WO1989007242A1 - Circuit arrangement with a flow probe actuated by a bridge circuit - Google Patents

Circuit arrangement with a flow probe actuated by a bridge circuit Download PDF

Info

Publication number
WO1989007242A1
WO1989007242A1 PCT/DE1988/000761 DE8800761W WO8907242A1 WO 1989007242 A1 WO1989007242 A1 WO 1989007242A1 DE 8800761 W DE8800761 W DE 8800761W WO 8907242 A1 WO8907242 A1 WO 8907242A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
voltage
comparator
output
input
Prior art date
Application number
PCT/DE1988/000761
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Josef Kleinhans
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Priority to KR1019890701839A priority Critical patent/KR960015068B1/ko
Publication of WO1989007242A1 publication Critical patent/WO1989007242A1/de

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
    • G01P5/10—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring thermal variables
    • G01P5/12—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring thermal variables using variation of resistance of a heated conductor
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
    • G01F1/696—Circuits therefor, e.g. constant-current flow meters
    • G01F1/698—Feedback or rebalancing circuits, e.g. self heated constant temperature flowmeters
    • G01F1/6986—Feedback or rebalancing circuits, e.g. self heated constant temperature flowmeters with pulsed heating, e.g. dynamic methods
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R17/00—Measuring arrangements involving comparison with a reference value, e.g. bridge

