DE3803609C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Strömungssonde nach dem Gattungsbegriff
des Anspruchs 1, wie sie beispielsweise aus der DE-OS 36 08 538
bekannt ist. Bei der bekannten Strömungssonde wird ein der Betriebs
spannung proportionales Ausgangssignal erzeugt. Die Diagonalspannung
der Brückenschaltung, in der die Strömungssonde angeordnet ist, wird
den Eingangsklemmen eines Komparators zugeführt, dessen Ausgangs
anschluß mit einem Eingang der bistabilen Kippstufe verbunden ist,
deren Ausgang einen Transistor steuert, der bei Schließen eines
Schalters eine Integratorschaltung an die Betriebsspannung legt. Mit
der bekannten Strömungssonde soll erreicht werden, daß eine sonst
erforderliche hochpräzise Spannungsreferenzquelle in einem Steuer
gerät, welches das Ausgangssignal auswertet, entfallen kann. Die
Ausgangs
frequenz der bekannten Strömungssonde liegt im
Bereich zwischen 1 und 10 kHz.
Aus beispielsweise der DE-PS 24 48 304 ist eine Schaltungsanordnung
zur Digitalisierung eines von einer Meßsonde
abgeleiteten Analogsignals mit einem Spannungs-Frequenz-Wandler
bekanntgeworden, bei welcher für eine Kraftstoffeinspritzung
für Brennkraftmaschinen eine elektrische
Steuereinrichtung mit einem Luftmengenmesser vorgesehen
ist, bei welchem ein in einer Brückenschaltung angeordneter
Widerstand von einem Heizstrom durchflossen wird.
Der Heizstrom weist einen Gleichstromanteil sowie einen
überlagerten Wechselstromanteil auf, der aus Heizstromimpulsen
konstanter Dauer besteht, wobei sich die Impulsfolgefrequenz
in Abhängigkeit von der Luftmenge ändert.
An eine Diagonale der Brückenschaltung ist ein Operationsverstärker
angeschlossen, dessen Ausgangsspannung mit
einem Spannungs-Frequenz-Wandler in eine der angesaugten
Luftmenge proportionale Frequenz gewandelt wird, die
einerseits den der Brückenschaltung zugeführten Wechselstrom
steuert und andererseits mittelbar als Steuergröße
der elektronischen Steuereinrichtung zur Kraftstoffeinspritzmengenzumessung
dient. Die Ausgangsfrequenz des
Spannungs-Frequenz-Wandlers wird einer Linearisierungsfunktion
unterworfen, die etwa durch eine Quadrierschaltung
realisiert werden kann. Mit dieser Schaltungsanordnung
soll eine Weiterverarbeitung des der angesaugten
Luftmenge entsprechenden Impulsfolge-Frequenzsignals
auf digitale Weise erfolgen.
In der DE-OS 30 37 340 ist ein Treiber für einen Hitzdraht-Luftmengen
messer beschrieben, der einen Hitzdraht zum Abstrahlen von Wärme in einen
Luftstrom und einen Widerstand zur Temperaturkompensation aufweist. Der
Spannungsabfall am Hitzdraht wird mit der am Kompensationswiderstand
abfallenden Spannung verglichen. Diese Spannungsdifferenz wird inte
griert, und das integrierte Spannungssignal wird einem zweiten Vergleich
mit der Ausgangsspannung eines Sägezahngenerators unterworfen. Aufgrund
des Ergebnisses dieses zweiten Vergleichs wird das Tastverhältnis des
Konstantstroms durch den Hitzdraht so gesteuert, daß die Differenz
zwischen der Temperatur des Heizdrahts und der Temperatur des Kompen
sationswiderstands konstant wird. Bei dieser bekannten Schaltung sind zum
Einspeisen konstanter Ströme in den Hitzdraht beziehungsweise in den
Kompensationswiderstand zwei Konstantstromquellen erforderlich.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Vermeidung der Nachteile
bekannter Strömungssonden eine Strömungssonde anzugeben, die einfach und
kostengünstig aufgebaut, wenig störanfällig ist und deren Ausgangssignal
von Schwankungen der Versorgungsspannung möglichst wenig beeinflußt ist.
Diese Aufgabe wird durch eine Strömungssonde mit den Merkmalen des
Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen
gehen aus den Unteransprüchen hervor.
