MXPA02005520A - Metodo y aparato para derivar al menos una senal de audio a partir de dos o mas senales de audio de entrada. - Google Patents

Abstract

Un descodificador de audio multidireccional que usa una matriz de audio "adaptativa" deriva al menos una de una pluralidad de senales de audio de salida, a partir de dos o mas corrientes de senales de audio de entrada, codificadas direccionalmente (S1(allfa), S2(alfa), ...SN(alfa)), en donde a es el angulo codificado de una senal de audio fuente. Cada senal de salida esta asociada con una direccion principal beta. A fin de generar cada senal de salida, se genera un par de senales intermedias (senales "antidominantes"), que constituye la senal antidominante para cada una de las dos direcciones de salida principales, adyacentes, del descodificador. La senal antidominante para cualquier direccion principal (o "dominante") arbitraria, es la combinacion de senales de entrada que tienen coeficientes tales que la combinacion se aproxima a cero para esa direccion dominante. Se aplica el control de la amplitud a las dos senales antidominantes, para suministrar un par de senales que tenga magnitudes substancialmente iguales, que se combinan por adicion o substraccion para proporcionar la senal de audio de salida asociada con una direccion principal. La figura mas representativa de la invencion es la numero 20.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA DERIVAR AL MENOS UNA SB¡fAL DE AUB?O A JgJARTIR DE DOS O MÁS SEÑALES DE AUDIO DE ENTRADA CAMPO DE LA INVENCIÓN La invención se refiere al procesamiento de señales de audio. En particular, la invención se refiere a la descodificación de audio "multidireccional" o ("multicanal") usando una matriz de audio "adaptativa" (o "activa") que deriva al menos una corriente (o "señales" o "canales") de señales de audio a partir de dos o más corrientes (o "señales" o "canales") de señales de audio de entrada codificadas direccionalmente .

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN La codificación y descodificación de matrices de audio es bien conocida en la técnica anterior. Por ejemplo, en la llamada codificación y descodificación con matriz de audio "4-2-4", para señales fuente, típicamente asociada con las mismas cuatro direcciones cardinales de entrada y salida (tales como por ejemplo izquierda, central, derecha y circundante, o frontal izquierda, frontal derecha, trasera izquierda y trasera derecha) son codificadas con matriz de amplitud-fase, en dos señales en las que su amplitud y polaridad relativas representan su codificación direccional. £ && ^ ?* *m** á*¿**JIUteA .

Las dos señales son transmitidas o almacenadas y luego descodificadas por un descodificador con matriz de amplitud- fase, a fin de recuperar aproximaciones de las cuatro señales fuente originales. Las señales descodificadas son aproximaciones debido a que los descodificadores de matrices sufren de la bien conocida desventaja de diafonía entre las señales de audio descodificadas. Idealmente, las señales descodificadas deberán ser idénticas a las señales fuente, con una separación infinita entre las señales. Sin embargo, la diafonía inherente en descodificadores de matrices da por resultado típicamente una separación de únicamente 3 dB entre las señales asociadas con direcciones adyacentes. Una matriz de audio en que las características de la matriz no varían, es conocida en la técnica como una matriz "pasiva" . A la condición de reposo o "no guiada" de una matriz activa o adaptativa, se hace referencia como su condición de matriz "pasiva" . A fin de superar el problema de la diafonía en descodificadores de matrices, en la técnica anterior es conocido variar adaptativamente las características de la matriz de descodificación, a fin de mejorar la separación entre las señales descodificadas y aproximar más cercanamente las señales fuente. Un ejemplo bien conocj^io de ese descodificador de matriz activa es el descodificador Dolby Pro Logic, descrito en la Patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 4,799,260, patente que se incorpora en la presente como referencia, en su totalidad. La Patente * 260 cita cierto número de patentes que son técnica anterior para la misma y muchas de las mismas describen varios otros tipos de descodificadores de matriz adaptativa. Tipos mejorados de descodificadores de matriz adaptativa se describen en la Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número de Serie 09/454,810 de James . Fosgate, presentada el 3 de Diciembre de 1999 y la Solicitud de Patente de los Estados Unidos de Norteamérica Número de Serie 09/532,711 de James . Fosgate, presentada el 22 de Marzo del 2000 (las "solicitudes de Fosgate") . En estas Solicitudes de Fosgate se usan relaciones deseables entre señales intermedias en descodificadores de matriz adaptativa, para simplificar el descodificador y mejorar la exactitud del descodificador . En los descodificadores de las solicitudes de Fosgate, se reciben señales de entrada Lt y Rt ("izquierda total" y "derecha total") y se proporcionan cuatro señales de salida, en donde las cuatro señales de salida representan las direcciones principales, izquierda, derecha, central y circundante, en las que pares de las direcciones (izquierda/derecha, central/circundante) quedan sobre direcciones que están a 90 grados unas de otras. La magnitud y polaridad relativas de las señales de entrada Lt y Rt * íi é*i áiimá mM porta? información direccional . Un primer "servo" opera en Lt y Rt, y un segundo "servo" opera en la suma y diferencia de Lt y Rt, en donde cada servo suministra un par de señales intermedias. El par de señales intermedias suministrado por cada servo son controladas en magnitud y las señales intermedias controladas son "forzadas hacia la igualdad" o "controladas para que tengan una magnitud igual" (pero sus polaridades no necesitan ser las mismas) mediante el servo respectivo (de aquí la denominación de "servo") . Las cuatro señales de salida del descodificador son generadas combinando, tanto por adición como por sustracción, cada par de señales intermedias de magnitud controlada "forzadas hacia la igualdad" . Los descodificadores de cuatro salidas descritos en esas solicitudes de Fosgate son "perfectos" en el sentido de que se produce una sola señal fuente que tiene una dirección particular codificada en las señales de entrada Lt y Rt (con magnitudes relativas apropiadas) solamente por las dos salidas que representan direcciones adyacentes a la dirección codificada (o, cuando sucede que la dirección codificada es exactamente la dirección representada por una salida, únicamente por esa salida individual) . La segunda de esas Solicitudes de Fosgate describe también una técnica para proporcionar salidas del descodificador, para direcciones diferentes a las direcciones ^i^^^ü^ de las cuatro salidas derivadas a partir de pares de señales intermedias controladas para que tengan igual magnitud. Sin embargo, esas señales de salida del descodificador, adicionales, sufren de mayor diafonía indeseable en comparación con las cuatro salidas básicas de los descodificadores de las solicitudes de Fosgate. De esta manera, a pesar del funcionamiento mejorado proporcionado por los descodificadores que se mencionan en las Solicitudes de Fosgate, todavía existe la necesidad de un descodificador de matriz adaptativa, capaz de proporcionar múltiples salidas, cada una de las cuales tenga una dirección arbitraria y en donde las salidas tengan el alto grado de eliminación de la diafonía, de los descodificadores de cuatro salidas de las solicitudes de Fosgate.

DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención se basa en la comprensión de que el principio de pares de señales intermedias, controlados para que tengan magnitudes iguales, no está limitado a los descodificadores de matriz de audio que tengan cuatro direcciones descodificadoras principales, en las que los pares de las direcciones se encuentren a noventa grados unos de otros, sino que, por el contrario, puedan aplicarse a un descodificador de matriz que tenga múltiples salidas que correspondan a las direcciones de descodificación principales, en donde las direcciones tengan ubicaciones angulares arbitrarias, separadas arbitrariamente, sin el requisito de que los pares de señales de salida queden sobre 5 ejes que se encuentren a noventa grados unos de otros. Además, la presente invención se puede aplicar a descodificadores que reciban dos y más de dos señales de entrada ("totales") codificadas direccionalmente. Esta comprensión conduce a nuevos descodificadores que emplean 10 combinaciones de pares de señales intermedias controladas, forzadas hacía la igualdad de magnitudes (pero no necesariamente a la misma polaridad) que tengan la misma "perfección" que los descodificadores de cuatro salidas de las solicitudes de Fosgate. Para fuentes de una dirección a 15 la vez, existe poca o ninguna diafonía indeseable en las salidas que deberían ser silenciosas (es decir, substancialmente no existe señal alguna en las salidas diferentes a las dos direcciones representantes, adyacentes a la dirección deseada, excepto cuando sucede que la 20 dirección deseada corresponde a la de una salida, caso en el cual substancialmente hay una señal solamente en esa salida) . En los descodificadores de esas solicitudes de Fosgate, las señales de entrada recibidas por un "servo" tienen propiedades inherentes que no están reconocidas en las 25 solicitudes de Fosgate. Especialmente, una de las dos señales de entrada al servo se aproxima substancialmente a cero cuando la dirección codificada en las señales de entrada es una de las direcciones de salida principales (o "cardinales") del descodificador, adyacente a una de las dos direcciones principales de la señal de la salida del descodificador, derivada de ese servo, y la otra de las dos entradas se aproxima substancialmente a cero cuando la dirección codificada en las señales de entrada es la otra de las direcciones principales de salida del descodificador, adyacente a la dirección principal de la señal de salida derivada de ese servo. De esta manera, por ejemplo, en el descodificador mostrado en la Figura 1 de la presente, las direcciones de salida principales son izquierda (Lsalida) , derecha (Rsalida) , central (Csalida) , y circundante (Ssalida) . La Figura 1 es una combinación de dos figuras que se encuentran en esas solicitudes de Fosgate: La Figura 6 (Figura 18 del presente documento) con el circuito de control de retroalimentación de la Figura 3 (Figura 15 del presente documento) incorporado en el mismo. Detalles de la Figura 1 se presentan en las descripciones de las Figuras 15 y 18 posteriores. Con respecto a la salida de dirección principal Csalida, por ejemplo, la entrada Lt se aproxima a cero cuando las entradas Lt y Rt son codificadas en la dirección por una señal fuente "derecha" (una de las direcciones de salida principales, adyacentes al centro) y la entrada Rt se aproxima a cero cuando las entradas Rt y Lt son codificadas en la dirección por una señal fuente "izquierda" (la otra de las direcciones de salida principales adyacentes al centro) . Los servos 3 y 5 son controlados de forma tal que sus salidas respectivas sean forzadas hacia la igualdad de amplitud. La salida central Csalida se obtiene combinando por adición las salidas de uno de los servos (el servo 3 L/R) . Debido a la relación a noventa grados de los pares de salidas (L/R con respecto a C/S) , las señales "mantenidas en igualdad", requeridas para generar la salida central, son las mismas que las señales "mantenidas en igualdad" requeridas para generar la salida circundante. De esta manera, para el caso especial de cuatro salidas, en el que las direcciones de salida son pares de direcciones sobre ejes que se encuentran a noventa grados unos con relación a los otros, las señales tales como las señales de salida central y circundante (o la izquierda y derecha), del descodificador de la Figura 1, no necesitan ser derivadas en forma separada (como sucede con cada una de las señales de salida para las salidas de dirección principal arbitraria, de la presente invención) , pero pueden ser derivadas a partir de las mismas señales "mantenidas en igualdad" que son forzadas hacia la igualdad, combinándolas tanto por adición como por substracción. Una señal que represente cualquier dirección fuente arbitraria puede ser codificada direccionalmente en dos (o más) señales o "canales" en combinaciones lineales invariables en el tiempo, de acuerdo con una regla. Por ejemplo, una sola señal de audio, fuente, que tenga una amplitud unitaria y que represente una dirección arbitraria OÍ grados, puede codificarse en dos canales designados Lt y Rt (a señales tales como Lt y Rt se hace referencia a menudo como señales "totales" , especialmente "total izquierda" y "total derecha") en las que las dos señales de entrada contienen información direccional para la fuente de señal de audio individual, en su magnitud y polaridad relativas. La codificación direccional puede estar de conformidad con las siguientes expresiones en las que es el ángulo direccional pretendido, de la señal fuente (con respecto a un marco de referencia circular, horizontal, empezando con cero grados en la parte posterior y en el sentido del movimiento de las manecillas del reloj): Lt(a) - eos ((a-90)/2), y Ec.1 Rt(a)=sen((a-90)/2). Ec.2 Se apreciará que las definiciones de coseno y seno de las ecuaciones 1 y 2 son únicamente una de un número infinito de posibles funciones que satisfacen los requerimientos de codificación direccional mencionados anteriormente. Debido a que se comprenden con facilidad, se trababa en forma simple con las mismas y están inherentemente normalizadas (la raíz cuadrada del cuadrado de coseno más el cuadrado del seno es una de estas posibilidades) , las señales totales, codificadas, tales como Lt y Rt serán expresadas de acuerdo con las funciones coseno y seno, tales como aquellas de las ecuaciones 1 y 2, en los ejemplos en todo este documento. Aunque las salidas de una matriz codificadora "real" 4:2, conforme a las ecuaciones 1 y 2 (es decir una sin términos imaginarios o desplazamiento de fase en el que existen cuatro direcciones fuente principales, izquierda, central, derecha y circundante, de forma tal que Lt = L + 0.707C + 0.707S y Rt = R + 0.707C - 0.707S) no hay requisito en cualesquiera de los descodificadores de las solicitudes de Fosgate o los descodificadores de la presente invención, de que se emplee la codificación 4:2 para producir Lt y Rt, y tampoco existe requisito alguno en alguno de esos descodificadores, si el codificador es una matriz 4:2, de que se puedan emplear cuatro direcciones principales en el descodificador y que tampoco algunas de las mismas direcciones principales empleadas en el codificador puedan ser empleadas en el descodificador. Las señales "totales" codificadas pueden ser generadas en cualquier forma, incluyendo, por ejemplo, una matriz codificadora (ya sea una matriz 4:2 o una matriz 5:2, por ejemplo, que tenga separaciones de la dirección codificadora principal, ik * * iAt i ualmente separadas o cualquiera arbitraria) , un arreglo de micrófonos direccionales, una serie de dispositivos giratorios que reciba una pluralidad de señales, cierto número de canales discretos, etc. Siempre y cuando la codificación direccional en las señales de entrada al descodificador sea continua, como es el caso en el sistema práctico, la presente invención permite cualquier número de direcciones de salida descodificadas. En los descodificadores de conformidad con la presente invención, sujeto a ciertas calificaciones expresadas posteriormente, se puede seleccionar un conjunto de direcciones de salida principales, arbitrarias, que tengan separaciones angulares arbitrarias. Sea ß2 una de las direcciones de salida principales en donde ßl y ß3 sean las direcciones de salida principales a cada lado de ß2 y adyacentes a la misma. Para el caso de dos señales de entrada tales como Lt y Rt, es posible generar un par de combinaciones lineales de Lt y Rt que tengan coeficientes de forma tal que una primera combinación sea cero cuando la dirección de una señal fuente codificada en Lt y Rt sea la misma dirección que ßl y una segunda combinación sea cero cuando la dirección codificada en Lt y Rt sea ß3. Las señales representadas por estas combinaciones pueden ser llamadas las señales "antidominantes" para las direcciones ßl y ß3. En otras palabras, la señal antidominante para cualquier dirección principal (o "dominante") arbitraria es la combinación de señales de entrada que tengan coeficientes tales que la combinación se aproxime a cero para esa dirección dominante. La señal antidominante para cualquier dirección de salida principal ß, una de las direcciones de salida del descodificador, para una dirección fuente puede ser determinada a partir de la expresión anüß(a) « AIß-Lt(a)+ArßRt(a). l£c.3 La ecuación 3 es una función de la variable OÍ, la dirección de la variable en la que se pretende reproducir una señal fuente. En otras palabras, antiß ( ) es la combinación antidominante para la dirección de salida ß, pero tiene un valor diferente para cada dirección OÍ de señal fuente. Los coeficientes fijos Alß y Arß se seleccionan de forma tal que la antiß (a) sea substancialmente cero cuando sea el mismo ángulo que ß (es decir, cuando la dirección de la señal fuente codificada sea la misma que la dirección ß) . Cuando la fuente se encuentra en un ángulo ß, la ecuación 3 se convierte en: antiß(ß) - AißLt(ß) + Arß-Rt(ß). Ec.3a miáií^ Fí?^Fití ÉÉi?m Despreciando un multiplicador común posible, los únicos valores de Alß y Arß que satisfacen inherentemente este requisito son Alß--Rt(ß)y Arß =Lt(ß), o Alß =Rt(ß)y Arß= -Lt(ß) dado que claramente Rt (ß) -Lt (ß) -Lt (ß) -Rt (ß) = 0. De esta manera, para el caso práctico expresado en las ecuaciones 1 Y 2: Alß=^en((ß-90)/2)y Arß =cos((ß-90)/2), Alß=sen((ß-90)2)y Arß= -cos((ß-90)2).

En ejemplos de la presente algunas señales antidominantes se encuentran escritas en las formas antiß(ß) = Alß-Lt(ß)- Arß-Rt(ß) y Ec.3b antiß(ß) =Rtß-Lt(ß)- LtßRtf). Ec.3c Se comprenderá, en vista al análisis anterior, que las formas de las ecuaciones 3b y 3c se ajustan a la forma general de una señal antidominante expresada en las ecuaciones 3 (anterior) y 22-25 (posteriores).

