DE3329194C2

DE3329194C2 -

Info

Publication number: DE3329194C2
Application number: DE3329194A
Authority: DE
Inventors: Adrianus Jozef Maria Kaizer; Cornelis Antonius Maria Wesche; Frederik Leonard Johan Eindhoven Nl Sangster
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1982-09-02
Filing date: 1983-08-12
Publication date: 1991-05-16
Also published as: JPS5961209A; GB2126456B; GB2126456A; FR2532806B1; BR8304704A; GB8322979D0; FR2532806A1; NL8203428A; JPH0552720B2; KR900009191B1; US4649565A; DE3329194A1; KR840006102A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Bekannte Anordnungen dieser Art enthalten eine Wandlereinheit, die im allgemeinen einen Gütefaktor zumindest etwa gleich 1 besitzt. Die bekannte Wandlereinheit hat einen Frequenzgang, der in einem Frequenzbereich zwischen der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit und der Aufbruchfrequenz (oder niedrigste Partialfrequenz) der Wandlereinheit verhältnismäßig eben ist, siehe dazu "Theory and numerical calculation of the vibration and sound radiation of cone and dome loudspeakers with non-rigid-diaphragms", Vordruck Nr. 1437 (D-1) der 62. Konvention der Audio Engineering Society, abgehalten am 13. bis 16. März 1979 in Brüssel, insbesondere Fig. 5a und 6.

Derartige Wandlereinheiten werden mit Verstärkerschaltungen (Verstärkern) mit einem ebenen Frequenzgang angesteuert. Die bekannte Anordnung hat jedoch den Nachteil, daß ihr Wirkungsgrad, ausgedrückt als Verhältnis der akustischen Ausgangsleistung der Wandlereinheit zur elektrischen Eingangsleistung am Eingangsanschluß, ziemlich gering ist.

In der US-PS 37 15 501 ist darüber hinaus angegeben, daß die elektroakustische Wandlereinheit einen Gütefaktor unter eins besitzt, daß die Verstärkerschaltung einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor mit einem Frequenzgang besitzt, der zumindest in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz, die zumindest ungefähr der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit entspricht, und einer zweiten Frequenz, die oberhalb der ersten Frequenz liegt, einen abfallenden Verlauf aufweist, der nahezu die Umkehrung des Verlaufs des Frequenzgangs der Wandlereinheit im genannten Frequenzbereich ist.

Der Wirkungsgrad der elektroakustischen Wandlereinheit, definiert als Verhältnis der akustischen Ausgangsleistung der Wandlereinheit zur elektrischen Eingangsleistung an die Wandlereinheit, ist vom Gütefaktor der Wandlereinheit abhängig. Wegen einer Formel für den Gütefaktor sei auf die nachfolgende Figurbeschreibung anhand der Fig. 1 verwiesen. Computerberechnungen haben ergeben, daß, wenn der Gütefaktor der Wandlereinheit (im Stand der Technik meistens gleich etwa 1) herabgesetzt wird, der Wirkungsgrad der Wandlereinheit für den vollständigen Frequenzarbeitsbereich der Wandlereinheit ansteigt. Das bedeutet bei gleicher elektrischer Eingangsleistung eine höhere akustische Ausgangsleistung.

Durch die Verringerung des Gütefaktors der Wandlereinheit ändert sich jedoch der Frequenzgang der Wandlereinheit. Der Niederfrequenzabfall, der für Wandlereinheiten mit einem Gütefaktor etwa gleich 1 bei der Resonanzfrequenz anfängt und sich nach niedrigeren Frequenzen mit einer Neigung von 12 dB/Oktave fortsetzt, verlagert sich zu höheren Frequenzen. Von einer zweiten Frequenz, die höher als die Resonanzfrequenz der Wandlereinheit liegt, sinkt der Frequenzgang für eine Wandlereinheit mit Q kleiner als 1 nach niedrigeren Frequenzen mit einer Neigung von im allgemeinen 6 dB/Oktave ab, wonach er von einer dritten Frequenz, die unter der Resonanzfrequenz liegt, in einen Abfall mit 12 dB/Oktave übergeht. Faktisch ist die Folge davon eine Verkleinerung des Frequenzarbeitsbereichs der Wandlereinheit, da die Untergrenze (für Wandlereinheiten mit Q=1 etwa gleich der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit) auf eine höhere Frequenz verschoben, d. h. auf die genannte zweite Frequenz.

Eine weitere Herabsetzung des Gütefaktors führt also zu einer immer weiteren Erhöhung der zweiten Frequenz und damit zu einer sich fortsetzenden Verkleinerung des Frequenzarbeitsbereichs des Wandlers.

Jetzt ist also eine Wandlereinheit mit einem höheren Wirkungsgrad, jedoch mit einem kleineren Frequenzarbeitsbereich erhalten. Um dennoch eine Anordnung zu erhalten, die zumindest von der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit Frequenzen wiedergibt, muß in der Verstärkerschaltung zum Ansteuern der Wandlereinheit der Abfall zwischen der ersten und der zweiten Frequenz im Frequenzgang der Wandlereinheit ausgeglichen werden. Dies ist durch einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor für die Verstärkerschaltung möglich, deren Frequenzgang im Frequenzbereich zwischen der ersten und der zweiten Frequenz die Umkehrung des Frequenzgangs der Wandlereinheit in diesem Bereich ist. Der Frequenzgang der Verstärkerschaltung steigt also in diesem Gebiet zu niedrigeren Frequenzen hin an.

