DE3329194A1

DE3329194A1 - Anordnung zum umwandeln eines elektrischen signals in ein akustisches signal

Info

Publication number: DE3329194A1
Application number: DE19833329194
Authority: DE
Inventors: Adrianus Jozef Maria Eindhoven Kaizer; Frederik Leonard Johan 5621 Eindhoven Sangster; Cornelis Antonius Maria Wesche
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1982-09-02
Filing date: 1983-08-12
Publication date: 1984-03-08
Also published as: JPH0552720B2; US4649565A; GB2126456A; NL8203428A; KR900009191B1; KR840006102A; FR2532806B1; GB8322979D0; JPS5961209A; FR2532806A1; DE3329194C2; GB2126456B; BR8304704A

Description

PHN 10,431 /j 4-7-1983

"Anordnung zum Umwandeln eines elektrischen Signals in ein akustisches Signal"„

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum

Umwandeln eines elektrischen Signals in einem akustischen Signal mit einem Eingangsanschluss zum Empfangen eines elektrischen Eingangssignals, einer elektroakustischen Wandlereinheit und einer Verstärkerschaltung zum Ansteuern der elektroakustischen Wandlereinheit, welche Verstärkerschaltung mit einem an den Eingangsanschluss gekoppelten Eingang und mit einem mit der elektroakustischen Wandlereinheit gekoppelten Ausgang versehen ist ο Die Erfindung besieht sich weiter auf einen Verstärker zum Ansteuern einer elektroakustischen Wandlereinheit. Bekannte Anordnungen eingangs erwähnter Art enthalten eine Wandl er einheit j, die im allgemeinen einen Gütefaktor zumindest etwa gleich 1 besitzt. Die bekannte Wandlereinheit liat einen Frequenzgang, der in einem Frequenzbereich zwischen der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit und der Aufbruchfrequenz (oder niedrigste Partialschwingfrequenz) der Wandlereinheit verhältnismässig eben ist, siehe dazu "Theory and numerical calculation of the vibration and sound radiation of cone and dome loudspeakers with non-rigid diaphragms", Vordruck Nr. 1437 (D-1) der 62. Konvention der Audio Engineering Society, abgehalten am 13« bis 16. März 1979 in Brüssel, insbesondere Fig. 5^- und 6.

Derartige Wandlereinheiten werden mit Verstärkerschaltungen (Verstärkern) mit einem ebenen Frequenzgang angesteuert. Die bekannte Anordnung hat jedoch den Nachteil j dass ihr Wirkungsgrads ausgedrückt als Verhältnis der akustischen Ausgangsleistung der Wandlereinheit zur elektrischen Eingangsleistung am Eingangsanschluss, ziemlich gering ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung mit we.sen ti. ich höherem Wirkungsgrad au schaffen.

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Diese Aufgabe wird mit dem erfindungsgemässen Signalwandler dadurch gelöst, dass die elektroakustisch^ Wandlereinheit einem Gütefaktor besitzt, unter eins besitzt, dass die Verstärkerschaltung einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor mit einem Frequenzgang besitzt, der zumindest in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz, die zumindest ungefähr der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit entspricht, und einer zweiten Frequenz, die oberhalb der ersten Frequenz liegt, einen abfallenden Verlauf aufweist, der nahezu die Umkehrung des Verlaufs des Frequenzgangs der Wandlereinheit im genannten Frequenzbereich ist.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der Wirkungsgrad der elektroakustischen ¥andlereinheit, definiert als Verhältnis der akustischen Ausgangsleistung der Wandlereinheit zur elektrischen Eingangsleistung an die Wandlereinheit, vom Gütefaktor der Wandlereinheit abhängig ist. Für eine Formel der Gütefaktor sei auf nachfolgende Figurbeschreibung an Hand der Fig. 1 verwiesen.

Computerberechnungen haben ergeben, dass, wenn der Gütefaktor der Wandlereinheit (im Stand der Technik meistens gleich etwa 1) herabgesetzt wird, der Wikrungsgrad der Wandlereinheit für den vollständigen Frequenzarbeitsbereich der W_andlereinheit ansteigt. Das bedeutet bei gleicher elektrischer Eingangsleistung eine höhere akustische Ausgangsleistung.

Durch die Verringerung des Gütefaktors der

Wandlereinheit ändert sich jedoch der Frequenzgang der Wandlereinheit. Der Niederfrequenzabfall, die für Wandlereinheiten mit einem Gütefaktor etwa gleich 1 bei der Resonanzfrequenz anfängt und sich nach niedrigeren Frequenzen mit einer Neigung von 12 dB/Oktave fortsetzt, verlagert sich zu Löheren Frequenzen. Von einer zweiten Frequenz, die höher als die Resonanzfrequenz der Wandlereinheit liegt, sinkt der Frequenzgang für eine Wandlereinheit mit Q kleiner als 1 nach niedrigeren Frequenzen mit einer Neigung von im allgemeinen 6 dB/Oktave ab,' wonach er von einer dritten Frequenz, die unter der Resonanzfrequenz liegt,

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in einen Abfall mit 12 dB/Oktave übergeht. Faktisch ist die Folge davon eine Verkleinerung des Frequenzarbeitsbereichs der Wandlereinheit 5 da die Untergrenze (für Wandlereinheiten mit Q = 1 etwa gleich der Eesonanzfrequenz der Wandlereinheit) auf eine höhere Frequenz verschoben ist, d„h. auf die genannte zweite Frequenz.

Eine weitere Herabsetzung des Gütefaktors führt also zu einer immer weiteren Erhöhung der zweiten Frequenz und damit zu einer sich fortsetzenden Verkleinerung des Frequenzarbeitsbereichs des Wandler.

Jetzt ist also eine Wandlereinheit mit einem

höheren Wirkungsgrad, jedoch mit einem kleineren Frequenzarbeitsbereich erhalten. Um dennoch eine Anordnung zu erhalten, die zumindest von der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit Frequenzen wiedergibt, muss in der Verstärkerschaltung zum Ansteuern der Wandlereinheit der Abfall zwischen der ersten und der zweiten Frequenz im Frequenzgang der Wandlereinheit ausgeglichen werden. Dies ist durch einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor für die Verstärkerschaltung möglich, deren Frequenzgang im Frequenzbereich zwischen der ersten und der zweiten Frequenz die Umkehrung des Frequenzgangs der Wandlereinheit in diesem Bereich ist. Der Frequenzgang der Verstärkerschaltung steigt also in diesem Gebiet zu niedrigeren Frequenzen hin an.