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement with a flow probe operated in a bridge circuit, a device for determining the bridge equilibrium, which controls a flip-flop, which can be supplied by an oscillator and controls a switching device for supplying power to the bridge circuit, as described, for example, in DE-OS 36 08 538 is known.
  • the flow probe is designed as a hot wire flow probe, the output signal of which is proportional to an operating voltage.
  • the diagonal voltage of the bridge circuit in which the flow probe is arranged is fed to the input terminals of a comparator, the output terminal of which is connected to an input of the bistable multivibrator whose output controls a transistor which, when a switch is closed, applies an integrator circuit to the operating voltage.
  • a circuit arrangement for digitizing an analog signal derived from a measuring probe with a voltage-frequency converter has become known, in which an electrical control device with an air flow meter is provided for a fuel injection for internal combustion engines, in which an arranged in a bridge circuit A heating current flows through the resistor.
  • the heating current has a direct current component and a superimposed alternating current component, which consists of heating current pulses of constant duration, the pulse repetition frequency changing as a function of the amount of air.
  • An operational amplifier is connected to a diagonal of the bridge circuit, the output voltage of which is sucked into a voltage-frequency converter
  • Air quantity proportional frequency is converted, which on the one hand controls the alternating current supplied to the bridge circuit and on the other hand indirectly serves as a control variable of the electronic control device for fuel injection quantity metering.
  • the output frequency of the voltage-frequency converter is subjected to a linearization function, which can be implemented, for example, by a squaring circuit.
  • This circuit arrangement is intended to further process the pulse train frequency signal corresponding to the amount of air drawn in in a digital manner.
  • DE-OS 30 37 340 describes a driver for a hot wire air flow meter, which has a hot wire for radiating heat into an air flow and a resistor for temperature compensation. The voltage drop across the hot wire is compared to the voltage drop across the compensation resistor.
  • This voltage difference is integrated, and the integrated voltage signal is subjected to a second comparison with the output voltage of a sawtooth generator. Based on the result of this second comparison, the duty cycle of the constant current through the hot wire is controlled so that the difference between the temperature of the heating wire and the temperature of the compensation resistor becomes constant.
  • two constant current sources are required to feed constant currents into the hot wire or into the compensation resistor.
  • the circuit arrangement according to the invention with a flow probe operated in a bridge circuit, a device for determining the bridge equilibrium, which controls a flip-flop which can be supplied by an oscillator, and a switching device for supplying power to the bridge circuit, in which the oscillator has an operating frequency which is at least approximately inversely proportional squared the operating voltage of the power supply has the particular advantage that only semiconductors are required for switching control, the output of which may be lower than in the prior art.
  • the circuit arrangement according to the invention is therefore less susceptible to faults, more simply constructed and therefore cheaper.
  • the output signal of the circuit arrangement according to the invention is a pulse duty factor, and this allows a direct evaluation of the output signal in digital control devices.
  • the output signal is independent of the supply voltage and is therefore not influenced by any fluctuations in the supply voltage (operating voltage).
  • a circuit is advantageously provided, in which a first comparator circuit and a second comparator circuit are provided, each of which is connected with one input to a capacitance and with the other input to a first voltage source or a second voltage source, of which the first Comparator circuit, a flip-flop circuit for outputting the operating frequency and a power supply circuit for charging the capacitance can be actuated by the second comparator circuit.
  • a first comparator circuit and a second comparator circuit are provided, each of which is connected with one input to a capacitance and with the other input to a first voltage source or a second voltage source, of which the first Comparator circuit, a flip-flop circuit for outputting the operating frequency and a power supply circuit for charging the capacitance can be actuated by the second comparator circuit.
  • a voltage proportional to the operating voltage can be output from the first voltage source and a voltage proportional to a reference voltage from the second voltage source, and an integrating circuit is connected downstream of the second comparator circuit, the output signal of which acts on a controllable current source, the output of which is connected to the capacitance, wherein a switching element for discharging the capacitance can be actuated by the flip-flop.
  • the flip-flop is preferably a monostable flip-flop (monoflop).
  • a voltage follower is advantageously provided as the switching device, which has an operational amplifier with a downstream transistor.
  • the voltage follower switches a voltage proportional to the operating voltage, at a level just below the difference between the operating voltage and the saturation voltage of the transistor. This makes it easy to avoid interference that could otherwise jeopardize the desired reverse proportionality between the operating frequency and the square of the operating voltage.
  • a voltage-controlled oscillator which is inversely proportional to the square of the operating voltage, to which a control circuit is connected, from which a control signal for influencing the duration of the switch-on pulses of the oscillator as a function of the level of the operating voltage can be output to the oscillator.
  • the frequency-determining distance between the switch-on edges of the switch-on pulses therefore remains unchanged, whereas the duration of the switch-on pulses is varied by corresponding ones. Shifting the switch-off edge of the switch-on pulses changes depending on the level of the operating voltage.
  • a differential integrator connected to the bridge circuit is provided, the output of which is connected to the input of the oscillator.
  • resistor networks with comparator circuits are advantageously provided. Resistor networks of this type can be constructed simply, inexpensively and precisely. Different designs of the resistor networks enable different sizes to be approximated in inverse proportion to the square of the operating voltage; In a particularly advantageous embodiment of the invention, this approximation takes place via functions that are proportional to the reciprocal of the operating voltage.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a schematically highly simplified embodiment of the invention with an oscillator whose output frequency is proportional to the reciprocal of the square of the operating voltage of the circuit arrangement shown
  • FIG. 2 shows a preferred embodiment of the oscillator shown in FIG. 1
  • FIG. 3 shows a preferred embodiment of the in Figure 1 schematically shown as a switching device.
  • a further embodiment of the oscillator shown in FIG. 1 is shown in FIG. 4, and an embodiment in FIG 4, in FIG. 6 a first embodiment of a time control circuit for the voltage controlled oscillator according to FIG. 4 and in FIG. 7 a second embodiment of a time control circuit for the voltage controlled oscillator shown in FIG. 4 with improved approximation compared to the circuit shown in FIG. 6 the reciprocal of the square of the operating voltage.
  • the exemplary embodiments are circuit arrangements with a frequency output for flow probes operated in a bridge circuit, which can be implemented, for example, as hot wire or hot film air mass meters, an oscillator with an operating frequency which is at least approximately inversely proportional to the square of the operating voltage of a power supply being provided.
  • an oscillator 10 supplied by an operating voltage U B is provided, the output frequency of which is inversely proportional to the square of this operating voltage.
  • the output of the oscillator 10 is connected to the S input of a flip-flop F12, the Q output of which outputs a control voltage U ST for actuating a switch S14.
  • the switch S14 is preferably an electronic switching element or switching component.
  • One terminal of the switch S14 is connected to the operating voltage U B and the other terminal of this switch to the upper terminal of a bridge circuit made up of four resistors.
  • the bridge circuit is provided with a compensation resistor RK and a trimming resistor R2, in the other branch a hot wire or hot film resistor RH and a measuring resistor RM.
  • the lower connection of the bridge circuit is grounded.
  • this bridge circuit made up of the four resistors mentioned is in each case connected to one terminal (+ or -) of a comparator circuit K16, the output of which is connected to a reset input R of the flip-flop F12.
  • a pulse duty factor as an output signal which can be evaluated directly in digital control units.
  • the oscillator 10 sets the flip-flop F12, as a result of which the switch S14 is closed.
  • a voltage U A output from the switch S14 to the bridge circuit of the four resistors now allows a heating current to flow, which increases the resistance of the resistor RH until the input voltages at the comparator K16 are the same. At this moment the output of the comparator K16 is switched over and the flip-flop F12 is thereby reset.
  • the switch is operated via the control voltage U ST output by the flip-flop F12 S14 opens, and RH cools down again until the next pulse of oscillator 10 initiates the above process again.
  • P H means the power
  • I H the heating current
  • g ( ⁇ ) a characteristic function
  • ⁇ T T H -T U a temperature difference between two different temperatures T H and T U , where T H > T U.