Die erfindungsgemäße Strömungssonde mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat
insbesondere den Vorteil, daß nur noch Halbleiter zur Schaltregelung
erforderlich sind, deren Leistung geringer sein kann als beim Stand der
Technik. Die erfindungsgemäße Strömungssonde ist daher weniger störan
fällig, einfacher aufgebaut und
daher kostengünstiger. Das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen
Strömungssonde ist ein Tastverhältnis, und
dies gestattet eine direkte Auswertung des Ausgangssignals
in digitalen Steuergeräten. Das Ausgangssignal ist unabhängig
von der Versorgungsspannung und wird daher auch
nicht durch etwaige Schwankungen der Versorgungsspannung
(Betriebsspannung) beeinflußt.
Vorteilhafterweise ist zur Erzeugung der Betriebsfrequenz
ein Schaltkreis vorgesehen, in welchem eine erste Vergleicherschaltung
und eine zweite Vergleicherschaltung vorgesehen
sind, die jeweils mit einem Eingang an eine Kapazität
und mit dem anderen Eingang an eine erste Spannungsquelle
beziehungsweise eine zweite Spannungsquelle angeschlossen
sind, wobei von der ersten Vergleicherschaltung eine Kippschaltung
zur Abgabe der Betriebsfrequenz und von der
zweiten Vergleicherschaltung eine Stromversorgungsschaltung
zur Aufladung der Kapazität betätigbar ist. Auf diese
Weise läßt sich einfach die gewünschte umgekehrte Proportionalität
zwischen der Ausgangsfrequenz und dem Quadrat
der Betriebsspannung herstellen, wobei der Steuerhalbleiter
im Vergleich zu einer Analogregelung
eine erheblich verringerte Leistung aufweisen
kann.
Vorteilhafterweise ist von der ersten Spannungsquelle
eine der Betriebsspannung proportionale Spannung abgebbar
und von der zweiten Spannungsquelle eine einer Referenzspannung
proportionale Spannung, und der zweiten Vergleicherschaltung
ist eine Integrierschaltung nachgeschaltet,
deren Ausgangssignal eine steuerbare Stromquelle beaufschlagt,
deren Ausgang an die Kapazität angeschlossen ist,
wobei von der Kippschaltung ein Schaltglied zur Entladung
der Kapazität betätigbar ist. Vorzugsweise ist die Kippschaltung
eine monostabile Kippschaltung (Monoflop).
Da bei Verwendung einer einfachen Transistorschaltstufe
als Schalteinrichtung für die erfindungsgemäße Strömungssonde
im eingeschalteten Zustand die Sättigungsspannung
dieses Transistors das Betriebsverhalten der Schaltungsanordnung
beeinflussen würde, ist als Schalteinrichtung
vorteilhafterweise ein Spannungsfolger vorgesehen, welcher
einen Operationsverstärker mit nachgeschaltetem Transistor
aufweist. Der Spannungsfolger schaltet eine Spannung proportional
zur Betriebsspannung, auf einem Pegel knapp
unterhalb der Differenz zwischen der Betriebsspannung und
der Sättigungsspannung des Transistors. Hierdurch lassen sich
auf einfache Weise Störeinflüsse, die sonst die gewünschte
umgekehrte Proportionalität zwischen der Betriebsfrequenz
und dem Quadrat der Betriebsspannung gefährden könnten,
vermeiden.
Vorteilhafterweise ist zur Erzeugung einer Frequenz umgekehrt
proportional zum Quadrat der Betriebsspannung ein
spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen, an den eine
Steuerschaltung angeschlossen ist, von welcher ein Steuersignal
zur Beeinflussung der Dauer der Einschaltimpulse
des Oszillators in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung
an den Oszillator abgebbar ist. Der die Frequenz
bestimmende Abstand der Einschaltflanken der Einschaltimpulse
bleibt daher unverändert, wogegen sich die Dauer
der Einschaltimpulse durch entsprechende Verlagerung der
Ausschaltflanke der Einschaltimpulse in Abhängigkeit vom
Pegel der Betriebsspannung ändert.
Vorzugsweise ist hierbei ein an die Brückenschaltung angeschlossenes
differentielles Integrierglied vorgesehen,
dessen Ausgang an den Eingang des Oszillators angeschlossen
ist.
Um auf einfache Weise die Dauer der Einschaltimpulse des
Oszillators in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung
ändern zu können, sind vorteilhafterweise Widerstandsnetzwerke
mit Vergleicherschaltungen vorgesehen.
Derartige Widerstandsnetzwerke lassen sich einfach, kostengünstig
und präzise aufbauen. Durch unterschiedliche Ausgestaltung
der Widerstandsnetzwerke läßt sich die Annäherung
einer umgekehrt zum Quadrat der Betriebsspannung proportionalen
Größe auf unterschiedliche Arten erreichen; bei
einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung
erfolgt diese Annäherung über Funktionen, die proportional
zum Kehrwert der Betriebsspannung sind.
Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter
bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert,
aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen.
Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine schematisch
stark vereinfachte Ausführungsform der Erfindung mit einem
Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz proportional zum Kehrwert
des Quadrats der Betriebsspannung der dargestellten
Schaltungsanordnung ist,
Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform
des in Fig. 1 angegebenen Oszillators, und
Fig. 3 eine bevorzugte Ausführungsform der in Fig. 1
schematisch als Schalter dargestellten Schalteinrichtung. In
Fig. 4 ist eine weitere Ausführungsform des in Fig. 1
angegebenen Oszillators dargestellt, in
Fig. 5 ein
Zeitdiagramm für die Schaltung gemäß Fig. 4, in
Fig. 6
eine erste Ausführungsform einer Zeitsteuerschaltung
für den spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Fig. 4
und in
Fig. 7 eine zweite Ausführungsform einer Zeitsteuerschaltung
für den in Fig. 4 angegebenen spannungsgesteuerten
Oszillator mit gegenüber der in Fig. 6 dargestellten
Schaltung verbesserter Approximation des Kehrwerts
des Quadrats der Betriebsspannung.
Bei den Ausführungsbeispielen handelt es sich um in
Brückenschaltung betriebene Strömungssonden mit einem Frequenz
ausgang, die etwa als Hitzdraht-
oder Heißfilm-Luftmassenmesser realisiert werden
können, wobei jeweils ein Oszillator mit einer zumindest
annähernd umgekehrt zum Quadrat der Betriebsspannung einer
Stromversorgung proportionalen Betriebsfrequenz vorgesehen
ist.
Bei der in Fig. 1 schematisch stark vereinfacht in einem
Blockschaltbild dargestellten erfindungsgemäßen Strömungssonde
ist ein von einer Betriebsspannung U B versorgter
Oszillator 10 vorgesehen, dessen Ausgangsfrequenz umgekehrt
proportional zum Quadrat dieser Betriebsspannung ist.
Der Ausgang des Oszillators 10 ist mit dem S-Eingang eines
Flipflops F 12 verbunden, dessen Q-Ausgang eine Steuerspannung
U ST zur Betätigung eines Schalters S 14 abgibt. Der Schalter
S 14 ist vorzugsweise ein elektronisches Schaltglied
oder Schaltbauteil. Ein Anschluß des Schalters S 14 ist
mit der Betriebsspannung U B verbunden und der andere Anschluß
dieses Schalters mit dem oberen Anschluß einer
Brückenschaltung aus vier Widerständen. In einem Zweig
der Brückenschaltung sind ein Kompensationswiderstand
RK und ein Abgleichwiderstand R 2 vorgesehen, im anderen
Zweig ein Hitzdraht- oder Heißfilmwiderstand RH und ein
Meßwiderstand RM. Der untere Anschluß der Brückenschaltung
ist an Masse gelegt.
Die Diagonale dieser Brückenschaltung aus den vier genannten
Widerständen ist an jeweils einen Anschluß (+ beziehungsweise -)
einer Vergleicherschaltung K 16 gelegt, deren
Ausgang mit einem Rücksetzeingang R des Flipflops F 12 verbunden
ist. Am Ausgang der Vergleicherschaltung K 16 (Komparatorschaltung)
liegt als Ausgangssignal ein Tastverhältnis,
welches direkt in digitalen Steuergeräten ausgewertet
werden kann.
Die Betriebsweise der in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung ist wie nachstehend angegeben:
Zum Zeitpunkt t =0 setzt der Oszillator 10 das Flipflop F 12, wodurch der Schalter S 14 geschlossen wird. In ungeheiztem Zustand hat der Hitzdraht-Widerstand RH einen geringeren Widerstandswert als den Sollwert bei Sollübertemperatur, und daher ist das Potential am nicht invertierenden Eingang des Komparators K 16 zum Zeitpunkt t =0 niedriger als am invertierenden Eingang. Eine vom Schalter S 14 an die Brückenschaltung der vier Widerstände abgegebene Spannung U A läßt nun einen Heizstrom fließen, welcher den Widerstand des Widerstands RH erhöht, bis die Eingangsspannungen am Komparator K 16 gleich sind. In diesem Moment wird der Ausgang des Komparators K 16 umgeschaltet und hierdurch das Flipflop F 12 zurückgesetzt. Über die vom Flipflop F 12 abgegebene Steuerspannung U ST wird der Schalter S 14 geöffnet, und RH kühlt wieder ab, bis der nächste Impuls des Oszillators 10 den voranstehend angegebenen Vorgang erneut einleitet. Je mehr der Widerstand RH von der ihn umgebenden Luft abgekühlt wird, desto länger dauert der Ausgleichsvorgang. Daher stellt das Tastverhältnis am Ausgang des Komparators K 16 ein Maß für die den Hitzdrahtwiderstand RH umströmende Luft dar.
