DE60012568T2

DE60012568T2 - Verfahren zur ableitung von mindestens drei audiosignalen aus zwei eingabe-audiosignalen

Info

Publication number: DE60012568T2
Application number: DE60012568T
Authority: DE
Inventors: W. James FOSGATE
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1999-12-03
Filing date: 2000-11-28
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2020-11-29
Also published as: EP1234484A1; AU784855B2; CN1226901C; AU1804301A; MXPA02005521A; CA2392601C; BRPI0015969B1; JP2003516069A; JP4540285B2; HK1051621A1; EP1234484B1; DE60012568D1; TR200402241T4; ES2220572T3; CN1391782A; TW510143B; WO2001041504A1; CA2392601A1; BR0015969A; ATE272303T1

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft die Tonsignalverarbeitung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf "Multirichtungs-" (oder "Mehrkanal-") Tondekodierung mit Hilfe einer "adaptiven" (oder "aktiven") Audiomatrixmethode, mit der aus einem Paar Eingabetonsignalströmen (oder "Signalen" oder "Kanälen") drei oder mehr Tonsignalströme (oder "Signale" oder "Kanäle") abgeleitet werden. Die Erfindung ist nützlich, um Tonsignale wiederherzustellen, bei denen jedes Signal einer Richtung zugeordnet ist und mittels einer Kodiermatrix zu an Zahl weniger Signalen kombiniert war. Auch wenn die Erfindung anhand eines solchen absichtlichen Matrixkodierens beschrieben wird, ist zu beachten, daß die Erfindung nicht mit irgendeiner bestimmten Matrixkodierung angewandt werden muß, sondern sich auch eignet, angenehme Richtungseffekte aus Material zu erzeugen, welches ursprünglich für eine Zweikanalwiedergabe aufgezeichnet wurde.
Einschlägiger Stand der Technik
Audiomatrixkodieren und -dekodieren ist allgemein bekannt. Beim sogenannten "4-2-4" Audiomatrixkodieren und -dekodieren beispielsweise werden vier Quellensignale, die üblicherweise vier Hauptrichtungen zugeordnet sind, (beispielsweise links, Mitte, rechts, und rundum oder links vorne, rechts vorne, links hinten und rechts hinten) durch Amplituden-Phasen-Matrixkodierung zu zwei Signalen umgewandelt. Die beiden Signale werden entweder übertragen oder gespeichert und dann mittels eines Amplituden-Phasen-Matrixdekodierers dekodiert, um Annäherungen an die ursprünglichen vier Quellensignale wiederherzustellen. Die dekodierten Signale sind deshalb Annäherungen, weil Matrixdekodierer unter dem bekannten Nachteil des Übersprechens unter den dekodierten Tonsignalen leiden. Idealerweise sollten die dekodierten Signale mit den Quellensignalen identisch sein, mit unendlicher Trennung zwischen den Signalen. Aber das den Matrixdekodierern innewohnende Übersprechen führt dazu, daß es nur eine 3 dB Trennung zwischen Signalen gibt, die benachbarten Richtungen zugeordnet sind. Eine Audiomatrix, in der die Matrixcharakteristiken unveränderlich sind, ist als "passive" Matrix bekannt.
Um das Problem des Übersprechens bei Matrixdekodierern in den Griff zu bekommen, ist es bekannt, die Dekodiermatrixeigenschaften adaptiv zu ändern, um die Trennung zwischen den dekodierten Signalen zu verbessern und eine größere Annäherung an die Quellensignale zu erzielen. Ein allgemein bekanntes Beispiel eines solchen aktiven Matrixdekodierers ist der Dolby Pro Logic Dekodierer, der im US-Patent 4 799 260 beschrieben ist. In diesem Patent ist eine Reihe weiterer Patente genannt, die für dieses Patent Stand der Technik sind und von denen viele verschiedene, andere Arten adaptiver Matrixdekodierer beschreiben. Zu weiteren bekannten Patenten des Erfinders der vorliegenden Anmeldung gehören die US-Patente 5 625 696, 5 644 640, 5 504 819, 5 428 687 sowie 5 172 415.
In der Veröffentlichung US-A-4 589 129 ist ein Audiodekodierer offenbart, der für zwei Eingabekanäle mindestens vier Ausgabekanäle erzeugt. Eine passive Matrix leitet vier Kanäle aus den zwei Eingabekanälen ab. Die Verstärkung jedes der vier Kanäle wird mittels eines spannungsgesteuerten Verstärkers variiert, um ein jeweiliges Ausgabesignal zu erhalten, so daß jedes der vier Ausgabesignale nur die ursprünglichen Signalkomponenten enthält, die die passive Matrix geliefert hat, und keine Signalkomponenten, die von anderen der vier Kanäle abgeleitet wurden, welche die passive Matrix abgeleitet hat. Die Verstärkung jedes von der passiven Matrix abgeleiteten, orthogonalen Signalpaares werden von einem Steuersignal gesteuert, welches vom absoluten Wert eines Maßes des relativen Werts des anderen, von der passiven Matrix abgeleiteten, orthogonalen Signalpaares abgeleitet ist.
EP 0 949 845 A2 offenbart verschiedene Anordnungen zum Synthetisieren mehrerer Ausgabekanäle von einem Stereoeingabesignal. Jede der Anordnungen sieht die Verwendung von "Q-Filtern" vor (einer Art von Transferfunktion) und/oder "Qxpandern" (eine Art von Übersprechlöschern).
Auch wenn bekannte adaptive Matrixdekodierer dazu dienen sollen, das Übersprechen in den wiedergegebenen Signalen zu verringern und die Quellensignale ähnlicher wiederherzustellen, ist das bisher in einer Art und Weise geschehen, die häufig kompliziert und mühsam ist, bei der die wünschenswerten Verhältnisse unter den Zwischensignalen im Dekodierer nicht erkannt werden, welche möglicherweise zum Vereinfachen des Dekodierers und zur Verbesserung der Genauigkeit des Dekodierers herangezogen werden können.
Dementsprechend ist die vorliegende Erfindung auf Verfahren und Vorrichtungen abgestellt, die bisher nicht berücksichtigte Beziehungen unter den Zwischensignalen in adaptiven Matrixdekodierern erkennen und nutzen. Durch die Ausnutzung dieser Beziehungen können unerwünschte Übersprechkomponenten leicht gelöscht werden, insbesondere wenn man automatische Selbstlöschanordnungen anwendet, die mit negativer Rückkopplung arbeiten.
Offenbarung der Erfindung
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung bietet die Erfindung ein Verfahren zum Ableiten von mindestens drei Ausgabetonsignalen aus zwei Eingabetonsignalen, bei dem aus den beiden Eingabetonsignalen vier Ausgabetonsignale mittels einer passiven Matrix abgeleitet werden, die in Abhängigkeit von zwei Tonsignalen zwei Paare Tonsignale erzeugt, und zwar ein erstes Paar abgeleiteter Tonsignale, die Richtungen wiedergeben, welche auf einer ersten Achse liegen (z.B. "Links-" und "Rechts-"Signale) und ein zweites Paar abgeleiteter Tonsignale, die Richtungen wiedergeben, welche auf einer zweiten Achse liegen (z.B. "Mitte-" und "Rundum-" bzw. "Raum-"Signale), wobei die erste und zweite Achse im wesentlichen orthogonal zueinander liegen. Jedes Paar abgeleiteter Tonsignale wird so verarbeitet, daß ein jeweiliges erstes und zweites Paar (das Links/Rechts- bzw. Mitte/Raumpaar) Zwischentonsignale erzeugt wird, so daß die Größen der relativen Amplituden der Tonsignale in jedem Zwischentonsignalpaar zur Gleichheit hin gedrängt werden. Ein erstes Ausgabesignal (z.B. das linke Ausgabesignal L_out), welches eine erste Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares abgeleiteter Tonsignale liegt (das Links/Rechtspaar), aus dem das erste Paar (das Links/Rechtspaar) Zwischensignale erzeugt wurde, wird erzeugt mindestens durch Kombinieren, mit der gleichen Polarität, mindestens einer Komponente jedes des zweiten Paares (das Mitte/Raumpaar) der Zwischentonsignale. Ein zweites Ausgabesignal (z.B. das rechte Ausgabesignal R_out), welches eine zweite Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares abgeleiteter Tonsignale (das Links/Rechtspaar) liegt, aus denen das erste Paar (das Links/Rechtspaar) Zwischensignale erzeugt wurde, wird erzeugt mindestens durch Kombinieren, mit entgegengesetzter Polarität, mindestens einer Komponente jedes des zweiten Paares (das Mittel Raumpaar) der Zwischentonsignale. Ein drittes Ausgabesignal (z.B. das Mitteausgabesignal C_out oder das Raumausgabesignal S_out), welches eine erste Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares (das Mitte/Raumpaar) abgeleiteter Audiosignale liegt, aus denen das zweite Paar (das Mitte/Raumpaar) der Zwischensignale erzeugt wurde, wird erzeugt mindestens durch Kombinieren, mit der gleichen Polarität oder der entgegengesetzten Polarität, mindestens einer Komponente jedes des ersten Paares (das Links/Rechtspaar) der Zwischentonsignale. Wahlweise wird ein viertes Ausgabesignal (z.B. das Raumausgabesignal S_out, wenn das dritte Ausgabesignal das Eingangsausgabesignal C_out ist, oder C_out, wenn das dritte Ausgabesignal S_out ist), welches eine zweite Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares (Mitte/Raum) abgeleiteter Tonsignale liegt, aus denen das zweite Paar (Mitte/Raum) Zwischensignale erzeugt wurde, erzeugt, mindestens durch Kombinieren, mit der entgegengesetzten Polarität, wenn das dritte Ausgabesignal durch Kombinieren mit der gleichen Polarität erzeugt wurde, oder durch Kombinieren mit der gleichen Polarität, wenn das dritte Ausgabesignal durch Kombinieren mit der entgegengesetzten Polarität erzeugt wurde, mindestens einer Komponente jedes des ersten Paares (das Links/Rechtspaar) der Zwischentonsignale.
Die bisher nicht beachteten Beziehungen zwischen den dekodierten Signalen besteht darin, daß dadurch, daß die Größen der Zwischentonsignale in jedem Paar der Zwischentonsignale zur Gleichheit gedrängt werden, unerwünschte Übersprechkomponenten in den dekodierten Ausgabesignalen im wesentlichen unterdrückt werden. Bei diesem Prinzip ist keine vollständige Gleichheit erforderlich, um eine beträchtliche Löschung des Übersprechens zu erzielen. Eine solche Verarbeitung läßt sich ohne weiteres und vorzugsweise durch Benutzung negativer Rückkopplungsanordnungen verwirklichen, die eine automatische Löschung unerwünschter Übersprechkomponenten verursachen.
Zur Erfindung gehören Ausführungsbeispiele mit äquivalenten Topologien. Bei jedem Ausführungsbeispiel werden, wie oben beschrieben, Zwischensignale von einer passiven Matrix abgeleitet, die an einem Paar von Eingabesignalen arbeitet, und diese Zwischensignale werden zur Gleichheit gedrängt. In Ausführungsbeispielen, die eine erste Topologie verkörpern, werden eine Löschungskomponente der Zwischensignale mit passiven Matrixsignalen kombiniert (aus der passiven Matrix, die an den Eingabesignalen arbeitet oder anderweitig), um Ausgabesignale zu Ausführungsbeispiel mit einer zweiten Topologie werden Paare der Zwischensignale zu Ausgabesignalen kombiniert.
Zu weiteren Aspekten der vorliegenden Erfindung gehört das Ableiten zusätzlicher Steuersignale zum Erzeugen zusätzlicher Ausgabesignale.
Hauptaufgabe der Erfindung ist es, einen meßbaren und wahrnehmbaren hohen Grad an Übersprechlöschung bei einer großen Vielfalt an Eingabesignalbedingungen unter Verwendung von Schaltkreisen ohne besondere Erfordernisse hinsichtlich Präzision und ohne Notwendigkeit für ungewöhnliche Kompliziertheit im Steuerweg, was beides im Stand der Technik vorhanden ist, zu erreichen.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine so hohe Leistung mit einfacherer oder billigerer Schaltkreisanordnung als den bekannten Schaltkreisen zu erzielen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Funktionsschema einer bekannten passiven Dekodiermatrix, die für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nützlich ist.
2 ist ein Funktionsschema eines bekannten, für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nützlichen aktiven Matrixdekodierers, in dem variabel skalierte Versionen von Ausgaben einer passiven Matrix mit den unveränderten Ausgaben der passiven Matrix in Linearkombinierern summiert werden.
3 ist ein Funktionsschema eines rückkopplungsabgeleiteten Steuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung für die linken und rechten VCAs und die Summen- und Differenz-VCAs aus 2 sowie für VCAs in weiteren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Funktionsschema einer Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung, die der Kombination aus 2 und 3 gleichwertig ist, bei der die Ausgabekombinierer die Ausgabesignalkomponenten der passiven Matrix in Abhängigkeit von den Eingabesignalen L_t und R_t erzeugen, statt sie von der passiven Matrix zu erhalten, von der die Löschungskomponenten abgeleitet werden.
5 ist ein Funktionsschema gemäß der vorliegenden Erfindung und zeigt eine Anordnung, die der Kombination aus 2 und 3 und 4 gleichwertig ist. Bei der Konfiguration in 5 sind die Signale, die gleich zu halten sind, die Signale, die den ausgabeableitenden Kombinierern und den Rückkopplungsschaltkreisen zur Steuerung der VCAs zugeleitet werden; die Ausgaben der Rückkopplungsschaltungen umfassen die passiven Matrixkomponenten.
6 ist ein Funktionsschema gemäß der vorliegenden Erfindung und zeigt eine Anordnung, die den Anordnungen der Kombination aus 2 und 3, 4 und 5 gleichwertig ist, bei dem die Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1-g), die ein VCA bietet, und ein Subtrahierer durch einen VCA ersetzt sind, dessen Verstärkung sich in entgegengesetzter Richtung zu den VCAs bei den VCA- und Subtrahiererkonfigurationen ändert. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die passiven Matrixkomponenten unausgesprochen. Bei den anderen Ausführungsbeispielen sind die passiven Matrixkomponenten deutlich.