Bei der Verwirklichung der oben beschriebenen Frequenzschaltung mit den allgemein gängigen Verstärkern geht der grössere Wirkungsgrad der Wandlereinheit wieder durch einen schlechteren Wirkungsgrad im Verstärker verloren. Würde ein allgemein gängiger Verstärker, z.B. im Α-Betrieb, im B-Betrieb oder im AB-Betrieb, mit fester Speisung verwendet werden, müsste die Speisung des Verstärkers auf die maximal auftretende Ausgangsamplitude des Verstärkers abgestimmt sein. Diese maximal auftretenden Amplituden treten insbesondere im Frequenzbereich um die Resonanzfrequenz herum auf, da der Verstärkungsfaktor des Verstärkers an jener Stelle am grössten ist. Das bedeutet, dass die Speisung hinsichtlich ihrer Grosse auf

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die Signale in diesem Frequenzbereich abzustimmen ist. Die Folge davon ist, dass im Frequenzbereich oberhalb der zweiten Frequenz und an der Stelle, an der der Frequenzfalctor viel niedriger ist, der Verstärker nicht mehr voll ausgesteuert wird. Dies wirkt sich auf den Wirkungsgrad des Verstärkers negativ aus. Α-Betrieb-, B-Betrieboder AB-Betrieb-Verstärker haben nämlich den maximalen Wirkungsgrad bei voller Aussteuerung. Bei nicht voller Aussteuerung (wie oben für Signale mit Frequenzen oberhalb von f~ angegeben) sinkt der Wirkungsgrad. Für A-Betrieb-Verstärker gilt beispielsweise, dass der Wirkungsgrad im allgemeinen dem Quadrat der Aussteuerung proportional ist. Für B-Betrieb-Verstärker gilt, dass der Wirkungsgrad der Aussteuerung proportional ist. E_rfindunggemäss ist es nunmehr notwendig, eine Verstärkerschaltung zu verwenden, die einen Verstärker mit einem im Vergleich zu den allgemein gängigen Verstärkern im A-, B- oder AB-Betrieb," verbessertem Wirkungsgrad enthält. Dies lässt sich wie folgt erklären: Aus obiger Beschreibung ist es klar, dass im Frequenzbereich unter der ersten Frequenz die Vergrösserung des Wirkungsgrads optimal ist und der Vergrösserung des Wirkungsgrads durch die Verwendung des elektroakustischen Wandlers mit dem Gütefaktor unter eins gut entspricht. Weiter ist es klar, dass gerade im Frequenzbereich über der zweiten Frequenz, die hinsichtlich der Aussteuerung der Verstärkerschaltung einem Bereich mit niedrigen Aussteuerpegeln entspricht, ein starker Rückgang im Wirkungsgrad dermassen auftritt, dass die mittels des Wandlers mit dem Gütefaktor unter eins erhaltene Vergrösserung des Wirkungsgrads nahezu zunichte gemacht wird.

Der Bereich mit niedrigen Aussteuerpegeln ist also der kritische Bereich. In diesem Bereich muss die verwendete Verstärkerschaltung also ein besseres Verhalten als die herkömmlichen A-, B- oder AB-Betrieb-Verstärker mit einer festen Speisespannung zeigen. Da der B-Betriebverstärker den grosseren Wirkungsgrad der eben erwähnten Verstärker besitzt, wird also dafür gesorgt, dass die

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Verstärkerschaltung in zumindest einem Teilgebiet innerhalb eines Gebiets mit niedrigen Aussteuerpegeln, welcher Teilgebiet bei höheren Aussteuerpegeln im erwähnten Gebiet mit niedrigen Aussteuerpegeln liegt, einen höheren Wirkungsgrad als den'Wirkungsgrad eines herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung besitzt ο Die Verwendung einer derartigen Verstärkerschaltung hat zur Folge, dass der Wirkungsgrad auch beim gewünschten Frequenzgang der Verstärkerschaltung hoch bleiben kann. Also wird eine Anordnung mit einem höheren Wirkungsgrad zumindest bei gleich bleibendem Frequenzarbeitsbereich ungefähr von der Resonanzfrequenz bis in das Aufbruchfrequenzbereich erhalten. Dies bietet den Vorteil, dass Verstärker mit einer niedrigeren Leistung bei einer gleich bleibenden akustischen Ausgangsleistung genügen.

Erwähnt sei, dass die Wandlereinheiten mit einem Gütefaktor kleiner als eins, an sich bekannt sind. Die Kombination einer derartigen Wandlereinheit mit einer Verstärkerschaltung nach der Erfindung ist jedoch unbekannt. Auch ist es bekannt, elektroakustische Wandlereinheiten im allgemeinen mit einer Verstärkerschaltung anzusteuern, deren Frequenzgang in einem bestimmten Frequenzbereich die Umkehrung des Frequenzgangs der Wandlereinheit in diesem Bereich ist, so dass ein unebene Verlauf im Frequenzgang der Wandlereinheit ausgeglichen werden kann. Dies ist beispielsweise aus der US_rPS k 118 bekannt, siehe insbesondere Spalt 1, Zeilen 20 bis 23. Hier ist jedoch nicht die Rede von einer Wandlereinheit mit einem Gütefaktor kleiner als eins. Ausserdem wird gerade in einem Frequenzbereich unter der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit angehoben (sog. "bass-boost"), so dass auch in diesem Fall die bekannte Verstärkerschaltung sich von der oben nach der Erfindung dargestellten Verstärkerschaltung durchaus unterscheidet_o Weiter ist von einer Anordnung mit einem höheren Wirkungsgrad nicht die Rede.

Die elektroakustische Wandlereinheit wird derart gewählt, dass ihr Gütefaktor zwischen 0,2 und 0,8, jedoch

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vorzugsweise um 0,4 herum liegt. Weiter haben Computer— bereolmungen herausgestellt, dass, wenn die Wandlereinheit ein elektroakustischer Wandler in einem Bassreflexgehäuse ist, der Gütefaktor der Wandlereinheit zwischen 0,1 und 0,6, jedoch vorzugsweise um 0,3 herum liegen soll.