La ecuación 3 puede escribirse nuevamente sustituyendo la codificación de Lt y Rt expresada en las ecuaciones 1 y 2: antiß(a) = Alßcos((a-90)/2)+Arßsen((a-90)/2). Ec.4 A fin de generar una salida para una dirección arbitraria ß2, se usan las señales antidominantes para las salidas ßl y ß3 de direcciones, las dos salidas de direcciones adyacentes. De esta manera, para la dirección de salida principal ß2, los coeficientes requeridos para las dos señales antidominantes, necesarias, se proporcionan cuando las ecuaciones 3 y 4 se igualan a cero para OÍ igual a ßl y a ß3: ant¡l(a) = Alßlcos((a-90)/2)+Arßlsen((a-90)/2) » 0 cuando a — ßl, Ec.5 y ant¡3(a) = Alß3-cos((a-90)/2)+Arß3sen((a-90)/2) = 0 cuando a — ß3. Ec.6 Se apreciará que "antil(a)", anti3( ), y expresiones similares (tales como "antißl (a) ") usadas en todo este documento son expresiones abreviadas para "antidominante ßl( )", y "antidominanteß3 ( ) ", etc. Dado que la propiedad importante es que las expresiones antidominantes se aproximan a cero cuando la dirección fuente a es igual a ßl y a ß3, los valores absolutos de Al y Ar no son significativos y puede aplicarse un factor de escalamiento (el mismo factor de escalamiento) a ambos coeficientes. Como se explica posteriormente en la presente, la aplicación de un factor de escalamiento fijo es útil para asegurar que el pico de salida ocurra en el ángulo de salida deseado cuando los ángulos entre las direcciones de salida no sean uniformes y también para alterar las características de la matriz cuando el descodificador de la matriz activa se encuentre en su condición de matriz en reposo o pasiva (es decir cuando no existe guía clara; cuando los servos "se relajan", de forma tal que el descodificador funcione esencialmente como una matriz pasiva) . Otro tipo de escalamiento, un escalamiento adaptativo que hace variar los coeficientes antidominantes en amplitud, como una función del ángulo de la señal fuente codificada, puede aplicarse de igual manera a todos los coeficientes de ambas señales antidominantes. El escalamiento adaptativo, explicado en forma adicional más adelante, es útil para mantener potencia constante entre las señales de salida. Encontrándose ausente un factor de escalamiento, la condición de "aproximación a cero" se satisface para la combinación antil (a) cuando =ßl mediante los siguientes valores para los coeficientes Alßl y Arßl: Ú?¿ MáM?tam mti^^k^m Ec.8 Arßl=cos((ßl-90)/2,y para la combinación anti3 ( ) cuando 0í=ß3 mediante los siguientes valores para Alß3 y Arß3: Alß3=sen((ß3-90)/2,y Ec.9 Arß3 - cos((ß3-90)2. Ec.10 Considérese, por ejemplo, un descodificador de dos entradas en el que las direcciones de salida principales, deseadas, estén a 31.5" (trasera izquierda, LB) , 90° (frontal izquierda, LF) , 180' (central, C) , 270' (frontal derecha, RF) y 328.5' (trasera derecha, RB) . Para derivar la salida de dirección principal trasera izquierda (31.5 grados) de conformidad con la presente invención, se requieren de dos señales antidominantes, una para la dirección principal frontal izquierda adyacente (90 grados) y la otra para la dirección principal trasera derecha adyacente (328.5*). La señal antidominante para la frontal izquierda puede expresarse como: ant¡LF(a)=sen((90-90)/2)Lt(a)+cos((90-90)/2)Rt(a). Ec.11 De esta manera, la primera señal antidominante es : antiLF(a)=OLt(a)+l.Rt(a)=Rt(a), Ec.12 y la segunda señal antidominante es: ant¡RB(o)»í;en((328.5.90V2).Ll(a)+cos((328.5-9?y2)Rl(a)-0.872 (a)-).489.Rt(o) Ec.13 Los coeficientes que controlan las magnitudes relativas y las polaridades relativas de las combinaciones de señales de entrada, que forman señales antidominantes, pueden ser números reales positivos y números reales negativos y solamente un coeficiente puede ser cero. El par de señales antidominantes se someten después a la modificación de ganancia mediante una función o arreglo de ciclo cerrado o de ciclo abierto, para suministrar un par de señales con una magnitud substancialmente igual . Es decir, se desea que una versión de amplitud modificada de antil (OÍ) sea igual a una versión de amplitud modificada de anti3 (a) O, al menos, que las versiones de amplitud modificada, de las señales antidominantes, sean controladas de tal manera que se reduzca cualquier diferencia en sus magnitudes respectivas. Las señales antidominantes deseadas para el uso en la producción de cualquier dirección de la señal de salida particular, pueden generarse aplicando las señales de entrada, tales como Lt y Rt, a una matriz que produzca la señal antidominante para cada una de las dos direcciones principales adyacentes. Obsérvese que ninguna matriz generadora de señales antidominantes aparece públicamente en los descodificadores de cuatro salidas de las solicitudes de Fosgate. Estas solicitudes no aprecian que las señales que entran a los servos de los descodificadores descritos en esas solicitudes, son de hecho las señales antidominantes para direcciones principales adyacentes, debido a que sucede que son las mismas que Lt, Rt, y la suma y diferencia de Lt y Rt . Una función o arreglo que aplica control de amplitud a las dos señales antidominantes para suministrar un par de señales substancialmente con magnitud igual, se hace referencia en la presente como un "servo" sea o no una función o arreglo de control del tipo ciclo cerrado o de retroalimentación. El servo puede ser implementado con programas de cómputo (software) o con elementos físicos de cómputo (hardware) analógico o digital. En modalidades análogas prácticas de la presente invención, el servo incluye un par de amplificadores controlados por voltaje (VCA) . El control en modalidades analógicas o digitales, de la presente invención, puede efectuarse mediante un sistema de retroalimentación en el cual la relación de las magnitudes de las salidas servo se compare con 1 y se usen para generar una seña^- de error a fin de controlar los VCA en el servo, para forzar al servo a suministrar magnitudes aproximadamente iguales. Alternativamente, en modalidades analógicas o digitales de la presente invención, el forzamiento hacia la igualdad puede conseguirse mediante un proceso de alimentación hacia delante, de ciclo abierto, que mida las señales de la entrada del servo. En este caso, la entrada más pequeña puede dejarse substancialmente sin cambios, mientras que la más grande es atenuada por la relación de la más pequeña a la más grande, a fin de forzar su magnitud igual o hacia la de la más pequeña. Aunque arreglos de control de retroalimentación pueden proporcionar propiedades dinámicas deseables, pueden ser menos convenientes en algunas modalidades digitales. Una técnica para conseguir el control de retroalimentación en el dominio digital, con una relación de muestreo reducida, se describe en la presente y constituye un aspecto alternativo de la presente invención. Las dos versiones "forzadas hacia la igualdad" de las señales antidominantes, se combinan posteriormente, ya sea por adición o por substracción. Cuando las direcciones principales adyacentes a la dirección de salida principal deseada están separadas a menos de 180 grados, las señales se combinan en el sentido de la polaridad que ponga a la dirección de la señal de salida dentro de el más pequeño de los dos arcos entre las direcciones adyacentes. En el caso especial de cuatro salidas en ejes a 90 grados (por ejemplo, los descodificadores de cuatro salidas descritos en las solicitudes de Fosgate) , las señales se pueden combinar en ambas polaridades a fin de obtener dos señales de salida. Considérese otro ejemplo que tiene una sola señal de audio de fuente, que tiene una amplitud unitaria codificada en dos señales aplicadas al descodificador. Asúmase que para una salida de la dirección principal deseada, de 90', las direcciones principales adyacentes están a 30' y 150'. De esta manera, ß2=90°, ßl=30' y ß3=150'. Las gráficas de Antil (OÍ) y Anti3 (OÍ) contra a se presentan en la Figura 2. Obsérvese que Antil (OÍ) se aproxima a cero en 30' y Anti3 ( ) se aproxima a cero en 150°. Ambas señales antidominantes cambian de polaridad cuando pasan por cero. Las señales antidominantes son sometidas a la modificación de ganancia y las señales modificadas resultantes son controladas para forzarlas hacia la magnitud igual mediante un servo de ciclo cerrado o de ciclo abierto. Empleando el enfoque de ciclo abierto sin retroalimentación, descrito anteriormente, las ganancias requeridas para forzar las señales antidominantes hacia la igualdad, hßl (a) para Antil ( ) y hß3 ( ) para Ant?3 (OÍ) , ambas funciones del ángulo de dirección pueden escribirse como: ijk '? * La función anterior "si" (y otras de esas funciones "si" presentes en este documento) siguen la estructura si (condición, valorl, va!or2), Ec. 16 lo cual significa que si se satisface la condición, se aplica el primer valor, y sino entonces se aplica el segundo valor. Como se mencionó anteriormente, las ecuaciones 14 y 15 son para un control de alimentación hacia delante. Esas ecuaciones así como otras ecuaciones presentadas más adelante, reflejan un sistema de control con alimentación hacia delante, en vez que un sistema de retroalimentación, debido a que las ecuaciones son más simples y más fácilmente comprendidas. Deberá apreciarse que un sistema de retroalimentación proporciona esencialmente los mismos resultados . Las ganancias hßl (OÍ) y hß3 ( ) de las ecuaciones 14 y 15 como funciones del ángulo de dirección a se muestran en la Figura 3.

.,^^^^,^.^^^.^^.^^^^^^ Las salidas de la ganancia controlada respectiva o de los elementos o funciones de atenuación, magßl( ) y mag ß3 (Oí) pueden expresarse como : magßl(a) = hßl(a)antil(o) Ec.17 magß3(a) - hß3(a)anti3(a) Ec.18 La Figura 4 muestra magßl (a) de la ecuación 17 y magß3 ( ) de la ecuación 18, como funciones del ángulo de dirección 0¡. Las salidas de atenuación o ganancia controlada magßl (a) y magß3( ) son de magnitud y polaridad idénticas excepto en el intervalo de ßl a ß3 en donde tienen una magnitud idéntica pero polaridad opuesta. De aquí que, substrayéndolas (como se mencionó anteriormente) , las señales se combinan en el sentido de la polaridad que ponga la dirección de la señal de salida, dentro del más pequeño de los dos arcos entre direcciones adyacentes) , se obtiene la salida deseada para la dirección principal ß2. La salida par la dirección principal ß2, salida ß2(a) = magß 1 (a) - magß3(a), Ec. 19 es cero excepto en el intervalo de ángulos de dirección limitados, entre las direcciones principales adyacentes ßl y ß3. Una gráfica de la salida ß2 (OÍ) contra el ángulo de dirección se presenta en la Figura 5. De esta manera, para una señal fuente individual, cuya codificación direccional se haga mover en el sentido del movimiento de las manecillas del reloj, alrededor de todo el círculo desde a=0 ' hacia atrás pasando por =180" en el frente y nuevamente hasta a=360' en la parte trasera, la salida para la dirección principal ß2 se eleva desde 0 en ßl hasta un valor máximo en o cerca de ß2 y cae nuevamente hasta cero en ß3, el resultado deseado. De esta manera, no existe inherentemente diafonía en ß2 desde las direcciones fuente exteriores ßl y ß3. Para un descodificador de N salidas, existen N ternas de ßl, ß2, ß3, y de aquí que el proceso y arreglo apenas descrito se lleva a cabo N veces para producir N salidas, substancialmente sin que exista entre las mismas diafonía no deseada. En una modalidad práctica de la presente invención que usa un servo de retroalimentación para controlar las funciones o elementos de ganancia controlada o atenuación, puede ser más conveniente no generar las ganancias hßl (OÍ) y hß3 (OÍ) directamente, sino que por el contrario se generan las ganancia gßl (a) y gß3 (a) , en donde: gßl(a)=l-hßl(a),y Ec.20 gß3(a) = 1 - hß3(a), Ec.21 y luego restar las salidas de los elementos o funciones de atenuación o ganancia controlada, de sus entradas, y los resultados son equivalentes. La gráfica de gßl ( ) y gß3 ( ) ^J^^l ^t^AJ^^^l^^^^É contra el ángulo de dirección a se presenta en la Figura 6. Como se mencionó anteriormente, los principios de la presente invención pueden aplicarse también a descodificadores que reciban más de dos entradas. De esta manera, por ejemplo, pueden proporcionarse tres señales de entrada al descodificador, Lt, Rt y Bt, en donde las tres señales portan información direccional por sus amplitudes relativas y la polaridad, en una manera análoga en la cual el par de señales de entrada, descrito, porta información direccional para las señales fuente que representan. Sin embargo, en el caso de tres o más señales de entrada, no es suficiente seleccionar coeficientes de la señal antidominante que causan que las señales antidominantes adyacentes se aproximen a cero en los tiempos apropiados. Existe más de un conjunto de coeficientes que satisfacen ese criterio. Sin embargo, solamente un conjunto proporciona los resultados deseados (es decir, para una señal fuente individual cuya codificación direccional abarque el movimiento positivo de las manecillas del reloj, alrededor de todo el círculo desde OÍ=0° hasta 360", la salida para la dirección principal ß2 se eleva desde 0 en ßl hasta un máximo o cerca de ß2 y cae nuevamente hasta 0 en ß3, en donde ßl, ß2, y ß3 son direcciones de salida principales, consecutivas. En lugar de ello, los coeficientes deben seleccionarse de forma que las señales antidominantes tengan una polaridad cuando la ^^ á*~ *,í**l *Jtá . *** *!** &* dire^ión de la señal fuente quede entre ßl y ß3 y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de a. Estas condiciones se satisfacen inherentemente para el caso de dos señales de entrada, por la selección de coeficientes que den por resultado el resultado de "aproximación a cero" mencionado anteriormente. El uso de las condiciones de "aproximación a cero" para el caso de dos señales de entrada, es en efecto una condición especial de las condiciones de otra polaridad, de una sola polaridad, apenas mencionada, para señales de entrada múltiples. Esta situación se explica además en los siguientes párrafos. Para un sistema que emplee dos señales totales Lt y Rt, cuyas magnitudes y polaridades relativas definan la dirección reproducida, pretendida una selección racional y continua de los parámetros que codifican la dirección, tales como la relación de coseno/seno presentado anteriormente, significa que cuando una fuente se abarca a través de todo el círculo de 360 grados, el signo de Lt cambiará no más de una vez y el signo de Rt cambiará no más de una vez. De aquí que, cualquier combinación lineal de Lt y Rt, tal como una señal antidominante, tendrá también esta propiedad. Dado que debe de ocurrir un cambio de signo cuando una función (continua) pase por cero, se deduce que para una señal antidominante, el cambio de signo ocurre en el punto en donde la señal antidommante tiene el valor cero, es decir, en la dirección principal correspondiente. De esta manera, considerando un par de señales antidominantes, puede haber inherentemente un segmento y solamente uno, en donde las señales antidominantes tengan una polaridad relativa, y tendrán la polaridad opuesta para el resto del círculo. Después de haber sido forzados hacia magnitudes iguales y combinadas por adición o substracción, existirá entonces únicamente un segmento diferente de cero. Para un sistema que emplee más de dos señales totales, los signos de las señales mismas, y más particularmente de las combinaciones lineales que forman señales antidominantes, pueden cambiar más de una vez. De esta manera, existe el potencial de múltiples segmentos de una polaridad, alternando con los otros, y múltiples segmentos diferentes de cero en la salida. La Figura 7 muestra una par de señales antidominantes derivadas a partir de tres señales totales de entrada, con un conjunto de coeficientes seleccionados para la salida cero en 60' y 180* (obsérvese que al menos un conjunto diferente de coeficientes logra el resultado) . La intención es suministrar una salida entre estos ángulos pero no en cualquier otra parte. La Figura 8 muestra las versiones de amplitud controlada de las señales antidominantes forzadas a la igualdad. Las polaridades relativas de las dos cambian varias veces durante un giro de la señal fuente a través del círculo, y por lo lÍ |H | |M j ^ tanto como se muestra en la Figura 9, la adición (en este caso) produce dos segmentos diferentes de cero, el deseado con una magnitud máxima aproximadamente a 120° y uno no deseado con una magnitud máxima aproximadamente a 300'. Se observará que la señal antidominante antiLB(?í) de la Figura 7 pasa por cero a 60' y 240', mientras que la señal antidominante antiC(a) pasa por cero a 0° y 180'. De esta manera, las versiones "forzadas hacia la igualdad" de esas señales antidominantes, Ll (a) y L2 (OÍ) , mostradas en la Figura 8 pasan por cero en todos los cuatro ángulos (Ll y L2 son de la misma magnitud, pero pueden ser de la misma polaridad o de polaridad opuesta) . Ll o L2 se dirige a cero, ya sea porque la señal antidominante a partir de la cual se deriva, se aproxima a cero (Ll se deriva de antilLB y L2 se deriva de antiC) o la otra señal antidominante se aproxima a cero y el servo introduce una atenuación grande) . Una selección diferente de los coeficientes derivados de las mismas tres señales totales, evita la salida no deseada en la región de 300°. Para este segundo juego de coeficientes, tal como se muestra en las Figuras 10, 11 y 12 (compárense las Figuras 10, 11 y 12, con las Figuras 7, 8 y 9) las señales antidominantes pasan todavía por cero y cambian de signo más de una vez, pero excepto para los cambios que ocurren en los ángulos deseados, de cada lado de la señal de salida principal generada (60° y 180°), esos cambios ocurren en el mismo ángulo (300°) . Expresando esto en forma diferente, para todos los puntos, excepto los dos puntos deseados (60° y 180°), las señales forzadas hacia la igualdad, cruzan en cero (en este caso en 300°) . El resultado es que después de la adición, existe solo un segmento deseado, diferente de cero, entre 60° y 180°, y no existe diafonía no deseada, proveniente de otras direcciones. Se deduce que cuando existen más de dos señales totales, existe una restricción adicional en la selección de los coeficientes para derivar las señales antidominantes. Estos deben asegurar que excepto en las dos direcciones principales, adyacentes, los cambios en la polaridad relativa de las dos señales antidominantes deben de ocurrir en los mismos ángulos, de forma tal que para cada señal únicamente un cruce por cero coincida con un valor finito para la otra señal . Todos los otros cruces por cero deben coincidir con un valor cero para la otra señal . Esto asegurará que después de forzar hacia magnitudes iguales y de realizar la combinación, habrá únicamente un segmento diferente de cero. De esta manera, para el caso de dos señales de audio de entrada, la presente invención contempla un método para derivar una señal de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos señales de audio de entrada SI (a) y S2 (OÍ) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección . Se generan dos señales de audio antidominantes de la siguiente forma: antido inantßl(a) = ASlßl Sl(a) + AS2ßl S2(a) Ec 22 y antido inantß3(a) = AS lß3 S l(a) + AS2ß3 S2(a), Ec.23 en donde, una señal antidominante el ángulo ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales, adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en la otra señal antidominante el ángulo ß3 es el ángulo de las otras direcciones de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida. Los coeficientes ASlßl y AS2ßl en una señal de audio antidominante, se seleccionan de forma tal que una señal antidominante sea substancialmente cero cuando a sea ßl y los coeficientes ASlß3 y AS2ß3 en la otra señal de audio antidommante, se seleccionan de forma tal que la otra señal antidominante sea substancialmente cero cuando Oí sea ß3. El control de la amplitud se aplica a las dos señales antidominantes para suministrar un par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, que se combinen por adición o sustracción, para proporcionar la señal de audio de salida. Para el caso de dos o más señales de audio de entrada, la presente invención contempla un método para i ií 110 *ií ^j| líj?jj ^^í^ájli derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos o más señales de audio de entrada (Sl(a), S2 (a) , ...SN (OÍ) ) , la señal de audio de salida asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección OÍ. Se generan dos señales de audio antidominantes de la siguiente forma: antißl(a) = ? A Snß\ • Sn{a) Ec.24 o«// ?3(a) = ¿ ASr 3 • Sn(a) (t=l Ec.25 en donde N es el número de señales de audio de entrada, ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y los coeficientes ASlßl, AS2ßl, ...ASNßl y ASlß3, ASß3, ...ASNß3 se seleccionan de forma tal que las señales antidominantes tengan una polaridad relativa cuando quede entre ßl y (33 y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de a. El control de la amplitud se aplica a las dos señales antidominantes, para suministrar un par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, que se combinen por adición o sustracción, para proporcionar la señal de audio de salida. Para el caso de dos señales de entrada, la presente invención contempla también un método alternativo para derivar una señal de una pluralidad de una señal de audio de salida a partir de dos señales de audio de entrada SI ( ) y S2 (a) , la señal de audio de salida asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección a. Se generan dos señales de audio antidominantes de la siguiente forma: antido inantßl(a) = ASlßl Sl(a) + AS2ßl-S2(a) y antidominantß3(a) = ASlß3 Sl(a) + AS2ß3 S2(a), en donde una señal antidominante el ángulo ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida y en la otra señal antidominante el ángulo ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida. Los coeficientes ASlßl y AS2ßl se seleccionan de forma tal que la primera señal antidominante sea substancialmente cero cuando a sea ßl y los coeficientes ASlß3 y AS2ß3 se seleccionan de forma que la otra señal antidominante sea substancialmente cero cuando OÍ sea ß3. El control de la amplitud se aplica a las dos señales antidominantes para suministrar un primer par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, el par de señales tiene la forma antidominanteß (a) • (1-g) , en donde g es la ganancia o atenuación de una función o de elementos de control de la amplitud, y un segundo par de señales tiene la forma antidominanteß (Oí) 'g.

El segundo par de señales se combinan por adición o sustracción con el componente de matriz pasiva para la dirección de salida principal ß2 para proporcionar la señal de audio de salida. Para el caso de dos o más señales de entrada, la presente invención contempla también un método alternativo para derivar una señal de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos o más señales de audio de entrada (SI (OÍ) , ...Sn( ) ) , la señal de audio de salida asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada codificadas con una señal fuente de audio que tienen una dirección . Se generan dos señales de audio antidominantes de la siguiente forma: antiß\{á) = £ ASnßX .5«( ) ?x=l antiß iµ) = ? S/?/73 • S/j(a) «i en donde N es el número de señales de audio de entrada, ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida. Los coeficientes ASnßl y ASnß3 se seleccionan de forma tal que las señales antidominantes tengan una polaridad relativa cuando OÍ quede entre ßl y ß3, y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de OÍ. El control de la amplitud se aplica a las dos señales antidominantes para suministrar un primer par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, el par de señales tiene la forma antidominanteß (a) • (1-g) en donde g es la ganancia o atenuación de una función o elemento de control de la amplitud, y un segundo par de señales tiene la forma antidominanteß (Qf) *g.

El segundo par de señales se combinan por adición o sustracción con el componente de matriz pasiva, para la dirección de salida principal ß2 a fin de proporcionar la señal de audio de salida. La invención contempla también el aparato que implementa los métodos y varias modalidades descritas en la presente. Aunque aspectos de la invención se describen en la presente en el contexto de un entorno plano circular en el que el punto de referencia es en el centro del círculo y el plano del círculo es horizontal, se apreciará que la invención puede aplicarse a otros entornos tales como uno en el cual los ángulos sean con referencia a una espera, con la condición de que las direcciones tengan una jerarquía tal que se definan direcciones adyacentes. Aunque la invención se describe en términos de descodificación de señales de entrada en las que su amplitud y polaridad relativas representa la codificación direccional, deberá comprenderse que los descodificadores de conformidad con la invención son también útiles para generar efectos direccionales agradables, a partir de material grabado originalmente para la reproducción discreta en dos canales o en múltiples canales. -*~-»-^-- ^^^^¡¡f^^^^^ Los experimentados en la técnica reconocerán la equivalencia general de las implementaciones en hardware y software, y de implementaciones analógicas y digitales. De esa manera, la presente invención puede implementarse usando hardware analógico, hardware digital, hardware analógico/digital híbrido y/o el procesamiento de señales digitales. Los elementos de hardware pueden ejecutarse como funciones en software y/o firmware (programas en memoria inalterable) .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama funcional y esquemático de un descodificador de matriz de audio activa, útil para comprender la presente invención. Las Figuras 2-5 son gráficas idealizadas para ?l caso cuando una sola señal de audio fuente, que tenga una amplitud unitaria codificada en dos señales, se aplique a un descodificador de conformidad con la presente invención. La Figura 2 es una gráfica idealizada, que gráfica dos señales antidominantes (antil ( ) y anti3 (a) ) contra a, el ángulo direccional pretendido, de la señal fuente codificada en las señales de entrada recibidas por un descodificador de conformidad con la invención. La Figura 3 es una gráfica idealizada que gráfica, contra , las ganancias hßl( ) y hß3 (a) del par de elementos o funciones de atenuación o ganancia controlada usadas en generar una señal de salida de dirección principal. La Figura 4 es un gráfica idealizada, que gráfica las salidas de atenuación o ganancia controlada, magßl (a) y magß3 (a) (es decir, las señales antidominantes de magnitud controlada, forzadas hacia la igualdad) contra a. La Figura 5 es una gráfica idealizada, que gráfica la salida ß2 ( ) contra el ángulo de dirección OÍ. La Figura 6 es una gráfica idealizada, que gráfica alternativas (gßl (OÍ) y gß3 (OÍ) ) para las funciones de ganancia graficadas en la Figura 3. Las Figuras 7-12 son gráficas idealizadas para el caso cuando una sola señal de audio fuente, que tiene una amplitud unitaria codificada entre señales, se aplica a un descodificador de conformidad con la presente invención. Las Figuras 7-9 son gráficas idealizadas para el caso cuando un primer conjunto (incorrecto) de coeficientes, se selecciona para las señales antidominantes. La Figura 7 es una gráfica idealizada, que gráfica, contra el ángulo de dirección OÍ, un par de señales antidominantes, antiLB( ) y antiC(a), derivadas a partir de tres señales totales de entrada. La Figura 8 es una gráfica idealizada, que gráfica las salidas de atenuación o ganancia controlada Ll (a) y L2 (a) contra el ángulo de dirección OÍ. La Figura 9 es una gráfica idealizada, que gr fica la salida Lsalida( ) contra el ángulo de dirección . Las Figuras 10-12 son gráficas idealizada para el caso cuando un segundo conjunto (correcto) de coeficientes, se selecciona para las señales antidominantes. La Figura 10 es una gráfica idealizada, que gráfica, contra el ángulo de dirección a, un par de señales antidominants, antiLB(a) y antiC(a) , derivado a partir de las tres señales totales de entrada. La Figura 11 es una gráfica idealizada, que gráfica las salidas de atenuación o ganancia controlada Ll (OÍ) y L2 (a) contra el ángulo de dirección OÍ. La Figura 12 es una gráfica idealizada, que gráfica la salida Lsalida(a) contra el ángulo de dirección a. La Figura 13 es un diagrama funcional y esquemático de una matriz descodificadora, pasiva, de la técnica anterior, útil para comprender la presente invención. La Figura 14 es un diagrama funcional y esquemático de un descodificador de matriz activa de la técnica anterior, útil para comprender la presente invención, en la que versiones escaladas variablemente, de salidas de una matriz pasiva, se suman con las salidas de la matriz pasiva inalterables en combinadores lineales. La Figura 15 es un diagrama funcional y esquemático de un sistema de control derivado por retroalimentación, para los VCA izquierdo y derecho y los VCA de suma y diferencia de la Figura 14 y para los VCA en las modalidades de las Figuras 16, 17 y 18. La Figura 16 es un diagrama funcional y esquemático que muestra un arreglo equivalente a la combinación de las Figuras 14 y 15 en las que los combinadores de salida generan los componentes de la señal de salida de matriz pasiva, en respuesta a las señales de entrada Lt y Rt en lugar de recibirlas de la matriz pasiva a partir de la cual se derivan los componentes de cancelación. La Figura 17 es un diagrama funcional y esquemático que muestra un arreglo equivalente a la combinación de las Figuras 14 y 15 y de la Figura 16. En la configuración de la Figura 17, las señales que se van a mantener iguales son las señales aplicadas a los combinadores derivadores de salida y a los circuitos de retroalimentacíón, para controlar los VCA. Las salidas de los circuitos de retroalimentación incluyen los componentes de matriz pasiva. La Figura 18 es un diagrama funcional y esquemático que muestra un arreglo equivalente a los arreglos de la combinación de las Figuras 14 y 15, de la Figura 16 y Figura 17, en el que la ganancia variable-ganancia del circuito (1-g) proporcionada por un VCA y el substractor es reemplazado por un VCA cuya ganancia varía en la dirección opuesta de los VCA en las configuraciones del VCA y del substractor. En esta modalidad, los componentes de matriz pasiva en las salidas son implícitos. En las otras modalidades, los componentes de matriz pasiva en las salidas son explícitos. La Figura 19 es un diagrama funcional y esquemático de un descodificador de conformidad con la presente invención, para derivar una señal de salida que representa una dirección principal ß2, a partir de dos o más señales de entrada SI ( ) , S2 (a) , ... SN(a) en las que las señales de entrada contienen información direccional en su magnitud y polaridad relativa para una o más señales de audio . La Figura 20 es un diagrama funcional y esquemático de una versión modificada del descodifícador de la Figura 19, que emplea un arreglo de servo alternativo. La Figura 21 es un diagrama funcional y esquemático de un descodificador de conformidad con la presente invención, que emplea una técnica para llevar a cabo el control con retroalimentación en el dominio digital a una velocidad de muestreo reducida. La Figura 22 es un diagrama funcional y esquemático de un descodificador de conformidad con la presente invención, para derivar una pluralidad de señales de salida que representen las direcciones principales 1,2,... a partir de dos o más señales de entrada SI ( ) , S2 (a) , ... SN(a) en las que las señales de entrada contiene información direccional en su magnitud y polaridad relativa, para una o más señales de audio. La Figura 23 es un diagrama funcional y esquemático de una versión modificada del descodificador de la Figura 22, que emplea una topología alternativa que tiene una matriz de salida. Las Figuras 24 y 25 son gráficas idealizadas adicionales, para el caso cuando una sola señal de audio fuente, que tiene una amplitud unitaria codificada en dos señales, se aplica a un descodificador de conformidad con la presente invención. Las Figuras 24 y 25 ilustran un aspecto adicional de la invención, relacionado al escalamiento variable de la amplitud de una señal de salida como una función del ángulo de la señal fuente codificada, a fin de obtener, por ejemplo, una potencia constante entre una pluralidad de señales de salida. La Figura 24 es una gráfica idealizada, que gráfica la salidaß2 (OÍ) y la salidaß3 (a) contra el ángulo de dirección sin emplear el aspecto de potencia constante de la presente invención. La Figura 25 es una gráfica idealizada, que gráfica la salidaß2 (OÍ) y la salidaß3 (a) contra el ángulo de dirección a empleando el aspecto de potencia constante de la J^ .^^^^^é^i,,^,^,^^*^ ^í presente invención. Las Figuras 26-29 son gráficas idealizadas para un descodificador de conformidad con la presente invención, que tienen seis salidas con las direcciones principales de las seis salidas, separadas en incrementos no uniformes. Las Figuras 26-29 son útiles en la comprensión de uno de los aspectos de escalamiento de la presente invención. La Figura 26 es una gráfica idealizada, que gráfica las señales antidominantes antil (a) y anti3 (a) contra a. La Figura 27 es una gráfica idealizada, que gráfica las magnitudes controladas magl3 (OÍ) y mag31(a) contra el ángulo de la señal fuente codificada . La Figura 28 es una gráfica idealizada de mag 31 (a)- magl3 (a) contra el ángulo OÍ de la señal fuente codificada, útil en la comprensión del efecto del factor de escalamiento en la posición del pico de la señal. La Figura 29 es una gráfica idealizada de las salidas del descodificador en dB contra el ángulo OÍ de la señal fuente codificada, que muestra el efecto de los factores de escalamiento en las salidas modificadas ßl y ß2 contra las salidas no modificadas ß4 y ß5. Las Figuras 30-41 son gráficas idealizadas útiles en la comprensión de otro aspecto de la presente invención, especialmente un codificador que tiene más de dos canales de entrada . La Figura 30 es una gráfica idealizada que gráfica la magnitud de tres señales de entrada contra el ángulo de la señal fuente codificada OÍ. La Figura 31 es una gráfica idealizada de los valores absolutos de dos señales antidominantes para la salida trasera izquierda, antiLBl (OÍ) y antiLB2 (a) , graficados contra el ángulo de la señal fuente codificada OÍ. La Figura 32 es una gráfica idealizada de las señales antidominantes modificadas, controladas para una magnitud igual en la salida trasera izquierda, LBl (a) y LB2 (OÍ) , graficada contra el ángulo de la señal fuente codificada. La Figura 33 es una gráfica idealizada de la salida trasera izquierda LBsalida( ) graficada contra el ángulo de la señal fuente codificada . La Figura 34 es una gráfica idealizada, que gráfica las dos señales antidominantes usadas en derivar la salida izquierda, antiLl (a) y antiL2 ( ) , contra el ángulo de la señal fuente codificada a. La Figura 35 es una gráfica idealizada, que gráfica las señales antidomínantes, modificadas, controladas con magnitud igual para la salida izquierda, Ll (a) y L2 (a) , contra el ángulo de la señal fuente codificada . La Figura 36 es una gráfica idealizada de la salida izquierda Lsalida(a) grafícada contra el ángulo de la señal fuente codificada OÍ. La Figura 37 es una gráfica idealizada, que gráfica las señales antidominantes, modificadas, controladas para igual magnitud para la salida trasera, Bl (a) y B2 ( ) , contra el ángulo de la señal fuente codificada Oí. La Figura 38 es una gráfica idealizada de la salia trasera Bsalida(?í) graficada contra el ángulo de la señal fuente codificada a. La Figura 39 es una gráfica idealizada, que gráfica las señales antidominantes, modificadas, controladas con igual magnitud para la salida frontal, central, Cl (OÍ) y C2 (a) , contra el ángulo de la señal fuente codificada . La Figura 40 es una gráfica idealizada de la salida frontal, central, Csalida (OÍ) graficada contra el ángulo de la señal fuente codificada a. La Figura 41 es una gráfica idealizada, que gráfica, después de la conversión en dB, cuatro salidas contra el ángulo de la señal fuente codificada a.

EL MEJOR MODO PARA LLEVAR A CABO LA INVENCIÓN Las Figuras de la 13 a la 18 y sus descripciones relacionadas se basan en las Figuras de la 1 a la 6 y sus descripciones relacionadas en las Solicitudes de Patente de Fosgate. Las siguientes descripciones de las Figuras 13 a 18 proporcionan detalles adicionales del descodificado de dos entradas y cuatro salidas, descrito en la solicitudes de Fosgate. Ciertos aspectos de esos descodificadores son relevantes para la presente invención y forman una parte de la descripción de la presente invención. Una matriz descodificadora, pasiva, se muestra funcionalmente y esquemáticamente en la Figura 13. Las siguientes ecuaciones se refieren a las salidas para las entradas Lt y Rt ("izquierda total" y "derecha total"): S Sal='/2 (Lt-Rt) (Ec.29) La salida central es la suma de las entradas, y la salida de alrededor es la diferencia entre las entradas. Ambas tienen, además, un escalamiento; este escalamiento es arbitrario y se selecciona como y¿ para el propósito de una fácil explicación. Son posibles otros valores de escalamiento. La salida Csalida se obtiene aplicando Lt y Rt como un factor de escala de + a un combinador lineal 2. La salida Ssalida se obtiene aplicando Lt y Rt con factores de escala de +% y - A , respectivamente, a un combinador lineal 4. La matriz pasiva de la Figura 13 produce así dos pares de señales de audio; el primer par es Lsalida y Rsalida; el segundo par es Csalida y Ssalida. En este ejemplo, las direcciones de salida cardinales de la matriz pasiva se designan "izquierda", "central", "derecha" y "alrededor". Las direcciones de salida cardinales, adyacentes, quedan sobre ejes mutuamente a noventa grados unos de otros, de forma tal que, para estas etiquetas de dirección, izquierda está adyacente a central y alrededor; alrededor está adyacente a la izquierda y derecha, etc. Un descodificador de matriz pasiva deriva n señales de audio a partir de m señales de audio, en donde n es mayor que m, de conformidad con una relación invariable (por ejemplo, en la Figura 13, Csalida es siempre %• (Rsalida+Lsalida) ) . En contraste, un descodificador de matriz activa deriva n señales de audio de acuerdo con una relación variable. Una forma de configurar un descodificador de matriz activa es combinar componentes de la señal dependientes de la señal, con las señales de salida de una matriz pasiva. Por ejemplo, cuando se muestra funcional y esquemáticamente en la Figura 14, cuatro VCA (amplificadores controlados por voltaje) 6,8,10 y 12, suministran versiones variablemente escaladas, de las salidas de matriz pasiva, se suman con las salidas de matriz pasiva, sin alterar (a decir, las dos entradas mismas junto con las dos salidas de los combinadores 2 y 4) en combinadores lineales 14, 16, 18 y 20. Debido a que los VCA tienen sus entradas derivadas de las **S ? J &. á zA ***«_ salidas izquierda, derecha, central y alrededor, de la matriz pasiva, respectivamente, sus ganancias pueden ser designadas como gl, gr, ge y gs (todas positivas) . Las señales de salida de los VCA constituyen señales de cancelación y son combinadas con salidas derivadas pasivamente que tienen una diafonía de las direcciones a partir de las cuales se derivan las señales de cancelación a fin de mejorar el funcionamiento direccional del descodificador de matriz, eliminando la diafonía. Obsérvese que en el arreglo de la Figura 14, las trayectorias de la matriz pasiva se encuentran todavía presentes. Cada salida es la combinación de la salida de la matriz pasiva, respectiva, más la salida de los dos VCA. Las salidas de los VCA se seleccionan y escalan para proporcionar la cancelación de diafonía deseada para la salida de la matriz pasiva, respectiva, tomando en consideración que los componentes de diafonía ocurren en salidas que representan direcciones de salida cardinales, adyacentes. Por ejemplo, una señal central tiene diafonía en las señales izquierda y derecha descodificadas pasivamente, y una señal de alrededor tiene una diafonía en las señales izquierda y derecha descodificada pasivamente. Por consiguiente, la salida de la señal izquierda debe combinarse con los componentes de la señal de cancelación derivados a partir de las señales central y de alrededor descodificadas pasivamente, y ,^jMJ(t>Ma<JJtoMU| j¡^t<^.-^^i. «?* similarmente para las otras cuatro salidas. La manera en que las señales se escalan, polarizan y combinan en la Figura 14 proporciona la eliminación de diafonía deseada. Variando la ganancia del VCA respectivo, en el intervalo de cero a uno (para el empleo de escalamiento de la Figura 14) , los componentes de diafonía no deseados, en las salidas descodificadas pasivamente, pueden eliminarse. El arreglo de la Figura 14 tiene las siguientes ecuaciones : Lsai=Lt-gc-!2(Lt+Rt gs-!í(Lt.Rt) (Ec.30) Rsal=Rt-gC.>/r(Lt+Rt)+gs'/a-(Lt-Rt) (Ec.31) Csal^'aíLt+Rt^ l'i-Lt-gr.'íRt (Ec.32) S salH¿-(Lt-Rt)-gl>!¿ Lt+gl" VrRt (Ec.33) Si todos los VCA tuvieran ganancias de cero, el arreglo sería el mismo que el de la matriz pasiva. Para cualesquiera valores iguales de todas las ganancias de los VCA, el arreglo de la Figura 14 es el mismo que el de la matriz pasiva aparte de una constante de escalamiento. Por ejemplo, si todos los VCA tuvieran ganancias de 0.1: Lsa?=Lt-0.05(Lt+Rt)-0.05(Lt-Rt)=0.9Lt Rsai=Rt-O.O5(Lt+Rt O.O5(Lt-Rt)=0.9Rt Csa?='/r(Lt+Rt)-0.05Lt-0.05Rt=0.9!3( +Rt) Ssa^'jCLt-R -O.OS t+O.OS-Rt^.^'aCLt- t) El resultado es la matriz pasiva escalada por un factor de 0.9. De esta manera será evidente que el valor preciso de la ganancia del VCA en reposo, descrita posteriormente no es crítico. Considérese un ejemplo. Para las direcciones de salida cardinales (izquierda, derecha, central y alrededor) únicamente las entradas respectivas son únicamente Lt, únicamente Rt, Lt=Rt (la misma polaridad) , y Lt=-Rt (polaridad opuesta) , y las salidas deseadas, correspondientes, son únicamente Lsalida, únicamente Rsalida, únicamente Csalida, únicamente Ssalida. En cada caso, idealmente, una salida deberá suministrar únicamente una señal y las restantes no deberán suministrar ninguna. Por inspección es evidente si los VCA pueden ser controlados de manera tal que el que corresponda a la dirección de salida cardinal deseada tenga una ganancia de 1 y las restantes sean mucho menores que 1, entonces en todas las otras salidas, excepto la deseada, las señales del VCA cancelarán las salidas no deseadas. Como se explicó anteriormente, en la configuración de la Figura 14, las salidas del VCA actúan para cancelar los componentes de la diafonía en las direcciones de salida cardinales adyacentes (en las que la matriz pasiva tiene diafonía) . De esta manera, por ejemplo, si ambas entradas se alimentan con señales en fase iguales, de forma tal que Rt=Lt = (dice) 1, y si como un resultado gc=l y gl, gr y gs son todas cero o cercanas a cero, se obtiene: Rsa?=l-1.'/2.(1+1) + 0'/a.(l-l) = O Csa?='/2.(l+j) - O-'/al - 0»/2.l = 1 La única salida es de la Csalida deseada. Un cálculo similar mostrará que lo mismo aplica al caso de una señal únicamente de una de las otras tres direcciones de salida cardinales. Las ecuaciones 30,31,32 y 33 pueden escribirse en forma equivalente como sigue: Lsai-'/í-ÍLt+RtMl-gc) + '/i(Lt-Rt) (1-gs) (Ec.34) Csai-'/j-Lt (1-gl) + Vi-Rt-O-gr) (Ec 35> Rsai='/a(Lt+Rt)(l-gc) - «/2(Lt-Rt)(l-gs) (Ec.36) Ssai-K-Lt-(l-gl) - '/2Rt(l-gr) (Ec- 37) En este arreglo, cada salida es la combinación de dos señales. Lsalida y Rsalida involucra ambas la suma y diferencia de las señales de entrada y las ganancias de los VCA de suma y diferencia (los VCA cuyas entradas se derivan de las direcciones central y de alrededor, el par de direcciones a noventa grados hacia las direcciones izquierda y derecha. Csalida y Ssalida involucran ambas las señales de entrada reales y las ganancias de los VCA izquierdo y derecho (los VCA cuyas entradas respectivas se derivan de las direcciones izquierda y derecha, el par de direcciones a noventa grados hacia las direcciones central y de alrededor) . Considérese una dirección de señal fuente que no corresponda a una dirección de salida cardinal, en donde Rt se alimente con la misma señal que Lt con la misma polaridad pero atenuada. Esta condición representa una señal colocada en algún sitio entre las direcciones de salida cardinales izquierda y central, y por lo tanto deberá suministrar salidas de Lsalida y Csalida, con poco o nada de Rsalida y Ssalida . Para Rsalida y Ssalida, esta salida cero puede conseguirse si los dos términos son de magnitud igual pero de polaridad opuesta. Para Rsalida, la relación para esta cancelación es magnitud de [>/2 (Lt+Rt) (l-gc)] = magnitud de ['/r(Lt-Rt)-(l-gs)] (Ec. 38) Para Ssalida, la relación correspondiente es magnitud de [' Lt (l-gl)] = magnitud de [Vi Rt (l-gr)] (Ec. 39) Una consideración de una señal fuente girada (o, simplemente colocada) entre cualesquiera dos direcciones de salida cardinales, adyacentes, revelará las mismas dos relaciones. En otras palabras, cuando las señales de entrada ti^l WAi^^.-....,^4Mfc^^tai<?i?»Mt?¿^^?^.**Íhto^ai>*J ^U, representen un sonido fuente girado entre cualesquiera dos salidas adyacentes, estas relaciones de magnitudes asegurarán que el sonido emerja desde las salidas que correspondan a aquellas dos direcciones cardinales adyacentes y asegurará que las otras dos salidas no suministren nada. A fin de conseguir substancialmente ese resultado, las magnitudes de los dos términos en cada una de las ecuaciones 34-37 deberán forzar hacia la igualdad. Esto puede conseguirse buscando mantener igual las magnitudes relativas de dos pares de señales dentro de la matriz activa: magnitud de [(Lt+Rt) (l-gc)] - magnitud de [(Lt-Rt)-(l-gs)], (Ec. 40) y magnitud de [Lt-(l-gl)j = magnitud de (Rt (l-gr)]. (Ec. 41) Las relaciones deseadas, mostradas en las ecuaciones 40 y 41 son las mismas que las de las ecuaciones 38 y 39 pero con el escalamiento omitido. La polaridad con la cual se combinan las señales y su escalamiento, pueden cuidarse cuando las salidas respectivas se obtengan como con los combinadores 14,16,18 y 20 de la Figura 14. A partir del análisis anterior concerniente a la cancelación de los componentes de señales de diafonía, no deseados, y de los requerimientos de las direcciones de salida cardinales, puede deducirse que para el escalamiento umt??M^^ ^ í^ usado en esta explicación, la ganancia máxima para un VCA deberá ser la unidad. Bajo condiciones de reposo, indefinidas o "no guiadas", los VCA deberán adoptar una ganancia pequeña, proporcionando efectivamente la matriz pasiva. Cuando la ganancia de un VCA de un par necesita elevarse desde su valor en reposo hacia la unidad, el otro VCA del par puede permanecer en la ganancia en reposo o puede moverse en la dirección opuesta. Una relación conveniente y práctica es mantener constante el producto de las ganancias del par. Usando VCA analógicos, cuya ganancia en dB sea una función lineal de su voltaje de control, esto sucede automáticamente si un voltaje de control se aplica igualmente (pero con polaridad opuesta efectiva) para los dos de un par. Otra alternativa es mantener constante la suma de las ganancias de la constante del par. Las implementaciones pueden ser digitales o en software, en vez que usando componentes analógicos. De esta manera, por ejemplo, si la ganancia en reposo es l/a, una relación práctica entre las dos ganancias del par podría ser su producto, de forma tal que gl-gr=l/a2- y gcgs=l/a2. Un valor típico para "a" podría quedar en el intervalo de 10 a 20. La Figura 15 muestra, funcional y esquemáticamente, un sistema de control derivado con retroalimentación, para los VCA izquierdo y derecho (6 y 12, respectivamente) de la Figura 14. El sistema de control derivado con retroalimentación, junto con los dos VCA constituye un tipo de "servo" (como se definió anteriormente) . Recibe las señales de entrada Lt y Rt, las procesa para derivar las señales intermedias Lt-(l-gl) y Rf(l-gr), compara la magnitud de las señales intermedias, y genera una señal de error en respuesta a cualquier diferencia en la magnitud, y la señal de error causa que los VCA reduzcan la magnitud de la diferencia. Una forma de conseguir ese resultado es rectificar las señales intermedias para derivar sus magnitudes y aplicar las dos señales de magnitud, a un comparador cuya salida controla las ganancias de los VCA con una polaridad tal que, por ejemplo, un incremento en la señal Lt incrementa gl y disminuye gr. Los valores del circuito (o sus equivalentes en implementaciones digitales o en software) se seleccionan de forma tal que, cuando la salida del comparador es cero, la ganancia del amplificador, en reposo, es menor que la unidad (por ejemplo 1/a) . En el dominio analógico, una forma práctica de implementar la función de comparación, es convertir las dos magnitudes al dominio de logaritmos, de forma tal que el comparador las reste en vez que el determinar su relación. Muchos VCA analógicos tienen ganancias proporcionales a un exponente de la señal de control, de forma tal que en forma inherente y conveniente toman el antilogaritmo de las salidas de control del comparador logarítmicamente basado. Sin embargo, en contraste, si se implementa digitalmente, puede ser más conveniente dividir las dos magnitudes y usar los resultados como multiplicadores o divisores directos para las funciones VCA. Más específicamente, tal como se muestra en la Figura 15, la entrada Lt se aplica al VCA "izquierdo" 6 y a una entrada de un combinador lineal 22 en donde se aplica con un escalamiento de +1. La salida del VCA izquierdo 6 se aplica al combinador 22 con un escalamiento de -1 (formando así un substractor) y la salida del combinador 22 se aplica a un rectificador de onda completa. La entrada Rt se aplica al VCA derecho 12 y a una entrada de un combinador lineal 26 en donde se aplica con un escalamiento de +1. La salida del VCA derecho 12 se aplica al combinador 26 con un escalamiento de -1 (formando así un substractor) y la salida del combinador 26 se aplica a un rectificador de onda completa 28. Las salidas del rectificador 24 y 28 se aplican, respectivamente, a entradas no inversoras e inversoras de un amplificador operacional 30, que funciona como un amplificador diferencial. La salida del amplificador 30 proporciona una señal de control en la naturaleza de una señal de error que sea aplicada sin inversión en la entrada controladora de la ganancia del VCA 6 y con inversión de polaridad en la entrada controladora de la ganancia del VCA 12. La señal de error indica que las dos señales, cuyas magnitudes van a igualarse, difieren en magnitud. Esta señal de error se usa para "guiar" los VCA en la dirección correcta, para reducir la diferencia en la magnitud de las señales intermedias. Las salidas de los combinadores 16 y 18 se toman de las salidas del VCA 6 y VCA 12. De esta manera, solamente un componente de cada señal intermedia, se aplica a los combinadores de salida, a decir, menos -Lt'gl y -Rfgr. Para condiciones de señales en estado estacionario, la diferencia en la magnitud puede reducirse hasta una cantidad despreciable, proporcionando una ganancia de ciclo suficiente. Sin embargo no es necesario reducir las diferencias en la magnitud, hasta cero o una cantidad despreciable, a fin de conseguir una cancelación substancial de la diafonía. Por ejemplo, una ganancia de ciclo suficiente para reducir la diferencia dB por un factor de 10 da por resultado, teóricamente, en el peor de los casos, una diafonía mejor que 30 dB abajo. Para condiciones dinámicas, deberán seleccionarse constantes de tiempo en el arreglo del control de retroalimentación, para forzar las magnitudes hacia la igualdad, en una forma tal que sea esencialmente inaudible al menos para la mayoría de condiciones de señales. Detalles de la selección de las constantes de tiempo están más allá del alcance de la invención. Preferentemente los parámetros del circuito se seleccionan para proporcionar aproximadamente 20 dB de retroalimentación negativa, y de forma tal que las ganancias del VCA no puedan crecer por arriba de la unidad. Las ganancias del VCA pueden variar desde cierto valor pequeño (por ejemplo, 1/a2, hasta mucho menos que la unidad) hasta, pero sin exceder, la unidad para los ejemplos de escalamiento descritos en la presente con relación a los arreglos de las Figuras 14, 16 y 17. Debido a la retroalimentación negativa, el arreglo de la Figura 15 actuará para contener las señales que entren a los rectificadores, aproximadamente iguales. Dado que las ganancias exactas no son críticas cuando son pequeñas, cualquier otra relación que fuerce la ganancia de uno del par, a un valor pequeño, cada vez que la otra se eleve hacia la unidad, causará resultados aceptables, similares . El sistema de control derivado con retroalimentación, para los VCA centrales y de alrededor de (8 y 10, respectivamente) de la Figura 14 es substancialmente idéntico al arreglo de la Figura 15, como se describió, pero no recibiendo Lt y Rt sino que su suma y diferencia y aplicando sus salidas del VCA 6 y VCA 12 (que constituye un componente de la señal intermedia respectiva) a los combinadores 14 y 20. ^^ ??&k^ ^ ?k^^ ^^ÜA De esta manera, puede conseguirse un alto grado de cancelación de la diafonía, bajo una amplia variedad de condiciones de señales de entrada, usando conjuntos de circuitos sin requerimientos especiales para la precisión, a la vez que empleando una trayectoria de control simple que esté integrada en la trayectoria de la señal. El sistema de control derivado con retroalimentación funciona para procesar pares de señales de audio provenientes de la matriz pasiva, de tal manera que las magnitudes de las amplitudes relativas de las señales de audio intermedias, en cada par de señales de audio intermedias, sean forzadas hacia la igualdad. El sistema de control derivado con retroalimentación, mostrado en la Figura 15, controla las ganancias de los dos VCA 6 y 12 inversamente, para forzar las entradas de los rectificadores 24 y 28 hacia la igualdad. El grado en el cual estos dos términos son forzados hacia la igualdad, depende de las características de los rectificadores, del comparador 30 que los sigue y de las relaciones de ganancia/control de los VCA. Mientras mayor es la ganancia del ciclo, más cerca se encuentra la igualdad, pero un forzamiento hacia la igualdad ocurrirá sin importar las características de estos elementos (por supuesto con la condición de que las polaridades de las señales sean tales que reducen las diferencias de nivel) . En la práctica el comparador no puede tener una ganancia infinita pero puede considerarse un substractor con ganancia finita. Si los rectificadores son lineales, es decir, si sus salidas son directamente proporcionales a las magnitudes de sus entradas, la salida del comparador o substractor, es una función de la diferencia de voltaje o corriente de la señal. Si por el contrario los rectificadores responden al logaritmo de sus magnitudes de entrada, es decir al nivel expresado en dB, una sustracción realizada en la entrada del comparador es equivalente a tomar la relación de los niveles de entrada. Esto es benéfico porque el resultado es entonces independiente del nivel de señal absoluto, pero depende únicamente de la diferencia en la señal expresada en dB. Considerando que los niveles de la señal fuente expresados en dB reflejan una percepción más cercana a la humana, esto significa que siendo las otras cosas iguales, la ganancia del ciclo es independiente de la sonoridad, y de aquí que el grado de forzamiento hacia la igualdad, es también dependiente de la sonoridad absoluta. En algún nivel muy bajo, por supuesto, los rectificadores logarítmicos dejarán de funcionar en forma exacta, y por lo tanto habrá un umbral de entrada por debajo del cual el forzamiento hacia la igualdad se detendrá. Sin embargo, el resultado es que el control puede mantenerse en el intervalo de 70 dB o más, sin la necesidad de ganancias en el ciclo extraordinariamente elevadas para niveles de señales de entrada altos, con tjtab fefrµy.*. A?****** , .aaa,.J^A^é^.fe,^Afe^^ .Í^¿^^|i ^1| ^^.l^^^. *< *«&&***.; problemas potenciales resultantes relacionados con" la estabilidad del ciclo. Similarmente, los VCA 6 y 12 pueden tener ganancias que sean directamente o inversamente proporcionales a sus voltajes de control (es decir, multiplicadores o divisores) . Esto tendría el efecto de que cuando las ganancias fuesen pequeñas, pequeños cambios absolutos en el voltaje de control causarían grandes cambios en la ganancia expresada en dB . Por ejemplo, considérese un VCA con una ganancia máxima de la unidad, como se requiere en esta configuración de sistema de control derivado con retroalimentación, y un voltaje de control Ve que varíe, por decir, de 0 a 10 voltios, de forma tal que la ganancia pueda ser expresada como A=0.1'Vc. Cuando Ve se encuentra cerca de su máximo, un cambio de 100 mV (milivoltios) , por decir, de 9900 a 10000 mV suministra un cambio de ganancia de 20-log (10000/9900) o de aproximadamente 0.09 dB. Cuando Ve es mucho más pequeña, un cambio de 100 mV, por decir de 100 a 200 V, suministra un cambio de ganancia de 20-log (200/100) o 6 dB . Como un resultado, la ganancia del ciclo efectiva y de aquí que la velocidad de respuesta, variaría enormemente dependiendo de que la señal de control sea grande o pequeña. Nuevamente, pueden haber problemas con la estabilidad del ciclo . Este problema puede eliminarse empleando VCA cuya ganancia en dB sea proporcional al voltaje de control, o expresado en forma diferente, cuya ganancia de voltaje o corriente sea dependiente del exponente o antilogaritmo del voltaje de control. Un pequeño cambio en el voltaje de control, tal como de 100 mV dará entonces el mismo cambio en dB en la ganancia, en cualquier punto en donde el voltaje de control se encuentra en su intervalo. Esos dispositivos se encuentran fácilmente disponibles como IC analógicos, y la característica, o una aproximación a la misma, se consigue fácilmente en implementaciones digitales. Por lo tanto, la modalidad preferida emplea rectificadores logarítmicos y la amplificación de ganancia variable controlada exponencialmente, suministrando un forzamiento casi más uniforme hacia la igualdad (considerado en dB) a través de un amplio intervalo de niveles de entrada y de relaciones de las dos señales de entrada. Dado que en la audición humana, la percepción de la dirección no es constante con la frecuencia, se desea aplicar alguna ponderación en la frecuencia para las señales que entren a los rectificadores, a fin de enf tizar aquellas frecuencias que contribuyan más al sentido humano de dirección y para restar énfasis a aquellas que podrían conducir hacia una guía inapropiada. De aquí que, en modalidades prácticas, los rectificadores 24 y 28 en la Figura 15 están precedidos de filtros derivados ^^toJterf^A»~Utf^.^ Mfc|i empíricamente, proporcionando una respuesta que atenúa las frecuencias bajas y las frecuencias muy altas, y proporciona una respuesta de suave elevación por encima del centro del intervalo audible. Obsérvese que estos filtros no alteran la respuesta de frecuencia de las señales de salida y solamente alteran las señales de control y las ganancias de los VCA en los sistemas de control derivados con retroalimentación. Un arreglo equivalente a la combinación de las Figuras 14 y 15 se muestra funcional y esquemáticamente en la Figura 16. Este difiere de la combinación de las Figuras 14 y 15, en que los combinadores de salida generan componentes de señal de salida de matriz pasiva, en respuesta a las señales de entrada Lt y Rt, en lugar de recibirlas de la matriz pasiva a partir de la cual se derivan los componentes de cancelación. El arreglo proporciona los mismos resultados que la combinación de las Figuras 14 y 15 con la condición de que la suma de los coeficientes sea esencialmente la misma en las matrices pasivas. La Figura 16 incorpora los arreglos de retroalimentación descritos con relación a la Figura 15. Más específicamente, en la Figura 16, las entradas Rt y Lt se aplican primero a una matriz pasiva que incluye los combinadores 2 y 4 como en la configuración de matriz pasiva de la Figura 13. La entrada Lt, que es también la salida "izquierda" de matriz pasiva, se aplica al VCA 32 "izquierdo" y a una entrada de un combinador lineal 34 con un escalamiento de +1. La salida del VCA 32 izquierdo, se aplica a un combinador 34 con un escalamiento de -1 (formando así un substractor) . La entrada Rt , que es también la salida "derecha" de matriz pasiva, se aplica al VCA 44 "derecho" y a una entrada de un combinador lineal 46 con un escalamiento de +1. La salida del VCA 44 derecho se aplica al combinador 46 con un escalamiento de -1 (formando así un substractor) . Las salidas de los combinadores 34 y 46 son las señales Lt*(l-gl) y Rf(l-gr), respectivamente, y se desea mantener la magnitud de esas señales, iguales o forzarlas a la igualdad. Para conseguir ese resultado, esas señales se aplican preferentemente a un circuito de retroalimentación tal como el que se presenta en la Figura 15 y se describe con relación a la misma. El circuito de retroalimentación controla entonces la ganancia de los VCA 32 y 44. Además, haciendo referencia todavía a la Figura 16, la salida "central" de la matriz pasiva del combinador 2 aplica al VCA 36 "central" y a una entrada de un combinador lineal 38 con un escalamiento de +1. La salida del VCA 36 central se aplica al combinador 38 con un escalamiento de -1 (formando así un substractor) . La salida circundante de la matriz pasiva del combinador 4 se aplica al VCA 40 "circundante" y a una entrada de un combinador lineal 42 con un escalamiento de +1. La salida del VCA 40 circundante se aplica al combinador 42 con un escalamiento de -1 (formando así un substractor) . Las salidas de los combinadores 38 y 42 son las señales (Lt+Rt) • (1-gc) y Já" (Lt-Rt) • (1-gs) , respectivamente, y se desea mantener la magnitud de esas señales, iguales o forzarlas hacia la igualdad. Para conseguir ese resultado, esas señales se aplican preferentemente a un circuito de retroalimentación tal como el que se presenta en la Figura 15 y se describe con relación a la misma. El circuito de retroalimentación controla entonces la ganancia de los VCA 38 y 42. Las señales de salida Lsalida, Csalida, Ssalida y Rsalida son producidas por los combinadores 48, 50, 52 y 54. Cada combinador recibe la salida de dos VCA (las salidas de los VCA constituyen un componente de las señales intermedias cuyas magnitudes se buscan mantener iguales) para proporcionar componentes de señales de cancelación y una o ambas señales de entrada a fin de proporcionar los componentes de señales de matriz pasiva. Más específicamente, la señal de entrada Lt se aplica con un escalamiento de +1 al combinador Lsalida 48, con un escalamiento de + al combinador Csalida 50, y con un escalamiento de + al combinador Ssalida 52. La señal de entrada Rt se aplica con un escalamiento de +1 al combinador Rsalida 54, con un escalamiento de +% al combinador Csalida 50, y con un escalamiento de -% al combinador Ssalida 52. La salida del VCA 32 izquierdo se aplica con un escalamiento de -Jé al combinador Csalida 50 y también con un escalamiento de -% al combinador Ssalida 52. La salida del VCA 44 derecho se aplica con un escalamiento de -Vi al combinador Csalida 50 y con un escalamiento de + al combinador Ssalida 52. La salida del VCA 36 central se aplica con un escalamiento de -1 al combinador Lsalida 48 y con un escalamiento de -1 al combinador Rsalida 54. La salida del VCA 40 circundante se aplica con un escalamiento de -1 al VCA 48 Lsalida y con un escalamiento de +1 al VCA 54 Rsalida. Se observará que en varias de las Figuras, por ejemplo en las Figuras 14 y 16, puede parecer inicialmente que las señales de cancelación no se oponen a las señales de matriz pasiva (por ejemplo, algunas de las señales de cancelación se aplican a combinadores con la misma polaridad que como se aplica la señal de matriz pasiva) . Sin embargo, en funcionamiento, cuando una señal de cancelación se vuelve significativa, tendrá una polaridad que no es opuesta a la señal de matriz pasiva. Otro arreglo equivalente a la combinación de las Figuras 14 y 15 y a la Figura 16, se presenta funcional y esquemáticamente en la Figura 17. En la configuración de la Figura 17, las señales que se van a mantener iguales son las señales aplicadas a los combinadores derivadores de salidas y a los circuitos de retroalimentación para controlar los VCA. Estas señales incluyen componentes de señales de salida de matriz pasiva. En contraste, en el arreglo de la Figura 16 las señales aplicadas a los combinadores de salida de los circuitos de retroalimentación, son las señales de salida de los VCA y excluyen los componentes de matriz pasiva. De esta manera, en la Figura 16 (y en la combinación de las Figuras 14 y 15) los componentes de matriz pasiva deben ser combinados explícitamente con las salidas de los circuitos de retroalimentación, mientras que en la Figura 17 las salidas de los circuitos de retroalimentación incluyen los componentes de matriz pasiva y son suficientes por sí mismos. Se observará también que en el arreglo de la Figura 17 las salidas de las señales intermedias, en vez que las salidas de los VCA (cada una de las cuales constituye solamente un componente de la señal intermedia) se aplican a los combinadores de salida. No obstante, las configuraciones de la Figura 16 y de la Figura 17 (junto con la combinación de Figuras 14 y 15) son equivalentes, y, si los coeficientes de suma son exactos, las salidas de la Figura 17 son las mismas que las de la Figura 16 (y la combinación de las Figuras 14 y 15) . En la Figura 17 las cuatro señales intermedias ká-(Lt+Rt)-(l-gc)], lí-(Lt+Rt)-(l-gs) , feá'Lf (1-gl) ], y fe-Rf(l-gr)], en las ecuaciones 34, 35, 36 y 37 se obtienen procesando las salidas de matriz pasiva y después se adicionan o sustraen para derivar las salidas deseadas. Las señales se alimentan también a los rectificadores y comparadores de dos circuitos de retroalimentación, como se describió anteriormente con relación a la Figura 15, los circuitos de retroalimentación actúan deseablemente para mantener las magnitudes de los pares de señales, iguales. Los circuitos de retroalimentación de la Figura 15, como se aplica a la configuración de la Figura 17, tienen sus salidas a los combinadores de salida, tomadas de las salidas de los combinadores 22 y 26 en vez que de los VCA 6 y 12. Haciendo referencia todavía a la Figura 17, las conexiones entre los combinadores 2 y 4, los VCA 32, 36, 40 y 44, y los combinadores 34, 38, 42 y 46 son los mismos que en el arreglo de la Figura 16. También, en ambos arreglos de la Figura 16 y Figura 17, las salidas de los combinadores 34, 38, 42 y 46 se aplican preferentemente a dos circuitos de control de retroalimentación (las salidas de los combinadores 34 y 46 a un primero de esos circuitos, a fin de generar señales de control para los VCA 32 y 44, y las salidas de los combinadores 38 y 42 a un segundo de esos circuitos, a fin de generar señales de control para los VCA 36 y 40) . En la Figura 17 la salida del combinador 34, la señal Lt-(l-gl), se aplica con un escalamiento de +1 al combinador Csalida 58 y con un escalamiento de +1 al combinador Ssalida 60. La salida del combinador 46, la señal Rf(l-gr) se aplica con un escalamiento de +1 al combinador Csalida 58 y con un 1 "&*- j^^tj?^ escalamiento de -1 al combinador Ssalida 60. La salida del combinador 38, la señal y2- (Lt+Rt ) • (1-gc) , se aplica al combinador Lsalida 56 con un escalamiento de +1 y al combinador Rsalida 62 con un escalamiento de +1. La salida del combinador 42, la señal %• (Lt-Rt) • (1-gs) , se aplica al combinador Lsalida 56 con un escalamiento de +1 y al combinador Rsalida 62 con un escalamiento de -1. Idealmente, aparte de las desventajas prácticas de los circuitos, las configuraciones de "mantener las magnitudes iguales" del descodificador, son "perfectas" en el sentido de que cualquier fuente alimentada a las entradas Lt y Rt, con amplitudes y polaridades relativas conocidas producirán señales de las salidas deseadas y señales despreciables de las otras. "La polaridad y amplitudes relativas, conocidas" significa que las entradas Lt y Rt representan una señal fuente en una dirección de salida cardinal o en una posición entre direcciones de salida cardinales adyacentes. Considerando las ecuaciones 34, 35, 36 y 37 nuevamente, se verá que la ganancia total de cada circuito de ganancia variable que incorpora un VCA es un arreglo substractor en la forma de (1-g) . Cada ganancia del VCA puede variar desde un pequeño valor hasta antes de exceder la unidad. Correspondientemente, la ganancia del circuito de ganancia variable (1-g) puede variar desde casi la unidad hasta 0. De esta manera, la Figura 17 puede volverse a dibujar como la Figura 18, en donde cada VCA y substractor asociado ha sido reemplazado por un VCA solamente, cuya ganancia varía en la dirección opuesta a la de los VCA que se encuentran en la Figura 17. De esta manera, cada ganancia de circuito de ganancia variable (1-g) (implementada, por ejemplo mediante un VCA que tenga una ganancia "g" cuya salida sea substraída de una salida de matriz pasiva como en las Figuras 14/15, 16 y 17) es reemplazada por una ganancia de circuito de ganancia variable correspondiente "h" (implementada, por ejemplo por un solo VCA que tenga una ganancia "h" que actúe en una salida de matriz pasiva) . Si las características de la ganancia "(1-g)" es la misma que la ganancia "h" y si los circuitos de retroalimentación actúan para mantener la igualdad entre la magnitud de los pares de señales necesarios, la configuración de la Figura 18 es equivalente a la configuración de la Figura 17 y suministrará las mismas salidas. En efecto, todas las configuraciones descritas, las configuraciones de las Figuras 14/15, 16, 17 y 18, son equivalentes entre sí. Aunque la configuración de la Figura 18 es equivalente y funciona exactamente igual que las configuraciones anteriores, obsérvese que los componentes de matriz pasiva no aparecen explícitamente en las salidas, sino que aparecen en forma implícita. En la condición en reposo o no guiada, de las configuraciones anteriores, las ganancias g de los VCA caen hasta pequeños valores. En la configuración de la Figura 18, la condición no guiada, correspondiente, ocurre cuando todas las ganancias h de los VCA se elevan hasta su valor máximo, la unidad o valor cercano al mismo. Haciendo referencia a la Figura 18 más específicamente, la salida "izquierda" de la matriz pasiva, que es también la misma que la señal de entrada Lt , se aplica a un VCA "izquierdo" 64 que tiene una ganancia hl para producir la señal intermedia Lt-hl. La salida "derecha" de la matriz pasiva, que es también la misma que la señal de entrada Rt, se aplica a un VCA "derecho" 70 que tiene una ganancia hr para producir la señal intermedia Rt-hr. La salida "central" de la matriz pasiva del combinador 2 se aplica a un VCA "central" 66 que tiene una ganancia he para producir una señal intermedia Vt (Lt+Rt) *hc . La salida "circundante" de la matriz pasiva del combinador 4 se aplica a un VCA 68 "circundante" que tiene una ganancia hs para producir una señal intermedia %• (Lt+Rt) "hs . Como se explicó anteriormente, las ganancias h de los VCA funcionan inversamente a las ganancias g de los VCA, de forma tal que las características de la ganancia h son las mismas que las características de la ganancia (1-g) . Habiendo descrito los descodificadores básicos de ejes de direcciones de salida a noventa grados, de dos entradas y cuatro salidas, de las solicitudes de Fosgate, se presentan ahora detalles adicionales de los descodificadores de conformidad con la presente invención. La Figura 19 muestra un diagrama de bloques de un descodificador de conformidad con la presente invención, para derivar una señal de salida que represente una dirección principal ß2, a partir de dos o más señales de entrada SI (a) , S2 (a) , ... Sn(a) en las que las señales de entrada contienen información direccional en su polaridad y magnitud relativas, para una o más fuentes de señales de audio. La salida para la dirección ß2 es una de una pluralidad de salidas de descodifcadores, cada salida tiene una dirección principal (o cardinal) . Las señales de entrada se aplican a una matriz 102 que deriva un par de señales antidominantes para las direcciones ßl y ß3, las dos direcciones de salida principales, adyacentes a la dirección ß2. El par de señales antidominantes producidas por la matriz 102 se aplican a un servo 112. El servo 112 opera en las versiones, de magnitud controlada, del par de señales antidominantes a fin de forzar sus magnitudes hacia la igualdad. La salida ß2 del descodificador se genera combinando, ya sea por adición o susbtracción, el par de versiones controladas de magnitudes "forzadas hacia la igualdad" de las señales antidommantes . Como se explicó anteriormente, cuando las direcciones principales adyacentes a la dirección de salida principal, j^ ^J^ deseada, son menores que 180 grados, las señales se combinan en el sentido de la polaridad que coloque la dirección de la señal de salida dentro del más pequeño de los dos arcos entre las direcciones adyacentes. El servo 112 puede funcionar ya sea en una manera de ciclo cerrado o del tipo de retroalimentación, o en una manera de tipo de alimentación hacia delante con ciclo abierto. De esta manera, en el servo 112 un control 108 puede recibir, ya sea las señales de salida del servo 112 (mostradas con líneas sólidas) como su entrada, o en las señales de entrada del servo 112 (mostradas con líneas discontinuas) como su entrada. El servo 112 puede ser configurado para incluir un primer y un segundo elementos o funciones 104 y 106 de atenuación o ganancia controlada. Por simplicidad, las funciones o elementos 104 y 106 (así como otras funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada, en todos los dibujos) se presentan esquemáticamente como amplificadores controlados por voltaje (VCA) . Las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada pueden ser, cada uno, un amplificador controlado por voltaje (VCA) o un equivalente digital del mismo (en hardware, firmware o software) . La ganancia de la función o elemento 104 está controlada por una de las salidas de control 108. La ganancia de la función 106 está controlada por la otra de las salidas de control 108. Las funciones o elementos 104 y 106 de atenuación o ganancia controlada, reciben el par de señales antidominantes. Deberá comprenderse que todos los diferentes elementos y funciones (por ejemplo, matrices, rectificadores, comparadores, combinador, amplificadores variables o atenuadores, etc) de las modalidades descritas pueden estar implementadas en hardware o software, en cada uno de los dominios analógicos o digitales. El control en las modalidades analógicas o digitales del servo 112 puede ser efectuado por un sistema de retroalimentación en el que la relación de las magnitudes de las salidas del servo, se compare con 1 y se usen para generar una señal de error para controlar el par de funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada, dentro del servo 112, a fin de forzar el servo para que suministre magnitudes aproximadamente iguales. Alternativamente en modalidades analógicas o digitales del servo 112, el forzamiento hacia la igualdad puede conseguirse mediante un proceso de alimentación hacia delante con ciclo abierto, que mida las señales de entrada del servo. En este caso, la entrada más pequeña se encuentra substancialmente sin cambios, mientras que la más grande es atenuada por la relación de la más pequeña a la más grande, a fin de forzar su magnitud hacia la más pequeña o a que sea igual a la misma.