7 ist eine idealisierte Kurvendarstellung der linken und rechten VCA-Verstärkungen g_l und g_r des L_t/R_t rückkopplungsabgeleiteten Steuersystems (vertikale Achse) über dem Schwenkwinkel α(horizontale Achse).
8 ist eine idealisierte Kurvendarstellung der Summen- und Differenz-VCA-Verstärkungen g_c und g_s des Summe/Differenz rückkopplungsabgeleiteten Steuersystems (vertikale Achse) über dem Schwenkwinkel α(horizontale Achse).
9 ist eine idealisierte Kurvendarstellung der Links/Rechts und der umgekehrten Summe/Differenz-Steuerspannungen für eine Skalierung, bei der die Maximal- und Minimalwerte der Steuersignale +/–15 Volt sind (vertikale Achse) über dem Schwenkwinkel α (horizontale Achse).
10 ist eine idealisierte Kurvendarstellung der kleineren der Kurven in 9 (vertikale Achse) über dem Schwenkwinkel α(horizontale Achse).
11 ist eine idealisierte Kurvendarstellung der kleineren der Kurven in 9 (vertikale Achse) über dem Schwenkwinkel α (horizontale Achse) für den Fall, daß die Summe/Differenz-Spannung um 0,8 skaliert wurde, ehe die kleinere der Kurven genommen wurde.
12 ist eine idealisierte Kurvendarstellung der VCA-Verstärkungen links hinten und rechts hinten g_lb und g_rb des links hinten/rechts hinten rückkopplungsabgeleiteten Steuersystems (vertikale Achse) über dem Schwenkwinkel α (horizontale Achse).
13 ist ein Funktionsschema eines Teils eines aktiven Matrixdekodierers gemäß der vorliegenden Erfindung, bei dem sechs Ausgaben erhalten werden.
14 ist ein Funktionsschema, welches die Ableitung von sechs Löschsignalen zur Verwendung in einem aktiven Matrixdekodierer mit sechs Ausgängen, wie dem in 13 gezeigten, darstellt.
15 ist ein Schaltkreisschema, welches praktische, die Schaltung verkörpernde Aspekte der vorliegenden Erfindung zeigt.
Beste Art und Weise zum Ausführen der Erfindung
Eine passive Dekodiermatrix ist funktionell und schematisch in 1 dargestellt. Die folgenden Gleichungen beziehen sich auf Ausgaben für die Eingaben L_t und R_t ("links total" und "rechts total"): Lout = Lt (1) Rout = Rt (2) Cout = ½*(Lt + Rt) (3) Sout = ½*(Lt– Rt) (4)(Das Symbol "*" bedeutet in dieser und weiteren Gleichungen in der vorliegenden Beschreibung Multiplikation.)
Die Mitte-Ausgabe ist die Summe der Eingaben, und die Raum-Ausgabe ist die Differenz zwischen den Eingaben. Beide haben zusätzlich eine Skalierung; diese Skalierung ist willkürlich, sie ist allein zum Zweck der Erläuterung als 1/2 gewählt. Es sind auch andere Skalierungswerte möglich. Die C_out-Ausgabe wird dadurch erhalten, daß L_t und R_t mit einem Skalierungsfaktor von +1/2 an einen Linearkombinierer 2 angelegt werden. Die S_out-Ausgabe wird dadurch erhalten, daß L_t und R_t mit Skalierungsfaktoren +1/2 bzw. –1/2 an einen Linearkombinierer 4 angelegt werden.
Die passive Matrix gemäß 1 erzeugt also zwei Paare Tonsignale; das erste Paar ist L_out und R_out; das zweite Paar ist C_out und S_out. Bei diesem Beispiel sind die Hauptrichtungen der passiven Matrix wie folgt bezeichnet "links", "Mitte", "rechts" und "Raum". Benachbarte Hauptrichtungen liegen auf zueinander orthogonalen Achsen, so daß für diese Richtungsbezeichnungen, wie links, bedeuten der Mitte und dem Raum benachbart; Raum bedeutet benachbart zu links und rechts usw. Es sei erwähnt, daß die Erfindung auf jede beliebige orthogonale 2:4 Dekodiermatrix anwendbar ist.
Ein passiver Matrixkodierer leitet n Tonsignale von m Tonsignalen ab, wobei n größer ist als m, und zwar entsprechend einem unveränderlichen Verhältnis (in 1 ist z.B. C_out immer 1/2*(R_out + L_out)). Im Gegensatz dazu leitet ein aktiver Matrixdekodierer n Tonsignale entsprechend einem veränderlichen Verhältnis ab. Eine Möglichkeit, einen aktiven Matrixdekodierer zu gestalten, besteht darin, signalabhängige Signalkomponenten mit den Ausgabesignalen einer passiven Matrix zu kombinieren. Wie z.B. funktionsmäßig und schematisch in 2 gezeigt, werden vier VCAs (spannungsgesteuerte Verstärker) 6, 8, 10 und 12, die variabel skalierte Versionen der passiven Matrixausgaben liefern, in Linearkombinierern 14, 16, 18 und 20 mit den unveränderten passiven Matrixausgaben (nämlich den beiden Eingaben selbst, zusammen mit den beiden Ausgaben von Kombinierern 2 und 4) addiert. Da die Eingaben der VCAs von der linken, rechten, Mitte- bzw. Raumausgabe der passiven Matrix abgeleitet werden, können ihre Verstärkungen mit g_l, g_r, g_c und g_s bezeichnet werden (alle positiv). Die VCA-Ausgabesignale bilden Löschsignale und werden mit passiv abgeleiteten Ausgaben kombiniert, die Übersprechen aus den Richtungen enthalten, aus denen die Löschsignale abgeleitet wurden, um die Richtungsleistung des Matrixdekodierers durch das Unterdrücken des Übersprechens zu verbessern.
Es sei erwähnt, daß bei der in 2 gezeigten Anordnung die Wege der passiven Matrix noch vorhanden sind. Jede Ausgabe ist die Kombination der jeweiligen passiven Matrixausgabe plus der Ausgabe der beiden VCAs. Die VCA-Ausgaben sind so gewählt und skaliert, daß die gewünschte Übersprechlöschung für die jeweilige passive Matrixausgabe erhalten wird, wobei berücksichtigt wird, daß Übersprechkomponenten in Ausgaben auftreten, die einander benachbarte Hauptrichtungen darstellen. Ein Mittesignal enthält zum Beispiel Übersprechen in den passiv dekodierten Links- und Rechtssignalen, und ein Raumsignal enthält Übersprechen in den passiv dekodierten Links- und Rechtssignalen. Folglich sollte die Linkssignalausgabe mit den Löschsignalkomponenten kombiniert werden, die von den passiv dekodierten Mitte- und Raumsignalen abgeleitet sind, und entsprechend für die anderen vier Ausgaben. Die Art und Weise, in der die Signale skaliert, polarisiert und kombiniert werden, bringt die gewünschte Unterdrückung des Übersprechens hervor. Durch Variieren der jeweiligen VCA-Verstärkung im Bereich von Null bis Eins (für das Skalierbeispiel gemäß 2) können unerwünschte Übersprechkomponenten in den passiv dekodierten Ausgaben unterdrückt werden.
Die Anordnung gemäß 2 hat folgende Gleichungen: Lout = Lt – gc*½*(Lt + Rt) – gs*½*(Lt – Rt) (5) Rout = Rt – gc*½*(Lt + Rt) + gs*½*(Lt – Rt) (6) Cou t = *½*Lt + Rt) – gl*½*Lt – gr*½*Rt (7) Sout = ½*(Lt – Rt) – gl*½*Lt + gr*½*Rt (8)
Wenn die VCAs alle Verstärkungen von Null hätten, wäre die Anordnung die gleiche wie die passive Matrix. Für beliebige gleiche Werte aller VCA-Verstärkungen ist die Anordnung gemäß 2 die gleiche wie die passive Matrix, abgesehen von einer konstanten Skalierung. Wenn zum Beispiel alle VCAs Verstärkungen von 0.1 hätten: Lout = Lt – 0,05*(Lt + Rt) – 0,05*(Lt – Rt) = 0,9*Lt Rout = Rt – 0,05*(Lt + Rt) + 0,05(Lt – Rt) = 0,9*Rt Cout = ½*(Lt + Rt) – 0,05*Lt – 0,05*Rt = 0,9*½*(Lt + Rt) So ut = ½*(Lt – Rt) – 0,05*Lt + 0,05*Rt = 0,9*½*(Lt – Rt)
Das Ergebnis ist die passive Matrix, skaliert mit einem Faktor 0.9. Damit liegt auf der Hand, daß der nachfolgend beschriebene genaue Wert der Ruheverstärkung des VCA keine kritische Bedeutung hat.
Es sei ein Beispiel betrachtet. Für die Hauptrichtungen allein (links, rechts, Mitte und Raum) sind die jeweiligen Eingaben L_t allein, R_t allein, L_t=R_t (die gleiche Polarität) und L_t=–R_t (entgegengesetzte Polarität), und die entsprechenden gewünschten Ausgaben sind L_out allein, R_out allein, C_out allein und S_out allein. In jedem Fall sollte idealerweise nur ein Ausgang ein einziges Signal liefern und die restlichen gar nichts.
Bei Betrachtung ist ersichtlich, daß bei einer möglichen Steuerung der VCAs auf eine Weise, daß der eine entsprechend der gewünschten Hauptrichtung eine Verstärkung. von 1 hat und die restlichen viel geringer sind als 1, an allen Ausgängen, mit Ausnahme des erwünschten, die VCA-Signale die ungewünschten Ausgaben löschen. Wie schon gesagt, bewirken bei der Konfiguration gemäß 2 die VCA–Ausgaben eine Löschung der Übersprechkomponenten in den benachbarten Hauptrichtungen (in die hinein die passive Matrix Übersprechen hat).
Wenn zum Beispiel beiden Eingängen gleiche phasengleiche Signale zugeleitet werden, so daß R_t= L_t (sagen wir) 1, und wenn folglich g_c=1 und g_l, g_r sowie g_s alle Null oder fast Null sind, erhält man: Lout = 1 – 1*½*(1 + 1) – 0*½*(1 – 1) = 0 Rout = 1 - 1*½*(1 + 1) + 0*½*(1 – 1) = 0 cout = ½*(1 + 1) – 0*½*1 – 0*½*1 = 1 sout = ½*(1 – 1) – 0*½*1 + 0*½*1 = 0
Die einzige Ausgabe kommt vom gewünschten C_out. Eine ähnliche Berechnung zeigt, daß das gleiche auch für den Fall gilt, daß ein Signal nur von einer der anderen drei Hauptrichtungen stammt. Die Gleichungen 5, 6, 7 und 8 können dann gleichwertig wie folgt geschrieben werden: Lout = ½*(Lt + Rt)*(1 – gc) + ½*(Lt – Rt)*(1 – gs) (9) Cout = ½*Lt*(1 – gl) + ½*Rt*(1 – gr) (10) Rout = ½*(Lt + Rt)*(1 – gc) – ½*(Lt – Rt)*(1 – gs) (11) Sout = ¼*Lt*(1 – gl) – ½*Rt*(1 – gr) (12)
Bei dieser Anordnung ist jede Ausgabe die Kombination von zwei Signalen. L_out und R_out betreffen beide die Summe und Differenz der Eingabesignale und die Verstärkungen der Summen– und Differenz–VCAs (die VCAs, deren Eingaben aus der Richtung Mitte und Raum abgeleitet sind, die Richtungspaare, die zur Links– und Rechtsrichtung orthogonal sind). C_out und S_out betreffen beide die tatsächlichen Eingabesignale und die Verstärkungen der Links– und Rechts–VCAs (die VCAs, der jeweilige Eingaben von der Links– und Rechtsrichtung abgeleitet sind, dem Richtungspaar orthogonal zu den Richtungen Mitte und Raum).
Es sei der Fall einer Richtung betrachtet, die keine Hauptrichtung ist, wo R_t mit dem gleichen Signal wie L_t eingegeben wird, bei gleicher Polarität, aber gedämpft. Diese Bedingung gibt ein Signal wieder, welches irgendwo zwischen den Hauptrichtungen links und Mitte liegt und sollte deshalb Ausgaben von L_out und C_out, aber nur wenig oder gar nichts von R_out und S_out liefern.
Für R_out und S_out kann diese Null–Ausgabe erzielt werden, wenn die beiden Ausdrücke in der Größe gleich, aber von entgegengesetzter Polarität sind:
Für R_out ist die Beziehung für dieses Löschen Größe von [½*(Lt + Rt)*(1 – gc)] = Größe von [½*(Lt – Rt)*(1 – gs)] (13)
Für S_out ist die entsprechende Beziehung Größe von [½*Lt*(1 – gl)] = Größe von [½*Rt*(1 – gr)] (14)
Die Betrachtung eines Signals, welches zwischen beliebigen zwei benachbarten Hauptrichtungen geschwenkt (oder einfach lokalisiert ist), legt die beiden gleichen Beziehungen bloß. Anders ausgedrückt, wenn die Eingabesignale einen Ton wiedergeben, der zwischen zwei benachbarten Ausgaben geschwenkt ist, stellen diese Größenverhältnisse sicher, daß der Ton aus den Ausgängen kommt, die jenen zwei einander benachbarten Hauptrichtungen entsprechen, und daß die anderen beiden Ausgänge nichts liefern. Damit dieses Ergebnis im wesentlichen erreicht werden kann, sollten die Größen der beiden Ausdrücke in jeder der Gleichungen (9)–(12) zur Gleichheit gedrängt werden. Das läßt sich erreichen, wenn man versucht, die relativen Größen der beiden Signalpaare innerhalb der aktiven Matrix gleich zu halten: Größe von [(Lt + Rt)*(1 – gc)] = Größe von [(Lt – Rt)*(1 – gs)], (15)und Größe von [Lt*(1 – gl)] = Größe von [Rt*(1 – gr)]. (16)
Die in den Gleichungen (15) und (16) gezeigten, gewünschten Beziehungen sind die gleichen wie die der Gleichungen (13) und (14), wobei allerdings die Skalierung weggelassen ist. Für die Polarität, mit der die Signale kombiniert werden, und für deren Skalierung kann gesorgt werden, wenn die jeweiligen Ausgaben erhalten werden, beispielsweise mit den Kombinierern 14, 16, 18 und 20 gemäß 2.