Die Bevorzugung des Werts 0,4 (bzw. 0,3) wird im wesentlichen dadurch bestimmt, dass der Wirkungsgrad der elektroakustischen Wandlereinheit im Frequenzarbeitsbereich der Wandlereinheit dabei nahezu konstant ist, d.h. nahezu frequenzunabhängig. Die Obergrenze von 0,8 (bzw. 0,6) wird im wesentlichen dadurch bestimmt, dass die Vergrösserung des Wirkungsgrad noch nicht besonders gross ist. Die Untergrenze von 0,2 (bzw. 0,i) wird einerseits dadurch bestimmt, dass der Wirkungsgrad bei abfallendem Gütefaktor immer frequenzabhängiger wird, was nachteilig ist, und zum anderen dass der Niveauunterschied im Frequenzgang der Wandlereinheit an der Stelle der ersten und der zweiten Frequenz (und damit das Mass der Anhebung in der Verstärkerschaltung) bei abfallendem Gütefaktor grosser wird. Bei Gütefaktoren unter 0,2 (bzw. 0,i) wird das Anhebungsmass so gross, dass es nicht ohne weiteres in der Verstärkerschaltung realisierbar ist, ohne dass dabei ein bedeutsamer Verlust des Wirkungsgrad der Verstärkerschaltung auftritt ο Aus letztgenanntem Grund wählt man dabei auch den Frequenzgang der erwähnten Verstärkerschaltung in einem Frequenzbereich unter der ersten Frequenz entweder nahezu flach, oder man lässt ihn von der ersten Frequenz zu niedrigeren Frequenzen abfallen. Grundsätzlich ist es jedoch möglich, den Frequenzgang der Verstärkerschaltung auch bei Frequenzen unter der ersten Frequenz ansteigen zu lassen. Dabei entsteht eine Anordnung mit einem höheren Wirkungsgrad und mit einem grossen Frequenzarbeitsbereich erhalten, der bis unter der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit erweitert wurde.

Wie bereits bei der Beschreibung des Anspruchs erwähnt, ist die Verstärkerschaltung derart auszuführen, dass der nicht ebene Frequenzgang möglichst geringen Verlust im Wirkungsgrad (in den bekannten Verstärkern durch

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die unvollständige Aussteuerung) der Verstärkerschaltung mit sich bringt, Untersuchungen haben gezeigt, dass sich dies mittels einer Verstärkerschaltung mit einem geschalteten Verstärker^ beispielsweise ein Verstärke!- in D-Betrieb verwirklichen lässt. Das Schalten ist ein Ein/Aus-Sehalten der Ausgangsstufe des Verstärkers und ist abhängig von Aussteuerungsgrad des Verstärkers. Eine weitere Möglichkeit ist die Verwendung eines Verstärkers mit einer vom Aussteuerungspegel des Verstärkers abhängigen Speisespannung in der Verstärkerschaltung. Auf diese Weise werden für alle Frequenzen und für alle Amplituden eine optimale Aussteuerung und so ein optimaler Wirkungsgrad in der Verstärkerschaltung verwirklicht.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. E_s zeigen

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Anordnung,

Fig. 2 eine graphische Darstellung, in der der Wirkungsgrad einer elektroakustischen Wandlereinheit als Funktion der Frequenz für eine Anzahl von Wandlereinheiten mit verschiedenem Gütefaktor dargestellt ist,

Fig. 3 eine Anzahl von Frequenzgängen von Wandlereinheiten mit jeweils verschiedenen Gütefaktoren,

Fig. k eine graphische Darstellung, in der der Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung als Funktion der Frequenz für zwei Ausführungsbeispiele des erfindungsgemässen Signalwandlers dargestellt ist,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel mit einer Verstärkerschaltung in Form eines Verstärkers mit einer vom Aussteuerungspegel abhängigen Speisespannung,

Fig. 6 ein anderes Ausführungsbeispiel einer derartigen Verstärkerschaltung,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel mit einer Verstärkerschaltung in Form eines D-Betrieb-^Verstärkers, Fig. 8 Wirkungsgradkurven verschiedener Verstärkerarten, und

Fig. 9 ein anderes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Anordnung.

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In Fig. I is L schematisch ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Anordnung dargestellt. Die Anordnung enthält einen Eingangsanschluss 1 zum Zuführen eines elektrischen Eingangssignals, eine elektroakustische Wandlereinheit 2 und eine Verstärkerschaltung 3 zum Ansteuern der elektroakustischen Wandlereinheit 2. Die Verstärkerschaltung 3 weist einen mit dem Eingangsanschluss 1 verbundenen Eingang k und einen mit der elektroakustischen Wandlereinheit 2 verbundenen Ausgang 5 auf. Unter einen elektroakustischen Wandlereinheit sei ein loser Wandler (Lautsprecher) oder ein in eines der bekannten Gehäuse aufgenommener Wandler, wie ein geschlossenes Gehäuse oder ein Bassreflexgehäuse, oder ein Wandler in einer Schallwand (baffle) oder auch eine Kombination einer Anzahl von in ein Gehäuse oder eine Schallwand aufgenommenen Wandlern verstanden. Die Wandlereinheit 2 hat einen Gütefaktor unter 1.

Wenn die Wandlereinheit eine Anzahl von ungefähr identischen Wandlern enthält (wie z.B. in einer Lautsprechersäule), wird mit dem Gütefaktor der Wandlereinheit gemeint der Gütefaktor eines der Wandler in der Wandlereinheit. Wenn die Wandlereinheit eine Anzahl von (zwei oder drei) nicht identischen Wandlern enthält (wie z.B. in einem in einem Lautsprecherbox angeordneten Zweiweg- oder Dreiwegsystem), wird mit dem Gütefaktor der Wandlereinheit gemeint der Gütefaktor des Tieftonwandlers (woofer) in der Wandlereinheit. Dieselbe Definition gilt im wesentlichen auch wenn für dem Gütefaktor die Resonanzfrequenz der Wandlereinheit genommen wird.