Zum Zeitpunkt t =0 setzt der Oszillator 10 das Flipflop F 12, wodurch der Schalter S 14 geschlossen wird. In ungeheiztem Zustand hat der Hitzdraht-Widerstand RH einen geringeren Widerstandswert als den Sollwert bei Sollübertemperatur, und daher ist das Potential am nicht invertierenden Eingang des Komparators K 16 zum Zeitpunkt t =0 niedriger als am invertierenden Eingang. Eine vom Schalter S 14 an die Brückenschaltung der vier Widerstände abgegebene Spannung U A läßt nun einen Heizstrom fließen, welcher den Widerstand des Widerstands RH erhöht, bis die Eingangsspannungen am Komparator K 16 gleich sind. In diesem Moment wird der Ausgang des Komparators K 16 umgeschaltet und hierdurch das Flipflop F 12 zurückgesetzt. Über die vom Flipflop F 12 abgegebene Steuerspannung U ST wird der Schalter S 14 geöffnet, und RH kühlt wieder ab, bis der nächste Impuls des Oszillators 10 den voranstehend angegebenen Vorgang erneut einleitet. Je mehr der Widerstand RH von der ihn umgebenden Luft abgekühlt wird, desto länger dauert der Ausgleichsvorgang. Daher stellt das Tastverhältnis am Ausgang des Komparators K 16 ein Maß für die den Hitzdrahtwiderstand RH umströmende Luft dar.
Für die Energiebilanz am Hitzdraht-Widerstand RH gilt:
P H =I H ² RH =g ( ) Δ T (1)
Hierbei bedeutet P H die Leistung, T H den Heizstrom,
g( ) eine Kennlinienfunktion und Δ T =T H -T U eine Temperaturdifferenz
zwischen zwei unterschiedlichen Temperaturen
T H und T U , wobei T H <T U ist. Für eine genügend hohe Ausgangsfrequenz
f o kann gesetzt werden: RH = =konstant, Δ T = =konstant.
Wegen RK +R 2» +RM gilt für I H :
I H =U B /( +RM) (2)
Mit T i =Einschaltzeit von S 14 und T o =1/f o gilt für die
mittlere Leistung:
Faßt man die konstanten Größen zusammen, so erhält man:
Es wird deutlich, daß für das Tastverhältnis T i /T o eine
unerwünschte Abhängigkeit von der Betriebsspannung U B
besteht. Gemäß der vorliegenden Erfindung fällt jedoch
diese Abhängigkeit heraus, wenn f o =1/T o proportional
zu 1/U B ² gewählt wird.
Fig. 2 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung,
mit welcher eine Frequenz erzeugt wird, die umgekehrt
proportional zum Quadrat der Betriebsspannung U B
ist.
Die Betriebsspannung U B liegt an einem Eingang einer Verstärkerschaltung
V 20 an, die die Betriebsspannung U B um
einen Faktor k₁, der kleiner als 1 ist, teilt.
Der Ausgang des Komparators K 22 ist an den Trigger-Eingang eines
Monoflops (monostabile Kippschaltung) M 24 angeschlossen,
an deren Ausgang Impulse mit der gewünschten Ausgangsfrequenz
f o bereitstehen.
Der Ausgang des Monoflops M 24 ist zur Betätigung eines
Schalters S 28, der vorzugsweise als elektronisches Schaltglied
ausgeführt ist, an diesen angeschlossen. Ein Anschluß
des Schalters S 28 ist an Masse gelegt, der andere an den
nicht invertierenden Eingang des Komparators K 22 und einen
Anschluß eines Kondensators C 30, dessen anderer Anschluß
mit Masse verbunden ist. Weiterhin ist der gemeinsame
Anschluß des Kondensators C 30 und des Schalters S 28 mit
dem invertierenden Eingang eines weiteren Komparators
K 38 verbunden, der als Open-Collector-Komparator ausgebildet
ist.
Von einer Referenzspannungsquelle 34, die beispielsweise
als Zenerdiode ausgebildet sein kann, wird eine Referenzspannung
U REF abgegeben, und hierzu ist der Ausgang der
Referenzspannungsquelle 34 mit dem Eingang einer weiteren
Verstärkerschaltung V 36 sowie mit einem Anschluß eines
Widerstands R 32 verbunden, dessen anderer Anschluß an
den Ausgang des Komparators K 38 angeschlossen ist. Das
Verstärkerglied V 36 verstärkt die Referenzspannung U REF
um einen Faktor k₂, welcher größer oder kleiner als 1
sein kann. Der Ausgang des Verstärkerbauteils V 36 ist
mit dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators
K 38 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Komparators
K 38 führt zu einem schematisch dargestellten Integrierglied
I 40, an dessen Ausgang eine Spannung U I bereitsteht.
