DE2236709C2 - Einstellbares Bandpaßfilter - Google Patents

Einstellbares Bandpaßfilter

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Description

Die Erfindung betrifft ein einstellbares Bandpaßfilter gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Derartige Bandpaßfilter dienen der Unterdrückung störenden Rauschens insbesondere in den signallosen Zeiten und der automatischen Anpassung des Durchlaßbandes an den Signalfrequenzbereich.
Aus der US-PS 26 06 973 ist ein einstellbares D/uidpaßfilter ähnlich der eingangs genannten Art bekanni, bei dem eine eine Elektronenröhre enthaltende Schaltungsanordnung im Nebenschluß an den Ausgangsanschlüssen des Filters liegt und als veränderliche Kapazität zur Einstellung des Durchlaßbandes bzw. dessen unterer und oberer Grenzfrequenz dient In der Nebenschlußschaltung ist wenigstens ein Resonanzkreis zur Einstellung der unteren bzw. oberen Grenzfrequenzen vorgeseher-Aus der US-PS 26 06 970 sind ein Verfahren und eine Einrichtung zur Verringerung des Rauschens bei Übertragung von Tonfrcquenzsignalen bekannt. Auch in dieser bekannten Einrichtung finden einstellbare Tiefpaßfilter und Hochpaßfilter in Form von im Nebenschluß angeordneten Röhrenschaltungen der zuvor erläuterten Art Verwendung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das einstellbare Bandpaßfilter in neuartiger V/eise so aufzubauen, daß bei geringem baulichen Aufwand das dynamische Rauschen in tonfrequenten Übertragungssystemen ohne merkliche Beeinträchtigung des tonfrequenten Nutzsignals weitgehend unterdrückt wird.
Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 vor.
Anders als bei herkömmlichen einstellbaren Bandpaßfiltern beruht die Funktionsweise des erfindungsgemäßen einstellbaren Bandpaßfilters darauf, daß der Wechselstromwiderstand im Vorwärtssignalweg und im Gegenkopplungssignalweg über eine jeweils mit einem steuerbaren Transistor versehene Stellwiderstandsanordnung verändert wird. Die die Widerstandswerte der Steilwiderstandsanordnungen beeinflussenden Vorspannungssignale werden in Abhängigkeit vom tonfrequenten Eingangssignal des einstellbaren Bandpaßfilters abgeleitet. Auf diese Weise wird die gewünschte Filterung bei einem großen Lautstärke- oder Dynamikbereich sowohl für die höher- als auch niederfrequenten Komponenten des gewünschten Tonfrequenzspektrums erreicht. Das Durchlaßband des neuen Bandpaßfilters ist ohne Vorspannungssigale sehr schmal und kann in Abhängigkeit vom Frequenzgehalt des am Eingang anstehenden Nutzsignals in weiten Grenzen geändert werden.
Die Erfindung wird anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 ein System-Blockschaltbild eines dynamischen Mehrkanal-Rauschfilters mit dem erfindungsgemäßen einstellbaren Bandpaßfilter;
F i g. 2 die teilweise als Blockschaltbild dargestellte Schaltung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen einstellbaren Bandpaßfilters;
F i g. 2A die frequenzabhängige Signalkennlinie zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung gemäß Fig.2; und
F i g. 3 das Schaltbild einer Einrichtung zur Erzeugung eines höher- oder niederfrequenten Regelsignals zur Änderung der Grenzfrequenzen des einstellbaren Bandpaßfilters gemäß F i g. 2.
Herkömmliche Tonwiedergabesysteme haben in der Regel zwei oder mehr getrennte Tonfrequenzkanäle, um den bekannten Stereoeffekt zu erzeugen. Ein Mehrkanalsystem, bei dem das neue einstellbare Bandpaßfilter verwendet wird, ist in F i g. 1 zu stehen., Ein dynamisches Vierkanal-Rauschfilter hat Eingänge 12, 14, 16 und 18 und Ausgänge 20, 22, 24 und 26. Die Eingänge 12 und 14 empfangen ein tonfrequentes Signal zur Rauschverringerung und speisen entsprechende Signale in aktive Transformatoren 28 und 30 ein, die normalerweise Differenzverstärker mit starker Gleichtaktunterdrückung (Unterdrückung gleichphasiger Signale) cind. Die entsprechenden Ausgänge der aktiven Transformatoren 28 und 30 sind an einstellbare Bandpaßfilter 32 bzw. 34 angeschlossen, und der Ausgang des aktiven Transformators 28 is; sowohl mit einem Hochpaßfilter 36 als auch einem Tiefpaßfilter 38
ίο verbunden. Der Ausgang des aktiven Transformators 30 führt über einen Umschalter 40 zu den Filtern 36 und 38. Normalerweise addieren bzw. summieren die Filter 36 und 38 die Signale von den Transformatoren 28 und 30. Wahlweise sprechen die Filter 36 und 38 auf die höchsten der Signale von den Transformatoren an.