Der Gütefaktor Q der Wandlereinheit in Form eines Sprechspulenlautsprechers ist wie folgt definiert:

1 r '

^{Q =} R + (Bl)² I" ^m (^kl ⁺ S)

^m rT" ^:

wobei R = der mechanische Widerstand des Masse—Feder—

/ \

systems ist, das von der Membran (dem Konus) des Wandlereinheit und ihrer Aufhängung gebildet wird j Ns

/mj

R = der elektrische Widerstand der Sprechspule ι λ 1 , , B = die magnetische Induktion im Luftspalt Wb / 2 ,

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1 = die Länge der im Luftspalt befindlichen Windungen der Sprechspule j m| ,

m = Masse der Membran, der Sprechspule und des Sprechspulenkörpers und der Luftbelastung < kg ' ₃ k₁ = Federkonstante der Aufhängung der Membran N/m , und

k, = Federkonstante durch das Luftvolumen hinter der b

Membran, wenn der Wandler in ein Gehäuse aufgenommen ist. In den anderen Fällen ist dieser Term gleich Null, Eine der Möglichkeiten zum Herabsetzen des Gütefaktors der Wandlereinheit· ist also die Vergrösserung beispielsweise der magnetischen Induktion im Luftspalt _v beispielsweise durch die Verwendung eines grösseren Magneten. Computerberechnungen haben erwiesen, dass der Wirkungsgrad ^r) der Wandler einheit 2, definiert als Verhältnis der akustischen Ausgangsleistung P der Wandlereinheit 2 zur elektrischen Eingangsleistung an den Anschlüssen 5 (''"', = P / \'J \ |l| cos -' , wobei ν der Phasenwinkel zwischen der Spannung U und dem Strom I zur Wandlereinheit ist), von der Grosse des Gütefaktors Q derart abhängig ist, dass bei absinkendem Q der Wirkungsgrad "'' sich vergrössert. In Fig. 2 ist das Ergebnis dieser Computerberechnungen dargestellt wobei die Wandlereinheit hier nicht ein Wandler in einem Bassreflexgehäuse ist.

In Fig. 2 ist die Grosse '''!„. cos -,'-' als Funktion der Frequenz f für eine Anzahl von Werten von Q aufgetragen, d.h. Q = 1,55 1_S25; I₅Of 0,8j O₉5; 0,4; 0,3 und 0,2. Die Grosse 1\ cos If- ist linear auf der vertikalen Achse aufgetragen. Es ist ersichtlich, dass für einen Wert von Q um 0,4 herum die Wirkungsgradkurve (abgesehen von einem geringen Gebiet dicht über der Resonanzfrequenz f ) nahezu frequenzunabhängig ist. Weiter ist ersichtlich, dass für Werte von Q gleich 0,, 2 oder darunter der Wirkungsgrad stark frequenzabhängig wird. Weiter ist klar ersichtlich, dass für Q zwischen 1,5 und 0,8 die Vergrösserung des Wirkungsgrads bei abfallendem Q nicht sehr gross ist. Man wird daher den Gütefaktor im allgemeinen zwischen 0,2 und O₅H, jedoch vorzugsweise um 0,4 herum wählen, FiIr eine Anordnung,

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bei der die Wandler einheit ein im ein Bassrei'lexgehäuse aufgenommener elektroakustischer Wandler ist, liegt der GüteTaküor der Wandlereinheit im allgemeinen zwischen 0,1 und 0,6 jedoch vorzugsweise um 0,3 herum. Der Verstärkungs-

g faktor A der Verstärkerschaltung 3 ist frequenzabhängig. In Fig. 4 ist dieser Verstärkungsfaktor A als Funktion der Frequenz beispielsweise durch die Kurve mit der Bezugsziffer 6 gegeben. Der Verstärkungsfaktor ist vertikal im logarithmischen Massstab aufgetragen. Kennzeichnend dabei ist, dass der Verstärkungsfaktor in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz f₁ entsprechend der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit 2 und einer zweiten Frequenz f_ oberhalb f₁ zu niedrigeren Frequenzen ansteigt. Die Kurve mit der Bezugsziffer 6' zeigt eine andere Kennlinie, die einer Wandlereinheit mit höherem Q zugeordnet ist. Die Erläuterung ist wie folgt. In Fig. 3 ist die akustische Ausgangsleistung P der Wandlereinheit 2 als Funktion der Frequenz bei einer Konstantspannung an den Anschlüssen 5 für drei Wandlereinheiten mit ihren entsprechenden Q-Faktoren gleich 1,0; 0,7 und 0,4 aufgetragen. Vertikal ist die Ausgangsleistung P in logarithmischem Massstab aufgetragen. Der Frequenzgang der Wandlereinheit mit Q = 1 hat einen relativ flachen Teil zwischen der Resonanzfrequenz f.. und der Aufbruchfrequenz f (oder erste Partialschwiigungsfrequent) . Unterhalb der Resonanzfrequenz f₁ fällt der Frequenzgang mit 12 dß/Okt zu niedrigeren Frequenzen ab. Oberhalb f, liegt der Aufbruch- oder Partialschwingungsbereich. Die Membran (eines Konuslautsprechers) fängt hier an, in Partialschwingungen zu schwingen. Der Frequenzarbeitsbereich einer Wandlereinheit mit Q = 1 liegt nahezu zwischen f und f . Für eine Wandlereinheit mit einem Q kleiner als eins ist der Frequenzgang in sofern anders, als der relativ flache Teil und damit der Frequenzarbeitsbereich der Wandlereinheit jetzt von einer Frequenz f„ verläuft, wobei f_? oberhalb der Resonanzfrequenz f liegt und f_ bei abfallendem Q ausserdem nach höheren Frequenzen verschoben ist. Für die Wandlereinheit mit Q = 0,7 bzw. 0,4 ist diese Frequenz mit f_? bzw.

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f ' bezeichnet» Von dieser Frequenz sinkt der Frequenzgang nach niedrigeren Frequenzen mit ungefähr 6 dB/Okt ab, wonach von einer dritten Frequenz f bzw. f ', die niedriger als die Resonanzfrequenz f liegt, die Frequenz in einen Abfall mit 12 dß/Okt übergeht.

Zum Ausgleich der Verringerung des Frequenzarbeitsbereichs lässt man den Verstärkungsgang der Verstärkerschaltung 3 zumindest im Frequenzbereich zwischen f und fp bzw, f und f_p' nach der Umkehrung des Frequenzgangs der Wandlereinheit 2 in diesem Bereich verlaufen. Dies ist in Fig_a 4 mit den Kurven 6 bzw. 6' dargestellt. Für Frequenzen oberhalb f„ (bzw. f.¹) behält die Verstärkerschaltung ihre horizontale Kennlinie bei. Im Frequenzbereich zwischen f und f_? (bzw. f_?') steigt der Ver-Stärkungsfaktor zu niedrigeren Frequenzen mit einer Neigung von ungefähr 6 dB/Okt an. Für Frequenzen unter f₁ hat man die Wahl, die Kennlinie weiter ansteigen zu lassen, beispielsweise bis f„ bzw. f„', um einen grösseren Frequenzarbeitsbereich zu erhalten- d_oh, mit einer Untergrenze unter f₁, wieder horizontal verlaufen zu lassen oder mit einer bestimmten Neigung abfallen zu lassen. Vorzugsweise wird der horizontale Verlauf oder der Abfall der Verstärkungskennlinien gewählt. In Fig. 4 ist eine horizontale Kennlinie für Frequenzen unter etwa f dargestellt. Der Grund, die Verstärkungskennlinie nicht weiter ansteigen zu lassen, ist u.a, der, dass man das Mass der Anhebung, d.h. den Pegelunterschied a₁ bzw. a_p (siehe Fig. 4) im Verstärkergang für Frequenzen über f_p bzw. f _o ^! und für Frequenzen unter f₁, begrenzt halten möchte. Da dieser Pegelunterschied auch vom Q-Vert abhängig ist (ein niedrigerer Q bedeutet einen grösseren Pegelunterschied und also ein grösseres Mass der Anhebung), ist dies ein weiterer Grund, den Q-Faktor nicht viel niedriger als 0,2 (bzw. 0,1 im Falle eines Wandlers in einem Bassreflexgehäuse)zu wählen.

