wie zuvor beschrieben wurde, wird die in Fig. 6B gezeigte Gleichspannung auf die Basis des Transistors 27 gegeben, wenn die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 1 gleich der Bezugsfrequenz ist. Die in den Fig. 6A und 6C gezeigten Gleichspannungen werden auf die Basis des Transistors 27 gegeben, wenn die Frequenz niedriger bzw. höher als die Bezugsfrequenz ist. Die auf die Basis des Transistors 28 gegebene Gleichspannung wird so gewählt, daß sie gleich derjenigen ist, die auf die Basis des Transistors 27 gegeben wird, wenn die in Fig. 6B gezeigte Gleichspannung der Bezugsfrequenz entspricht.
Der Kollektor des Transistors 27 ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors 29 und auch mit der Basis eines PNP-Transistors 30 verbunden. Der Kollektor des Transistors 28 ist mit der Basis des Transistors 29 und auch mit dem Emitter des Transistors 30 verbunden.
Der Kollektor des Transistors 29 ist über einen Widerstand geerdet und mit der Basis eines Transistors 31 verbunden. Der Emitter des Transistors 31 ist geerdet. Der Kollektor des Transistors 30 ist über einen Widerstand geerdet und über einen Widerstand mit der Basis eines Transistors 32 verbunden, dessen Emitter geerdet ist. Der Kollektor des Transistors 31 ist mit der Basis des Transistors 9 in dem Bootstrap-Kreis 6 verbunden. Der Kollektor des Transistors 32 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Basis der Transistoren 11 und 12 in dem Bootstrap-Kreis 6 verbunden.
Wenn bei dem oben beschriebenen Frequenzdiskriminator 50 die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators innerhalb eines vorbestimmten Bereichs der Bezugsfrequenz (100 ± 10 KHz) liegt, wird auf die Basen der Transistoren 27 und 28, die den Differentialverstärker bilden, eine gleiche Spannung gegeben, so daß der gleiche Strom durch die beiden Transistoren 27 und 28 fließt. Damit sind die Basis- und Emitterspannungen der Transistoren 29 und 30 gleich und die Transistoren 29 und 30 sind daher gesperrt. Die Transistoren 31 und 32 sind ebenfalls gesperrt. In diesem Zustand wird die zuvor beschriebene Phasensteuerung durchgeführt.
Wenn die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 1 den vorbestimmten Bereich der Bezugsfrequenz in der Richtung zu niedrigeren Werten überschreitet, fließt ein hoher Strom durch den Transistor 27, der seine Kollektorspannung auf einen niedrigeren Wert als die des Transistors 28 verringert und damit wird der Transistor 30 geöffnet. Daher wird der Transistor 32 geöffnet und die Basen der Transistoren 11 und 12 fallen auf Erdpotential, wodurch das Ausgangssignal des Bootstrap-Kreises 6 ein Minimum wird. Somit wird die an dem Anschluß 3 abgenommene Steuerspannung minimal und der spannungsgesteuerte Oszillator 1 wird so gesteuert, daß sich seine Schwingungsfrequenz erhöht.
Wenn dagegen die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 1 den vorbestimmten Bereich der Bezugsspannung in der Richtung zu höheren Werten überschreitet, wird die Kollektorspannung des Transistors 28 geringer als diejenige des Transistors 27 und damit wird der Transistor 29 geöffnet. Dadurch wird der Transistor 31 geöffnet, so daß die Basis des Transistors 9 auf Erdpotential fällt und die Ausgangsspannung des Bootstrap-Kreises 6 ein Maximum wird. Damit wird die Steuerspannung, die an dem Anschluß 3 a auftritt, maximal, und sie steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 1 derart, daß seine Schwingungsfrequenz verringert wird.
Wenn die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 1 gesteuert wird und die Differenz zwischen seiner Ausgangssignalfrequenz und der Bezugsfrequenz in den vorbestimmten Fangbereich von z. B. 90 bis 110 KHz fällt, werden beide Transistoren 29 und 30 gesperrt und es tritt eine normale Phasensteuerung auf. Die Abweichung von der Bezugsfrequenz um ±10 KHz wird von dem Spannungsabfall V _BE über der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 29 oder 30 verursacht. Der Spannungsabfall V _BE beträgt etwa 0,7 V, wenn die Transistoren 29 und 30 aus Silizium hergestellt sind. Wenn die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 1 innerhalb der Abweichung von ±10 KHz von der Bezugsfrequenz liegt, wird die Spannung über der Basis- Emitter-Strecke des Transistors 29 oder 30 derart gewählt, daß der Transistor gesperrt ist.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Frequenz- und Phasensteuerung eines Oszillators, enthaltend