Die Erfindung beruht auf der Entdeckung dieser bisher nicht gewürdigten Beziehungen gleicher Amplitudengröße und vorzugsweise, wie nachfolgend erörtert, der Anwendung einer selbstwirkenden Rückkopplungssteuerung, um diese Beziehungen aufrechtzuerhalten.
Aus der obigen Beschreibung hinsichtlich der Löschung ungewünschter Übersprechsignalkomponenten und der Anforderungen hinsichtlich der Hauptrichtungen läßt sich darauf schließen, daß für das bei dieser Erläuterung benutzte Skalieren die maximale Verstärkung für einen VCA eins sein sollte. Unter ruhenden, unbestimmten oder "angesteuerten" Bedingungen sollten die VCAs eine kleine Verstärkung annehmen und damit tatsächlich die passive Matrix bieten. Wenn die Verstärkung eines VCA eines Paares vom Ruhewert zu eins ansteigen maß, kann der andere im Paar auf der Ruheverstärkung bleiben oder sich in entgegengesetzter Richtung bewegen. Es ist eine zweckmäßige und praktische Beziehung, das Produkt der Verstärkungen des Paares konstant zu halten. Bei Verwendung analoger VCAs, deren Verstärkung in dB eine lineare Funktion ihrer Steuerspannung ist, geschieht dies automatisch, wenn an beide eines Paares eine Steuerspannung gleichermaßen angelegt wird (allerdings mit wirksamer entgegengesetzter Polarität). Eine weitere Alternative besteht darin, die Summe der Verstärkungen des Paares konstant zu halten. Natürlich kann die Erfindung digital oder in Software statt unter Verwendung analoger Bauelemente verwirklicht werden.
Wenn zum Beispiel die Ruheverstärkung 1/a ist, könnte eine praktische Beziehung zwischen den beiden Verstärkungen der Paare ihr Produkt sein, so daß gl*gr = 1/a2 und gc*gs = 1/a2.
Ein typischer Wert für "a" könnte im Bereich von 10 bis 20 liegen.
3 zeigt funktionsmäßig und schematisch ein rückkopplungsabgeleitetes Steuersystem für den linken und rechten VCA (6 bzw. 12) in 2. Es empfängt die Eingabesignaie L_t und R_t, verarbeitet sie, um Zwischensignale L_t*(1 – g_l) und R_t*(1 – g_r) abzuleiten, vergleicht die Größe der Zwischensignale und erzeugt ein Fehlersignal als Reaktion auf einen möglichen Unterschied in der Größe, wobei das Fehlersignal die VCAs veranlaßt, den Größenunterschied zu verringern. Eine Möglichkeit, ein solches Ergebnis zu erhalten, besteht darin, die Zwischensignale gleichzurichten, um deren Größen abzuleiten und die beiden Größensignale einem Vergleichselement zuzuleiten, dessen Ausgabe die Verstärkungen der VCAs mit einer solchen Polarität steuert, daß z.B. eine Zunahme des L_t–Signals g_t erhöht und g_r erniedrigt. Schaltkreiswerte (oder deren Äquivalente in digitaler Verwirklichung oder in Software) werden so gewählt, daß bei einer Nullausgabe des Vergleichselements, die Ruheverstärkung des Verstärkers weniger ist als eins (z.B. 1/a).
In der analogen Domäne besteht eine praktische Möglichkeit zum Verwirklichen der Vergleichsfunktion darin, die beiden Größen in die Logarithmusdomäne umzuwandeln, so daß das Vergleichselement sie subtrahiert, statt ihr Verhältnis zu bestimmen. Viele analoge VCAs haben Verstärkungen proportional zu einem Exponenten des Steuersignals, so daß sie von sich aus und zweckmäßigerweise den Antilog der Steuerausgaben des Vergleichselements auf logarithmischer Basis wählen. Im Gegensatz dazu kann es aber bei einer digitalen Verwirklichung zweckmäßiger sein, die beiden Größen zu dividieren und die Ergebnisse als direkte Multiplikatoren oder Divisoren für die VCA-Funktionen zu benutzen.
Genauer gesagt wird, wie 3 zeigt, die Eingabe L_t an den "linken" VCA 6 und einen Eingang eines linearen Kombinierers 22, und zwar dort mit einer Skalierung von +1, angelegt. Die Ausgabe des linken VCR 6 wird an den Kombinierer 22 mit einer Skalierung von –1 angelegt (bildet also einen Subtrahierer), und die Ausgabe des Kombinierers 22 wird an einen Doppelweggleichrichter 24 angelegt. Die Eingabe R_t wird an den rechten VCA 12 und einen Eingang eines linearen Kombinierers 26, dort mit einer Skalierung von +1, angelegt. Die Ausgabe des rechten VCA 12 wird an den Kombinierer 26 mit einer Skalierung von –1 (bildet also einen Subtrahierer) angelegt, und die Ausgabe des Kombinierers 25 wird an einen Doppelweggleichrichter 28 angelegt. Die Ausgaben der Gleichrichter 24 und 28 werden an einen nichtinvertierenden bzw. invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 30 angelegt, der als Differenzverstärker wirkt. Die Ausgabe des Verstärkers 30 ist ein Steuersignal nach Art eines Fehlersignals, welches ohne Inversion an den verstärkungssteuernden Eingang des VCA 6 und mit Polaritätsinversion an den verstärkungssteuernden Eingang des VCA 12 angelegt wird. Das Fehlersignal zeigt an, daß die beiden Signale, deren Größen zu egalisieren sind, sich in der Größe unterscheiden. Dieses Fehlersignal wird benutzt, um die VCAs in die richtige Richtung zu "steuern", damit der Unterschied in der Größe der Zwischensignale verkleinert wird. Die Ausgaben an die Kombinierer 16 und 18 werden von den Ausgaben des VCA 6 und VCA 12 genommen. Den Ausgabekombinierern wird also nur eine Komponente jedes Zwischensignals zugeführt, nämlich –L_tg_r und –R_tg_l.
Für eingeschwungene Signalbedingungen kann der Größenunterschied auf einen vernachlässigbaren Betrag reduziert werden, indem genügend Schleifenverstärkung vorgesehen wird. Es ist aber nicht nötig, die Größenunterschiede auf Null oder einen vernachlässigbaren Betrag zu reduzieren, wenn man eine wesentliche Löschung des Übersprechens erzielen will. Zum Beispiel hat eine Schleifenverstärkung, die ausreicht, um den dB–Unterschied um einen Faktor von 10 zu verringern, theoretisch im schlimmsten Fall Übersprechen zur Folge, die mehr als 30 dB niedriger ist. Für dynamische Bedingungen sollten Zeitkonstanten in der Rückkopplungssteueranordnung so gewählt werden, daß die Größen auf eine Weise zur Gleichheit gedrängt werden, die im wesentlichen unhörbar ist, wenigstens für die meisten Signalbedingungen. Einzelheiten zur Wahl der Zeitkonstanten in den verschiedenen, hier beschriebenen Konfigurationen liegen außerhalb des Umfangs der Erfindung.
Vorzugsweise werden Schaltkreisparameter so gewählt, daß sie etwa 20 dB negative Rückkopplung ergeben und daß die VCA–Verstärkungen nicht über eins ansteigen können. Die VCA–Verstärkungen können sich von einem sehr kleinen Wert (z.B. 1/a², viel weniger als eins) bis an eins heran, aber nicht darüber hinaus für die hier beschriebenen Skalierungsbeispiele im Zusammenhang mit den Anordnungen der 2, 4 und 5 unterscheiden. Wegen der negativen Rückkopplung wirkt die in 3 gezeigte Anordnung so, daß sie die in die Gleichrichter eintretenden Signale etwa gleich hält.
Da die genauen Verstärkungen nicht kritisch sind, solange sie klein sind, führt jede beliebige andere Beziehung, welche die Verstärkung eines im Paar auf einen kleinen Wert zwingt, sobald der andere in Richtung auf eins steigt, zu ähnlich akzeptablen Ergebnissen.
Das rückkopplungsabgeleitete Steuersystem für die Mitte und Raum VCAs (8 bzw. 10) in 2 ist im wesentlichen identisch mit der beschriebenen Anordnung aus 3, aber es wird nicht L_t und R_t empfangen, sondern deren Summe und Differenz, und es werden die Ausgänge von VCA 6 und VCA 12 (die eine Komponente des jeweiligen Zwischensignals bilden) an Kombinierer 14 und 20 angelegt.
Folglich kann ein hoher Löschungsgrad des Übersprechens für eine große Vielfalt an Eingabesignalbedingungen mit einer Schaltkreisanordnung erzielt werden, die keine besonderen Erfordernisse an Präzision stellt, während ein einfacher Steuenrweg benutzt wird, der in den Signalweg integriert ist. Mit dem rückkopplungsabgeleiteten Steuersystem werden Tonsignalpaare von der passiven Matrix so verarbeitet, daß die Größen der relativen Amplituden der Zwischentonsignale in jedem Paar Zwischentonsignale zur Gleichheit gedrängt werden.
Das rückkopplungsabgeleitete Steuersystem gemäß 3 steuert die Verstärkungen der beiden VCAs 6 und 12 umgekehrt, um die Eingaben in die Gleichrichter 24 und 28 zur Gleichheit zu drängen. Wie stark diese beiden Ausdrücke zur Gleichheit gedrängt werden, hängt von den Eigenschaften der Gleichrichter, dem diesen folgenden Vergleichselement 30 und den Verstärkung/Steuer–Beziehungen der VCAs ab. Je größer die Schleifenverstärkung, um so stärker wird die Gleichheit; aber das Drängen in Richtung auf Gleichheit geschieht unabhängig von den Eigenschaften dieser Elemente (natürlich vorausgesetzt, daß die Polaritäten der Signale so beschaffen sind, daß die Pegelunterschiede verkleinert werden). In der Praxis hat das Vergleichselement unter Umständen nicht eine unendliche Verstärkung, sondern kann als Subtrahierer mit begrenzter Verstärkung verwirklicht sein.
Wenn die Gleichrichter linear sind, d.h. wenn ihre Ausgaben direkt proportional zu den Eingabegrößen sind, ist die Ausgabe des Vergleichselements oder Subtrahierers eine Funktion der Differenz der Signalspannung oder des Stroms. Wenn stattdessen die Gleichrichter auf den Logarithmus ihrer Eingabegrößen reagieren, d.h. auf den Pegel, ausgedrückt in dB, ist eine an der Eingabe des Vergleichselements vorgenommene Subtraktion äquivalent zur Benutzung des Verhältnisses der Eingabepegel. Das ist von Nutzen, denn das Ergebnis ist damit unabhängig vom absoluten Signalpegel und hängt stattdessen nur von der Signaldifferenz, ausgedrückt in dB, ab. Wenn man berücksichtigt, daß die Quellensignalpegel, ausgedrückt in dB, die menschliche Wahrnehmung besser wiedergeben, bedeutet dies, daß, wenn alles andere gleich ist, die Schleifenverstärkung von der von der Lautheit unabhängig ist, und infolgedessen der Grad, mit dem auf Gleichheit gedrängt wird, ebenfalls unabhängig von der absoluten Lautheit ist. Auf irgendeinem sehr niedrigen Pegel hören natürlich die logarithmischen Gleichrichter auf, genau zu arbeiten, und es gibt infolgedessen eine Eingabeschwelle, unterhalb der das Drängen auf Gleichheit aufhört. Im Ergebnis heißt das aber, daß die Steuerung über einen Bereich von 70 oder mehr dB aufrechterhalten werden kann, ohne daß außerordentlich hohe Schleifenverstärkungen für hohe Eingabesignalpegel erforderlich sind, mit den daraus resultierenden potentiellen Problemen hinsichtlich der Stabilität der Schleife.
Die VCAs 6 und 12 könnten ähnlicherweise auch Verstärkungen haben, die direkt oder umgekehrt proportional zu ihren Steuerspannungen sind (d.h. Multiplizierer oder Dividierer). Das hätte zur Folge, daß bei kleinen Verstärkungen kleine absolute Änderungen der Steuerspannung große Änderungen der Verstärkung, ausgedrückt in dB, hervorrufen würden. Angenommen beispielsweise ein VCA hätte eine maximale Verstärkung von eins, wie in dieser Konfiguration des rückkopplungsabgeleiteten Steuersystems nötig, und eine Steuerspannung V_c, die von, sagen wir 0 bis 10 Volt schwankt, so daß die Verstärkung ausgedrückt werden kann als A=0.1*V_c. Bei einem V_c in der Nähe des Maximalwertes führt eine 100 mV (Millivolt) Änderung von, sagen wir, 9900 auf 10000 mV zu einer Verstärkungsänderung von 20*log(10000/9900) oder etwa 0.09 dB. Ist V_c viel kleiner, führt eine 100 mV Änderung von, sagen wir, 100 auf 200 mV zu einer Verstärkungsänderung von 20*log (200/100) oder 6 dB. Folglich würde die wirksame Schleifenverstärkung und damit die Reaktionsrate stark schwanken, je nach dem, ob das Steuersignal groß oder klein ist. Wiederum kann es Schwierigkeiten mit der Stabilität der Schleife geben.