Eine Verstärkerschaltung mit einer Verstärkmigskennliriie wie mit 0 in Fig. 4 bozoichne L, kmiti /',-randsfi Iy.-lich mit einem allgemein gängigen Verstärker im A-Betrieb,

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Λη

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iiri B-UeLr¹I(Jb oder im AU—Betrieb verwirklicht werden. Derartige Verstärker haben eine feste Speisung im ganzen Frequenzbereich. Die Grosse der Speisung wird derart gewählt, dass die maximale Ausgangsamplitude, die auftreten kann, mit möglichst geringer Verzerrung wiedergegeben wird. Da der Verstärker für Frequenzen unter f₁ den höchsten Verstärkungsfaktor besitzt, tritt die maximale Ausgangsamplitude in diesem Frequenzbereich auf_e Für Signale mit Frequenzen oberhalb f_ (bzw. f„') wird der Verstärker durch seinen viel niedrigeren Verstärkungsfaktor in diesem Frequenzbereich nicht voll ausgesteuert. Da der Wirkungsgrad, des Verstärkers mit feste Speisespannung bei voller Aussteuerung maximal ist und bei niedrigerer Aussteuerung absinkt, hat obiger Vorgang zur Folge, dass der Wirkungsgrad des Verstärkers so weit absinkt, dass der grössere Wirkungsgrad infolge der Wahl einer Wandlereinheit mit niedrigerem Q in manchen Fällen nahezu vollständig zunichte gemacht wird. Xn der erfindungsgemässen Anordnung wird daher vorzugsweise ein besonderer Verstärker benutzt mit einem, im Vergleich zu den allgemein gängigen Verstärkern im A-, B- oder AB-Betrieb, verbesserten Wirkungsgrad benutzt. Eine Möglichkeit ist es, einen Verstärker mit einer vom Aussteuerungspegel des Verstärkers abhängigen Speisespannung zu verwenden. In Fig. 5 und 6 sind zwei Ausführungsbeispiele eines derartigen Verstärkers gegeben, Eine andere Möglichkeit ist, einen geschalteten Verstärker beispielsweise einen Verstärker im D-Betrieb zu verwenden. In Fig. ist ein Beispiel davon gegeben.

In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Anordnung dargestellt, bei der ein Verstärker mit einer mit dem Ausgangspegel des Verstärkers mitlaufenden Speisung verwendet ist. Die Verstärkerschaltung 3 enthält einen Operationsverstärker 10 mit einer Impedanz Z bzw. Z_ zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang bzw. zwischen seinem invertierenden Eingang und einem Punkt konstanten Potentials 11, in diesem Fall Erde. Der Verstärkungsfaktor vom Eingang k zum Ausgang

Z +Z 5 der Verstärkerschaltung 3 ist gleich __1 2_ _f davon

^Z2

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ausgehend dass der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 10 sehr gross ist«, Die Impedanzen Z und Z sind derart gewählt, dass der Verstärkungsfaktor . 1 2 einen Frequenzgang entsprechend der Kurve 6

^Z2

oder 6¹ nach Fig. 4 hat. Der Ausgang des Verstärkers 10 ist mit einer Schaltung 12 verbunden, die vom Ausgangspegel des Verstärkers 10 ausgehend ein erstes und ein zweites Speisesignal 13 bzw« 14 erzeugt _s das an den positiven bzw. negativen Speiseanschluss des Verstärkers 10 gelangt. Die Wirkung der Schaltung 12 ist derart, dass ein mit dem Ausgangspegel des Verstärkers 10 mitlaufendes Speisesignal 13 bzwο 14 erhalten wird.

Ein anderes Ausführungsbeispiel einer derartigen Verstärkerschaltung 3 zum Ansteuern der Wandlereinheit 2 ist in Fig. 6 dargestellt. Die Verstärkerschaltung enthält wiederum einen Operationsverstärker 10. Zum Erhalten der in Fig. 4 mit 6 oder 6¹ bezeichneten Verstärkerkennlinie ist zwischen dem Eingang 4 der Verstärkerschaltung und dem Eingang des Verstärkers 10 eine FiIteranordnung 20 aufgenommen. Der Ausgang 21 der Filteranordnung 20 ist weiter noch mit dem Eingang einer Schwellenanordnung 22 verbunden. Das Ausgangssignal der Schwellenanordnung 22 steuert zwei miteinander verbundene Schalter 23 und

„_ Der positive und negative Speiseanschluss des Verstärkers Zo

10 sind mit einem Anschluss des Schalters 23 bzw. 24 verbunden, In der dargestellten Stellung der Schalter 23 und 24 wird der Verstärker also mit einer festen Speisung +S , -S gespeist und in der anderen Stellung der Schalter ist die Speisung +S₅, -S₉. Die Grosse der Festspannung S ist derart gewählt, dass ein Eingangssignal am Eingang 4 der Verstärkerschaltung 3 mit einer Frequenz unter f₁, auch für die Amplitude die maximal auftreten kann, noch verzerrungsfrei verstärkt werden kann. Die Grosse der Festspannung S ist derart gewählt, dass ein Eingangssignal am Eingang 4 der Verstärkerschaltung 3 mit einer Frequenz oberhalb f_o, auch für die Amplitude die maximal auftreten kann, r.och verzerrungsfrei verstärkt werden kann. Hin-