  • FIG. 2 shows a basic circuit diagram of a circuit arrangement with which a frequency is generated which is inversely proportional to the square of the operating voltage U B.
  • the operating voltage U B is present at an input of an amplifier circuit V20, which divides the operating voltage U B by a factor k 1 that is less than 1.
  • the output of the comparator K22 is connected to the trigger input of a monoflop (monostable multivibrator) M24, at whose output there are pulses with the desired output frequency fo.
  • the output of the monoflop M24 is connected to this for actuating a switch S28, which is preferably designed as an electronic switching element.
  • switch S28 is grounded, the other to the non-inverting input of comparator K22 and one terminal of a capacitor C30, the other terminal of which is connected to ground.
  • the common connection of the capacitor C30 and the switch S28 is connected to the inverting input of a further comparator K38, which is designed as an open collector comparator.
  • a reference voltage source 34 for example As a zener diode, a reference voltage U REF is output, and for this purpose the output of the reference voltage source 34 is connected to the input of a further amplifier circuit V36 and to a connection of a resistor R32, the other connection of which is connected to the output of the comparator K38.
  • the amplifier element V36 amplifies the reference voltage U REF by a factor k 2 , which can be greater or less than 1.
  • the output of the amplifier component V36 is connected to the non-inverting input of the second comparator K38.
  • the output connection of the comparator K38 leads to a schematically illustrated integrator I40, at the output of which a voltage U I is available.
  • This voltage is applied to a voltage-controlled constant current source 26, the input of which is connected to the operating voltage U B and the output of which is connected to the capacitor C30.
  • the constant current source 26 therefore outputs a current I to the capacitor C30 which is proportional to the output voltage U I of the integrator I40.
  • the capacitor C30 is charged with the current I from 0 volts on.
  • the voltage of the capacitor C30 is compared with the voltage k 1 ⁇ U B , which is proportional to the supply voltage. If these two voltages match, the comparator K22 switches and triggers the monoflop M24, which emits a short pulse. This short pulse actuates switch S28 and leads to a rapid discharge of capacitor C30.
  • the charging process for the capacitor C30 then begins again and this leads to a sawtooth voltage being present at the capacitor C30.
  • the following applies to the charging time of the capacitor C30: k 1 U B (I ⁇ T A) / C30 (5)
  • the switchover point T S applies to:
  • This frequency of this circuit at the output is therefore independent of the operating voltage U B.
  • FIG. 3 shows an advantageous embodiment for the switch S14 shown only schematically in FIG.
  • the control voltage U ST is at the base of an NPN transistor T52, the emitter of which is connected to ground and the collector of which is connected to the base of a further NPN transistor T50. Furthermore, the base of the transistor T50 is connected to the output of an operational amplifier OP54 via a resistor RC.
  • the non-inverting input of the operational amplifier OP54 is above a resistor RB to the positive operating voltage U B , and furthermore this input of the operational amplifier 0P54 is connected to a connection of a resistor RA, the other connection of which is connected to ground.
  • the inverting input of the operational amplifier 0P54 is connected to the emitter of the transistor T50 and an output terminal for outputting an output voltage U.
  • the collector of the transistor T50 is connected to the operating voltage U B.
  • the operational amplifier 0P54 and the transistor T50 form a voltage follower which switches a voltage proportional to U B to the bridge circuit shown in FIG. 1. Due to the power of the transistor T50, a switching takes place at a voltage which is just below the voltage (U B _ U SAT ), where U SAT is the saturation voltage of the transistor T50. This ensures the desired proportionality to the reciprocal of the square of the operating voltage U B.
  • FIG. 4 shows a further embodiment of a circuit, the output frequency f o of the oscillator having the desired proportionality to the reciprocal of the square of the operating voltage U B.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • This bridge circuit is supplied with current via a transistor T76.
  • the emitter of the transistor T76 is connected to the upper connection of the bridge circuit
  • the collector of the transistor T76 is connected to the operating voltage U B , which is also connected to the timing control element 62
  • the base of the transistor T76 is connected to the timing control element 62 in order to actuate it.
  • the diagonal voltage of the bridge circuit passes in a branch via a resistor R66 to the inverting input of a comparator K70, which is connected via a capacitor C72 to the output of the comparator K70.
  • the other branch of the bridge circuit is connected via a resistor R68 to the non-inverting input of the comparator K70, to which a further capacitor C74 is also connected, the other terminal of which is connected to ground.
  • the output of the comparator K70 is connected to the voltage-controlled oscillator 60 in order to control it.
  • the entire arrangement of the resistors R66, R68, the capacitors C74, C72 and the comparator K70 constitutes an integrator with a differential input, which is denoted schematically by the reference number 64.
  • the circuit shown in Figure 4 controls such that the average voltage is approximately equal to the average Voltage is, so it becomes the square wave voltages U M and U 2 filtered and compared.
  • the output voltage of the differential integrator 64 controls the voltage controlled oscillator 60 so that the bridge circuit is balanced.
  • the output signal f o of the voltage Controlled oscillator is such that the frequency is a function of the air mass flowing around the hot wire resistor RH, while the duty cycle of these pulses is controlled as a function of the operating voltage U B by the heating power generated at the hot wire resistor RH regardless of the operating voltage U B close.
  • FIG. 6 shows a first embodiment of a control circuit with which the control of the time T 0 required for the circuit shown in FIG. 4 can be achieved as a function of the operating voltage U B.
  • a monoflop (monostable multivibrator) with a resistor network is provided.
  • the voltage-controlled oscillator VCO is connected to the set input S of a flip-flop 80, the reset input R of which is connected to the output of a comparator K82.
  • the output of the flip-flop F80 is connected to the base of a transistor T84, the emitter of which is connected to ground and the collector of which is connected to the non-inverting input of the comparator K82.
  • the inverting input of the comparator K82 leads to a voltage divider Circuit of resistors R86, R90, the other connection of the resistor R90 being grounded and the other connection of the resistor R86 connected to the operating voltage U B.
  • a connection of a resistor R88 is also connected to the operating voltage U B , the other connection of which is connected to the non-inverting input of the comparator K82, a capacitor C92, the other connection of which is connected to ground, and to the input of a resistor network, two of which are exemplary Resistors R94, R96 are shown. Further conduction paths of this resistance network are indicated by dashed lines.
  • Each of the resistors R94, R96 is connected to the output of an associated comparator K98 or K100.
  • One input of the comparators K98, K100 is connected to a reference voltage U REF .
  • the respective other input of the comparators K98, K100 is connected to a voltage divider consisting of a resistor chain R102, R104, R106, the resistor chain being connected at one end to ground and at the other end to the operating voltage U B.
  • FIG. 7 The left part of FIG. 7 essentially corresponds to the monoflop shown in FIG. 6 and is therefore shown in a more simplified schematic.
  • the voltage-controlled oscillator (VCO), the output of a comparator K122 and the base of a transistor 124 are connected to a flip-flop 120.
  • the collector of transistor T124 is connected to the non-inverting input of comparator K122 and the emitter to ground.
  • the inverting input of the comparator K122 is connected to a voltage divider circuit made up of resistors R126, R128, which is connected on the one hand to ground and on the other hand to the operating voltage U B.
  • the collector of a transistor T132 and a terminal of a capacitor C134 are connected here, the other terminal of which is connected to ground.
  • the emitter of transistor T132 is connected to the inverting input of a comparator K136 and one terminal of a resistor R130, the other terminal of which is connected to a resistor R138 and a reference voltage source U REF .
  • the output of the comparator K136 leads to the base of the transistor T132.
  • the non-inverting input of the comparator K136 leads to a voltage divider circuit comprising the resistor R138 and a further resistor R140, the other connection of which is connected to ground. Furthermore, the non-inverting input of the comparator K136 is connected to a resistor network of resistors, of which three resistors R142, R144 and R146 are shown by way of example and further resistors are indicated by dashed lines. The other connection of these resistors leads to the output of an associated comparator K148, K150, K152.
  • one input of the comparators K148, K150 and K152 is connected to a voltage divider chain, one end of which is connected to ground and the other end to the reference voltage U REF and of which two resistors R154, R162 are shown as examples.
  • the other input of the comparators K148, K150, K152 is connected to a further voltage divider chain, one end of which is connected to ground and the other end of which is connected to the operating voltage U B and which is exemplified by three resistors R156, R158, R160.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Fluid Mechanics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Measuring Volume Flow (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