Diese Schwierigkeit kann überwunden werden, wenn man VCAs benutzt, deren Verstärkung in dB proportional zur Steuerspannung ist oder, anders ausgedrückt, deren Spannungs– oder Stromver stärkung vom Exponenten oder Antilog der Steuerspannung abhängt. Eine kleine Änderung der Steuerspannung von beispielsweise 100 mV führt dann zur gleichen Verstärkungsänderung in dB, sobald die Steuerspannung innerhalb ihres Bereichs liegt. Solche Bausteine stehen ohne weiteres zur Verfügung als analoge integrierte Schaltungen, und die Charakteristik, oder eine Annäherung an dieselbe ist in digitalen Verwirklichungen leicht zu erreichen.
Aus diesem Grund arbeitet das bevorzugte Ausführungsbeispiel mit logarithmischen Gleichrichtern und einer Verstärkung, die exponentiell gesteuert variabel ist, was das Drängen auf Gleichheit (in dB betrachtet) der Gleichmäßigkeit über einen großen Bereich an Eingabepegeln und Verhältnissen zwischen den beiden Eingabesignalen näher bringt.
Da für das menschliche Gehör die Wahrnehmung der Richtung nicht konstant ist mit der Frequenz, ist es wünschenswert, den Signalen, die in die Gleichrichter eintreten, eine gewisse Frequenzgewichtung zu geben, um diejenigen Frequenzen hervorzuheben, die am meisten zum menschlichen Sinn für Richtung beitragen, und denjenigen weniger Gewicht zu geben, die zu einer unangemessenen Lenkung führen könnten. In praktischen Ausführungsbeispielen gehen den in 3 gezeigten Gleichrichtern 24 und 28 deshalb empirisch abgeleitete Filter voraus, deren Frequenzgang so ist, daß niedrige Frequenzen und sehr hohe Frequenzen gedämpft werden und über die Mitte des hörbaren Bereichs ein sehr sanft ansteigender Frequenzgang geschaffen wird. Es sei darauf hingewiesen, daß diese Filter den Frequenzgang der Ausgabesignale nicht ändern, sie ändern lediglich die Steuersignale und die VCA–Verstärkungen in den rückkopplungsabgeleiteten Steuersystemen.
Eine Anordnung, die einer Kombination aus 2 und 3 gleichkommt, ist funktionsmäßig und schematisch in 4 dargestellt. Der Unterschied zur Kombination aus 2 und 3 besteht darin, daß die Ausgabekombinierer passive Matrixausgabesignalkomponenten als Reaktion auf die L_t und R_t Eingabesignale erzeugen, statt diese von der passiven Matrix zu empfangen, von der die Löschungskomponenten abgeleitet werden. Die Anordnung bringt aber die gleichen Ergebnisse wie die Kombination aus 2 und 3, vorausgesetzt die Summierkoeffizienten sind im wesentlichen die gleichen wie die passiven Matrizes. In 4 sind die im Zusammenhang mit 3 beschriebenen Rückkopplungsanordnungen enthalten.
Genauer gesagt werden gemäß 4 die L_t und R_t Eingaben zunächst an eine passive Matrix angelegt, zu der Kombinierer 2 und 4 gehören, wie bei der passiven Matrixkonfiguration gemäß 1. Die L_t Eingabe, die auch die "linke" Ausgabe der passiven Matrix ist, wird an den "linken" VCA 32 und einen Eingang eines linearen Kombinierers 34 mit einer Skalierung von +1 angelegt. Die Ausgabe des linken VCA 32 wird an einen Kombinierer 34 mit einer Skalierung von –1 (also einen Subtrahierer bildend) angelegt. Die R_t Eingabe, die auch die "rechte" Ausgabe der passiven Matrix ist, wird an den "rechten" VCA 44 angelegt und an einen Eingang eines linearen Kombinierers 46 mit einer Skalierung von +1. Die Ausgabe des rechten VCA 44 wird an den Kombinierer 46 mit einer Skalierung von –1 (folglich einen Subtrahierer bildend) angelegt. Die Ausgaben der Kombinierer 34 und 46 sind die Signale L_t*(1 – g_l) bzw. R_t*(1 – g_r), und es ist erwünscht, die Größe dieser Signale entweder gleich zu halten oder sie in Richtung zur Gleichheit zu drängen. Um dieses Ergebnis zu erreichen, werden diese Signale vorzugsweise einer Rückkopplungsschaltung zugeführt, wie sie in 3 gezeigt und im Zusammenhang damit beschrieben wurde. Die Rückkopplungsschaltung steuert dann die Verstärkung der VCAs 32 und 44.
Aus 4 geht auch hervor, daß die "Mitte"–Ausgabe der passiven Matrix vom Kombinierer 2 an den "Mitte" VCA 36 und einen Eingang eines linearen Kombinierers 38 mit einer Skalierung von +1 angelegt wird. Die Ausgabe des Mitte VCA 36 wird an den Kombinierer 38 mit einer Skalierung von –1 (also einen Subtrahierer bildend) angelegt. Die "Raum"–Ausgabe der passiven Matrix vom Kombinierer 4 wird an den "Raum" VCA 40 und an einen Eingang eines linearen Kombinierers 42 mit einer Skalierung von +1 angelegt. Die Ausgabe des Raum VCA 40 wird an den Kombinierer 42 mit einer Skalierung von –1 (also einen Subtrahierer bildend) angelegt. Die Ausgaben der Kombinierer 38 und 42 sind die Signale 1/2*(L_t+ R_t)*(1 – g_c) bzw. 1/2*(L_t– R_t)*(1 – g_r), und es ist erwünscht, die Größe dieser Signale gleich zu halten oder sie in Richtung auf Gleichheit zu drängen. Um das zu erreichen, werden diese Signale vorzugsweise einer Rückkopplungsschaltung zugeleitet, wie sie in 3 gezeigt und im Zusammenhang damit beschrieben wurde. Die Rückkopplungsschaltung steuert dann die Verstärkung der VCAs 38 und 42.
Die Ausgabesignale L_out, C_out, S_out und R_out werden von Kombinierern 48, 50, 52 und 54 erzeugt. Jeder Kombinierer empfängt die Ausgabe von zwei VCAs (die VCA–Ausgaben sind eine Komponente der Zwischensignale, deren Größen nach Möglichkeit gleichgehalten werden sollten), um Löschsignalkomponenten und entweder eins oder beide Eingabesignale bereitzustellen, um passive Matrixsignalkomponenten zu schaffen. Im einzelnen wird das Eingabesignal L_t mit einer Skalierung von +1 an den L_out Kombinierer 48 angelegt, mit einer Skalierung von +1/2 an den C_out Kombinierer 50 und mit einer Skalierung von +1/2 an den S_out Kombinierer 52. Das Eingabesignal R_t wird mit einer Skalierung von +1 an den R_out Kombinierer 54, mit einer Skalierung von +1/2 an den C_out Kombinierer 50 und einer Skalierung von –1/2 an den S_out Kombinierer 52 angelegt. Die Ausgabe des linken VCA 32 wird mit einer Skalierung von –1/2 an den C_out Kombinierer 50 und auch mit einer Skalierung von –1/2 an den S_out Kombinierer 52 angelegt. Die Ausgabe des rechten VCA 44 wird mit einer Skalierung von –1/2 an den C_out Kombinierer 50 und mit einer Skalierung von +1/2 an den S_out Kombinierer 52 angelegt. Die Ausgabe des Mitte VCA 36 wird mit einer Skalierung von –1 an den L_out Kombinierer 48 und mit einer Skalierung von –1 an den R_out Kombinierer 54 angelegt. Die Ausgabe des Raum VCA 40 wird mit einer Skalierung von –1 an den L_out VCA 48 und mit einer Skalierung von +1 an den R_out VCA 54 angelegt.
Es sei darauf hingewiesen, daß es bei einigen Figuren, z.B. 2 und 4 anfangs so aussehen mag, als ob die Löschsignale den passiven Matrixsignalen nicht entgegenstehen (z.B. werden einige der Löschsignale mit der gleichen Polarität an die Kombinierer angelegt wie das passive Matrixsignal angelegt wird). Bei der Benutzung ist es aber so, daß ein Löschsignal, wenn es signifikant wird, eine Polarität hat, die dem passiven Matrixsignal entgegengesetzt ist.
5 zeigt funktionsmäßig und schematisch eine weitere Anordnung, die der Kombination aus 2 und 3 sowie 4 äquivalent ist. Bei der Konfiguration gemäß 5 sind die Signale, die gleichgehalten werden sollen, diejenigen Signale, die an die die Ausgaben ableitenden Kombinierer und die Rückkopplungsschaltungen zur Steuerung der VCAs angelegt werden. Diese Signale umfassen Ausgabesignalkomponenten der passiven Matrix. Im Gegensatz dazu sind in der Anordnung gemäß 4 die von den Rückkopplungsschaltungen an die Ausgabekombinierer angelegten Signale die VCA Ausgabesignale, während die passiven Matrixkomponenten ausgeschlossen sind. Im Fall von 4 (auch bei der Kombination aus 2 und 3) müssen die passiven Matrixkomponenten ausdrücklich mit den Ausgaben der Rückkopplungsschaltungen kombiniert werden, während im Fall von 5 die Ausgaben der Rückkopplungsschaltungen die passiven Matrixkomponenten enthalten und von sich aus schon genügen. Ferner ist zu erkennen, daß bei der Anordnung gemäß 5 die Zwischensignalausgaben und nicht die VCA–Ausgaben (von denen jede nur eine Komponente des Zwischensignals bildet) an die Ausgabekombinierer angelegt werden. Trotzdem sind die Konfigurationen der 4 und 5 (zusammen mit der Kombination aus 2 und 3) äquivalent, und für den Fall, daß die Summierkoeffizienten richtig sind, sind die Ausgaben bei 5 die gleichen wie im Fall von 4 (und der Kombination aus 2 und 3).
In 5 werden die vier Zwischensignale [1/2*(L_t+ R_t)*(1 – g_c)], [1/2*(L_t– R_t)*(1 – g_s), [1/2*L_t*(1 – g_l)] und [1/2*R_t*(1 – g_r)) in den Gleichungen 9, 10 und 12 durch Verarbeiten der passiven Matrixausgaben erhalten und werden dann addiert oder subtrahiert, um die gewünschten Ausgaben abzuleiten. Die Signale werden auch den Gleichrichtern und Vergleichselementen von zwei Rückkopplungsschaltungen zugeleitet, wie oben im Zusammenhang mit 3 beschrieben, wobei die Rückkopplungsschaltungen wünschenswerterweise bewirken, daß die Größen der Paare dieser Signale gleichgehalten werden. Bei den Rückkopplungsschaltungen gemäß 3 werden, in Anwendung auf die Konfiguration gemäß 5, deren Ausgaben an die Ausgabekombinierer von den Ausgaben der Kombinierer 22 und 26 statt von den VCAs 6 und 12 genommen.
5 zeigt ferner, daß die Verbindungen zwischen Kombinierern 2 und 4, VCAs 32, 36, 40 und 44 sowie Kombinierern 34, 38, 42 und 46 die gleichen sind wie bei der in 4 gezeigten Anordnung. Außerdem werden bei beiden Anordnungen gemäß 4 und 5 die Ausgaben der Kombinierer 34, 38, 42 und 46 vorzugsweise an zwei Rückkopplungssteuerschaltungen angelegt (die Ausgaben der Kombinierer 34 und 46 an eine erste derartige Schaltung, um Steuersignale für die VCAs 32 und 44 zu erzeugen, und die Ausgänge der Kombinierer 38 und 42 an eine zweite derartige Schaltung, um Steuersignale für die VCAs 36 und 40 zu erzeugen). In 5 wird die Ausgabe des Kombinierers 34, nämlich das Signal L_t*(1–g_l) mit einer Skalierung von +1 an den C_out Kombinierer 58 und mit einer Skalierung von +1 an den S_out Kombinierer 60 angelegt. Die Ausgabe des Kombinierers 46, nämlich das Signal R_t*(1 – g_r) wird mit einer Skalierung von +1 an den C_out Kombinierer 58 und mit einer Skalierung von –1 an den S_out Kombinierer 60 angelegt. Die Ausgabe des Kombinierers 38, nämlich das Signal 1/2*(L_t + R_t)*(1 – g_c) wird an den L_out Kombinierer 56 mit einer Skalierung von +1 und an den R_out Kombinierer 62 mit einer Skalierung von +1 angelegt. Die Ausgabe des Kombinierers 42, nämlich das Signal 1/2*(L_t – R_t)*(1 – g_s) wird an den L_out Kombinierer 56 mit einer +1 Skalierung und an den R_out Kombinierer 62 mit einer –1 Skalierung angelegt.
Anders als bei bekannten adaptiven Matrixdekodierern, deren Steuersignale aus den Eingaben erzeugt werden, wird bei der Erfindung vorzugsweise eine Steuerung mit geschlossener Schleife angewandt, bei der die Größen der Signale, die die Ausgaben liefern, gemessen und rückgekoppelt werden, um die Adaptation zu erhalten. Anders als bei bekannten Systemen mit offener Schleife hängt die gewünschte Löschung unerwünschter Signale für Richtungen, die nicht Hauptrichtungen sind, nicht von einem exakten Zusammenpassen der Merkmale der Signal– und Steuerwege ab. Durch die Konfigurationen mit geschlossener Schleife besteht erheblich geringerer Bedarf an Präzision in der Schaltkreisanordnung.
Abgesehen von praktischen Schaltungsmängeln sind Idealerweise Konfigurationen der Erfindung für "Größen gleichhalten" "perfekt in dem Sinne, daß jegliche Quelle, die in die L_t und R_t Eingaben mit bekannten relativen Amplituden und Polarität eingespeist wird, Signale von den gewünschten Ausgaben und vernachlässigbare Signale von den anderen hervorbringt. "Bekannte relative Amplituden und Polarität" bedeutet, daß die L_t und R_t Eingaben entweder eine Hauptrichtung oder eine Position zwischen einander benachbarten Hauptrichtungen wiedergeben.