Die Filter 36 und 38 erzeugen entsprechende Ausgangssignale für einen höher- und niederfrequenten Regler 42 bzw. 44. Die Ausgangssignale der Regler 42 und 44 werden ihrerseits als Steuersignale in das einstellbare Bandpaßfilter 32 eingespeist Ein zweipoliger Schalter 46, der mit dem Schalter 40 gekuppelt ist, läßt wahlweise das Ausgangssignal der Regler 42 und 44 durch, um die Eingänge des einstellbaren Bandpaßfilters 34 zu steuern. Die Ausgangssignale der einstellbaren Bandpaßfilter 32 und 34 werden in die Ausgänge 20 bzw. 22 eingespeist
Von den Eingängen 16 und 18 erhält ein identisches System 48 aus zwei zusätzlichen Kanälen diese Eingangssignale für eine einstellbare Bandpaßfilterung und erzeugt entsprechend gefilterte Signale für die Ausgänge 24 und 26.
Beim Betrieb werden die einstellbaren Bandpaßfilter 32 und 34 zu einer Änderung ihrer tonfrequenten Grenzfrequenzen innerhalb eines Frequenzverhältnisses von 30 :1 veranlaßt, das den gesamten Tonfrequenzbereich umfaßt. Ein Bandpaßfilter mit einem Minimalband läßt einen schmalen Anteil des Tonfrequenzbereiches mit einer Mittenfrequenz von etwa 700 Hz durch. Die Durchlaßbandänderung wird durch Einstellung der
to oberen und unteren Filter-Grenzfrequenzen in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des höher- und niederfrequenten Reglers 42 bzw. 44 vorgenommen. Das Hochpaßfilter 36 wählt aus und läßt durch vorherrschende Signale im Änderungsbereich der oberen Grenzfrequenz. Die Regler 42 und 44 erzeugen ein steil ansteigendes und langsam abfallendes Signal, das den Signalgehalt im entsprechenden höher- bzw. niederfrequenten Teil des Tonfrequenzbereichs angibt. Diese Signale bewirken in den Bandpaßfiltern 32 und 34 eine Erniedrigung der unteren Grenzfrequenz und eine Erhöhung der oberen Grenzfrequenz in Abhängigkeit vom Signalgehalt an höheren und niederen Frequenzen.
Normalerweise beginnt die Filterbandbreite mit den
höher- und niederfrequenten Signalpegeln am Rauschpegel des Eingangssignals anzusteigen, und ein maximales Antwortsignal ergibt sich bei Eingangssignalen mit mittlerem Pegel.
Zur Verwendung als Stereosystem, in dem die
Ausgänge 20 und 22 beabstandet* Tonfrequenzsignale abgeben, ist eine Einsparung an Bauteilen durch Verwendung eines Einzelsteuersystems wie in Fig. 1 möglich. Durch Verwendung eines einzelnen höher- und niederfrequenten Steuersystems für beide Bandpaßfilter 32 und 34 werden die Verstärkung und Phase jedes Kanals identisch gehalten.
Die zusätzlichen Kanäle 48 können zur Verbesserung der räumlichen Klangwirkung hinzugefügt werden, wobei der Elektronikaufwand für die oben beschriebe-
nen Kanäle verdoppelt wird. Die zusätzlichen Kanäle 48 können ihr eigenes höher- und niederfrequentes Reglersystem haben, dessen Wirkungsweise demjenigen der ersten beiden Kanäle entspricht, oder sie können so gebaut werden, daß sie mit denselben Steuersignalen arbeiten, wie sie für die einstellbaren Bandpaßfilter 32 und 34 benutzt werden.