Schaltungsanordnung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde
Stand der Technik
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde, einer Einrichtung zur Feststellung des Brückengleichgewichts, welche eine Kippschaltung steuert, die von einem Oszillator versorgbar ist und eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brückenschaltung steuert, wie sie beispielsweise aus der DE-OS 36 08 538 bekannt ist. Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist die Strömungssonde als Hitzdraht-Strömungssonde ausgebildet, deren Ausgangssignal einer Betriebsspannung proportional ist. Die Diagonalspannung der Brückenschaltung, in der die Strömungssonde angeordnet ist, wird den Eingangsklemmen eines Komparators zugeführt, dessen Ausgangsanschluß mit einem Eingang der bistabilen Kippstufe verbunden ist, deren Ausgang einen Transistor steuert, der bei Schließen eines Schalters eine Integratorschaltung an die Betriebsspannung legt. Mit der bekannten Schaltungsanordnung soll erreicht werden, daß eine sonst erforderliche hochpräzise Spannungsreferenzquelle in einem Steuergerät, welches das Ausgangssignal auswertet, entfallen kann. Die Ausgangs frequenz der bekannten Schaltungsanordnung liegt im Bereich zwischen 1 und 10 kHz.
Aus beispielsweise der DE-PS 24 48 304 ist eine Schaltungsanordnung zur Digitalisierung eines von einer Meßsonde abgeleiteten Analogsignals mit einem Spannungs-FrequenzWandler bekanntgeworden, bei welcher für eine Kraftstoffeinspritzung für Brennkraftmaschinen eine elektrische Steuereinrichung mit einem Luftmengenmesser vorgesehen ist, bei welchem ein in einer Brückenschaltung angeordneter Widerstand von einem Heizstrom durchflössen wird. Der Heizstrom weist einen Gleichstromanteil sowie einen überlagerten Wechselstromanteil auf, der aus Heizstromimpulsen konstanter Dauer besteht, wobei sich die Impulsfolgefrequenz in Abhängigkeit von der Luftmenge ändert. An eine Diagonale der Brückenschaltung ist ein Operationsverstärker angeschlossen, dessen Ausgangsspannung mit einem Spannungs-Frequenz-Wandler in eine der angesaugten
Luftmenge proportionale Frequenz gewandelt wird, die einerseits den der Brückenschaltung zugeführten Wechselstrom steuert und andererseits mittelbar als Steuergröße der elektronischen Steuereinrichtung zur Kraftstoffeinspritzmengenzumessung dient. Die Ausgangsfrequenz des Spannungs-Frequenz-Wandlers wird einer Linearisierungsfunktion unterworfen, die etwa durch eine Quadrierschaltung realisiert werden kann. Mit dieser Schaltungsanordnung soll eine Weiterverarbeitung des der angesaugten Luftmenge entsprechenden Impulsfolge-Frequenzsignals auf digitale Weise erfolgen. In der DE-OS 30 37 340 ist ein Treiber für einen Hitzdraht-Luftmengenmesser beschrieben, der einen Hitzdraht zum Abstrahlen von Wärme in einen Luftstrom und einen Widerstand zur Temperaturkompensation aufweist. Der Spannungsabfall am Hitzdraht wird mit der am Kompensationswiderstand abfallenden Spannung verglichen. Diese Spannungsdifferenz wird integriert, und das integrierte Spannungssignal wird einem zweiten Vergleich mit der Ausgangsspannung eines Sägezahngenerators unterworfen. Aufgrund des Ergebnisses dieses zweiten Vergleichs wird das Tastverhältnis des Konstantstroms durch den Hitzdraht so gesteuert, daß die Differenz zwischen der Temperatur des Heizdrahts und der Temperatur des Kompensationswiderstands konstant wird. Bei dieser bekannten Schaltung sind zum Einspeisen konstanter Ströme in den Hitzdraht beziehungsweise in den Kompensationswiderstand zwei Konstantstromquellen erforderlich.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde, einer Einrichtung zur Feststellung des Brückengleichgewichts, welche eine Kippschaltung steuert, die von einem Oszillator versorgbar ist und eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brückenschaltung steuert, bei welcher der Oszillator eine Betriebsfrequenz aufweist, die zumindest annähernd umgekehrt proportional zum Quadrat der Betriebsspannung der Stromversorgung ist, hat insbesondere den Vorteil, daß nur noch Halbleiter zur Schaltregelung erforderlich sind, deren Leistung geringer sein kann als beim Stand der Technik. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist daher weniger störanfällig, einfacher aufgebaut und daher kostengünstiger. Das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist ein Tastverhältnis, und dies gestattet eine direkte Auswertung des Ausgangssignals in digitalen Steuergeräten. Das Ausgangssignal ist unabhängig von der Versorgungsspannung und wird daher auch nicht durch etwaige Schwankungen der Versorgungsspannung (Betriebsspannung) beeinflußt.
Vorteilhafterweise ist zur Erzeugung der Betriebsfrequenz ein Schaltkreis vorgesehen, in welchem eine erste Vergleicherschaltung und eine zweite Vergleicherschaltung vorgesehen sind, die jeweils mit einem Eingang an eine Kapazität und mit dem anderen Eingang an eine erste Spannungsquelle beziehungsweise eine zweite Spannungsquelle angeschlossen sind, wobei von der ersten Vergleicherschaltung eine Kippschaltung zur Abgabe der Betriebsfrequenz und von der zweiten Vergleicherschaltung eine Stromversorgungsschaltung zur Aufladung der Kapazität betätigbar ist. Auf diese Weise läßt sich einfach die gewünschte umgekehrte Proportionalität zwischen der Ausgangsfrequenz und dem Quadrat der Betriebsspannung herstellen, wobei der Steuerhalbleiter im Vergleich zu einer Analogregelung eine erheblich verringerte Leistung aufweisen kann.
Vorteilhafterweise ist von der ersten Spannungsquelle eine der Betriebsspannung proportionale Spannung abgebbar und von der zweiten Spannungsquelle eine einer Referenzspannung proportionale Spannung, und der zweiten Vergleicherschaltung ist eine Integrierschaltung nachgeschaltet, deren Ausgangssignal eine steuerbare Stromquelle beaufschlagt, deren Ausgang an die Kapazität angeschlossen ist, wobei von der Kippschaltung ein Schaltglied zur Entladung der Kapazität betätigbar ist. Vorzugsweise ist die Kippschaltung eine monostabile Kippschaltung (Monoflop).
Da bei Verwendung einer einfachen Transistorschaltstufe als Schalteinrichtung für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung im eingeschalteten Zustand die Sättigungsspannung dieses Transistors das Betriebsverhalten der Schaltungsanordnung beeinflussen würde, ist als Schalteinrichtung vorteilhafterweise ein Spannungsfolger vorgesehen, welcher einen Operationsverstärker mit nachgeschaltetem Transistor aufweist. Der Spannungsfolger schaltet eine Spannung proportional zur Betriebsspannung, auf einem Pegel knapp unterhalb der Differenz zwischen der Betriebsspannung und der Sättigungsspannung des Transistors. Hierdurch lassen sich auf einfache Weise Störeinflüsse, die sonst die gewünschte umgekehrte Proportionalität zwischen der Betriebsfrequenz und dem Quadrat der Betriebsspannung gefährden könnten, vermeiden.
Vorteilhafterweise ist zur Erzeugung einer Frequenz umgekehrt proportional zum Quadrat der Betriebsspannung ein spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen, an den eine Steuerschaltung angeschlossen ist, von welcher ein Steuersignal zur Beeinflussung der Dauer der Einschaltimpulse des Oszillators in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung an den Oszillator abgebbar ist. Der die Frequenz bestimmende Abstand der Einschaltflanken der Einschaltimpulse bleibt daher unverändert, wogegen sich die Dauer der Einschaltimpulse durch entsprechende. Verlagerung der Ausschaltflanke der Einschaltimpulse in Abhängigkeit vom Pegel der Betriebsspannung ändert. Vorzugsweise ist hierbei ein an die Brückenschaltung angeschlossenes differentielles Integrierglied vorgesehen, dessen Ausgang an den Eingang des Oszillators angeschlossen ist.