Diese Spannung wird auf eine spannungsgesteuerte Konstantstromquelle
26 gegeben, deren Eingang an die Betriebsspannung
U B und deren Ausgang an den Kondensator C 30 angeschlossen
ist. Die Konstantstromquelle 26 gibt daher einen
Strom I an den Kondensator C 30 ab, der der Ausgangsspannung
U I des Integrators I 40 proportional ist.
Der Kondensator C 30 wird mit dem Strom I von 0 Volt an
aufgeladen. Im Komparator K 22 wird die Spannung des Kondensators
C 30 mit der zur Versorgungsspannung proportionalen
Spannung k₁ · U B verglichen. Stimmen diese beiden
Spannungen überein, so schaltet der Komparator K 22 und
triggert das Monoflop M 24, welches einen kurzen Impuls
abgibt. Dieser kurze Impuls betätigt den Schalter S 28
und führt zu einer schnellen Entladung des Kondensators
C 30. Daraufhin beginnt der Ladevorgang für den Kondensator
C 30 erneut und dies führt dazu, daß am Kondensator C 30
eine Sägezahnspannung anliegt. Für die Aufladezeit des
Kondensators C 30 gilt:
k₁ U B =(I · T A )/C 30 (5)
In dem zweiten Komparator K 38 wird die Spannung des Kondensators
C 30 mit der zur Referenzspannung U REF proportionalen
Spannung k₂ · U REF verglichen, die kleiner als die Spannung
k₁ · U B ist. Vom Zeitpunkt t =0 bis zum Umschaltpunkt des
Komparators K 38 liegt an dessen Ausgang die Referenzspannung
U REF , danach die Spannung 0. Für den Umschaltpunkt
T S gilt:
k₂ U REF =(I · T s )/C 30 (6)
Für die Ausgangsspannung U I des Integrators I 40 gilt:
Aus diesen Gleichungen folgt:
und mit Gleichung (7)
Da der Strom I, mit dem der Kondensator C 30 aufgeladen
wird, proportional der Spannung U I ist, gilt somit:
beziehungsweise
Für die Ausgangsfrequenz f o =1/T A gilt dann die gewünschte
Proportionalität
Damit ist diese Schaltung am Ausgang in ihrer Frequenz
unabhängig von der Betriebsspannung U B .
In Fig. 3 ist eine vorteilhafte Ausführungsform für den
in Fig. 1 nur schematisch dargestellten Schalter S 14
dargestellt. Die Steuerspannung U ST liegt an der Basis
eines NPN-Transistors T 52, dessen Emitter an Masse und
dessen Kollektor an die Basis eines weiteren NPN-Transistors
T 50 angeschlossen ist. Weiterhin ist die Basis des Transistors
T 50 über einen Widerstand RC mit dem Ausgang eines
Operationsverstärkers OP 54 verbunden. Am nicht invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers OP 54 liegt über
einen Widerstand RB die positive Betriebsspannung U B an,
und weiterhin ist dieser Eingang des Operationsverstärkers
OP 54 mit einem Anschluß eines Widerstands RA verbunden,
dessen anderer Anschluß an Masse gelegt ist. Der invertierende
Eingang des Operationsverstärkers OP 54 ist mit
dem Emitter des Transistors T 50 und einem Ausgangsanschluß
zur Angabe einer Ausgangsspannung U A verbunden. Der Kollektor
des Transistors T 50 ist an die Betriebsspannung U B
angeschlossen.
Der Operationsverstärker OP 54 und der Transistor T 50 bilden
einen Spannungsfolger, der eine Spannung proportional
zu U B an die in Fig. 1 dargestellte Brückenschaltung
schaltet. Aufgrund der Leistung des Transistors T 50 erfolgt
eine Schaltung bei einer Spannung, die knapp unterhalb
der Spannung (U B -U SAT ) liegt, wobei U SAT die Sättigungsspannung
des Transistors T 50 ist. Hierdurch ist die gewünschte
Proportionalität zum Kehrwert des Quadrats der
Betriebsspannung U B gewährleistet.
In der linken Hälfte der Fig. 3 sind die Schaltzustände
noch einmal anhand der Spannungen U ST und U A verdeutlicht.