Um die einstellbare Bandpaßfilterung und einen Dynamikbereich bzw. Lautstärkeumfang von etwa 30:1 bei der Änderung der Grenzfrequenzen zu erzielen, ist eine beträchtliche Signaländerung erforderlich. Schaltungen zur Durchführung dieser Funktionen mit niedriger Verzerrung und niedrigem Rauschen sind schwierig zu bauen, und zwar teilweise wegen der Notwendigkeit vieler Signalwegkomponenten. Das neue einstellbare Bandpaßfiiter gem. Fig.2 bewirkt eine verzerrungsarme Einstellung der höher- und niederfrequenten Grenzfrequenz innerhalb eines großen Bereichs des Tonfrequenzintervalls. Die bei dem einstellbaren Bandpaßfilter verwendete variable Filterung beruht auf Änderungen in den Integrationsraten, wobei das Filter einen neuen Aufbau einschließlich einer neuen Regelschaltung hat. Innerhalb des einstellbaren Bandpaßfilters empfängt ein Verzerrer 52 für höhere Frequenzen das Ausgangssignal eines aktiven Transformators. Das Signal an seinem Ausgang wird über einen Widerstand 54 zu einem Vorwärtssignalweg 56 geleitet, der aus einem Filter 58 zur Ausprägung der Filter-Kennlinienecke 63 (vgl. F i g. 2A) an der höheren Grenzfrequenz und einem Integrator 60 einstellbarer Rate für höhere Frequenzen besteht. Über einen Widerstand 61 ist eine Rückkopplungsschleife vom Ausgang des Integrators 60 zu dessen Eingang gebildet. Ein weiterer Signalweg 62, der als Gegenkopplungssignalweg wirkt, führt vom Ausgang des Integrators 60 zum Verbindungspunkt des Widerstands 54 und des Filters 58 über einen Integrator 64 einstellbarer Rate für niedrige Frequenzen und ein Filter 66, das die Kennlinienecke 65 an der unteren Grenzfrequenz ausprägt (vgl. F i g. 2A).
Die Schaltung von F i g. 2 soll im folgenden genauer erläutert werden: das Filter 58 enthält eine Parallelkombination aus einem Widerstand 68 und einem Kondensator 70, mit der durch eine Phasenverschiebung die Kennlinienecke des Filters bei höheren Frequenzen geschärft wird, um Kennlinien-Abrundungen und Signalverzerrungen zu vermeiden, die sonst auftreten könnten.
Das Signal vom Filter 58 wird in den Integrator 60 über einen als Gleichstromblock wirkenden Kondensator 72 zu einem gesteuerten Anschluß eines als Stellwiderstand wirkenden Feldeffekttransistors 74 weitergeleitet Der andere gesteuerte AnschiuB des Feldeffekttransistors 74 ist zum Eingang eines Integrationsverstärkers 76 geführt, der einen Gegenkopplungskondensator 78 hat. Ein Gleichstrombeipaßwiderstand 80 liegt zwischen dem Eingang des Verstärkers 76 und dem Eingang des Integrators 60.
Ebenfalls mit dem Eingang des Integrators 60 ist ein Verstärker 82 mit der Verstärkung Eins verbunden, der ein Signal über einen Widerstand 84 an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 74 anlegt. Ein weiterer Widerstand 86, dessen Wert gleich dem des Widerstands 84 ist, liegt zwischen der Steuerelektrode und dem Ausgang eines Differenzverstärkers 88. Der invertierende Eingang des Verstärkers 88 ist geerdet, während der nicht invertierende Eingang über einen Widerstand 90 ein höherfrequentes Gleichstrom-Regelsignal über eine Leitung 92 bekommt. Ein gesteuerter Anschluß eines zweiten als Stellwiderstand wirkenden Feldeffekttransistors 94 ist ebenfalls mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 88 verbunden. Eine erste Bezugssignalquelle 96 liefert Strom über einen Widerstand 98 zum anderen gesteuerten Anschluß des Feldeffekttransistors 94, der über einen Widerstand 100 an Erde liegt. Ein Widerstand 102 überbrückt die gesteuerten Anschlüsse des Feldeffekttransistors 94. Das Ausgangssignal des Verstärkers 88 ίο wird über einen Widerstand 104 an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 94 angelegt, und ein Widerstand 106 liegt zwischen der Steuerelektrode und dem Verbindungspunkt der Widerstände 98 und 100.