a) einen Bezugsoszillator (2), der ein Rechteckimpuls-Bezugssignal (Fig. 4C) liefert,

b) einen spannungsgesteuerten Oszillator (1), der ein Rechteckimpulssignal (Fig. 4A) liefert,

c) einen Schaltungsteil (6), der aus dem Rechteckimpulssignal (Fig. 4A) des Oszillators (1) ein Sägezahnsignal (Fig. 4B) gleicher Frequenz erzeugt,

d) einen Schaltungsteil (7, 8), der das Sägezahnsignal (Fig. 4B) und das Rechteckimpuls-Bezugssignal (Fig. 4C) in ihrer Phasenlage vergleicht und ein der Phasendifferenz entsprechendes Gleichspannungssignal erzeugt, das dem Oszillator (1) als Steuersignal zugeführt wird,

gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

e) es ist ein die Frequenz des Rechteckimpulssignales (Fig. 4A) ermittelnder Schaltungsteil (27, 28) vorgesehen, der Ausgangssignale liefert, wenn die Frequenz des Rechteckimpulssignales einen vorbestimmten Bereich um die Bezugsfrequenz über- oder unterschreitet,

f) es sind mit den Ausgangssignalen dieses Schaltungsteiles (27, 28) gespeiste Schaltelemente (29, 30, 31, 32) vorgesehen, die beim Über- bzw. Unterschreiten des vorbestimmten Frequenzbereiches die Amplitude des Sägezahnsignales (Fig. 4B) auf dem maximalen bzw. minimalen Wert festhalten, bis die Frequenz des Oszillators (1) innerhalb des vorbestimmten Frequenzbereiches liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der die Frequenz des Rechteckimpulssignales (Fig. 4A) ermittelnde Schaltungsteil einen von zwei Transistoren (27, 28) gebildeten Differentialverstärker enthält, wobei der Basis des ersten Transistors (27) eine von der Frequenz des Rechteckimpulssignales (Fig. 4A) des Oszillators ( 1) abhängige Gleichspannung und der Basis des zweiten Transistors (28) eine Bezugsgleichspannung zugeführt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein vom Rechteckimpulssignal (Fig. 4A) des Oszillators (1) gesteuerter Transistor (22) vorgesehen ist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke parallel zu einem Kondensator (23) liegt, der über einen Widerstand (24) von einer Spannungsquelle unter Erzeugung eines Sägezahnsignales geladen wird und an den ein aus einem Widerstand (25) und einem Kondensator (26) bestehender, mit der Basis des ersten Transistors (27) des Differentialverstärkers verbundener Integrierkreis angeschlossen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

a) der Kollektor des ersten Transistors (27) des Differentialverstärkers ist mit dem Emitter eines ersten pnp-Transistors (29) und mit der Basis eines zweiten pnp-Transistors (30) verbunden,

b) der Kollektor des zweiten Transistors (28) des Differentialverstärkers ist mit der Basis des ersten pnp-Transistors (29) und mit dem Emitter des zweiten pnp-Transistors (30) verbunden,

c) der Kollektor des ersten pnp-Transistors (29) ist mit der Basis eines ersten npn- Transistors (31) verbunden, dessen Kollektor an die Basis eines Transistors (9) im Schaltungsteil (6) angeschlossen ist.

d) der Kollektor des zweiten pnp-Transistors (30) ist mit der Basis eines zweiten npn- Transistors (32) verbunden, dessen Kollektor an den Verbindungspunkt zweier Transistoren (11, 12) im Schaltungsteil (6) angeschlossen ist.