Bei erneuter Betrachtung der Gleichungen 9, 10, 11 und 12 zeigt sich, daß die Gesamtverstärkung jeder Regelverstärkungsschaltung, die einen VCA umfaßt, eine Subtraktionsanordnung in der Form (1–g) ist. Jede VCA–Verstärkung kann von einem kleinen Wert bis hinauf zu eins, aber nicht darüber hinaus variieren. Entsprechend kann die Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1–g) von sehr nahe bei eins bis herab zu Null schwanken. Also läßt sich 5 als 6 neu zeichnen, wo dann jeder VCA und zugehörige Subtrahierer durch einen VCA allein ersetzt ist, dessen Verstärkung in entgegengesetzter Richtung zu der der VCAs in 5 variiert. Jede Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1–g) (verwirklicht z.B. durch einen VCA mit einer Verstärkung "g", dessen Ausgabe von der Ausgabe einer passiven Matrix subtrahiert wird, wie bei Fig. 2/3, 4 und 5) ist ersetzt durch eine entsprechende Verstärkung einer Regelverstärkungsschaltung "h" (verwirklicht z.B. durch einen VCA allein, der eine Verstärkung "h" hat, die auf eine passive Matrixausgabe wirkt). Wenn die Kennlinien der Verstärkung "(1–g)" die gleiche ist wie die Verstärkung "h", und wenn die Rückkopplungsschaltungen bewirken, daß Gleichheit zwischen der Größe der erforderlichen Signalpaare erhalten bleibt, ist die Konfiguration gemäß 6 der Konfiguration gemäß 5 äquivalent und bringt die gleichen Ausgaben hervor. Tatsächlich sind sämtliche offenbarten Konfigurationen, die Konfigurationen gemäß Fig. 2/3, 4, 5 und 6 einander äquivalent.
Obwohl die Konfiguration gemäß 6 mit allen vorherigen Konfigurationen äquivalent ist und deren Funktionen genau die gleichen sind, ist darauf hinzuweisen, daß die passive Matrix nicht ausdrücklich erscheint, sondern stillschweigend. Im ruhenden oder ungelenkten Zustand der vorhergehenden Konfigurationen sinken die VCA–Verstärkungen g auf kleine Werte. Bei der Konfiguration gemäß 6 tritt die entsprechende, ungelenkte Bedingung dann ein, wenn alle VCA–Verstärkungen h auf ihr Maximum, eins oder nahezu eins, ansteigen.
Im einzelnen zeigt 6, daß die "linke" Ausgabe der passiven Matrix, die auch die gleiche ist wie das Eingabesignal L_t, an einen "linken" VCA 64 angelegt wird, der eine Verstärkung h_l hat, um das Zwischensignal L_t*h_l zu erzeugen. Die "rechte" Ausgabe der passiven Matrix, die auch die gleiche ist wie das Eingabesignal R_t, wird an einen "rechten" VCA 70 angelegt, der eine Verstärkung h_r hat, um das Zwischensignal R_t*h_r zu erzeugen. Die Ausgabe "Mitte" der passiven Matrix vom Kombinierer 2 wird an einen "Mitte" VCA 66 angelegt, der eine Verstärkung h_c hat, um ein Zwischensignal 1/2*(L_t+ R_t)*h_c zu erzeugen. Die Ausgabe "Raum" der passiven Matrix vom Kombinierer 4 wird an einen "Raum" VCA 68 angelegt, der eine Verstärkung h_s hat, um ein Zwischensignal 1/2*(L_t – R_t)*h_s zu erzeugen. Wie schon gesagt, funktionieren die VCA–Verstärkungen h umgekehrt zu den VCA-Verstärkungen g, so daß die h Verstärkungskennlinien die gleichen sind wie die (1–g) Verstärkungskennlinien.
Erzeugung von Steuerspannungen
Eine Analyse der Steuersignale, die im Zusammenhang mit den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen entwickelt werden, ist nützlich für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung und um zu erklären, wie die Lehren der vorliegenden Erfindung angewandt werden können, um aus einem Paar eingegebenen Tonsignalströmen fünf oder mehr Tonsignalströme abzuleiten, von denen jeder einer Richtung zugeordnet ist.
In der folgenden Analyse werden die Ergebnisse aufgezeigt, indem eine Tonquelle im Uhrzeigersinn in einem Kreis um den Zuhörer geschwenkt wird, beginnend hinten und über links, Mitte vorn, rechts und zurück nach hinten verlaufend. Die Variable α ist ein Maß des Winkels (in Grad) der Abbildung in Bezug auf einen Zuhörer, wobei 0° hinten und 180° vorn in der Mitte liegen. Die Eingabegrößen L_t und R_t stehen in Beziehung zu α gemäß den folgenden Ausdrücken:
Es gibt eine Eins–zu–Eins Abbildung zwischen dem Parameter α und dem Verhältnis der Größen und Polaritäten der Eingabesignale; die Verwendung von α bietet eine zweckmäßigere Analyse. Wenn α = 90°, ist L_t endlich und R_t = 0, d.h. nur links. Wenn α=180°, sind L_t und R_t gleich und haben die gleiche Polarität (Mitte vorn). Wenn α=0, dann sind L_t und R_t gleich, haben aber entgegengesetzte Polaritäten (Mitte hinten). Wie weiter unten noch näher erläutert wird, treten bestimmte, interessierende Werte auf, wenn sich L_t und R_t um 5 dB voneinander unterscheiden und entgegengesetzte Polarität haben. Hierbei hat α Werte von 31 ° zu beiden Seiten von Null. In der Praxis sind die vorderen Lautsprecher links und rechts im allgemeinen weiter vorn angeordnet als +/– 90° im Verhältnis zur Mitte (z.B. +/– 30–45°), so daß α nicht wirklich den Winkel gegenüber dem Zuhörer wiedergibt, sondern ein willkürlicher Parameter ist, um das Schwenken zu illustrieren. Die zu beschreibenden Figuren sind so ausgelegt, daß die Mitte der horizontalen Achse (α=180°) die Mitte vorn wiedergibt, und die Extremwerte links und rechts (α=0 und 360) die Rückseite wiedergeben.
Wie oben schon im Zusammenhang mit der Beschreibung der 3 erwähnt, hält eine zweckmäßige und praktische Beziehung zwischen den Verstärkungen eines Paares VCA in einem rückkopplungsabgeleiteten Steuersystem deren Produkt konstant. Bei exponentiell gesteuerten VCAs, die so gespeist werden, daß mit steigender Verstärkung des einen die Verstärkung des anderen sinkt, geschieht dies automatisch, wenn das gleiche Steuersignal beide im Paar speist, wie das beim Ausführungsbeispiel gemäß 3 der Fall ist.
Wenn man die Eingabesignale mit L_t und R_t bezeichnet, das Produkt der VCA–Verstärkungen g_l und g_r auf 1/a² setzt und annimmt, daß es eine ausreichend starke Schleifenverstärkung gibt, so daß das resultierende Drängen zur Gleichheit vollständig ist, regelt das rückkopplungsabgeleitete Steuersystem gemäß 3 die VCA–Verstärkungen so, daß folgende Gleichung erfüllt ist: |Lt|·(1 – gl)=|Rt|·(1 – gr) (18)
Außerdem gilt
Es ist deutlich, daß bei der ersten dieser Gleichungen die absoluten Größen von L_t und R_t relevant sind. Das Ergebnis hängt allein von ihrem Verhältnis L_t/R_t ab; nennen wir dies X. Wenn wir g_r aus der zweiten Gleichung in die erste einsetzen, erhalten wir eine quadratische Gleichung in g_l die folgende Lösung hat (die andere Wurzel der quadratischen gibt kein reales System wieder):
Wenn man g_l und g_r über dem Schwenkwinkel α aufträgt, erhält man 7. Wie zu erwarten war, steigt g_l von einem sehr niedrigen Wert an der Rückseite zu einem Maximum von eins, wenn die Eingabe nur links wiedergibt (α=90), und fällt dann zurück auf einen niedrigen Wert für die Mitte vorn (α=180). In der rechten Hälfte bleibt g_l sehr klein. Ähnlich und symmetrisch ist g_r klein, außer in der Mitte der rechten Hälfte des Schwenks, steigt auf eins, wenn α=270° (nur rechts).
Die obigen Resultate gelten für das L_t/R_t rückkopplungsabgeleitete Steuersystem. Das Summe/Differenz rückkopplungsabgeleitete Steuersystem funktioniert auf die gleiche Weise und bringt graphische Darstellungen der Summenverstärkung g_c und Differenzverstärkung g_s gemäß 8 hervor. Wiederum steigt, wie erwartet, die Summenverstärkung in der Mitte vorn bis auf eins an, fällt ansonsten auf einen niedrigen Wert, während die Differenzverstärkung hinten auf eins ansteigt.
Wenn die VCA–Verstärkungen im rückkopplungsabgeleiteten Steuersystem vom Exponenten der Steuerspannung abhängen, wie das beim bevorzugten Ausführungsbeispiel der Fall ist, hängt die Steuerspannung vom Logarithmus der Verstärkung ab. Aus den obigen Gleichungen kann man deshalb Ausdrücke für die L_t/R_t und Summe/Differenz Steuerspannungen ableiten, nämlich die Ausgabe des Vergleichselements des rückkopplungsabgeleiteten Steuersystems des Vergleichselements 30 in 3. 9 zeigt die links/rechts und Summe/Differenz Steuerspannungen, wobei Letztere invertiert ist (d.h. effektiv Differenz/Summe), für ein Ausführungsbeispiel, bei dem Maximal- und Minimalwert der Steuersignale +/– 15 Volt sind. Es ist offensichtlich, daß auch andere Skalierungen möglich sind.
Die Kurven in 9 schneiden sich an zwei Punkten, einem, wo die Signale eine Abbildung irgendwo links hinter dem Zuhörer wiedergeben, und dem anderen irgendwo in der vorderen Hälfte. Wegen der den Kurven inhärenten Symmetrien liegen diese Schnittpunkte genau auf der Hälfte zwischen den α Werten entsprechend den benachbarten Hauptrichtungen. In 9 treten sie bei 45° und 225° auf.
Es ist bekannt (z.B. US–Patent 5 644 640 des Erfinders der vorliegenden Anmeldung James W. Fosgate), daß es möglich ist, aus zwei Hauptsteuersignalen ein weiteres Steuersignal abzuleiten, welches das größere (positivere) oder kleinere (weniger positive) der beiden ist. Allerdings werden im bekannten Fall die Hauptsteuersignale auf andere Weise abgeleitet und die resultierenden Steuersignale auf andere Weise genutzt. 10 veranschaulicht ein Signal, welches der kleineren der Kurven aus 9 gleicht. Diese abgeleitete Steuerung steigt auf ein Maximum, wenn α=45°, mit anderen Worten, der Wert, bei dem die ursprünglichen beiden Kurven sich kreuzten.
Unter Umständen ist es nicht erwünscht, daß das Maximum des abgeleiteten Steuersignals bis auf sein Maximum genau bei α=45 steigt. In praktischen Ausführungsbeispielen wird es vorgezogen, wenn die abgeleitete Hauptrichtung, die links hinten wiedergibt, der Rückseite näher ist, mit anderen Worten einen Wert hat, der kleiner ist als 45°. Die genaue Position des Maximums kann bewegt werden, wenn man eines oder beide der Steuersignale links/rechts und Summe/Differenz versetzt (eine Konstante hinzufügt oder abzieht), oder wenn man sie skaliert, so daß sich ihre Kurven an bevorzugten Werten von α schneiden, ehe die stärker positive oder stärker negative Funktion genommen wird. 11 zeigt z.B. die gleiche Operation wie 10, außer daß die Summe/Differenz–Spannung um 0.8 skaliert wurde, mit dem Ergebnis, daß das Maximum nunmehr bei α=31 ° auftritt.
Auf genau die gleiche Weise, nämlich durch einen Vergleich der invertierten links/rechts Steuerung mit der invertierten Summe/Differenz und Anwendung einer ähnlichen Versetzung oder Skalierung kann ein zweites neues Steuersignal abgeleitet werden, dessen Maximum an einer vorherbestimmten Position auftritt, die rechts hinten vom Zuhörer entspricht, und zwar auf einem gewünschten und im voraus festgelegten α (z.B. 360–31 oder 329°, 31 ° auf beiden Seiten von Null, symmetrisch zu links hinten). Es handelt sich um eine Links/Rechts–Umkehr der 11.
12 zeigt die Wirkung, die entsteht, wenn man diese abgeleiteten Steuersignale auf VCAs auf solche Weise anlegt, daß der am meisten positive Wert eine Verstärkung von eins ergibt. Ebenso wie die Verstärkungen des linken und rechten VCA für die linke und rechte Hauptrichtung auf eins ansteigen, steigen auch diese abgeleiteten links hinten und rechts hinten VCA–Verstärkungen auf eins, wenn ein Signal an vorherbestimmte Stellen gelegt wird (in diesem Beispiel α=31 ° an der einen oder anderen Seite von Null), bleiben aber für alle anderen Positionen sehr klein.
Ähnliche Ergebnisse kann man mit linear gesteuerten VCAs erhalten. Die Kurven für die Haupt steuerspannungen gegenüber dem Schwenkparameter α sind zwar anders, kreuzen sich aber an Punkten, die durch geeignete Skalierung oder Versetzung gewählt werden können, so daß weitere Steuerspannungen für spezifische Abbildungspositionen als die anfänglichen vier Hauptrichtungen mittels einer "weniger als"–Operation abgeleitet werden können. Es ist natürlich auch möglich, die Steuersignale umzukehren und neue dadurch abzuleiten, daß man das Größere (stärker positive), statt das Kleinere (stärker negative) nimmt.
Die Hauptsteuersignale zu modifizieren, indem man ihren Kreuzungspunkt bewegt, ehe man das Größere oder Kleinere nimmt, kann alternativ auch aus einer nichtlinearen Operation anstelle oder zusätzlich zu einem Versetzen oder Skalieren bestehen. Es liegt auf der Hand, daß die Abwandlung es erlaubt, weitere Steuerspannungen zu erzeugen, deren Maxima auf nahezu jedem beliebigen Verhältnis der Größen und relativen Polaritäten von L_t und R_t (den Eingabesignalen) liegen.