Der Verstärkungsfaktor des Integrationsverstärkers 76 nimmt mit der Frequenz ab, wobei der Verstärkungspegel bei irgendeiner gegebenen Frequenz vom Widerstandswert zwischen den gesteuerten Anschlüssen des Feldeffekttransistors 74 abhängt. Dieser Widerstandswert wird bestimmt durch das Vorspannungssignal, das vom Ausgang des Verstärkers 88 an die Steuerelektrode des Transistors 74 angelegt wird. Der Verstärker 88 wird auf eine ausreichend hohe Verstärkung eingestellt, so daß er ähnlich einem Operationsverstärker arbeitet. Zu diesem Zweck ist eine Rückkopplung vorgesehen, um den Widerstandswert des Feldeffekttransistors 94 zu steuern und ferner den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 88 auf im wesentlichen gleichbleibendem Potential, gewöhnlich Erde, zu halten. Auf diese Weise wird mit zunehmendem höherfrequentem Regelsignal auf der Leitung 92 der Widerstandswert zwischen den gesteuerten Anschlüssen des Feldeffekttransistors 94 verringert, um einen ausgleichenden Stromanstieg im Feldeffekttransistor 94 hervorzurufen, der dem Anstieg des durch den Widerstand 90 fließenden Stroms des höherfrequenten Regelsginais entgegenwirkt.
Die Kombination des Verstärkers 82 mit der Verstärkung 1 und den gleich großen Widerständen 84 und 86 trägt dazu bei, das Potential an der to Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 74 ungefähr in der Mitte zwischen den Potentialen an dessen gesteuerten Anschlüssen zu halten. Der Kondensator 72 unterdrückt einen resultierenden Gleichstrom durch die gesteuerten Anschlüsse des Feldeffekttransistors 74, um ■»5 die Gleichstrom-Transienten am Ausgang des Integrators 60 möglichst klein zu machen. Der Verstärker 82 und die Widerstände 84 und 86 helfen bei der Linearisierung der Übertragungsfunktion des Feldeffekttransistors 74 und verringern oder eliminieren die so Verzerrung der zweiten Harmonischen, indem die Wechselspannung an der Steuerelektrode zwischen den Pegeln der gesteuerten Anschlüsse des Feldeffekttransistors 74 gehalten wird.
Die Verbindung des Feldeffekttransistors 94 mit dem Verstärker 88, der ein Vorspannungssignal für die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 74 erzeugt, hat eine temperaturkompensierende Wirkung und linearisiert die Änderung der oberen Grenzfrequenz mit dem Pegel des höherfrequenten Regelsignals in der Leitung 92. Durch Herstellung der Feldeffekttransistoren 74 und 94 aus demselben oder ähnlichem Halbleitermaterial und deren Anordnung in thermischem Kontakt, werden die Temperatureinwirkungen auf beide Feldeffekttransistoren gleich gehalten. Wenn also der Widerstandswert des Feldeffekttransistors 94 infolge einer Temperaturänderung absinkt, ähndert sich das Ausgangssignal des Verstärkers 88 entsprechend und stellt den ursprünglichen Widerstandswert des
Feldeffekttransistors 94 und gleichzeitig auch den Widerstandswert des Feldeffekttransistors 94 wieder her. Ferner wird wegen der Rückkopplungs-Beziehung des Feldeffekttransistors 94 und des Verstärkers 88 eine genauere inverse Änderung im Widerstandswert des Feldeffekttransistors 74 mit dem Pegel des höherfrequenten Regelsignals in der Leitung 92 erzielt.
Wenn im Betrieb der Gesamtanordnung das höherfrequente Regelsignal ansteigt, was eine Zunahme des höherfrequenten Signalanteils anzeigt, nimmt der Widerstandswert der beiden Feldeffekttransistoren 94 und 74 ab. Dies bewirkt ein Ansteigen der Integrationsrate des Verstärkers 76, um dessen höherfrequente Antwort zu verstärken und die höherfrequente Grenzfrequenz in Fig.2A zu einer höheren Frequenz zu verschieben.