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sichtlich des Frequenzgangs des Filters 20 bedeutet das also, dass S grosser als S„ ist, wobei das Verhältnis dem Verhältnis zwischen den Pegeln unterhalb f bzw. oberhalb f„ dem Frequenzgang des Filters 2 entspricht und damit dem Frequenzgang 6 in Fig. k. Der Schwellenwert in der Schwellenanordnung 22 ist gleich dem höchstens erreichbaren Pegel des Ausgangssignals am Ausgang 21 des Filters für Frequenzen oberhalb f„. Liegt der reelle Pegel am Ausgang 21 über dem genannten Schwellenwert, ist das Ausgangssignal der Schwellenanordnung 22 derart, dass die Schalter 23 und 24 die gezeichnete Stellung einnehmen. Die Speisespannung zum Verstärker 10 ist dabei hoch (S , -S ). Dies erfolgt nur für Signale mit Frequenzen unter f„ und mit einer Amplitude über dem Schwellenwert der Schwellenanordnung. Liegt der reelle Pegel am Ausgang 21 unter dem genannten Schwellenwert, ist das Ausgangssignal der Schwellenanordnung derart, dass die Schalter und 24 in der anderen als der dargestellten Stellung stehen. Die Speisespannung ist in diesem Fall niedrig (S , -S ). Dies erfolgt für Signale mit einer Amplitude unter dem Schwellenwert der Schwellenanordnung, ungeachtet ihrer Frequenz. Auf diese Weise bekommt man gleichfalls eine variierende Speisung, und zwar eine variierende Speisung mit zwei diskreten Pegeln. Es ist selbstverständlieh, dass auch Verstärkeranordnungen realisierbar sind, in denen die Speisung abhängig von der Aussteuerung zwischen drei oder mehreren diskreten Pegeln variieren kann.

In Fig. 7 ist ein Ausfüarungsbeispiel einer An-Ordnung dargestellt, bei der für die Verstärkerschaltung ein Verstärker im D-Betrieb benutzt ist. Das Eingangssignal gelangt über den Eingang k an den nicht invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 30· Dessen Ausgang ist mit einem Eingang eines Komparators 31 verbunden. Der andere Eingang des Komparators 31 ist mit einem Dreieckgenerator 32 verbunden, der als Ausgangssignal vorzugsweise ein Dreiecksignal mit einer hohen Frequenz, beispielsweise von 4o IcHz, erzeugt. Die von der Verstärker-

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schaltung 3 wiederzugebende Höchstfrequenz ist damit festgelegt und beträgt etwa 2 bis h kHz. Dies genügt für eine elektroakustisch^ Wandlereinheit, die nur tiefe Töne wiederzugeben braucht (ein Tieftonlautsprecher), Verlangt man die Wiedergabe höherer Frequenzen mit der Verstärkerschaltung, muss die Frequenz des Dreieckgenerators proportional grosser gewählt werden. Der Komparator 3I vergleicht das Au s gangs signal des Differenzverstärkers "}0 mit dem Ausgangssignal des Dreieckgenerators 32 und erzeugt ein (binäres) Ausgangssignal, das hoch ist (logisch "eins"), wenn die Amplitude des Dreiecks grosser als die Ausgangsamplitude des Differenzverstärkers 30 ist, und das niedrig ist (logisch "Null"), wenn die Amplitude des Dreiecks gerade kleiner ist. Das Ausgangssignal des Komparators 31 ist ein pulsbreitenmoduliertes Signal. Der mit 33 bezeichnete Schaltungsteil dient zum Verzögern der abfallenden Flanken im Ausgangssignal des Komparators 31 um eine bestimmte Zeit. Der mit 33" bezeichnete Schaltungsteil dient zum Verzögern der Vorderflanken im Ausgangssignal des Koir.parators 3I um eine bestimmte Zeit.

Die Schaltung 33 ist weiter über einen Pufferverstärker 3k und einen mit 35 bezeichneten Schaltungsteil an die "Steuerelektrode (Gate) eines p-Kanalfeldeffekttransistors 36 angeschlossen. Die Schaltung 33' ist weiter über einen Pufferverstärker 37 und einen mit 38 bezeichneten Schaltungsteil an die Steuerelektrode (Gate) eines n-Kanalfeldeffekttransistors 39 angeschlossen. Die erste Hauptelektrode (Drain) beider Transistoren 36 und 39 ist über ein Tiefpassfilter und einen Entkopplungskondensator hl mit dem Ausgang 5 der Verstärkerschaltung verbunden. Die zweite Hauptelektrode (Source) der Transistoren 36 bzw. 4o ist mit der positiven Speisespannung (+) bzw. mit Erde (-) verbunden. Das Ausgangssignal des Komparators 31 steuert die beiden Transistoren 36 und 39 derart, dass bei einer Rückflanke der Transistor 39 abgeschaltet wird (sperrt) und der Transistor 36 eingeschaltet wird (leitet).

Es fliesst nunmehr ein Sifjnalstrom von der positiven Speisespannung (+) zum Ausgang 5 der Verstärkerschal-

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tun.??. Au Γ einer Vorderflanke im Ausgangssignal des !Comparators 31 vird der Transistor 39 eingeschaltet und der Transistor 36 abgeschaltet. Es fliesst dabei ein Signalstrom vorn Ausgang 5 über den Transistor 39 zum negativen Speiseanschluss (-). Infolge der Tiefpasskennlinie des Filters kO, dessen Abschneidfrequenz der höchsten von der Verstärkerschaltung wiederzugebenden Frequenz entspricht, d.h. ebenfalls 2 bis 4 kHz, entsteht am Ausgang 5 wiederum ein kontinuierlich schwankendes Signal, das eine verstärkte Kopie des Eingangssignals zu den Anschlüssen h ist.

Aus obiger Beschreibung ist klar, dass beide Transistoren 36 und 39 abwechselnd leiten. Ausserdem ist dafür zu sorgen, dass sie nicht beide gleichzeitig leiten, weil in diesem Fall ein hoher Strom von der positiven Speisespannung (+) zur negativen Speisespannung (—) über die Transistoren 36 und 39 fliesst, wodurch sie zerstört werden. Um dies durch die Trägheit der Transistoren beim Ein- und Ausschalten zu vermeiden, müssen nunmehr die Schaltungen 33 und 33' die Rückflanke und damit das Einschaltmornent des Transistors 36 in bezug auf das Abschaltmoment des Transistors 39 bzw. die Vorderflanke und damit das Einschaltmoment des Transistors 39 in bezug auf das Abschaltmoment des Transistors 36 verzögern.