Um auf einfache Weise die Dauer der Einschaltimpulse des Oszillators in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung ändern zu können, sind vorteilhafterweise Widerstandsnetzwerke mit Vergleicherschaltungen vorgesehen. Derartige Widerstandsnetzwerke lassen sich einfach, kostengünstig und präzise aufbauen. Durch unterschiedliche Ausgestaltung der Widerstandsnetzwerke läßt sich die Annäherung einer umgekehrt zum Quadrat der Betriebsspannung proportionalen Größe auf unterschiedliche Arten erreichen; bei einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung erfolgt diese Annäherung über Funktionen, die proportional zum Kehrwert der Betriebsspannung sind.
Zeichnung
Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmal hervorgehen. Figur 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine schematisch stark vereinfachte Ausführungsform der Erfindung mit einem Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz proportional zum Kehrwert des Quadrats der Betriebsspannung der dargestellten Schaltungsanordnung ist, Figur 2 eine bevorzugte Ausführungsform des in Figur 1 angegebenen Oszillators, und Figur 3 eine bevorzugte Ausführungsform der in Figur 1 schematisch als Schalter dargestellten Schalteinrichtung. In Figur 4 ist eine weitere Ausführungsform des in Figur 1 angegebenen Oszillators dargestellt, in Figur 5 ein Zeitdiagramm für die Schaltung gemäß Figur 4, in Figur 6 eine erste Ausführungsform einer Zeitsteuerschaltung für den spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Figur 4 und in Figur 7 eine zweite Ausführungsform einer Zeitsteuerschaltung für den in Figur 4 angegebenen spannungsgesteuerten Oszillator mit gegenüber der in Figur 6 dargestellten Schaltung verbesserter Approximation des Kehrwerts des Quadrats der Betriebsspannung.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Bei den Ausführungsbeispielen handelt es sich um Schaltungsanordnungen mit einem Frequenzausgang für in Brückenschaltung betriebene Strömungssonden, die etwa als Hitzdraht- oder Heißfilm-Luftmassenmesser realisiert werden können, wobei jeweils ein Oszillator mit einer zumindest annähernd umgekehrt zum Quadrat der Betriebsspannung einer Stromversorgung proportionalen Betriebsfrequenz vorgesehen ist.
Bei der in Figur 1 schematisch stark vereinfacht in einem Blockschaltbild dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist ein von einer Betriebsspannung UB versorgter Oszillator 10 vorgesehen, dessen Ausgangsfrequenz umgekehrt proportional zum Quadrat dieser Betriebsspannung ist. Der Ausgang des Oszillators 10 ist mit dem S-Eingang eines Flipflops F12 verbunden, dessen Q-Ausgang eine Steuerspannung UST zur Betätigung eines Schalters S14 abgibt. Der Schalter S14 ist vorzugseise ein elektronisches Schaltglied oder Schaltbauteil. Ein Anschluß des Schalters S14 ist mit der Betriebsspannung UB verbunden und der andere Anschluß dieses Schalters mit dem oberen Anschluß einer Brückenschaltung aus vier Widerständen. In einem Zweig der Brückenschaltung sind ein Kompensationswiderstand RK und ein Abgleichwiderstand R2 vorgesehen, im anderen Zweig ein Hitzdraht- oder Heißfilm-Widerstand RH und ein Meßwiderstand RM. Der untere Anschluß der Brückenschaltung ist an Masse gelegt.
Die Diagonale dieser Brückenschaltung aus den vier genannten Widerständen ist an jeweils einen Anschluß (+ beziehungsweise -) einer Vergleicherschaltung K16 gelegt, deren Ausgang mit einem Rücksetzeingang R des Flipflops F12 verbunden ist. Am Ausgang der Vergleicherschaltung K16 (Komparatorschaltung) liegt als Auεgangssignal ein Tastverhältnis, welches direkt in digitalen Steuergeräten ausgewertet werden kann.
Die Betriebsweise der in Figur 1 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist wie nachstehend angegeben:
Zum Zeitpunkt t=0 setzt der Oszillator 10 das Flipflop F12, wodurch der Schalter S14 geschlossen wird. In ungeheiztem Zustand hat der Hitzdraht-Widerstand RH einen geringeren Widerstandswert als den Sollwert bei Sollübertemperatur, und daher ist das Potential am nicht invertierenden Eingang des Komparators K16 zum Zeitpunkt t=0 niedriger als am invertierenden Eingang. Eine vom Schalter S14 an die Brückenschaltung der vier Widerstände abgegebene Spannung UA läßt nun einen Heizstrom fließen, welcher den Widerstand des Widerstands RH erhöht, bis die Eingangsspannungen am Komparator K16 gleich sind. In diesem Moment wird der Ausgang des Komparators K16 umgeschaltet und hierdurch das Flipflop F12 zurückgesetzt. Über die vom Flipflop F12 abgegebene Steuerspannung UST wird der Schalter S14 geöffnet, und RH kühlt wieder ab, bis der nächste Impuls des Oszillators 10 den voranstehend angegebenen Vorgang erneut einleitet. Je mehr der Widerstand RH von der ihn umgebenden Luft abgekühlt wird, desto länger dauert der Ausgleichvorgang. Daher stellt das Tastverhältnis am Ausgang des Komparators K16 ein Maß für die den Hitzdrahtwiderstand RH umströmende Luft dar.
Für die Energiebilanz am Hitzdraht-Widerstand RH gilt:
= I2 H RH = g (ṁ) Δ T (1)
Hierbei bedeutet P H die Leistung, IH den Heizstrom, g(ṁ) eine Kennlinienfunktion und ΔT = TH-TU eine Temperaturdifferenz zwischen zwei unterschiedlichen Temperaturen TH und TU , wobei TH > TU ist. Für eine genügend hohe Ausgangsfrequenz fo kann gesetzt werden:
Figure imgf000011_0004
= konstant,
Figure imgf000011_0005
konstant. Wegen RK + R2 ≫
Figure imgf000011_0007
+ RM gilt für IH :
Figure imgf000011_0006
Mit Ti = Einschaltzeit von S14 und To = 1/fo gilt für die mittlere Leistung:
Figure imgf000011_0001
Faßt man die konstanten Größen zusammen, so erhält man
Figure imgf000011_0002
J
Figure imgf000011_0003
Es wird deutlich, daß für das Tastverhältnis Ti/To eine unerwünschte Abhängigkeit von der Betriebsspannung UB besteht. Gemäß der vorliegenden Erfindung fällt j edoch diese Abhängigkeit heraus, wenn fo = 1/To proportional zu 1/UB 2 gewählt wird.
Figur 2 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung, mit welcher eine Frequenz erzeugt wird, die umgekehrt proportional zum Quadrat der Betriebsspannung UB ist.
Die Betriebsspannung UB liegt an einem Eingang einer Verstärkerschaltung V20 an, die die Betriebsspannung UB um einen Faktor k1, der kleiner als 1 ist teilt.
Der Ausgang des Komparators K22 ist an den Trigger-Eingang eines Monoflops (monostabile Kippschaltung) M24 angeschlossen, an deren Ausgang Impulse mit der gewünschten Ausgangsfrequenz fo bereitstehen.
Der Ausgang des Monoflops M24 ist zur Betätigung eines Schalters S28, der vorzugsweise als elektronisches Schaltglied ausgeführt ist, an diesen angeschlossen. Ein Anschluß des Schalters S28 ist an Masse gelegt, der andere an den nicht invertierenden Eingang des Komparators K22 und einen Anschluß eines Kondensators C30, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Weiterhin ist der gemeinsame Anschluß des Kondensators C30 und des Schalters S28 mit dem invertierenden Eingang eines weiteren Komparators K38 verbunden, der als Open-Collector-Kαmparator ausgebildet ist.
Von einer Referenzspannungsquelle 34, die beispielsweise als Zenerdiode ausgebildet sein kann, wird eine Referenzspannung UREF abgegeben, und hierzu ist der Ausgang der Referenzspannungsquelle 34 mit dem Eingang einer weiteren Verstärkerschaltung V36 sowie mit einem Anschluß eines Widerstands R32 verbunden, dessen anderer Anschluß an den Ausgang des Komparators K38 angeschlossen ist. Das Verstärkerglied V36 verstärkt die Referenzspannung UREF um einen Faktor k2, welcher größer oder kleiner als 1 sein kann. Der Ausgang des Verstärkerbauteils V36 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators K38 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Komparators K38 führt zu einem schematisch dargestellten Integrierglied I40, an dessen Ausgang eine Spannung UI bereitsteht. Diese Spannung wird auf eine spannungsgesteuerte Konstantstromquelle 26 gegeben, deren Eingang an die Betriebsspannung UB und deren Ausgang an den Kondensator C30 angeschlossen ist. Die Konstantstromquelle 26 gibt daher einen Strom I an den Kondensator C30 ab, der der Ausgangsspannung UI des Integrators I40 proportional ist.