Bei der Verwirklichung der in der US-PS 37 15 501 beschriebenen Frequenzabhängigkeit mit den allgemein gängigen Verstärkern geht der größere Wirkungsgrad der Wandlereinheit jedoch wieder durch einen schlechteren Wirkungsgrad im Verstärker verloren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung mit wesentlich höherem Wirkungsgrad zu schaffen. Eine erste Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 beschrieben und eine zweite Lösung in Anspruch 2.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß, wenn ein allgemein gängiger Verstärker, z. B. im A-Betrieb, im B-Betrieb oder im AB-Betrieb, mit fester Speisung verwendet wird, die Speisung des Verstärkers auf die maximal auftretende Ausgangsamplitude des Verstärkers abgestimmt sein muß. Diese maximal auftretenden Amplituden treten insbesondere im Frequenzbereich um die Resonanzfrequenz herum auf, da der Verstärkungsfaktor des Verstärkers an jener Stelle am größten ist. Das bedeutet, daß die Speisung hinsichtlich ihrer Größe auf die Signale in diesem Frequenzbereich abzustimmen ist. Die Folge davon ist, daß im Frequenzbereich oberhalb der zweiten Frequenz und an der Stelle, an der der Frequenzfaktor viel niedriger ist, der Verstärker nicht mehr voll ausgesteuert wird. Dies wirkt sich auf den Wirkungsgrad des Verstärkers negativ aus. A-Betrieb-, B-Betrieb- oder AB-Betrieb-Verstärker haben nämlich den maximalen Wirkungsgrad bei voller Aussteuerung. Bei nicht voller Aussteuerung (wie oben für Signale mit Frequenzen oberhalb von f₂ angegeben) sinkt der Wirkungsgrad. Für A-Betrieb- Verstärker gilt beispielsweise, daß der Wirkungsgrad im allgemeinen dem Quadrat der Aussteuerung proportional ist. Für B-Betrieb-Verstärker gilt, daß der Wirkungsgrad der Aussteuerung proportional ist. Erfindungsgemäß ist es damit notwendig, eine Verstärkerschaltung zu verwenden, die einen Verstärker mit einem im Vergleich zu den allgemein gängigen Verstärkern im A-, B- oder AB-Betrieb, verbessertem Wirkungsgrad enthält. Dies läßt sich wie folgt erklären: Aus obiger Beschreibung ist es klar, daß im Frequenzbereich unter der ersten Frequenz die Vergrößerung des Wirkungsgrads optimal ist und der Vergrößerung des Wirkungsgrads durch die Verwendung des elektroakustischen Wandlers mit dem Gütefaktor unter eins gut entspricht. Weiter ist es klar, daß gerade im Frequenzbereich über der zweiten Frequenz, die hinsichtlich der Aussteuerung der Verstärkerschaltung einem Bereich mit niedrigen Aussteuerpegeln entspricht, ein starker Rückgang im Wirkungsgrad dermaßen auftritt, daß die mittels des Wandlers mit dem Gütefaktor unter eins erhaltene Vergrößerung des Wirkungsgrads nahezu zunichte gemacht wird.

Der Bereich mit niedrigen Aussteuerpegeln ist also der kritische Bereich. In diesem Bereich muß die verwendete Verstärkerschaltung also ein besseres Verhalten als die herkömmlichen A-, B- oder AB-Betrieb-Verstärker mit einer festen Speisespannung zeigen. Da der B-Betriebverstärker den größeren Wirkungsgrad der eben erwähnten Verstärker besitzt, wird also dafür gesorgt, daß die Verstärkerschaltung in zumindest einem Teilgebiet innerhalb eines Gebiets mit niedrigen Aussteuerpegeln, welcher Teilgebiet bei höheren Aussteuerpegeln im erwähnten Gebiet mit niedrigen Aussteuerpegeln liegt, einen höheren Wirkungsgrad als den Wirkungsgrad eines herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung besitzt. Die Verwendung einer derartigen Verstärkerschaltung hat zur Folge, daß der Wirkungsgrad auch beim gewünschten Frequenzgang der Verstärkerschaltung hoch bleiben kann. Also wird eine Anordnung mit einem höheren Wirkungsgrad zumindest bei gleichbleibendem Frequenzarbeitsbereich ungefähr von der Resonanzfrequenz bis in das Aufbruchfrequenzbereich erhalten. Dies bietet den Vorteil, daß Verstärker mit einer niedrigeren Leistung bei einer gleichbleibenden akustischen Ausgangsleistung genügen.

Die elektroakustische Wandlereinheit wird derart gewählt, daß ihr Gütefaktor zwischen 0,2 und 0,8, jedoch vorzugsweise um 0,4 herum liegt. Weiter haben Computerberechnungen herausgestellt, daß, wenn die Wandlereinheit ein elektroakustischer Wandler in einem Baßreflexgehäuse ist, der Gütefaktor der Wandlereinheit zwischen 0,1 und 0,6, jedoch vorzugsweise um 0,3 herum liegen soll.

Die Bevorzugung des Werts 0,4 (bzw. 0,3) wird im wesentlichen dadurch bestimmt, daß der Wirkungsgrad der elektroakustischen Wandlereinheit im Frequenzarbeitsbereich der Wandlereinheit dabei nahezu konstant ist, d. h. nahezu frequenzunabhängig. Die Obergrenze von 0,8 (bzw. 0,6) wird im wesentlichen dadurch bestimmt, daß die Vergrößerung des Wirkungsgrad noch nicht besonders groß ist. Die Untergrenze von 0,2 (bwz. 0,1) wird einerseits dadurch bestimmt, daß der Wirkungsgrad bei abfallendem Gütefaktor immer frequenzabhängiger wird, was nachteilig ist, und zum anderen daß der Niveauunterschied im Frequenzgang der Wandlereinheit an der Stelle der ersten und der zweiten Frequenz (und damit das Maß der Anhebung in der Verstärkerschaltung) bei abfallendem Gütefaktor größer wird. Bei Gütefaktoren unter 0,2 (bzw. 0,1) wird das Anhebungsmaß so groß, daß es nicht ohne weiteres in der Verstärkerschaltung realisierbar ist, ohne daß dabei ein bedeutsamer Verlust des Wirkungsgrads der Verstärkerschaltung auftritt. Aus letztgenanntem Grund wählt man dabei auch den Frequenzgang der erwähnten Verstärkerschaltung in einem Frequenzbereich unter der ersten Frequenz entweder nahezu flach, oder man läßt ihn von der ersten Frequenz zu niedrigeren Frequenzen abfallen. Grundsätzlich ist es jedoch möglich, den Frequenzgang der Verstärkerschaltung auch bei Frequenzen unter der ersten Frequenz ansteigen zu lassen. Dabei entsteht eine Anordnung mit einem höheren Wirkungsgrad und mit einem großen Frequenzarbeitsbereich erhalten, der bis unter der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit erweitert wurde.

