DE3817338C2 - - Google Patents

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Description

Die Erfindung betrifft einen PWM-Wechselrichter der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art. Ein solcher Wechselrichter ist aus der JP 61-1 28 771 A bekannt.
Herkömmlich umfaßt die typische Methode zur Erzeugung eines PWM-Signales für einen PWM-Wechselrichter, im folgenden Inverter genannt, den Vergleich eines sinusförmigen Signales mit einem Dreieckssignal. Seit langem ist es auch bekannt, das PWM-Signal eines Mehrphaseninverters als aus Raumspannungsvektoren zusammengesetzt zu behandeln. Dabei werden die Ein-Aus-Zeiten einzelner Schaltelemente derart gesteuert, daß der zeitlich mittlere Vektor für eine Einheitszeit mit einem Sollwert für einen gewünschten Momentanwert-Spannungsvektor zusammenfällt. Eine entsprechende Beschreibung findet sich auch in der obengenannten Druckschrift.
Der Stand der Technik wird anhand der Fig. 1 bis 7 der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild des Haupt-Schaltkreises eines Einphaseninverters;
Fig. 2 ein Diagramm zur Darstellung eines herkömmlichen Verfahrens zur Erzeugung eines PWM-Signales;
Fig. 3 das Schaltbild eines Dreiphaseninverters;
Fig. 4 ein Spannungsvektordiagramm des Dreiphaseninverters der Fig. 3;
Fig. 5 (a) und (b) Darstellungen von Schalt-Übergangszuständen;
Fig. 6 ein Schaltbild eines Beispieles für eine Kurzschlüsse verhindernde Schaltung; und
Fig. 7 Wellenformen zur Darstellung der Modifikation von Wellenformen durch die Kurzschlüsse verhindernde Schaltung der Fig. 6.
Die Fig. 1 zeigt den Schaltungsaufbau für einen Einphaseninverter. Die Bezugszeichen S₁ bis S₄ bezeichnen dabei jeweils ein Schaltelement wie einen Transistor. Die Fig. 2 illustriert das Verfahren zur Erzeugung von Schaltsignalen (Ein-Aus-Signalen), die an die Schaltelemente angelegt werden. Die Fig. 2(a) zeigt dabei die Beziehung zwischen einem sinusförmigen Signal und einem Dreieckssignal. Ein sinusförmiges Signal mit einem großen Betrag, das heißt für die Ausgabe einer hohen Spannung, wird durch eine ausgezogene Linie angezeigt, während ein Sinussignal für die Ausgabe einer kleinen Spannung durch eine strichpunktierte Linie dargestellt ist. Die Fig. 2(b) zeigt die Ein-Aus-Signale der einzelnen Schaltelemente bei der Ausgabe der hohen Spannung, und die Fig. 2(c) die Ein-Aus-Signale bei der Ausgabe der kleinen Spannung.
Anhand der Fig. 3 bis 7 der Zeichnung wird nun der aus der eingangs genannten Druckschrift bekannte Stand der Technik erläutert.
Gemäß Fig. 3 enthält der Haupt-Schaltkreis 1 eines Dreiphasen- Inverters Schaltelemente SaP, SbP, ScP, SaN, SbN und ScN, beispielsweise Transistoren, die in einer Brückenschaltung verbunden sind. Der Inverter 1 ist mit Primärwindungen 2 eines Dreiphasen-Induktionsmotores verbunden, der als Last für den Inverter 1 dient, und auch mit einer Zündsignalschaltung 3 zur Erzeugung von Zündsignalen, um die Schaltelemente ein- und auszuschalten.