Der Kondensator C30 wird mit dem Strom I von 0 Volt an aufgeladen. Im Komparator K22 wird die Spannung des Kondensators C30 mit der zur Versorgungsspannung proportionalen Spannung k1 · UB verglichen. Stimmen diese beiden Spannungen überein, so schaltet der Komparator K22 und triggert das Monoflop M24, welches einen kurzen Impuls abgibt. Dieser kurze Impuls betätigt den Schalter S28 und führt zu einer schnellen Entladung des Kondensators C30. Daraufhin beginnt der Ladevorgang für den Kondensator C30 erneut und dies führt dazu, daß am Kondensator C30 eine Sägezahnspannung anliegt. Für die Aufladezeit des Kondensators C30 gilt: k1 UB = (I · TA) / C30 ( 5 )
In dem zweiten Komparator K38 wird die Spannung des Kondensators C30 mit der zur Referenzspannung UREF proportionalen Spannung k2 · UREF verglichen, die kleiner als die Spannung k1 · UB ist. Vom Zeitpunkt t=0 bis zum Umschaltpunkt des Komparators K38 liegt an dessen Ausgang die Referenzspannung UREF, danach die Spannung 0. Für den Umschaltpunkt TS gilt:
k2 UREF = (I·Ts) / C30 (6)
Für die Ausgangsspannung UI des Integrators I40 gilt:
Figure imgf000014_0003
Aus diesen Gleichungen folgt:
Figure imgf000014_0001
und mit Gleichung (7)
Figure imgf000014_0002
Da der Strom I, mit dem der Kondensator C30 aufgeladen wird, proportional der Spannung UI ist, gilt somit:
Figure imgf000015_0003
beziehungsweise
Figure imgf000015_0002
Für die Ausgangsfrequenz f0 = 1/TA gilt dann die gewünschte Proportionalität
Figure imgf000015_0001
Damit ist diese Schaltung am Ausgang in ihrer Frequenz unabhängig von der Betriebsspannung UB.
In Figur 3 ist eine vorteilhafte Ausführungsform für den in Figur 1 nur schematisch dargestellten Schalter S14 dargestellt. Die Steuerspannung UST liegt an der Basis eines NPN-Transistors T52, dessen Emitter an Masse und dessen Kollektor an die Basis eines weiteren NPN -Transistors T50 angeschlossen ist. Weiterhin ist die Basis des Transistors T50 über einen Widerstand RC mit dem Ausgang einss Operationsverstärkers OP54 verbunden. Am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP54 liegt über einen Widerstand RB die positive Betriebsspannung UB an, und weiterhin ist dieser Eingang des Operationsverstärkers 0P54 mit einem Anschluß eines Widerstands RA verbunden, dessen anderer Anschluß an Masse gelegt ist. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 0P54 ist mit dem Emitter des Transistors T50 und einem Ausgangsanschluß zur Abgabe einer Ausgangsspannung U. verbunden. Der Kollektor des Transistors T50 ist an die Betriebsspannung UB angeschlossen.
Der Operationsverstärker 0P54 und der Transistor T50 bilden einen Spannungsfolger, der eine Spannung proportional zu UB an die in Figur 1 dargestellte Brückenschaltung schaltet. Aufgrund der Leistung des Transistors T50 erfolgt eine Schaltung bei einer Spannung, die knapp unterhalb der Spannung (UB _USAT) liegt, wobei USAT die Sättigungsspannung des Transistors T50 ist. Hierdurch ist die gewünschte Proportionalität zum Kehrwert des Quadrats der Betriebsspannung UB gewährleistet.
In der linken Hälfte der Figur 3 sind die Schaltzustände noch einmal" anhand der Spannungen UST und UA verdeutlicht.
In Figur 4 ist eine weitere Ausführungsform einer Schaltung angegeben, wobei die Ausgangsfrequenz fo des Oszillators die gewünschte Proportionalität zum Kehrwert des Quadrats der Betriebsspannung UB aufweist. Hierzu ist bei der in Figur 4 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 60 vorgesehen, der von einer nachstehend noch eingehend erläuterten Zeitsteuerschaltung 62 gesteuert wird.
Ähnlich wie bei der in Figur 1 dargestellten Schaltung sind bei der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 vier Wider stände RH, RM, RK und R2 in einer Brückenschaltung angeordnet. Diese Brückenschaltung wird über einen Transistor T76 mit Strom versorgt. Hierzu ist der Emitter des Transistors T76 mit dem oberen Anschluß der Brückenschaltung verbunden, der Kollektor des Transistors T76 mit der Betriebsspannung UB, die ebenfalls an das Zeitsteuerglied 62 gelegt ist, und zur Betätigung des Transistors T76 ist dessen Basis an das Zeitsteuerglied 62 angeschlossen.
Die Diagonalspannung der Brückenschaltung gelangt in einem Zweig über einen Widerstand R66 zum invertierenden Eingang eines Komparators K70, der über einen Kondensator C72 mit dem Ausgang des Komparators K70 verbunden ist. Der andere Zweig der Brückenschaltung ist über einen Widerstand R68 an den nicht invertierenden Eingang des Komparators K70 gelegt, an welchen ebenfalls ein weiterer Kondensator C74 angeschlossen ist, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K70 ist zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators 60 mit diesem verbunden.
Die gesamte Anordnung aus den Widerständen R66, R68, den Kondensatoren C74, C72 und dem Komparator K70 stellt einen Integrator mit Differenzeingang dar, welcher schematisch mit der Bezugsziffer 64 bezeichnet ist.
Die in Figur 4 dargestellte Schaltung regelt derart, daß die mittlere Spannung annähernd gleich der mittleren
Figure imgf000017_0001
Spannung ist, es werden also die Rechteckspannungen
Figure imgf000017_0002
UM und U2 gefiltert und verglichen. Die Ausgangsspannung des differentiellen Integrators 64 steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 60 so, daß die Brückenschaltung abgeglichen ist. Das Ausgangssignal fo des spannungsge steuerten Oszillators ist derart, daß die Frequenz eine Funktion der den Hitzdraht-Widerstand RH umströmenden Luftmasse ist, während die Einschaltdauer dieser Impulse in Abhängigkeit von der Betriebsspannung UB gesteuert wird, um die am Hitzdraht-Widerstand RH anfallende Heizleistung unabhängig von der Betriebsspannung UB zu machen.
Dies ist schematisch in dem Zeitablaufdiagramm von Figur 5 verdeutlicht. Man sieht, daß der Abstand der Einschaltflanken der Impulse des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 60 konstant bleibt und sich nur in der gewünschten Weise in Abhängigkeit von der Luftmasse ändert. Bei einer Änderung des Pegels der Betriebsspannung UB dagegen ändert sich die Dauer der einzelnen Impulse in entsprechender Weise, was in Figur 5 durch verlängerte Impulse (gestrichelte Linien) angedeutet ist.
In Figur 6 ist eine erste Ausführungsform einer Steuerschaltung angegeben, mit welcher die für die in Figur 4 gezeigte Schaltung erforderliche Steuerung der Zeit T0 in Abhängigkeit von der Betriebsspannung UB erreicht werden kann.
Zu diesem Zweck ist ein Monoflop (monostabile Kippschaltung) mit einem Widerstandsnetzwerk vorgesehen. Im einzelnen ist der spannungsgesteuerte Oszillator VCO an den Setzeingang S eines Flipflops 80 angeschlossen, dessen Rücksetzeingang R mit dem Ausgang eines Komparators K82 verbunden ist. Der Ausgang des Flipflops F80 ist mit der Basis eines Transistors T84 verbunden, dessen Emitter an Masse und dessen Kollektor an den nicht invertierenden Eingang des Komparators K82 gelegt ist. Der invertierende Eingang des Komparators K82 führt zu einer Spannungsteiler Schaltung aus Widerständen R86, R90, wobei der andere Anschluß des Widerstands R90 an Masse liegt und der andere Anschluß des Widerstands R86 an der Betriebsspannung UB.
Mit der Betriebsspannung UB ist auch ein Anschluß eines Widerstands R88 verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K82, einem Kondensator C92, dessen anderer Anschluß an Masse liegt, und mit dem Eingang eines Widerstandsnetzwerks verbunden ist, von welchem beispielhaft zwei Widerstände R94, R96 dargestellt sind. Weitere Leitungspfade dieses Widerstandsnetzwerks sind durch gestrichelte Linien angedeutet.