Wie bereits bei der Beschreibung des Anspruchs 1 erwähnt, ist die Verstärkerschaltung derart auszuführen, daß der nicht ebene Frequenzgang möglichst geringen Verlust im Wirkungsgrad (in den bekannten Verstärkern durch die unvollständige Aussteuerung) der Verstärkerschaltung mit sich bringt. Untersuchungen haben gezeigt, daß sich dies mittels einer Verstärkerschaltung mit einem geschalteten Verstärker, beispielsweise ein Verstärker in D-Betrieb verwirklichen läßt. Das Schalten ist ein Ein/Aus-Schalten der Ausgangsstufe des Verstärkers und ist abhängig vom Aussteuerungsgrad des Verstärkers. Eine weitere Möglichkeit ist die Verwendung eines Verstärkers mit einer vom Aussteuerungspegel des Verstärkers abhängigen Speisespannung in der Verstärkerschaltung. Auf diese Weise werden für alle Frequenzen und für alle Amplituden eine optimale Aussteuerung und so ein optimaler Wirkungsgrad in der Verstärkerschaltung verwirklicht.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 2 eine graphische Darstellung, in der der Wirkungsgrad einer elektroakustischen Wandlereinheit als Funktion der Frequenz für eine Anzahl von Wandlereinheiten mit verschiedenem Gütefaktor dargestellt ist,

Fig. 3 eine Anzahl von Frequenzgängen von Wandlereinheiten mit jeweils verschiedenen Gütefaktoren,

Fig. 4 eine graphische Darstellung, in der der Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung als Funktion der Frequenz für zwei Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Signalwandlers dargestellt ist,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel mit einer Verstärkerschaltung in Form eines Verstärkers mit einer vom Aussteuerungspegel abhängigen Speisespannung,

Fig. 6 ein anderes Ausführungsbeispiel einer derartigen Verstärkerschaltung,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel mit einer Verstärkerschaltung in Form eines D-Betrieb-Verstärkers,

Fig. 8 Wirkungsgradkurven verschiedener Verstärkerarten, und

Fig. 9 ein anderes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Anordnung.

In Fig. 1 ist schematisch ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt. Die Anordnung enthält einen Eingangsanschluß 1 zum Zuführen eines elektrischen Eingangssignals, eine elektroakustische Wandlereinheit 2 und eine Verstärkerschaltung 3 zum Ansteuern der elektroakustischen Wandlereinheit 2. Die Verstärkerschaltung 3 weist einen mit dem Eingangsanschluß 1 verbundenen Eingang 4 und einen mit der elektroakustischen Wandlereinheit 2 verbundenen Ausgang 5 auf. Unter einer elektroakustischen Wandlereinheit sei ein loser Wandler (Lautsprecher) oder ein in eines der bekannten Gehäuse aufgenommener Wandler, wie ein geschlossenes Gehäuse oder ein Baßreflexgehäuse, oder ein Wandler in einer Schallwand (baffle) oder auch eine Kombination einer Anzahl von in ein Gehäuse oder eine Schallwand aufgenommenen Wandlern verstanden. Die Wandlereinheit 2 hat einen Gütefaktor unter 1.

Wenn die Wandlereinheit eine Anzahl von ungefähr identischen Wandlern enthält (wie z. B. in einer Lautsprechersäule), wird mit dem Gütefaktor der Wandlereinheit gemeint der Gütefaktor eines der Wandler in der Wandlereinheit. Wenn die Wandlereinheit eine Anzahl von (zwei oder drei) nicht identischen Wandlern enthält (wie z. B. in einem in einer Lautsprecherbox angeordneten Zweiweg- oder Dreiwegsystem), wird mit dem Gütefaktor der Wandlereinheit gemeint der Gütefaktor des Tieftonwandlers (woofer) in der Wandlereinheit. Dieselbe Definition gilt im wesentlichen auch wenn für den Gütefaktor die Resonanzfrequenz der Wandlereinheit genommen wird.

Der Gütefaktor Q der Wandlereinheit in Form eines Sprechspulenlautsprechers ist wie folgt definiert:

wobei

R_m=der mechanische Widerstand des Masse-Federsystems ist, das von der Membran (dem Konus) der Wandlereinheit und ihrer Aufhängung gebildet wird [Ns/m],
R_e=der elektrische Widerstand der Sprechspule [Ω],
B=die magnetische Induktion im Luftspalt [Wb/m²],
l=die Länge der im Luftspalt befindlichen Windungen der Sprechspule [m],
m=Masse der Membran, der Sprechspule und des Sprechspulenkörpers und der Luftbelastung [kg],
k_l=Federkonstante der Aufhängung der Membran [N/m], und
k_b=Federkonstante durch das Luftvolumen hinter der Membran, wenn der Wandler in ein Gehäuse aufgenommen ist.
In den anderen Fällen ist dieser Term gleich Null.

Eine der Möglichkeiten zum Herabsetzen des Gütefaktors der Wandlereinheit ist also die Vergrößerung beispielsweise der magnetischen Induktion im Luftspalt, beispielsweise durch die Verwendung eines größeren Magneten.