Eine adaptive Matrix mit mehr als vier Ausgaben
2 und 4 haben gezeigt, daß einer passiven Matrix adaptive Löschterme hinzugefügt werden können, um unerwünschtes Übersprechen zu löschen. In jenen Fällen gab es vier mögliche Löschterme, die über vier VCAs abgeleitet wurden, und jeder VCA erreichte eine maximale Verstärkung, im allgemeinen eins, für eine Quelle an einer der vier Hauptrichtungen und entsprechend einer dominanten Ausgabe von einer der vier Ausgaben (links, Mitte, rechts und hinten). Das System war insofern perfekt, als ein zwischen zwei benachbarten Hauptrichtungen geschwenktes Signal weniger oder gar nichts von Ausgaben außer denen bereitstellte, die den beiden benachbarten Hauptausgaben entsprachen.
Dieses Prinzip kann man auf aktive Systeme mit mehr als vier Ausgaben erweitern. In solchen Fällen ist das System nicht "perfekt", aber unerwünschte Signale können immer noch ausreichend gelöscht werden, so daß das Ergebnis durch Übersprechen nicht mehr hörbar beeinträchtigt ist. Dazu wird z.B. auf die Matrix der 13 mit sechs Ausgaben verwiesen. 13 ist ein Funktions- und Schemadiagramm eines Teils einer aktiven Matrix entsprechend der vorliegenden Erfindung und eine nützliche Hilfe zum Erläutern der Art und Weise, in der mehr als vier Ausgaben erhalten werden. 14 zeigt die in 13 anwendbare Ableitung von sechs Löschsignalen.
Zunächst zu 13. Es gibt sechs Ausgaben: links vorn (L_out), Mitte vorn (C_out), rechts vorn (Rot), Mitte hinten (oder rundum/Raum) (S_out), rechts hinten (RB_out) und links hinten (LB_out). Für die drei vorderen und die Raumausgabe ist die anfängliche passive Matrix die gleiche wie die des oben beschriebenen Systems mit vier Ausgaben (eine direkte L_t–Eingabe, die Kombination aus L_t plus R_t, skaliert um 1/2 und angelegt an einen linearen Kombinierer 80, um Mitte vorn, die Kombination aus L_t minus R_t, skaliert um 1/2 und angelegt an einen linearen Kombinierer 82, um Mitte hinten und eine direkte R_t–Eingabe zu ergeben). Es gibt zwei zusätzliche rückwärtige Ausgaben, links hinten und rechts hinten, die sich ergeben, wenn L_t mit einer Skalierung von 1 und R_t mit einer Skalierung von –b an einen linearen Kombinierer 84 angelegt wird und L_t mit einer Skalierung von –b und R_t mit einer Skalierung von 1 an einen linearer Kombinierer 86 angelegt wird, was unterschiedlichen Kombina– tionen der Eingaben entsprechend den Gleichungen LB_out = L_t – b*R_t und RB_out = R_t – b*L_t entspricht.
Hier ist b ein positiver Koeffizient, der typischerweise kleiner ist als 1, z.B. 0,25. Es sei auf die Symmetrie hingewiesen, die für die Erfindung nicht wesentlich ist, aber in jeglichem praktischen System zu erwarten wäre.
Zusätzlich zu den passiven Matrixterms empfangen gemäß 13 die linearen Ausgabekombinierer (88, 90, 92, 94, 96 und 98) mehrere aktive Löschterme (auf Leitungen 100, 102, 104, 106, 108, 110, 112, 114, 116, 118, 120 und 122), wie zum Löschen der passiven Matrixausgaben erforderlich. Diese Terme bestehen aus den Eingaben und/oder Kombinationen der Eingaben multipliziert mit den Verstärkungen der (nicht gezeigten) VCAs oder Kombinationen der Eingaben und der Eingaben, multipliziert mit den Verstärkungen der VCAs. Wie schon gesagt, werden die VCAs so gesteuert, daß ihre Verstärkungen für eine Haupteingabebedingung auf eins ansteigen und für andere Bedingungen wesentlich kleiner sind.
Die in 13 gezeigte Konfiguration hat sechs Hauptrichtungen, gegeben durch Eingaben L_t und R_t in festgelegten relativen Größen und Polaritäten, von denen jede zu Signalen einzig von der richtigen Ausgabe bei wesentlicher Löschung der Signale in den anderen fünf Ausgaben führen sollten. Für eine Eingabebedingung, die ein zwischen zwei benachbarten Hauptrichtungen geschwenktes Signal wiedergibt, sollten die diesen Hauptrichtungen entsprechenden Ausgaben Signale liefern, während die restlichen Ausgaben wenig oder nichts liefern sollten. So ist zu erwarten, daß für jede Ausgabe zusätzlich zur passiven Matrix verschiedene Löschterme vorliegen (in der Praxis mehr als die zwei in 13 gezeigten), von denen jeder der unerwünschten Ausgabe für eine jeder der anderen Hauptrichtungen entsprechenden Eingabe entspricht. In der Praxis kann die Anordnung gemäß 13 so abgewandelt werden, daß die Mitte hinten, S_out, Ausgabe weggelassen wird (womit die Kombinierer 82 und 94 wegfallen), so daß die Mitte hinten lediglich ein Schwenk halbwegs zwischen links hinten und rechts hinten, statt eine sechste Hauptrichtung ist.
Es gibt sechs mögliche Löschsignale für entweder das System mit sechs Ausgaben gemäß 13 oder dessen Alternative mit fünf Ausgaben, und zwar: die vier über die beiden Paare der VCAs abgeleiteten, die Teile der links/rechts und Summe/Differenz rückkopplungsabgeleiteten Steuersysteme sind, sowie zwei weitere, die über links hinten und rechts hinten VCAs abgeleitet sind, die wie oben gesteuert werden (siehe auch die nachfolgend noch beschriebene Ausführungsform gemäß 14). Die Verstärkungen der sechs VCAs entsprechen der 7 (g_l links und g_r rechts), 8 (g_c Summe und g_s Differenz) und 12 (g_lb links hinten und g_rb rechts hinten). Die Löschsignale werden mit den passiven Matrixtermen unter Verwendung von Koeffizienten summiert, die im Hinblick auf die Minimierung unerwünschten Übersprechens berechnet oder anderweitig gewählt werden, wie nachfolgend beschrieben.
Man gelangt zu den benötigten Löschmischkoeffizienten für jede Hauptausgabe unter Berücksichtigung der Eingabesignale und VCA–Verstärkungen für jede andere Hauptrichtung und denkt dabei daran, daß jene VCA–Verstärkungen nur für Signale an der entsprechenden Hauptrichtung auf eins ansteigen, und in dem Maß, in dem sich die Abbildung wegbewegt, verhältnismäßig rasch von eins abfallen.
So sind z.B. für die linke Ausgabe die Signalbedingungen für Mitte vorn, nur rechts, rechts hinten, Mitte hinten (im Fall mit fünf Ausgaben keine echte Hauptrichtung) und links hinten zu berücksichtigen.
Betrachten wir im einzelnen die linke Ausgabe L_out für die in 13 gezeigte Abwandlung mit fünf Ausgaben. Sie enthält den Ausdruck von der passiven Matrix L_t. Um die Ausgabe zu löschen, wenn die Eingabe in der Mitte ist, wenn L_t=R_t und g_c=1, braucht man den Ausdruck –1/2*g_c*(L_t+R_t), ganz genau so wie bei dem in 2 oder 4 gezeigten System mit vier Ausgaben. Wenn die Eingabe bei Mitte hinten oder irgendwo zwischen Mitte hinten und rechts vorn liegt (folglich einschließlich rechts hinten), braucht man zum Löschen –1/2*g_s*(L_t–R_t), wiederum genauso wie bei dem System mit vier Ausgaben gemäß 2 oder 4. Wenn die Eingabe links hinten wiedergibt, braucht man zum Löschen ein Signal des VCA links hinten, dessen Verstärkung g_lb variiert, wie in 12 gezeigt. Damit kann man ganz klar ein signifikantes Löschsignal nur dann erhalten, wenn die Eingabe in der Region von links hinten liegt. Da die linke Rückseite als irgendwo zwischen links vorn, wiedergegeben durch L_t allein, und Mitte hinten, wiedergegeben durch 1/2*(L_t–R_t), vermutet werden kann, ist zu erwarten, daß der linke rückseitige VCA mit einer Kombination jener Signale funktionieren sollte.
Es lassen sich verschiedene feste Kombinationen anwenden, aber wenn man eine Summe der Signale benutzt, die bereits die VCAs für links und Differenz durchlaufen haben, d.h. g_l*L_t und 1/2*g_s*(L_t– R_t) ändert sich die Kombination entsprechend der Position von in dieser Region geschwenkten Signalen aber nicht genau bei links hinten, was eine bessere Löschung für diese Schwenks ebenso wie für links hinten selbst als hauptsächlich schafft. Es sei erwähnt, daß an dieser Position links hinten, die man als zwischen links und hinten betrachten kann, sowohl g_l, und g_r endliche Werte kleiner als eins haben. Folglich wird die erwartete Gleichung für L_out folgende sein: Lout = [Lt] – ½*gc*(Lt + Rt) – ½*gs*(Lt – Rt) – x*glb*((gl*Lt + gs*½*(Lt – Rt)) (21)
Der Koeffizient x kann empirisch oder aus einer Betrachtung der genauen VCA–Verstärkungen abgeleitet sein, wenn eine Quelle sich in der Region der Hauptrichtung links hinten befindet. Der Term [L_t] ist der passive Matrixterm. Die Terme 1/2*g_c*(L_t+R_t), –1/2*g_c*(L_t–R_t) und 1/2*x*g_lb*((g_l*L_t + g_S*1/2* (L_t– R_t)) stellen Löschterme dar (siehe 14), die mit L_t im linearen Kombinierer 88 (13) kombiniert werden können, um das Ausgabetonsignal L_out abzuleiten. Wie schon gesagt, kann es mehr als zwei Termeingaben zur Übersprechlöschung als die beiden (100 und 102) in 13 gezeigten geben.
Die Gleichung für R_out wird ähnlich abgeleitet oder durch Symmetrie: Rout= (Rt) – ½gc*(Lt + Rt) – ½*gs*(Lt – Rt) – ½*grb*((gr*Rt – gs*(Lt – Rt)) (22)
Der Term [R_t] ist der passive Matrixterm. Die Terme –1/2*g_c*(L_t+ R_t), 1/2*g_s*(L_t– R_t) und –1/2*x*g_rb*((g_r*R_t – g_s*(L_t– R_t)) stellen Löschterme dar (siehe 14), die mit R_t im linearen Kombinierer 98 (13) kombiniert werden können, um das Ausgabetonsignal R_out abzuleiten. Wie schon erwähnt, kann es mehr als zwei Termeingaben zur Übersprechlöschung als die zwei (120 und 122) in 13 gezeigten geben.
Die Ausgabe Mitte vorn C_out enthält den passiven Matrixterm 1/2*(L_t+R_t) und zusätzlich den linken und rechten Löschterm wie für das System mit vier Ausgängen, –1/2*g_l*L_t und –1/2*G_t*R_t: Cout = [½(Lt + Rt)] – ½*gl*Lt – ½/*gr*Rt* (23)
Es besteht kein Bedarf an ausdrücklichen Löschtermen links hinten, Mitte hinten oder rechts hinten, denn dies sind effektiv Schwenks zwischen links und rechts vorn über die Rückseite (Raum bei der Viererausgabe) und bereits gelöscht. Der Term [1/2(L_t+R_t)] ist der passive Matrixterm. Die Terme –1/2*g_l*L_t und –1/2*g_r*R_t stellen Löschterme dar (siehe 14), die auf die Eingaben 100 und 102 angewandt und mit einer skalierten Version von L_t und R_t im linearen Kombinierer 90 (13) kombiniert werden können, um das Ausgabetonsignal C_out abzuleiten.
Für den Ausgabe links hinten ist, wie schon gesagt, die passive Ausgangsmatrix L_t–b*R_t. Für die Eingabe nur links, wenn g_l=1, ist ganz klar, daß der nötige Löschterm folglich –g_l*L_t ist. Für die Eingabe nur rechts, wenn g_r=1, ist der Löschterm +b*g_r*R_t Für eine Eingabe Mitte vorn, wenn L_t=R_t und g_c=1, kann die unerwünschte Ausgabe von den passiven Termen, L_t–b*R_t, gelöscht werden durch (1–b)*g_c*1/2(L_t + R_t). Der Löschterm für rechts hinten ist –g_rb*(g_r*R_r–1/2*g_s"(L_t – R_t)), ebenso wie der für R_out benutzte Term, mit einem optimierten Koeffizienten y, der wiederum entweder empirisch erreicht werden kann oder aus den VCA–Verstärkungen in den Bedingungen links oder rechts hinten errechnet wird. Daher LBout = [Lt – b*Rt] – gl*Lt+b*gr*Rt – (1 – b)*gc*½*(Lt+Rt) – y*grb*(gr*Rt – gs*½*(Lt –Rt)) (24)
Ähnlich RBout = [Rt – b*Lt] – gr*Rt+b*gl*Lt – (1 – b)*gc½*(Lt + Rt) – y*glb*(gl*Lt + gs*½*(Lt – Rt)) (25)
Was die Gleichung 24 betrifft, ist der Term [L_t–b*R_t] der passive Matrixterm, und die Terme –g_l*L_t, + b*g_r*R_t, –½*(1 – b)*g_c*(L_t+ R_t)) und –y*g_rb*((g_r*R_t – g_s*½*(L_t – R_t)) stellen Löschterme dar (siehe 14), die mit L_t–bR_t im linearen Kombinierer 92 (13) kombiniert werden können, um das Ausgabetonsignal LB_out abzuleiten. Wie schon erwähnt, kann es mehr als zwei Termeingaben zur Übersprechlöschung geben als die zwei (108 und 110) in 13 gezeigten.