Bei mittleren Frequenzen, wenn die Gegenkopplung des Verstärkers 76 über den Weg 62 niedrig und seine Verstärkung entsprechend hoch ist, bewirkt die Rückkopplung über den Widerstand 61 eine Verstärkungsbegrenzung für den Integrator 60, wie bei 700 Hz in F i g. 2A angedeutet ist.
Im Integrator 64 wird das Ausgangssignal vom Integrationsverstärker 76 über einen dämpfenden Spannungsteiler 109 und einen Gleichstromsperr-Kondensator 110 an die Steuerelektrode eines als Stellwiderstand wirkenden Feldeffekttransistors 112 angelegt. Das Signal vom anderen gesteuerten Anschluß des Feldeffekttransistors 112 gelangt zu einem Integrationsverstärker 114 mit einem integrierenden, gegenkoppelnden Kondensator 116. Ein Gleichstrom-Überbrükkungswiderstand 118 liegt zwischen dem Eingang des Integrationsverstärkers 114 und dem Spannungsteilerpaar 109. Das Eingangssignal des Integrators 64 wird auch an eine Dämpfungsschaltung 120 angelegt, die ihrerseits ein Signal über einen Widerstand 122 an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 112 anlegt. Normalerweise, wenn die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 76 klein ist, kann der Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor Eins weggelassen werden, da dessen Pufferwirkung nicht benötigt wird. Deshalb ist er hier durch die Dämpfungsschaltung 120 ersetzt. Ein Differenzverstärker 124 legt ein Signal über einen Widerstand 126, der den gleichen Widerstandswert wie der Widerstand 122 hat, ebenfalls an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 112. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 124 ist geerdet, während sein invertierender Eingang mit der Stromdifferenz von zwei Wegen beaufschlagt wird. Einer verläuft über einen Widerstand 128 zu einer zweiten Bezugspotentialquelle 130. Der zweite Weg wird über die gesteuerten Anschlüsse eines Feldeffekttransistors 132 mit einem parallel liegenden Widerstand 133 von dem das niederfrequente Regelsignal auf einer Leitung 134 führenden Signalweg abgeleitet. Das Regelsignal auf der Leitung 134 wird spannungsgmäßig geteilt durch Widerstände 135 und 136 und über einen Widerstand 138 an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 132 angelegt Ein Widerstand 140 liegt zwischen der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 132 und dem Ausgang des Verstärkers 124.
Beim Betrieb arbeitet der Integrator 64 mit einstellbarer Integrationsrate ähnlich wie der Integrator 60 bis auf die Ausnahme, daß das Regelsignal und das Bezugssignal an entgegengesetzten Punkten in den Integrator 64 im Vergleich zum Integrator 60 eingegeben werden. Daher bewirkt eine Zunahme des niederfrequenten Regelsignals, d. h. eine Zunahme des niederfrequenten Signalanteils, eine Erhöhung der Widerstandswerte der Feldeffekttransistoren 112 und 132. Diese Erhöhung des Widerstandswerts des Feldeffekttransistors 112 verursacht eine Verschiebung der frequenzabhängigen Verstärkungskennlinie des Integrationsverstärkers 114 und eine Verringerung der niederfrequenten Rückkopplung am Integrator 60. Als weitere Folge wird der niederfrequente Durchlaßbereich des einstellbaren Bandpaßfilters durch Absenken
ίο der unteren Grenzfrequenz ausgedehnt. Die Widerstände 122 und 126 arbeiten wie oben beschrieben, um den Wechselstrom-Signalpegel an der Steuerelektrode in der Miite zwischen den Wechselstrom-Signalpegeln der gesteuerten Anschlüsse des Feldeffekttransistors 112 zu halten. Die Feldeffekttransistoren 112 und 132 bewirken eine Temperaturkompensation und linearisieren die Änderung des Widerstands über das niederfrequente Regelsignal, so daß sich die untere Grenzfrequenz genau umgekehrt proportional zu diesem Regelsignal ändert. Die Gesamtumschaltung erfüllt die Funktion eines Spannungsteilers.
Das Ausgangssignal des Integrators 64 mit einstellbarer Rate wird in die Filterschaltung 66 zur Ausprägung der niederfrequenten Ecke des Durchlaßbandes eingespeist und über einen Widerstand 140 in den Eingang eines Verstärkers 142 eingegeben. Der Verstärker 142 hat einen Rückkopplungszweig, der aus einem Kondensator 144 und einem Widerstand 146 besteht. Die Bauteile sind so abgeglichen, daß sie eine zusätzliche niederfrequente Verstärkung im Rückkopplungszweig ergeben, die die untere Grenzfrequenzecke ausprägt.