Die Schaltungen 35 und 38 sind ebenfalls Sicherungen gegen das Durchbrennen der Transistoren 36 und 39 beispielsweise durch das Einschalten der Verstärkerschaltung, d.h. die Speisespannung wird sprunghaft eingeschaltet (oder erhöht) oder durch Übersteuerung. Die Pufferverstärker "}h und 37 dienen zum derartigen Verstärken der Signale, dass die Transistoren 36 und 39 mit ausreichender Leistung angesteuert werden. Das RC-Netzwerk k2 hat die Aufgabe, den Einfluss verschiedener Streukapazitäten der Transistoren 36 und 39 und von Streuselbstinduktivitäten (beispielsweise infolge der Verdrahtung) im Ausgangssignal der Verstärkerschaltung auszugleichen. Schliesslich ist zwischen dem Ausgang der Verstärkerschaltung und Erde eine Serienschaltung aus zwei Impedanzen Z bzw. Z geschaltet, wobei der Knotenpunkt

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zwischen den beiden Impedanzen mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 30 verbunden ist. Die Impedanzen Z und Z dienen als Gegenkopplung. Die Frequenzabhängigkeit der Verstärkerschaltung gemäss Fig. k wird damit auf dieselbe Weise verwirklicht, wie sie bei der Verstärkerschaltung nach Fig. 5 beschrieben wurde.

Der Wirkungsgrad der Verstärkerschaltung ist in Fig» 8a dargestellt. In Fig. 8a ist eine graphische Darstellung gegeben, in der auf der horizontalen Achse das Mass der Aussteuerung u und auf der vertikalen Achse der elektrische Wirkungsgrad H. .. aufgetragen ist. Die Kurven 51 und 52 geben den Wirkungsgrad eines Verstärkers im Α-Betrieb bzw. im B-Betrieb. Klar ersichtlich ist₅ dass der Wirkungsgrad eines A-Betrieb-Verstärkers etwa quadratisch als Funktion des Aussteuerungspegels verläuft. Bei voller Aussteuerung beträgt der Wirkungsgrad etwa 50?°° Der Wirkungsgrad eines B-Betrieb-Verstärkers verläuft proportional dem Aussteuerungspegel. Bei voller Aussteuerung beträgt der Wirkungsgrad etwa 78%. Die Kurve 53 zeigt den Wirkungsgrad des in Fig. 7 beschriebenen D-Betrieb-Verstärkers. Klar ersichtlich ist die Vergrösserung des Wirkungsgrads in bezug auf den Α-Betrieb- bzw. B-Betrieb-Verstärker. In Fig. 8b ist eine graphische Darstellung gezeigt, in der die Wirkungsgrade der Verstärkerschaltungen gemäss der Beschreibung in Fig. 5 und 6 dargestellt sind. Die ausgezogene Linie 55 zeigt den Wirkungsgrad für die Verstärkerschaltung nach Fig. 6. Der Wert χ entspricht dem Verhältnis S_p/S . Es sei angenommen, dass der Verstärker 10 in Fig. 6 ein B-Betrieb-Verstärker ist.

Für kleine Aussteuerungen ist die Speisung mit der Spannung S₉ eingeschaltet, d.h. für Aussteuerungen zwischen O und χ verfügt man über die bekannte Kurve für den B—Betrieb—Verstärker. Bei grösseren Aussteuerungen ist die Speisung auf die Spannung S eingestellt. Für Aussteuerlingen zwischen χ und 1 verfügt man erneut über die bekannte Kurve für den B-Betrieb-Verstärker. Der Übergang von der Speisespannung S₀ auf die Speisespannung S bei einer Aussteuerung um χ herum Löst fiirion Abi'nl I in der

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¥irkungsgradkennlinie aus.

Es ist klar, dass die Verstärkerschaltung nach Fig. 6 in einem Bereich mit niedrigen Aussteuerpegeln, d.h. im Bereich mit u<(x, einen höheren Wirkungsgrad als der Wirkungsgrad des herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung« Wenn als Verstärker 10 in Fig. 6 ein A—Betrieb—Verstärker verwendet "werden würde, wäre die Kurve 57 nach Fig. 8b erhalten. Nun ist es aus Fig. 8b ersichtlich, dass die Verstärkerschaltung in einem Teilgebiet 59 innerhalb des Gebiets mit niedrigen Aussteuerpegeln, d.h. mit u<C x, welches Teilgebiets 59 bei höheren Aussteuerpegeln im erwähnten Gebiet mit niedrigen Aussteuerpegeln liegt, einen Wirkungsgrad höher als der Wirkungsgrad des herkömmlichen B—Betrieb-Verstärkers besitzt. Sogar eine Verstärkerschaltung mit einem A—Betrieb— Verstärker, dessen Speisespannung zwei Werte annehmen kann, kann vor der Verwendung eines B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung bevorzugt werden. Für grosse Aussteuerungen (u/ x) ist der Wirkungsgrad des besonderen A-Betrieb-Verstärkers tatsächlich niedriger als der des herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers. Jedoch gibt es in diesem Aussteuerbereich für erfindungsgemässe Anordnungen immer noch einen höheren Wirkungsgrad im Vergleich zu einer Anordnung mit einem herkömmlichen B—Betrieb—Verstärker und einer Wandlereinheit mit einem Gütefaktor gleich eins. Weiter wird im wichtigen Teilgebiet 59 ein höherer Wirkungsgrad in bezug auf den herkömmlichen B-Betrieb-Verstärker festgestellt. Der Gesamt-Wirkungsgrad wird dadurch also doch besser als bei der Verwendung eines herkömm-

30' liehen B-Detrieb-Verstärkers. Das Ergebnis lässt sich selbstverständlich durch das Variieren der Speisespannung zwischen drei oder mehr Werten weiter verbesseren.

Handelt es sich um eine Verstärkerschaltung mit einer kontinuierlich reit dem Aussteuerungspegel der Ver-Stärkerschaltung mitlaufenden Speisung, wie gemäss der Beschreibung in Fig. 5» erhält man eine Wirkungsgradkurve wie mit 56 in Fig. 8b bezeichnet. Hierbei wurde wiederum von einem normalen B-Betrieb-Verstärker für den Ver-

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stärker 10 ausgegangen. Wenn eine momentane Verfolgung des Eingangssignals erfolgt ₉ ist sogar ein Wirkimgsgrad von nahezu 100% im nahezu vollständigen Aussteuerbereich verwirklichbar, dessenungeachtet, ob es sich um einen A-, AB- oder B-Betrieb-Vers barkers handelt. Aus Fig. 8b ist ersichtlich, dass in beiden Fällen ein höherer Wirkungsgrad für den ganzen Aussteuerbereich im Vergleich zu einem normalen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisung erhalten ist_s siehe die mit den Bezugsziffern 56 und 58 bezeichneten Linien. Bei der Beschreibung des D-Betrieb-Verstärkers nach Fig- 7 wurde bemerkt, dass die höchste, von der Verstärkerschaltung wiederzugebende Frequenz durch die Frequenz des Dreieckgenerators J2 bestimmt wird, und dass zum Wiedergeben der höheren Frequenzen die Frequenz des Dreieckgenerators zu erhöhen ist. Die Erhöhung der Dreieckfrequenz beschränkt sich jedoch dadurch, dass sonst mehrere Streukapazitäten eine grössere Rolle spielen werden und eine grosse Verzerrung im Ausgangssignal der Verstärkerschaltung entsteht.