In Fig. 4 ist eine weitere Ausführungsform einer Schaltung
angegeben, wobei die Ausgangsfrequenz f o des Oszillators
die gewünschte Proportionalität zum Kehrwert des Quadrats
der Betriebsspannung U B aufweist. Hierzu ist bei der in
Fig. 4 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 60 vorgesehen,
der von einer nachstehend noch eingehend erläuterten Zeitsteuerschaltung
62 gesteuert wird.
Ähnlich wie bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung
sind bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 vier Widerstände
RH, RM, RK und R 2 in einer Brückenschaltung angeordnet.
Diese Brückenschaltung wird über einen Transistor
T 76 mit Strom versorgt. Hierzu ist der Emitter des Transistors
T 76 mit dem oberen Anschluß der Brückenschaltung
verbunden, der Kollektor des Transistors T 76 mit der Betriebsspannung
U B , die ebenfalls an das Zeitsteuerglied
62 gelegt ist, und zur Betätigung des Transistors T 76
ist dessen Basis an das Zeitsteuerglied 62 angeschlossen.
Die Diagonalspannung der Brückenschaltung gelangt in einem
Zweig über einen Widerstand R 66 zum invertierenden Eingang
eines Komparators K 70, der über einen Kondensator C 72
mit dem Ausgang des Komparators K 70 verbunden ist. Der
andere Zweig der Brückenschaltung ist über einen Widerstand
R 68 an den nicht invertierenden Eingang des Komparators
K 70 gelegt, an welchen ebenfalls ein weiterer Kondensator
C 74 angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß mit
Masse verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K 70 ist
zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 60
mit diesem verbunden.
Die gesamte Anordnung aus den Widerständen R 66, R 68, den
Kondensatoren C 74, C 72 und dem Komparator K 70 stellt einen
Integrator mit Differenzeingang dar, welcher schematisch
mit der Bezugsziffer 64 bezeichnet ist.
Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung regelt derart, daß
die mittlere Spannung M annähernd gleich der mittleren
Spannung ₂ ist, es werden also die Rechteckspannungen
U M und U₂ gefiltert und verglichen. Die Ausgangsspannung
des differentiellen Integrators 64 steuert den spannungsgesteuerten
Oszillator 60 so, daß die Brückenschaltung
abgeglichen ist. Das Ausgangssignal f o des spannungsgesteuerten
Oszillators ist derart, daß die Frequenz eine
Funktion der den Hitzdraht-Widerstand RH umströmenden
Luftmasse ist, während die Einschaltdauer dieser Impulse
in Abhängigkeit von der Betriebsspannung U B gesteuert
wird, um die am Hitzdraht-Widerstand RH anfallende Heizleistung
unabhängig von der Betriebsspannung U B zu machen.
Dies ist schematisch in dem Zeitablaufdiagramm von Fig. 5
verdeutlicht. Man sieht, daß der Abstand der Einschaltflanken
der Impulse des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten
Oszillators 60 konstant bleibt und sich nur
in der gewünschten Weise in Abhängigkeit von der Luftmasse
ändert. Bei einer Änderung des Pegels der Betriebsspannung
U B dagegen ändert sich die Dauer der einzelnen Impulse
in entsprechender Weise, was in Fig. 5 durch verlängerte
Impulse (gestrichelte Linien) angedeutet ist.
In Fig. 6 ist eine erste Ausführungsform einer Steuerschaltung
angegeben, mit welcher die für die in Fig. 4
gezeigte Schaltung erforderliche Steuerung der Zeit
T o in Abhängigkeit von der Betriebsspannung U B erreicht
werden kann.
Zu diesem Zweck ist ein Monoflop (monostabile Kippschaltung)
mit einem Widerstandsnetzwerk vorgesehen. Im einzelnen
ist der spannungsgesteuerte Oszillator VCO an den
Setzeingang S eines Flipflops 80 angeschlossen, dessen
Rücksetzeingang R mit dem Ausgang eines Komparators K 82
verbunden ist. Der Ausgang des Flipflops F 80 ist mit der
Basis eines Transistors T 84 verbunden, dessen Emitter
an Masse und dessen Kollektor an den nicht invertierenden
Eingang des Komparators K 82 gelegt ist. Der invertierende
Eingang des Komparators K 82 führt zu einer Spannungsteilerschaltung
aus Widerständen R 86, R 90, wobei der andere
Anschluß des Widerstands R 90 an Masse liegt und der andere
Anschluß des Widerstands R 86 an der Betriebsspannung U B .
Mit der Betriebsspannung U B ist auch ein Anschluß eines
Widerstands R 88 verbunden, dessen anderer Anschluß mit
dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K 82,
einem Kondensator C 92, dessen anderer Anschluß an Masse
liegt, und mit dem Eingang eines Widerstandsnetzwerks
verbunden ist, von welchem beispielhaft zwei Widerstände
R 94, R 96 dargestellt sind. Weitere Leitungspfade dieses
Widerstandsnetzwerks sind durch gestrichelte Linien angedeutet.
Jeder der Widerstände R 94, R 96 ist an den Ausgang eines
zugehörigen Komparators K 98 beziehungsweise K 100 angeschlossen.
Jeweils ein Eingang der Komparatoren K 98, K 100
liegt an einer Referenzspannung U REF . Der jeweils andere
Eingang der Komparatoren K 98, K 100 liegt an einem Spannungsteiler,
der aus einer Widerstandskette R 102, R 104, R 106
besteht, wobei die Widerstandskette an einem Ende mit
Masse und am anderen Ende mit der Betriebsspannung U B
verbunden ist.
Rechts unten in Fig. 6 ist schematisch anhand der Abhängigkeit
der Einschaltzeit T M des Monoflops von der Betriebsspannung
U B angegeben, wie die gewünschte Approximation
(Sollwert) durch das Widerstandsnetzwerk (gestrichelte
Istkurve) realisiert wird.
Eine Verbesserung dieser Approximation läßt sich mit der
in Fig. 7 dargestellten weiteren Ausführungsform der
Erfindung realisieren, bei welcher, wie unten in der Figur
angegeben ist, eine Approximation der gewünschten Funktion
1/U B ² durch Funktionen 1/U B erfolgt.
Der linke Teil der Fig. 7 entspricht im wesentlichen
dem in Fig. 6 dargestellten Monoflop und ist deswegen
schematisch noch stärker vereinfacht dargestellt. An einen
Flipflop 120 sind der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO),
der Ausgang eines Komparators K 122 und die Basis eines
Transistors 124 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors
T 124 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des
Komparators K 122 verbunden und der Emitter mit Masse.
Der invertierende Eingang des Komparators K 122 ist an
eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen R 126, R 128
angeschlossen, die einerseits mit Masse und andererseits
mit der Betriebsspannung U B verbunden ist.
Am nicht invertierenden Eingang des Komparators K 122 liegt
ein Netzwerk, welches sich von dem in Fig. 6 dargestellten
Netzwerk unterscheidet. Zunächst sind hier der Kollektor
eines Transistors T 132 und ein Anschluß eines Kondensators
C 134 angeschlossen, dessen anderer Anschluß an Masse liegt.
Der Emitter des Transistors T 132 ist mit dem invertierenden
Eingang eines Komparators K 136 und einem Anschluß eines
Widerstands R 130 verbunden, dessen anderer Anschluß mit
einem Widerstand R 138 und einer Referenzspannungsquelle
U REF verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K 136 führt
zur Basis des Transistors T 132.
Der nicht invertierende Eingang des Komparators K 136 führt
zu einer Spannungsteilerschaltung aus dem Widerstand R 138
und einem weiteren Widerstand R 140, dessen anderer Anschluß
an Masse liegt.
Weiterhin ist der nicht invertierende Eingang des Komparators
K 136 an ein Widerstandsnetzwerk aus Widerständen
angeschlossen, von denen beispielhaft drei Widerstände
R 142, R 144 und R 146 dargestellt und weitere Widerstände
durch gestrichelte Linien angedeutet sind. Der andere
Anschluß dieser Widerstände führt jeweils zum Ausgang
eines zugehörigen Komparators K 148, K 150, K 152. Jeweils
ein Eingang der Komparatoren K 148, K 150 und K 152 ist an
eine Spannungsteilerkette angeschlossen, deren eines Ende
an Masse und deren anderes Ende an der Referenzspannung
U REF liegt und von welcher beispielhaft zwei Widerstände
R 154, R 162 dargestellt sind. Der jeweils andere Eingang
der Komparatoren K 148, K 150, K 152 liegt an einer weiteren
Spannungsteilerkette, deren eines Ende an Masse und deren
anderes Ende an die Betriebsspannung U B angeschlossen
ist und die beispielhaft durch drei Widerstände R 156,
R 158, R 160 verdeutlicht ist.
Die sich mit der in Fig. 7 angegebenen erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung ergebende Approximation der gewünschten
Funktion 1/U B ² durch Funktionen 1/U B ist im unteren Teil
der Fig. 7 in einer Fig. 6 entsprechenden Darstellung
noch einmal verdeutlicht.