Was die Gleichung 25 betrifft, ist [R_t–b*L_t] der passive Matrixterm, und die Komponenten –g_r*R_t, b*L_t*g_l, –½*(1 – b)*g_c*(L_t+ R_t), und –y*g_lb*((g_l*L_t+ g_s*½*(L_t– R_t)) stellen Löschterme dar (siehe 14), die mit R_t–b*L_t im linearen Kombinierer 96 (13) kombiniert werden können, um das Ausgabetonsignal RB_out abzuleiten. Wie schon gesagt, kann es mehr als zwei Termeingaben zur Übersprechlöschung als die zwei (116 und 118) in 13 gezeigten geben.
In der Praxis kann es vorkommen, daß alle Koeffizienten Einstellungen erfordern, um einen Ausgleich für die endlichen Schleifenverstärkungen und sonstige Unvollkommenheiten der rückkopplungsabgeleiteten Steuersysteme zu schaffen, die keine ganz genau gleichen Signalpegel abgeben, und es können andere Kombinationen der sechs Löschsignale verwendet werden.
Diese Prinzipien können natürlich auf Ausführungsbeispiele ausgedehnt werden, die mehr als fünf oder sechs Ausgaben haben. Aber zusätzliche Steuersignale können durch weiteres Anwenden der Skalierung, Versetzung oder nichtlinearen Verarbeitung der beiden Hauptsteuersignale von den linkslrechts und Summe/Differenz Rückkopplungsteilen der rückkopplungsabgeleiteten Steuersysteme abgeleitet werden, was es erlaubt, zusätzliche Löschsignale über VCAs zu erzeugen, deren Verstärkungen bei anderen gewünschten, vorherbestimmten Werten von α auf ihre Maxima ansteigen. Der Syntheseprozeß, jede Ausgabe in Gegenwart von Signalen an jeder der weiteren Hauptrichtungen zu berücksichtigen, bringt seinerseits geeignete Terme und Koeffizienten zum Erzeugen zusätzlicher Ausgaben hervor.
Gemäß 14 werden Eingabesignale L_t und R_t an eine passive Matrix 130 angelegt, die eine linke Matrixsignalausgabe von der L_t–Eingabe, eine rechte Matrixsignalausgabe von der R_t–Eingabe, eine Mittenausgabe von einem linearen Kombinierer 132, dessen Eingabe L_t und R_t ist, jeweils mit einem Skalierungsfaktor von +1/2, und eine Raumausgabe von einem linearen Kombinierer 134 erzeugt, dessen Eingabe L_t und R_t ist, mit Skalierungsfaktoren von +1/2 bzw. –1/2. Die Hauptrichtungen der passiven Matrix sind mit "links", "Mitte", "rechts" und "Raum" bezeichnet. Benachbarte Hauptrichtungen liegen auf zueinander orthogonalen Achsen, so daß für diese Richtungsbezeichnungen links bedeutet, neben der Mitte und Raum; Raum bedeutet neben links und rechts usw.
Die linken und rechten passiven Matrixsignale werden an ein erstes Paar Regelverstärkungsschaltungen 136 und 138 und ein zugeordnetes rückkopplungsabgeleitetes Steuersystem 140 angelegt. Die passiven Matrixsignale Mitte und Raum werden an ein zweites Paar Regelverstärkungsschaltungen 142 und 144 und ein zugeordnetes rückkopplungsabgeleitetes Steuersystem 146 angelegt.
Die "linke" Regelverstärkungsschaltung 136 umfaßt einen spannungsgesteuerten Verstärker (VCA) 148 mit einer Verstärkung g_l und einen linearen Kombinierer 150. Die VCA–Ausgabe wird vom linken passiven Matrixsignal im Kombinierer 150 subtrahiert, so daß die Gesamtverstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1–g_l) ist und die Ausgabe der Regelverstärkungsschaltung am Kombiniererausgang, die ein Zwischensignal bildet, (1–g_l)*L_t ist. Das Ausgabesignal des VCA 148, welches ein Löschsignal bildet, ist g_l*L_t.
Die "rechte" Regelverstärkungsschaltung 138 umfaßt einen spannungsgesteuerten Verstärker (VCA) 152 mit einer Verstärkung g_r und einen linearen Kombinierer 154. Die VCA–Ausgabe wird vom rechten passiven Matrixsignal im Kombinierer 154 subtrahiert, so daß die Gesamtverstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1–g_r) ist, und die Ausgabe der Regelverstärkungsschaltung am Kombiniererausgang, die ein Zwischensignal bildet, ist (1 – g_r)*R_t. Das Ausgabesignal g_r*R_t des VCA 152 bildet ein Löschsignal. Die Zwischensignale (1 – g_r)*R_t und (1 – g_l)*L_t bilden ein erstes Paar Zwischensignale. Es ist erwünscht, daß die relativen Größen des ersten Paares der Zwischensignale zur Gleichheit gedrängt werden. Das wird erreicht mit dem nachfolgend beschriebenen, zugehörigen rückkopplungsabgeleiteten Steuersystem 140.
Die "Mitte" Regelverstärkungsschaltung 142 umfaßt einen spannungsgesteuerten Verstärker (VCA) 156 mit einer Verstärkung g_c und einen linearen Kombinierer 158, Die VCA–Ausgabe wird vom passiven Matrixsignal Mitte im Kombinierer 158 subtrahiert, so daß die Gesamtverstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1 – g_c) ist, und die Ausgabe der Regelverstärkungsschaltung am Kombiniererausgang, die ein Zwischensignal bildet, ist 1/2*(1 – g_c)*(L_t+ R_t). Das Ausgabesignal des VCA 156, 1/2*g_c*(L_t + R_t) bildet ein Löschsignal.
Die "Raum" Regelverstärkungsschaltung 144 umfaßt einen spannungsgesteuerten Verstärker (VCA) 160 mit einer Verstärkung g_r und einen linearen Kombinierer 162. Die VCA–Ausgabe wird vom passiven Matrixsignal Raum im Kombinierer 162 subtrahiert, so daß die Gesamtverstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1 – g_s) ist, und die Ausgabe der Regelverstärkungsschaltung am Kombiniererausgang, die ein Zwischensignal bildet, ist 1/2*(1 – g_s)*(L_t– R_t). Das Ausgabesignal des VCA 160, 1/2*g_s)*L_t–R_t) bildet ein Löschsignal. Die Zwischensignale 1/2*(1 – g_c)*(L_t+ R_t) und 1/2*(1 – g_s)*(L_t – R_t) bilden ein zweites Paar Zwischensignale. Es ist auch erwünscht, daß die relativen Größen dieses zweiten Paares Zwischensignale zur Gleichheit gedrängt werden. Das wird erreicht mit dem zugehörigen, nachfolgend beschriebenen rückkopplungsabgeleiteten Steuersystem 146.
Das dem ersten Zwischensignalpaar zugeordnete rückkopplungsabgeleitete Steuersystem 140 umfaßt Filter 164 und 166, die die Ausgaben der Kombinierer 150 bzw. 154 empfangen. Die jeweiligen Filterausgaben werden an logarithmische Gleichrichter 168 und 170 angelegt, die ihre Eingaben gleichrichten und deren Logarithmus erzeugen. Die gleichgerichteten und logarithmischen Ausgaben werden mit entgegengesetzten Polaritäten einem linearen Kombinierer 72 zugefügt, dessen Ausgabe, die eine Subtraktion seiner Eingaben bildet, an einen nichtinvertierenden Verstärker 174 angelegt wird (Bausteine 172 und 174 entsprechen dem Größenvergleichselement 30 in 3). Das Subtrahieren der logarithmischen Signale schafft eine Vergleichsfunktion. Wie schon gesagt, ist dies ein praktischer Weg zur Verwirklichung einer Vergleichsfunktion in der analogen Domäne. In diesem Fall sind die VCAs 148 und 152 von der Art, die von Natur aus den Numerus ihrer Steuereingaben nehmen, also den Numerus der Steuerausgabe des logarithmisch basierten Vergleichselements. Die Ausgabe des Verstärkers 174 bildet ein Steuersignal für die VCAs 148 und 152. Bei digitaler Verwirklichung kann es, wie schon gesagt, zweckmäßiger sein, die beiden Größen zu dividieren und die Resultanten als direkte Multiplikatoren für die VCA–Funktionen zu benutzen. Wie oben erwähnt, können die Filter 164 und 166 empirisch abgeleitet werden, was einen Frequenzgang schafft, der niedrige Frequenzen und sehr hohe Frequenzen dämpft und über die Mitte des hörbaren Bereichs einen sanft ansteigenden Frequenzgang schafft. Diese Filter ändern den Frequenzgang der Ausgabesignale nicht, sie ändern lediglich die Steuersignale und VCA–Verstärkungen in den rückkopplungsabgeleiteten Steuersystemen.
Das rückkopplungsabgeleitete Steuersystem 146, welches dem zweiten Zwischensignal zugeordnet ist, umfaßt Filter 176 und 178, welche die Ausgaben der VCAs 158 bzw. 162 empfangen. Die jeweiligen Filterausgaben werden an logarithmische Gleichrichter 180 und 182 angelegt, die ihre Eingaben gleichrichten und deren Logarithmus erzeugen. Die gleichgerichteten, logarithmischen Ausgaben werden mit entgegengesetzten Polaritäten an einen linearen Kombinierer 184 angelegt, dessen Ausgabe, die eine Subtraktion seiner Eingaben bildet, an einen nichtinvertierenden Verstärker 186 angelegt wird (Bausteine 184 und 186 entsprechen dem Größenvergleichselement 30 in 3). Das rückkopplungsabgeleitete Steuersystem 146 funktioniert in der gleichen Weise wie das Steuersystem 140. Die Ausgabe des Verstärkers 186 bildet ein Steuersignal für die VCAs 158 und 162.
Zusätzliche Steuersignale werden von den Steuersignalen der rückkopplungsabgeleiteten Steuersysteme 140 und 146 abgeleitet. Das Steuersignal des Steuersystems 140 wird einer ersten und zweiten Funktion 188 und 190 zum Skalieren, Versetzen, Umkehren usw. unterzogen. Das Steuersignal des Steuersystems 146 wird einer ersten und zweiten Funktion 192 und 194 zum Skalieren, Versetzen, Umkehren usw. unterzogen. Die Funktionen 188, 190, 192 und 194 können eine oder mehr der oben beschriebenen Umkehrungen der Polarität, Versetzungen der Amplitude, Skalierungen der Amplitude und/oder nichtlineare Verarbeitungen umfassen. In Übereinstimmung mit den obigen Beschreibungen können auch die kleineren oder die größeren der Ausgaben der Funktionen 188 und 192 sowie der Funktionen 190 und 194 von kleineren oder größeren Funktionen 196 bzw. 198 hereingenommen werden, um zusätzliche Steuersignale zu erzeugen, die an einen linken rückwärtigen VCA 200 bzw. einen rechten rückwärtigen VCA 202 angelegt werden. In diesem Fall werden die zusätzlichen Steuersignale in der oben beschriebenen Weise abgeleitet, um Steuersignale zu liefern, die zum Erzeugen eines linken hinteren Löschsignals und eines rechten hinteren Löschsignals geeignet sind. Die Eingabe in den linken rückwärtigen VCA 200 wird durch additives Kombinieren der Links– und Raumlöschsignale in einem linearer Kombinierer 204 erhalten. Die Eingabe in den rechten rückwärtigen VCA 202 wird durch subtraktives Kombinieren der Rechts– und Raumlöschsignale in einem linearen Kombinierer 204 erhalten. Als weniger bevorzugte Alternative können die Eingaben in die VCAs 200 und 202 von den passiven Matrixausgaben Links und Raum bzw. von der passiven Matrixausgabe Rechts und Raum abgeleitet werden. Die Ausgabe des linken rückwärtigen VCA 200 ist das Löschsignal links hinten g_lb*1/2* ((g_l*L_t+ g_s(L_t– R_t)). Die Ausgabe des rechten rückwärtigen VCA 202 ist das rechte hintere Löschsignal g_rb*1/2*((g_r*R_t + g_s(L_t– R_t)).
15 ist ein schematisches Schaltkreisdiagramm, welches einen praktischen Schaltkreis zeigt, der Aspekte der vorliegenden Erfindung verkörpert. Widerstandswerte sind in Ohm gezeigt. Wenn keine Angabe vorhanden ist, sind die Kondensatorwerte in Mikrofarad.
In 15 ist "TL074" ein Allzweckoperationsverstärker "quad low–noise JFET–input* (hohe Eingangsimpedanz) der Firma Texas Instruments, der für hohe Wiedergabetreue und Tonvorverstärkeranwendungen beabsichtigt ist. Einzelheiten zu dem Baustein stehen in großem Umfang in Veröffentlichungen zur Verfügung. Ein Datenblatt ist im Internet zu finden unter «http://www. ti.com/sc/docs/products/analog/tl074.html».
"SSM–2120" in 15 ist eine für Audioanwendungen beabsichtigte, monolithische, integrierte Schaltung. Sie umfaßt zwei VCAs und zwei Pegeldetektoren, was eine logarithmische Steuerung der Verstärkung oder Dämpfung von den Pegeldetektoren zugestellten Signalen je nach deren Größen _ ermöglicht. Einzelheiten zu dem Baustein stehen in großem Umfang in Veröffentlichungen zur Verfügung. Ein Datenblatt findet sich im Internet unter «http://www.analog.com/pdf/1788_c.pdf». In der folgenden Tabelle sind in diesem Schriftstück benutzte Terme mit den Bezeichnungen an den VCA–Ausgängen und den Bezeichnungen auf dem vertikalen Bus in 15 in Beziehung gesetzt.
In 15 sollen die Bezeichnungen an den Drähten, die zu den Widerständen der Ausgabematrix führen, die Funktionen der Signale vermitteln, aber nicht deren Quellen. Die paar Drähte, die z.B. zum oberen linken Ausgang führen, sind folgende:
Es ist anzumerken, daß in 15 die Matrix selbst, gleichgültig, welche Polarität die VCA–Terme haben, Mittel zur Inversion beliebiger Terme besitzt (U2C usw.). Darüber hinaus bezieht sich "servo" in 15 auf das hier beschriebene rückkopplungsabgeleitete Steuersystem.