Das Zusammenwirken der Komponenten in der Signalschieife bewirkt, daß das Bandpaßfilter eine ziemlich schmale Bandbreite um die Mittenfrequenz von 700 Hz bei Fehlen jeglichen Regelsignals entweder im höher- oder niederfrequenten Bereich hat und bei zunehmendem höher- und niederfrequentem Regelsignal die oberen und unteren Grenzfrequenzen erhöht bzw. abgesenkt werden. Wenn die oberen und unteren Grenzfrequenzen von der Mittenfrequenz wegbewegt werden, wird die Verstärkung der Mittenfrequenz konstant gehalten, wie F i g. 2A zu erkennen gibt.
Aus F i g. 2A ist ersichtlich, daß die Form der Filterkennlinie in den Bereichen der oberen und unteren Grenzfrequenzen dieselbe wie bei einstufigen /?C-Tiefpaß- und Hochpaßfiltern ist. Bei minimaler Bandbreite jedoch, wenn die oberen und unteren Grenzfrequenzen zusammenfallen, wird die maximale oder Mittenfrequenzverstärkung durch Rückkopplung über den
so Widerstand 61 konstant gehalten. Dies ist ein Vorteil gegenüber einstellbaren Tiefpaß- und Hochpaß-Filicffi in Kaskadeschaltung.
Bei maximaler höherfrequenter Bandbreite wird die Kennlinienecke an der oberen Grenzfrequenz durch das Filter 58 ausgeprägt, um eine im wesentlichen flache Kennlinie von der 700 Hz-Mittenfrequenz bis zu ungefähr 20 kHz am höherfrequenten Bandende zu erzielen. Eine ähnliche Wirkung wird erzeugt durch das Filter 66 für das niederfrequente Bandende, wodurch die Kennlinienecke ausgeprägt und die Kennlinie von 700 Hz bis nach unten zu 20 Hz abgeflacht wird.
Aus dem Ausgangssignai des Integrators 60 erzeugt ein Entzerrer 148 für höhere Frequenzen eine zur höherfrequenten Verzerrung der Schaltung 52 komplementäre Entzerrung. Das Ausgangssignal des einstellbaren Bandpaßfilters wird durch das Ausgangssignal des Entzerrers 148 gebildet
Die höher- und niederfrequenten Regelsignale
'il· ft
werden durch die in F i g. 3 gezeigte Schaltung erzeugt. Zur Erzeugung eines niederfrequenten Regelsignals wird dasselbe Signal, das an den Eingang des einstellbaren Bandpaßfilters angelegt wird; einem Tiefpaßfilter 150 zugeführt, das vorwiegend im Änderungsbereich der unteren Grenzfrequenz liegende niederfrequente Signalkomponenten durchläßt. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 150 wird in einen Signalamplitudenbegrenzer 152 eingespeist, um zu verhindern, daß zu hohe Signalpegel auf die nachfolgende Schaltung einwirken. Das Ausgangssignal des Begrenzers 152 wird einem Vollweggleichrichter 154 und einem Spitzenwertgleichrichter 156 zugeführt. Diese sind vorzugsweise so ausgebildet und angeordnet, daß sie ein steil ansteigendes, langsam abfallendes Antwortsignal auf das Ausgangssignal des Begrenzers 152 abgeben. Das Ausgangssignal des Spitzenwertgleichrichters 156 wird in ein nichtlineares Filter 158 eingegeben, das vorzugsweise den in Fig.3 gezeigten Aufbau hat, also ein RC-n-Füier 160 aufweist, das das Ausgangssignal des Gleichrichters 156 empfängt und es in einen Differenzverstärker 162 einspeist. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 162 wird über einen Widerstand 163 zu einem Verstärkereingang rückgekoppelt, und an den unteren Anschluß des ersten Kondensators im jr-Filter 160 und an einen Differenzeingang eines weiteren Verstärkers 164 angelegt. An einem zweiten Eingang des Verstärkers 164 steht das durch Spannungsteilerwiderstände 166 und 168 heruntergeteilte Eingangssignal des nichtlinearen Filters 158 an. Das Ausgangssignal des Verstärkers 164 wird über eine Diode 174 demjenigen Eingang des Verstärkers 162 zugeleitet, mit dem das Filter 160 verbunden ist Dieser Eingang wird auch mit einem Signal aus dem Ausgang eines Verstärkers 176 über eine Diode 180 beaufschlagt. Der Verstärker 176 wird mit der Differenz zwischen einem Bezugseingangssignal und dem Signal von der Diode 180 beaufschlagt.
Das nichtlineare Filter 158 arbeitet so, daß es durch das Jt-Filter 160 und durch die Rückkopplung vom
to Verstärker 162 den Übertragungsfaktor verstärkt. Wenn jedoch das Eingangssignal des nichtlinearen Filters 158 das geglättete und gefilterte Ausgangssignal des Verstärkers 162 um einen vorgegebenen Prozentsatz überschreitet, der durch die Spannungsteilerwider-
is stände 166 und 168 bestimmt ist, steigt das Ausgangssignal des Verstärkers 164 schnell an. überwindet das Einschaltpotential der Diode 174 und bewirkt, daß der Verstärker 162 schneller auf das Eingangssignal des nichtlinearen Filters anspricht. Eine Bereichsbegrenzungsfunktion wird durch den Verstärker 176 und die Diode 180 erzielt, um einen maximalen Signalpegel für das niederfrequente Regelsignal herzustellen, das von seinem Ausgang abgenommen wird. Ein weiterer Widerstand 182, der zwischen der Diode 174 und dem Verstärker 162 liegt, gibt der Begrenzungsfunktion Vorrang.
Um das höherfrequente Regelsignal zu erzeugen, wird ein Hochpaßfilter anstelle des Tiefpaßfilters 150 in Fig.3 eingesetzt, während die Schaltung sonst im wesentlichen in derselben Weise wie bei der Erzeugung des niederfrequenten Regelsignals arbeitet.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:
1. Einstellbares Bandpaßfilter, bei dem zwischen einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß ein ein Tonfrequenzsignal übertragender Vorwärtssignalweg (56) mit einer dessen Verstärkungsfaktor begrenzenden Rückkopplungsschleife (61) und ein zum Vorwärtssignalweg (56) paralleler, ein Tonfrequenzsignal übertragender Gegenkopplungssignalweg (62) angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet,
daß im Vorwärtssignalweg (56) ein erster Verstärker (76) mit einer frequenzabhängigen Verstärkungskennlinie und eine deren Lage beeinflussende, einen steuerbaren Transistor (74) enthaltende erste Stellwiderstandsanordnung (74,84,86) vorgesehen sind, deren Widerstandswert durch ein an einen Steuereingang der Stellwiderstandsanordnung anlegbares erstes Vorspannungssignal änderbar ist,
daß zur Erzeugung des ersten Vorspannungssignals ein zweiter Verstärker (88) vorgesehen ist, dessen Eingangsschaltung mit einem Differenzsignal aus einem ersten Bezugssignal (Bezugssignalquelle 96) und einem ersten Regelsignal (Leitung 92) beaufschlagt ist und eine das Differenzsignal beeinflussende, einen steuerbaren Transistor (94) enthaltende zweite Stellwiderstandsanordnung (94, 98 ... 106) zur Änderung des Differenzsignals aufweist, wobei der Ausgang des zweiten Verstärkers (88) über eine Rückkopplungsschaltung (104) derart zu dessen Eingangsschaltung zurückgekoppelt ist, daß der Widerstandswert der zweiten Stellwiderstandsschaltung in Abhängigkeit vom ersten Vorspannungssignal änderbar ist,
daß im Gegenkopplungssignalweg (62) ein dritter Verstärker (114) mit einer frequenzabhängigen Verstärkungskennlinie und eine deren Lage beeinflussende, einen steuerbaren Transistor (112) enthaltende dritte Stellwiderstandsanordnung (112, 122, 126) vorgesehen sind, deren Widerstandswert durch ein an einem Steuereingang der Stellwiderstandsanordnung anlegbares zweites Vorspannungssignal änderbar ist,
und daß zur Erzeugung des zweiten Vorspannungssignals ein vierter Verstärker (124) vorgesehen ist, dessen Eingangsschaltung mit einem Differenzsignal aus einem Bezugssignal (Bezugssignalquelle 130) und einem zweiten Regelsignal (Leitung 134) beaufschlagt ist und eine das Differenzsignal beeinflussende, einen steuerbaren Transistor (132) enthaltende vierte Stellwiderstandsanordnung (132, 138, 140) zur Änderung des Differenzsignals aufweist, wobei der Ausgang des vierten Verstärkers (124) über eine Rückkopplungsschaltung (140) derart zu dessen Eingangsschaltung rückgekoppelt ist, daß der Widerstandswert der vierten Stellwiderstandsanordnung in Abhängigkeit vom zweiten Vorspannungssignal änderbar ist.