Computerberechnungen haben erwiesen, daß der Wirkungsgrad η der Wandlereinheit 2, definiert als Verhältnis der akustischen Ausgangsleistung P der Wandlereinheit 2 zur elektrischen Eingangsleistung an den Anschlüssen 5 (η=P/|µ| |I| cos ϕ, wobei ϕ der Phasenwinkel zwischen der Spannung U und dem Strom I zur Wandlereinheit ist), von der Größe des Gütefaktors Q derart abhängig ist, daß bei absinkendem Q der Wirkungsgrad η sich vergrößert. In Fig. 2 ist das Ergebnis dieser Computerberechnungen dargestellt wobei die Wandlereinheit hier nicht ein Wandler in einem Baßreflexgehäuse ist. In Fig. 2 ist die Größe η cos ϕ als Funktion der Frequenz f für eine Anzahl von Werten von Q aufgetragen, d. h. Q=1,5; 1,25; 1,0; 0,8; 0,5; 0,4; 0,3 und 0,2. Die Größe η cos ϕ ist linear auf der vertikalen Achse aufgetragen. Es ist ersichtlich, daß für einen Wert von Q um 0,4 herum die Wirkungsgradkurve (abgesehen von einem geringen Gebiet dicht über der Resonanzfrequenz f₁) nahezu frequenzunabhängig ist. Weiter ist ersichtlich, daß für Werte von Q gleich 0,2 oder darunter der Wirkungsgrad stark frequenzabhängig wird. Weiter ist klar ersichtlich, daß für Q zwischen 1,5 und 0,8 die Vergrößerung des Wirkungsgrads bei abfallendem Q nicht sehr groß ist. Man wird daher den Gütefaktor im allgemeinen zwischen 0,2 und 0,8, jedoch vorzugsweise um 0,4 herum wählen. Für eine Anordnung, bei der die Wandlereinheit ein im ein Baßreflexgehäuse aufgenommener elektroakustischer Wandler ist, liegt der Gütefaktor der Wandlereinheit im allgemeinen zwischen 0,1 und 0,6 jedoch vorzugsweise um 0,3 herum. Der Verstärkungsfaktor A der Verstärkerschaltung 3 ist frequenzabhängig. In Fig. 4 ist dieser Verstärkungsfaktor A als Funktion der Frequenz beispielsweise durch die Kurve mit der Bezugsziffer 6 gegeben. Der Verstärkungsfaktor ist vertikal im logarithmischen Maßstab aufgetragen. Kennzeichnend dabei ist, daß der Verstärkungsfaktor in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz f₁ entsprechend der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit 2 und einer zweiten Frequenz f₂ oberhalb f₁ zu niedrigeren Frequenzen ansteigt. Die Kurve mit der Bezugsziffer 6′ zeigt eine andere Kennlinie, die einer Wandlereinheit mit höherem Q zugeordnet ist. Die Erläuterung ist wie folgt. In Fig. 3 ist die akustische Ausgangsleistung P der Wandlereinheit 2 als Funktion der Frequenz bei einer Konstantspannung an den Anschlüssen 5 für drei Wandlereinheiten mit ihren entsprechenden Q-Faktoren gleich 1,0; 0,7 und 0,4 aufgetragen. Vertikal ist die Ausgangsleistung P in logarithmischem Maßstab aufgetragen. Der Frequenzgang der Wandlereinheit mit Q=1 hat einen relativ flachen Teil zwischen der Resonanzfrequenz f₁ und der Aufbruchfrequenz f_b (oder erste Partialschwingungsfrequenz). Unterhalb der Resonanzfrequenz f₁ fällt der Frequenzgang mit 12 dB/Okt zu niedrigeren Frequenzen ab. Oberhalb f_b liegt der Aufbruch- oder Partialschwingungsbereich. Die Membran (eines Konuslautsprechers) fängt hier an, in Partialschwingungen zu schwingen. Der Frequenzarbeitsbereich einer Wandlereinheit mit Q=1 liegt nahezu zwischen f₁ und f_b. Für eine Wandlereinheit mit einem Q kleiner als eins ist der Frequenzgang insofern anders, als der relativ flache Teil und damit der Frequenzarbeitsbereich der Wandlereinheit jetzt von einer Frequenz f₂ verläuft, wobei f₂ oberhalb der Resonanzfrequenz f₁ liegt und f₂ bei abfallendem Q außerdem nach höheren Frequenzen verschoben ist. Für die Wandlereinheit mit Q=0,7 bzw. 0,4 ist diese Frequenz mit f₂ bzw. f₂′ bezeichnet. Von dieser Frequenz sinkt der Frequenzgang nach niedrigeren Frequenzen mit ungefähr 6 dB/Okt ab, wonach von einer dritten Frequenz f₃ bzw. f₃′, die niedriger als die Resonanzfrequenz f₁ liegt, die Frequenz in einen Abfall mit 12 dB/Okt übergeht.

Zum Ausgleich der Verringerung des Frequenzarbeitsbereichs läßt man den Verstärkungsgang der Verstärkerschaltung 3 zumindest im Frequenzbereich zwischen f₁ und f₂ bzw. f₁ und f₂′ nach der Umkehrung des Frequenzgangs der Wandlereinheit 2 in diesem Bereich verlaufen. Dies ist in Fig. 4 mit den Kurven 6 bzw. 6′ dargestellt. Für Frequenzen oberhalb f₂ (bzw. f₂′) behält die Verstärkerschaltung ihre horizontale Kennlinie bei. Im Frequenzbereich zwischen f₁ und f₂ (bzw. f₂′) steigt der Verstärkungsfaktor zu niedrigeren Frequenzen mit einer Neigung von ungefähr 6 dB/Okt an. Für Frequenzen unter f₁ hat man die Wahl, die Kennlinie weiter ansteigen zu lassen, beispielsweise bis f₃ bzw. f₃′, um einen größeren Frequenzarbeitsbereich zu erhalten - d. h., mit einer Untergrenze unter f₁, wieder horizontal verlaufen zu lassen oder mit einer bestimmten Neigung abfallen zu lassen. Vorzugsweise wird der horizontale Verlauf oder der Abfall der Verstärkungskennlinien gewählt. In Fig. 4 ist eine horizontale Kennlinie für Frequenzen unter etwa f₁ dargestellt. Der Grund, die Verstärkungskennlinie nicht weiter ansteigen zu lassen, ist u. a. der, daß man das Maß der Anhebung, d. h. den Pegelunterschied a₁ bzw. a₂ (siehe Fig. 4) im Verstärkergang für Frequenzen über f₂ bzw. f₂′ und für Frequenzen unter f₁, begrenzt halten möchte. Da dieser Pegelunterschied auch vom Q-Wert abhängig ist (ein niedrigerer Q bedeutet einen größeren Pegelunterschied und also ein größeres Maß der Anhebung), ist dies ein weiterer Grund, den Q-Faktor nicht viel niedriger als 0,2 (bzw. 0,1 im Falle eines Wandlers in einem Baßreflexgehäuse) zu wählen.

Eine Verstärkerschaltung mit einer Verstärkungskennlinie wie mit 6 in Fig. 4 bezeichnet, kann grundsätzlich mit einem allgemein gängigen Verstärker im A-Betrieb, im B-Betrieb oder im AB-Betrieb verwirklicht werden. Derartige Verstärker haben eine feste Speisung im ganzen Frequenzbereich. Die Größe der Speisung wird derart gewählt, daß die maximale Ausgangsamplitude, die auftreten kann, mit möglichst geringer Verzerrung wiedergegeben wird. Da der Verstärker für Frequenzen unter f₁ den höchsten Verstärkungsfaktor besitzt, tritt die maximale Ausgangsamplitude in diesem Frequenzbereich auf. Für Signale mit Frequenzen oberhalb f₂ (bzw. f₂′) wird der Verstärker durch seinen viel niedrigeren Verstärkungsfaktor in diesem Frequenzbereich nicht voll ausgesteuert. Da der Wirkungsgrad, des Verstärkers mit fester Speisespannung bei voller Aussteuerung maximal ist und bei niedrigerer Aussteuerung absinkt, hat obiger Vorgang zur Folge, daß der Wirkungsgrad des Verstärkers so weit absinkt, daß der größere Wirkungsgrad infolge der Wahl einer Wandlereinheit mit niedrigerem Q in manchen Fällen nahezu vollständig zunichte gemacht wird. In der erfindungsgemäßen Anordnung wird daher vorzugsweise ein besonderer Verstärker benutzt mit einem, im Vergleich zu den allgemein gängigen Verstärkern im A-, B- oder AB-Betrieb, verbesserten Wirkungsgrad benutzt. Eine Möglichkeit ist es, einen Verstärker mit einer vom Aussteuerungspegel des Verstärkers abhängigen Speisespannung zu verwenden. In Fig. 5 und 6 sind zwei Ausführungsbeispiele eines derartigen Verstärkers gegeben. Eine andere Möglichkeit ist, einen geschalteten Verstärker beispielsweise einen Verstärker im D-Betrieb zu verwenden. In Fig. 7 ist ein Beispiel davon gegeben.

In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt, bei der ein Verstärker mit einer mit dem Ausgangspegel des Verstärkers mitlaufenden Speisung verwendet ist. Die Verstärkerschaltung 3 enthält einen Operationsverstärker 10 mit einer Impedanz Z₁ bzw. Z₂ zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang bzw. zwischen seinem invertierenden Eingang und einem Punkt konstanten Potentials 11, in diesem Fall Erde. Der Verstärkungsfaktor vom Eingang 4 zum Ausgang 5 der Verstärkerschaltung 3 ist gleich , davon ausgehend daß der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 10 sehr groß ist. Die Impedanzen Z₁ und Z₂ sind derart gewählt, daß der Verstärkungsfaktor einen Frequenzgang entsprechend der Kurve 6 oder 6′ nach Fig. 4 hat. Der Ausgang des Verstärkers 10 ist mit einer Schaltung 12 verbunden, die vom Ausgangspegel des Verstärkers 10 ausgehend ein erstes und ein zweites Speisesignal 13 bzw. 14 erzeugt, das an den positiven bzw. negativen Speiseanschluß des Verstärkers 10 gelangt. Die Wirkung der Schaltung 12 ist derart, daß ein mit dem Ausgangspegel des Verstärkers 10 mitlaufendes Speisesignal 13 bzw. 14 erhalten wird.

Ein anderes Ausführungsbeispiel einer derartigen Verstärkerschaltung 3 zum Ansteuern der Wandlereinheit 2 ist in Fig. 6 dargestellt. Die Verstärkerschaltung enthält wiederum einen Operationsverstärker 10. Zum Erhalten der in Fig. 4 mit 6 oder 6′ bezeichneten Verstärkerkennlinie ist zwischen dem Eingang 4 der Verstärkerschaltung 3 und dem Eingang des Verstärkers 10 eine Filteranordnung 20 aufgenommen. Der Ausgang 21 der Filteranordnung 20 ist weiter noch mit dem Eingang einer Schwellenanordnung 22 verbunden. Das Ausgangssignal der Schwellenanordnung 22 steuert zwei miteinander verbundene Schalter 23 und 24. Der positive und negative Speiseanschluß des Verstärkers 10 sind mit einem Anschluß des Schalters 23 bzw. 24 verbunden. In der dargestellten Stellung der Schalter 23 und 24 wird der Verstärker also mit einer festen Speisung +S₁, -S₁ gespeist und in der anderen Stellung der Schalter ist die Speisung +S₂, -S₂. Die Größe der Festspannung S₁ ist derart gewählt, daß ein Eingangssignal am Eingang 4 der Verstärkerschaltung 3 mit einer Frequenz unter f₁, auch für die Amplitude die maximal auftreten kann, noch verzerrungsfrei verstärkt werden kann. Die Größe der Festspannung S₂ ist derart gewählt, daß ein Eingangssignal am Eingang 4 der Verstärkerschaltung 3 mit einer Frequenz oberhalb f₂, auch für die Amplitude die maximal auftreten kann, noch verzerrungsfrei verstärkt werden kann. Hin sichtlich des Frequenzgangs des Filters 20 bedeutet das also, daß S₁ größer als S₂ ist, wobei das Verhältnis dem Verhältnis zwischen den Pegeln unterhalb f₁ bzw. oberhalb f₂ dem Frequenzgang des Filters 2 entspricht und damit dem Frequenzgang 6 in Fig. 4. Der Schwellenwert in der Schwellenanordnung 22 ist gleich dem höchstens erreichbaren Pegel des Ausgangssignals am Ausgang 21 des Filters für Frequenzen oberhalb f₂. Liegt der reelle Pegel am Ausgang 21 über dem genannten Schwellenwert, ist das Ausgangssignal der Schwellenanordnung 22 derart, daß die Schalter 23 und 24 die gezeichnete Stellung einnehmen. Die Speisespannung zum Verstärker 10 ist dabei hoch (S₁, -S₁). Dies erfolgt nur für Signale mit Frequenzen unter f₂ und mit einer Amplitude über dem Schwellenwert der Schwellenanordnung. Liegt der reelle Pegel am Ausgang 21 unter dem genannten Schwellenwert, ist das Ausgangssignal der Schwellenanordnung derart, daß die Schalter 23 und 24 in der anderen als der dargestellten Stellung stehen. Die Speisespannung ist in diesem Fall niedrig (S₂, -S₂). Dies erfolgt für Signale mit einer Amplitude unter dem Schwellenwert der Schwellenanordnung, ungeachtet ihrer Frequenz. Auf diese Weise bekommt man gleichfalls eine variierende Speisung, und zwar eine variierende Speisung mit zwei diskreten Pegeln. Es ist selbstverständlich, daß auch Verstärkeranordnungen realisierbar sind, in denen die Speisung abhängig von der Aussteuerung zwischen drei oder mehreren diskreten Pegeln variieren kann.

In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel einer Anordnung dargestellt, bei der für die Verstärkerschaltung 3 ein Verstärker im D-Betrieb benutzt ist. Das Eingangssignal gelangt über den Eingang 4 an den nicht invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 30. Dessen Ausgang ist mit einem Eingang eines Komparators 31 verbunden. Der andere Eingang des Komparators 31 ist mit einem Dreieckgenerator 32 verbunden, der als Ausgangssignal vorzugsweise ein Dreiecksignal mit einer hohen Frequenz, beispielsweise von 40 kHz, erzeugt. Die von der Verstärker schaltung 3 wiederzugebende Höchstfrequenz ist damit festgelegt und beträgt etwa 2 bis 4 kHz. Dies genügt für eine elektroakustische Wandlereinheit, die nur tiefe Töne wiederzugeben braucht (ein Tieftonlautsprecher). Verlangt man die Wiedergabe höherer Frequenzen mit der Verstärkerschaltung, muß die Frequenz des Dreieckgenerators proportional größer gewählt werden. Der Komparator 31 vergleicht das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 30 mit dem Ausgangssignal des Dreieckgenerators 32 und erzeugt ein (binäres) Ausgangssignal, das hoch ist (logisch "eins"), wenn die Amplitude des Dreiecks größer als die Ausgangsamplitude des Differenzverstärkers 30 ist, und das niedrig ist (logisch "Null"), wenn die Amplitude des Dreiecks gerade kleiner ist. Das Ausgangssignal des Komparators 31 ist ein pulsbreitenmoduliertes Signal. Der mit 33 bezeichnete Schaltungsteil dient zum Verzögern der abfallenden Flanken im Ausgangssignal des Komparators 31 um eine bestimmte Zeit. Der mit 33′ bezeichnete Schaltungsteil dient zum Verzögern der Vorderflanken im Ausgangssignal des Komparators 31 um eine bestimmte Zeit.

Die Schaltung 33 ist weiter über einen Pufferverstärker 34 und einen mit 35 bezeichneten Schaltungsteil an die Steuerelektrode (Gate) eines p-Kanalfeldeffekttransistors 36 angeschlossen. Die Schaltung 33′ ist weiter über einen Pufferverstärker 37 und einen mit 38 bezeichneten Schaltungsteil an die Steuerelektrode (Gate) eines n-Kanalfeldeffekttransistors 39 angeschlossen. Die erste Hauptelektrode (Drain) beider Transistoren 36 und 39 ist über ein Tiefpaßfilter und einen Entkopplungskondensator 41 mit dem Ausgang 5 der Verstärkerschaltung verbunden. Die zweite Hauptelektrode (Source) der Transistoren 36 bzw. 40 ist mit der positiven Speisespannung (+) bzw. mit Erde (-) verbunden. Das Ausgangssignal des Komparators 31 steuert die beiden Transistoren 36 und 39 derart, daß bei einer Rückflanke der Transistor 39 abgeschaltet wird (sperrt) und der Transistor 36 eingeschaltet wird (leitet).

Es fließt nunmehr ein Signalstrom von der positiven Speisespannung (+) zum Ausgang 5 der Verstärkerschal tung. Auf einer Vorderflanke im Ausgangssignal des Komparators 31 wird der Transistor 39 eingeschaltet und der Transistor 36 abgeschaltet. Es fließt dabei ein Signalstrom vom Ausgang 5 über den Transistor 39 zum negativen Speiseanschluß (-). Infolge der Tiefpaßkennlinie des Filters 40, dessen Abschneidfrequenz der höchsten von der Verstärkerschaltung wiederzugebenden Frequenz entspricht, d. h. ebenfalls 2 bis 4 kHz, entsteht am Ausgang 5 wiederum ein kontinuierlich schwankendes Signal, das eine verstärkte Kopie des Eingangssignals zu den Anschlüssen 4 ist.

Aus obiger Beschreibung ist klar, daß beide Transistoren 36 und 39 abwechselnd leiten. Außerdem ist dafür zu sorgen, daß sie nicht beide gleichzeitig leiten, weil in diesem Fall ein hoher Strom von der positiven Speisespannung (+) zur negativen Speisespannung (-) über die Transistoren 36 und 39 fließt, wodurch sie zerstört werden. Um dies durch die Trägheit der Transistoren beim Ein- und Ausschalten zu vermeiden, müssen nunmehr die Schaltungen 33 und 33′ die Rückflanke und damit das Einschaltmoment des Transistors 36 in bezug auf das Abschaltmoment des Transistors 39 bzw. die Vorderflanke und damit das Einschaltmoment des Transistors 39 in bezug auf das Abschaltmoment des Transistors 36 verzögern.

Die Schaltungen 35 und 38 sind ebenfalls Sicherungen gegen das Durchbrennen der Transistoren 36 und 39 beispielsweise durch das Einschalten der Verstärkerschaltung, d. h. die Speisespannung wird sprunghaft eingeschaltet (oder erhöht) oder durch Übersteuerung. Die Pufferverstärker 34 und 37 dienen zum derartigen Verstärken der Signale, daß die Transistoren 36 und 39 mit ausreichender Leistung angesteuert werden. Das RC-Netzwerk 42 hat die Aufgabe, den Einfluß verschiedener Streukapazitäten der Transistoren 36 und 39 und von Streuselbstinduktivitäten (beispielsweise infolge der Verdrahtung) im Ausgangssignal der Verstärkerschaltung auszugleichen. Schließlich ist zwischen dem Ausgang der Verstärkerschaltung und Erde eine Serienschaltung aus zwei Impedanzen Z₁ bzw. Z₂ geschaltet, wobei der Knotenpunkt zwischen den beiden Impedanzen mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 30 verbunden ist. Die Impedanzen Z₁ und Z₂ dienen als Gegenkopplung. Die Frequenzabhängigkeit der Verstärkerschaltung gemäß Fig. 4 wird damit auf dieselbe Weise verwirklicht, wie sie bei der Verstärkerschaltung nach Fig. 5 beschrieben wurde.

Der Wirkungsgrad der Verstärkerschaltung ist in Fig. 8a dargestellt. In Fig. 8a ist eine graphische Darstellung gegeben, in der auf der horizontalen Achse das Maß der Aussteuerung u und auf der vertikalen Achse der elektrische Wirkungsgrad η_el aufgetragen ist. Die Kurven 51 und 52 geben den Wirkungsgrad eines Verstärkers im A-Betrieb bzw. im B-Betrieb. Klar ersichtlich ist, daß der Wirkungsgrad eines A-Betrieb-Verstärkers etwa quadratisch als Funktion des Aussteuerungspegels verläuft. Bei voller Aussteuerung beträgt der Wirkungsgrad etwa 50%. Der Wirkungsgrad eines B-Betrieb-Verstärkers verläuft proportional dem Aussteuerungspegel. Bei voller Aussteuerung beträgt der Wirkungsgrad etwa 78%. Die Kurve 53 zeigt den Wirkungsgrad des in Fig. 7 beschriebenen D-Betrieb-Verstärkers. Klar ersichtlich ist die Vergrößerung des Wirkungsgrads in bezug auf den A-Betrieb- bzw. B-Betrieb-Verstärkers. In Fig. 8b ist eine graphische Darstellung gezeigt, in der die Wirkungsgrade der Verstärkerschaltungen gemäß der Beschreibung in Fig. 5 und 6 dargestellt sind. Die ausgezogene Linie 55 zeigt den Wirkungsgrad für die Verstärkerschaltung nach Fig. 6. Der Wert x entspricht dem Verhältnis S₂/S₁. Es sei angenommen, daß der Verstärker 10 in Fig. 6 ein B-Betrieb-Verstärker ist. Für kleine Aussteuerungen ist die Speisung mit der Spannung S₂ eingeschaltet, d. h. für Aussteuerungen zwischen 0 und x verfügt man über die bekannte Kurve für den B-Betrieb-Verstärker. Bei größeren Aussteuerungen ist die Speisung auf die Spannung S₁ eingestellt. Für Aussteuerungen zwischen x und 1 verfügt man erneut über die bekannte Kurve für den B-Betrieb-Verstärker. Der Übergang von der Speisespannung S₂ auf die Speisespannung S₁ bei einer Aussteuerung um x herum löst einen Abfall in der Wirkungsgradkennlinie aus.

Es ist klar, daß die Verstärkerschaltung nach Fig. 6 in einem Bereich mit niedrigen Aussteuerpegeln, d. h. im Bereich mit u<x, einen höheren Wirkungsgrad als der Wirkungsgrad des herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung. Wenn als Verstärker 10 in Fig. 6 ein A-Betrieb-Verstärker verwendet werden würde, wäre die Kurve 57 nach Fig. 8b erhalten. Nun ist es aus Fig. 8b ersichtlich, daß die Verstärkerschaltung in einem Teilgebiet 59 innerhalb des Gebiets mit niedrigen Aussteuerpegeln, d. h. mit u<x, welches Teilgebiets 59 bei höheren Aussteuerpegeln im erwähnten Gebiet mit niedrigen Aussteuerpegeln liegt, einen Wirkungsgrad höher als der Wirkungsgrad des herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers besitzt. Sogar eine Verstärkerschaltung mit einem A-Betrieb- Verstärker, dessen Speisespannung zwei Werte annehmen kann, kann vor der Verwendung eines B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung bevorzugt werden. Für große Aussteuerungen (u<x) ist der Wirkungsgrad des besonderen A-Betrieb-Verstärkers tatsächlich niedriger als der des herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers. Jedoch ist es in diesem Aussteuerbereich für erfindungsgemäße Anordnungen immer noch einen höheren Wirkungsgrad im Vergleich zu einer Anordnung mit einem herkömmlichen B-Betrieb-Verstärker und einer Wandlereinheit mit einem Gütefaktor gleich eins. Weiter wird im wichtigen Teilgebiet 59 ein höherer Wirkungsgrad in bezug auf den herkömmlichen B-Betrieb-Verstärker festgestellt. Der Gesamt-Wirkungsgrad wird dadurch also doch besser als bei der Verwendung eines herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers. Das Ergebnis läßt sich selbstverständlich durch das Variieren der Speisespannung zwischen drei oder mehr Werten weiter verbessern.

Handelt es sich um eine Verstärkerschaltung mit einer kontinuierlich mit dem Aussteuerungspegel der Verstärkerschaltung mitlaufenden Speisung, wie gemäß der Beschreibung in Fig. 5, erhält man eine Wirkungsgradkurve wie mit 56 in Fig. 8b bezeichnet. Hierbei wurde wiederum von einem normalen B-Betrieb-Verstärker für den Ver stärker 10 ausgegangen. Wenn eine momentane Verfolgung des Eingangssignals erfolgt, ist sogar ein Wirkungsgrad von nahezu 100% im nahezu vollständigen Aussteuerbereich verwirklichbar, dessenungeachtet, ob es sich um einen A-, AB- oder B-Betrieb-Verstärkers handelt. Aus Fig. 8b ist ersichtlich, daß in beiden Fällen ein höherer Wirkungsgrad für den ganzen Aussteuerbereich im Vergleich zu einem normalen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisung erhalten ist, siehe die mit den Bezugsziffern 56 und 58 bezeichneten Linien. Bei der Beschreibung des D-Betrieb-Verstärkers nach Fig. 7 wurde bemerkt, daß die höchste, von der Verstärkerschaltung wiederzugebende Frequenz durch die Frequenz des Dreieckgenerators 32 bestimmt wird, und daß zum Wiedergeben der höheren Frequenzen die Frequenz des Dreieckgenerators zu erhöhen ist. Die Erhöhung der Dreieckfrequenz beschränkt sich jedoch dadurch, daß sonst mehrere Streukapazitäten eine größere Rolle spielen werden und eine große Verzerrung im Ausgangssignal der Verstärkerschaltung entsteht.