Eine Ausführungsform einer Verstärkerschaltung, die einen grösseren Frequenzbereich wiedergeben kann, ist in Fig. 9 dargestellt. Die Verstärkerschaltung besteht aus zwei Teilverstärkern 61 bzw. 62, die beide das Eingangssignal erhalten. Die Wandlereinheit 2 ist zwischen den Ausgängen der beiden Teilverstärkern geschaltet. Der Teilverstärker 62 invertierb dazu das seinem Eingang zugeführte Signal. Der Teilverstärker 61 besitzt einen Frequenzgang, der im ganzen, wiederzugebenden Frequenzbereich horizontal ist (d.h. von etwa 20 Hz bis ungefähr f, , siehe Fig. 3 und 4). Der Teilverstärker 62 besitzt einen Tiefpassfrequenzgany, der von der Frequenz f mit etwa 6 dB/Oktav abfällt. Da der Arbeitsbereich des Teilverstärkers 62 sich dadurch auf niedrigen Frequenzen beschränkt, kann für diesen Teilverstärker ein D-Betrieb-Verstärker verwendet werden, wie in Fig. 7 beschrieben. Die Gegenkopplungsimpedanzen Z und Z_n sind dabei derart zu wählen, dass ein solcher Tiefpassfrequenz^fui,»; erreicht wird, dass nur Frequenzen iiiiUt f., (bzw. Γ,, ' J wi rnlcr^'!-

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,«•eben werden. Als Tell verstärker 6 1 könnte dann ein Verstärker mit einer mit dem Aussteuerungspegel mitlaufendem Speisung genommen werden. Die Verbindung der zwei. Teil — verstärker· erzeugt genau den Frequenzgang gemäss Fig.

Der Kondensator 63 ist zum Ableiten der hohen Frequenzen über etwa f_ (bzw. f ') nach Erde erforderlich, so dass vermieden wird, dass dieses Hochf requenzsigiial über den Teilverstärker 62 abgeleitet wird und dort eine hohe Verlustleistung im Teilverstärker 62 auslöst. In manchen Fällen befindet sich bereits ein Kondensator in der Schaltung nach Erde im Ausgangskreis des Teilverstärkers 62. In diesem Fall braucht kein zusätzlicher Kondensator 63 benutzt zu werden.

Es sei erwähnt, dass sich die Erfindung nicht auf die Anordnung bzw. die Verstärkerschaltungen nach obiger Beschreibung der Ausführungsbeispiele beschränkt. Die Erfindung bezieht sich auch auf jene Ausführungsformen, die sich in nicht auf die Idee der Erfindung beziehenden Punkten der dargestellten Ausführungs^eispiele unterscheiden. So können auch andere ¥andlereinheiten beispielsweise Wandlereinheiten mit landlern vom Bandtyp oder piezoelektrischen Wandlern benutzt werden. Im Allgemeinen wird die Resonanzfrequenz und der Gütefaktor von Wandlern gemessen. Denn der Frequenzgang der Membrangeschwindigkeit weist ein Maximum beider Resonanzfrequenz auf. Die Breiten des Maximums ist ein Mass für den Gütefaktor.

Claims

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PATENTANSPRÜCHE s

\\j$ Anordnung zum Umwandeln eines elektrischen Signals in ein akustisches Signal, mit einem Eingangsanschluss (1) zum Empfangen eines elektrischen Eingangssignals, einer elektroakustischen Wandlereinheit (2) und einer Verstärkerschaltung (3) zum Ansteuern der elektroakustischen Wandlereinheit, welche Verstärkerschaltung mit einem mit dem Eingangsanschluss gekoppelten Eingang (4) und mit einem mit der elektroakustischen Wandlereinheit gekoppelten Ausgang (5) versehen ist, dadurch gekennzeichnet 5 dass die elektroakustische Wandlereinheit (2) einen Gütefaktor unter eins besitzt, und dass die Verstärkerschaltung (3) einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor mit einem Frequenzgang besitzt, der zumindest in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz (f₁), die zumindest annährend der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit (2) entspricht, und einer zweiten oberhalb der ersten Frequenz liegenden Frequenz (f„) einen abfallenden Verlauf besitzt, der ungefähr die Umkehrung des Verlaufs des Frequenzgangs der Wandlereinheit im genannten Frequenzbereich ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung in zumindest einem Teilgebiet innerhalb eines Gebiets mit niedrigen Aussteuerpegeln, welches Teilgebiet bei höheren Aussteuerpegeln in genannten Gebiet der niedrigen Aussteuerpegeln liegt, einen höheren Wirkungsgrad als der eines herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung besitzt o
3 ο Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Gütefaktor der elektroakustischen Wandlereinheit zwischen 0,2 und 0,8 liegt und vorzugsweise ungefähr 0,4 beträgt.
4. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei dem

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die elelctroakustische ¥andlereinheit ein in ein Bassreflexgehäuse aufgenommener elektroakustischer Wandler ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Gütefaktor der elektroakustischen Wandlereinheit zwischen 0,1 und 0,6 liegt und vorzugsweise ungefähr 0,3 beträgt.

5· Anordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder k, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzgang der Verstärkerschaltung in einem Frequenzbereich unterhalb der ersten Frequenz (f ) ungefähr konstant ist oder von der ungefähren ersten Frequenz zu niedrigeren Frequenzen abfällt. 6. Anordnung nach Anspruch 1, 2, 3, ^- oder 5> dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung ein geschalteter Verstärker ist.
7· Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker ein D-Betrieb-Verstärker ist. 8. Anordnung nach Anspruch 1, 2, 3j ^- oder 5» dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung einen Verstärker mit einer vom Aussteuerungspegel der Verstärkers abhängigen Speisespannung enthält.

9. Verstärkerschaltung zum Ansteuern einer elektroakustischen Wandlereinheit in einer Anordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche.