ES2220572T3 - Metodo para derivar al menos tres señales de audio a partir de dos señales de audio de entrada. - Google Patents

Abstract

Un método para obtener al menos tres señales de salida de audio a partir de dos señales de audio de entrada (Lt y Rt), que comprende: obtener cuatro señales de audio a partir de dichas dos señales de audio de entrada, de tal manera que las cuatro señales de audio se obtienen con una matriz pasiva que produce dos pares de señales de audio en respuesta a dos señales de audio, un primer par de señales de audio obtenidas, que representan direcciones que se extienden en un primer eje, y un segundo par de señales de audio obtenidas, que representan direcciones que se extienden en un segundo eje, siendo dichos primer y segundo ejes substancialmente ortogonales o perpendiculares entre sí, tratar cada uno de dichos pares de señales de audio obtenidas con el fin de producir un primer y un segundo pares respectivos de señales de audio intermedias, de tal forma que las magnitudes de las amplitudes relativas de las señales de audio de cada par de señales de audio intermedias sean forzadas hacia su igualdad, producir una primera señal de salida (Lout) que representa una primera dirección que se extiende en el eje del par de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el primer par de señales intermedias, siendo producida dicha primera señal de salida al menos por combinación (48), con la misma polaridad, de al menos una componente de cada una de dicho segundo par de señales de audio intermedias.

Description

Método para derivar al menos tres señales de audio a partir de dos señales de audio de entrada.

Campo técnico

La invención se refiere al tratamiento de señales de audio. En particular, la invención se refiere a la descodificación de audio "multidireccional" (o de "múltiples canales") que utiliza un método de matriz de audio "adaptativa" (o "activa") que obtiene tres o más corrientes de señales de audio (o "señales" o "canales") a partir de un par de corrientes de señales de entrada de audio (o "señales" o "canales"). La invención resulta de utilidad para la recuperación de señales de audio en la cual cada señal está asociada a una dirección y se ha combinado en un número menor de señales por medio de una matriz de codificación. Si bien la invención se describe en términos de una tal codificación de matriz preconcebida, debe comprenderse que la invención no necesita ser utilizada con cualquier codificación de matriz particular y resulta también de utilidad para la generación de efectos direccionales agradables a partir de un material grabado originalmente para una reproducción en dos canales.

Técnica anterior

La codificación y la descodificación de matriz de audio se conocen bien en la técnica anterior. Por ejemplo, en las denominadas codificación y descodificación de matriz de audio "4-2-4", se codifican en matriz de amplitud-fase cuatro señales de fuente, típicamente asociadas a cuatro direcciones cardinales o canónicas (tales como, por ejemplo, izquierda, centro, derecha y circular o de contorno, o bien frontal izquierda, frontal derecha, trasera izquierda y trasera derecha), formando con ellas dos señales. Las dos señales son transmitidas o almacenadas y descodificadas a continuación por medio de un descodificador de matriz de amplitud-fase con el fin de recuperar aproximaciones de las cuatro señales de fuente originales. Las señales descodificadas son aproximaciones debido a que los descodificadores de matriz adolecen de la desventaja bien conocida de la diafonía entre las señales de audio descodificadas. Idealmente, las señales descodificadas deberían ser idénticas a las señales de fuente, y presentar una separación infinita entre las señales. Sin embargo, la diafonía intrínseca de los descodificadores de matriz da lugar tan solo a una separación de 3 dB (decibelios) entre las señales asociadas a las direcciones adyacentes. Una matriz de audio en la que las características matriciales no varían se conoce en la técnica como matriz "pasiva".

Con el fin de resolver el problema de la diafonía en los descodificadores de matriz, se conoce en la técnica anterior la práctica de variar de forma adaptativa las características de la matriz de descodificación con el fin de mejorar la separación entre las señales descodificadas y aproximarse de forma más cercana a las señales de fuente. Un ejemplo bien conocido de un tal descodificador de matriz activa es el descodificador Dolby Pro Logic, descrito en la Patente norteamericana Nº 4.799.260. La Patente Nº 4.799.260 cita un cierto número de Patentes que constituyen la técnica anterior con respecto a ella, muchas de las cuales describen otros diversos tipos de descodificadores de matriz adaptativa. Otras Patentes de la técnica anterior comprenden Patentes del presente inventor, incluyendo las Patentes norteamericanas Nos. 5.625.696, 5.644.640, 5.504.819, 5.428.687 y 5.172.415.

El documento US-A-4.589.129 describe un descodificador de audio que produce al menos cuatro canales de salida como respuesta a dos canales de entrada. Una matriz pasiva obtiene cuatro canales a partir de los dos canales de entrada. La ganancia de cada uno de los cuatro canales se varía por medio de un amplificador controlado por tensión, a fin de proporcionar una señal de salida respectiva, de tal manera que cada una de las cuatro señales de salida contiene únicamente las componentes de la señal original proporcionadas por la matriz pasiva, y no contiene ninguna componente de señal obtenida de otros de entre los cuatro canales obtenidos por la matriz pasiva. La ganancia de cada par ortogonal de señales obtenidas por la matriz pasiva se controla por medio de una señal de control obtenida a partir del valor absoluto de una medida del nivel relativo del otro par de señales ortogonales obtenidas por la matriz pasiva.

El documento EP 0949845 A2 describe varias disposiciones destinadas a sintetizar una multiplicidad de canales de salida a partir de una señal de entrada estéreo. Cada una de las disposiciones implica el uso de "filtros Q" (un tipo de función de transferencia) y/o de "dispositivos de expansión Q" ("Qxpanders" -un tipo de cancelador de diafonía).

Si bien los descodificadores de matriz adaptativa de la técnica anterior se han concebido para reducir la diafonía en las señales reproducidas de tal manera que se reproduzcan de una forma más aproximada las señales de fuente, la técnica anterior ha llevado esto a cabo de formas, muchas de las cuales son complejas y enrevesadas, que no logran reconocer las relaciones deseables entre las señales intermedias en el descodificador que pueden utilizarse para simplificar el descodificador y mejorar la precisión del descodificador.

En consecuencia, la presente invención está encaminada a métodos y a aparatos que reconozcan y hagan uso de relaciones hasta ahora no apreciadas entre las señales intermedias en los descodificadores de matriz adaptativa. La explotación de estas relaciones permite cancelar de una forma sencilla las componentes de diafonía no deseadas, particularmente con el uso de disposiciones de auto-cancelación automática que se sirven de retroalimentación negativa.

Descripción de la invención

De acuerdo con un primer aspecto de la invención, la invención constituye un método para obtener al menos tres señales de salida de audio a partir de dos señales de entrada de audio, en el cual se obtienen cuatro señales de audio a partir de las dos señales de audio de entrada por medio de una matriz pasiva que produce dos pares de señales de audio en respuesta a dos señales de audio: un primer par de señales de audio obtenidas que representan direcciones que están comprendidas en un primer eje (tales como señales "izquierda" y "derecha") y un segundo par de señales de audio obtenidas que representan direcciones que están comprendidas en un segundo eje (tales como "de centro" y "de contorno o circular"), de tal manera que dichos primer y segundo ejes son substancialmente ortogonales uno con respecto al otro. Cada uno de los pares de señales de audio obtenidas se procesa o trata con el fin de producir unos primer y segundo pares respectivos (respectivamente, los pares de izquierda / derecha y de centro / de contorno) de señales de audio intermedias, de tal forma que las magnitudes de las amplitudes relativas de las señales de audio de cada par de señales de audio intermedias son forzadas hasta alcanzar la igualdad. Se produce una primera señal de salida (tal como la señal de salida izquierda L_{out}), que representa una primera dirección que está contenida en el eje del par de señales de audio obtenidas (el par de izquierda / derecha) a partir del cual se produce el primer par de señales intermedias (el par de izquierda / derecha), al menos por medio de la combinación, con la misma polaridad, de al menos una componente de cada una del segundo par (el par de centro / de contorno) de señales de audio intermedias. Una segunda señal de salida (tal como la señal de salida derecha R_{out}), que representa una segunda dirección que está comprendida en el eje del par de señales de audio obtenidas (el par de izquierda / derecha) a partir del cual se produce el primer par (el par de derecha / izquierda) de señales intermedias, se produce al menos por medio de la combinación, con la polaridad opuesta, de al menos una componente de cada una del segundo par (el par de centro / de contorno) de señales de audio intermedias. Una tercera señal de salida (tal como la señal de salida central C_{out} o la señal de salida de contorno S_{out}), que representa una primera dirección que está comprendida en el eje del par (el par de centro / de contorno) de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el segundo par (el par de centro / de contorno) de señales intermedias, se produce al menos por medio de la combinación, con la misma polaridad o con la polaridad opuesta, de al menos una componente de cada una del segundo par (el par de izquierda / derecha) de señales de audio intermedias. Opcionalmente, una cuarta señal de salida (tal como la señal de salida circular o de contorno S_{out} si la tercera señal de salida es la señal de salida central C_{out}, o bien C_{out} si la tercera señal de salida es S_{out}), que representa una segunda dirección que está comprendida en el eje del par (de centro / de contorno) de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el segundo par (de centro / de contorno) de señales intermedias, se produce al menos mediante la combinación, con la polaridad opuesta si la tercera señal de salida es producida mediante combinación con la misma polaridad, o por medio de la combinación con la misma polaridad, si la tercera señal de salida es producida por combinación con la polaridad opuesta, de al menos una componente de cada una de dicho primer par (el par de izquierda / derecha) de señales de audio intermedias.

Las relaciones hasta ahora no apreciadas entre las señales descodificadas consisten en el hecho de que, al forzar hasta su igualdad las magnitudes de las señales de audio intermedias de cada uno de los pares de señales de audio intermedias, se suprimen substancialmente las componentes de diafonía no deseadas de las señales de salida descodificadas. Este principio no requiere una igualdad completa para lograr una cancelación substancial de la diafonía. Dicho tratamiento se lleva a cabo de una forma sencilla y preferible con el uso de disposiciones de retroalimentación negativa que actúan provocando una cancelación automática de las componentes de diafonía indeseadas.

La invención incluye realizaciones que tienen topologías o estructuras equivalentes. En todas las realizaciones, como se ha descrito anteriormente, se obtienen señales intermedias a partir de una matriz pasiva que opera sobre un par de señales de entrada, y estas señales intermedias son forzadas a ser iguales. En las realizaciones que incorporan una primera topología, unas componentes de cancelación de las señales intermedias se combinan con señales de matriz pasiva (obtenidas de la operación de la matriz pasiva sobre las señales de entrada, o bien de otra manera) con el fin de producir señales de salida. En una realización que se sirve de una segunda topología, se combinan ciertos pares de las señales intermedias para producir señales de salida.

Otros aspectos de la presente invención incluyen la obtención de señales de control adicionales para producir señales de salida adicionales.

Es un objeto primordial de la invención lograr un grado elevado, susceptible de medirse y predecible, de cancelación de la diafonía bajo una amplia variedad de condiciones de las señales de entrada, mediante el uso de circuitos que no están sometidos a requisitos especiales de precisión, y sin que se requiera una complejidad fuera de lo habitual para el recorrido de control, casos ambos que se encuentran en la técnica anterior.

Es otro objeto de la invención lograr dichas prestaciones elevadas con el uso de circuitos más sencillos o de un coste menor en comparación con los circuitos de la técnica anterior.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 es un diagrama funcional y esquemático de una matriz de descodificación pasiva de la técnica anterior, de utilidad para la comprensión de la presente invención.

La Figura 2 es un diagrama funcional y esquemático de un descodificador de matriz activa de la técnica anterior, que resulta útil para la comprensión de la presente invención y en el cual se suman, en dispositivos de combinación lineales, versiones a escala variable de unas salidas de matriz pasiva con las salidas de matriz pasiva sin alterar.

La Figura 3 es un diagrama funcional y esquemático de un sistema de control obtenido por retroalimentación y de conformidad con la presente invención, de los VCAs de izquierda y de derecha y de los VCAs de la suma y de la diferencia, representados en la Figura 2, así como de los VCAs de otras realizaciones de la presente invención.

La Figura 4 es un diagrama funcional y esquemático que muestra una disposición de acuerdo con la presente invención, que es equivalente a la combinación de las Figuras 2 y 3 y en la cual los dispositivos de combinación de salida generan las componentes de señal de salida de matriz pasiva en respuesta a las señales de entrada L_{t} y R_{t}, en lugar de recibirlas desde la matriz pasiva de la cual son obtenidas las componentes de cancelación.

La Figura 5 es un diagrama funcional y esquemático de acuerdo con la presente invención, que muestra una disposición equivalente a la combinación de las Figuras 2 y 3 y la Figura 4. En la configuración de la Figura 5, las señales que se han de mantener iguales son las señales que se aplican a los dispositivos de combinación para la obtención de salidas y a los circuitos de retroalimentación para el control de los VCAs; las salidas de los circuitos de retroalimentación incluyen las componentes de la matriz pasiva.

La Figura 6 es un diagrama funcional y esquemático de acuerdo con la presente invención que muestra una disposición equivalente a las disposiciones de la combinación de las Figuras 2 y 3, la Figura 4 y la Figura 5, en la cual la ganancia del circuito de ganancia variable (1 - g) proporcionada por un VCA y un restador es remplazada por la de un VCA cuya ganancia varía en la dirección opuesta a la de los VCAs en las configuraciones de VCA y restador. En esta realización, las componentes de matriz pasiva son implícitas. En las otras realizaciones, las componentes de matriz pasiva son explícitas.

La Figura 7 es un gráfico idealizado que representa la relación existente entre las ganancias de los VCAs de izquierda y derecha, g_{l} y g_{r}, del sistema de control obtenido por retroalimentación L_{t} / R_{t} (en el eje vertical) y el ángulo de encuadramiento \alpha (en el eje horizontal).

La Figura 8 es un gráfico idealizado que representa la relación existente entre las ganancias de los VCAs de suma y de diferencia, g_{c} y g_{s}, del sistema de control obtenido por retroalimentación de suma / diferencia (en el eje vertical) y el ángulo de encuadramiento \alpha (en el eje horizontal).

La Figura 9 es un gráfico idealizado que representa las tensiones de control de izquierda / derecha y de suma / diferencia invertida para una escala o dimensionamiento en el que los valores máximo y mínimo de las señales de control son +/- 15 voltios (en el eje vertical), en función del ángulo de encuadramiento \alpha (en el eje horizontal).

La Figura 10 es un gráfico idealizado que representa la menor de las curvas de la Figura 9 (en el eje vertical) en función del ángulo de encuadramiento \alpha (en el eje horizontal).

La Figura 11 es un gráfico idealizado que representa la menor de las curvas de la Figura 9 (en el eje vertical) en función del ángulo de encuadramiento \alpha (en el eje horizontal) para el caso en el que se ha aplicado a la tensión de suma / diferencia un factor de escala de 0,8 antes de tomar la menor de las curvas.

La Figura 12 es un gráfico idealizado que representa las ganancias de los VCAs posterior izquierdo y posterior derecho, g_{lb} y g_{rb}, del sistema de control obtenido por retroalimentación posterior izquierda / posterior derecha (en el eje vertical) en función del ángulo de encuadramiento \alpha (en el eje horizontal).

La Figura 13 es un diagrama funcional y esquemático de una porción de un descodificador de matriz activa de acuerdo con la presente invención, en el que se obtienen seis salidas.

La Figura 14 es un diagrama funcional y esquemático que muestra la obtención de seis señales de cancelación para uso en un descodificador de matriz activa de seis salidas tal como el de la Figura 13.

La Figura 15 es un diagrama de circuito esquemático que muestra un circuito práctico que incorpora diversos aspectos de la presente invención.

Mejor modo de realización de la invención

En la Figura 1 se muestra funcional y esquemáticamente una matriz de descodificación pasiva. Las siguientes ecuaciones relacionan las salidas con las entradas L_{t} y R_{t} ("total izquierda" y "total derecha").

(Ecuación 1)L_{out} = L_{t}

(Ec. 2)R_{out} = R_{t}

(Ec. 3)C_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t})

(Ec. 4)S_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t})

(El símbolo "\cdot", en estas y otras ecuaciones que se presentan a lo largo de este documento, indica multiplicación).

La salida central es la suma de las entradas, y la salida de contorno es la diferencia entre las entradas. Ambas tienen, además, un factor de escala; este factor de escala es arbitrario, y se escoge con un valor de ½ con propósitos de facilidad de explicación. Son posibles otros valores de factor de escala. La salida C_{out} se obtiene aplicando L_{t} y R_{t} con un factor de escala de +½ a un dispositivo de combinación lineal 2. La salida S_{out} se obtiene aplicando L_{t} y R_{t} con factores de escala de +½ y -½, respectivamente, a un dispositivo de combinación lineal 4.

La matriz pasiva de la Figura 1 produce, de esta forma, dos pares de señales de audio; el primer par está formado por L_{out} y R_{out}; el segundo par consta de C_{out} y S_{out}. En este ejemplo, las direcciones cardinales o canónicas de la matriz pasiva se designan por "izquierda", "central", "derecha" y "circular o de contorno". Las direcciones cardinales adyacentes se extienden según ejes perpendiculares u ortogonales entre sí, de tal forma que, para estas etiquetas de dirección, la izquierda es adyacente a la central y a la de contorno; la de contorno es adyacente a la izquierda y a la derecha, etc. Debe comprenderse que la invención es susceptible de aplicarse a cualquier matriz de descodificación ortogonal 2:4.

Un descodificador de matriz pasiva obtiene n señales de audio a partir de m señales de audio, donde n es mayor que m, de acuerdo con una relación invariable (por ejemplo, en la Figura 1, C_{out} es siempre ½ \cdot (R_{out} + L_{out})). Por el contrario, un descodificador de matriz activa obtiene n señales de audio de acuerdo con una relación variable. Una forma de configurar un descodificador de matriz activa consiste en combinar componentes de señal dependientes de señal con las señales de salida de una matriz pasiva. Por ejemplo, como se muestra una de una forma funcional y esquemática en la Figura 2, se suman cuatro VCAs (amplificadores controlados por tensión) 6, 8, 10 y 12, que suministran versiones a escala variable de las salidas de matriz pasiva, con las salidas de matriz pasivas sin alterar (es decir, las dos entradas en sí, conjuntamente con las dos salidas de los dispositivos de combinación 2 y 4) en dispositivos de combinación lineales 14, 16, 18 y 20. Debido a que las entradas de los VCAs se han obtenido, respectivamente, de las salidas izquierda, derecha, central y de contorno de la matriz pasiva, sus ganancias pueden designarse por g_{l}, g_{r}, g_{c} y g_{s} (todas ellas positivas). Las señales de salida de los VCA constituyen señales de cancelación y se combinan con salidas obtenidas de forma pasiva que presentan diafonía y procedentes de las direcciones a partir de las que se obtienen las señales de cancelación, con el fin de mejorar el comportamiento direccional de descodificador de matriz mediante la supresión de la diafonía.

Nótese que, en la disposición de la Figura 2, los recorridos o caminos de la matriz pasiva están aún presentes. Cada salida es la combinación de la respectiva salida de matriz pasiva más la salida de dos VCAs. Las salidas de VCA se seleccionan y someten a escala al objeto de proporcionar la deseada cancelación de la diafonía para la respectiva salida de la matriz pasiva, para lo que se tiene en cuenta que las componentes de diafonía se producen en las salidas que representan direcciones cardinales adyacentes. Por ejemplo, una señal central presenta diafonía en las señales izquierda y derecha descodificadas de forma pasiva, y una señal de contorno presenta diafonía en las señales izquierda y derecha descodificadas de forma pasiva. En consecuencia, la salida de señal izquierda deberá combinarse con las componentes de señal de cancelación obtenidas de las señales central y de contorno descodificadas de forma pasiva, y se hará de modo similar para las otras cuatro salidas. La forma como las señales son sometidas a escala, polarizadas y combinadas en la Figura 2 proporciona la supresión deseada de la diafonía. Al variar la ganancia del VCA respectivo en el intervalo de cero a uno (para el ejemplo de aplicación de escala de la Figura 2), es posible suprimir las componentes de diafonía indeseadas en las salidas descodificadas de forma pasiva.

La disposición de la Figura 2 tiene las siguientes ecuaciones:

(Ec. 5)L_{out} = L_{t} - g_{c} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) - g_{s} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t})

(Ec. 6)R_{out} = R_{t} - g_{c} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) + g_{s} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t})

(Ec. 7)C_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) - g_{l} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot L_{t} - g_{r} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot R_{t}

(Ec. 8)S_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t}) - g_{l} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot L_{t} + g_{r} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot R_{t}

Si todos los VCAs tienen ganancias iguales a cero, la disposición será la misma que la de la matriz pasiva. Para cualesquiera valores iguales de todas las ganancias de VCA, la disposición de la Figura 2 es la misma que la de la matriz pasiva, a excepción de un factor de escala constante. Por ejemplo, si todos los VCAs tuvieran ganancias de 0,1:

L_{out} = L_{t} - 0,05 \cdot (L_{t} + R_{t}) - 0,05 \cdot (L_{t} - R_{t}) = 0,9 L_{t}

R_{out} = R_{t} - 0,05 \cdot (L_{t} + R_{t}) + 0,05 \cdot (L_{t} - R_{t}) = 0,9 \cdot R_{t}

C_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) - 0,05 \cdot L_{t} - 0,05 \cdot R_{t} = 0,9 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t})

S_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t}) - 0,05 \cdot L_{t} + 0,05 \cdot R_{t} = 0,9 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t})

El resultado es que la matriz pasiva se ha sometido a una escala de un factor de 0,9. De esta forma, se pondrá de manifiesto que el valor preciso de la ganancia de VCA quiescente, que se describe más adelante, no es crítico.

Considérese un ejemplo. Para las direcciones cardinales (izquierda, derecha, central y circular o de contorno) únicamente, las entradas respectivas son L_{t} únicamente, R_{t} únicamente, siendo L_{t} = R_{t} (con la misma polaridad), y L_{t} = -R_{t} (con polaridades opuestas), y las salidas correspondientes deseadas son L_{out} únicamente, R_{out} únicamente, C_{out} únicamente y S_{out} únicamente. En cada caso, idealmente, una salida únicamente debería suministrar una señal, y las restantes no deberían suministrar nada.

Por inspección, resulta evidente que si los VCAs pueden ser controlados de tal manera que uno de ellos correspondiente a la dirección cardinal deseada tenga una ganancia de 1, y la ganancia de los restantes sea mucho menor que 1, entonces, en todas las salidas a excepción de la deseada, las señales de VCA cancelarán las salidas no deseadas. Como se ha explicado en lo anterior, en la configuración de la Figura 2, las salidas de VCA actúan cancelando las componentes de diafonía en las direcciones cardinales adyacentes (en las cuales la matriz pasiva presenta diafonía).

De esta forma, por ejemplo, si ambas entradas son alimentadas con señales iguales y en fase, de tal manera que R_{t} = L_{t} = (por ejemplo) 1, y si, como resultado, g_{c} = 1 y g_{l}, g_{r} y g_{s} son todas cero o casi cero, entonces se obtiene:

L_{out} = 1 - 1 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (1 + 1) - 0 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (1 - 1) = 0

R_{out} = 1 - 1\cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (1 + 1) + 0 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (1 - 1) = 0

C_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (1 + 1) - 0 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot 1 - 0 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot 1 = 1

S_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (1 - 1) - 0 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot 1 + 0 \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot 1 = 0

La única salida es la que procede de la C_{out} deseada. Un cálculo similar mostrará que lo mismo puede aplicarse al caso de una señal procedente únicamente de una de las otras tres direcciones cardinales o canónicas.

Las ecuaciones 5, 6, 7 y 8 pueden ser escritas de forma equivalente como sigue:

(Ec. 9)L_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c}) + \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s})

(Ec. 10)C_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot L_{t} \cdot (1 - g_{l}) + \ ^{1}/_{2} \cdot R_{t} \cdot (1 - g_{r})

(Ec. 11)R_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c}) - \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s})

(Ec. 12)S_{out} = \ ^{1}/_{2} \cdot L_{t} \cdot (1 - g_{l}) - \ ^{1}/_{2} \cdot R_{t} \cdot (1 - g_{r})

En esta disposición, cada salida es la combinación de dos señales. L_{out} y R_{out} comprenden, ambas, la suma y la diferencia de las señales de entrada, así como las ganancias de los VCAs de suma y de diferencia (los VCAs cuyas entradas se obtienen de las direcciones de centro y de contorno, el par de direcciones que son perpendiculares u ortogonales a las direcciones de la izquierda y de la derecha). C_{out} y S_{out} comprenden, ambas, las señales de entrada reales y las ganancias de los VCAs de la izquierda y de la derecha (los VCAs cuyas entradas respectivas se obtienen de las direcciones izquierda y derecha, que son el par de direcciones ortogonales a las direcciones de centro y de contorno).

Considérese una dirección no cardinal, en la que R_{t} se suministra con la misma señal que L_{t}, y con la misma polaridad, aunque atenuada. Esta condición representa una señal situada en algún lugar entre las direcciones cardinales izquierda y central, y, en consecuencia, deberá proporcionar salidas que se deriven de L_{out} y R_{out}, con una parte pequeña o nula de R_{out} y S_{out}.

Para R_{out} y S_{out}, esta salida de valor cero puede lograrse si los dos términos son iguales en magnitud pero de polaridad opuesta.

Para R_{out}, la relación para esta cancelación es:

(Ec. 13)magnitud de [^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c})] = magnitud de [^{1}/_{2} \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s})]

Para S_{out}, la relación correspondiente es:

(Ec. 14)magnitud de [^{1}/_{2} \cdot L_{t} \cdot (1 - g_{l})] = magnitud de [^{1}/_{2} \cdot R_{t} (1 - g_{r})]

Una consideración de una señal encuadrada (o, simplemente, colocada) entre dos cualesquiera direcciones cardinales adyacentes relevará las mismas dos relaciones. En otras palabras, cuando las señales de entrada representen un sonido encuadrado entre cualesquiera dos salidas adyacentes, estas relaciones de magnitud garantizarán que el sonido emerge de las salidas correspondientes a esas dos direcciones cardinales adyacentes, y que las otras dos salidas no suministran nada. Con el fin de lograr de una manera substancial este resultado, las magnitudes de los dos términos de cada una de las ecuaciones 9 - 12 deberán ser forzados a su igualdad. Esto puede lograrse tratando de mantener iguales las magnitudes relativas de dos pares de señales dentro de la matriz activa:

(Ec. 15)magnitud de [(L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c})] = magnitud de [(L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s})]

y

(Ec. 16)magnitud de [L_{t} \cdot (1 - g_{l})] = magnitud de [R_{t} \cdot (1 - g_{r})]

Las relaciones deseadas, que se muestran en las ecuaciones 15 y 16, son las mismas que las de las Ecuaciones 13 y 14, pero en ellas se ha omitido la aplicación de la escala. La polaridad con la que se combinan las señales y la escala que se les aplica pueden tomarse en consideración cuando se obtienen las salidas respectivas como con los dispositivos de combinación 14, 16, 18 y 20 de la Figura 2.

La invención está basada en el descubrimiento de estas relaciones de igualdad de las magnitudes en amplitud, hasta ahora no apreciadas, y, preferiblemente, tal y como se describe más adelante, en el uso de un control de retroalimentación de auto-intervención, o que actúa por sí mismo, para mantener estas relaciones.

A partir de la explicación que se ha proporcionado en lo anterior con respecto a la cancelación de las componentes de señal de diafonía indeseadas, y de los requisitos que han de cumplir las direcciones cardinales, puede deducirse que, para la escala que se utiliza en esta exposición, la máxima ganancia de un VCA deberá ser la unidad. Bajo condiciones quiescentes, indefinidas o "no guiadas" o carentes de orientación, los VCAs deberán adoptar una ganancia pequeña, proporcionando de forma efectiva la matriz pasiva. Cuando la ganancia de un VCA de un par necesita incrementarse desde su valor quiescente hasta la unidad, el otro del par puede permanecer en la ganancia quiescente o puede desplazarse en la dirección opuesta. Una relación conveniente y práctica consiste en mantener el producto de las ganancias del par constante. Con el uso de VCAs analógicos, cuya ganancia en dB (decibelios) es una función lineal de su tensión de control, esto se produce automáticamente si se aplica una tensión de control que es igual (pero con una polaridad efectiva opuesta) en los dos de un par. Otra alternativa consiste en mantener la suma de las ganancias del par constante. Por supuesto, la invención puede realizarse en la práctica de forma digital o implementarse en software o programas, en lugar de servirse de componentes analógicos.

Así, por ejemplo, si la ganancia quiescente es 1/a, una relación práctica entre las dos ganancias de los pares podría ser su producto, de tal forma que:

g_{l} \cdot g_{r} = 1/a^{2}, y

g_{c} \cdot g_{s} = 1/a^{2}.

Un valor típico para "a" podría estar comprendido en el intervalo entre 10 y 20.

La Figura 3 muestra, de forma funcional y esquemática, un sistema de control obtenido por retroalimentación para los VCAs de izquierda y de derecha (6, y 12, respectivamente) de la Figura 2. Éste recibe las señales de entrada L_{t} y R_{t}, las procesa o trata para obtener las señales intermedias L_{t} \cdot (1 - g_{l}) y R_{t} \cdot (1 - g_{r}), compara la magnitud de las señales intermedias y genera una señal de error en respuesta a cualquier diferencia de magnitudes, de tal manera que la señal de error hace que los VCAs reduzcan la diferencia de magnitudes. Una forma de lograr dicho resultado consiste en rectificar las señales intermedias con el fin de obtener sus magnitudes y aplicar las dos señales de magnitud a un comparador cuya salida controla la ganancia de los VCAs con una polaridad tal, que, por ejemplo, un incremento de la señal L_{t} incrementa g_{l} y reduce g_{r}. Los valores de circuito (o sus equivalentes en implementaciones digitales o de programación) se escogen de tal manera que, cuando la salida del comparador es cero, la ganancia del amplificador quiescente es menor que la unidad (por ejemplo, 1/a).

En el dominio analógico, un modo práctico de implementar la función de comparación consiste en convertir las dos magnitudes al dominio logarítmico de tal manera que el comparador las substraiga o reste en lugar de determinar su relación. Muchos VCAs analógicos presentan ganancias que son proporcionales a un exponente de la señal de control, de tal manera que toman, intrínseca y convenientemente, el antilogaritmo de las salidas de control de un comparador de funcionamiento logarítmico. Sin embargo, por el contrario, si se realiza una implementación digital, puede resultar más conveniente dividir las dos magnitudes y utilizar las resultantes como multiplicadores o divisores directos para las funciones del VCA.

Más específicamente, tal como se muestra en la Figura 3, la entrada L_{t} se aplica al VCA "izquierdo" 6 y a una de las salidas de un dispositivo de combinación lineal 22, en la que se aplica con un factor de escala de +1. El VCA izquierdo 6 se aplica al dispositivo de combinación 22 con un factor de escala de -1 (formando de este modo un restador), y la salida del dispositivo de combinación 22 se aplica a un rectificador de onda completa 24. La entrada R_{t} se aplica al VCA derecho 12 y a una de las entradas de un dispositivo de combinación lineal 26, en la que se aplica con un factor de escala de +1. La salida del VCA derecho 12 se aplica al dispositivo de combinación 26 con un factor de escala de -1 (constituyendo de este modo un restador), y la salida del dispositivo de combinación 26 se aplica a un rectificador de onda completa 28. Las salidas de los rectificadores 24 y 28 se aplican, respectivamente, a las entradas no inversora e inversora de un amplificador operacional 30, que funciona como un amplificador diferencial. La salida del amplificador 30 proporciona una señal de control que tiene la naturaleza de una señal de error, la cual se aplica sin inversión a la entrada de control de ganancia del VCA 6, y con su polaridad invertida a la entrada de control de ganancia del VCA 12. La señal de error indica que las dos señales, cuyas magnitudes se han de igualar, difieren en su magnitud. Esta señal de error se utiliza para "guiar u orientar" los VCAs en la dirección correcta, con el fin de reducir la diferencia de magnitudes de las señales intermedias. Las salidas de los dispositivos de combinación 16 y 18 se toman de las salidas del VCA 6 y del VCA 12. De esta forma, tan solo se aplica una componente de cada señal intermedia a los dispositivos de combinación de salida, a saber, -L_{t}g_{r} y -R_{t}g_{l}.

Para las condiciones de señal de estado estacionario, la diferencia de magnitudes puede ser reducida hasta una cantidad despreciable si se proporciona la suficiente ganancia de bucle. Sin embargo, no es necesario reducir las diferencias de magnitud a cero o a una cantidad despreciable con el fin de conseguir una cancelación substancial de la diafonía. Por ejemplo, una ganancia de bucle suficiente como para reducir la diferencia en dB en un factor de 10 da lugar, en teoría, a una diafonía que, en el peor de los casos, es mejor que una pérdida o descenso de 30 dB. Para las condiciones dinámicas, las constantes de tiempo de la disposición de control de retroalimentación deberán escogerse de manera que fuercen a las magnitudes hacia su igualdad de un modo que sea esencialmente inaudible al menos para la mayor parte de las condiciones de señal. Los detalles concernientes a la elección de las constantes de tiempo en las diversas configuraciones que se describen se encuentran más allá del ámbito de la invención.

Preferiblemente, los parámetros de circuito se escogen de modo que proporcionen aproximadamente 20 dB de retroalimentación negativa, y de tal forma que las ganancias de los VCAs no puedan incrementarse por encima de la unidad. Las ganancias de los VCAs pueden variar desde algún valor pequeño (por ejemplo, 1/a^{2}, que es mucho menor que la unidad) hasta, aunque sin superarla, la unidad para los ejemplos de aplicación de escala descritos aquí en relación con las disposiciones de las Figuras 2, 4 y 5. Como consecuencia de la retroalimentación negativa, la disposición de la Figura 3 actuará manteniendo las señales que entran en los rectificadores aproximadamente iguales.

Debido a que las ganancias exactas no son críticas cuando son pequeñas, cualquier otra relación que fuerce la ganancia de uno del par hasta un valor pequeño siempre y cuando la otra se incremente hacia la unidad, provocará resultados similares y aceptables.

El sistema de control obtenido por retroalimentación para los VCAs central y de contorno (8 y 10, respectivamente) de la Figura 2 es substancialmente idéntico al de la disposición de la Figura 3, tal y como se ha descrito, pero con la diferencia de que recibe, no L_{t} y R_{t}, sino su suma y su diferencia, y aplica sus salidas del VCA 6 y del VCA 12 (que constituyen una componente de la señal inmediata respectiva) a los dispositivos de combinación 14 y 20.

De esta forma, es posible lograr un alto grado de cancelación de la diafonía bajo una amplia variedad de condiciones de señal de entrada, con el uso de circuitos a los que no se exigen requerimientos especiales de precisión, y al tiempo que se emplea un recorrido de control sencillo que se encuentra integrado en el recorrido de señal. El sistema de control obtenido por retroalimentación funciona de manera que trata pares de señales de audio procedentes de la matriz pasiva de tal forma que las magnitudes de las amplitudes relativas de las señales de audio intermedias de cada par de señales de audio intermedias son forzadas hacia su igualdad.

El sistema de control obtenido por retroalimentación y que se muestra en la Figura 3 controla las ganancias de los dos VCAs 6 y 12 de manera que sean inversas, a fin de forzar las entradas de los rectificadores 24 y 28 hacia su igualdad. El grado en que estos dos términos son forzados hacia su igualdad depende de las características de los rectificadores, del comparador 30 que les sigue, así como de las relaciones de ganancia / control de los VCAs. Cuanto mayor sea la ganancia del bucle, más estrecha o cercana será la igualdad, si bien se producirá un forzamiento hacia la igualdad con independencia de las características de estos elementos (siempre y cuando, por supuesto, las polaridades de las señales sean tales que reduzcan las diferencias entre los niveles). En la práctica, el comparador puede no tener una ganancia infinita, sino que puede realizarse con la forma de un restador con ganancia finita.

En el caso de que los rectificadores sean lineales, esto es, si sus salidas son directamente proporcionales a las magnitudes de las entradas, la salida del comparador o restador será una función de la diferencia de tensiones o de corrientes de las señales. Si, en lugar de ello, los rectificadores responden al logaritmo de sus magnitudes de entrada, esto es, al nivel expresado en dB (decibelios), una sustracción o resta llevada a cabo en la entrada del comparador es equivalente a tomar la relación entre los niveles de entrada. Esto resulta beneficioso por cuanto que el resultado es entonces independiente del nivel absoluto de las señales, y depende tan solo de la diferencia entre las señales, expresada en dB. Si se tiene en cuenta que los niveles de las señales de fuente expresados en dB reflejan más fielmente la percepción humana, esto significa que, a igualdad de todo lo demás, la ganancia de bucle es independiente del nivel de intensidad o volumen sonoro, y que, por tanto, el grado de forzamiento hacia la igualdad es también independiente del volumen sonoro absoluto. Por supuesto, para algún nivel muy bajo, los rectificadores logarítmicos dejarán de funcionar con precisión y, en consecuencia, existirá un umbral de entrada por debajo del cual cesará el forzamiento hacia la igualdad. Sin embargo, el resultado es que es posible mantener el control a lo largo de un intervalo de 70 dB o más, sin la necesidad de ganancias de bucle extraordinariamente elevadas para niveles de señal de entrada altos, con sus problemas potenciales resultantes con respecto a la estabilidad del bucle.

De forma similar, los VCAs 6 y 12 pueden tener ganancias que son directa o inversamente proporcionales a sus tensiones de control (es decir, multiplicadores o divisores). Esto tendrá el efecto de que, cuando las ganancias sean pequeñas, los pequeños cambios absolutos en la tensión de control provocarán grandes cambios en la ganancia expresada en dB. Por ejemplo, considérese un VCA con una ganancia máxima igual a la unidad, tal y como se requiere en esta configuración de sistema de control obtenido por retroalimentación, y una tensión de control V_{c} que varía, por ejemplo, de 0 a 10 voltios, de tal manera que la ganancia puede expresarse como A = 0,1 \cdot V_{c}. Cuando V_{c} se encuentra próxima a su máximo, un cambio de 100 mV (milivoltios) desde, por ejemplo, 9.900 a 10.000 mV suministra un cambio en la ganancia de 20 \cdot log(10.000/9.900), o de aproximadamente 0,09 dB. Cuando V_{c} es mucho más pequeño, un cambio de 100 mV desde, por ejemplo, 100 a 200 mV proporciona un cambio en la ganancia de 20 \cdot log(200/100), o bien de 6 dB. Como consecuencia de ello, la ganancia efectiva de bucle, y, en consecuencia, la magnitud o proporción de la respuesta, variarán tremendamente dependiendo de si la señal de control era grande o pequeña. De nuevo, pueden presentarse problemas con la estabilidad del bucle.

Estos problemas pueden eliminarse con el empleo de VCAs cuya ganancia en dB es proporcional a la tensión de control, o bien, expresado de otra manera, cuya ganancia de tensión o de corriente depende del exponente o antilogaritmo de la tensión de control. Un pequeño cambio en la tensión de control, tal como 100 mV, proporcionará entonces el mismo cambio en la ganancia en dB siempre y cuando la tensión de control se encuentre dentro de este intervalo. Dichos dispositivos se encuentran fácilmente disponibles como ICs (circuitos integrados -"Integrated Circuits") analógicos, y la característica, o una aproximación a la misma, se puede lograr fácilmente en implementaciones digitales.

La realización preferida se sirve, por tanto, de rectificadores logarítmicos y de una amplificación de ganancia variable controlada exponencialmente, lo que proporciona un forzamiento más aproximado al uniforme hacia la igualdad (considerado en dB), a lo largo de un amplio intervalo de niveles de entrada y de relaciones entre las dos señales de entrada.

Puesto que, en la audición humana, la percepción de la dirección no es constante con la frecuencia, resulta deseable aplicar alguna ponderación de frecuencia a las señales que entran en los rectificadores, de tal forma que se ponga énfasis en aquellas frecuencias que contribuyen más a la detección humana de la dirección, y se atenúe el énfasis de aquéllas que podrían llevar a una percepción de la orientación inadecuada. En consecuencia, en las realizaciones prácticas, los rectificadores 24 y 28 de la Figura 3 son precedidos por filtros obtenidos empíricamente, los cuales proporcionan una respuesta que atenúa las frecuencias bajas y las frecuencias muy altas y proporciona una respuesta suavemente ascendente a lo largo de la parte media del intervalo audible. Nótese que estos filtros no alteran la respuesta en frecuencia de las señales de salida, sino que sencillamente alteran las señales de control y las ganancias de VCA en los sistemas de control obtenidos por retroalimentación.

Una disposición equivalente a la combinación de las Figuras 2 y 3 se muestra funcional y esquemáticamente en la Figura 4. Ésta difiere de la combinación de las Figuras 2 y 3 por el hecho de que los dispositivos de combinación de salida generan componentes de señal de salida de matriz pasiva en respuesta a las señales de entrada L_{t} y R_{t}, en lugar de recibirlas de la matriz pasiva de la cual son obtenidas las componentes de cancelación. La disposición proporciona los mismos resultados que los proporcionados por la combinación de las Figuras 2 y 3, siempre y cuando los coeficientes que se suman sean esencialmente los mismos en las matrices pasivas. La Figura 4 incorpora las disposiciones de retroalimentación que se han descrito en relación con la Figura 3.

Más específicamente, en la Figura 4, las entradas L_{t} y R_{t} se aplican, en primer lugar, a una matriz pasiva que incluye los dispositivos de combinación 2 y 4, como en la configuración de matriz pasiva de la Figura 1. La entrada L_{t}, que es también la salida "izquierda" de la matriz pasiva, se aplica al VCA "izquierdo" 32 y a una de las entradas de un dispositivo de combinación lineal 34 con un factor de escala de +1. La salida del VCA izquierdo 32 se aplica a un dispositivo de combinación 34 con un factor de escala de -1 (formando, de este modo, un restador). La entrada R_{t}, que es también la salida "derecha" de la matriz pasiva, se aplica al VCA "derecho" 44 y a una de las entradas de un dispositivo de combinación lineal 46 con un factor de escala de +1. La salida del VCA derecho 44 se aplica al dispositivo de combinación 46 con un factor de escala de -1 (formando, de este modo, un restador). Las salidas de los dispositivos de combinación 34 y 36 son las señales L_{t} \cdot (1-g_{t}) y R_{t} \cdot (1-g_{r}), respectivamente, y se desea mantener la magnitud de estas señales igual, o forzarlas hacia su igualdad. Con el fin de conseguir este resultado, estas señales se aplican, preferiblemente, a un circuito de retroalimentación tal como el que se muestra en la Figura 3 y se ha descrito en relación con la misma. El circuito de retroalimentación controla entonces la ganancia de los VCAs 32 y 44.

Además, aún en relación con la Figura 4, la salida "central" de la matriz pasiva, procedente del dispositivo de combinación 2, se aplica al VCA "central" 36 y a una de las entradas de un dispositivo de combinación lineal 38 con un factor de escala +1. La salida del VCA central 36 se aplica al dispositivo de combinación 38 con un factor de escala de -1 (formando, de este modo, un restador). La salida "de contorno" de la matriz pasiva, procedente del dispositivo de combinación 4, se aplica al VCA "de contorno" 40 y a una de las entradas de un dispositivo de combinación lineal 42 con un factor de escala de +1. La salida del VCA de contorno 40 se aplica al dispositivo de combinación 42 con un factor de escala de -1 (formando, de esta manera, un restador). Las salidas de los dispositivos de combinación 38 y 42 son las señales ½ \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c}) y ½ \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s}), respectivamente, y se desea mantener la magnitud de estas señales igual, o forzarlas hacia su igualdad. Con el fin de lograr este resultado, estas señales se aplican preferiblemente a un circuito de retroalimentación tal como el que se muestra en la Figura 3 y se ha descrito en relación con la misma. El circuito de retroalimentación controla entonces la ganancia de los VCAs 38 y 42.

Las señales de salida L_{out}, C_{out}, S_{out} y R_{out} son producidas por los dispositivos de combinación 48, 50, 52 y 54. Cada dispositivo de combinación recibe la salida de dos VCAs (constituyendo las salidas de los VCAs unas componentes de las señales intermedias cuyas magnitudes se pretende que se mantengan iguales), con el fin de proporcionar las componentes de señal de cancelación, así como una de las señales de entrada o ambas, al objeto de proporcionar componentes de señal de matriz pasiva. Más específicamente, la señal de entrada L_{t} se aplica con un factor de escala de +1 al dispositivo de combinación de L_{out} 48, con un factor de escala de +½ al dispositivo de combinación C_{out} 50, y con un factor de escala de +½ al dispositivo de combinación S_{out} 52. La señal de entrada L_{t} se aplica con un factor de escala de +1 al dispositivo de combinación de R_{out} 54, con un factor de escala de +½ al dispositivo de combinación de C_{out} 50, y con un
factor de escala de -½ al dispositivo de combinación de S_{out} 52. La salida del VCA izquierdo 32 se aplica con un factor de escala de -½ al dispositivo de combinación de C_{out} 50, y también con un factor de escala de -½ al dispositivo de combinación de S_{out} 52. La salida del VCA derecho 44 se aplica con un factor de escala de -½ al dispositivo de combinación de C_{out} 50, y con un factor de escala de +½ al dispositivo de combinación de S_{out} 52. La salida del VCA central 36 se
aplica con un factor de escalade -1 al dispositivo de combinación de L_{out} 48, y con un factor de escala de -1 al dispositivo de combinación de R_{out} 54. La salida del VCA de contorno 40 se aplica con un factor de escala de -1 al VCA de L_{out} 48, y con un factor de escala de +1 al VCA de R_{out} 54.

Se apreciará que en varias de las figuras, por ejemplo, en las Figuras 2 y 4, puede parecer en un principio que las señales de cancelación no se oponen a las señales de matriz pasiva (por ejemplo, que algunas de las señales de cancelación se aplican a los dispositivos de combinación con la misma polaridad con la que se aplica la señal de matriz pasiva). Sin embargo, en funcionamiento, cuando una señal de cancelación llega a ser significativa, tendrá una polaridad que se opone a la señal de matriz pasiva.

Otra disposición equivalente a la combinación de las Figuras 2 y 3 y a la Figura 4 se muestra funcional y esquemáticamente en la Figura 5. En la configuración de la Figura 5, las señales que se han de mantener iguales son las señales aplicadas a los dispositivos de combinación para la obtención de las salidas y a los circuitos de retroalimentación para el control de los VCAs. Estas señales incluyen componentes de señal de salida de matriz pasiva. En contraposición, en la disposición de la Figura 4, las señales aplicadas a los dispositivos de combinación de salida desde los circuitos de retroalimentación son las señales de salida de salida de los VCAs, y excluyen las componentes de matriz pasiva. De esta forma, en la Figura 4 (y en la combinación de las Figuras 2 y 3), las componentes de matriz pasiva deben ser combinadas explícitamente con las salidas de los circuitos de retroalimentación, en tanto que, en la Figura 5, las salidas de los circuitos de retroalimentación incluyen las componentes de matriz pasiva y son suficientes por sí mismas. Se apreciará también que, en la disposición de la Figura 5, se aplican a los dispositivos de combinación de salida las salidas de señal intermedia, en lugar de las salidas de VCA (cada una de las cuales constituye tan solo una componente de la señal intermedia). Sin embargo, las configuraciones de la Figura 4 y de la Figura 5 (conjuntamente con la combinación de las Figuras 2 y 3) son equivalentes, si los coeficientes de la suma son precisos, las salidas que se obtienen de la Figura 5 son las mismas que las que se obtienen de la Figura 4 (y de la combinación de las Figuras 2 y 3).

En la Figura 5, las cuatro señales intermedias, [½ \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c})], [½ \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s})], [½ \cdot L_{t} \cdot (1 - g_{l})] y
[½ \cdot R_{t} \cdot (1 - g_{r})], de las ecuaciones 9, 10, 11 y 12 se obtienen por medio del tratamiento de las salidas de matriz pasiva y son entonces sumadas o restadas con el fin de obtener las salidas deseadas. Las señales son suministradas también a los rectificadores y a los comparadores de dos circuitos de retroalimentación, tal y como se ha descrito en lo anterior con referencia a la Figura 3, de modo que los circuitos de retroalimentación actúan deseablemente manteniendo iguales las magnitudes de los pares de señales. Los circuitos de retroalimentación de la Figura 3, tal y como se aplican a la configuración de la Figura 5, se han dispuesto de tal forma que sus salidas hacia los dispositivos de combinación de salida se han tomado de las salidas de los dispositivos de combinación 22 y 26 en lugar de tomarse de los VCAs 6 y 12.

Aún en relación con la Figura 5, las conexiones entre los dispositivos de combinación 2 y 4, los VCAs 32, 36, 40 y 44, y los dispositivos de combinación 34, 38, 42 y 46 son las mismas que en la disposición de la Figura 4. También, tanto en la disposición de la Figura 4 como en la de la Figura 5, las salidas de los dispositivos de combinación 34, 38, 42 y 46 se aplican, preferiblemente, a dos circuitos de control de retroalimentación (las salidas de los dispositivos de combinación 34 y 46 a un primero de tales circuitos, al objeto de generar señales de control para los VCAs 36 y 40). En la Figura 5, la salida del dispositivo de combinación 34, la señal L_{t} \cdot (1 - g_{l}), se aplica con un factor de escala +1 al dispositivo de combinación de C_{out}, y con un factor de escala de +1 al dispositivo de combinación de S_{out} 60. La salida del dispositivo de combinación 46, la señal R_{t} \cdot (1 - g_{r}), se aplica con un factor de escala de +1 al dispositivo de combinación de C_{out} 58, y con un factor de escala de -1 al dispositivo de combinación de S_{out} 60. La salida del dispositivo de combinación 38, la señal ½ \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c}), se aplica al dispositivo de combinación de L_{out} 56 con un factor de escala de +1, y al dispositivo de combinación de R_{out} 62 con un factor de escala de +1. La salida del dispositivo de combinación 42, la señal ½ \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot (1 - g_{s}), se aplica al dispositivo de combinación de L_{out} 56 con un factor de escala de +1, y al dispositivo de combinación de R_{out} 62 con un factor de escala de -1.

A diferencia de los descodificadores de matriz adaptativa de la técnica anterior, cuyas señales de control se generan a partir de las entradas, la invención se sirve preferiblemente de un control de lazo o bucle cerrado en el que las magnitudes de las señales que proporcionan las salidas se miden y realimentan con el fin de proporcionar la adaptación. En particular, a diferencia de los sistemas de bucle abierto de la técnica anterior, la cancelación deseada de las señales no deseadas para las direcciones no cardinales no depende de una coincidencia precisa de las características de los recorridos de señal y de control, y las configuraciones en bucle cerrado reducen en gran medida la necesidad de precisión en los circuitos.

Idealmente, aparte de las desventajas prácticas de los circuitos, las configuraciones de la invención que mantienen las magnitudes iguales son "perfectas" en el sentido de que cualquier fuente que se suministre a las entradas L_{t} y R_{t} con amplitudes y polaridad relativas conocidas dará como resultado señales procedentes de las salidas deseadas y señales despreciables de las otras salidas. La expresión "amplitudes y polaridad relativas conocidas" significa que las entradas L_{t} y R_{t} representan, ya sea una dirección cardinal, ya sea una posición comprendida entre direcciones cardinales adyacentes.

Considerando de nuevo las ecuaciones 9, 10, 11 y 12, se observará que la ganancia global de cada circuito de ganancia variable que incorpora un VCA constituye una disposición restadora con la forma (1 - g). Cada ganancia de VCA puede variar desde un valor pequeño hasta la unidad, aunque sin excederla. De forma correspondiente, la ganancia (1 - g) del circuito de ganancia variable puede variar desde un valor muy próximo a la unidad hasta cero. De este modo, la Figura 5 puede volver a dibujarse como la Figura 6, de forma que en ella cada VCA y cada restador asociado han sido reemplazados únicamente por un VCA, cuya ganancia varía en la dirección opuesta a la de los VCAs de la Figura 5. Así pues, cada una de las ganancias (1 - g) de circuito de ganancia variable (implementadas, por ejemplo, por un VCA que tiene una ganancia "g" cuya salida se resta de una salida de matriz pasiva como en las Figuras 2/3, 4 y 5) se reemplaza por una ganancia correspondiente "h" de circuito de ganancia variable (implementada, por ejemplo, por un VCA independiente o autónomo que tiene una ganancia "h" que actúa sobre una salida de matriz pasiva). Si las características de la ganancia "(1 - g)" son las mismas que las de la ganancia "h", y si los circuitos de retroalimentación actúan manteniendo la igualdad entre la magnitud de los pares requeridos de señales, entonces la configuración de la Figura 6 es equivalente a la configuración de la Figura 5 y proporcionará las mismas salidas. En efecto, todas las configuraciones descritas, esto es, las configuraciones de las Figuras 2/3, 4, 5 y 6 son equivalentes entre sí.

Si bien la configuración de la Figura 6 es equivalente y funciona exactamente de la misma forma que todas las configuraciones anteriores, ha de notarse que la matriz pasiva no aparece explícitamente, sino que está implícita. En el estado o condición quiescente o carente de orientación de las configuraciones anteriores, las ganancias de los VCAs g caen hasta valores pequeños. En la configuración de la Figura 6, la condición correspondiente carente de orientación se produce cuando todas las ganancias de los VCAs h se incrementan hasta su máximo, que es la unidad o un valor cercano a la misma.

Haciendo referencia más específicamente a la Figura 6, la salida "izquierda" de la matriz pasiva, que también es la misma que la señal de entrada L_{t}, se aplica al VCA "izquierdo" 64, que tiene una ganancia h_{l}, con el fin de producir la señal intermedia L_{t} \cdot h_{l}. La salida "derecha" de la matriz pasiva, que es también la misma que la señal de entrada R_{t}, se aplica a un VCA "derecho" 70 que tiene una ganancia h_{r}, al objeto de producir una señal intermedia R_{t} \cdot h_{r}. La salida "central" de la matriz pasiva, procedente del dispositivo de combinación 2, se aplica a un VCA "central" 66 que tiene una ganancia h_{c}, con el fin de producir una señal intermedia ½ \cdot (L_{t} + R_{t}) \cdot h_{c}. La salida "de contorno" de la matriz pasiva, procedente del dispositivo de combinación 4, se aplica a un VCA "de contorno" 68 que tiene una ganancia h_{s}, con el fin de producir una señal intermedia ½ \cdot (L_{t} - R_{t}) \cdot h_{s}. Como se ha explicado anteriormente, las ganancias de VCA h funcionan a la inversa que las ganancias de VCA g, de tal forma que las características de ganancia h son las mismas que las características de ganancia (1 - g).

Generación de tensiones de control

Resulta de utilidad un análisis de las señales de control desarrollado en relación con las realizaciones descritas hasta ahora, con el fin de comprender mejor la presente invención y explicar el modo en que las enseñanzas de la presente invención pueden aplicarse para obtener cinco o más corrientes de señales de audio, cada una de las cuales está asociada a una dirección, a partir de un par de corrientes de señales de entrada de audio.

En el siguiente análisis, los resultados se ilustrarán considerando una fuente de audio que está encuadrada en el sentido horario en torno a un oyente según una configuración de círculo, comenzando en la parte trasera y progresando hacia la izquierda, la parte anterior central, la derecha y hacia la parte trasera. La variable \alpha es una medida del ángulo (en grados) de la imagen con respecto al oyente, y es 0 grados en la parte trasera y 180 grados en la parte frontal central. Las magnitudes de entrada L_{t} y R_{t} se relacionan con \alpha a través de las siguientes expresiones:

(Ec. 17A)L_{t} = cos\left[\pi\frac{(\alpha-90)}{360}\right]

(Ec. 17B)R_{t} = sen\left[\pi\frac{(\alpha-90)}{360}\right]

Existe una relación de correspondencia biunívoca o de uno a uno entre el parámetro \alpha y la relación de las magnitudes y las polaridades en las señales de salida; el uso de \alpha conduce a un análisis más conveniente o adecuado. Cuando \alpha vale 90 grados, L_{t} es finito y R_{t} es cero, es decir, se tiene sólo la izquierda. Cuando \alpha vale 180 grados, L_{t} y R_{t} son iguales y tienen la misma polaridad (parte anterior central). Cuando \alpha vale 0, entonces L_{t} y R_{t} son iguales, pero con polaridades opuestas (parte central trasera). Como se explica adicionalmente más adelante, los valores particulares de interés se producen cuando L_{t} y R_{t} difieren en 5 dB y tienen polaridades opuestas; esto tiene como resultado valores de \alpha de 31 grados a cada lado del cero. En la práctica los altavoces anteriores o frontales derecho e izquierdo se colocan generalmente más hacia delante que +/-90 grados con respecto al centro (por ejemplo, +/- 30 a 45 grados), de tal manera que \alpha no representa en realidad el ángulo formado con respecto al oyente, sino que es un parámetro arbitrario para ilustrar el encuadramiento. Las figuras que se han de describir se han dispuesto de tal forma que el punto medio del eje horizontal (\alpha = 180 grados) representa la parte anterior central, y los extremos izquierdo y derecho (\alpha = 0 y 360) representan la parte trasera.

Como se ha expuesto en lo anterior en relación con la descripción de la Figura 3, una relación conveniente y práctica entre las ganancias de un par de VCAs de un sistema de control obtenido por retroalimentación es la que mantiene su producto constante. Con el uso de VCAs controlados exponencialmente que se alimentan de tal manera que, conforme se incrementa la ganancia de uno, la ganancia del otro se reduce, esto tiene lugar automáticamente cuando se suministra la misma señal de control a los dos del par, como en la realización de la Figura 3.

Si se designan las señales de entrada por L_{t} y R_{t}, se establece el producto de las ganancias de VCA g_{l} y g_{r} en un valor igual a 1/a^{2}, y se supone que existe una ganancia de bucle lo suficientemente grande como para que el forzamiento resultante hacia la igualdad sea completo, el sistema de control obtenido por retroalimentación y mostrado en la Figura 3 ajusta las ganancias de VCA de tal manera que se satisface la siguiente ecuación:

(Ec. 18)|L_{t}| \cdot ( 1 - g_{l}) = |R_{t}| \cdot (1 - g_{r})

Además,

(Ec. 19)g_{l} \cdot g_{r} = 1/a^{2}

Claramente, en la primera de estas ecuaciones, las magnitudes absolutas de L_{t} y R_{t} son irrelevantes. El resultado depende únicamente de su relación L_{t}/R_{t}; ésta se denominará X. Substituyendo g_{r} obtenida de la segunda ecuación en la primera, se obtiene una ecuación cuadrática en g_{l} que tiene la solución (la otra raíz de la ecuación cuadrática no representa un sistema real):

(Ec. 20)g_{l} = \frac{1}{2} \frac{\lfloor X \cdot a^{2} - a^{2} + \sqrt{a^{2} \cdot (X^{2} \cdot a^{2} - 2 \cdot X \cdot a^{2} + a^{2} + 4 \cdot X)}\rfloor}{X \cdot a^{2}}

Si se representan gráficamente g_{l} y g_{r} en función el ángulo de encuadramiento \alpha, se obtiene la Figura 7. Como cabría esperarse, g_{l} se incrementa desde un valor muy bajo en la parte trasera hasta un máximo de la unidad cuando la entrada representa tan solo la parte izquierda (\alpha = 90 grados), y cae a continuación de nuevo hasta un valor bajo para la parte anterior central (\alpha = 180). En la mitad derecha, g_{l} permanece muy pequeño. De una forma similar y simétrica, g_{l} es pequeño excepto en el punto medio de la mitad derecha del encuadre, y se incrementa hasta la unidad cuando \alpha toma un valor de 270 grados (parte derecha sólo).

Los resultados anteriores corresponden al sistema de control obtenido por retroalimentación de L_{t}/R_{t}. El sistema de control obtenido por retroalimentación de suma / diferencia actúa exactamente de la misma manera, dando lugar a representaciones gráficas de la ganancia de suma g_{c} y de la ganancia de diferencia g_{s} como se muestra en la Figura 8. De nuevo, como era de esperar, la ganancia de suma crece hasta la unidad en la parte anterior central y cae hasta un valor bajo en todos los demás lugares, en tanto que la ganancia de diferencia se incrementa hasta la unidad en la parte trasera.

En el sistema de control obtenido por retroalimentación, las ganancias de los VCAs dependen del exponente de la tensión de control, como en la realización preferida, y entonces la tensión de control depende del logaritmo de la ganancia. De esta forma, de las ecuaciones anteriores es posible obtener expresiones para las tensiones de control de L_{t}/R_{t} y de suma / diferencia, es decir, para la salida del comparador del sistema de control obtenido por retroalimentación, el comparador 30 de la Figura 3. La Figura 9 muestra las tensiones de control de izquierda / derecha y de suma / diferencia, esta última invertida (es decir, en la práctica, de diferencia / suma) de una realización en la que los valores máximo y mínimo de las señales de control son +/-15 voltios. Obviamente, es posible la aplicación de otras escalas.

Las curvas de la Figura 9 se cortan en dos puntos, uno en el que las señales representan una imagen en algún lugar en la parte posterior izquierda del oyente, y el otro en que la representan en algún lugar de la mitad frontal o anterior. Debido a las simetrías inherentes a las curvas, estos puntos de corte se encuentran exactamente a medio camino entre los valores de \alpha correspondientes a direcciones cardinales adyacentes. En la Figura 9, éstos se presentan a 45 y a 225 grados.

La técnica anterior (por ejemplo, la Patente norteamericana Nº 5.644.640 del presente inventor, James W. Fosgate) muestra que es posible obtener a partir de dos señales de control principales una señal de control adicional que es la mayor (más positiva) o menor (menos positiva) de las dos, si bien en esta técnica anterior las señales de control principales se obtienen de una forma diferente y se hace un uso distinto de las señales de control resultantes. La Figura 10 ilustra una señal que es igual a la menor de las curvas de la Figura 9. Este control obtenido crece hasta un máximo cuando \alpha toma el valor de 45 grados, esto es, el valor en el que se cortaban las dos curvas iniciales.

Puede no ser deseable que el máximo de la señal de control obtenida se incremente hasta su valor máximo precisamente para \alpha = 45 grados. En las realizaciones prácticas, es preferible que la dirección cardinal o canónica obtenida que representa la parte posterior izquierda esté más próxima a la parte posterior, esto es, que presente un valor que sea menor que 45 grados. La posición precisa del máximo puede desplazarse mediante descentrado o corrimiento (añadiendo o restando una constante a la misma), o con la aplicación de una escala en una o ambas señales de control de izquierda / derecha y de suma / diferencia, de tal manera que sus curvas se corten en valores preferidos de \alpha, antes de tomar la función más positiva o la más negativa. Por ejemplo, la Figura 11 muestra la misma operación que la de la Figura 10, a excepción de que la tensión de suma / diferencia se ha sometido a una escala de un factor de 0,8, con el resultado de que el máximo se produce ahora para \alpha = 31 grados.

Exactamente de la misma manera, comparando el control de izquierda / derecha invertido con la suma / diferencia invertida, y empleado un corrimiento o aplicación de escala similares, puede obtenerse una segunda señal de control, nueva, cuyo máximo se produce en una posición predeterminada correspondiente a la parte posterior derecha del oyente, para un valor \alpha deseado y predeterminado (por ejemplo, de 360 - 31, o 329 grados, 31 grados al otro lado del cero, en posición simétrica con respecto a la parte posterior izquierda). Se trata de una inversión de izquierda / derecha de la Figura 11.

La Figura 12 muestra el efecto de aplicar estas señales de control obtenidas a VCAs de una manera tal, que el valor más positivo proporciona una ganancia igual a la unidad. Justamente de la misma manera que los VCAs izquierdo y derecho proporcionan ganancias que se incrementan hasta la unidad en las direcciones cardinales izquierda y derecha, estas ganancias obtenidas de VCA de la parte posterior izquierda y de la parte posterior derecha crecen también hasta la unidad cuando se sitúa una señal en ciertos lugares predeterminados (en este ejemplo, para \alpha = 31 grados a ambos lados del cero), pero se mantienen muy pequeñas para todas las demás posiciones.

Resultados similares pueden obtenerse con VCAs controlados linealmente. Las curvas que representan las tensiones de control principales en función del parámetro de encuadramiento \alpha serán diferentes, pero se cortarán en puntos que pueden escogerse por medio de una aplicación de escala o un corrimiento adecuados, de tal manera que es posible obtener tensiones de control adicionales para posiciones de imagen específicas distintas de las cuatro direcciones cardinales de partida, por medio de una operación de comparación y toma del valor menor. Claramente, es también posible invertir las señales de control y obtener señales nuevas tomando la mayor (más positiva) en lugar de la menor (más negativa).

La modificación de las señales de control principales para desplazar su punto de corte antes de tomar la mayor o la menor puede consistir, de forma alternativa, en una operación no lineal, en lugar de, o además de, un corrimiento o la aplicación de una escala. Se podrá de manifiesto que la modificación permite la generación de tensiones de control adicionales cuyos máximos se encuentran en casi cualquier relación deseada de las magnitudes y polaridades relativas de L_{t} y R_{t} (las señales de entrada).

Una matriz adaptativa con más de cuatro salidas

Las Figuras 2 y 4 mostraban que una matriz pasiva puede tener términos de cancelación adaptativa añadidos con el fin de cancelar la diafonía indeseable. En estos casos, existían cuatro posibles términos de cancelación que se obtenían a través de cuatro VCAs, y cada VCA alcanzaba una ganancia máxima, generalmente igual a la unidad, para una fuente situada en una de las cuatro direcciones cardinales y correspondiente a una salida dominante procedente de una de las cuatro salidas (izquierda, central, derecha y posterior). El sistema era perfecto en el sentido de que una señal encuadrada entre dos direcciones cardinales adyacentes daba lugar a un resultado pequeño o nulo en las salidas distintas de las correspondientes a las dos salidas cardinales adyacentes.

Este principio puede extenderse a sistemas activos con más de cuatro salidas. En tales casos, el sistema no es "perfecto", aunque aún pueden cancelarse las señales no deseadas de forma suficiente como para que el resultado no se vea perjudicado en términos auditivos por la diafonía. Véase, por ejemplo, la matriz de seis salidas de la Figura 13. La Figura 13, que es un diagrama funcional y esquemático de una porción de una matriz activa de acuerdo con la presente invención, constituye una ayuda de utilidad para explicar la forma en que se obtienen más de cuatro salidas. La Figura 14 muestra la obtención de seis señales de cancelación susceptibles de utilizarse en la Figura 13.

Haciendo referencia, en primer lugar, a la Figura 13, existen seis salidas: frontal o delantera izquierda (L_{out}), delantera central (C_{out}), delantera derecha (R_{out}), trasera o posterior central (o de contorno) (S_{out}), trasera derecha (RB_{out}) y trasera izquierda (LB_{out}). Para las tres salidas delanteras y de contorno, la matriz pasiva inicial es la misma que la del sistema de cuatro salidas anteriormente descrito (una entrada de L_{t} directa, la combinación de L_{t} más R_{t}, a la que se ha aplicado una escala de un medio y que se aplica a un dispositivo de combinación lineal 80 para dar como resultado la delantera central, la combinación de L_{t} menos R_{t}, a la que se ha aplicado una escala de un medio y que se aplica a un dispositivo de combinación lineal 82 para dar como resultado la trasera central, y una entrada de R_{t} directa). Existen dos salidas traseras adicionales, la trasera izquierda y la trasera derecha, las cuales resultan de aplicar L_{t} con un factor de escala de 1, y R_{t} con un factor de escala de -b, a un dispositivo de combinación lineal 84, y aplicar L_{t}, con un factor de escala de -b, y R_{t} con un factor de escala de 1, a un dispositivo de combinación lineal 86, en correspondencia con diferentes combinaciones de las entradas de acuerdo con las ecuaciones: LB_{out} = L_{t} - b \cdot R_{t} y RB_{out} = R_{t} - b \cdot L_{t}. Aquí, b es un coeficiente positivo que es típicamente menor que 1, por ejemplo, 0,25. Nótese la simetría, que no es esencial para la invención pero que será un hecho esperable en cualquier sistema práctico.

En la Figura 13, además de los términos de la matriz pasiva, los dispositivos de combinación lineales de salida (88, 90, 92, 94, 96 y 98) reciben múltiples términos de cancelación activa (en las líneas 100, 102, 104, 106, 108, 110, 112, 114, 116, 118, 120 y 122) según se requiera para cancelar las salidas de matriz pasiva. Estos términos consisten en las entradas y/o en combinaciones de las entradas, multiplicadas por las ganancias de los VCAs (no mostrados) o en combinaciones de las entradas y de las entradas multiplicadas por las ganancias de los VCAs. Como se ha descrito anteriormente, los VCAs se controlan de tal manera que sus ganancias se incrementen hasta la unidad para una condición de entrada cardinal y sean substancialmente menores para otras condiciones.

La configuración de la Figura 13 tiene seis direcciones cardinales, proporcionadas por las entradas L_{t} y R_{t}, en magnitudes y polaridades relativas definidas, cada una de las cuales deberá dar lugar a señales únicamente desde la salida apropiada, con una cancelación substancial de las señales en las otras cinco salidas. Para una condición de entrada que representa una señal encuadrada entre dos direcciones cardinales adyacentes, las salidas correspondientes a esas direcciones cardinales deberán suministrar señales, si bien las restantes salidas deberán suministrar poco o nada. De esta forma, cabe esperar que para cada salida, además de la matriz pasiva existan varios términos de cancelación (en la práctica, un número mayor que los dos que se muestran en la Figura 13), cada uno de los cuales corresponde a la salida no deseada para una entrada correspondiente a cada una de las otras direcciones cardinales. En la práctica, la disposición de la Figura 13 puede ser modificada de manera que se elimine la salida de S_{out} trasera central (eliminando de esta forma los dispositivos de combinación 82 y 94), de tal modo que la trasera central sea simplemente un encuadre a medio camino entre la trasera izquierda y la trasera derecha, en lugar de una sexta dirección
cardinal.

Ya sea para el sistema de seis salidas de la Figura 13 o para su alternativa de cinco salidas, existen seis señales de cancelación posibles: las cuatro suministradas a través de los dos pares de VCAs que forman parte de los sistemas de control obtenidos por retroalimentación de izquierda / derecha y de suma / diferencia, y dos más, suministradas a través de los VCAs trasero izquierdo y trasero derecho, controlados de la forma que se ha descrito anteriormente (véase también la realización de la Figura 14, que se describe más adelante). Las ganancias de los seis VCAs están en conformidad con la Figura 7 (g_{l} izquierda y g_{r} derecha), con la Figura 8 (g_{c} de suma y g_{s} de diferencia) y con la Figura 12 (g_{lb} trasera izquierda y g_{lb} trasera derecha). Las señales de cancelación se suman a los términos de matriz pasiva con el uso de coeficientes calculados o escogidos de otra forma para minimizar la diafonía no deseada, como se describe más adelante.

Se llega a los coeficientes de mezcla de cancelación requeridos para cada salida cardinal al considerar las señales de entrada y las ganancias de VCA para todas las demás direcciones cardinales, teniendo presente que esas ganancias de VCA se incrementan hasta la unidad únicamente para señales según la dirección cardinal correspondiente, y caen alejándose de la unidad con gran rapidez a medida que la imagen se desplaza alejándose.

Así pues, por ejemplo, en el caso de la salida izquierda, es necesario considerar las condiciones de la señal para la parte anterior central, la parte derecha solamente, la parte trasera derecha, la parte trasera central (que no es una auténtica dirección cardinal en el caso de cinco salidas) y la parte trasera izquierda.

Considérese detalladamente la salida izquierda, L_{out} para la modificación de cinco salidas de la Figura 13. Ésta contiene el término procedente de la matriz pasiva, L_{t}. Con el fin de cancelar la salida cuando la entrada está en la parte central, cuando L_{t} = R_{t} y g_{c} = 1, se necesita el término -½ \cdot g_{c} \cdot (L_{t} + R_{t}), exactamente como en el sistema de cuatro salidas de las Figuras 2 ó 4. Con el fin de efectuar la cancelación cuando la entrada está en la parte trasera central o en cualquier lugar entre la parte trasera central y la parte anterior derecha (incluyendo, por lo tanto, la parte trasera derecha) se necesita -½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t}), de nuevo exactamente como en el sistema de cuatro salidas de las Figuras 2 ó 4. Con el fin efectuar la cancelación cuando la entrada representa la parte trasera izquierda, se necesita una señal procedente del VCA trasero izquierdo, cuya ganancia g_{lb} varía de la forma que se ilustra en la Figura 12. Ésta puede suministrar claramente una señal de cancelación significativa tan solo cuando la entrada está comprendida en la región de la parte trasera izquierda. Como la parte trasera izquierda puede considerarse como contenida en algún lugar entre la parte anterior izquierda, representada únicamente por L_{t}, y la parte trasera central, representada por ½ \cdot (L_{t} - R_{t}), es de esperar que el VCA trasero izquierdo deba operar sobre una combinación de estas señales.

Pueden utilizarse diversas combinaciones fijas, pero con el uso de una suma de las señales que ya se han hecho pasar a través de los VCAs izquierdo y de diferencia, es decir, g_{l} \cdot L_{t} y ½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t}), la combinación varía de acuerdo con la posición de las señales encuadradas en la región de la parte trasera izquierda, aunque no exactamente en la misma, proporcionando una mejor cancelación para esos encuadres, así como para la parte cardinal trasera izquierda. Nótese que, en esta posición de parte trasera izquierda, la cual puede ser considerada como intermedia entre la parte izquierda y la trasera, tanto la g_{l} como la g_{s} tienen valores finitos menores que la unidad. En consecuencia, la ecuación esperada para L_{out} será:

(Ec. 21)L_{out} = [L_{t}]- \ ^{1}/_{2} \cdot g_{c} \cdot (L_{t}+R_{t})- \ ^{1}/_{2} \cdot g_{s} \cdot (L_{t}-R_{t})- \ ^{1}/_{2} \cdot x \cdot g_{lb} \cdot ((g_{l} \cdot L_{t}+g_{s} \cdot \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t}-R_{t}))

El coeficiente x puede obtenerse empíricamente o a partir de una consideración de las ganancias de VCA precisas cuando una fuente se encuentra en la región de la dirección cardinal trasera izquierda. El término [L_{t}] es el término de matriz pasiva. Los términos ½ \cdot g_{c} \cdot (L_{t}+R_{t}), -½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t}-R_{t}) y ½ \cdot x \cdot g_{lb} \cdot ((g_{l} \cdot L_{t} + g_{s} \cdot ½ \cdot (L_{t}-R_{t})) representan los términos de cancelación (véase la Figura 14) que pueden ser combinados con L_{t} en el dispositivo de combinación lineal 88 (véase la Figura 13) con el fin de obtener la señal de audio de salida L_{out}. Como se ha explicado anteriormente, pueden existir más de dos entradas de términos de cancelación de diafonía, como las dos (100 y 102) que se muestran en la Figura 13.

La ecuación para R_{out} se obtiene de forma similar, o por simetría:

(Ec. 22)R_{out} = [R_{t}]- \ ^{1}/_{2} \cdot g_{c} \cdot (L_{t}+R_{t})+ \ ^{1}/_{2} \cdot g_{s} \cdot (L_{t}-R_{t})- \ ^{1}/_{2} \cdot x \cdot g_{rb} \cdot ((g_{r} \cdot R_{t}-g_{s} \cdot (L_{t}-R_{t}))

El término [R_{t}] es el término de matriz pasiva. Los términos -½ \cdot g_{c} \cdot (L_{t} + R_{t}), ½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t}-R_{t}) y -½ \cdot x \cdot g_{rb} \cdot
((g_{r} \cdot R_{t}-g_{s} \cdot (L_{t}-R_{t})) representan los términos de cancelación (véase la Figura 14) que pueden ser combinados con R_{t} en el dispositivo de combinación lineal 98 (Figura 13) con el fin de obtener la señal de audio de salida R_{out}. Como se ha explicado en lo anterior, pueden existir más de dos entradas de términos de cancelación de la diafonía, como las dos (120 y 122) que se muestran en la Figura 13.

La salida delantera central C_{out}, contiene el término de matriz pasiva ½ \cdot (L_{t} + R_{t}), más los términos de cancelación izquierdo y derecho, de la misma forma que para el sistema de cuatro salidas, -½ \cdot g_{l} \cdot L_{t} y -½ \cdot g_{r} \cdot R_{t}:

(Ec. 23)C_{out} = [ \ ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t})] - \ ^{1}/_{2} \cdot g_{l} \cdot L_{t} - \ ^{1}/_{2} \cdot g_{r} \cdot R_{t}

No existe necesidad de términos de cancelación explícitos para la parte trasera izquierda, la parte trasera central o la parte trasera derecha, puesto que son, en la práctica, encuadres entre las partes anteriores izquierda y derecha a través de la parte posterior (de contorno, en la disposición de cuatro salidas), y ya están cancelados. El término [½ \cdot (L_{t} + R_{t})] es el término de matriz pasiva. Los términos -½ \cdot g_{l} \cdot L_{t} y -½ \cdot g_{r} \cdot R_{t} representan términos de cancelación (véase la Figura 14) que pueden ser aplicados a las entradas 100 y 102 y combinados con una versión a escala de L_{t} y de R_{t} en el dispositivo de combinación lineal 90 (Figura 13) con el fin de obtener la señal de audio de salida
C_{out}.

Para la salida de la parte trasera izquierda, la matriz pasiva de inicio, como se ha establecido anteriormente, es L_{t} - b \cdot R_{t}. Para una entrada únicamente desde la izquierda, cuando g_{l} = 1, claramente el término de cancelación requerido es, por tanto, -g_{l} \cdot L_{t}. Para una entrada únicamente desde la derecha, cuando g_{r} = 1, el término de cancelación requerido es +b \cdot g_{r} \cdot R_{t}. Para una entrada anterior central, en la que L_{t} = R_{t} y g_{c} = 1, la salida no deseada procedente de los términos pasivos, L_{t} - b \cdot R_{t}, puede ser cancelada por (1 - b) \cdot g_{c} \cdot ½ \cdot (L_{t} + R_{t}). El término de cancelación de la parte trasera derecha es -g_{rb} \cdot (g_{r} \cdot R_{t} - ½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t})), el mismo que el término utilizado para R_{out}, con un coeficiente optimizado y, al que se puede llegar de nuevo empíricamente o que puede ser calculado a partir de las ganancias de VCA en las condiciones de parte trasera izquierda o derecha. Así pues,

LB_{out} = [L_{t} - b \cdot R_{t}] - g_{l} \cdot L_{t} + b \cdot g_{r} \cdot R_{t} - (1 - b) \cdot g_{c} \cdot ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) - y \cdot g_{rb} \cdot (g_{r} \cdot R_{t} - ^{1}/_{2} \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t}))

\;

(Ec. 24)

De forma similar,

RB_{out} = [R_{t} - b \cdot L_{t}] - g_{r} \cdot R_{t} + b \cdot g_{l} \cdot L_{t} - (1 - b) \cdot g_{c} \cdot ^{1}/_{2} \cdot (L_{t} + R_{t}) - y \cdot g_{lb} \cdot (g_{l} \cdot L_{t} + ^{1}/_{2} \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t}))

\;

(Ec. 25)

Con respecto a la ecuación 24, el término [L_{t} - b \cdot R_{t}] es el término de matriz pasiva, y los términos -g_{l} \cdot L_{t}, +b \cdot g_{r} \cdot R_{t}, -½ \cdot (1 - b) \cdot g_{c} \cdot (L_{t} + R_{t}) y -y \cdot g_{rb} \cdot (g_{r} \cdot R_{t} - ½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t})) representan los términos de cancelación que pueden ser combinados con L_{t} - b \cdot R_{t} en el dispositivo de combinación lineal 92 (Figura 13) con el fin de obtener la señal de audio de salida LB_{out}. Como se ha explicado en lo anterior, pueden existir más de dos entradas de términos de cancelación de diafonía, como las dos (108 y 110) que se muestran en la Figura 13.

En relación con la ecuación 25, el término [R_{t} - b \cdot L_{t}] es el término de matriz pasiva, y las componentes -g_{r} \cdot R_{t},
b \cdot L _{t} \cdot g_{l},-½ \cdot (1 – b) \cdot g_{c} \cdot (L_{t} + R_{t}), y -y \cdot g_{lb} \cdot (g_{l} \cdot L_{t} + ½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t})) representan los términos de cancelación (véase la Figura 14) que se pueden combinar con R_{t} - b \cdot L_{t} en el dispositivo de combinación lineal 96 (Figura 13) con el fin de obtener la señal de audio de salida RB_{out}. Como se ha explicado anteriormente, pueden existir más de dos entradas de términos de cancelación de diafonía, como las dos (116 y 118) que se muestran en la Figura 13.

En la práctica, todos los coeficientes pueden necesitar ajustes para compensar las ganancias de bucle finitas y otras imperfecciones de los sistemas de control obtenidos por retroalimentación, los cuales no suministran niveles de señal que sean iguales con precisión, y pueden emplearse otras combinaciones de las seis señales de cancelación.

Estos principios pueden, por supuesto, extenderse a realizaciones que tienen más de cinco de seis salidas. Pueden obtenerse incluso señales de control adicionales mediante la aplicación adicional de un factor de escala, de un corrimiento o de un tratamiento no lineal de las dos señales de control principales procedentes de las porciones de retroalimentación de izquierda / derecha y de suma / diferencia de los sistemas de control obtenidos por retroalimentación, lo que permite la generación de señales de cancelación adicionales por medio de VCAs cuyas ganancias crecen hasta sus máximos para otros valores deseados y predeterminados de \alpha. El proceso de síntesis consistente en considerar cada salida en presencia de señales a su vez en cada una de las otras direcciones cardinales, dará como resultado los términos y coeficientes apropiados para generar salidas adicionales.

Haciendo referencia, a continuación, a la Figura 14, las señales de entrada L_{t} y R_{t} se aplican a una matriz pasiva 130 que produce una salida de señal de matriz izquierda desde la entrada L_{t}, una salida de señal de matriz derecha desde la entrada R_{t}, una salida central desde un dispositivo de combinación lineal 132 cuya entrada es L_{t} y R_{t}, cada una de ellas con un factor de escala de +½, y una salida circular o de contorno procedente de un dispositivo de combinación lineal 134 cuya entrada es L_{t} y R_{t}, con factores de escala de +½ y -½, respectivamente. Las direcciones cardinales de la matriz pasiva se designan como "izquierda", "central", "derecha" y "circular o de contorno". Las direcciones cardinales adyacentes se extienden en ejes ortogonales o perpendiculares entre sí, de tal forma que, para estas etiquetas o denominaciones de dirección, la izquierda es adyacente a la central y a la de contorno; la de contorno es adyacente a la izquierda y a la derecha, etc.

Las señales de matriz pasiva izquierda y derecha se aplican a un primer par de circuitos de ganancia variable 136 y 138, así como a un sistema de control asociado, obtenido por retroalimentación, 140. Las señales de matriz pasiva central y de contorno se aplican a un segundo par de circuitos de ganancia variable 142 y 144, así como a un sistema de control asociado, obtenido por retroalimentación, 146.

El circuito de ganancia variable "izquierdo" 136 incluye un amplificador controlado por tensión (VCA -"Voltage Controlled Amplifier") 148 que tiene una ganancia g_{l}, y un dispositivo de combinación lineal 150. La salida del VCA se resta de la señal de matriz pasiva izquierda en el dispositivo de combinación 150, de tal manera que la ganancia total del circuito de ganancia variable es (1 - g_{l}), y la salida del circuito de ganancia variable, obtenida a la salida del dispositivo de combinación, la cual constituye una señal intermedia, es (1 – g_{l}) \cdot L_{t}. La señal de salida de VCA 148, la cual constituye una señal de cancelación, es g_{l} \cdot L_{t}.

El circuito de ganancia variable "derecho" 138 incluye un amplificador controlado por tensión (VCA) 152 que tiene una ganancia g_{r}, así como un dispositivo de combinación lineal 154. La salida del VCA se resta de la señal de matriz pasiva derecha en el dispositivo de combinación 154, de tal manera que la ganancia total del circuito de ganancia variable es (1 - g_{s}) y la salida del circuito de ganancia variable que se obtiene en la salida del dispositivo de combinación, la cual constituye una señal intermedia, es (1 - g_{r}) \cdot R_{t}. La señal de salida de VCA 152, g_{r} \cdot R_{t}, constituye una señal de cancelación. Las señales intermedias (1 - g_{r} ) \cdot R_{t} y (1 – g_{l}) \cdot L_{t} constituyen un primer par de señales intermedias. Se desea que las magnitudes relativas de este primer par de señales intermedias sean forzadas hacia su igualdad. Esto se logra por medio del sistema de control asociado, obtenido por retroalimentación, 140, que se describe más adelante.

El circuito de ganancia variable "central" 142 incluye un amplificador controlado por tensión (VCA) 156 que tiene una ganancia g_{c}, así como un dispositivo de combinación lineal 158. La salida del VCA se resta de la señal de matriz pasiva central en el dispositivo de combinación 158, de tal manera que la ganancia total del circuito de ganancia variable es (1 - g_{c}) y la salida del circuito de ganancia variable que se obtiene en la salida del dispositivo de combinación, la cual constituye una señal intermedia, es ½(1 – g_{c}) \cdot (L_{t} + R_{t}). La señal de salida de VCA 156, ½ \cdot g_{c} \cdot (L_{t} + R_{t}), constituye una señal de cancelación.

El circuito de ganancia variable "de contorno" 144 incluye un amplificador controlado por tensión (VCA) 160 que tiene una ganancia g_{r}, así como un dispositivo de combinación lineal 162. La salida del VCA se resta de la señal de matriz pasiva de contorno en el dispositivo de combinación 162, de tal manera que la ganancia total del circuito de ganancia variable es (1 - g_{s}) y la salida del circuito de ganancia variable que se obtiene en la salida del dispositivo de combinación, la cual constituye una señal intermedia, es ½ \cdot (1 – g_{s}) \cdot (L_{t} - R_{t}). La señal de salida de VCA 160, ½ \cdot g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t}), constituye una señal de cancelación. Las señales intermedias ½ \cdot (1 – g_{c}) \cdot (L_{t} + R_{t}) y ½ \cdot (1 – g_{s}) \cdot (L_{t} - R_{t}) constituyen un segundo par de señales intermedias. Se desea también que las magnitudes relativas de este segundo par de señales intermedias sean forzadas hacia su igualdad. Esto se logra por medio del sistema de control asociado, obtenido por retroalimentación, 146, que se describe más adelante.

El sistema de control 140 obtenido por retroalimentación y asociado al primer par de señales intermedias incluye unos filtros 164 y 166 que reciben las salidas de los dispositivos de combinación 150 y 154, respectivamente. Las respectivas salidas de los filtros se aplican a unos rectificadores logarítmicos 168 y 170 que rectifican y generan el logaritmo de sus entradas. Las salidas, una vez rectificadas y transformadas en sus logaritmos, se aplican, con sus polaridades opuestas, a un dispositivo de combinación lineal 172 cuya salida, que constituye la resta de sus entradas, se aplica a un amplificador no inversor 174 (los dispositivos 172 y 174 corresponden al comparador de magnitud 30 de la Figura 3). La substracción o resta de las señales ya transformadas en sus logaritmos proporciona una función de comparación. Como se ha mencionado anteriormente, éste es un modo práctico de implementar una función de comparación en el dominio analógico. En este caso, los VCAs 148 y 152 son del tipo que toma de forma intrínseca el antilogaritmo de sus entradas de control, tomando de esta forma el antilogaritmo de la salida de control del comparador de funcionamiento logarítmico. La salida del amplificador 174 constituye una señal de control para los VCAs 148 y 152. Como se ha mencionado anteriormente, si se realiza una implementación digital, puede resultar más conveniente dividir las dos magnitudes y utilizar las resultantes como multiplicadores directos de las funciones de VCA. Como se ha destacado anteriormente, los filtros 164 y 166 pueden obtenerse de forma empírica, de manera que proporcionen una respuesta que atenúe las frecuencias bajas y las frecuencias muy altas y proporcione una respuesta suavemente ascendente a lo largo de la parte intermedia del intervalo audible. Estos filtros no alteran la respuesta en frecuencia de las señales de salida, sino que alteran simplemente las señales de control y las ganancias de los VCAs en los sistemas de control obtenidos por retroalimentación.

El sistema de control 146 obtenido por retroalimentación y asociado al segundo par de señales intermedias incluye unos filtros 176 y 178 que reciben las salidas de los VCAs 158 y 162, respectivamente. Las respectivas salidas de los filtros se aplican a unos rectificadores logarítmicos 180 y 182 que rectifican y generan el logaritmo de sus entradas. Las salidas, una vez rectificadas y transformadas en sus logaritmos, se aplican, con sus polaridades opuestas, a un dispositivo de combinación lineal 184 cuya salida, que constituye la resta de sus entradas, se aplica a un amplificador no inversor 186 (los dispositivos 184 y 186 corresponden al comparador de magnitud 30 de la Figura 3). El sistema de control 146 obtenido por retroalimentación funciona de la misma manera que el sistema de control 140. La salida del amplificador 186 constituye una señal de control para los VCAs 158 y 162.

Se obtienen señales de control adicionales de las señales de control de los sistemas de control 140 y 146 obtenidos por retroalimentación. A la señal de control del sistema de control 140 se le aplican unas primera y segunda escalas, un descentrado o corrimiento, una inversión, etc., efectuados por las funciones 188 y 190. A la señal de control del sistema de control 146 se le aplican unas primera y segunda escalas, un descentrado o corrimiento, una inversión, etc., efectuados por las funciones 192 y 194. Las funciones 188, 190, 192 y 194 pueden incluir una o más de las operaciones de inversión de polaridad, corrimiento de la amplitud, aplicación de escala en la amplitud y/o tratamiento no lineal, que se han descrito en lo anterior. También de acuerdo con las anteriores descripciones, la menor o la mayor de las salidas de las funciones 188 y 192, así como de las funciones 190 y 194, se toman como entrada por la menor o la mayor de las funciones 196 y 198, respectivamente, con el fin de producir señales de control adicionales que se aplican, respectivamente, a un VCA de la parte trasera izquierda, 200, y a un VCA de la parte trasera derecha, 202. En este caso, las señales de control adicionales se obtienen de la forma descrita anteriormente, con el fin de proporcionar señales de control adecuadas para generar una señal de cancelación de parte trasera izquierda y una señal de cancelación de parte trasera derecha. La entrada al VCA trasero izquierdo 200 se obtiene combinando de forma aditiva las señales de cancelación izquierda y de contorno en un dispositivo de combinación lineal 204. La entrada al VCA trasero derecho 202 se obtiene combinando de forma substractiva las señales de cancelación derecha y de contorno en un dispositivo de combinación lineal 204. Alternativamente, y de forma menos preferida, las entradas a los VCAs 200 y 202 pueden obtenerse de las salidas de matriz pasiva izquierda y de contorno, y de las salidas de matriz pasiva derecha y de contorno, respectivamente. La salida del VCA trasero izquierdo 200 es la señal de cancelación trasera izquierda g_{lb} \cdot ½ \cdot (g_{l} \cdot L_{t} + g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t})). La salida del VCA trasero derecho 202 es la señal de cancelación trasera derecha g_{rb} \cdot ½ \cdot (g_{r} \cdot R_{t} + g_{s} \cdot (L_{t} - R_{t})).

La Figura 15 es un diagrama de circuito esquemático que muestra un circuito práctico que incorpora aspectos de la presente invención. Los valores de las resistencias se muestran en ohmios. Cuando no se indica, los valores de los condensadores se dan en microfaradios.

En la Figura 15, el "TL074" es un amplificador operacional de cuadrete, de propósito general y de entrada de JFET (de alta impedancia de entrada) de bajo ruido, del grupo 'Texas Instruments', el cual está destinado a aplicaciones de alta fidelidad y de preamplificación de audio. Los detalles del dispositivo se han hecho ampliamente accesibles en la literatura publicada. Puede encontrarse una hoja de datos en Internet, en el sitio:

<\underline{http://www.ti.com/sc/docs/products/analog/t1074.html}>.

El "SSM-2120" de la Figura 15 es un circuito monolítico integrado destinado a aplicaciones de audio. Incluye dos VCAs y dos detectores de nivel, lo que permite un control logarítmico de la ganancia o la atenuación de las señales presentadas a los detectores de nivel, dependiendo de sus magnitudes. Los detalles del dispositivo se han hecho ampliamente accesibles en la literatura publicada. Puede encontrarse una hoja de datos en Internet, en el lugar:

<\underline{http://www.analog.com/pdf/1778\_c.pdf}>

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La siguiente tabla relaciona los términos que se utilizan en este documento con las etiquetas o denominaciones de las salidas de los VCAs y con las etiquetas dispuestas en el bus vertical de la Figura 15.

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1

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En la Figura 15, las etiquetas o denominaciones de los cables que van hasta las resistencias de matriz de salida están destinadas a portar las funciones de las señales, y no sus fuentes. De esta forma, por ejemplo, los pocos cables de la parte superior que conducen a la salida anterior izquierda son como sigue:

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2

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Nótese que, en la Figura 15, cualquiera que sea la polaridad de los términos de VCA, la propia matriz dispone de medios para la inversión de cualesquiera términos (U2C, etc.). Además, el término "servo" de la Figura 15 se refiere al sistema de control obtenido por retroalimentación, tal y como se ha descrito aquí.

La presente invención puede implementarse utilizando un procesamiento de señal analógico, híbrido entre analógico y digital, y/o digital, en el cual las funciones se llevan a cabo en software o programación, y/o con el uso de firmware o dispositivos físicos. Se pretende que los términos analógicos, tales como VCA, rectificador, etc., incluyan sus equivalentes digitales. Por ejemplo, en una realización digital, un VCA se realiza mediante multiplicación o división.

Claims (22)

1. Un método para obtener al menos tres señales de salida de audio a partir de dos señales de audio de entrada (L_{t} y R_{t}), que comprende:

obtener cuatro señales de audio a partir de dichas dos señales de audio de entrada, de tal manera que las cuatro señales de audio se obtienen con una matriz pasiva que produce dos pares de señales de audio en respuesta a dos señales de audio, un primer par de señales de audio obtenidas, que representan direcciones que se extienden en un primer eje, y un segundo par de señales de audio obtenidas, que representan direcciones que se extienden en un segundo eje, siendo dichos primer y segundo ejes substancialmente ortogonales o perpendiculares entre sí,

tratar cada uno de dichos pares de señales de audio obtenidas con el fin de producir un primer y un segundo pares respectivos de señales de audio intermedias, de tal forma que las magnitudes de las amplitudes relativas de las señales de audio de cada par de señales de audio intermedias sean forzadas hacia su igualdad (Figura 4),

producir una primera señal de salida (L_{out}) que representa una primera dirección que se extiende en el eje del par de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el primer par de señales intermedias, siendo producida dicha primera señal de salida al menos por combinación (48), con la misma polaridad, de al menos una componente de cada una de dicho segundo par de señales de audio intermedias (salidas de 22, 26 en la Figura 3; salidas de 38, 42 en las Figuras 4 y 5, salidas de 66, 68 en la Figura 6),

producir una segunda señal de salida (R_{out}) que representa una segunda dirección que se extiende en el eje del par de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el primer par de señales intermedias, siendo producida dicha segunda señal de salida al menos por combinación (54), con polaridad opuesta, de al menos una componente de cada una de dicho segundo par de señales de audio intermedias,

producir una tercera señal de salida (C_{out}) que representa una primera dirección que se extiende en el eje del par de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el segundo par de señales intermedias, siendo producida dicha tercera señal de salida al menos por combinación (50), con la misma polaridad o con polaridad opuesta, de al menos una componente de cada una de dicho primer par de señales de audio intermedias, y, opcionalmente,

producir una cuarta señal de salida (S_{out}) que representa una segunda dirección que se extiende en el eje de dicho par de señales de audio obtenidas a partir del cual se produce el segundo par de señales intermedias, siendo producida dicha cuarta señal de salida al menos por combinación (52) con la polaridad opuesta si la tercera señal de salida se produce por combinación con la misma polaridad, o al menos por combinación con la misma polaridad si la tercera señal de salida se produce por combinación con polaridad opuesta, de al menos una componente de cada una de dicho primer par de señales de audio intermedias.

2. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en el cual

producir una primera señal de salida (L_{out}) incluye combinar (14 en la Figura 2; 48 en la Figura 4; 56 en la Figura 5; 72 en la Figura 6) una componente de cada una de dicho segundo par de señales de audio intermedias con una primera señal de audio producida por una matriz pasiva y que representa dicha primera dirección, constituyendo dichas componentes señales de cancelación que se oponen a dicha primera señal de audio,

producir una segunda señal de salida (R_{out}) incluye combinar (20 en la Figura 2; 54 en la Figura 4; 62 en la Figura 5; 78 en la Figura 6) una componente de cada una de dicho segundo par de señales de audio intermedias con una segunda señal de audio producida por una matriz pasiva y que representa dicha segunda dirección, constituyendo dichas componentes señales de cancelación que se oponen a dicha segunda señal de audio,

producir una tercera señal de salida (C_{out}) incluye combinar (16 en la Figura 2; 50 en la Figura 4; 58 en la Figura 5; 74 en la Figura 6) una componente de cada una de dicho primer par de señales de audio intermedias con una tercera señal de audio producida por una matriz pasiva y que representa dicha tercera dirección, constituyendo dichas componentes señales de cancelación que se oponen a dicha tercera señal de audio, y, opcionalmente,

producir una cuarta señal de salida (S_{out}) incluye combinar (18 en la Figura 2; 52 en la Figura 4; 60 en la Figura 5; 76 en la Figura 6) una componente de cada una de dicho primer par de señales de audio intermedias con una cuarta señal de audio producida por una matriz pasiva y que representa dicha cuarta dirección, constituyendo dichas componentes señales de cancelación que se oponen a dicha cuarta señal de audio.

3. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en el cual las respectivas señales de salida se producen por combinación de dichos pares de señales intermedias (58, 60 y 56, 62 en la Figura 5; 74, 76 y 72, 78 en la Figura 6).

4. El método de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 1, 2 ó 3, en el cual dicho tratamiento incluye realimentar cada par de señales de audio intermedias para uso en el control de las amplitudes relativas del par respectivo de señales de audio intermedias (24, 28, 30 en la Figura 3).

5. El método de acuerdo con la reivindicación 4, en el cual dicho tratamiento incluye aplicar cada señal de audio obtenida a un circuito de ganancia variable respectivo (6, 12 en la Figura 3; 32, 44 y 36, 40 en las Figuras 4 y 5; 64, 70 y 66, 68 en la Figura 6), de tal forma que la ganancia de cada circuito de ganancia variable asociado a cada par de señales de audio obtenidas se controle en respuesta a las amplitudes de las salidas de los circuitos de ganancia variable en el par respectivo.

6. El método de acuerdo con la reivindicación 5, en el cual cada circuito de ganancia variable incluye un amplificador controlado por tensión (6, 12 en la Figura 3; 32, 44 y 36, 40 en las Figuras 4 y 5), que tiene una ganancia g y está en combinación con un dispositivo de combinación substractivo (30, Figura 3), de tal forma que la ganancia resultante del circuito de ganancia variable es (1 - g), y dichas señales de cancelación se toman de las salidas de dichos amplificadores controlados por tensión.

7. El método de acuerdo con la reivindicación 5, en el cual cada circuito de ganancia variable comprende un amplificador controlado por tensión (64, 70 y 66, 68 en la Figura 6) que tiene una ganancia g, de tal forma que la ganancia resultante del circuito de ganancia variable es g, y dichas señales de cancelación se toman de las salidas de dichos amplificadores controlados por tensión.

8. El método de acuerdo con la reivindicación 5, en el cual la ganancia de cada circuito de ganancia variable es tal, que, para condiciones de señal de entrada quiescente, dichas salidas de señal son substancialmente las señales producidas por dicha matriz pasiva.

9. El método de acuerdo con la reivindicación 5, en el cual las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a cada par de señales de audio obtenidas se controlan aplicando las salidas de los respectivos circuitos de ganancia variable del par a un comparador de magnitud (30, Figura 3) que genera una señal de control que controla las ganancias de los circuitos de ganancia variable.

10. El método de acuerdo con la reivindicación 9, en el cual los respectivos comparadores de magnitud controlan las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a los pares de señales de audio obtenidas, de tal manera que, para algunas condiciones de señal de entrada, un incremento en la magnitud de la salida de un circuito de ganancia variable con respecto al otro provoca una disminución de la ganancia del circuito de ganancia variable que tiene la salida incrementada.

11. El método de acuerdo con la reivindicación 10, en el cual los respectivos comparadores de magnitud controlan las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a los pares de señales de audio obtenidas, de tal manera que, para algunas condiciones de señal de entrada, un incremento en la magnitud de la salida de un circuito de ganancia variable con respecto al otro provoca también substancialmente la ausencia de cambios en la ganancia del circuito de ganancia variable que tiene la salida incrementada.

12. El método de acuerdo con la reivindicación 10, en el cual los respectivos comparadores de magnitud controlan las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a los pares de señales de audio obtenidas, de tal manera que, para algunas condiciones de señal de entrada, un incremento en la magnitud de la salida de un circuito de ganancia variable con respecto al otro provoca también que el producto de las ganancias de los circuitos de ganancia variable sea substancialmente constante.

13. El método de acuerdo con la reivindicación 9, en el cual los respectivos comparadores de magnitud controlan las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a los pares de señales de audio obtenidas, de tal manera que, para algunas condiciones de señal de entrada, un incremento en la magnitud de la salida de un circuito de ganancia variable con respecto al otro provoca una aumento de la ganancia del circuito de ganancia variable que tiene la salida incrementada.

14. El método de acuerdo con la reivindicación 13, en el cual los respectivos comparadores de magnitud controlan las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a los pares de señales de audio obtenidas, de tal manera que, para algunas condiciones de señal de entrada, un incremento en la magnitud de la salida de un circuito de ganancia variable con respecto al otro provoca también substancialmente la ausencia de cambios en la ganancia del circuito de ganancia variable que no tiene la salida incrementada.

15. El método de acuerdo con la reivindicación 13, en el cual los respectivos comparadores de magnitud controlan las ganancias de los circuitos de ganancia variable asociados a los pares de señales de audio obtenidas, de tal manera que, para algunas condiciones de señal de entrada, un incremento en la magnitud de la salida de un circuito de ganancia variable con respecto al otro provoca también que el producto de las ganancias de los circuitos de ganancia variable sea substancialmente constante.

16. El método de acuerdo con la reivindicación 9, en el cual las ganancias en dB (decibelios) de dichos circuitos de ganancia variable son funciones lineales de sus tensiones de control, cada comparador de magnitud tiene una ganancia finita, y la salida de cada circuito de ganancia variable se aplica a un comparador de magnitud a través de un rectificador que suministra una señal de salida proporcional al logaritmo de su entrada.

17. El método de acuerdo con la reivindicación 16, en el cual cada rectificador está precedido por un filtro que tiene una respuesta que atenúa las bajas frecuencias y las frecuencias muy altas y proporciona una respuesta suavemente ascendente a lo largo de la parte media del intervalo audible.

18. El método de acuerdo con la reivindicación 9, que comprende adicionalmente:

obtener una o más señales de control adicionales a partir de las dos señales de control que controlan los circuitos de ganancia variable asociados a cada par de señales de audio obtenidas, de tal manera que dichas una o más señales de control adicionales se obtienen, cada una de ellas, mediante la modificación de una o ambas señales de control y la generación de la menor o la mayor de entre una señal de control no modificada y una señal de control modificada, o de entre dos señales de control modificadas.

19. El método de acuerdo con la reivindicación 18, en el cual una o ambas de dichas señales de control se modifican mediante la inversión de la polaridad, el descentrado o corrimiento en amplitud, la aplicación de una escala a la amplitud y/o el tratamiento no lineal de la señal respectiva.

20. El método de acuerdo con la reivindicación 18, que comprende adicionalmente uno o más circuitos de ganancia variable adicionales (200, 202 en la Figura 14), que reciben como entrada la combinación de dos de entre dicha pluralidad de señales de cancelación, o la combinación de dos señales de audio producidas por una matriz pasiva, de tal manera que dichas una o más señales de control adicionales controlan circuitos respectivos de entre dichos uno o más circuitos de ganancia variable adicionales, de modo que la ganancia del circuito se incrementa hasta un máximo cuando dichas señales de entrada representan una dirección diferente de las direcciones que se extienden en dichos primer y segundo ejes, y

generar una o más señales de cancelación adicionales mediante el control de dichos uno o más circuitos de ganancia variable adicionales con una respectiva de dichas una o más señales de control adicionales.

21. El método de acuerdo con la reivindicación 20, en el cual se producen al menos cinco señales de salida mediante la combinación de cada una de al menos cinco señales de audio producidas por una matriz pasiva, con dos o más de dicha pluralidad de señales de cancelación y de dichas una o más señales de cancelación adicionales, oponiéndose las señales de cancelación a cada señal de audio de matriz pasiva, de tal forma que la señal de audio de matriz pasiva es substancialmente cancelada por las señales de cancelación cuando dichas señales de audio de entrada representan señales asociadas a direcciones diferentes de la dirección representada por la señal de audio de matriz pasiva.

22. El método de acuerdo con la reivindicación 9, en el cual la magnitud de las señales de audio en un primer par de señales de audio intermedias puede representarse por:

la magnitud de [(L_{t} + R_{t}) \cdot (1 - g_{c})], o bien, de forma equivalente, la magnitud de [(L_{t} + R_{t}) \cdot (h_{c})], y

la magnitud de [(L_{t} - R_{t} ) \cdot (1 - g_{s})], o bien, de forma equivalente, la magnitud de [(L_{t} - R_{t}) \cdot (h_{s})],

y la magnitud de las señales de audio en el otro par de señales de audio intermedias puede representarse por:

la magnitud de [L_{t} \cdot (1 - g_{l})], o bien, de forma equivalente, la magnitud de [L_{t} \cdot (h_{l})], y

la magnitud de [R_{t} \cdot (1 - g_{r})], o bien, de forma equivalente, la magnitud de [R_{t} \cdot (h_{r})],

donde L_{t} y R_{t} son uno de los pares de señales de audio producidos por dicha matriz pasiva, L_{t} + R_{t} y L_{t} - R_{t} son el otro par de señales de audio producido por dicha matriz pasiva, (1 - g_{c}) y h_{c} son la ganancia de un circuito de ganancia variable asociado a la salida L_{t} + R_{t} de la matriz pasiva, (1 - g_{s}) y h_{s} son la ganancia de un circuito de ganancia variable asociado a la salida L_{t} - R_{t} de la matriz pasiva, (1 - g_{l}) y h_{l} son la ganancia de un circuito de ganancia variable asociado a la salida L_{t} de la matriz pasiva, y (1 - g_{r}) y h_{r} son la ganancia de un circuito de ganancia variable asociado a la salida R_{t} de la matriz pasiva.