Die Spannungsvektoren die erzeugt werden, wenn eine an die dreiphasige Last der Fig. 3 anzulegende Spannung vom Inverter 1 zugeführt wird, enthalten nur die diskreten Spannungsvektoren bis die den Ein-Aus-Zuständen der Schaltelemente des Inverters 1 entsprechen, wie es in der Fig. 4 dargestellt ist. Es kann so gesehen werden, daß der PWM-Inverter gleichwertige kontinuierliche Spannungsvektoren durch Schalten solcher diskreter Spannungsvektoren mit hoher Geschwindigkeit erzeugt. Die Symbole (0, 0, 0), (1, 0, 0), . . . und (1, 1, 1) in der Fig. 4 repräsentieren Ein-Aus- Zustände von Schaltelementpaaren Sa (SaP, SaN), Sb (SbP, SbN) und Sc (ScP, ScN), wobei das Symbol 1 darstellt, daß die durch den Index P bezeichneten Schaltelemente im Ein-Zustand und die durch den Index N bezeichneten Schaltelemente im Aus-Zustand sind, während das Symbol 0 den im einzelnen umgekehrten Zustand anzeigt. Sowohl (1, 1, 1) als auch (0, 0, 0) steht jedoch für einen kurzgeschlossenen Zustand, bei dem die Last-Anschlüsse durch die Schaltelemente kurzgeschlossen sind, so daß die Spannungsvektoren dabei zum Nullvektor mit dem Betrag Null werden.
Die genannte Druckschrift beschreibt solche Kombinationen und Erzeugungszeiten der Spannungsvektoren bis , daß der mittlere Spannungsvektor in der Einheitszeit T₁ der diskreten Spannungsvektoren mit einem erwünschten beliebigen Momentanwert-Spannungsvektor zusammenfällt. Wenn zum Beispiel ein Spannungsvektor des Betrags in einem Bereich erzeugt werden soll, der durch und zwischen den Vektoren und in der Fig. 4 definiert ist, werden die Spannungsvektoren und mit Erzeugungszeiten Ta, Tb und T0 erzeugt, die jeweils durch die folgenden Ausdrücke festgelegt sind:
wobei Ta + Tb + T0 = TI und R der Winkel zwischen und sowie K ein Koeffizient ist, der eine Eingangs-Gleichspannung Ed einschließt.
Die Reihenfolge der Erzeugung der diskreten Spannungsvektoren und ist wegen des Prinzips des zeitlichen Durchschnitts nicht eingeschränkt. Insbesondere wird der mittlere Spannungsvektor identisch, wenn die Vektoren in der Reihenfolge ausgetauscht werden, oder auch beim Austausch von mit den Zeiten, die zum Zeitpunkt TI über die Gleichung (1) erzeugt werden. Entsprechend wird ein identischer mittlerer Vektor mit einer beliebigen Austauschreihenfolge erhalten. Dabei sind jedoch die Übergänge der Ein-Aus-Zustände (Schalt­ übergänge) der Schaltelemente voneinander verschieden. Die Fig. 5 zeigt ein Beispiel für die Schaltübergänge der einzelnen Schaltelementpaare Sa, Sb und Sc, wenn die folgenden beiden Austausch-Reihenfolgen in zwei aufeinanderfolgenden Einheitszeiten 2 · TI verwendet werden:
Der Nullvektor kann dabei zwei Schaltzustände (0, 0, 0) und (1, 1, 1) annehmen. Bei den Schaltvorgängen, die in den Fig. 5(a) und 5(b) in Klammern gesetzt sind, führt das Schaltelementpaar Sb sowohl im Falle der Fig. 5(a) als auch der Fig. 5(b) zweimal Schaltoperationen aus. Dies ist nicht erwünscht, da der Verlust in den Schaltelementen oder in der Treiberschaltung aufgrund der Schaltoperationen ansteigt oder sich in einer bestimmten Phase konzentriert. Der Vergleich zwischen den Schaltübergängen der Fig. 5(a) und 5(b) zeigt, daß im Falle der Fig. 5(a) jedes Phasen-Schaltelement innerhalb der Periode 2 · TI die Schaltoperation einmal ausführt, während im Falle der Fig. 5(b) das Schaltelementpaar Sa den Zustand 1 behält und keine Schaltoperation ausführt, so daß das Mitteln durch einmaliges Schalten der Schaltelementpaare Sb und Sc ausgeführt wird. Entsprechend ist der Fall der Fig. 5(b) aus dem Gesichtspunkt des Verlustes vorzuziehen.
Schaltsignale, die solche Schaltübergänge verursachen, daß Schaltoperationen aller drei Phasen wie im Falle der Fig. 5(a) erforderlich sind, werden im folgenden als Dreiphasen- Modulations-Schaltsignale bzw. kurz als Dreiphasenmodulation bezeichnet, während Schaltsignale, bei denen für eine Phase keine Schaltoperation erforderlich ist, wie im Falle der Fig. 5(b), als Zweiphasen-Modulations-Schaltsignale bzw. kurz als Zweiphasenmodulation bezeichnet werden. Wenn die Dreieckswellen-Vergleichsmethode auf einen Dreiphaseninverter angewendet wird, nehmen die Schalt­ übergänge das Übergangsmuster der Fig. 5(a) an und ergeben eine Dreiphasenmodulation. Die oben beschriebene Zweiphasenmodulation hat jedoch einen besseren Spannungs-Nutzungsgrad (Verhältnis der maximalen Wechselstrom-Ausgangsspannung zur Gleichstrom-Eingangsspannung) und ist mit Bezug auf den Effektivwert von Hochfrequenzkomponenten im Verhältnis zum Vergleich einer Sinuswelle mit einer Dreieckswelle vorteilhafter.
Wenn die Schaltelemente der Schaltelementpaare Sa (SaP, SaN), Sb(SbP, SbN) und Sc (ScP, ScN) gleichzeitig eingeschaltet werden, ist die Gleichspannung Ed kurzgeschlossen und verursacht einen Ausfall der Schaltelemente. Deshalb müssen die Schaltelemente jedes Schaltelementpaares so gesteuert werden, daß eines davon den Ein-Zustand nur annehmen kann, wenn das andere im Aus-Zustand ist. Wenn ein Schaltelement vom Ein-Zustand in den Aus-Zustand gebracht wird, gibt es jedoch immer eine gewisse Verzögerung, die in der Treiberschaltung für das Schaltelement oder im Schaltelement selbst entsteht. Deshalb ist eine Kurzschlüsse verhindernde Schaltung für das Verzögern des Signales zum Einschalten des anderen Elementes nach dem regulären Zeitpunkt erforderlich. Die Fig. 6 zeigt ein Beispiel für eine solche Schaltung zur Verhinderung von Kurzschlüssen für eine Phase. Die Schaltung der Fig. 6 verzögert das Einschaltsignal für das damit verbundene Schaltelement um eine vorbestimmte Zeitspanne Td mittels eines Verzögerungselementes 71. In der Fig. 6 bezeichnet das Symbol Sx ein Einschaltsignal, SxP* ein positives Seiten-Schaltsignal, SxN* ein negatives Seiten-Schaltsignal, SxP ein positives Seiten-Einschaltsignal und SxN ein negatives Seiten-Einschaltsignal. Das Einschaltsignal für jedes der Schaltelemente wird durch ein solches nichtlineares Element entsprechend modifiziert.
Im Falle der Zweiphasenmodulation liegt ein Problem darin, daß der Einfluß der Modifikation eine Verzerrung der Inverter-Ausgangsspannung im Niedrigspannungsbereich zur Folge hat. Wie für die Zweiphasenmodulation der Fig. 5(b) gezeigt, nimmt nämlich die Zeit ab, für die die Schaltelemente Sb und Sc im Zustand 0 verbleiben, wenn die Erzeugungszeit T₀ des Nullvektors ansteigt und der Wert der Zeiten Ta und Tb abnimmt. In der Fig. 7 sind Signale für die Kurzschlüsse verhindernde Schaltung gezeigt, wenn solche Schaltsignale (PWM-Signale) erforderlich sind, wobei das Einschaltsignal SxN des Schaltelementes auf der negativen Seite aufgrund der Kurzschlüsse verhindernden Periode Td verschwindet und immer der Aus-Zustand dargestellt ist. Da alle Einschaltsignale, deren Pulsbreite kleiner ist als die Kurzschlüsse verhindernde Periode Td, offensichtlich verschwinden, ist die Verzerrung der Ausgangsspannung aufgrund der Tatsache, daß die gewünschte Ausgangsspannung klein ist, merklich erhöht. Aufgrund solcher Einflüsse sind, besonders wenn als Last eine Reaktanz wie ein Induktionsmotor versorgt wird, die Verzerrungen des Laststromes so groß, daß ein Induktionsmotor nicht stabil betrieben werden kann, da die Frequenz und die Spannung eine proportionale Beziehung aufweisen und entsprechend ein Bereich vorliegt, in dem der Wert der Reaktanz sehr klein ist.
Auch wenn eine Stromerzeugungsschleife zur Feststellung des Laststromes für eine Änderung eines Spannungssollwertes hinzugefügt wird, um zu veranlassen, daß die Abweichung von einem Stromsollwert auf Null reduziert wird, wirkt das Verschwinden der Impulse als eine Art blinder Sektor. Entsprechend kann durch die Stromschleife keine Verbesserung der Wellenform bewirkt werden, und die Stromverzerrung kann sogar noch durch ein unstabiles Element in der Anordnung vergrößert werden.
Die eingangs genannte Druckschrift beschreibt somit ein Verfahren zur Steuerung der Zündsignale für die Schaltelemente eines Inverters, wobei die Zündsignale derart erzeugt werden, daß der Spannungsvektor der Inverter-Ausgangsspannung im zeitlichen Mittel mit dem momentanen Spannungsvektor der Phasenspannung zusammenfällt. Mit anderen Worten wird erläutert, welcher Spannungsvektor wie lange aus den acht möglichen Vektoren V₀ bis V₇ erzeugt wird. Dabei ist jedoch die Reihenfolge der Erzeugung der Spannungsvektoren beliebig, das heißt es wird bei dem bekannten Verfahren dem sich ergebenden Schaltmuster keine Beachtung geschenkt und es wird vor allem nicht überprüft, ob es etwa einer Zweiphasen- oder einer Dreiphasenmodulation entspricht.
Aus der DE 31 31 361 A1 ist ein PWM-Wechselrichter bekannt, bei dem der Klemmenkurzschluß abwechselnd über den einen und den anderen Gleichspannungseingang vorgenommen wird, das heißt bei dem abwechselnd für den Nullvektor der eine und der andere der beiden möglichkeiten Schaltzustände (0, 0, 0) und (1, 1, 1) verwendet wird. Es wird dabei jedoch nicht zwischen einer Zweiphasen- und einer Dreiphasenmodulation umgeschaltet, da eine Zweiphasenmodulation nicht möglich ist, wenn abwechselnd von den beiden Möglichkeiten für den Nullvektor Gebrauch gemacht wird.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den Wechselrichter der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß bezüglich der Schaltverluste, des Spannungs-Nutzungsgrades und des Effektivwertes höherer Harmonischer eine Verbesserung erzielt wird und daß der Einfluß einer Kurzschlüsse verhindernden Schaltung verringert ist, so daß ein Ausgangssignal abgegeben werden kann, dessen Verzerrung auch im Niedrigspannungsbereich gering ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmalen gelöst.
Der Schwerpunkt der vorliegenden Erfindung liegt somit auf einer gezielten Auswahl des jeweils günstigsten Umschaltmusters (für die Zweiphasen- bzw. Dreiphasenmodulation), das heißt auf einer erwünschten Festlegung der Reihenfolge der Erzeugung der Spannungsvektoren. Damit lassen sich Verzerrungen in der Ausgangsspannung vermeiden, so daß ein stabiler Betrieb des PWM- Wechselrichters erhalten werden kann. Darüber hinaus kann das Verhältnis der Wechselstrom-Ausgangsspannung zur Gleichstrom- Eingangsspannung angehoben werden, und die Schaltverluste sind verringert.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Wechselrichters nach Anspruch 1 ist im Unteranspruch 2 beschrieben.
Ein Ausführungsbeispiel für den PWM-Inverter wird anhand der Fig. 8 und 9 der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 8 eine Darstellung der Modifikation von Wellenformen durch eine Kurzschlüsse verhindernde Schaltung; und
Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des PWM-Inverters.
Die Schaltung des PWM-Inverters der Fig. 9 enthält einen Vektor­ generator 31, der einen Befehls- oder Sollwert für einen Momentanwert-Spannungsvektor aus den Phasenspannungs- Momentanwert-Sollwerten Va*, Vb* und Vc* berechnet und den Betrag des Vektors und den Winkel R des Vektors bezüglich einer Bezugsrichtung ausgibt. Zur Speicherung des Betrages ist eine Speicherschaltung 32 und zur Speicherung des Winkels R eine weitere Speicherschaltung 33 vorgesehen. Die Speicherschaltungen 32 und 33 nehmen Daten in Intervallen einer Einheitszeit TI auf und halten die Daten für die Zeitspanne von TI fest, um eine Mittelung der Spannungsvektoren zu bewirken. Eine PWM-Signale erzeugende Schaltung 34, die als eine zweite Einrichtung dient, ist zur Erzeugung eines PWM-Signales für eine Zweiphasenmodulation vorgesehen und eine weitere PWM-Signale erzeugende Schaltung 35, die als eine erste Einrichtung dient, zur Erzeugung eines PWM-Signales für eine Dreiphasenmodulation. Des weiteren sind ein Datenwähler 36 und eine Umschaltsignale erzeugende Schaltung 37, die als Umschalteinrichtung dient, vorhanden. Aus den Komponenten 31 bis 37 wird somit eine Zündsignale erzeugende Schaltung 30 für den PWM-Inverter gebildet.
Diese Vorrichtung hat die folgende Arbeitsweise:
Die PWM-Signale für die Zweiphasenmodulation erzeugende Schaltung 34 erzeugt Schaltsignale, die zum Beispiel einen Schaltmodus vorgeben, der die Schalt-Übergangszustände ergibt, die in der Fig. 5(b) gezeigt sind. Die PWM-Signale für die Dreiphasenmodulation erzeugende Schaltung 35 erzeugt Schaltsignale, die zum Beispiel einen Schaltmodus ergeben, der durch die Schalt-Übergangszustände der Fig. 5(a) dargestellt ist. Die Schaltsignale werden in der nächsten Stufe zu dem Datenwähler 36 übertragen. Wie oben beschrieben, ergibt sich eine Modifikation der Schaltsignale für die Zweiphasen­ modulation in einem größeren Ausmaß aus der Tatsache, daß es eine Phase gibt, in der das Ein-Aus-Tastverhältnis groß ist. Das heißt, daß der Wert der Erzeugungszeit T₀ des Nullvektors ansteigt, und es ist auch gleichwertig einer Verringerung des Betrages der Ausgangsspannung des Inverters. Entsprechend wird der PWM-Inverter von der Zweiphasenmodulation zur Dreiphasenmodulation umgeschaltet, wenn kleiner wird als ein bestimmter Wert, abhängig vom Betrag eines Spannungsvektor-Sollwertes, der eindeutig dem Betrag der Ausgangsspannung des Inverters entspricht. Die Umschaltsignale erzeugende Schaltung 37 gibt ein Umschaltsignal an den Datenwähler 36, wenn kleiner wird als der bestimmte Wert. Auf das Umschaltsignal ansprechend gibt der Datenwähler 36 ein Umschaltsignal zu einer Kurzschlüsse verhindernden Schaltung 7, um von der Zweiphasenmodulation auf die Dreiphasenmodulation umzuschalten.
Ein Beispiel für den Schaltmodus in der Dreiphasenmodulation ist in der Fig. 5(a) gezeigt. Für den Fall, daß der Wert der Erzeugungszeit T₀ des Nullvektors betrachtet wird, ist ersichtlich, daß das Verhältnis zwischen den Umschaltzuständen 0 und 1 der einzelnen Phasen der Schaltelementpaare Sa, Sb und Sc den Wert 1 erreicht. Dies kann aus der Tatsache ersehen werden, daß, abhängig von dem Vergleich zwischen (b) und (c) der Fig. 2, das Tastverhältnis der Schaltsignale sich 50% nähert, wenn die Spannung kleiner wird. Die Modifikation, die auftritt, wenn solche Impulse an die Kurzschlüsse verhindernde Schaltung 7 gegeben werden, ist in der Fig. 8 gezeigt. Im Falle der Dreiphasenmodulation tritt kein Verschwinden von Impulsen wie bei der Zweiphasenmodulation (Fig. 7) auf, da die Ein-Aus-Pulsbreite mit kleiner werdender Spannung ansteigt. Da jedoch das Einschalten der Schaltelemente SxP und SxN um Td verzögert ist, gibt es ebenfalls eine Beeinflussung. Es ist jedoch möglich, die Breiten der Ein- und Aus-Pulse exakt einzustellen, und der Einfluß kann im Vergleich zu der Zweiphasenmodulation bedeutend verringert werden, bei der Impulse mit einer Breite unter Td vollständig verschwinden. Eine solche Feineinstellung macht es auch möglich, den Einfluß durch die Hinzufügung einer Stromerzeugungsschleife zu kompensieren. Gegenüber der Tatsache, daß die Zweiphasenmodulation einen blinden Sektor erzeugt, ist dies ein großer Vorteil.