Las dos versiones "forzadas hacia la igualdad" de las señales antidominantes, se combinan posteriormente, ya sea por adición o por sustracción en un combinador lineal 110. Cuando las direcciones principales adyacentes a la dirección de salida principal deseada, son menores que 180 grados, las señales se combinan en el sentido de la polaridad que coloque la dirección de la señal de salida dentro del más pequeño de los dos arcos entre las direcciones adyacentes. El análisis anterior que abarca las ecuaciones de la 14 a la 19, y las figuras 3-5 es relevante para el arreglo de la Figura 19. Los mismos números de referencia para los elementos o funciones similares se usan en todas las Figuras 19-23. Una alternativa para el arreglo de servo de la Figura 19 se presenta en la Figura 20. Esa alternativa se mencionó anteriormente en el análisis que comprende las ecuaciones 20 y 21. Ese análisis y su Figura 6 relacionada, son relevantes para el arreglo de la Figura 20. Las funciones o elementos 104 y 106 de atenuación o ganancia controlada (cada uno de los cuales proporciona una ganancia h) de la Figura 19, son reemplazados por las funciones o elementos 116 y 120 de atenuación o ganancia controlada (cada uno de los cuales proporciona una ganancia de l-h) cada uno en combinación con un substractor (118 y 122) de forma tal que cada una de las ganancias de la función y del substractor, combinadas, permanezca siendo h como en el arreglo de la Figura 19. Un substractor 118 sustrae la salida de la función o elementos 116 de atenuación o ganancia controlada, de la salida de las señales antidominantes y un substractor 122 substrae la salida de la función 112 de la otra señal antidominante. Compárese el arreglo de la Figura 20 a las Figuras 14/15 y 16 de la presente. Compárese el arreglo de la Figura 19 con el arreglo de las Figuras 17 y 18 de la presente . Una técnica para lograr el control con retroalimentación en el dominio digital, a una velocidad de muestreo reducida, se presenta en la Figura 21. Aunque el arreglo se presenta con elementos o funciones 104 y 106 configurados sin un substractor en la manera del arreglo de la Figura 19, se comprenderá que puede emplearse el arreglo substractivo de la Figura 20. Haciendo referencia a la Figura 21, las entradas se aplican a una primera matriz 102 y a una segunda matriz 102', que pueden tener características idénticas a la matriz 102. Como en el arreglo de la Figura 19, las señales antidominantes producidas por la matriz 102 se aplican a funciones o elementos 104 y 106 de atenuación o ganancia controlada, las salidas de las cuales se combinan por adición o substracción en un combinador lineal 110 para proporcionar la salida ß2. Las salidas de la matriz 102' son parte de un arreglo que incluye funciones 104* y 106' de atenuación o ganancia controlada, y el control 108 que están interconectados como en el arreglo de la Figura 19. Sin embargo, algunas o todas las operaciones dentro de las líneas discontinuas 130 pueden llevarse a cabo a una velocidad de muestreo menor que en la matriz 102 y en las funciones 104 y 106. Las señales de control para las funciones 104' y 106' se aplican no únicamente a aquellas funciones sino que también a un interpolador y/o aproximador 132 que interpola y/o aproxima las señales de control con velocidad de bitios menor antes de usarlas para controlar las funciones o elementos 104 y 106 de atenuación o ganancia controlada. Todos los elementos dentro de la línea discontinua 134 constituyen un servo en esta modalidad. Opcionalmente, a fin de proporcionar cierto grado de "vista hacia delante" y para compensar los retardos en las funciones o elementos dentro de las líneas discontinuas 130, los retardos pueden colocarse antes de las entradas a la matriz 102 (pero sin retardos en la trayectoria a la matriz 102 ' ) . La Figura 22 muestra un arreglo general para producir una multiplicidad de salidas. Dos o más señales de entrada (SI (a) , S2 (OÍ) , ... SN (a) ) en las que las señales de entrada contienen información direccional en su magnitud y polaridad relativas para una o más fuentes de señales de audio que sean aplicadas a una matriz 136 que derive un par de señales antidominantes para las direcciones de salida principales, adyacentes a cada dirección de salida principal (salida 1, salida 2,... salida N) . Cada par de señales antidominantes producidas por la matriz 136 son aplicadas a un servo 114, 114', 114", etc. Como en la manera de los arreglos de la Figura 19, 20 y/o 21, cada servo funciona en una par de señales antidommantes a fin de suministrar un par de señales con magnitudes substancialmente iguales. Cada salida del descodificador es generada después por combinación, ya sea por adición o substracción, del par de versiones "forzadas hacia la igualdad" de las señales antidominantes en la manera descrita anteriormente. Por simplicidad, el control para las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlable, no se presenta. Una alternativa a la topología de la Figura 22 se presenta en la Figura 23, en donde se proporciona una matriz de salida 152 y la salida de los servos se toman de las salidas de las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada (en una configuración que emplea la alternativa substractiva de la Figura 20) en lugar de las salidas de los substractores (cuando la Figura 22 emplea el arreglo de la Figura 20) o de las salidas de las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada (cuando la Figura 22 emplea el arreglo de la Figura 19) . En lugar de proporcionar una trayectoria de ganancia unitaria explícitamente como cuando el arreglo de la Figura 22 se emplea la configuración de servo de la Figura 20, e implícitamente como cuando emplea la configuración de servo de la Figura 19, la alternativa de la Figura 23 proporciona una trayectoria de ganancia unitaria mediante alimentaciones separadas de las señales de entrada a la matriz de salida 152. Otra forma de observar la diferencia entre la topología de la Figura 22 y la de la Figura 23, es que una matriz pasiva está implícita en el arreglo de la Figura 22, mientras que una matriz pasiva está explícita (es decir, la matriz de salida 152) en el arreglo de la Figura 23. Por ejemplo, considérese primero la Figura 22. Por simplicidad asúmase que este es un sistema a "noventa grados" de cuatro salidas y dos entradas, como en la solicitud de Fosgate.