Eine Ausführungsform einer Verstärkerschaltung, die einen größeren Frequenzbereich wiedergeben kann, ist in Fig. 9 dargestellt. Die Verstärkerschaltung besteht aus zwei Teilverstärkern 61 bzw. 62, die beide das Eingangssignal erhalten. Die Wandlereinheit 2 ist zwischen den Ausgängen der beiden Teilverstärker geschaltet. Der Teilverstärker 62 invertiert dazu das seinem Eingang zugeführte Signal. Der Teilverstärker 61 besitzt einen Frequenzgang, der im ganzen, wiederzugebenden Frequenzbereich horizontal ist (d. h. von etwa 20 Hz bis ungefähr f_b, siehe Fig. 3 und 4). Der Teilverstärker 62 besitzt einen Tiefpaßfrequenzgang, der von der Frequenz f₁ mit etwa 6 dB/Oktav abfällt. Da der Arbeitsbereich des Teilverstärkers 62 sich dadurch auf niedrigen Frequenzen beschränkt, kann für diesen Teilverstärker ein D-Betrieb- Verstärker verwendet werden, wie in Fig. 7 beschrieben. Die Gegenkopplungsimpedanzen Z₁ und Z₂ sind dabei derart zu wählen, daß ein solcher Tiefpaßfrequenzgang erreicht wird, daß nur Frequenzen unter f₂ (bzw. f₂′) wiederge geben werden. Als Teilverstärker 61 könnte dann ein Verstärker mit einer mit dem Aussteuerungspegel mitlaufenden Speisung genommen werden. Die Verbindung der zwei Teilverstärker erzeugt genau den Frequenzgang gemäß Fig. 4. Der Kondensator 63 ist zum Ableiten der hohen Frequenzen über etwa f₂ (bzw. f₂′) nach Erde erforderlich, so daß vermieden wird, daß dieses Hochfrequenzsignal über den Teilverstärker 62 abgeleitet wird und dort eine hohe Verlustleistung im Teilverstärker 62 auslöst. In manchen Fällen befindet sich bereits ein Kondensator in der Schaltung nach Erde im Ausgangskreis des Teilverstärkers 62. In diesem Fall braucht kein zusätzlicher Kondensator 63 benutzt zu werden.

Es sei erwähnt, daß sich die Erfindung nicht auf die Anordnung bzw. die Verstärkerschaltungen nach obiger Beschreibung der Ausführungsbeispiele beschränkt. Die Erfindung bezieht sich auch auf jene Ausführungsformen, die sich in nicht auf die Idee der Erfindung beziehenden Punkten der dargestellten Ausführungsbeispiele unterscheiden. So können auch andere Wandlereinheiten beispielsweise Wandlereinheiten mit Wandlern vom Bandtyp oder piezoelektrischen Wandlern benutzt werden. Im allgemeinen wird die Resonanzfrequenz und der Gütefaktor von Wandlern gemessen. Denn der Frequenzgang der Membrangeschwindigkeit weist ein Maximum bei der Resonanzfrequenz auf. Die Breiten des Maximums ist ein Maß für den Gütefaktor.

Claims

1. Anordnung zum Umwandeln eines elektrischen Signals in ein akustisches Signal, mit einem Eingangsanschluß (1) zum Empfangen eines elektrischen Eingangssignals, einer elektroakustischen Wandlereinheit (2) mit einem Gütefaktor unter eins und einer die elektroakustische Wandlereinheit ansteuernden Verstärkerschaltung (3), die mit einem mit dem Eingangsanschluß gekoppelten Eingang (4) und mit einem mit der elektroakustischen Wandlereinheit gekoppelten Ausgang (5) versehen ist und einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor mit einem Frequenzgang besitzt, der zumindest in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz (f₁), die zumindest annähernd der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit (2) entspricht, und einer zweiten oberhalb der ersten Frequenz liegenden Frequenz (f₂) einen abfallenden Verlauf besitzt, der ungefähr die Umkehrung des Verlaufs des Frequenzgangs der Wandlereinheit im genannten Frequenzbereich ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerschaltung (3) aufgrund einer vom Aussteuerpegel abhängigen Speisespannung der Verstärkerschaltung in zumindest einem Teilgebiet innerhalb eines Gebiets mit niedrigen Aussteuerpegeln, welches Teilgebiet bei höheren Aussteuerpegeln in dem genannten Gebiet der niedrigen Aussteuerpegel liegt, einen höheren Wirkungsgrad als der eines herkömmlichen B-Betrieb-Verstärkers mit einer festen Speisespannung besitzt.

2. Anordnung zum Umwandeln eines elektrischen Signals in ein akustisches Signal, mit einem Eingangsanschluß (1) zum Empfangen eines elektrischen Eingangssignals, einer elektroakustischen Wandlereinheit (2) mit einem Gütefaktor unter eins und einer die elektroakustische Wandlereinheit ansteuernden Verstärkerschaltung (3), die mit einem mit dem Eingangsanschluß gekoppelten Eingang (4) und mit einem mit der elektroakustischen Wandlereinheit gekoppelten Ausgang (5) versehen ist und einen frequenzabhängigen Verstärkungsfaktor mit einem Frequenzgang besitzt, der zumindest in einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz (f₁), die zumindest annähernd der Resonanzfrequenz der Wandlereinheit (2) entspricht, und einer zweiten oberhalb der ersten Frequenz liegenden Frequenz (f₂) einen abfallenden Verlauf besitzt, der ungefähr die Umkehrung des Verlaufs des Frequenzgangs der Wandlereinheit im genannten Frequenzbereich ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerschaltung (3) dadurch, daß sie ein geschalteter Verstärker ist, in zumindest einem Teilgebiet innerhalb eines Gebietes mit niedrigen Aussteuerpegeln, welches Teilgebiet bei höherem Aussteuerpegel in dem genannten Gebiet der niedrigen Aussteuerpegel liegt, einen höheren Wirkungsgrad besitzt als ein herkömmlicher B-Betrieb-Verstärker mit einer festen Speisespannung.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein D-Betrieb- Verstärker ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Gütefaktor der elektro akustischen Wandlereinheit zwischen 0,2 und 0,8 liegt und vorzugsweise ungefähr 0,4 beträgt.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die elektroakustische Wandlereinheit (2) ein in ein Baßreflexgehäuse aufgenommener elektroakustischer Wandler ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Gütefaktor der elektroakustischen Wandlereinheit zwischen 0,1 und 0,6 liegt und vorzugsweise ungefähr 0,3 beträgt.

6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzgang der Verstärkerschaltung in einem Frequenzbereich unterhalb der ersten Frequenz (f₁) ungefähr konstant ist oder ungefähr von der ersten Frequenz zu niedrigeren Frequenzen abfällt.