Es ist anzumerken, daß, obwohl in der beschriebenen Ausführungsform als Verfahren zur Erzeugung einer PWM-Modulation das Verfahren der eingangs genannten Druckschrift verwendet wird, auch jedes andere Verfahren angewendet werden kann, wenn nur Dreiphasen- und Zweiphasenmodulationssignale durch das Verfahren erzeugt werden.
Die Umschaltsignale erzeugende Schaltung 37 erhält und überwacht den Betrag eines Spannungsvektor-Sollwertes. Da die Umschaltung jedoch zum Zwecke des Vermeidens einer Zweiphasenmodulation erfolgt, damit die Breiten von Ein-Impulsen einzelner Schaltsignale kleiner werden können, kann jeder Betrag verwendet werden, der einem Schaltzustand entspricht. Es kann zum Beispiel auch ein Aufbau vorgesehen werden, bei dem verschiedene Werte wie ein Frequenz-Sollwertsignal oder eine Nullvektor-Erzeugungszeit T₀ erhalten und überwacht werden.

Claims (3)

1. PWM-Wechselrichter zur Erzeugung eines Mehrphasen-Wechselstromes aus einem Gleichstrom, mit einer Steuereinrichtung zum Steuern von zwei Gruppen von Schaltelementen (SaP, SbP, ScP; SaN, SbN, ScN), wobei
  • - bei einer ersten Gruppe von Schaltelementen (SaP, SbP, ScP) eine Seite der Schaltelemente mit dem positiven Gleichstromanschluß und
  • - bei einer zweiten Gruppe von Schaltelementen (SaN, SbN, ScN) eine Seite der Schaltelemente mit dem negativen Gleichstromanschluß verbunden ist und wobei
  • - ein erster Zustand, bei dem alle Schaltelemente der ersten Gruppe gleichzeitig im Ein-Zustand sind,
  • - ein zweiter Zustand, bei dem alle Schaltelemente der zweiten Gruppe gleichzeitig im Ein- Zustand sind, und
  • - ein dritter Zustand, bei dem nicht gleichzeitig alle Schaltelemente der ersten und der zweiten Gruppe im Ein-Zustand sind,
  • kombiniert werden und die Dauer der Zustände zur Erzeugung einer gewünschten Mehrphasen-Wechselstrom- Ausgangsspannung gesteuert wird,
gekennzeichnet durch
  • - eine erste Einrichtung (35) zur Erzeugung von Schaltsignalen, durch die, während die Schaltelemente für jede Phase einmal eine Schaltoperation ausführen, die Schaltelemente für eine andere Phase wenigstens einmal geschaltet werden,
  • - eine zweite Einrichtung (34) zur Erzeugung von Schaltsignalen, durch die für wenigstens eine Phase keine Schaltoperation bewirkt wird, während eine Schaltoperation für eine andere Phase bewirkt wird, und
  • - eine Umschalteinrichtung (36, 37) zum Umschalten zwischen der ersten und der zweiten Einrichtung.
2. PWM-Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung (36, 37) die Umschaltoperation in Abhängigkeit von einem Betrag der Wechselrichter-Ausgangsspannung oder einem gleichwertigen Betrag ausführt.
DE3817338A 1987-05-20 1988-05-20 Pwn-inverter Granted DE3817338A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP62124654A JP2577738B2 (ja) 1987-05-20 1987-05-20 Ｐｗｍインバ−タ装置

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Publication Number Publication Date
DE3817338A1 DE3817338A1 (de) 1988-12-08
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