Asúmase además que la salida 1 es la salida Lsalida. Las señales antidominantes adyacentes, requeridas, despreciando cualquier escalamiento común, adicional, son aquellas para el frente central y trasera central, es decir, (Lt-Rt) /2 y (Lt+Rt)/2. Estas se multiplican por las expresiones 1-gs y 1-gc, respectivamente, para obtener un par de señales con magnitudes iguales, y luego se adicionan entre sí para producir (1-gs) • (Lt-Rt) /2+ (1-gc) • (Lt+Rt) /2. Esta puede multiplicarse parcialmente para dar Lt-gs- (Lt-Rt) /2-ge- (Lt+Rt) /2 (de aquí que, los términos Rt no multiplicados se cancelan, pero en un sistema más complejo habr términos). Los términos gs- ( ... ) y ge* ( ... ) podrían considerarse como términos de cancelación que aumentan (realmente disminuyen) la matriz pasiva Lt . Ahora Considérese la Figura 23 usando las mismas suposiciones. Las señales antidominantes forzadas hacia la igualdad son las mismas. La matriz de salida recibe la Lt y Rt originales más las salidas del VCA gs- (Lt-Rt) /2 y ge- (Lt-Rt) /2, y se suma/substrae para dar la misma señal Lsalida que en la Figura 22. La matriz de salida aplica los coeficientes necesarios para la matriz pasiva (en este ejemplo, solamente la unidad para Lt y cero para Rt) , y combina el resultado con los términos de cancelación, que se aplican por lo tanto dentro de la matriz de salida, en lugar que dentro del servo, pero el resultado es idéntico. La misma matriz de entrada 102 se emplea en las modalidades de las Figuras 22 y 23, para generar pares de señales antidominantes. En la Figura 23, las señales antidominantes se aplican a los servos 142, 142', 142", etc. En la manera de las Figuras 14, 15 y 16, las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada, son controlados de forma tal que las salidas de los substractores son forzadas hacia la igualdad, mientras que las salidas de los servos se toman de las salidas de las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada. Por j¡ ? * ,»« simplicidad, el control para las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlable, no se presenta. La matriz 152 desarrolla componentes de matriz pasiva de las señales de entrada y los combina apropiadamente con los componentes de cancelación de los servos, en la manera de las Figuras 14/15 y 16. Potencia constante Escalamiento adaptativo En un ejemplo anterior, una salida de dirección principal deseada es de 90' y las direcciones principales adyacentes son 30' y 150' (es decir, ß2=90", ßl=30" y ß3=150") . Las Figuras de la 2 a la 6 se refieren a ese ejemplo. Para ayudar a la comprensión de otro aspecto de la presente invención, considérese una extensión de ese ejemplo en la que una segunda salida de dirección principal deseada ß3 tiene direcciones adyacentes ß2 y ß4 , en donde ß4 es 210 grados. De esta manera, para ß4=210: anti2(a)=Rt(ß2)Lt(a)-Lt(ß2)Rt(a), Ec.42 y anti4(a)=Rt(ß4)Lt(a)-Lt(ß4)Rt(a). Ec.43 Las ganancias requeridas para forzar las señales antidominantes de ganancia modificada, hacia una magnitud igual, pueden expresarse como: ÜüüH m hß2(a) :=sif tiß4( ) I V|l-2an2ü an = l, liß4(a) anúß2(a) \ ' ) Ec.44 hß antiß4(a) | I ant M4((ac ) t»»ßß22((aa)) = l, antiß2(a) | | antttiß4( a ß« ? , )V ) Ec.45 Las salidas de las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada, respectivas (es decir, los servos), magß2 (a) y magß4 (OÍ) pueden expresarse como: magß2(a) = hß2(a)anti2(a), y Ec.46 magß4(o) » hß4(a)anti4(a). Ec.47 De esta manera, las salidas para la dirección principal ß3 puede expresarse como: saiiaß3 = magß4(a) - magß2(a). Ec.48 Una gráfica de la salida ß2 (a) (ver la Figura 5) y de la salida ß3 (a) versus el ángulo de dirección Oí se presenta en la Figura 24. La inspección de la Figura 24 muestra que una sola señal fuente cuya codificación direccional sea de 90 grados o 150 grados, suministrará una potencia unitaria desde la salida apropiada. Sin embargo, la salida ß2 y la salida ß4 cruzan aproximadamente en 0.5 , 6 dB abajo. De esta manera, una sola señal fuente cuyo ángulo de codificación direccional es de 120 grados (es decir, girada hasta la mitad entre las dos direcciones principales) , cuyas potencias Lt y Rt se adicionan también a la unidad (mediante la definición normalizada anterior) , emergerá aproximadamente 6 dB por abajo de ambas salidas. La sonoridad constante requiere generalmente que los niveles de las dos salidas se encuentren únicamente 3 dB por abajo, dado que dos potencias iguales se suman para dar un refuerzo de 3 dB . En otras palabras, como se giró una fuente de nivel constante, el nivel aparente caerá cuando la fuente se encuentre entre las dos direcciones principales. Este efecto de cambio de nivel puede reducirse, o de hecho pueden introducirse otras variaciones, modificando las ganancias del elemento o función, controlables, mientras se conserva su variación relativa con la dirección, es decir, adicionando un escalamiento variable a ambas funciones o elementos de un par. En este ejemplo particular, se necesita un escalamiento que varíe desde 0 dB en una dirección principal, hasta +3 dB al medio. Un método es generar un multiplicador adicional que varíe como una función del ángulo codificado OÍ como sigue: Dado que hßl y hß3 están restringidos para quedar entre 0 y 1, y dado que uno o el otro de los mismos es siempre 1, estas funciones varían entre la raíz cuadrada de 2 y 1, es decir, entre +3 dB a la mitad entre las direcciones principales y 0 dB en las direcciones principales. De esta manera, incrementa los niveles en el punto medio en 3 dB deseados. Para salidaß2, los términos de igual magnitud, revisados, son: magßl(a) = muJtß2(a)hßl(a)antil(a), y Ec.50 magß3(a) = multß2(a)hß3(a)anti3(a). Ec.51 La nueva salidaß2 es: saiidaß2(a) = magß3(a) - magßl (a). Ec. 52 Similarmente para salidaß3 tm?ltß3(a) := I 2 hß2(a)2 + hß4(a)2 Ec. 53 magß2(a) - multß3(a) hß2(a) anti2(a), y Ec. 54 magß4(a) - uhß3(a) hß4(a) ant¡4(a). Ec. 55 La nueva salidaß3 es saiidaß3(a) = magß4(a) - magß2(a). Ec. 56 Una gráfica de la salida ß2 (a) modificada y la salida ß4 (a) modificada contra el ángulo de dirección se presenta en la Figura 25. La inspección de la Figura 25 muestra que el multiplicador realiza este par particular de cruce de salidas, aproximadamente a -3 dB, produciendo una sonoridad constante aparente. Para otras direcciones principales, pueden requerirse diferentes funciones multiplicadoras . El multiplicador puede aplicarse como anteriormente a los términos de igual magnitud, mediante el control adicional de las funciones o elementos de atenuación o ganancia variable (es decir, aplicando el mismo multiplicador a ambas funciones o elementos) . Alternativamente puede aplicarse a las señales de salida (es decir, subsecuente a la combinación de las señales antidominantes modificadas por forzamiento a igual ganancia) mediante una función o elemento adicional de atenuación o ganancia controlada. El escalamiento variable puede aplicarse también a otros elementos o funciones, con la condición de que ambas señales antidominantes o sus versiones de magnitud controlada, sean afectadas en forma substancialmente igual, a fin de afectar una o más señales de salida seleccionadas. Típicamente, no sería apropiado aplicar el escalamiento variable a las señales de entrada, debido a que todas las señales de salida serían afectadas.

Seis salidas con direcciones principales a incrementos no uniformes Escalamiento fijo para controlar la posición de la salida de señal máxima En los ejemplos anteriores las direcciones principales deseadas están separadas a incrementos uniformes. A fin de comprender mejor la invención, y de ayudar en la comprensión de otro aspecto de la presente invención (es decir, la colocación de la salida de señal máxima en el ángulo de salida deseado, cuando las separaciones entre las direcciones de salidas principales no sean uniformes) , considérese otro ejemplo en el que seis direcciones de salida principales se obtienen a separaciones angulares no uniformes. Asúmase que existen dos señales de entrada Lt y Rt como se definió en las ecuaciones 1 y 2 y que existen seis salidas o direcciones principales en los ángulos ßl, ß2, ... ß6. Como se explica adicionalmente más adelante, estas seis salidas corresponden a trasera izquierda (ßl) , frontal izquierda (ß2)(90*), frontal central (ß3) (180*), frontal derecha (ß4) (270'), trasera derecha (ß5) y trasera posterior (ß6) (360') . En este ejemplo, los cálculos se modifican para dos de las salidas (únicamente), aquellas para ßl y ß2, usando las constantes kl y k2 como se explica posteriormente. Esto tiene el efecto de asegurar que las salidas máximas para ßl y ß2 ocurran precisamente en las direcciones principales en vez que unos cuantos grados más lejos. Las direcciones principales ß4 y ß5 están sin modificar para ilustrar el efecto de la modificación en las salidas ßl y ß2. Considérense tres direcciones de salida principales, adyacentes, ßl, ß2 y ß3. Defínase trasera izquierda como una diferencia de magnitudes entre Lt y Rt de 5 dB . De esta manera, ßlb := 90+ — -atanl-K Ec. 57 deg ßlb = 31.298 De aquí que, para la salida frontal izquierda, las direcciones principales adyacentes están en ß=ßlb y ß=180'. Especialmente, ßl= ßlb, ß2=90\ y ß3=180' . Existe una primera señal antidominante, una combinación antil de Lt y Rt con coeficientes apropiados que pasan a través de cero cuando =ßl: antil(a) - Rt(ßl)Lt(a) - Lt(ßl)Rt(a). Ec.58 Similarmente, existe una segunda señal antidominante, una combinación anti3a de Lt y Rt con coeficientes apropiados que pasan a través de cero cuando a= ß3: ant¡3a(a) » Rt(ß3) Lt(a) - Lt(ß3)*t(a), Ec.59 Posteriormente, escalar la señal antidominante ant?3a por un factor kl para producir la señal antidominante ant?3 : anti3(a) = kl.ant¡3a(a). Ec 60 Selecciónese el factor kl para que haga las magnitudes de antil y anti3 substancialmente iguales (relación de 1) cuando sea la misma que el ángulo de salida principal ß2 : kl:= anül(ß2) anti3a(ß2) Ec.61 kl=0.693 Las gráficas de antil (OÍ) y anti3 (OÍ) contra OÍ, se presentan en la Figura 26. Obsérvese que antil (a) se aproxima a cero en 30' y anti3 (OÍ) se aproxima a cero en 180' . El efecto de escalamiento de anti3 ( ) es aparente (su magnitud máxima es de 0.693 en lugar de 1) . Ambas señales antidominantes cambian de polaridad cuando pasan por cero. Las señales antidominantes antil y anti3 se controlan después para forzar una magnitud igual, mediante un servo de ciclos cerrado o de alguna otra manera, como se describió anteriormente. Por ejemplo, la más pequeña puede estar substancialmente sin cambios (una ganancia de 1) , y la más grande puede estar atenuada para forzar su magnitud a que sea igual a la de la más pequeña. La atenuación requerida es la relación de las magnitudes de entrada más pequeña con respecto a las más grandes. Las ganancias requeridas hl3 para antil y h31 para anti3 (por ejemplo, hl3 es la ganancia que se va a aplicar a antil para hacerla de igual magnitud a anti3) , ambas funciones del ángulo de dirección a pueden escribirse como: anti I (g) hl3(a) :=si[ 1 anti3(ot) = l, anti3(a) + d anlil( :«? )r J Ec. 62 En donde d es un número muy pequeño, tal como 10"10, para prevenir la división entre cero o el logaritmo de cero . De esta manera, las salidas magl3 y mag31 de las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada son: magl3(a) = hl3(a) ant'l(a), y Ec. 63 mag3 l(a) = h3 l(a) anti3(a). Ec. 64 Una gráfica de magl3 (OÍ) y mag31( ) contra el ángulo de la señal fuente codificada a se presenta en la Figura 27. Las salidas magl3 ( ) y mag31(a) son de magnitud y - *-- <-*** *-- * *üti' -polaridad idénticas, excepto en el intervalo =ßl a 0í=*ß3, en donde tienen una magnitud idéntica pero polaridad opuesta. Sustrayéndolas se obtiene cero excepto en ese intervalo limitado. Esta diferencia mostrada en la gráfica de mag31 (a) -magl3 (a) contra el ángulo de la señal fuente codificada de la Figura 28, es la salida que corresponde a la dirección ß2, la dirección principal entre ßl y ß3. Para un giro alrededor de todo el círculo, desde OÍ=0 ' en la parte trasera, hasta =180' en el frente y de regreso a =360' en la parte trasera, esta salida se elevará desde cero cuando =ßl hasta un máximo en ß2 y luego caerá nuevamente a cero en ß3. Sin el factor kl, el máximo no ocurriría precisamente en ß2. En una manera similar se pueden derivar las otras cinco direcciones de salida principales. Al realizarlo así se observará que cada señal antidominante se usa para dos direcciones de salida principales, por ejemplo, anti2 se usa para las salidas tanto en ßl como en (33.