2. Einstellbares Bandpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einerseits die ersten und zweiten Stellwiderstandsanordnungen (74, 94) und andererseits die dritten und vierten Stellwiderstandsanordnungen (112, 132) im wesentlichen in derselben Temperaturumgebung gehalten sind, so daß die Wirkungen von Temperaturschwankungen auf die erste bzw. die dritte Stellwiderstandsanordnung (74 bzw. 112) durch Änderungen im ersten und zweiten Vorspannungssignal aufgrund entsprechen-
der Änderungen in der zweiten bzw. vierten Stellwiderstandsanordnung (94 bzw. 132) kompensiert werden.
3. Einstellbares Bandpaßfiher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellwiderstandsanordnungen jeweils als steuerbare Transistoren Feldeffekttransistoren (74, 94, 112, 132) enthalten und daß den Feldeffekttransistoren (74, 112) der ersten und dritten Stellwiderstandsanordnungen jeweils eine Halteeinrichtung (84, 86 und 120, 122, 126) zugeordnet ist, welche die Wechselstrom-Signalpegel an den Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren (74, 112) im wesentlichen in der Mitte zwischen den Wechselstrom-Signalpegeln der gesteuerten Transistorenanschlüsse hält
4. Einstellbares Bandpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwärtssignalweg (56) und der Gegenkopplungssignalweg (62) in einer geschlossenen Schleife zusammengeschaltet sind und daß in der geschlossenen Schleife Filter (58, 66) zur Ausprägung der Ecken (65,63) an den oberen und unteren Grenzfrequenzen des einstellbaren Durchlaßbandes und zur Abflachung der Kennlinie des Bandpaßfilters (32) angeordnet sind.
5. Einstellbares Bandpaßfilter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen am Eingang des einstellbaren Bandpaßfilters angeordneten Verzerrer (52) hoher Frequenzen und einen am Bandpaßfilter-Ausgang angeordneten Entzerrer (149) hoher Frequenzen des Tonfrequenzsignals.
6. Einstellbares Bandpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Regelsignal ein die obere Grenzfrequenz des einstellbaren Bandpaßfilters (32) beeinflussendes höherfrequentes Regelsignal ist und in einem höherfrequenten Regler (42) erzeugt wird, wobei dem höherfrequenten Regler (42) ein Hochpaßfilter (36; 150) vorgeschaltet ist, das mit dem tonfrequenten Eingangssignal des Bandpaßfilters (32) beaufschlagt ist und ein den Änderungsbereich der oberen Grenzfrequenz des Bandpaßfilters (32) überspannendes Durchlaßband hat, daß das zweite Regelsignal ein die untere Grenzfrequenz des Bandpaßfilters (32) beeinflussendes niederfrequentes Regelsignal ist und von einem niederfrequenten Regler (44) erzeugt wird, wobei dem niederfrequenten Regler (44) ein Tiefpaßfilter (38; 150) vorgeschaltet ist, das mit dem tonfrequenten Eingangssignal des Bandpaßfilters (32) beaufschlagt ist und ein den Änderungsbereich der unteren Grenzfrequenz des Bandpaßfilters (32) überspannendes Durchlaßband hat, und daß jeder Regler (42, 44) einen Spitzenwertgleichrichter (156) zur Spitzenwertgleichrichtung des gefilterten Signals und ein dem Spitzenwertgleichrichter nachgeschaltetes nicht lineares Filter (158) aufweist, das dem zugehörigen Regelsignal im maßgeblichen Frequenzbereich einen geglätteten, steil ansteigenden und langsam abfallenden Signalverlauf gibt.
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