Jeder der Widerstände R94, R96 ist an den Ausgang eines zugehörigen Komparators K98 beziehungsweise K100 angeschlossen. Jeweils ein Eingang der Komparatoren K98, K100 liegt an einer Referenzspannung UREF. Der jeweils andere Eingang der Komparatoren K98, K100 liegt an einem Spannungsteiler, der aus einer Widerstandskette R102, R104, R106 besteht, wobei die Widerstandskette an einem Ende mit Masse und am anderen Ende mit der Betriebsspannung UB verbunden ist.
Rechts unten in Figur 6 ist schematisch anhand der Abhängigkeit der Einschaltzeit TM des Monoflops von der Betriebsspannung UB angegeben, wie die gewünschte Approximation (Sollwert) durch das Widerstandsnetzwerk (gestrichelte Istkurve) realisiert wird.
Eine Verbesserung dieser Approximation läßt sich mit der in Figur 7 dargestellten weiteren Ausführungsform der Erfindung realisieren, bei welcher, wie unten in der Figur angegeben ist, eine Approximation der gewünschten Funktion 1/UB 2 durch Funktionen 1/UB erfolgt.
Der linke Teil der Figur 7 entspricht im wesentlichen dem in Figur 6 dargestellten Monoflop und ist deswegen schematisch noch stärker vereinfacht dargestellt. An einen Flipflop 120 sind der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO), der Ausgang eines Komparators K122 und die Basis eines Transistors 124 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors T124 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators K122 verbunden und der Emitter mit Masse. Der invertierende Eingang des Komparators K122 ist an eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen R126, R128 angeschlossen, die einerseits mit Masse und andererseits mit der Betriebsspannung UB verbunden ist.
Am nicht invertierenden Eingang des Komparators K122 liegt ein Netzwerk, welches sich von dem in Figur 6 dargestellten Netzwerk unterscheidet. Zunächst sind hier der Kollektor eines Transistors T132 und ein Anschluß eines Kondensators C134 angeschlossen, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Der Emitter des Transistors T132 ist mit dem invertierenden Eingang eines Komparators K136 und einem Anschluß eines Widerstands R130 verbunden, dessen anderer Anschluß mit einem Widerstand R138 und einer Referenzspannungsquelle UREF verbunden ist. Der Ausgang des Komparators K136 führt zur Basis des Transistors T132.
Der nicht invertierende Eingang des Komparators K136 führt zu einer Spannungsteilerschaltung aus dem Widerstand R138 und einem weiteren Widerstand R140, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Weiterhin ist der nicht invertierende Eingang des Komparators K136 an ein Widerstandsnetzwerk aus Widerständen angeschlossen, von denen beispielhaft drei Widerstände R142, R144 und R146 dargestellt und weitere Widerstände durch gestrichelte Linien angedeutet sind. Der andere Anschluß dieser Widerstände führt jeweils zum Ausgang eines zugehörigen Komparators K148, K150, K152. Jeweils ein Eingang der Komparatoren K148, K150 und K152 ist an eine Spannungsteilerkette angeschlossen, deren eines Ende an Masse und deren anderes Ende an der Referenzspannung UREF liegt und von welcher beispielhaft zwei Widerstände R154, R162 dargestellt sind. Der jeweils andere Eingang der Komparatoren K148, K150, K152 liegt an einer weiteren Spannungsteilerkette, deren eines Ende an Masse und deren anderes Ende an die Betriebsspannung UB angeschlossen ist und die beispielhaft durch drei Widerstände R156, R158, R160 verdeutlicht ist.
Die sich mit der in Figur 7 angegebenen erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung ergebende Approximation der gewünschten Funktion 1/UB 2 durch Funktionen 1/UB ist im unteren Teil der Figur 7 in einer Figur 6 entsprechenden Darstellung noch einmal verdeutlicht.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung mit einer in Brückenschaltung betriebenen Strömungssonde, einer Einrichtung zur Feststellung des Brückengleichgewichts, welche eine Kippschaltung steuert, die von einem Oszillator versorgbar ist und eine Schalteinrichtung zur Stromversorgung der Brückenschaltung steuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (10) eine Betriebsfrequenz (fo) aufweist, welche zumindest annähernd umgekehrt proportional zum Quadrat (UB 2) der Betriebsspannung (UB) der Stromversorgung ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Betriebsfrequenz (fo) ein Schaltkreis vorgesehen ist, in welchem eine erste Vergleicherschaltung (K20) und eine zweite Vergleicherschaltung (K38) vorgesehen sind, die jeweils mit einem Eingang an eine zweite Kapazität (C30) und mit dem anderen Eingang an eine erste Spannungsquelle (V20) beziehungsweise eine zweite Spannungsquelle (V36) angeschlossen sind, wobei von der ersten Vergleicherschaltung (K20) eine Kippschaltung (M24) zur Abgabe der Betriebsfrequenz (fo) und von der zweiten Vergleicherschaltung (K38) eine Stromversorgungsschaltung (I140, 26) zur Aufladung der Kapazität (C30) betätigbar ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß von der ersten Spannungsquelle (V20) eine der Betriebsspannung (UB) proportionale Spannung (K1 × UB) und von der zweiten Spannungsquelle (V36) eine einer Referenzspannung (UREF) proportionale Spannung (K2 × UREF) abgebbar ist, daß der zweiten Vergleicherschaltung (K38) eine Integrierschaltung (140) nachgeschalttet ist, deren Ausgangssignal (UI) eine steuerbare Stromquelle (26) beaufschlagt, deren Ausgang an die Kapazität (C30) angeschlossen ist, und daß von der Kippschaltung (M24) ein Schaltglied (S28) zur Entladung der Kapazität (C30) betätigbar ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippschaltung eine monostabile Kippschaltung (M24) ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Schalteinrichtung ein Spannungsfolger vorgesehen ist, der einen Operationsverstärker (OP54) mit nachgeschaltetem Transistor (T50) aufweist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) (60) vorgesehen ist, an den eine Steuerschaltung (62) angeschlossen ist, von welcher ein Steuersignal zur Beeinflussung der Dauer der Einschaltimpulse des Oszillators (60) in Abhängigkeit von dem Pegel der Betriebsspannung (UB) an den Oszillator (60) abgebbar ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein an die Brückenschaltung (RH, RM, RK, R2) angeschlossenes differentielles Integrierglied (64) vorgesehen ist, dessen Ausgang an den Eingang des Oszillators (60) angeschlossen ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ein Widerstandsnetzwerk (R94, R96, R102, R104) aufweist, welches mit Vergleicherschaltungen (K98, K100) versehen ist, deren jeweils einer Eingang über zumindest einen der Widerstände (R102, R104) mit der Betriebsspannung (UB) und deren jeweils anderer Eingang mit einer Referenzspannungsquelle (URFF) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ein Widerstandsnetzwerk (R142, R144, R146, R154, R156, R158, R160, R162) aufweist, welches mit Vergleicherschaltungen (K148, K150, K152) versehen ist, deren jeweils einer Eingang über zumindest einen der Widerstände (R156, R158, R160) mit der Betriebsspannung (UB) und deren jeweils anderer Eingang direkt oder indirekt (R154) mit einer Referenzspannungsquelle (URFF) verbunden ist, deren anderer Anschluß über einen Spannungsteiler (R138, R140) zusammen mit dem Ausgang des Widerstandsnetzwerks an einen Anschluß (+) einer Vergleicherschaltung (K136) und über einen Widerstand (R130) an deren anderen Anschluß (-) gelegt ist, welcher an ein Schaltglied (T132) angeschlossen ist, das vom Ausgang der Vergleicherschaltung (K136) betätigbar ist.
PCT/DE1988/000761 1988-02-06 1988-12-13 Circuit arrangement with a flow probe actuated by a bridge circuit WO1989007242A1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019890701839A KR960015068B1 (ko) 1988-02-06 1988-12-13 브릿지 회로에서 동작되는 플로우 탐침을 갖는 회로 장치

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DEP3803609.6 1988-02-06
DE3803609A DE3803609A1 (de) 1988-02-06 1988-02-06 Schaltungsanordnung mit einer in brueckenschaltung betriebenen stroemungssonde

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1989007242A1 true WO1989007242A1 (en) 1989-08-10

Family

ID=6346790

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE1988/000761 WO1989007242A1 (en) 1988-02-06 1988-12-13 Circuit arrangement with a flow probe actuated by a bridge circuit

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5063352A (de)
EP (1) EP0400012A1 (de)
JP (1) JPH03502362A (de)
KR (1) KR960015068B1 (de)
DE (1) DE3803609A1 (de)
WO (1) WO1989007242A1 (de)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5764067A (en) * 1995-05-10 1998-06-09 Rastegar; Ali J. Method and apparatus for sensor signal conditioning using low-cost, high-accuracy analog circuitry
EP1024350A4 (de) * 1997-10-15 2006-09-20 Mitsui Mining & Smelting Co Durchflussaufnehmer, durchflussmesser, und ausstossratensteuervorrichtung für flüssigkeitsausstossmachinen
US6198296B1 (en) 1999-01-14 2001-03-06 Burr-Brown Corporation Bridge sensor linearization circuit and method
JP4212767B2 (ja) 2000-12-21 2009-01-21 旭化成エレクトロニクス株式会社 高速電流スイッチ回路および高周波電流源
JP4790405B2 (ja) * 2005-12-16 2011-10-12 三菱電機株式会社 熱式流量センサ
US7653503B2 (en) * 2006-04-20 2010-01-26 Tao Of Systems Integration, Inc. Temperature-compensating sensor system

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3603147A (en) * 1969-11-05 1971-09-07 Thermo Systems Inc Pulsed anemometer circuit
EP0007288A1 (de) * 1978-07-14 1980-01-23 Terraillon Vorrichtung zum Messen der Intensität einer Kraft, transversal angewandt am freien Ende eines einseitig eingeklemmten Biegungsbalkens
EP0078427A2 (de) * 1981-10-16 1983-05-11 Hitachi, Ltd. Luftströmungsmesser
DE3608538A1 (de) * 1986-03-14 1987-09-17 Bosch Gmbh Robert Schaltungsanordnung mit einer in brueckenschaltung betriebenen stroemungssonde

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2214114C3 (de) * 1972-03-23 1974-12-05 Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Verstimmung einer Widerstandsbriicke in eine dazu proportionale Frequenzänderung eines RC-Oszillators
US3928800A (en) * 1973-06-25 1975-12-23 Sperry Rand Corp Calorimetric resistance bridges
US4043195A (en) * 1975-03-13 1977-08-23 Hunting Curtis J Digital thermodynamic flow-meter
DE3037340C2 (de) * 1979-10-03 1985-07-18 Hitachi, Ltd., Tokio/Tokyo Treiber für Hitzdraht-Luftmengenmesser
US4884215A (en) * 1987-02-27 1989-11-28 Jabil Circuit Company Airflow sensor and control circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3603147A (en) * 1969-11-05 1971-09-07 Thermo Systems Inc Pulsed anemometer circuit
EP0007288A1 (de) * 1978-07-14 1980-01-23 Terraillon Vorrichtung zum Messen der Intensität einer Kraft, transversal angewandt am freien Ende eines einseitig eingeklemmten Biegungsbalkens
EP0078427A2 (de) * 1981-10-16 1983-05-11 Hitachi, Ltd. Luftströmungsmesser
DE3608538A1 (de) * 1986-03-14 1987-09-17 Bosch Gmbh Robert Schaltungsanordnung mit einer in brueckenschaltung betriebenen stroemungssonde

Also Published As

Publication number Publication date
DE3803609A1 (de) 1989-08-17
KR900700863A (ko) 1990-08-17
JPH03502362A (ja) 1991-05-30
KR960015068B1 (ko) 1996-10-24
DE3803609C2 (de) 1990-03-29
US5063352A (en) 1991-11-05
EP0400012A1 (de) 1990-12-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0021291A1 (de) Mengendurchflussmesser
DE2649040B2 (de) Konstant-Temperatur-Anemometer
DE3514836A1 (de) Vorrichtung zum messen des durchsatzes von luft
DE3623136A1 (de) Vorrichtung zur messung des verhaeltnisses zwischen zwei kleinen kapazitaeten
WO1989007242A1 (en) Circuit arrangement with a flow probe actuated by a bridge circuit
DE3879211T2 (de) Temperaturkompensationsschaltung.
WO1989007243A1 (en) Circuit controlled flow probe
DE2548586C2 (de) Schaltung zur Erzeugung eines Digitalausgangssignals in Abhängigkeit von wenigstens einem Analogsignal
DE19929921B4 (de) Luftdurchflußmengenmesser mit wärmeerzeugendem Widerstand
DE2710782C2 (de) Vorrichtung zur Messung von Temperaturdifferenzen
DE3710871A1 (de) Schaltung zur formung einer messsignalspannung in ein rechtecksignal
DE3706306A1 (de) Schaltung zur gewinnung eines temperaturunabhaengigen rechtecksignals aus einem messsignal
DE3608538A1 (de) Schaltungsanordnung mit einer in brueckenschaltung betriebenen stroemungssonde
DE1277321B (de) Spannungs-Frequenz-Wandler mit Rueckkopplungszweig
DE2336982A1 (de) Effektivwertmesseinrichtung
DE2849467C2 (de) Regelkreis für ein Konstant-Temperatur-Anemometer, insbesondere für die Messung der Ansaugluft einer Brennkraftmaschine
DE19730580A1 (de) Vorrichtung zur Bestimmung des Durchsatzes eines strömenden Mediums
DE2443274B2 (de) Einrichtung zur anzeige der einhaltung vorgegebener toleranzgrenzen kleiner elektrischer oder physikalischer groessen
EP0129132B1 (de) Messeinrichtung zur Erfassung einer Temperaturdifferenz
DE19808250A1 (de) Temperaturregler
DE3427635C1 (de) Brückenschaltungsanordnung
DE1640295C3 (de) Schaltungsanordnung zur Einstellung einer mehrstellig dekadisch abgestuften Spannung
DE3128734C2 (de)
DE1573232A1 (de) Einrichtung zur exakten Messung und Verrechnung von Waermemengen
DE3742443A1 (de) Schaltungsanordnung zur digitalisierung eines analogsignals

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): JP KR US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH DE FR GB IT LU NL SE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1989900051

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1989900051

Country of ref document: EP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 1989900051

Country of ref document: EP