Derivación de la salida de la dirección principal ß3= 180 ß2:=90 ß3:=180 ß4:=27,0 anti2(a) := Rt(ß2)-Lt(a) - Ll(ß2)-Rl(a) Ec.65 •nti4(a) :=Rt(ß4)-Lt(a) - Ll(ß4)-Rl(a) Ec.66 pwg24(a) := h24(a)ant¡2(a) Ec.69 mag42(a) := b42(a)anti4(a) Ec.70 Derivación de la salida de la dirección principal ß4= 270 ß3:=180 ß4:=270 ß5:=360-ßlb anü3(a) := Rt(ß3)-Lt(a) -Lt(ß3) Rl(a) Ec.71 antí5(a) :=Rt(ß5)-Ll(a) - Lt(ß5) Rl(a) Ec.72 mag35(a) := h35(a)anti3(a) Ec.75 mag53(a) := h53(a)anti5(a) Ec.76 Derivación de la salida de la dirección principal ß5=360 '-ßlb ß4:=270 ß5:=36>0-ßlb ß6:=360 anti4(a) := Rt(ß4)-Lt(a) - Lt(ß4)-Rt(a) Ec.77 anü6(a) :=Rt(ß6)-Lt(a) - Lt(ß6)-Rt(a) Ec.78 mag4ó(a) := h46(a)anti4(a) Ec.81 pwg64(a) := h64(a)-anti6(a) Ec.82 Derivación de la salida, de la dirección principal ß6= 360 ß5:=360-ßlb ß6:=360 ßl:=ßlb anti5(a) :*= Rj(ß5)-Lt(a) - Lt(ß5)-Rt(a) Ec.83 antil (a) := Rl(ßl)-Ll(a) - Lt(ßl).Rl(a) Ec.84 mag5l(a) :=h5l( )-ant¡5( ) Ec.87 mag!5(a) :=hl5(a) antil(a) Ec.88 Derivación de la salida de la dirección principal ßl=ßlb ß6:=360 ßl:= ßlb ß2:=90 anli6(a) :=Rl(ß6)Lt(a) - Lt(ßd).Rt(a) Ec.89 an?tii2a(a) := (Rt(ß2)-Ll(a) - Lt(ß2)-Rt( )) Ec.90 Escalar anti2a por un factor k2 para suministrar anti2 en donde anti2, y anti6 son de igual magnitud en ßl . anti6(ßl) k2:= I apti2a(ßl) | Ec. 91 k2 = 0.55 anti2(a) :=k2 anü2a(a) Ec. 92 mag62(a) :=h62(a) anti6(a) Ec. 95 mag26(a) := h26(a) anti2(a) Ec. 96 Las seis salidas resultantes pueden expresarse en dB . en algunas, los términos de igual magnitud tienen la misma polaridad, y en otras la opuesta, dependiendo de la polaridad, seleccionada en forma arbitraria, de los términos en puntos principales adyacentes. Las cantidades dB pueden ser normalizadas al máximo, como se presenta posteriormente, de forma tal que cada dirección principal emerja al mismo nivel : frontal izquierda sal?,, :=n«g3l(a) -mag13(a) Ec.97 2? saldb2ß := 201og[ — + d ] pw<pal2) | ) Ec. 98 frontal central sal3 := «nag42(a) - mag24(a) Ec. 99 ( sal3 I ^ saldb3a := 201og 2— + d m? al3)J J Ec. 100 frontal derecha sal4a := mag53(a) - mag35(a) Ec. 101 trasera derecha 3 5a :=*mag64(a) - mag4ß(a) Ec. 103 trasera central sel 6a :=mag5l(a) + mágica) Ec. 105 Ec. 106 trasera izquierda salla :=mag62(a) + mag2fl(a) Ec. 107 sal l aldbl . ! 201og nn>»í£ü?<(s:¡;.jll] lI )) ) Ec. 108 Las salidas en dB se grafican contra el ángulo de la señal fuente codificada a en la Figura 29. Obsérvese que las salidas modificadas tienen sus máximos en ßl (31.298") y ß2(90'), mientras que las salidas no modificadas, correspondientes, ß4 y ß5, no tienen sus máximos en donde las señales adyacentes se aproximan a cero (por ejemplo, la salidadb 4 no modificada alcanza un pico aproximadamente a 245' en lugar de 270' en donde salidadbd se aproxima a cero) .

Escalamiento de las señales antidominantes para una matriz pasiva deseada La aplicación del escalamiento fijo de una señal antidominante con respecto a la otra es útil para asegurar no solamente que ocurra el pico de la salida en el ángulo de salida deseado cuando los ángulos entre las direcciones de salida no sean uniformes, pero también para alterar las características de la matriz cuando el descodíficador de la matriz, activa se encuentra en su condición de matriz en reposo o pasiva (es decir, cuando no existe guía clara; cuando los servos "se relajan" de forma tal que el descodificador funciona esencialmente como una matriz pasiva) . Sin embargo, deberá observarse que la aplicación de escalamiento relativo fijo para la compensación de la dirección, afecta las características de la matriz pasiva y viceversa. De esta manera, la implementación de ese escalamiento involucra manejos de diseño de ingeniería. En la mayoría de los casos se cree que las características de la matriz pasiva son significativamente más audibles que conseguir una compensación de la dirección, particularmente precisa. La compensación de la dirección, precisa, se cree menos importante porque en los sistema de reproducción de audio, prácticos, las bocinas se encuentran a menudo no físicamente ubicadas en los mismos ángulos de dirección de la salida del descodificador a partir del cual se alimentan. El escalamiento fijo de una señal antidominante, con respecto a la otra, puede lograrse alterando la matriz antidominante de entrada (matriz 102 en las Figuras 19, 20, 22 y 23 y las matrices 102 y 102' en la Figura 21) con respecto a al menos una salida de señal antidominante, o alterando la amplitud de la señal de al menos una señal antidominante, antes de su aplicación a una función o elemento de atenuación o ganancia variable. Regresando entonces al escalamiento para el propósito de proporcionar características deseadas en la matriz pasiva, cuando las ganancias h de la funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada, tienen valores cercanos a la unidad (o equivalentemente, ambas ganancias g son pequeñas en comparación con la unidad) , como sucede en una condición no guiada, la salida consiste de la suma (o diferencia) de las señales antidominantes escaladas. De esta manera, alterando el escalamiento, en particular el escalamiento relativo, se puede alterar la matriz pasiva; la matriz pasiva cuando los servos "se relajan" puede seleccionarse mediante los escalamientos aplicados a las señales antidominantes, antes de controlar sus magnitudes y forzarlas hacia la igualdad. A continuación se encuentra un ejemplo de ese escalamiento para la salida trasera izquierda de un descodificador de cinco salidas, con salidas principales trasera izquierda, frontal izquierda, central, frontal derecha y trasera derecha. Considérese la salida trasera izquierda de la matriz de cinco salidas. Las tres direcciones de salida de interés son por lo tanto ßlb y las salidas adyacentes. Por consistencia llámenseles ßl, ß2 y ß3, en donde ßl corresponde a trasera derecha, ß2 corresponde a trasera izquierda y ß3 a frontal izquierda. Supóngase que ßlb es 31 grados. Entonces, ßl = 360-ßlb ß2 = ßlb, y ß3 = 90. Para las direcciones principales adyacentes en ßl y ß3, usando factores de escalamiento kl y k3 antidominant ßí( ) antidominant ß3(a) La matriz pasiva para la salida trasera izquierda es solamente la suma de éstas cuando las ganancias de igual magnitud sean iguales y tengan un valor de 1 o cercano: LBpass(a) = antidominantßl(a) + ant¡dominantß3(a). Ec.111 Sustituyendo para las señales antidominantes, esta puede expresarse como: LBpass(a) = ALt(a) + B Rt(a), Ec. 112 en donde Si la matriz pasiva es para dar una diferencia que corresponda a una relación c(0.25 para 12 dB, 0.56 para 5 dB: «B — = -c A Ec.115 Los valores absolutos de k son arbitrarios; sin embargo su relación es significativa. Llámese la relación k2/kl=k, para c= 0.56: k=0 . 977 Similarmente, para c= 0.25, k=0.707. De esta manera, sin perturbar la guía, el escalamiento puede seleccionarse para una matriz pasiva deseada .

Tres canales de entrada A fin de comprender de mejor forma la invención y para ayudar a la comprensión de otro aspecto de la presente invención (es decir, un descodificador que tiene más de dos canales de entrada) , considérese otro ejemplo en el que seis direcciones de salida principales, trasera (B) , trasera izquierda, (LB) , izquierda (L) , central (C) , derecha (R) , trasera derecha (RB) , se obtienen a separaciones angulares uniformes (las salidas se encuentran a 60' unas de otras) desde tres señales de entrada. Para una sola señal fuente desde el ángulo , la dirección puede codificarse en tres señales de entrada Lt, Rt y Bt como sigue: Lt(a)=si| o<a <24(sení-.a],?] Ec.117 Rt(a) rsi 120< a < 360,sen .(a - I2?0 Ec.118 Ec.119 Con las definiciones anteriores de las tres señales "totales" de entrada, no existen inversiones en la polaridad como es evidente a partir de una gráfica de las tres señales contra el ángulo de la señal fuente codificada Oí, mostrada en la Figura 30. Defínanse las direcciones principales de salida a incrementos de 60 grados, empezando con izquierda B a cero grados. Considérese LB. Las direcciones principales adyacentes son B y L, a 0 y 120 grados respectivamente. De esta manera, lo que se requiere son combinaciones de las señales totales de entrada que se aproximen a cero en el sitio cuando la dirección codificada de una sola señal fuente sea del mismo ángulo que la salida B y la salida L. Nótese a partir de la Figura 30 que Rt es cero en todo el intervalo de 0 a 120 grados, de forma tal que se esperaría la derivación de LB involucrando únicamente Lt y Bt . Como para el caso de canales con dos entradas, podría esperarse que las combinaciones apropiadas consistan de x- menos yBt, en donde x e y son los coeficientes adoptados para Bt y Lt, respectivamente, en las direcciones en donde se requieren los ceros. De esta manera, antÍLBl(o) - Bt(0) Lt(a) - Lt(0) Bt(a), y Ec.120 antiLB2(o) = Bt(120) Lt(a) - Lt(120) Bt(a). Ec.121 Los valores absolutos de antiLBl (oí) y antiLB2 ( ) contra el ángulo de la señal fuente codificada , se presentan en la Figura 31. Se necesita operar en estas señales antidominantes usando las funciones o elementos de atenuación o ganancia controlada, para producir dos señales de magnitudes iguales, como se describió anteriormente. Esto puede lograrse generando ganancias para forzar las magnitudes hacia la igualdad: antiLBl(a) antiLB2(a) I Ec. 122 glbl(a) :=>si{ > 1 ant?LB2(a) + d anliLB)(a) | ' ) De esta manera, los dos términos con iguales magnitudes son: LBl( ) = g>bl(<s)-anti Bl(a) Ec.124 LB2(o) - e>b2(a)nnüLB2(a) Ec.125 ß Una gráfica de LBl (OÍ) y LB2 (a) contra el ángulo de la señal fuente codificada OÍ, se presenta en la Figura 32. La raíz cuadrada de 2 como divisor es solamente para realizar la unidad máxima final. La salida LB, LB sai(a) = LBl(a) - LB2(a), Ec.126 se gráfica contra el ángulo de la señal fuente codificada en la Figura 33. Ahora considérese la salida L(120 grados) . Las salidas adyacentes a L son LB (60') y C (180') . L está contenida en todas las tres señales de entrada. Sin embargo, una salida de la dirección adyacente LB está contenida únicamente en Lt y Bt, mientras que la otra dirección de salida adyacente C está contenida únicamente en Lt y Rt . De esta manera, a fin de que haya algo que cancelar, es necesario usar combinaciones de todas las tres señales de entrada, Lt, Rt y Bt . Como un ejemplo (probablemente existen otros coeficientes que satisfagan los requerimientos. müLl(a) :al Í?l±RíÍ2Í Ec.127 2 Ec.128 anUL2(a):=Lt(a)-Rt(a) + Bt(?t) Las gráficas de antiLl (a) y antiL2 (a) , las dos señales antidominantes requeridas para derivar la salida L, contra el ángulo de la señal fuente codificada a, se presentan en la Figura 34.

Las ganancias requeridas para forzar magnitudes iguales son : g.l(a) Ec. 129 antiL2(a) antiLl(a) g!2(a) := f > i, Ec. 130 antiLl(a) + d anliL2(< Los términos iguales son: Ll(a) = gll(a)antiLl(a), y Ec.131 L2(a) = gl2(a)ant¡L2(a). Ec.132 10 y la combinación que proporciona la salida izquierda es Lsai(a) = Ll(a) + L2(a). Ec.133 Una gráfica de Ll (a) y L2 (a) contra el ángulo de 15 la señal fuente codificada OÍ se presenta en la Figura 35. Una gráfica de Lsal( ) contra el ángulo de la señal fuente codificada a se presenta en la Figura 36. Similarmente para la salida B: 20 antiBl(a) := Bt(») -«'(«)-»- t(a) Ec.134 2 ¡B2(ct) := B'(«) + R'(a)-U(a) Ec.135 ßbl(, antiB2(a) Ec.136 anliBl(a) •') 25 ^^^^x - IMÉÉMÉÉIÉÜÍÉI ^tó| Bl(a):=gbl(a)antiBl(«) Ec- 138 Ebal(a):=Bl(a) + B2(a) Ec 140 Una gráfica de Bl (a) y B2 (a) contra el ángulo de la señal fuente codificada a se presenta en la Figura 37. Una gráfica de Bsal( ) contra el ángulo de la señal fuente codificada se presenta en la Figura 38. Similarmente para la salida C: Ec.141 múc?{a) Ec.142 antiC2(a) •= Rt(240)Lt( ) - (24q).Rt(a) Ec.145 Cl(a):=gcl(a)anl¡Cl(a) Ec.146 C2(a) := go2(a) antiC2(a) CSal(a):=C2(a)-Cl(a) Ec.147 Una gráfica de Cl (a) y C2 (a) contra el ángulo de la señal fuente codificada a se presenta en la Figura 39. Una gráfica de Cout (a) contra el ángulo de la señal fuente codificada a se presenta en la Figura 40. Pueden realizarse cálculos similares para las dos salidas restantes (R y RB) . Después de la conversión a dB, las cuatro salidas calculadas anteriormente se presentan graficadas contra el ángulo de la señal fuente codificada OÍ en la Figura 41.

Cálculo de los coeficientes para las señales antidominantes Existencia en número de ceros en señales antidominantes.

Si se expresa la dirección fuente de la señal de audio como el ángulo OÍ, la dirección de codificación de funciones normalizadas, en las señales de entrada para el descodificador, serán cíclicas, por ejemplo, 30' y 30 ' +360° representan la misma dirección. Considérese el caso de dos señales de entrada, en donde la dirección se transporta mediante las amplitudes y polaridades relativas de funciones normalizadas. Únicamente una dirección requiere que una función tenga un valor finito diferente de cero cuando el otro sea cero (por ejemplo frontal izquierda, en donde Lt=l y Rt=0) , y en ese punto la polaridad de la función finita es irrelevante para la dirección (por ejemplo nuevamente para frontal izquierda, no hay diferencias si Lt = +1 o -1) . Es evidente que todas las direcciones posibles pueden transportarse por medio ciclo de las funciones; la otra mitad repetirá solamente toda la codificación direccional en donde ambas funciones adoptan polaridades opuestas pero entonces también la misma polaridad relativa. Expresado en forma diferente, para dos señales de entrada, las funciones serán de /2; las ecuaciones 1 y 2 ilustran una selección común. Dado que un ciclo completo debe de pasar a través de cero dos veces, el medio ciclo de cada función pasará a través de cero únicamente una sola vez cuando una dirección fuente se haga girar a través de un círculo completo. Las combinaciones lineales de las señales de entrada, tales como las señales antidominantes, pasarán entonces también a través de cero únicamente una sola vez como se ilustra en la Figura 2. Cuando existan más de dos señales de entrada, las funciones direccionales pueden exhibir más ceros. Por ejemplo, para el caso de tres señales de entrada en el caso simétrico presentado en las ecuaciones 117-119, el medio ciclo de cada función ocupa no todo el círculo de la dirección posible, sino que únicamente dos terceras partes del mismo. En otras palabras, las funciones serán de 3/2. a/2 o 3a/4, y un medio ciclo puede tener no más de dos ceros. Las señales antidominantes cíclicas derivadas por combinaciones lineales de las señales de entrada cíclicas, tendrán entonces también no más de dos ceros . En general, si N señales de entrada expresan la dirección usando funciones cíclicas seleccionadas de forma tal que no exista ambigüedad (de forma tal que un conjunto particular de magnitudes y polaridades relativas transporten únicamente una dirección) , las señales antidominantes a partir de ellas serán cíclicas en Na/4 y tendrán no más de P ceros, en donde P es N/2 redondeado hasta un número entero cuando N sea impar.

Ceros en las señales forzadas hacia magnitudes iguales Cada salida de un servo es una de las entradas multiplicadas por un número positivo, que generalmente queda entre 0 y 1. De aquí que un valor cero en la salida puede surgir por dos causas. a) La entrada servo, es decir una señal antidominante, puede ser por sí misma cero. En general, cuando una señal antidominante pasa por cero, cambia de polaridad (ver las Figuras 2, 7 y 10) . En este caso, dado que la salida servo debe tener la misma polaridad que su entrada, la salida cambiará también de polaridad cuando pase por cero.

Ver, por ejemplo, la Figura 4. En 30', magßl pasa por cero y cambia de positiva a negativa. Similarmente en 150', magß3 pasa por cero y cambia de positiva a negativa. Llámese a esto un cero Tipo I . b) Alternativamente, la salida del servo puede aproximarse a cero (o cercano al mismo) debido a que la ganancia del servo (VCA, multiplicador, etc) se aproxima a cero (o cercano al mismo) . En este caso, la entrada del servo correspondiente no es cero, y por lo tanto no hay cambio en la polaridad en la entrada o la salida. Nuevamente, en la Figura 4, en 30' magß3 se aproxima a cero pero es siempre positiva (no cruza el eje horizontal), y en 150', magßl se aproxima a cero pero permanece negativa. Llámese a este un cero Tipo II .