Die vorliegende Erfindung kann durch Anwendung analoger, hybridanaloger/digitaler und/oder digitaler Signalverarbeitung verwirklicht werden, bei der Funktionen in Software und/oder Firmware durchgeführt werden. Analoge Terme, wie VCA, Gleichrichter usw. sollen deren digitale Äquivalente einschließen. In einem digitalen Ausführungsbeispiel wird ein VCA z.B. durch Multiplikation oder Division verwirklicht.

Claims

Verfahren zum Ableiten von mindestens drei Ausgabetonsignalen aus zwei Eingabetonsignalen (L_t und R_t) aufweisend: Ableiten von vier Tonsignalen aus den zwei Eingabetonsignalen, wobei die vier Tonsignale mit einer passiven Matrix abgeleitet werden, die zwei Paare Tonsignale in Abhängigkeit von zwei Tonsignalen erzeugt, ein erstes Paar abgeleiteter Tonsignale, die auf einer ersten Achse liegende Richtungen wiedergeben, und ein zweites Paar abgeleiteter Tonsignale, die auf einer zweiten Achse liegende Richtungen wiedergeben, wobei die erste und zweite Achse im wesentlichen gegenseitig orthogonal zueinander sind, Verarbeiten jedes der Paare abgeleiteter Tonsignale zum Erzeugen jeweiliger erster und zweiter Paare Zwischentonsignale, wobei die Größen der relativen Amplituden der Tonsignale in jedem Paar der Zwischentonsignale zur Gleichheit gedrängt werden (4), Erzeugen eines ersten Ausgabesignals (L_out), welches eine erste Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares abgeleiteter Tonsignale liegt, aus denen das erste Paar Zwischensignale erzeugt wurde, wobei das erste Ausgabesignal mindestens durch Kombinieren (48), mit der gleichen Polarität, mindestens einer Komponente jedes des zweiten Paares der Zwischentonsignale erzeugt wird (Ausgaben von 22, 26 in 3; Ausgaben von 38, 42 in 4 und 5, Ausgaben von 66, 68 in 6), Erzeugen eines zweiten Ausgabesignals (R_out), welches eine zweite Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares abgeleiteter Tonsignale liegt, aus denen das erste Paar Zwischensignale erzeugt wurde, wobei das zweite Ausgabesignal mindestens durch Kombinieren (54), mit der entgegengesetzten Polarität, mindestens einer Komponente jedes des zweiten Paares der Zwischentonsignale erzeugt wird, Erzeugen eines dritten Ausgabesignals (C_out), welches eine erste Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares abgeleiteter Tonsignale liegt, aus denen das zweite Paar Zwischensignale erzeugt wurde, wobei das dritte Ausgabesignal mindestens durch Kombinieren (50), mit der gleichen Polarität oder der entgegengesetzten Polarität, mindestens einer Komponente jedes des ersten Paares der Zwischentonsignale erzeugt wird, und wahlweise, Erzeugen eines vierten Ausgabesignals (S_out), welches eine zweite Richtung wiedergibt, die auf der Achse des Paares abgeleiteter Tonsignale liegt, aus denen das zweite Paar Zwischensignale erzeugt wurde, wobei das vierte Ausgabesignal mindestens durch Kombinieren (52), mit der entgegengesetzten Polarität, wenn das dritte Ausgabesignal durch Kombinieren mit der gleichen Polarität erzeugt wird, oder mindestens durch Kombinieren mit der gleichen Polarität, wenn das dritte Ausgabesignal durch Kombinieren mit der entgegengesetzten Polarität erzeugt wird, mindestens einer Komponente jedes des ersten Paares der Zwischentonsignale erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Erzeugen eines ersten Ausgabesignals (L_out) umfaßt: Kombinieren (14 in 2; 48 in 4; 56 in 5; 72 in 6) einer Komponente jedes des zweiten Paares der Zwischentonsignale mit einem ersten, mittels einer passiven Matrix erzeugten und die erste Richtung wiedergebenden Tonsignal, wobei die Komponenten dem ersten Tonsignal entgegengesetzte Löschsignale bilden, das Erzeugen eines zweiten Ausgabesignals (R_out) umfaßt: Kombinieren (20 in 2; 54 in 4; 62 in 5; 78 in 6), einer Komponente jedes des zweiten Paares der Zwischentonsignale mit einem zweiten, mittels einer passiven Matrix erzeugten und die zweite Richtung wiedergebenden Tonsignal, wobei die Komponenten dem zweiten Tonsignal entgegengesetzte Löschsignale bilden, das Erzeugen eines dritten Ausgabesignals (C_out) umfaßt: Kombinieren (16 in 2; 50 in 4; 58 in 5; 74 in 6) einer Komponente jedes des ersten Paares der Zwischentonsignale mit einem dritten, mittels einer passiven Matrix erzeugten und die dritte Richtung wiedergebenden Tonsignal, wobei die Komponenten dem dritten Tonsignal entgegengesetzte Löschsignale bilden, und wahlweise das Erzeugen eines vierten Ausgabesignals (S_out) umfaßt: Kombinieren (18 in 2; 52 in 4; 60 in 5; 76 in 6), einer Komponente jedes des ersten Paares der Zwischentonsignale mit einem vierten, mittels einer passiven Matrix erzeugten und die vierte Richtung wiedergebenden Tonsignal, wobei die Komponenten dem vierten Tonsignal entgegengesetzte Löschsignale bilden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die jeweiligen Ausgabesignale durch Kombinieren der Paare Zwischensignale erzeugt werden (58, 60 und 56, 62 in 5; 74, 76 und 72, 78 in 6).
Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, bei dem das Verarbeiten umfaßt: Rückkoppeln jedes Paares der Zwischentonsignale zur Verwendung beim Steuern der relativen Amplituden des jeweiligen Paares Zwischentonsignale (24, 28, 30 in 3).
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das Verfahren umfaßt: Anlegen jedes abgeleiteten Tonsignals an eine jeweilige Regelverstärkungsschaltung (6, 12 in 3; 32, 44 und 36, 40 in 4 und 5; 64, 70 und 66, 68 in 6), bei dem die Verstärkung jeder Regelverstärkungsschaltung, die jedem Paar abgeleiteter Tonsignale zugeordnet ist, in Abhängigkeit von den Amplituden der Ausgaben der Regelverstärkungsschaltungen in dem jeweiligen Paar gesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem jede Regelverstärkungsschaltung einen spannungsgesteuerten Verstärker umfaßt (6, 12 in 3; 32, 44 und 36, 40 in 4 und 5), der eine Verstärkung g hat, in Kombination mit einem Subtraktionskombinierer (30, 3), die resultierende Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung (1 – g) ist, und die Löschsignale von den Ausgaben der Regelverstärkungsschaltungen genommen werden.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem jede Regelverstärkungsschaltung einen spannungsgesteuerten Verstärker aufweist (64, 70 und 66, 68 in 6), der eine Verstärkung g hat, die resultierende Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung g ist und die Löschsignale von den Ausgaben der spannungsgesteuerten Verstärker genommen werden.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Verstärkung jeder Regelverstärkungsschaltung so ist, daß bei ruhenden Eingabesignalbedingungen die Signalausgaben im wesentlichen die von der passiven Matrix erzeugten Signale sind.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die jedem Paar abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, dadurch gesteuert werden, daß die Ausgaben der jeweiligen Regelverstärkungsschaltungen in dem Paar an ein Größenvergleichselement (30, 3) angelegt werden, welches ein Steuersignal erzeugt, das die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen steuert.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die jeweiligen Größenvergleichselemente die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die den Paaren abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, so steuern, daß bei einigen Eingabesignalbedingungen eine Zunahme der Größe der Ausgabe einer Regelverstärkungsschaltung gegenüber der anderen eine Abnahme der Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung verursacht, die die verstärkte Ausgabe hat.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die jeweiligen Größenvergleichselemente die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die den Paaren abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, so steuern, daß bei einigen Eingabesignalbedingungen eine Zunahme der Größe der Ausgabe einer Regelverstärkungsschaltung gegenüber der anderen auch im wesentlichen keine Veränderung der Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung verursacht, die nicht die verstärkte Ausgabe hat.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die jeweiligen Größenvergleichselemente die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die den Paaren abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, so steuern, daß bei einigen Eingabesignalbedingungen eine Zunahme der Größe der Ausgabe einer Regelverstärkungsschaltung gegenüber der anderen auch verursacht, daß das Produkt der Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen im wesentlichen konstant bleibt.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die jeweiligen Größenvergleichselemente die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die den Paaren abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, so steuern, daß bei einigen Eingabesignalbedingungen eine Zunahme der Größe der Ausgabe einer Regelverstärkungsschaltung gegenüber der anderen eine Zunahme der Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung verursacht, die die verstärkte Ausgabe hat.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die jeweiligen Größenvergleichselemente die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die den Paaren abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, so steuern, daß bei einigen Eingabesignalbedingungen eine Zunahme der Größe der Ausgabe einer Regelverstärkungsschaltung gegenüber der anderen auch im wesentlichen keine Änderung der Verstärkung der Regelverstärkungsschaltung verursacht, die nicht die verstärkte Ausgabe hat.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die jeweiligen Größenvergleichselemente die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen, die den Paaren abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, so steuern, daß bei einigen Eingabesignalbedingungen eine Zunahme der Größe der Ausgabe einer Regelverstärkungsschaltung gegenüber der anderen auch verursacht, daß das Produkt der Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen im wesentlichen konstant bleibt.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Verstärkungen der Regelverstärkungsschaltungen in dB lineare Funktionen ihrer Steuerspannungen sind, jedes Größenvergleichselement eine endliche Verstärkung hat, und die Ausgabe jeder Regelverstärkungsschaltung an ein Größenvergleichselement über einen Gleichrichter angelegt wird, der ein Ausgabesignal proportional zum Logarithmus seiner Eingabe liefert.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem jedem Gleichrichter ein Filter vorausgeht, der eine Filterkurve hat, die niedrige Frequenzen und sehr hohe Frequenzen dämpft und über die Mitte des hörbaren Bereichs einen sanft ansteigenden Frequenzgang bietet.
Verfahren nach Anspruch 9, ferner aufweisend: Ableiten eines oder mehr zusätzlicher Steuersignale von den beiden Steuersignalen, die die Regelverstärkungsschaltungen steuern, welche jedem Paar abgeleiteter Tonsignale zugeordnet sind, bei dem das eine oder mehr zusätzliche Steuersignale je dadurch abgeleitet werden, daß ein oder beide Steuersignale modifiziert und das kleinere oder größere eines nichtmodifizierten Steuersignals und eines modifizierten Steuersignals oder zwei modifizierte Steuersignale erzeugt werden.
Verfahren nach Anspruch 18, bei dem ein oder beide Steuersignale modifiziert werden durch Umkehren der Polarität, Versetzen der Amplitude, Skalieren der Amplitude und/oder nichtlineare Verarbeitung des jeweiligen Signals.
Verfahren nach Anspruch 18, ferner aufweisend: eine oder mehr zusätzliche Regelverstärkungsschaltungen (200, 202 in 14), die als eine Eingabe die Kombination von zwei der Vielzahl Löschsignale oder die Kombination von zwei mittels einer passiven Matrix erzeugten Tonsignalen empfangen, bei dem das eine oder mehr zusätzliche Steuersignale entsprechende der einen oder mehr zusätzlichen Regelverstärkungsschaltungen so steuern, daß die Verstärkung der Schaltung auf ein Maximum steigt, wenn die Eingabesignale eine andere Richtung wiedergeben als die Richtungen, die auf der ersten und zweiten Achse liegen, und Erzeugen eines oder mehr zusätzlicher Löschsignale durch Steuern der einen oder mehr zusätzlichen Regelverstärkungsschaltungen mit einem entsprechenden des einen oder mehr zusätzlichen Steuersignale.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem mindestens fünf Ausgabesignale erzeugt werden durch Kombinieren jedes von mindestens fünf mittels einer passiven Matrix erzeugten Tonsignalen mit zwei oder mehr der Vielzahl Löschsignale und dem einen oder mehr zusätzlichen Löschsignalen, wobei die Löschsignale jedem passiven Matrixtonsignal so entgegenstehen, daß das passive Matrixtonsignal von den Löschsignalen im wesentlichen gelöscht wird, wenn die Eingabetonsignale Signale wiedergeben, die anderen Richtungen als der Richtung zugeordnet sind, die von dem passiven Matrixtonsignal wiedergegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Größe der Tonsignale in einem ersten Paar Zwischentonsignalen wiedergegeben werden kann durch die Größe [(L_t+ R_t)*(1 – g_c)] oder äquivalent die Größe [(L_t + R_t)*(h_c)], und die Größe [(L_t– R_t)*(1 – g_s)] oder äquivalent die Größe [(L_t – R_t)*(h_s)], und die Größe der Tonsignale in dem anderen Paar der Zwischentonsignale wiedergegeben werden kann durch die Größe [L_t*(1 – g_l)] oder äquivalent die Größe [L_t*(h_l)], und die Größe [R_t*(1 – g_r)] oder äquivalent die Größe [R_t*(h_r)], wobei L_t und R_t ein Paar von der passiven Matrix erzeugte Tonsignale sind, L_t+ R_t und L_t– R_t das andere Paar der von der passiven Matrix erzeugten Tonsignale sind, (1 – g_c) und h_c die Verstärkung einer Regelverstärkungsschaltung ist, die der L_t+R_t Ausgabe der passiven Matrix zugeordnet ist, (1 – g_s) und h_s die Verstärkung einer Regelverstärkungsschaltung ist, die der L_t– R_t Ausgabe der passiven Matrix zugeordnet ist, (1 – g_l) und h_l die Verstärkung einer Regelverstärkungsschaltung ist, die der L_t–Ausgabe der passiven Matrix zugeordnet ist, und (1 – g_r) und h_r die Verstärkung einer Regelverstärkungsschaltung ist, die der R_t–Ausgabe der passiven Matrix zugeordnet ist.