Claims (9)
1. Strömungssonde mit einer Brückenschaltung mit einer mit einer Brücken
diagonalen verbundenen Einrichtung zur Feststellung des Brückengleich
gewichts, deren Ausgangsanschluß mit einem ersten Eingangsanschluß einer
Kippschaltung verbunden ist, deren zweiter Eingangsanschluß mit dem
Ausgangsanschluß eines Oszillators verbunden ist und die über einen Aus
gangsanschluß eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brücken
schaltung steuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (10) eine
Betriebsfrequenz (f o ) aufweist, welche umgekehrt proportional zum
Quadrat (U B ²) der Betriebsspannung (U B ) der Stromversorgung ist.
2. Schaltungsanordung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Erzeugung der Betriebsfrequenz (f o ) ein Schaltkreis vorgesehen ist, in
welchem eine erste Vergleicherschaltung (K 22) und eine zweite Ver
gleicherschaltung (K 38) vorgesehen sind, die jeweils mit einem Eingang an
eine zweite Kapazität (C 30) und mit dem anderen Eingang an eine erste
Spannungsquelle (V 20) beziehungsweise eine zweite Spannungsquelle (V 36)
angeschlossen sind, wobei von der ersten Vergleicherschaltung (K 22) eine
Kippschaltung (M 24) zur Abgabe der Betriebsfrequenz (f o ) und von der
zweiten Vergleicherschaltung (K 38) eine Stromversorgungsschaltung (I 40,
26) zur Aufladung der Kapazität (C 30) betätigbar ist.
3. Strömungssonde nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß von der ersten Spannungsquelle (V 20)
eine der Betriebsspannung (U B ) proportionale Spannung
(K₁×U B ) und von der zweiten Spannungsquelle (V 36) eine
einer Referenzspannung (U REF ) proportionale Spannung
(K₂×U REF ) abgebbar ist, daß der zweiten Vergleicher
schaltung (K 38) eine Integrierschaltung (I 40) nachgeschaltet
ist, deren Ausgangssignal (U I ) eine steuerbare Strom
quelle (26) beaufschlagt, deren Ausgang an die Kapazität
(C 30) angeschlossen ist, und daß von der Kippschaltung
(M 24) ein Schaltglied (S 28) zur Entladung der Kapazität
(C 30) betätigbar ist.
4. Strömungssonde nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kippschaltung eine monostabile
Kippschaltung (M 24) ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis
4, dadurch gekennzeichnet, daß als Schalteinrichtung
ein Spannungsfolger vorgesehen ist, der einen Operations
verstärker (OP 54) mit nachgeschaltetem Transistor (T 50)
aufweist.
6. Strömungssonde nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß ein spannungsgesteuerter Oszillator
(VCO) (60) vorgesehen ist, an den eine Steuerschaltung
(62) angeschlossen ist, von welcher ein Steuersignal
zur Beeinflussung der Dauer der Einschaltimpulse des
Oszillators (60) in Abhängigkeit von dem Pegel der
Betriebsspannung (U B ) an den Oszillator (60) abgebbar ist.
7. Strömungssonde nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, daß ein an die Brückenschaltung (RH, RM,
RK, R 2) angeschlossenes differentielles Integrierglied
(64) vorgesehen ist, dessen Ausgang an den Eingang des
Oszillators (60) angeschlossen ist.
8. Strömungssonde nach Anspruch 6 oder 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ein Wider
standsnetzwerk (R 94, R 96, R 102, R 104) aufweist, welches
mit Vergleicherschaltungen (K 98, K 100) versehen ist,
deren jeweils einer Eingang über zumindest einen der
Widerstände (R 102, R 104) mit der Betriebsspannung (U B )
und deren jeweils anderer Eingang mit einer Referenz
spannungsquelle (U REF ) verbunden ist.
9. Strömungssonde nach Anspruch 6 oder 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ein Widerstands
netzwerk (R 142, R 144, R 146, R 154, R 156, R 158, R 160, R 162)
aufweist, welches mit Vergleicherschaltungen (K 148, K 150,
K 152) versehen ist, deren jeweils einer Eingang über
zumindest einen der Widerstände (R 156, R 158, R 160) mit
der Betriebsspannung (U B ) und deren jeweils anderer Eingang
direkt oder indirekt (R 154) mit einer Referenzspannungs
quelle (U REF ) verbunden ist, deren anderer Anschluß über
einen Spannungsteiler (R 138, R 140) zusammen mit dem Ausgang
des Widerstandsnetzwerks an einen Anschluß (+) einer
Vergleicherschaltung (K 136) und über einen Widerstand
(R 130) an deren anderen Anschluß (-) gelegt ist, welcher
an ein Schaltglied (T 132) angeschlossen ist, das vom
Ausgang der Vergleicherschaltung (K 136) betätigbar ist.
Priority Applications (6)
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