Ceros en las señales antidominantes Como se explicó en otra parte, si la combinación (adición o substracción) de dos señales forzadas hacia magnitudes iguales, va a producir una salida finita por encima de un segmento de dirección, y substancialmente nada sobre el resto del círculo, éstas deben tener una polaridad relativa con respecto al segmento deseado y la polaridad relativa opuesta afuera del mismo. Como se ilustra en la Figura 4, para un sistema con dos señales de entrada, existen dos ceros en cada señal, uno resulta de un cero en la señal antidominante correspondiente (como en el inciso a) anterior) y el otro de un cero en la otra señal antidominante (dando un multiplicador cero como en el inciso b) anterior) ) . De aquí que, pueden haber únicamente dos cambios en la polaridad relativa en un giro alrededor de todo el círculo, o expresado en forma diferente, el círculo consiste de dos segmentos, uno con una polaridad relativa y el otro con la otra. Después de la combinación, puede haber entonces solamente un segmento con una salida finita en donde el otro substancialmente no proporciona salida. Sin embargo, para más de dos señales de entrada, el par de señales combinadas para una salida puede tener más de un cero de cada clasificación, y potencialmente pueden ser entonces más de un segmento en donde la combinación no sea cero. Comparando las Figuras 8 y 11, es evidente que el requerimiento para solamente un segmento con salida diferente de cero, significa que cada una de las señales que se va a combinar debe tener solamente una dirección en la cual se aproxime a cero pero no cruce el eje como en el caso Tipo II anterior. En la Figura 8, L2 se aproxima a cero pero no cruza el eje dos veces, en 60' y 240", y Ll se aproxima a cero pero no cruza el eje dos veces, en 0 ' (o 360') y 180'. De aquí que la adición produce una salida finita entre 60' y 180' (como se desea) y también entre 240' y 360'. (La sustracción produciría similarmente salidas finitas entre 0' y 60' y entre 180* y 240'). Contrástese esto con la Figura 11. Ll y L2 tienen cada una un ángulo y solamente uno en donde la función se aproxima a cero pero no cruza el eje y cambia de polaridad.

En todos los otros ángulos en donde Ll y L2 se aproximan a cero, lo hacen también en el mismo ángulo, y ambas cambian de polaridad, de forma tal que sus polaridades relativas no cambien. De aquí que la adición en el caso de polaridades opuestas, o la sustracción en el caso de las mismas polaridades, substancialmente no produce salida excepto en el segmento entre los ángulos en donde Ll y L2 no cruzan el eje. En las fronteras de un segmento que suministre una salida finita, una de las señales que se combina se aproxima a cero pero no cambia de polaridad, y la otra pasa a través de cero y por lo tanto cambia de polaridad; sus polaridades relativas cambian, tanto sobre un lado de la frontera que substancialmente cancelan (con una salida pequeño o sin salida alguna) y sobre el otro que se combinan para suministrar la salida finita deseada. En otras palabras, en las fronteras, una señal debe tener un cero Tipo I y la otra debe tener uno Tipo II. Todos los otros ceros deben ser del Tipo I y coinciden de forma tal que la polaridad relativa no cambie y continúe la cancelación. Dado que todos los ceros Tipo I en una salida servo coinciden con los ceros de la señal antidominante correspondiente, para un segmento finito todos los ceros de las señales antidominantes deben coincidir excepto aquellos en los ángulos de las fronteras (las direcciones adyacentes, en donde una señal tendrá un cero Tipo I y la otra un cero j ^ | ^J^M Tipo II) . Expresando esto en forma diferente, cada señal antidominante (entrada servo) pasará por cero y cambiará su polaridad en varios lugares. Un lugar será en una frontera (una dirección adyacente) , pero en la otra frontera la señal antidominante no debe ser cero (la salida servo tendrá un cero Tipo II) . Todos los otros ceros deben coincidir con los ceros de la otra señal antidominante del par. Expresado todavía en otra forma, existe solamente un segmento que suministra una salida, las señales antidomínantes tendrán una polaridad relativa dentro de ese segmento y la polaridad relativa opuesta afuera del mismo.

Coeficientes de señales antidominantes Una señal antidominante formada de N señales de entrada SI (a) , S2(a)... SN(a) usando los coeficientes Al, A2... AN puede expresarse como: Anti(a)=¿ An• Sn(a) Ec.148 Como se mostró anteriormente, una señal antidominante debe aproximarse a cero para valores particulares de a. Si la suma o diferencia de un par de señales antidominantes va a ser infinita en un segmento deseado y cero en cualquier otra parte, cada señal antidominante debe aproximarse de hecho a cero en un borde de ese segmento y además en todos los otros puntos en donde el otro antidominante del par se aproxime a cero excepto en el otro borde. Habrán no más de P ángulos en donde se requiere que una señal antidominante se aproxime a cero. Llámense a estos ángulos ?l, ?2, . . . yP.

Entonces, en cada uno de éstos, la señal antidominante es cero, es decir Anti (?l) =0, Anti (?2) =0, etc.

De esta manera, se pueden formar P ecuaciones simultáneas : Ec. 150 ?An-Sn(?2) = 0 «•i hasta N Ec. 151 1 ?An Sn(?P) = 0 «°l Si ya se conocen los valores de los ángulos ? (por ejemplo, si pueden deducirse por simetría), estas P ecuaciones contienen N incógnitas, los coeficientes A. Dado que los valores absolutos de éstos son arbitrarios (únicamente se tiene cuidado de sus valores relativos) , es posible fijar uno como un valor arbitrario, de forma tal que existan solamente N-l coeficientes independientes. Será evidente que solo para N=2 y N=3 es el número de ecuaciones adecuadas para resolver para los coeficientes, sino se tiene otra información disponible. Sin embargo, en la práctica los sistemas reales tienen simetría (por ejemplo, alrededor del eje frontal/trasero) , de forma tal que por inspección algunos de los coeficientes tienen los mismos valores, y el número de variables puede reducirse entonces y las ecuaciones pueden resolverse. Si no se conocen los valores de ?, pueden escribirse ecuaciones equivalentes para todas las señales antidominantes de interés, insertando aquellas "variables" que se conozcan (para cada antidominante obviamente se conoce la y para esa dirección real) y cualesquiera ángulos equivalentes ? y coeficientes nuevamente deducidos por simetría, y de aquí que se puede reducir el número de incógnitas .

Conclusión Deberá comprenderse que la implementación de otras variaciones y modificaciones de la invención y sus diferentes aspectos, serán evidentes para los experimentados en la técnica, y que la invención no está limitada por estas modalidades específicas descritas. Por lo tanto se COntempla- cubrir mediante la presente invención, cualesquiera y todas las modificaciones, variaciones o equivalentes que caigan dentro del verdadero espíritu y alcance de los principios básicos subyacentes, descritos y reivindicados en la presente . Los experimentados en la técnica reconocerán la equivalencia general de las implementaciones en hardware y software y de implementaciones analógicas y digitales. De esta manera, la presente invención puede implementarse usando hardware analógico, hardware digital, hardware analógico/digital híbrido y/o procesamiento de señales digitales. Los elementos de hardware pueden ejecutarse como funciones en software y/o firmware. De esta manera, todos los varios elementos y funciones (por ejemplo, matrices, rectificadores, comparadores, combinador, atenuadores o amplificadores variables, etc) de las modalidades descritas, pueden implementarse en hardware o software en cualesquiera de los dominios analógico o digital .

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Claims (16)

REIVINDICACIONES

1. Un método para derivar una de una pluralidad de señales de audio, a partir de dos señales de audío de entrada SI (a) y S2 (OÍ) , la señal de audio de salida asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección OÍ, el método está caracterizado porque comprende: generar dos señales de audio antidominantes de la forma: antidominantßl(a) = ASlßl Sl(a) + AS2ßl-S2(a) y antidominantß3(a) = ASlß3 Sl(a) + AS2ß3 S2(a), en donde en una señal antidominante el ángulo ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales, adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en la otra señal antidominante el ángulo ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en donde los coeficientes ASlßl y AS2ßl se seleccionan de forma tal que una señal antidominante sea substancialmente cero cuando a sea ßl y los coeficientes ASlß3 y AS2ß3 se seleccionan de forma tal que la otra señal antidominante sea substancialmente cero cuando OÍ sea ß3 ; aplicar el control de la amplitud a las dos señales antidominantes para suministrar un par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, y, combinar por adición o substracción las señales de audio antidominantes controladas en la amplitud, para proporcionar la señal de audio de salida.

2. Un método para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos o más señales de audio de entrada (S2 (OÍ) , ... Sn (Oí) ) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección a, caracterizado porque comprende: generar dos señales de audio antidominantes de la forma: antiß\{?) = ¿ ASnßl . Sn(a) antiß a) = T ASnß3 • Sn(a) ni en donde N es el número de señales de audio de entrada, ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y los coeficientes ASnßl y ASnß3 se seleccionan de forma tal que las señales antidominantes tengan una polaridad relativa cuando a quede entre ßl y ß3, y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de a; controlar las amplitudes relativas de las dos señales de audio antidominantes, de forma tal que sus amplitudes sean forzadas hacia la igualdad, y, combinar por adición o substracción las señales de audio antidominantes controladas en la amplitud, para proporcionar la señal de audio de salida.

3. Un método para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos señales de audio de entrada SI (a) y S2 (o¡) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección OÍ, caracterizado porque comprende: generar dos señales de audio antidominantes de la forma : antido inantßl(a) = ASlßl Sl(a) + AS2ßl S2(a) y antidominantß3(o) = ASlß3-Sl(a) + AS2ß3 S2(a), en donde, en una señal antidominante el ángulo ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en la otra señal antidominante, el ángulo ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y porque los coeficientes ASlßl y AS2ßl se seleccionan de manera tal que la señal antidominante sea substancialmente cero cuando OÍ sea ßl y los coeficientes ASlß3 y AS2ß3 se seleccionan de manera tal que la otra señal antidominante sea substancialmente cero cuando sea ß3, aplicar el control en la amplitud, a las dos señales antidominantes, para suministrar un primer par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, el par de señales tiene la forma antidominanteß (a) * (1-g) , en donde g es la ganancia o atenuación de un elemento o función de control de la amplitud, y un segundo par de señales tiene la forma antidominanteß (a) *g, generar el componente de matriz pasiva para la dirección principal ß2 , y, combinar por adición o substracción el segundo par de señales con el componente de matriz pasiva para la dirección de salida principal ß2 para proporcionar la señal de audio de salida.

4. Un método para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos o más señales de audio d» entrada (S2 (a) , ... Sn (a) ) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección a, caracterizado porque comprende: generar dos señales de audio antidominantes de la forma: antiß\{a) = ¿ ASnßi • Sn(a) y antiß3(a) = ¿ ?.S/?/73 • ,S ?( ) en donde N es el número de señales de audio de entrada, ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y los coeficientes ASnßl y ASnß3 se seleccionan de forma tal que las señales antidominantes tengan una polaridad relativa cuando Oí quede entre ßl y ß3, y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de OÍ, aplicar el control de la amplitud a las dos señales antidominantes, para1 suministrar un primer par de señales que tengan magnitudes substancialmente iguales, el par de señales tiene la forma: antidominanteß (Oí) • (1-g) , en donde g es la ganancia o atenuación de un elemento o función de control de la amplitud, y un segundo par de señales tiene la forma antidominanteß (a) *g, generar el componente de matriz pasiva para la dirección principal ß2, y, combinar por adición o substracción el segundo par de señales con el componente de matriz pasiva para la dirección de salida principal ß2 para proporcionar la señal de audio de salida.

5. Un método de conformidad con cualesquiera de las reivindicaciones de la 1 a la 4, caracterizado porque además comprende escalar la amplitud relativa de la primera señal antidominante con respecto a la segunda señal antidominante, mediante una constante substancialmente fija.

6. Un método de conformidad con cualesquiera de las reivindicaciones de la 1 a la 4, caracterizado porque además comprende escalar variablemente la primera y segunda señales antidominantes con respecto a la dirección OÍ de una señal fuente de audio codificada en las señales de audio de entrada .

7. Un método de conformidad con la reivindicación 1 ó con la reivindicación 2, caracterizado porque además el sentido en el que las señales antidominantes controladas en la amplitud, se combinan, es la polaridad que coloca la dirección de la señal de salida dentro del más pequeño de los dos arcos entre las direcciones principales adyacentes ßl y ß2.

8. Un método de conformidad con la reivindicación 3 ó con la reivindicación 4, caracterizado porque el sentido en el que el segundo par de señales se combina con el componente de matriz pasiva, es la polaridad que coloca la dirección de la señal de salida dentro del más pequeño de los Í? ?í?jm?+LM* ..... ^Au^X ..^.^ t^^ lLi^ L dos arcos entre las direcciones principales adyacentes ßl y ß2.

9. El aparato para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos señales de audio de entrada (SI (a) y S2 (OÍ) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección a, caracterizado porque comprende: una matriz antidominante que recibe las dos señales de audio de entrada, la matriz genera dos señales de audio antidominantes de la forma: antidominantßl(a) = ASlßl Sl(a) + AS2ßl S2(a) y antidom¡naptß3(a) = ASlß3 Sl(a) + AS2ß3-S2(a), en donde en una señal antidominante, el ángulo ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en la otra señal antidominante el ángulo ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en donde los coeficientes ASlßl y AS2ßl se seleccionan de manera tal que la señal antidominante es substancialmente cero cuando a es ßl y los coeficientes ASlß3 y AS2ß3 se seleccionan de manera tal que la otra señal antidominante es l^t^iá^l^ substancialmente cero cuando es ß3; un servo que incluye un par de atenuadores o amplificadores variables que reciben las dos señales antidominantes y suministran un par de señales que tienen magnitudes substancialmente iguales, y, un combinador que combina por adición o substracción las señales de audio antidominantes controladas en la amplitud, para proporcionar la señal de audio de salida.

10. El aparato para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos o más señales de audío de entrada (SI (a) , ... Sn (a) ) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección OÍ, caracterizado porque comprende: una matriz antidominante que recibe las dos señales de entrada, la matriz genera dos señales de audio antidominantes de la forma: antíß\{?) = ASnß? • Sn{a) y Af antiß3(?) = £ AS"P3 •«&»(«) •«i en donde N es el número de señales de audio de entrada, ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la á¿ Á?. i señal de audio de salida, y los coeficientes ASnßl y ASnß3 se seleccionan de forma tal que las señales antidominantes tengan una polaridad relativa cuando OÍ quede entre ßl y ß3, y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de OÍ, un servo que incluye un par de atenuadores o amplificadores variables que reciben las dos señales antidominantes y suministran un par de señales que tienen magnitudes substancialmente iguales, y, un combinador que combina por adición o substracción las señales de audio antidominantes controladas en la amplitud, para proporcionar la señal de audio de salida.

11. El aparato para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos señales de audio de entrada (SI (OÍ) y S2 (a) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección a, caracterizado porque comprende: una matriz antidominante que recibe las dos señales de audio de entrada, la matriz genera dos señales de audio antidominantes de la forma: antidominantßl(a) = ASlßl Sl(a) + AS2ßl-S2(a) antidominantß3(a) - ASlß3-Sl(a) + AS2ß3 S2(a), , en donde en una señal antidominante, el ángulo ßl es el ángulo de una de las direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en la otra señal antidominante el ángulo ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la 5 dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y en donde los coeficientes ASlßl y AS2ßl se seleccionan de manera tal que la señal antidominante es substancialmente cero cuando a es ßl y los coeficientes ASlß3 y AS2ß3 se seleccionan de manera tal que la otra señal antidominante es 10 substancialmente cero cuando a es ß3 ; un servo que incluye un par de atenuadores o amplificadores variables que reciben las dos señales antidominantes y suministran un par de señales que tienen magnitudes substancialmente iguales, que tienen la forma 15 antidominanteß ( ) • (1-g) , en donde g es la ganancia o atenuación de un elemento o función de control de la amplitud, y un segundo par de señales que tienen la forma antidominanteß ( ) *g, 20 y, una matriz pasiva que recibe las dos señales de audio de entrada, la matriz genera el componente de matriz pasiva para la dirección principal ß2 , y, un combinador que combina por adición o substracción el segundo par de señales con el componente de matriz pasiva para la dirección de salida 25 principal ß2 para proporcionar la señal de audio de salida. *?f* .**?3& ÜIÉÉiÉÉÍfh* - -- - -"*"-- ^^ A^ *—

12. El aparato para derivar una de una pluralidad de señales de audio de salida, a partir de dos o más señales de audio de entrada (SI (OÍ) , ... Sn (OÍ) ) , la señal de audio de salida está asociada con una dirección principal ß2, las señales de audio de entrada están codificadas con una señal fuente de audio que tiene una dirección OÍ, caracterizado porque comprende: una matriz antidominante que recibe las dos señales de entrada, la matriz genera dos señales de audio antidominantes de la forma: antiß\{a)=? ASnßX• Sn(a) y antiß (?)= ¿ ASnßZ • Sn{a) ?r*l en donde N es el número de señales de audio de entrada, ßl es el ángulo de una de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, ß3 es el ángulo de la otra de las dos direcciones principales adyacentes a la dirección principal ß2 de la señal de audio de salida, y los coeficientes ASnßl y ASnß3 se seleccionan de forma tal que las señales antidominantes tengan una polaridad relativa cuando a quede entre ßl y ß3, y la otra polaridad relativa para todos los otros valores de a, un servo que incluye un par de atenuadores o amplificadores variables que reciben las dos señales antidominantes y suministran un par de señales que tienen magnitudes substancialmente iguales de la forma: antidominanteß (Oí) *(l-g) , en donde g es la ganancia o atenuación de un elemento o función de control de la amplitud, y un segundo par de señales que tienen la forma antidominanteß (a) *g, y, una matriz pasiva que recibe las dos señales de audio de entrada, la matriz genera el componente de matriz pasiva para la dirección principal ß2, y, un combinador que combina por adición o substracción el segundo par de señales con el componente de matriz pasiva para la dirección de salida principal ß2 para proporcionar la señal de audio de salida.

13. El aparato de conformidad con cualesquiera de las reivindicaciones de la 9 a la 12, caracterizado porque además comprende un amplificador o atenuador que recibe la primera y/o la segunda señal antidominante para escalar la amplitud relativa de la primera señal antidominante con respecto a la segunda señal antidominante, porcuna constante substancialmente fija.

14. El aparato de conformidad con cualesquiera de las reivindicaciones de la 9 a la 12, caracterizado porque además comprende un atenuador o amplificador variable que recibe, la primera y segunda señales antidominantes para escalar la primera y segunda señales antidominantes con respecto a la dirección de una señal fuente de audio codificada en las señales de audio de entrada.

15. El aparato de conformidad con la reivindicación 9 ó con la reivindicación 10, caracterizado porque el combinador combina las señales antidominantes controladas en la amplitud, en la polaridad que coloca la dirección de la señal de salida dentro del más pequeño de los dos arcos entre las direcciones principales adyacentes ßl y ß2.

16. El aparato de conformidad con la reivindicación 11 ó con la reivindicación 12, caracterizado porque el combinador combina el segundo par de señales con el componente de matriz pasiva en la polaridad que coloca la dirección de la señal de salida dentro del más pequeño de los dos arcos entre las direcciones principales adyacentes ßl y ß2. ..i f á*áA . i**¿**í** *:?. &i.******,.